JP2003087222A - Method and device for demodulating spectrum diffusion signal - Google Patents
Method and device for demodulating spectrum diffusion signalInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、例えばＧＰＳ
（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅ
ｍ）衛星信号などのスペクトラム拡散信号の復調方法お
よび装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention
(Global Positioning System
m) A demodulation method and apparatus for spread spectrum signals such as satellite signals.
【０００２】[0002]
【従来の技術】人工衛星（ＧＰＳ衛星）を利用して移動
体の位置を測定するＧＰＳシステムにおいて、ＧＳＰ受
信機は、４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信し、そ
の受信信号から受信機の位置を計算し、ユーザに知らせ
ることが基本機能である。2. Description of the Related Art In a GPS system that measures the position of a moving body by using artificial satellites (GPS satellites), a GSP receiver receives signals from four or more GPS satellites and the receiver receives the signals. The basic function is to calculate the position of and to inform the user.
【０００３】ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を
復調してＧＰＳ衛星の軌道データを獲得し、ＧＰＳ衛星
の軌道および時間情報と受信信号の遅延時間から、自受
信機の３次元位置を連立方程式により導き出す。受信信
号を得るＧＰＳ衛星が４個必要となるのは、ＧＰＳ受信
機内部の時間と衛星の時間とで誤差があり、その誤差の
影響を除去するためである。The GPS receiver demodulates the signals from the GPS satellites to obtain the orbital data of the GPS satellites, and from the orbital and time information of the GPS satellites and the delay time of the received signal, the three-dimensional position of its own receiver is simultaneous. Derived by an equation. The reason why four GPS satellites are required to obtain a reception signal is that there is an error between the time inside the GPS receiver and the time of the satellite, and the influence of the error is eliminated.
【０００４】民生用ＧＰＳ受信機の場合には、ＧＰＳ衛
星（Ｎａｖｓｔａｒ）からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Ｃｌｅａ
ｒ ａｎｄ Ａｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）コードと呼ばれる
スペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行
う。In the case of a consumer GPS receiver, the C / A (Clear) in the L1 band from the GPS satellite (Navstar) is used.
A spread spectrum signal radio wave called a r and Acquisition code is received to perform positioning calculation.
【０００５】Ｃ／Ａコードは、送信信号速度（チップレ
ート）が１．０２３ＭＨｚ、符号長が１０２３のＰＮ
（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ；擬似ランダ
ム雑音）系列の符号、例えばＧｏｌｄ符号で、５０ｂｐ
ｓのデータを拡散した信号により、周波数が１５７５．
４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという）をＢＰＳ
Ｋ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉ
ｎｇ）変調した信号である。この場合、符号長が１０２
３であるので、Ｃ／Ａコードは、ＰＮ系列の符号が、図
２１（Ａ）に示すように、１０２３チップを１周期（し
たがって、１周期＝１ミリ秒）として、繰り返すものと
なっている。The C / A code is a PN with a transmission signal speed (chip rate) of 1.023 MHz and a code length of 1023.
(Pseudorandom Noise; Pseudo Random Noise) sequence code, for example, Gold code, 50 bp
s, the frequency is 1575.
42MHz carrier (hereinafter referred to as carrier) BPS
K (Binary Phase Shift Keyi
ng) is a modulated signal. In this case, the code length is 102
Since the C / A code is 3, the code of the PN sequence repeats with 1023 chips as one cycle (hence, 1 cycle = 1 millisecond) as shown in FIG. 21 (A). .
【０００６】このＣ／ＡコードのＰＮ系列の符号は、Ｇ
ＰＳ衛星ごとに異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、ど
のＰＮ系列の符号を用いているかは、予めＧＰＳ受信機
で検知できるようにされている。また、後述するような
航法メッセージによって、ＧＰＳ受信機では、どのＧＰ
Ｓ衛星からの信号を、その地点およびその時点で受信で
きるかが判るようになっている。したがって、ＧＰＳ受
信機では、例えば３次元測位であれば、その地点および
その時点で取得できる４個以上のＧＰＳ衛星からの電波
を受信して、スペクトラム逆拡散し、測位演算を行っ
て、自分の位置を求めるようにする。The code of the PN sequence of this C / A code is G
Although different for each PS satellite, which GPS satellite uses which PN sequence code can be detected in advance by the GPS receiver. In addition, the GPS message is transmitted to the GPS receiver by the navigation message as described below.
It is known whether the signal from the S satellite can be received at that point and at that time. Therefore, for example, in the case of three-dimensional positioning, the GPS receiver receives radio waves from four or more GPS satellites that can be acquired at that point and at that time point, performs spectrum despreading, performs positioning calculation, and calculates its own position. Try to find the position.
【０００７】そして、図２１（Ｂ）に示すように、衛星
信号データの１ビットは、ＰＮ系列の符号の２０周期
分、つまり、２０ミリ秒単位として伝送される。つま
り、データ伝送速度は、５０ｂｐｓである。ＰＮ系列の
符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが“１”の
ときと、“０”のときとでは、反転したものとなる。As shown in FIG. 21B, 1 bit of satellite signal data is transmitted in units of 20 cycles of the PN sequence code, that is, in units of 20 milliseconds. That is, the data transmission rate is 50 bps. The 1023 chips for one period of the code of the PN sequence are inverted when the bit is "1" and when it is "0".
【０００８】図２１（Ｃ）に示すように、ＧＰＳでは、
３０ビット（６００ミリ秒）で１ワードが形成される。
そして、図２１（Ｄ）に示すように、１０ワードで、１
サブフレーム（６秒）が形成される。図２１（Ｅ）に示
すように、１サブフレームの先頭のワードには、データ
が更新されたときであっても常に規定のビットパターン
とされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルの
後にデータが伝送されてくる。As shown in FIG. 21C, in GPS,
One word is formed by 30 bits (600 milliseconds).
Then, as shown in FIG.
A subframe (6 seconds) is formed. As shown in FIG. 21 (E), a preamble that is always a prescribed bit pattern is inserted in the first word of one subframe even when the data is updated, and the data is transmitted after this preamble. Is coming.
【０００９】さらに、５サブフレームで、１フレーム
（３０秒）が形成される。そして、航法メッセージは、
この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。この１
フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレーム
は、エフェメリス情報と呼ばれる衛星固有の情報であ
る。このエフェメリス情報は、１メインフレーム単位
（３０秒）で繰り返し送られるものであり、その情報を
送信してくる衛星の軌道を求めるためのパラメータと、
衛星からの信号の送出時刻とを含む。Further, one frame (30 seconds) is formed by 5 subframes. And the navigation message is
The data is transmitted in data units of this one frame. This one
The first three subframes of the frame data are satellite-specific information called ephemeris information. This ephemeris information is repeatedly sent in units of one main frame (30 seconds), and a parameter for determining the orbit of the satellite transmitting the information,
And the time of transmission of the signal from the satellite.
【００１０】ＧＰＳ衛星のすべては、原子時計を備え、
共通の時刻情報を用いており、ＧＰＳ衛星からの信号の
送出時刻は、原子時計に同期したものとされている。上
記の２つの時刻データを受信することにより絶対時刻を
求める。６秒以下の値は、衛星の電波に同期ロックする
過程で、そのＧＰＳ受信機が備える基準発振器の精度
で、衛星の時刻に同期するようにする。All GPS satellites have atomic clocks,
The common time information is used, and the sending time of the signal from the GPS satellite is supposed to be synchronized with the atomic clock. The absolute time is obtained by receiving the above two time data. A value of 6 seconds or less is set so as to be synchronized with the time of the satellite with the accuracy of the reference oscillator included in the GPS receiver in the process of synchronously locking the radio wave of the satellite.
【００１１】また、各ＧＰＳ衛星のＰＮ系列の符号は、
原子時計に同期したものとして生成される。また、この
エフェメリス情報から、ＧＰＳ受信機における測位計算
の際に用いられる衛星の位置および衛星の速度が求めら
れる。The code of the PN sequence of each GPS satellite is
It is generated as synchronized with the atomic clock. Further, from this ephemeris information, the position of the satellite and the velocity of the satellite used in the positioning calculation in the GPS receiver are obtained.
【００１２】エフェメリス情報は、地上の管制局からの
制御により比較的頻繁に更新される精度の高い暦であ
る。ＧＰＳ受信機では、このエフェメリス情報をメモリ
に保持しておくことにより、当該エフェメリス情報を測
位計算に使用することができる。しかし、その精度上、
使用可能な寿命は、通常、２時間程度とされており、Ｇ
ＰＳ受信機では、エフェメリス情報をメモリに記憶した
時点からの時間経過を監視して、その寿命を超えたとき
には、メモリのエフェメリス情報を更新して書き換える
ようにしている。The ephemeris information is a highly accurate calendar that is updated relatively frequently under the control of the ground control station. By storing this ephemeris information in the memory, the GPS receiver can use the ephemeris information for positioning calculation. However, due to its accuracy,
The usable life is usually about 2 hours.
The PS receiver monitors the elapse of time from the time when the ephemeris information is stored in the memory, and updates the ephemeris information in the memory and rewrites it when its life is exceeded.
【００１３】１フレームのデータの残りの２サブフレー
ムの航法メッセージは、アルマナック情報と呼ばれる全
ての衛星から共通に送信される情報である。このアルマ
ナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分
必要となるもので、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報
や、どのＧＰＳ衛星が使用可能かを示す情報などからな
る。The navigation messages of the remaining two subframes of the data of one frame are information called almanac information transmitted in common from all satellites. This almanac information requires 25 frames to acquire all the information, and includes approximate position information of each GPS satellite and information indicating which GPS satellite can be used.
【００１４】このアルマナック情報も、地上の制御局か
らの制御により数日ごとに更新される。このアルマナッ
ク情報も、これをＧＰＳ受信機のメモリに保持して使用
することができるが、その寿命は、数か月とされてお
り、通常は、数ヶ月毎に、メモリのアルマナック情報
は、ＧＰＳ衛星から取得した新しい情報に更新される。
ＧＰＳ受信機のメモリに、このアルマナック情報を蓄え
ておけば、電源投入後、どのチャンネルにどの衛星を割
り当てればよいかを計算することができる。This almanac information is also updated every few days under the control of the ground control station. This almanac information can also be used by holding it in the memory of the GPS receiver, but its life is said to be several months, and normally, every few months, the almanac information in the memory is stored in the GPS receiver. Updated with new information obtained from the satellite.
If this almanac information is stored in the memory of the GPS receiver, it is possible to calculate which satellite should be assigned to which channel after the power is turned on.
【００１５】ＧＰＳ受信機で、ＧＰＳ衛星信号を受信し
て、上述のデータを得るためには、まず、キャリアを除
去した後、ＧＰＳ受信機に用意される受信しようとする
ＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じＰＮ系
列の符号（以下、ＰＮ系列の符号をＰＮ符号という）を
用いて、そのＧＰＳ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコ
ードの位相同期を取ることによりＧＰＳ衛星からの信号
を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。Ｃ／Ａコードと
の位相同期が取れて、逆拡散が行われると、ビットが検
出されて、ＧＰＳ衛星からの信号から時刻情報等を含む
航法メッセージを取得することが可能になる。In order to receive the above-mentioned data by receiving the GPS satellite signal with the GPS receiver, first, after removing the carrier, it is used in the GPS satellite to be received prepared for the GPS receiver. By using the same PN sequence code as the C / A code (hereinafter, the PN sequence code is referred to as PN code), the signal from the GPS satellite is synchronized with the C / A code by phase synchronization. Capture the signal and perform spectrum despreading. When the phase is synchronized with the C / A code and the despreading is performed, the bits are detected, and the navigation message including the time information and the like can be acquired from the signal from the GPS satellite.
【００１６】ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉は、Ｃ／Ａコ
ードの位相同期検索により行われるが、この位相同期検
索においては、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号とＧＰＳ衛星か
らの受信信号のＰＮ符号との相関を検出し、例えば、そ
の相関検出結果の相関値が予め定めた値よりも大きい時
に、両者が同期していると判定する。そして、同期が取
れていないと判別されたときには、何らかの同期手法を
用いて、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の位相を制御して、受
信信号のＰＮ符号と同期させるようにしている。The signal from the GPS satellite is captured by the phase synchronization search of the C / A code. In this phase synchronization search, the PN code of the GPS receiver and the PN code of the reception signal from the GPS satellite are used. The correlation is detected, and for example, when the correlation value of the correlation detection result is larger than a predetermined value, it is determined that the two are synchronized. When it is determined that the PN code is not synchronized, the phase of the PN code of the GPS receiver is controlled by using some kind of synchronization method so as to synchronize with the PN code of the received signal.
【００１７】ところで、上述したように、ＧＰＳ衛星信
号は、データを拡散符号で拡散した信号によりキャリア
をＢＰＳＫ変調した信号であるので、当該ＧＰＳ衛星信
号をＧＰＳ受信機が受信するには、拡散符号のみでな
く、キャリアおよびデータの同期をとる必要があるが、
拡散符号とキャリアの同期は独立に行うことはできな
い。By the way, as described above, the GPS satellite signal is a signal in which the carrier is BPSK-modulated by the signal obtained by spreading the data with the spreading code. Therefore, in order for the GPS receiver to receive the GPS satellite signal, the spreading code is required. Not only do you need to synchronize carrier and data,
The spreading code and carrier cannot be synchronized independently.
【００１８】そして、ＧＰＳ受信機では、受信信号は、
そのキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数に変換
して、その中間周波数信号で、上述の同期検出処理する
のが普通である。この中間周波数信号におけるキャリア
には、主にＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラーシ
フトによる周波数誤差と、受信信号を中間周波数信号に
変換する際に、ＧＰＳ受信機内部で発生させる局部発振
器の周波数誤差分が含まれる。Then, in the GPS receiver, the received signal is
Usually, the carrier frequency is converted into an intermediate frequency within several MHz, and the intermediate frequency signal is subjected to the above-mentioned synchronization detection processing. The carrier in this intermediate frequency signal is mainly due to the frequency error due to the Doppler shift corresponding to the moving speed of the GPS satellite and the frequency error of the local oscillator generated inside the GPS receiver when converting the received signal into the intermediate frequency signal. Minutes included.
【００１９】したがって、これらの周波数誤差要因によ
り、中間周波数信号におけるキャリア周波数は未知であ
り、その周波数サーチが必要となる。また、拡散符号の
１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧ
ＰＳ衛星との位置関係に依存するのでこれも未知である
から、上述のように、何らかの同期手法が必要となる。Therefore, due to these frequency error factors, the carrier frequency in the intermediate frequency signal is unknown and the frequency search is required. In addition, the synchronization point (synchronization phase) within one cycle of the spread code is
Since this also depends on the positional relationship with the PS satellite and is unknown, some kind of synchronization method is required as described above.
【００２０】従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについ
ての周波数サーチと、スライディング相関器＋ＤＬＬ
（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）＋コスタスル
ープによる同期手法を用いている。これについて、以下
に説明を加える。In the conventional GPS receiver, the frequency search for the carrier and the sliding correlator + DLL are performed.
(Delay Locked Loop) + Costas loop synchronization method is used. This will be described below.
【００２１】ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動す
るクロックは、ＧＰＳ受信機に用意される基準周波数発
振器を分周したものが、一般に用いられている。この基
準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いら
れており、この基準周波数発振器の出力から、ＧＰＳ衛
星からの受信信号を中間周波数信号に変換するのに用い
る局部発振信号を生成する。As a clock for driving a PN code generator of a GPS receiver, a clock obtained by dividing a reference frequency oscillator prepared in the GPS receiver is generally used. A high-precision crystal oscillator is used as the reference frequency oscillator, and a local oscillation signal used for converting a reception signal from a GPS satellite into an intermediate frequency signal is generated from the output of the reference frequency oscillator.
【００２２】図２２は、この周波数サーチを説明するた
めの図である。すなわち、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発
生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ
１であるときに、ＰＮ符号についての位相同期検索、つ
まり、ＰＮ符号の位相を１チップずつ順次ずらして、そ
れぞれのチップ位相のときのＧＰＳ受信信号とＰＮ符号
との相関を検出し、相関のピーク値を検出することによ
り、同期が取れる位相を検出するようにする。FIG. 22 is a diagram for explaining this frequency search. That is, the frequency of the clock signal that drives the PN code generator of the GPS receiver is a certain frequency f
When it is 1, the phase synchronization search for the PN code, that is, the phase of the PN code is sequentially shifted by one chip, the correlation between the GPS reception signal and the PN code at each chip phase is detected, and the correlation of the correlation is detected. By detecting the peak value, the phase at which synchronization can be achieved is detected.
【００２３】前記クロック信号の周波数がｆ１のときに
おいて、１０２３チップ分の位相検索の全てで同期する
位相が存在しなければ、例えば基準周波数発振器に対す
る分周比を変えて、前記駆動クロック信号の周波数を周
波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相検索
を行う。これを、図２２のように、前記駆動クロック信
号の周波数をステップ的に変更して繰り返す。以上の動
作が周波数サーチである。When the frequency of the clock signal is f1 and if there is no synchronized phase in all of the phase searches for 1023 chips, the frequency of the drive clock signal is changed, for example, by changing the division ratio for the reference frequency oscillator. Is changed to the frequency f2, and a phase search for 1023 chips is similarly performed. This is repeated by changing the frequency of the driving clock signal stepwise as shown in FIG. The above operation is the frequency search.
【００２４】そして、この周波数サーチにより、同期可
能とされる駆動クロック信号の周波数が検出されると、
そのクロック周波数で最終的なＰＮ符号の位相同期が行
われる。これにより、水晶周波数発振器の発振周波数ず
れがあっても、衛星信号を捕捉することが可能になる。When the frequency of the drive clock signal which can be synchronized is detected by this frequency search,
The final phase synchronization of the PN code is performed at that clock frequency. This makes it possible to capture satellite signals even if there is a deviation in the oscillation frequency of the crystal frequency oscillator.
【００２５】[0025]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、同期方
法として上述したような従来からの手法を用いたので
は、原理的に高速同期には不向きで、実際の受信機にお
いては、それを補うため、多チャンネル化してパラレル
に同期点を探索する必要が生じる。そして、上記のよう
に拡散符号およびキャリアの同期に時間を要すると、Ｇ
ＰＳ受信機の反応が遅くなり、使用上において不便を生
ずる。However, if the conventional method as described above is used as the synchronization method, it is theoretically unsuitable for high-speed synchronization, and in an actual receiver, in order to compensate for it, It becomes necessary to search for a synchronization point in parallel by using multiple channels. If it takes time to synchronize the spreading code and the carrier as described above, G
The reaction of the PS receiver becomes slow, which causes inconvenience in use.
【００２６】拡散符号の位相同期に関しては、上述のよ
うなスライディング相関の手法を用いることなく、高速
フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅ
ｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）という）処理を用いたデジタル
マッチドフィルタにより、符号同期を高速に行う手法
が、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃ
ｅｓｓｏｒ）に代表されるハードウエアの能力の向上に
よって実現している。Regarding the phase synchronization of the spread code, a fast Fourier transform (hereinafter referred to as FFT (Fast Fourier) is used without using the sliding correlation method as described above.
rTransform)), a method for performing code synchronization at high speed by a digital matched filter is a DSP (Digital Signal Proc).
This is realized by improving the capability of hardware represented by an essay.
【００２７】しかしながら、このデジタルマッチドフィ
ルタを用いる場合は、受信信号のキャリアとの同期を取
ってキャリア成分をキャンセルする必要がある。従来
は、このキャリア成分のキャンセルは、例えば無線回線
等を通じて他からキャリア周波数に関する情報を得て、
その情報に基づいて、可変周波数発振器の発振周波数を
制御し、ＦＦＴを行う前の時間領域において、受信信号
と、当該可変周波数発振器の発振出力とを乗算すること
で行っている。However, when this digital matched filter is used, it is necessary to cancel the carrier component in synchronization with the carrier of the received signal. Conventionally, the cancellation of this carrier component, for example, obtains information about the carrier frequency from others through a wireless line or the like,
Based on the information, the oscillation frequency of the variable frequency oscillator is controlled, and in the time domain before performing FFT, the reception signal is multiplied by the oscillation output of the variable frequency oscillator.
【００２８】このため、中間周波数信号への変換のため
の乗算器のほかに、さらに乗算器が必要になり、受信信
号についての同期のための構成が複雑になる問題があっ
た。Therefore, in addition to the multiplier for converting to the intermediate frequency signal, a multiplier is further required, and there is a problem that the structure for synchronizing the received signal becomes complicated.
【００２９】この発明は、以上の点にかんがみ、ＧＰＳ
衛星信号などのスペクトラム拡散信号についての拡散符
号同期捕捉およびキャリア同期捕捉を、比較的簡単な構
成で、ＦＦＴを利用して高速に行うことができる方法お
よびその方法を適用した装置を提供することを目的とす
る。In view of the above points, the present invention has GPS
To provide a method capable of performing spread code synchronization acquisition and carrier synchronization acquisition for a spread spectrum signal such as a satellite signal at a high speed using an FFT with a relatively simple configuration, and an apparatus to which the method is applied. To aim.
【００３０】[0030]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１の発明によるスペクトラム拡散信号復調方
法は、拡散符号でデータをスペクトラム拡散した信号に
より搬送波が変調されている受信信号をＦＦＴして第１
のメモリに書き込む工程と、前記第１のメモリに書き込
まれた前記受信信号のＦＦＴ結果と、第２のメモリに書
き込まれている拡散符号のＦＦＴ結果とを、それぞれ読
み出して乗算することにより、前記受信信号と前記拡散
符号の相関を検出する工程であって、前記受信信号のＦ
ＦＴ結果または前記拡散符号のＦＦＴ結果のいずれか一
方については、前記受信信号のキャリア周波数に応じた
分だけ読み出しアドレスをシフトして、前記第１のメモ
リまたは前記第２のメモリから読み出すようにする工程
と、前記乗算の結果を逆ＦＦＴして、前記受信信号と前
記拡散符号との相関点を検出する工程と、を備えること
を特徴とする。In order to solve the above-mentioned problems, a spread spectrum signal demodulation method according to the invention of claim 1 is a method in which a received signal in which a carrier wave is modulated by a signal in which data is spread spectrum by a spread code is used for FFT. Then first
In the memory, and by reading and multiplying the FFT result of the received signal written in the first memory and the FFT result of the spread code written in the second memory, respectively. A step of detecting a correlation between a received signal and the spread code, wherein F of the received signal is detected.
As for either the FT result or the FFT result of the spread code, the read address is shifted by an amount corresponding to the carrier frequency of the received signal and read from the first memory or the second memory. And a step of performing an inverse FFT on the result of the multiplication to detect a correlation point between the received signal and the spread code.
【００３１】また、請求項２の発明は、請求項１に記載
のスペクトラム拡散信号復調方法において、前記受信信
号のキャリア周波数は、受信機において既知であって、
当該既知であるキャリア周波数に応じた分だけ読み出し
アドレスをシフトして前記第１のメモリまたは前記第２
のメモリから前記ＦＦＴ結果を読み出すことを特徴とす
る。The invention of claim 2 is the spread spectrum signal demodulating method according to claim 1, wherein the carrier frequency of the received signal is known in the receiver,
The read address is shifted by an amount corresponding to the known carrier frequency to shift the read address to the first memory or the second memory.
The FFT result is read from the memory.
【００３２】また、請求項３の発明のスペクトラム拡散
信号復調方法は、受信信号をＦＦＴして第１のメモリに
書き込む工程と、前記第１のメモリから読み出された前
記受信信号のＦＦＴ結果と、第２のメモリから読み出さ
れた拡散符号のＦＦＴ結果とを乗算する工程と、前記乗
算の結果を逆ＦＦＴして、前記受信信号と前記拡散符号
との相関検出出力を得る工程と、前記相関検出出力に基
づいて前記受信信号と前記拡散符号との相関のピークを
検索し、その検索結果に基づいて、前記受信信号のＦＦ
Ｔ結果または前記拡散符号のＦＦＴ結果のいずれか一方
の前記第１のメモリまたは前記第２のメモリからの読み
出しアドレスをシフト制御しながら、前記相関のピーク
を判別して、前記受信信号と前記拡散符号との相関点を
検出する工程と、を備えることを特徴とする。Further, in the spread spectrum signal demodulating method of the present invention, the step of FFT the received signal and write it in the first memory, and the FFT result of the received signal read from the first memory. , Multiplying the FFT result of the spreading code read from the second memory, inverse FFT the result of the multiplication to obtain a correlation detection output between the received signal and the spreading code, The peak of the correlation between the received signal and the spread code is searched based on the correlation detection output, and the FF of the received signal is searched based on the search result.
The peak of the correlation is discriminated while the read address from either the T memory or the FFT result of the spreading code from the first memory or the second memory is shift-controlled, and the received signal and the spread signal are spread. And a step of detecting a correlation point with the code.
【００３３】また、請求項４の発明は、請求項１または
請求項３に記載のスペクトラム拡散信号復調方法におい
て、拡散符号でデータをスペクトラム拡散した信号によ
り搬送波が変調されている前記受信信号のＦＦＴおよび
前記拡散符号のＦＦＴは、前記拡散符号のＭ周期（Ｍは
２以上の整数）を単位として行うことを特徴とする。The invention of claim 4 is the spread spectrum signal demodulating method according to claim 1 or 3, wherein the FFT of the received signal has a carrier wave modulated by a signal obtained by spread spectrum data of a spread code. The FFT of the spreading code is performed in units of M cycles (M is an integer of 2 or more) of the spreading code.
【００３４】また、請求項５の発明は、請求項４に記載
のスペクトラム拡散信号復調方法において、前記受信信
号のＦＦＴは、その全周波数成分を一括して計算せず、
Ｌ回（Ｌは２以上の整数）に分けて、前記受信信号の１
／ＬずつのＦＦＴを行うことを特徴とする。Further, the invention of claim 5 is the spread spectrum signal demodulating method according to claim 4, wherein the FFT of the received signal does not collectively calculate all frequency components,
The received signal is divided into L times (L is an integer of 2 or more) and 1
The feature is that FFT is performed for each / L.
【００３５】後述するように、例えば、受信信号とキャ
リア信号との乗算結果をＦＦＴしたものは、受信信号の
ＦＦＴ結果を、離散周波数についてキャリア周波数分だ
けシフトしたものに等しくなる。As will be described later, for example, an FFT of the multiplication result of the received signal and the carrier signal is equal to an FFT result of the received signal shifted by the carrier frequency with respect to the discrete frequency.
【００３６】このＦＦＴの性質を利用して、請求項１の
発明においては、受信信号のＦＦＴ結果、または、拡散
符号のＦＦＴ結果のいずれか一方は、受信信号のキャリ
ア周波数に応じた分だけシフトして、メモリから読み出
すようにする。このようにシフトして読み出したもの
は、キャリア成分を除去したものに等しくなる。Utilizing this property of FFT, in the invention of claim 1, either the FFT result of the received signal or the FFT result of the spread code is shifted by an amount corresponding to the carrier frequency of the received signal. Then, it is read from the memory. The data read out by shifting in this way is equal to the data read out from the carrier component.
【００３７】したがって、これらのメモリから読み出し
た受信信号のＦＦＴ結果と拡散符号のＦＦＴ結果とを乗
算し、その乗算結果を逆ＦＦＴして、両者の相関を求め
と、キャリアの周波数サーチを行うことなく、相関のピ
ーク値が得られ、拡散符号の同期検出ができる。すなわ
ち、請求項１の発明によれば、キャリア除去用の乗算器
を用いることなく、拡散符号の同期およびキャリア同期
を取ることができる。Therefore, the FFT result of the received signal read from these memories is multiplied by the FFT result of the spread code, and the multiplication result is subjected to inverse FFT to obtain the correlation between the two and perform carrier frequency search. Instead, the peak value of the correlation is obtained, and the synchronization of the spread code can be detected. That is, according to the first aspect of the present invention, the spread code synchronization and the carrier synchronization can be achieved without using the carrier removing multiplier.
【００３８】上記の請求項１の発明は、請求項２の発明
のように、キャリア周波数が既知である場合に、非常に
有効である。例えばドップラーシフト量が正確に見積も
られ、かつ、ＧＰＳ受信機内部の発振周波数および時間
情報が正確であれば、キャリア周波数が既知となるの
で、その既知のキャリア周波数を用いて、メモリの読み
出しアドレスのシフトを行うことにより、キャリア同期
ができるものである。The invention of claim 1 is very effective when the carrier frequency is known as in the invention of claim 2. For example, if the Doppler shift amount is accurately estimated, and the oscillation frequency and time information inside the GPS receiver are accurate, the carrier frequency is known. Therefore, the known carrier frequency is used to read the memory read address. The carrier synchronization can be performed by performing the shift of.
【００３９】請求項３の発明も基本的には、請求項１の
発明と同様に、ＦＦＴ結果の読み出しアドレスを制御す
ることにより、キャリアの同期を取るものであるが、こ
の請求項３は、キャリア周波数が未知である場合に有効
なものである。Similarly to the invention of claim 1, the invention of claim 3 basically synchronizes the carrier by controlling the read address of the FFT result. However, the invention of claim 3 This is effective when the carrier frequency is unknown.
【００４０】すなわち、この請求項３の発明において
は、逆ＦＦＴの結果の相関検出出力に基づいて、受信信
号のＦＦＴ結果または拡散符号のＦＦＴ結果のいずれか
一方の読み出しアドレスのシフト量を変更しながら、受
信信号と拡散符号との相関点を検索する。そして、相関
検出出力のピーク値を検出することにより、相関点を検
出する。この相関検出出力がピークを取るときのシフト
位相によりキャリア周波数が検出できる。That is, according to the third aspect of the invention, the shift amount of the read address of either the FFT result of the received signal or the FFT result of the spread code is changed based on the correlation detection output of the result of the inverse FFT. Meanwhile, the correlation point between the received signal and the spread code is searched. Then, the correlation point is detected by detecting the peak value of the correlation detection output. The carrier frequency can be detected by the shift phase when the correlation detection output has a peak.
【００４１】請求項４の発明によれば、受信信号のＦＦ
Ｔは、拡散符号の１周期分単位で行うのではなく、拡散
符号の複数周期単位で行われる。このように、ＦＦＴを
拡散符号の複数周期単位で行うと、１周期分のＦＦＴ結
果が複数周期分累積されると共に、統計的にランダムに
分布するノイズ成分は減少することにより、相関検出結
果のＣ／Ｎが向上する。According to the invention of claim 4, the FF of the received signal
T is not performed in units of one cycle of the spread code, but is performed in units of multiple cycles of the spread code. As described above, when the FFT is performed in units of a plurality of cycles of the spread code, the FFT results for one cycle are accumulated for a plurality of cycles, and the noise component statistically randomly distributed is reduced, so that the correlation detection result C / N is improved.
【００４２】請求項４のように拡散符号の複数周期単位
でＦＦＴが行われると、メモリとして容量の大きなもの
が必要となるが、請求項５の発明おいては、ＦＦＴ計算
の流れを考慮して、同じ計算構造となる単位で、Ｌ回
（Ｌは２以上の整数）に分けて、前記受信信号の１／Ｌ
ずつのＦＦＴを行うことにより、メモリとしては、それ
ぞれの回のＦＦＴ計算に必要な容量でよくなる。When FFT is performed in a unit of a plurality of cycles of the spread code as in claim 4, a large capacity memory is required. However, in the invention of claim 5, the flow of FFT calculation is considered. 1 / L of the received signal divided into L times (L is an integer of 2 or more) in the same calculation structure.
By performing the FFT for each time, the memory can have a capacity necessary for the FFT calculation for each time.
【００４３】[0043]
【発明の実施の形態】以下、この発明によるスペクトラ
ム拡散信号復調方法の実施の形態を、上述したＧＰＳ受
信機に適用した場合について、図を参照しながら説明す
る。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, a case in which an embodiment of a spread spectrum signal demodulating method according to the present invention is applied to the above-mentioned GPS receiver will be described with reference to the drawings.
【００４４】［第１の実施の形態］図１は、スペクトラ
ム拡散信号復調装置の第１の実施の形態としてのＧＰＳ
受信機の構成例を示すブロック図である。この図１に示
すように、アンテナ１１にて受信されたＧＰＳ衛星から
の受信信号（スペクトラム拡散信号）は、高周波増幅回
路１２を通じて中間周波変換回路１３に供給される。ま
た、水晶発振器からなる基準発振器１４の出力が局部発
振回路１５に供給され、これより基準発振器の出力周波
数と周波数比が固定された局部発振出力が得られる。[First Embodiment] FIG. 1 shows a GPS as a first embodiment of a spread spectrum signal demodulator.
It is a block diagram which shows the structural example of a receiver. As shown in FIG. 1, the received signal (spread spectrum signal) from the GPS satellite received by the antenna 11 is supplied to the intermediate frequency conversion circuit 13 through the high frequency amplification circuit 12. Further, the output of the reference oscillator 14 composed of a crystal oscillator is supplied to the local oscillation circuit 15, and from this, a local oscillation output having a fixed output frequency and frequency ratio of the reference oscillator is obtained.
【００４５】そして、この局部発振出力が中間周波変換
回路１３に供給されて、衛星信号が中間周波数１．０２
３ＭＨｚの中間周波信号に低域変換される。この中間周
波信号は、増幅回路１６で増幅され、バンドパスフィル
タ１７で帯域制限された後、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）１００に供給され
る。Then, this local oscillation output is supplied to the intermediate frequency conversion circuit 13 to convert the satellite signal into the intermediate frequency 1.02.
Low-pass conversion is performed to an intermediate frequency signal of 3 MHz. The intermediate frequency signal is amplified by the amplifier circuit 16 and band-limited by the bandpass filter 17, and then the DSP (Digital).
Signal Processor 100.
【００４６】図１の点線で囲んだ部分のブロック図は、
ＤＳＰ１００で実行される機能をハードウエア的に示し
たものである。もっとも、これらのブロックをディスク
リートの回路によりハードウエアとして構成することも
勿論できる。この図１のＤＳＰ１００の構成は、デジタ
ルマッチドフィルタの構成を示すものである。The block diagram of the part surrounded by the dotted line in FIG.
It is a hardware representation of the functions executed by the DSP 100. However, it is of course possible to configure these blocks as hardware with a discrete circuit. The configuration of the DSP 100 of FIG. 1 shows the configuration of a digital matched filter.
【００４７】ＤＳＰ１００に供給された信号は、まず、
Ａ／Ｄ変換器１０１でデジタル信号に変換されて、バッ
ファメモリ１０２に書き込まれる。このバッファメモリ
１０２に書き込まれた信号は、拡散符号の１周期分（１
０２３チップ分）ずつ、読み出されてＦＦＴ処理部１０
３でＦＦＴ処理され、そのＦＦＴ結果がメモリ１０４に
書き込まれる。メモリ１０４から読み出された受信信号
のＦＦＴ結果は、乗算部１０５に供給される。The signal supplied to the DSP 100 is as follows.
It is converted into a digital signal by the A / D converter 101 and written in the buffer memory 102. The signal written in the buffer memory 102 corresponds to one cycle (1
(For 023 chips) each, and the FFT processing unit 10
The FFT processing is performed in 3, and the FFT result is written in the memory 104. The FFT result of the received signal read from the memory 104 is supplied to the multiplication unit 105.
【００４８】一方、拡散符号発生部１０６からは、その
ときにＤＳＰ１００で処理対象となっている衛星からの
受信信号に使用されている拡散符号と同じ系列の拡散符
号が発生する。この拡散符号発生部１０６からの１周期
分（１０２３チップ）の拡散符号は、ＦＦＴ処理部１０
７に供給されてＦＦＴ処理され、さらにその複素共役が
計算され、その処理結果が拡散符号のＦＦＴ結果として
メモリ１０８に供給される。このメモリ１０８からは、
通常の場合と同様に、ＦＦＴ結果が低い周波数から順に
読み出されて乗算部１０５に供給される。On the other hand, the spreading code generator 106 generates a spreading code of the same sequence as the spreading code used for the received signal from the satellite which is the processing target of the DSP 100 at that time. The spread code for one cycle (1023 chips) from the spread code generation unit 106 is processed by the FFT processing unit 10.
7, the FFT processing is performed, the complex conjugate thereof is calculated, and the processing result is supplied to the memory 108 as the FFT result of the spread code. From this memory 108
Similar to the normal case, the FFT result is read in order from the lowest frequency and supplied to the multiplication unit 105.
【００４９】乗算部１０５では、メモリ１０４からの受
信信号のＦＦＴ結果と、メモリ１０８からの拡散符号の
ＦＦＴ結果とが乗算され、周波数領域における受信信号
と拡散符号との相関の度合いが演算される。そして、そ
の乗算結果は逆ＦＦＴ処理部１０９に供給されて、周波
数領域の信号が時間領域の信号に戻される。The multiplication unit 105 multiplies the FFT result of the received signal from the memory 104 and the FFT result of the spread code from the memory 108 to calculate the degree of correlation between the received signal and the spread code in the frequency domain. . Then, the multiplication result is supplied to the inverse FFT processing unit 109, and the signal in the frequency domain is returned to the signal in the time domain.
【００５０】逆ＦＦＴ処理部１０９から得られる逆ＦＦ
Ｔ結果は、受信信号と拡散符号との時間領域における相
関検出信号となっており、この相関検出信号は、相関点
検出部１１０に供給される。相関点検出部１１０では、
受信信号と拡散符号との同期が取れたかどうかを検出
し、同期が取れたと検出した場合には、前記ピーク値の
位相を相関点として検知する。Inverse FF obtained from inverse FFT processor 109
The T result is a correlation detection signal in the time domain between the received signal and the spread code, and this correlation detection signal is supplied to the correlation point detection unit 110. In the correlation point detection unit 110,
It is detected whether or not the reception signal and the spread code are synchronized, and when it is detected that the synchronization is achieved, the phase of the peak value is detected as a correlation point.
【００５１】この相関検出信号は、拡散符号の１周期分
の各チップ位相における相関値を示すものとなってお
り、受信信号中の拡散符号と、拡散符号発生部１０６か
らの拡散符号とが同期している場合には、図２に示すよ
うに、１０２３チップのうちのある一つの位相での相関
値が、予め定められるスレッショールド値を超えるよう
なピーク値を示す相関波形が得られる。このピーク値の
立つチップ位相が、相関点の位相となる。This correlation detection signal indicates the correlation value in each chip phase for one cycle of the spread code, and the spread code in the received signal and the spread code from the spread code generator 106 are synchronized. In this case, as shown in FIG. 2, a correlation waveform showing a peak value such that the correlation value at one phase of 1023 chips exceeds the predetermined threshold value is obtained. The chip phase at which this peak value stands is the phase at the correlation point.
【００５２】一方、受信信号中の拡散符号と、拡散符号
発生部１０６からの拡散符号とが同期していない場合に
は、図２のようなピーク値が立つ相関波形は得られず、
いずれのチップ位相においても、予め定められるスレッ
ショールド値を超えるようなピークは立たない。On the other hand, when the spread code in the received signal and the spread code from the spread code generator 106 are not synchronized, a correlation waveform having a peak value as shown in FIG. 2 cannot be obtained,
In any chip phase, there is no peak that exceeds the predetermined threshold value.
【００５３】相関点検出部１１０は、例えば、予め定め
た値を超えるピーク値が、この相関点検出部１１０に供
給される相関検出信号に存在するかどうかにより、受信
信号と拡散符号との同期が取れたかどうかを検出し、同
期が取れたと検出した場合には、前記ピーク値の位相を
相関点として検知する。The correlation point detection unit 110 synchronizes the received signal with the spread code depending on whether or not a peak value exceeding a predetermined value exists in the correlation detection signal supplied to the correlation point detection unit 110. If it is determined that synchronization has been achieved, the phase of the peak value is detected as a correlation point.
【００５４】以上の説明では、受信信号のキャリアにつ
いては考慮していないが、実際には、受信信号ｒ（ｎ）
は、図２３の式（３）に示すようにキャリアを含んでい
る。この式（３）において、Ａは振幅、ｄ（ｎ）はデー
タ、ｆｏは中間周波信号におけるキャリア角周波数、ｎ
（ｎ）はノイズを表している。In the above description, the carrier of the received signal is not considered, but in reality, the received signal r (n)
Contains carriers as shown in equation (3) in FIG. In this equation (3), A is the amplitude, d (n) is the data, fo is the carrier angular frequency in the intermediate frequency signal, and n is
(N) represents noise.
【００５５】Ａ／Ｄ変換部１０１でのサンプリング周波
数をｆs 、サンプリング数をＮ（したがって、０≦ｎ＜
Ｎ、０≦ｋ＜Ｎ）とすると、離散フーリエ変換後の離散
周波数ｋと実周波数ｆとの関係は、０≦ｋ≦Ｎ／２では
ｆ＝ｋ・ｆs ／Ｎ、Ｎ／２＜ｋ＜Ｎではｆ＝（ｋ−Ｎ）
・ｆs ／Ｎ（ｆ＜０）である。なお、離散フーリエ変換
の性質により、Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）は、ｋ＜０、ｋ≧Ｎ
では循環性を示す。The sampling frequency in the A / D converter 101 is fs and the number of samplings is N (hence 0 ≦ n <
N, 0 ≦ k <N), the relationship between the discrete frequency k after the discrete Fourier transform and the real frequency f is f = k · fs / N, N / 2 <k <when 0 ≦ k ≦ N / 2. F = (k−N) for N
• fs / N (f <0). Note that R (k) and C (k) are k <0 and k ≧ N due to the property of the discrete Fourier transform.
Shows circularity.
【００５６】そして、受信信号ｒ（ｎ）から、データｄ
（ｎ）を得るためには、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃ
ｏｓ２πｎｆ0との同期をとってキャリア成分を除去す
る必要がある。すなわち、後述する図２３の式（２）
で、Ｒ（ｋ）のみにキャリア成分が含まれている場合に
は、図２のような相関波形が得られない。Then, from the received signal r (n), the data d
To obtain (n), spread code c (n) and carrier c
It is necessary to remove the carrier component in synchronization with os2πnf 0 . That is, equation (2) of FIG. 23, which will be described later.
Then, when the carrier component is included only in R (k), the correlation waveform as shown in FIG. 2 cannot be obtained.
【００５７】この実施の形態では、ＦＦＴによる周波数
領域での処理のみの簡単な構成により、拡散符号ｃ
（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ0との同期をとってキ
ャリア成分を除去することができるようにしている。In this embodiment, the spread code c
The carrier component can be removed by synchronizing (n) and the carrier cos2πnf 0 .
【００５８】すなわち、ＦＦＴ処理部１０３から得られ
るＧＰＳ衛星からの受信信号のＦＦＴ結果は、通常は、
受信信号の周波数成分の周波数が低いものから順にメモ
リ１０４から読み出されて、乗算部１０５に供給される
が、この実施の形態では、メモリ１０４からは、読み出
しアドレス制御部１１１からの制御に従って、読み出し
アドレスがシフト制御されて、順次、受信信号のＦＦＴ
結果が読み出される。That is, the FFT result of the received signal from the GPS satellite obtained from the FFT processing unit 103 is usually
The frequency of the frequency component of the received signal is read from the memory 104 in order from the lowest frequency, and is supplied to the multiplication unit 105. In this embodiment, the memory 104 controls the read address control unit 111 in accordance with the control. The read address is shift-controlled to sequentially receive the FFT of the received signal.
The result is read.
【００５９】読み出しアドレス制御部１１１には、受信
信号を得たＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量を
正確に見積もり、かつ、ＧＰＳ受信機内部の発振周波数
および時間情報を正確に校正することに基づいて検出し
た受信信号のキャリア周波数の情報が供給される。この
キャリア周波数の情報は、ＧＰＳ受信機内部でのみ作成
することもできるが、通常は、外部から取得するように
する。The read address control unit 111 detects the Doppler shift amount for the GPS satellite that has received the received signal based on accurate estimation and accurate calibration of the oscillation frequency and time information inside the GPS receiver. Information on the carrier frequency of the received signal is supplied. This carrier frequency information can be created only inside the GPS receiver, but normally it is acquired from outside.
【００６０】そして、読み出しアドレス制御部１１１
は、この取得したキャリア周波数の情報に基づいて、そ
のキャリア周波数分だけ、読み出しアドレスをシフトし
て、メモリ１０４から受信信号のＦＦＴ結果を、順次、
読み出し、乗算部１０５に供給するようにする。Then, the read address control unit 111
Shifts the read address by the carrier frequency based on the acquired carrier frequency information, and sequentially obtains the FFT result of the received signal from the memory 104,
The data is read out and supplied to the multiplication unit 105.
【００６１】このように受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果
を、メモリ１０４から、受信信号のキャリア周波数分だ
けシフトして読み出すことにより、後述するように、キ
ャリア成分を除去した受信信号のＦＦＴ結果と等価なＦ
ＦＴ結果を得ることができ、そのキャリア成分を除去し
たＦＦＴ結果と、拡散符号の１周期分のＦＦＴ結果との
乗算結果を逆拡散することにより、確実に図２のように
相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。In this way, the FFT result of the received signal r (n) is read out from the memory 104 after being shifted by the carrier frequency of the received signal, and as described later, the FFT result of the received signal from which the carrier component is removed. Equivalent to F
An FT result can be obtained, and by despreading the multiplication result of the FFT result with the carrier component removed and the FFT result for one period of the spreading code, the peak at the correlation point can be reliably obtained as shown in FIG. The resulting correlation detection output is obtained.
【００６２】なお、後述もするように、メモリ１０４か
らのＦＦＴ結果の読み出しアドレスを制御するのではな
く、メモリ１０８からの拡散符号のＦＦＴ結果の読み出
しアドレスを制御することにより、拡散符号のＦＦＴ結
果に、受信信号ｒ（ｎ）のキャリア分を加え、乗算部１
０５での乗算によって、実質的によりキャリア成分の除
去を行うようにすることもできる。As will be described later, the FFT result of the spread code is controlled by controlling the read address of the FFT result of the spread code from the memory 108, not by controlling the read address of the FFT result from the memory 104. To the carrier of the received signal r (n)
It is also possible to substantially eliminate the carrier component by multiplication by 05.
【００６３】以下に、メモリ１０４または１０８からの
読み出しアドレスの制御によって、受信信号のキャリア
と拡散符号との同期によるキャリア成分の除去につい
て、ＤＳＰ１００でのデジタルマッチドフィルタの処理
の動作説明と共に、さらに詳細に説明する。The removal of the carrier component by synchronizing the carrier of the received signal with the spread code by controlling the read address from the memory 104 or 108 will be described in more detail below together with the operation description of the digital matched filter processing in the DSP 100. Explained.
【００６４】この実施の形態において、ＤＳＰ１００で
は、デジタルマッチドフィルタの処理が行われるもので
あるが、このデジタルマッチドフィルタの処理の原理
は、図２３の式（１）に示すように、時間領域での畳み
込みのフーリエ変換が周波数領域では乗算になるという
定理に基づくものである。In this embodiment, the DSP 100 performs the processing of the digital matched filter. The principle of the processing of this digital matched filter is, as shown in the equation (1) of FIG. 23, in the time domain. It is based on the theorem that the Fourier transform of the convolution of becomes a multiplication in the frequency domain.
【００６５】この式（１）において、ｒ（ｎ）は時間領
域の受信信号、Ｒ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表
す。また、ｃ（ｎ）は拡散符号発生部からの拡散符号、
Ｃ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。ｎは離散時
間、ｋは離散周波数である。そして、Ｆ［］は、フーリ
エ変換を表している。In this equation (1), r (n) represents the received signal in the time domain, and R (k) represents its discrete Fourier transform. Further, c (n) is a spread code from the spread code generator,
C (k) represents the discrete Fourier transform. n is a discrete time and k is a discrete frequency. Then, F [] represents Fourier transform.
【００６６】２つの信号ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）の相関関数
を改めてｆ（ｎ）と定義すると、ｆ（ｎ）の離散フーリ
エ変換Ｆ（ｋ）は、図２３の式（２）のような関係にな
る。したがって、ｒ（ｎ）を図１のＡ／Ｄ変換部１０１
からの信号とし、ｃ（ｎ）を拡散符号発生部１０６から
の拡散符号とすれば、ｒ（ｎ）とｃ（ｎ）の相関関数ｆ
（ｎ）は、通常の定義式によらず、前記式（２）により
以下の手順で計算できる。When the correlation function of the two signals r (n) and c (n) is defined again as f (n), the discrete Fourier transform F (k) of f (n) is given by the equation (2) of FIG. It becomes such a relationship. Therefore, r (n) is converted to the A / D conversion unit 101 in FIG.
, And c (n) is the spreading code from the spreading code generator 106, the correlation function f of r (n) and c (n)
(N) can be calculated by the following procedure according to the above equation (2) without depending on the usual defining equation.
【００６７】なお、以下の説明において、離散フーリエ
変換Ｃ（ｋ）の複素共役は、図面においては、Ｃ（ｋ）
にオーバーバーを付加して示すが、明細書中において
は、便宜上、記号「！」を付加した！Ｃ（ｋ）と記載す
ることにする。In the following description, the complex conjugate of the discrete Fourier transform C (k) is C (k) in the drawings.
In the specification, the symbol "!" Is added for convenience 'sake. It will be described as C (k).
【００６８】・受信信号ｒ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｒ
（ｋ）を計算する。The discrete Fourier transform R of the received signal r (n)
Calculate (k).
【００６９】・拡散符号ｃ（ｎ）の離散フーリエ変換の
複素共役！Ｃ（ｋ）を計算する。The complex conjugate of the discrete Fourier transform of the spread code c (n)! Calculate C (k).
【００７０】・Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）の複素共役！Ｃ
（ｋ）より、式（２）のＦ（ｋ）を計算する。A complex conjugate of R (k) and C (k)! C
From (k), F (k) of equation (2) is calculated.
【００７１】・Ｆ（ｋ）の逆離散フーリエ変換により相
関関数ｆ（ｎ）を計算する。The correlation function f (n) is calculated by the inverse discrete Fourier transform of F (k).
【００７２】ところで、前述したように、受信信号ｒ
（ｎ）に含まれる拡散符号が、拡散符号発生部１０６か
らの拡散符号ｃ（ｎ）と一致していれば、上記手順によ
り計算した相関関数ｆ（ｎ）は、図２のように相関点で
ピークを生ずる時間波形となる。上述したように、この
実施の形態では、離散フーリエ変換および逆フーリエ変
換に、ＦＦＴおよび逆ＦＦＴの高速化アルゴリズムを適
用したので、定義に基づいて相関を計算するより、かな
り高速に計算を行うことができる。By the way, as described above, the received signal r
If the spreading code included in (n) matches the spreading code c (n) from the spreading code generating unit 106, the correlation function f (n) calculated by the above procedure is as shown in FIG. The time waveform has a peak at. As described above, in this embodiment, since the FFT and inverse FFT acceleration algorithms are applied to the discrete Fourier transform and the inverse Fourier transform, the calculation can be performed considerably faster than the correlation calculation based on the definition. You can
【００７３】次に、受信信号ｒ（ｎ）に含まれるキャリ
アと拡散符号との同期について説明する。Next, synchronization between the carrier included in the received signal r (n) and the spread code will be described.
【００７４】前述したように、受信信号ｒ（ｎ）は、図
２３の式（３）に示すようにキャリアを含んでいる。受
信信号ｒ（ｎ）から、データｄ（ｎ）を得るためには、
拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ0との同期
をとって除去する必要がある。すなわち、前述の図２３
の式（２）で、Ｒ（ｋ）のみにキャリアが含まれている
場合には、図２のような相関波形が得られない。As described above, the received signal r (n) contains carriers as shown in the equation (3) in FIG. To obtain the data d (n) from the received signal r (n),
It is necessary to remove the spread code c (n) and the carrier cos2πnf 0 in synchronization. That is, FIG.
If the carrier is included only in R (k) in the equation (2), the correlation waveform as shown in FIG. 2 cannot be obtained.
【００７５】ドップラーシフト量が正確に見積もられ、
かつ、ＧＰＳ受信機内部の発振周波数および時間情報が
正確であれば、受信信号ｒ（ｎ）のキャリア周波数ｆ0
が既知となる。その場合には、図３に示すように、ＦＦ
Ｔ処理部１０３の前段に乗算部１２１を設け、この乗算
部１２１において受信信号ｒ（ｎ）と信号発生部１２２
からの周波数ｆ0のキャリアとを乗算して周波数変換す
ることにより、ＦＦＴを行う前に受信信号ｒ（ｎ）から
キャリア成分を除くことができる。The Doppler shift amount is accurately estimated,
If the oscillation frequency and time information inside the GPS receiver are accurate, the carrier frequency f 0 of the received signal r (n)
Is known. In that case, as shown in FIG.
A multiplication unit 121 is provided in front of the T processing unit 103. In the multiplication unit 121, the received signal r (n) and the signal generation unit 122 are provided.
The carrier component can be removed from the received signal r (n) before performing the FFT by multiplying by the carrier of the frequency f 0 from the carrier and performing the frequency conversion.
【００７６】その場合には、メモリ１０４からは、その
キャリア成分が除去された受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結
果が得られ、このＦＦＴ結果と、拡散符号ｃ（ｎ）のＦ
ＦＴ結果とが乗算部１０５で乗算されるので、逆ＦＦＴ
処理部１０９の出力としては、図２のように相関点にピ
ークを生じる時間波形が確実に得られる。In that case, the FFT result of the received signal r (n) from which the carrier component is removed is obtained from the memory 104, and this FFT result and the F of the spread code c (n) are obtained.
Since the FT result is multiplied by the multiplication unit 105, the inverse FFT is performed.
As the output of the processing unit 109, a time waveform that causes a peak at the correlation point as shown in FIG. 2 can be reliably obtained.
【００７７】なお、図３で括弧内に記載したように、受
信信号ｒ（ｎ）からキャリア成分を除去するのではな
く、拡散符号ｃ（ｎ）についてのＦＦＴ処理部１０７の
前段に乗算部１２１を設けて、この乗算部１２１におい
て拡散符号ｃ（ｎ）と信号発生部１２２からの周波数ｆ
0のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、
拡散符号にキャリア成分を加えるようにしても同様であ
る。As shown in parentheses in FIG. 3, the carrier component is not removed from the received signal r (n), but the multiplication unit 121 is provided before the FFT processing unit 107 for the spread code c (n). Are provided in the multiplication section 121, and the spreading code c (n) and the frequency f from the signal generation section 122 are provided.
By multiplying with the carrier of 0 and converting the frequency,
The same applies when a carrier component is added to the spread code.
【００７８】すなわち、その場合には、メモリ１０４か
ら読み出した受信信号のＦＦＴ結果に含まれるキャリア
成分と、メモリ１０８から読み出した拡散符号のＦＦＴ
結果に含まれる、加えられたキャリア成分とが同期して
いるため、逆ＦＦＴ処理部１０９からは、図２のように
相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。That is, in that case, the carrier component included in the FFT result of the received signal read from the memory 104 and the FFT of the spread code read from the memory 108.
Since the added carrier component included in the result is synchronized, the inverse FFT processing unit 109 obtains a correlation detection output that produces a peak at the correlation point as shown in FIG.
【００７９】しかし、以上説明したような図３のように
時間領域の信号にキャリア周波数の信号を乗算する方法
による場合には、キャリア成分を除くための乗算部が特
に必要になり、構成が複雑になると共に、その乗算演算
の分だけ、処理速度が遅くなるという不利益がある。However, in the case of the method of multiplying the signal in the time domain by the signal of the carrier frequency as described above with reference to FIG. 3, a multiplication unit for removing the carrier component is particularly required, and the configuration is complicated. However, there is a disadvantage that the processing speed becomes slower by the amount of the multiplication operation.
【００８０】ところで、ＦＦＴの性質として、上述のよ
うな周波数乗算は、図２３の式（４）のように表すこと
ができる。この式（４）で、Ｆ［］は離散フーリエ変
換、φ 0 はキャリアとの位相差、ｋ0 はｆ0 に対応する
ｋであって、ｆ0 ＝ｋ0 ・ｆs／Ｎである。この式
（４）より、受信信号ｒ（ｎ）を図３のように周波数変
換した信号のＦＦＴは、ｒ（ｎ）のＦＦＴであるＲ
（ｋ）を、キャリア周波数分ｋ0だけシフトした形にな
る。By the way, the property of FFT is as described above.
Such frequency multiplication should be expressed as in equation (4) in FIG.
You can In this equation (4), F [] is a discrete Fourier transform.
Exchange 0 Is the phase difference from the carrier, k0 Is f0 Corresponding to
k and f0 = K0 ・ It is fs / N. This formula
From (4), the received signal r (n) is changed in frequency as shown in FIG.
The FFT of the converted signal is R which is the FFT of r (n).
(K) is the carrier frequency k0Just shifted
It
【００８１】以上のことから、図３の構成は、図４のよ
うな構成に置換可能となる。すなわち、受信信号ｒ
（ｎ）や拡散符号ｃ（ｎ）にキャリア周波数を乗算する
代わりに、受信信号のＦＦＴ結果または拡散符号のＦＦ
Ｔ結果をメモリ１０４またはメモリ１０８からの読み出
す際の読み出しアドレスを、キャリア周波数分だけシフ
トするようにするものである。From the above, the configuration of FIG. 3 can be replaced with the configuration of FIG. That is, the received signal r
Instead of multiplying (n) or the spread code c (n) by the carrier frequency, the FFT result of the received signal or the FF of the spread code
The read address when the T result is read from the memory 104 or the memory 108 is shifted by the carrier frequency.
【００８２】この場合に、図４で、受信信号ｒ（ｎ）を
シフトする場合はダウンコンバージョンで、ｋ0 ＞０と
し、また、拡散符号ｃ（ｎ）をシフトする場合はアップ
コンバージョンで、ｋ0 ＜０とする。In this case, in FIG. 4, when the received signal r (n) is shifted, it is down-conversion and k 0 > 0, and when the spreading code c (n) is shifted, it is up-conversion. 0 <0.
【００８３】以上説明したように、式（４）に示したＦ
ＦＴの性質を利用すれば、図３の信号発生器１２２は不
要になり、図４のように、ＦＦＴ結果のメモリからの読
み出しアドレス位相をシフトするだけでよくなり、構成
が簡単になると共に、処理の高速化に繋がる。As described above, F shown in equation (4)
If the property of FT is utilized, the signal generator 122 of FIG. 3 becomes unnecessary, and as shown in FIG. 4, it is sufficient to shift the read address phase from the memory of the FFT result, which simplifies the configuration and This leads to faster processing.
【００８４】なお、前述の式（４）における位相差φ0
は未知であるため、図４では無視しているが、例えば、
図２３の式（５）により計算されるＦ’（ｋ）の逆ＦＦ
Ｔの演算結果として得られる相関関数ｆ’（ｎ）（０≦
ｎ＜Ｎ）は複素数となり、その実部をｆR’（ｎ）、虚
部をｆI’（ｎ）とすると、相関ピークの振幅｜ｆ’
（ｎ）｜は、図２３の式（６）に示すようにして得ら
れ、位相差φ0は、図２３の式（７）に示すようにして
得られるので、式（４）の右辺のｅｘｐ（ｊφ0 ）の乗
算は省略してよい。なお、位相差φ0 は、式（３）のデ
ータｄ（ｎ）の符号に対応したπだけ異なる２つの値と
なる。The phase difference φ 0 in the above equation (4)
Is unknown, so it is ignored in FIG. 4, but for example,
Inverse FF of F '(k) calculated by equation (5) in FIG.
Correlation function f ′ (n) (0 ≦
n <N) is a complex number, and assuming that the real part thereof is f R ′ (n) and the imaginary part thereof is f I ′ (n), the amplitude of the correlation peak | f ′
(N) | is obtained as shown in equation (6) of FIG. 23, and the phase difference φ 0 is obtained as shown in equation (7) of FIG. The multiplication of exp (jφ 0 ) may be omitted. The phase difference φ 0 has two values that differ by π corresponding to the sign of the data d (n) in the equation (3).
【００８５】以上説明したような第１の実施の形態の処
理動作を図１のブロック図に反映させた構成図を図５に
示す。この図５の各ブロックの出力には、上述したよう
な信号出力ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）および演算結果Ｒ
（ｋ）、！Ｃ（ｋ）、ｆ'（ｎ）が示されている。FIG. 5 shows a block diagram in which the processing operation of the first embodiment as described above is reflected in the block diagram of FIG. The output of each block in FIG. 5 includes the signal outputs r (n), c (n) and the calculation result R as described above.
(K) ,! C (k) and f '(n) are shown.
【００８６】以上のように、第１の実施の形態の方法に
よれば、ＧＰＳ受信機において、ＦＦＴを利用してデジ
タルマッチドフィルタを構成する場合に、図５のように
受信信号のＦＦＴ結果を、キャリア周波数分だけメモリ
のアドレスをシフトして、拡散符号と乗算する構成によ
って、相関点ｎp が、例えば図５に示すような波形で得
られ、４個のＧＰＳ衛星、つまり４種類の拡散符号ｃ
（ｎ）について、相関点ｎp が判れば、ＧＰＳ受信機位
置の計算が可能になる。As described above, according to the method of the first embodiment, in the GPS receiver, when the digital matched filter is constructed by using the FFT, the FFT result of the received signal is obtained as shown in FIG. , The correlation point np is obtained with a waveform, for example, as shown in FIG. 5, by shifting the memory address by the carrier frequency and multiplying it by the spreading code, and four GPS satellites, that is, four types of spreading codes. c
For (n), the GPS receiver position can be calculated if the correlation point np is known.
【００８７】すなわち、第１の実施の形態によれば、Ｆ
ＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタ処理を行う場
合において、受信信号のキャリアと拡散符号との同期を
取るために、時間領域で乗算を行うことなく、受信信号
のＦＦＴ結果と拡散符号のＦＦＴ結果同士の周波数領域
での乗算の際に、受信信号のＦＦＴ結果と拡散符号のＦ
ＦＴ結果のうちの一方のＦＦＴ結果をシフトするという
簡便な方法により、受信信号のキャリア成分を除去する
ことができる。That is, according to the first embodiment, F
When performing digital matched filter processing using FT, in order to synchronize the carrier of the received signal with the spread code, the FFT result of the received signal and the FFT result of the spread code are not multiplied without performing multiplication in the time domain. When performing multiplication in the frequency domain, the FFT result of the received signal and the F of the spreading code
The carrier component of the received signal can be removed by a simple method of shifting one FFT result of the FT results.
【００８８】なお、図５の例では、受信信号のＦＦＴ結
果Ｒ（ｋ）の方の、メモリの読み出しアドレスをシフト
させたが、拡散符号のＦＦＴ結果！Ｃ（ｋ）の方のメモ
リの読み出しアドレスを、受信信号のＦＦＴ結果Ｒ
（ｋ）の場合とは逆方向にシフト（乗算器でのアップコ
ンバージョンの形になる）しても良い。In the example of FIG. 5, the read address of the memory of the FFT result R (k) of the received signal is shifted, but the FFT result of the spread code! The read address of the memory C (k) is set to the FFT result R of the received signal.
The shift may be performed in the opposite direction to that in the case of (k) (in the form of up-conversion in the multiplier).
【００８９】また、上述の実施の形態の説明において
は、拡散符号発生器１０６とＦＦＴ処理部１０７とを別
々に設けるようにしたが、それぞれのＧＰＳ衛星に対応
する拡散符号をあらかじめＦＦＴしておいたものをメモ
リに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における
拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができ
る。In the above description of the embodiment, the spread code generator 106 and the FFT processing unit 107 are provided separately, but the spread codes corresponding to the respective GPS satellites are previously FFT'd. By storing them in the memory, the FFT calculation of the spread code c (n) at the time of receiving the satellite signal can be omitted.
【００９０】［第２の実施の形態］上述の第１の実施の
形態は、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数が
既知である場合であったが、この第２の実施の形態は、
キャリア周波数が未知である場合である。図６は、第２
の実施の形態としてのＧＰＳ受信機の構成例を示すブロ
ック図である。この図６において、前述した第１の実施
の形態として示した図１のＧＰＳ受信機と同一部分に
は、同一番号を付してある。[Second Embodiment] In the above-described first embodiment, the carrier frequency of the received signal from the GPS satellite is known, but in the second embodiment,
This is the case when the carrier frequency is unknown. FIG. 6 shows the second
2 is a block diagram showing a configuration example of a GPS receiver as an embodiment of FIG. In FIG. 6, the same parts as those of the GPS receiver of FIG. 1 shown as the first embodiment described above are designated by the same reference numerals.
【００９１】この第２の実施の形態では、図６に示すよ
うに、相関点検出部１１０の相関検出出力を、読み出し
アドレス制御部１１２に供給する。読み出しアドレス制
御部１１２は、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果のメモリ
１０４からの読み出しアドレスの前記シフト量を、過去
のデータから決定した予測アドレスを中心に、相関点検
出部１１０の相関検出出力に基づいて変更制御して、相
関点検出部１１０で図２に示したようなピークが得られ
るようにする。相関点検出部１１０で図２に示したよう
なピークが得られたときには、読み出しアドレス制御部
１１２は、読み出しアドレスのシフト制御を、そのとき
のシフト量で停止する。In the second embodiment, as shown in FIG. 6, the correlation detection output of the correlation point detection unit 110 is supplied to the read address control unit 112. The read address control unit 112 outputs the shift amount of the read address from the memory 104 of the FFT result of the received signal r (n), centering on the predicted address determined from the past data, and the correlation detection output of the correlation point detection unit 110. The change control is performed based on the above so that the correlation point detection unit 110 can obtain the peak as shown in FIG. When the correlation point detection unit 110 obtains the peak as shown in FIG. 2, the read address control unit 112 stops the read address shift control with the shift amount at that time.
【００９２】この第２の実施の形態におけるＤＳＰ１０
０での処理の流れを、図７および図８のフローチャート
を参照しながら説明する。なお、この図７および図８の
フローチャートは、ＤＳＰ１００でのソフトウエア処理
に対応するものである。The DSP 10 in the second embodiment
The flow of processing at 0 will be described with reference to the flowcharts of FIGS. 7 and 8. The flowcharts in FIGS. 7 and 8 correspond to the software processing in the DSP 100.
【００９３】まず、Ａ／Ｄ変換部１０１にてデジタル信
号に変換された受信信号を信号ｒ（ｎ）としてメモリ１
０２に取り込む（ステップＳ１）。次に、この信号ｒ
（ｎ）をＦＦＴ処理部１０３でＦＦＴし、そのＦＦＴ結
果Ｒ（ｋ）をメモリ１０４に書き込む（ステップＳ
２）。次に、信号を受信したＧＰＳ衛星に対応する拡散
符号のＦＦＴ結果！Ｃ（ｋ）をメモリ１０８にセットす
る（ステップＳ３）。First, the received signal converted into a digital signal by the A / D converter 101 is used as a signal r (n) in the memory 1.
02 (step S1). Next, this signal r
(N) is FFT processed by the FFT processing unit 103, and the FFT result R (k) is written to the memory 104 (step S
2). Next, the FFT result of the spread code corresponding to the GPS satellite that received the signal! C (k) is set in the memory 108 (step S3).
【００９４】次に、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ
（ｋ）のメモリ１０４からの読み出しアドレスのシフト
量の初期値ｋ0’を、過去のデータから決定する（ステ
ップＳ４）。そして、決定した初期値ｋ0’を、メモリ
１０４からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスのシフト量
ｋ'として設定すると共に、シフト制御の変更回数ｍを
初期値ｍ＝０にセットする（ステップＳ５）。Next, the FFT result R of the received signal r (n)
The initial value k 0 'of the shift amount of the read address from the memory 104 of (k) is determined from the past data (step S4). Then, the determined initial value k 0 'is set as the shift amount k'of the read address of the FFT result from the memory 104, and the shift control change number m is set to the initial value m = 0 (step S5).
【００９５】次に、メモリ１０４から、受信信号ｒ
（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）を、読み出しアドレスを、
ｋ'だけシフトして読み出す（ステップＳ６）。そし
て、読み出したＦＦＴ結果Ｒ（ｋ−ｋ'）と、拡散符号
のＦＦＴ結果とを乗算して相関関数Ｆ’（ｋ）を求める
（ステップＳ７）。Next, from the memory 104, the received signal r
The read address of the FFT result R (k) of (n) is
The data is shifted by k'and read (step S6). Then, the read FFT result R (k−k ′) is multiplied by the spread code FFT result to obtain a correlation function F ′ (k) (step S7).
【００９６】次に、この相関関数Ｆ’（ｋ）の逆ＦＦＴ
を行って時間領域の関数ｆ’（ｎ）を求める（ステップ
Ｓ８）。そして、この関数ｆ’（ｎ）について、ピーク
値ｆ’（ｎp）を求め（ステップＳ９）、そのピーク値
ｆ’（ｎｐ）が予め設定されているスレッショールド値
ｆthより大きいかどうか判別する（ステップＳ１１）。Next, the inverse FFT of this correlation function F '(k)
Is performed to obtain the function f ′ (n) in the time domain (step S8). Then, for this function f '(n), a peak value f' (np) is obtained (step S9), and it is determined whether or not the peak value f '(np) is greater than a preset threshold value fth. (Step S11).
【００９７】ステップＳ１１での判別の結果、ピーク値
ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド
値ｆth以下であるときには、相関点が検出できなかった
として、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大
値ｍmaxよりも小さいかどうか判別する（ステップＳ１
６）。そして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定され
た最大値ｍmaxよりも小さいと判別したときには、シフ
ト制御の変更回数ｍを１だけインクリメント（ｍ＝ｍ＋
１）すると共に、新たなシフト量ｋ'を、
ｋ'＝ｋ'＋（−１）ｍ×ｍ
として設定し（ステップＳ１７）、その後、ステップＳ
６に戻る。そして、上述したステップＳ６以降の処理を
繰り返す。As a result of the determination in step S11, when the peak value f '(np) is less than or equal to the preset threshold value fth, it is considered that the correlation point cannot be detected and the shift control change number m Is smaller than a preset maximum value m max (step S1)
6). When it is determined that the shift control change count m is smaller than the preset maximum value m max , the shift control change count m is incremented by 1 (m = m +
1) and at the same time, a new shift amount k ′ is set as k ′ = k ′ + (− 1) m × m (step S17), and then step S17.
Return to 6. Then, the processing from step S6 described above is repeated.
【００９８】また、ステップＳ１６で、シフト制御の変
更回数ｍが、予め設定された最大値ｍmax以上であると
判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散
符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップ
Ｓ１４）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ
処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了
する（ステップＳ１８）。If it is determined in step S16 that the shift control change number m is equal to or greater than the preset maximum value m max, it is determined whether or not the above-described spread code synchronous search process has been completed for all satellites. If it is determined that the spread code synchronous search processing has been completed for all satellites (step S14), the search operation is terminated (step S18).
【００９９】また、ステップＳ１４で、拡散符号同期サ
ーチが終了していない衛星があると判別したときには、
次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択
した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更す
る（ステップＳ１５）。そして、ステップＳ３に戻り、
上述したステップＳ３以降の処理を実行する。If it is determined in step S14 that there is a satellite for which the spread code synchronization search has not been completed,
Next, the satellite to be subjected to the spread code synchronization search is selected, and the spread code is changed to the spread code c (n) used by the selected satellite (step S15). Then, returning to step S3,
The processing from step S3 described above is executed.
【０１００】また、ステップS１１において、ピーク値
ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド
値ｆthより大きいと判別したときには、そのピーク値
ｆ’（ｎｐ）を取る離散時間（拡散符号の位相）ｎｐを
相関点として検出すると共に、前記ＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）
のメモリ１０４からの読み出しアドレスのシフト量の初
期値ｋ0’を、そのときのシフト量ｋ'に設定し直す（ス
テップＳ１２）。If it is determined in step S11 that the peak value f '(np) is larger than the preset threshold value fth, the peak value f' (np) is taken in the discrete time (spreading code). Of the FFT result R (k).
The initial value k 0 'of the shift amount of the read address from the memory 104 is reset to the shift amount k'at that time (step S12).
【０１０１】そして、検出した相関点ｎｐが、４個目で
あるか否か判別し（ステップＳ１３）、４個目であると
判別したときには、受信機位置計算処理および同期保持
処理へ移行する。なお、ステップＳ１２で検出した相関
点ｎｐが得られるときの読み出しアドレスシフト量ｋ'
から、当該受信中のＧＰＳ衛星についてのドップラーシ
フト量およびＧＰＳ受信機の発振周波数の誤差を推定す
ることができる。すなわち、受信信号のキャリア周波数
を検知することができる。Then, it is judged whether or not the detected correlation point np is the fourth correlation point (step S13), and when it is judged that it is the fourth correlation point, the process proceeds to the receiver position calculation processing and the synchronization holding processing. The read address shift amount k ′ when the correlation point np detected in step S12 is obtained
From this, the error in the Doppler shift amount and the oscillation frequency of the GPS receiver for the GPS satellite being received can be estimated. That is, the carrier frequency of the received signal can be detected.
【０１０２】ステップＳ１３で、検出した相関点ｎｐ
が、４個目未満であると判別したときには、すべての衛
星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了した
か否か判別し（ステップＳ１４）、すべての衛星につい
ての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したとき
には、サーチ動作を終了する（ステップＳ１８）。In step S13, the detected correlation point np
When it is determined that the number is less than the fourth, it is determined whether or not the above-described spread code synchronous search processing has been completed for all satellites (step S14), and the spread code synchronous search processing has been completed for all satellites. When it is determined that the search has been performed, the search operation ends (step S18).
【０１０３】また、ステップＳ１４で、拡散符号同期サ
ーチが終了していない衛星があると判別したときには、
次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択
した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更す
る（ステップＳ１５）。そして、ステップＳ３に戻り、
上述したステップＳ３以降の処理を実行する。If it is determined in step S14 that there is a satellite for which the spread code synchronous search has not been completed,
Next, the satellite to be subjected to the spread code synchronization search is selected, and the spread code is changed to the spread code c (n) used by the selected satellite (step S15). Then, returning to step S3,
The processing from step S3 described above is executed.
【０１０４】以上説明したような第２の実施の形態の処
理動作を図６のＤＳＰ１００の内部構成のブロック図に
反映させた構成図を図８に示す。この図８の各ブロック
の出力には、上述したような信号出力および演算結果が
示されている。FIG. 8 shows a block diagram in which the processing operation of the second embodiment as described above is reflected in the block diagram of the internal structure of the DSP 100 in FIG. The output of each block in FIG. 8 shows the signal output and the calculation result as described above.
【０１０５】以上のようにして、この第２の実施の形態
によれば、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数
が未知であっても、ＦＦＴによる周波数領域での処理を
積極的に用いて、受信信号のキャリアと拡散符号との同
期検出を行って、キャリア成分を除去することができ
る。したがって、ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフ
ィルタによるＧＰＳ受信信号と拡散符号との相関点の検
出を、高速、かつ簡単な構成で実現することができる。As described above, according to the second embodiment, even if the carrier frequency of the received signal from the GPS satellite is unknown, the processing in the frequency domain by FFT is positively used, The carrier component can be removed by detecting the synchronization between the carrier of the received signal and the spread code. Therefore, the detection of the correlation point between the GPS received signal and the spread code by the digital matched filter using the FFT can be realized at high speed with a simple configuration.
【０１０６】なお、この第２の実施の形態の場合におい
ても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめ
ＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくこと
で、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦ
Ｔ計算を省略することができる。Even in the case of the second embodiment, the spread code corresponding to each satellite is stored in the memory in which the FFT is performed in advance, so that the spread at the time of receiving the satellite signal is performed. FF of code c (n)
The T calculation can be omitted.
【０１０７】［第３の実施の形態］上述したように、デ
ジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の
相関点を検出する場合には、その相関点を検出する単位
データ長は、拡散符号の１周期長とするのが通常であ
る。[Third Embodiment] As described above, when the correlation point between the received signal and the spread code is detected by the digital matched filter, the unit data length for detecting the correlation point is 1 of the spread code. It is usually the cycle length.
【０１０８】しかし、ＧＰＳ衛星からの受信信号では、
前述したように、データの１ビットは、拡散符号の２０
周期分であり、この２０周期分では、すべて同じパター
ンの符号となっている。この第３の実施の形態では、こ
の特質を生かして、デジタルマッチドフィルタによって
受信信号と拡散符号の相関点を検出する単位データ長
は、拡散符号の複数周期長とする。However, in the received signal from the GPS satellite,
As described above, 1 bit of data is equal to 20 bits of the spread code.
The number of cycles is the same, and all 20 cycles have the same code. In the third embodiment, taking advantage of this characteristic, the unit data length for detecting the correlation point between the received signal and the spread code by the digital matched filter is set to a plurality of cycle lengths of the spread code.
【０１０９】このように、受信信号について、拡散符号
の複数周期分単位でＦＦＴ演算処理をすることにより、
この第３の実施の形態によれば、受信感度が向上し、同
じ時間領域の信号を累積加算する方法に比べてキャリア
周波数のサーチがし易くなる。以下、この第３の実施の
形態を、さらに説明する。In this way, by performing FFT calculation processing on the received signal in units of a plurality of spreading code cycles,
According to the third embodiment, the receiving sensitivity is improved, and the carrier frequency can be searched more easily than the method of cumulatively adding signals in the same time domain. Hereinafter, the third embodiment will be further described.
【０１１０】時間領域において、拡散符号のＭ周期（Ｍ
は２以上の整数）に渡って累積加算を行った１周期長の
データに対して相関点を検出する先行例がある（例えば
米国特許４９９８１１１号明細書または「An Introduct
ion to Snap TrackTM Server−Aided GPS Technolog
y， ION GPS−９８ Proceedings」参照）。In the time domain, M periods (M
Is an integer greater than or equal to 2), and there is a precedent example in which a correlation point is detected for data of one cycle length that is cumulatively added (for example, US Pat. No. 4,998,111 or "An Introduct").
ion to Snap Track TM Server-Aided GPS Technolog
y, ION GPS-98 Proceedings ”).
【０１１１】すなわち、図１０に示すように、この先行
例の方法においては、受信信号ｒ（ｎ）について、拡散
符号との乗算結果を、Ｍ周期分に渡って累積加算するも
のである。この先行例の方法は、ＧＰＳ衛星からの受信
信号の周期性とノイズの統計的な性質とを利用してＣ／
Ｎを高めるもので、受信信号のキャリアと拡散符号の同
期が事前にとれている状態であれば、Ｃ／ＮがＭ倍に改
善され、したがって受信感度（相関点の検出感度）はＭ
倍に向上する。That is, as shown in FIG. 10, in the method of this prior art, the multiplication result of the received signal r (n) and the spread code is cumulatively added over M periods. The method of this prior art example uses the periodicity of the received signal from the GPS satellite and the statistical property of noise to obtain C /
N is increased, and if the carrier of the received signal and the spread code are synchronized in advance, C / N is improved M times, and therefore the reception sensitivity (correlation point detection sensitivity) is M.
To double.
【０１１２】しかし、受信信号のキャリアと拡散符号と
の同期がとれていないと位相の異なるＭ個のキャリアが
加算合成されてしまい、累積加算した結果においては肝
心のＧＰＳ信号が相殺されてしまって相関ピークは検出
できなくなる。However, if the carrier of the received signal and the spread code are not synchronized, M carriers having different phases will be added and combined, and the GPS signal of interest will be canceled out in the result of cumulative addition. The correlation peak cannot be detected.
【０１１３】このため、受信信号のキャリア周波数が未
知の場合には、キャリア周波数をサーチする必要があ
り、サーチする各々の周波数毎に累計加算を行うといっ
た効率の悪い操作を行わざるを得なくなる。Therefore, when the carrier frequency of the received signal is unknown, it is necessary to search for the carrier frequency, and it is inevitable to perform an inefficient operation such as performing cumulative addition for each frequency to be searched.
【０１１４】これに対して、上述した第１および第２の
実施の形態では、上述したようにして周波数領域におい
て、ＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレスをシフ
トするという簡便な方法により、受信信号のキャリアと
拡散符号との同期がとれるので、累積加算の効果を最大
限に発揮させることができる。On the other hand, in the above-described first and second embodiments, the reception signal of the received signal is changed by the simple method of shifting the read address of the FFT result from the memory in the frequency domain as described above. Since the carrier and the spread code can be synchronized, the effect of cumulative addition can be maximized.
【０１１５】この第３の実施の形態では、第２の実施の
形態と同様に、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周
波数は未知として、キャリア周波数のサーチを行うので
あるが、その場合に、受信信号ｒ（ｎ）については、拡
散符号のＭ周期分毎にＦＦＴを行うようにする。そし
て、この拡散符号のＭ周期分毎に、受信信号のＦＦＴ結
果のメモリからの読み出しアドレスのシフト量の制御に
よる受信信号のキャリア周波数のサーチを行う。In the third embodiment, similar to the second embodiment, the carrier frequency of the received signal from the GPS satellite is unknown and the carrier frequency is searched. For the signal r (n), FFT is performed every M cycles of the spread code. Then, the carrier frequency of the received signal is searched by controlling the shift amount of the read address from the memory of the FFT result of the received signal every M cycles of the spread code.
【０１１６】前述した図２３の式（３）中のデータｄ
（ｎ）は、Ｍ≦２０とすれば、拡散符号のＭ周期中では
１または−１の固定値になるので無視できる。すると、
式（３）は、
ｒ（ｎ）＝Ａ・ｃ（ｎ）ｃｏｓ２πｎｆ0 ＋ｎ（ｎ）
となり、これをＭ周期長で離散フーリエ変換すると、デ
ータの数はＭ×Ｎ（Ｎは拡散符号の１周期分のデータ
数）なので、離散フーリエ変換後のｋと実周波数ｆの関
係は、サンプリング周波数ｆs に対して０≦ｋ≦ＭＮ／
２では、ｆ＝ｋｆs／ＭＮとなり、ＭＮ／２＜ｋ＜ＭＮ
では、ｆ＝（ｋ−ＭＮ）ｆs ／ＭＮ（ｆ＜０）となっ
て、分解能がＭ倍になる。The data d in the equation (3) of FIG. 23 described above.
If (n) is M ≦ 20, it will be a fixed value of 1 or −1 during the M cycles of the spreading code and can be ignored. Then,
Formula (3) becomes r (n) = A · c (n) cos2πnf 0 + n (n), and when this is subjected to the discrete Fourier transform with the M period length, the number of data is M × N (N is 1 of the spread code). Since the number of data for a period), the relationship between k after the discrete Fourier transform and the actual frequency f is 0 ≦ k ≦ MN / with respect to the sampling frequency fs.
In 2, f = kfs / MN, and MN / 2 <k <MN
Then, f = (k-MN) fs / MN (f <0), and the resolution becomes M times.
【０１１７】しかし、拡散符号ｃ（ｎ）は周期信号であ
り、その１周期長の時間をＴ（ＧＰＳのＣ／Ａコードで
はＴ＝１ミリ秒）とすると、ｆ＝１／Ｔ以下の精度の周
波数成分はない。したがって、受信信号ｒ（ｎ）の離散
フーリエ変換後のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）（ただし、０≦ｋ
＜ＭＮ）中の拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分はＭ個お
き、すなわち、ＭＮ個のデータのうちのＮ個の点に集中
し、その振幅は、Ｍ周期分が累積加算されるため、１周
期長での同じ周波数成分のＭ倍になる。Ｍ＝４としたと
きのスペクトラム例を図１１に示す。However, the spread code c (n) is a periodic signal, and if the time of one cycle length is T (T = 1 msec in the C / A code of GPS), the accuracy is f = 1 / T or less. There is no frequency component of. Therefore, the FFT result R (k) after the discrete Fourier transform of the received signal r (n) (where 0 ≦ k
The frequency components of the spread code c (n) in <MN) are concentrated every M pieces, that is, concentrated on N points of the MN pieces of data, and the amplitude is cumulatively added for M cycles. It is M times the same frequency component in one cycle length. FIG. 11 shows a spectrum example when M = 4.
【０１１８】図１１の例では、信号のスペクトラムが４
個おきにあり、それらの間には信号成分はない。Ｎ個の
点以外では、拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分は０にな
る。一方、ノイズｎ（ｎ）は、多くの場合、非周期信号
であるから、ＭＮ個の全周波数成分にエネルギーが分散
される。したがって、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ
（Ｋ）中における拡散符号ｃ（ｎ）のＮ個の周波数成分
の総和において、時間領域での累積加算と同様に、Ｃ／
ＮがＭ倍向上することになる。In the example of FIG. 11, the spectrum of the signal is 4
Every other, there is no signal component between them. Except for the N points, the frequency component of the spread code c (n) becomes 0. On the other hand, the noise n (n) is an aperiodic signal in many cases, so that the energy is distributed to all the MN frequency components. Therefore, the FFT result R of the received signal r (n)
In the sum total of the N frequency components of the spread code c (n) in (K), as in the cumulative addition in the time domain, C /
N will be improved M times.
【０１１９】受信信号ｒ（ｎ）中に、式（３）に示した
キャリア成分ｃｏｓ２πｎｆ0がなければ、ＦＦＴ結果
Ｒ（ｋ）中の拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分は、ｋ＝ｉ
×Ｍ（０≦ｉ＜Ｎ）に集中するが、キャリア成分が存在
するので、この第３の実施の形態では、メモリからのＦ
ＦＴ結果Ｒ（ｋ）の読み出しアドレスを、拡散符号の１
周期当たりについて、ｋ＝（ｉ×Ｍ）−ｋ0 として、キ
ャリア周波数分のｋ0だけ循環的にシフトするようにす
る。If the carrier component cos2πnf 0 shown in equation (3) is not present in the received signal r (n), the frequency component of the spread code c (n) in the FFT result R (k) is k = i.
However, in the third embodiment, since the carrier component exists, F from the memory is concentrated.
The read address of the FT result R (k) is set to the spreading code 1
For each cycle, k = (i × M) −k 0 is set, and the carrier frequency is cyclically shifted by k 0 .
【０１２０】以上説明した第３の実施の形態の全体の構
成は、図６に示した第２の実施の形態の場合と同様とな
るが、メモリ１０２の容量は、拡散符号のＭ周期分とさ
れ、ＤＳＰ２３では、この拡散符号のＭ周期分のデータ
単位で処理動作を行なう。上述の処理動作を、そのＤＳ
Ｐ１００の内部構成に反映させた構成図を図１２に示
す。The overall configuration of the third embodiment described above is the same as that of the second embodiment shown in FIG. 6, but the capacity of the memory 102 is equal to M cycles of the spread code. Then, the DSP 23 performs the processing operation in data units of M cycles of the spread code. The above processing operation is performed by the DS
FIG. 12 shows a configuration diagram reflected in the internal configuration of P100.
【０１２１】すなわち、ＦＦＴ処理部１０３からは、Ｆ
ＦＴ演算処理単位を拡散符号のＭ周期とするＦＦＴ結果
Ｒ（Ｋ）が得られ、メモリ１０４に書き込まれる。図１
２では、０≦ｋ＜Ｎ、０≦Ｋ＜ＭＮとしている。That is, from the FFT processing unit 103, F
An FFT result R (K) in which the FT operation processing unit is the M cycle of the spreading code is obtained and written in the memory 104. Figure 1
In the case of 2, 0 ≦ k <N and 0 ≦ K <MN.
【０１２２】そして、このメモリ１０４から、読み出し
アドレスがシフト制御されてＦＦＴ結果が読み出されて
乗算部１０５に供給され、メモリ１０８からの拡散符号
ｃ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の複素共役！Ｃ（ｋ）と
乗算される。Then, the read address is shift-controlled from the memory 104, the FFT result is read out and supplied to the multiplication unit 105, and the complex of the FFT result C (k) of the spread code c (n) from the memory 108. Conjugate! It is multiplied with C (k).
【０１２３】この第３の実施の形態の場合、この乗算部
１０５から得られる相関関数Ｆ（ｋ）は、図２３の式
（８）に示すようなものとなるようにされる。なお、ｋ
0 については、ｆ0 ＝ｋ0 ・ｆs ／ＭＮである。In the case of the third embodiment, the correlation function F (k) obtained from the multiplication unit 105 is set as shown in the equation (8) of FIG. Note that k
For 0 , f 0 = k 0 · fs / MN.
【０１２４】このとき、図１２において、逆ＦＦＴ処理
部１０９から得られる相関関数ｆ’（ｎ）のピークは、
Ｒ（Ｋ）がＭ周期の拡散符号を含むので、０≦ｎ＜ＭＮ
の範囲においてＭ個現れることになる。しかし、相関点
の検出は、拡散符号の１周期についての１個でよいの
で、逆ＦＦＴ処理部１０９での計算は、前述の第１およ
び第２の実施の形態の場合と同様に、０≦ｎ＜Ｎの範囲
だけで済み、Ｎ≦ｎ＜ＭＮにおける計算は必要ない。At this time, in FIG. 12, the peak of the correlation function f ′ (n) obtained from the inverse FFT processor 109 is
Since R (K) includes a spreading code of M periods, 0 ≦ n <MN
Will appear in the range of. However, the number of correlation points need only be detected once per one cycle of the spreading code, so that the calculation in the inverse FFT processing unit 109 is 0 ≦ ≤0 as in the case of the first and second embodiments described above. Only the range of n <N is required, and calculation in N ≦ n <MN is not necessary.
【０１２５】以上のようにして、この第３の実施の形態
によれば、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴを拡散符号の１周
期のＭ倍とすることにより、相関点の検出感度、したが
って、受信感度を向上させることができる。As described above, according to the third embodiment, by setting the FFT of the received signal r (n) to M times one cycle of the spread code, the detection sensitivity of the correlation point, The reception sensitivity can be improved.
【０１２６】なお、この第３の実施の形態の場合におい
ても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめ
ＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくこと
で、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦ
Ｔ計算を省略することができる。Also in the case of the third embodiment, the spread code corresponding to each satellite is stored in the memory in which the FFT has been performed in advance, so that the spread at the time of receiving the satellite signal can be achieved. FF of code c (n)
The T calculation can be omitted.
【０１２７】［第４の実施の形態］前述の第３の実施の
形態では、拡散符号のＭ周期（Ｍ＞１）分を含む受信信
号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理することで、未知のキャリア周
波数のサーチを可能にすると共に、受信感度の向上を図
ることができるものであるが、データサンプルの数が、
拡散符号１周期分の場合のＮ個からＭ倍のＭＮ個になる
ため、ＦＦＴの計算時間および図１２におけるメモリ１
０４の容量が大きくなる。第４の実施の形態は、このメ
モリ容量の問題を改善したものである。[Fourth Embodiment] In the above-described third embodiment, the received signal r (n) including the M periods (M> 1) of the spread code is subjected to FFT processing to obtain an unknown carrier. Although it is possible to search the frequency and improve the reception sensitivity, the number of data samples is
Since the number of spread codes for one cycle is N, the number of M times is MN, so the FFT calculation time and the memory 1 in FIG.
The capacity of 04 becomes large. The fourth embodiment improves the problem of the memory capacity.
【０１２８】図１１の例のように、拡散符号のＭ周期
（Ｍ＞１）をＦＦＴ処理単位とした場合のＦＦＴ結果Ｒ
（Ｋ）中の周波数成分はＭ個おきにしか存在しないの
で、それらのＭ個おきの周波数成分の間の成分は不要で
ある。As in the example of FIG. 11, the FFT result R when the M cycle (M> 1) of the spreading code is the FFT processing unit
Since the frequency components in (K) exist only every M, the components between these M frequency components are unnecessary.
【０１２９】ここで、ＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）（ただし、０
≦Ｋ＜ＭＮ）を、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ
（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）（０≦
ｉ＜Ｎ）のＭ組に分ける。Ｍ＝４組に分けた場合の、そ
れぞれの組の分割スペクトラムの例を図１３〜図１６に
示す。キャリア周波数は未知であるが、Ｍ組のうちの１
組に、相関を検出する対象となるＧＰＳ信号のエネルギ
ーがある。図１３〜図１６の例では、図１３のＲ（ｉ×
Ｍ）の組に、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分が含まれ、
それ以外の３つの分割スペクトラムにはノイズしかない
状態を表している。Here, the FFT result R (K) (where 0
≦ K <MN), R (i × M), R (i × M + 1), R
(I × M + 2), ..., R (i × M + M−1) (0 ≦
Divide into M sets of i <N). 13 to 16 show examples of the split spectrum of each set when M = 4 sets. Carrier frequency is unknown, but one of M sets
The set has the energy of the GPS signal for which the correlation is to be detected. In the examples of FIGS. 13 to 16, R (i ×
M) includes the frequency components of the received signal r (n),
The other three divided spectrums represent only noise.
【０１３０】なお、実際の信号ではキャリア周波数ｋ0
は、正確にはｋ'＝ｋ0でないため、例えばｋ0がｋ0’と
ｋ0’＋１との間にあったとすると、ｋ'＝ｋ0’とｋ'＝
ｋ0’＋１との両方で相関が検出され、ｋ0に近い方が大
きな相関を示す。In the actual signal, the carrier frequency k 0
Is not exactly k ′ = k 0 , so if, for example, k 0 is between k 0 ′ and k 0 ′ +1, then k ′ = k 0 ′ and k ′ =
Correlation is detected with both k 0 '+1, and the closer to k 0 , the larger the correlation.
【０１３１】ＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）を前記のようにＭ組に
分割した場合、Ｍが２のべき乗であれば、ＦＦＴ計算手
順の性質から、各組は、それぞれ独立に計算できる。When the FFT result R (K) is divided into M sets as described above, if M is a power of 2, each set can be calculated independently due to the nature of the FFT calculation procedure.
【０１３２】図１７は、８個のデータｇ（０）〜ｇ
（７）のＦＦＴ計算の信号の流れ図である。図１７のＦ
ＦＴ結果Ｇ（Ｋ）を、４個おきのデータに分けるとする
と、（Ｇ（０），Ｇ（４））、（Ｇ（１），Ｇ
（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ
（７））の４組となる。この中の（Ｇ（０），Ｇ
（４））に注目すると、図１８に示す部分だけの計算で
よいことが判る。そして、この計算の構造は、他の組
（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、
（Ｇ（３），Ｇ（７））においても同様となるものであ
る。FIG. 17 shows eight pieces of data g (0) -g.
It is a signal flow chart of FFT calculation of (7). 17F
If the FT result G (K) is divided into every four data, (G (0), G (4)), (G (1), G
(5)), (G (2), G (6)), (G (3), G
There will be 4 sets of (7)). (G (0), G in this
Focusing on (4), it can be seen that only the portion shown in FIG. 18 need be calculated. Then, the structure of this calculation is such that other pairs (G (1), G (5)), (G (2), G (6)),
The same applies to (G (3), G (7)).
【０１３３】この４組のデータを１組ずつ調べることに
すると、まず、（Ｇ（０），Ｇ（４））を計算し、調べ
終わったら（Ｇ（０），Ｇ（４））を格納したメモリを
開放して次の組に進む。（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ
（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））と、順次
計算して調べ終わったらメモリを開放するという操作を
行うことにより、メモリは、Ｇ（０）〜Ｇ（７）を一括
してＦＦＴを求めるのに比べて、１／４のメモリ容量で
よくなる。乗算回数は、Ｍ個に分割して計算した場合と
全体を一括してＦＦＴ計算をした場合とでは同じにな
る。When the four sets of data are examined one by one, first, (G (0), G (4)) is calculated, and after the examination is completed, (G (0), G (4)) is stored. Release the memory that was saved and proceed to the next group. (G (1), G (5)), (G
(2), G (6)), (G (3), G (7)) are sequentially calculated and the memory is released when the check is completed. Compared with the case where FFT is collectively obtained in (7), the memory capacity of 1/4 is sufficient. The number of multiplications is the same in the case where the calculation is performed by dividing into M pieces and the case where the whole is collectively subjected to the FFT calculation.
【０１３４】上記の例と同様のことが、Ｍを２のべき乗
にすることで、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ
（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）に適用
でき、ＦＦＴ結果を格納するメモリの容量は、ＭＮの１
／Ｍ、すなわち、Ｎで済む。また、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ
（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×
Ｍ＋Ｍ−１）の順で相関を検出する際に、途中の組で相
関点が検出できてしまえば、残る組については調べる必
要がなくなるので、拡散符号のＭ周期毎の受信信号を一
括してＦＦＴ処理して検出するより、処理時間が短くな
ると期待できる。Similar to the above example, by making M a power of 2, R (i × M), R (i × M + 1), R
(I × M + 2), ..., R (i × M + M−1), and the memory capacity for storing the FFT result is 1 of MN.
/ M, that is, N is sufficient. Also, R (i × M), R
(I × M + 1), R (i × M + 2), ..., R (i ×
When the correlation points can be detected in the middle group when detecting the correlation in the order of (M + M-1), it is not necessary to check the remaining groups, so that the received signals for every M cycles of the spreading code are collectively included. It can be expected that the processing time will be shorter than the case where the FFT processing is performed for detection.
【０１３５】以上説明した第４の実施の形態の場合の拡
散符号およびキャリア同期のフローチャートを、図１９
および図２０に示す。図１９および図２０の例ではＦＦ
Ｔの回数を最小にするため、キャリア周波数のサーチ
を、各ＦＦＴの組毎に、対象とする衛星すべてについて
相関検出を行うようにしている。なお、この図１９およ
び図２０のフローチャートは、ＤＳＰ１００でのソフト
ウエア処理に対応するものである。FIG. 19 is a flowchart of spreading code and carrier synchronization in the case of the fourth embodiment described above.
And shown in FIG. In the example of FIGS. 19 and 20, FF
In order to minimize the number of times T, the carrier frequency is searched for for each FFT group and for all the target satellites. The flowcharts in FIGS. 19 and 20 correspond to the software processing in the DSP 100.
【０１３６】まず、Ｒ（Ｋ）（０≦Ｋ＜ＭＮであり、Ｋ
＝ｉ×Ｍ＋ｊ）の分割組数についての変数ｊ（０≦ｊ＜
Ｍ）を初期化し（ステップＳ２１）、次に、Ａ／Ｄ変換
部１０１にてデジタル信号に変換された受信信号を信号
ｒ（ｎ）（ただし、０≦ｎ≦ＭＮ）としてメモリ１０２
に取り込む（ステップＳ２２）。次に、この信号ｒ
（ｎ）をＦＦＴ処理部１０３でＦＦＴし、そのＦＦＴ結
果Ｒ（Ｋ）をメモリ１０４に書き込む（ステップＳ２
３）。次に、信号を受信したＧＰＳ衛星に対応する拡散
符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）をメモリ１０８にセットする
（ステップＳ２４）。First, R (K) (0 ≦ K <MN, and K
= I × M + j) variable j for the number of division groups (0 ≦ j <
M) is initialized (step S21), and the received signal converted into a digital signal by the A / D converter 101 is set as a signal r (n) (where 0 ≦ n ≦ MN) in the memory 102.
(Step S22). Next, this signal r
(N) is FFT processed by the FFT processing unit 103, and the FFT result R (K) is written to the memory 104 (step S2).
3). Next, the FFT result C (k) of the spread code corresponding to the GPS satellite that received the signal is set in the memory 108 (step S24).
【０１３７】次に、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ
（Ｋ）のメモリ１０４からの読み出しアドレスのシフト
量の初期値ｋ0’を、例えば過去のデータから決定する
（ステップＳ２５）。そして、決定した初期値ｋ0’
を、メモリ１０４からのＦＦＴ結果の読み出しアドレス
のシフト量ｋ'として設定すると共に、シフト制御の変
更回数ｍを、初期値ｍ＝０にセットする（ステップＳ２
６）。Next, the FFT result R of the received signal r (n)
The initial value k 0 'of the shift amount of the read address from the memory 104 of (K) is determined from, for example, past data (step S25). Then, the determined initial value k 0 '
Is set as the shift amount k ′ of the read address of the FFT result from the memory 104, and the number of shift control changes m is set to an initial value m = 0 (step S2).
6).
【０１３８】次に、メモリ１０４から、受信信号ｒ
（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）を、その読み出しアドレス
を、ｋ'だけシフトして読み出す（ステップＳ２７）。
そして、読み出したＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ−ｋ'）と、拡散
符号のＦＦＴ結果とを乗算して相関関数Ｆ’（ｋ）を求
める（ステップＳ２８）。Next, from the memory 104, the received signal r
The FFT result R (K) of (n) is read out by shifting the read address by k '(step S27).
Then, the read FFT result R (K−k ′) is multiplied by the spread code FFT result to obtain a correlation function F ′ (k) (step S28).
【０１３９】次に、この相関関数Ｆ’（ｋ）の逆ＦＦＴ
を行って時間領域の関数ｆ’（ｎ）を求める（ステップ
Ｓ２９）。そして、この関数ｆ’（ｎ）について、ピー
ク値ｆ’（ｎp）を求め（ステップＳ３０）、そのピー
ク値ｆ’（ｎｐ）が予め設定されているスレッショール
ド値ｆthより大きいかどうか判別する（ステップＳ３
１）。Next, the inverse FFT of this correlation function F '(k)
Is performed to obtain the function f ′ (n) in the time domain (step S29). Then, for this function f '(n), a peak value f' (np) is obtained (step S30), and it is determined whether or not the peak value f '(np) is larger than a preset threshold value fth. (Step S3
1).
【０１４０】ステップＳ３１での判別の結果、ピーク値
ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド
値ｆth以下であるときには、相関点が検出できなかった
として、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大
値ｍmaxよりも小さいかどうか判別する（ステップＳ３
２）。そして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定され
た最大値ｍmaxよりも小さいと判別したときには、シフ
ト制御の変更回数ｍを１だけインクリメント（ｍ＝ｍ＋
１）すると共に、新たなシフト量ｋ'を、
ｋ'＝ｋ'＋（−１）ｍ×ｍ
として（ステップＳ３３）、ステップＳ２７に戻る。そ
して、上述したステップＳ２７以降の処理を繰り返す。As a result of the determination in step S31, when the peak value f '(np) is less than or equal to the preset threshold value fth, it is determined that the correlation point cannot be detected, and the shift control change number m Is smaller than a preset maximum value m max (step S3).
2). When it is determined that the shift control change count m is smaller than the preset maximum value m max , the shift control change count m is incremented by 1 (m = m +
At the same time as 1), a new shift amount k ′ is set to k ′ = k ′ + (− 1) m × m (step S33) and the process returns to step S27. Then, the processing from step S27 described above is repeated.
【０１４１】また、ステップＳ３２で、シフト制御の変
更回数ｍが、予め設定された最大値ｍmax以上であると
判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散
符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップ
Ｓ３６）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ
処理が終了したと判別したときには、変数ｊがその最大
値Ｍより小さいかどうか判別し（ステップＳ３８）、小
さいときには、変数ｊをインクリメントし（ステップＳ
３９）、その後、ステップＳ２３に戻り、このステップ
Ｓ２３以降の処理を繰り返す。If it is determined in step S32 that the number of shift control changes m is equal to or greater than the preset maximum value m max, it is determined whether or not the above-described spread code synchronous search process has been completed for all satellites. If it is determined that the spread code synchronous search processing for all satellites is completed (step S36), it is determined whether the variable j is smaller than its maximum value M (step S38). Increment (step S
39), and thereafter, the process returns to step S23, and the processes after step S23 are repeated.
【０１４２】また、ステップＳ３８で、変数ｊが最大値
Ｍに等しいあるいは最大値Ｍより大きいと判別したとき
には、サーチ動作を終了する（ステップＳ４０）。If it is determined in step S38 that the variable j is equal to or larger than the maximum value M, the search operation is ended (step S40).
【０１４３】また、ステップＳ３６で、拡散符号同期サ
ーチが終了していない衛星があると判別したときには、
次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択
した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更す
る（ステップＳ３７）。そして、ステップＳ２４に戻
り、上述したステップＳ２４以降の処理を実行する。If it is determined in step S36 that there is a satellite for which the spread code synchronization search has not been completed,
Next, a satellite to be subjected to spread code synchronization search is selected, and the spread code is changed to the spread code c (n) used by the selected satellite (step S37). Then, the process returns to step S24, and the processes of step S24 and subsequent steps described above are executed.
【０１４４】また、ステップＳ３１において、ピーク値
ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド
値ｆthより大きいと判別したときには、そのピーク値
ｆ’（ｎｐ）を取る離散時間（拡散符号の位相）ｎｐを
相関点として検出すると共に、前記ＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）
のメモリ１０４からの読み出しアドレスのシフト量の初
期値ｋ0’を、そのときのシフト量ｋ'に設定し直す（ス
テップＳ３４）。If it is determined in step S31 that the peak value f '(np) is larger than the preset threshold value fth, the peak value f' (np) is taken in the discrete time (spreading code). Of the FFT result R (k).
The initial value k 0 'of the shift amount of the read address from the memory 104 is reset to the shift amount k'at that time (step S34).
【０１４５】そして、検出した相関点ｎｐが、４個目で
あるか否か判別し（ステップＳ３５）、４個目であると
判別したときには、受信機位置計算処理および同期保持
処理へ移行する。なお、ステップＳ３４で検出した相関
点ｎｐが得られるときのシフト量ｋ'から、当該受信中
のＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量およびＧＰ
Ｓ受信機の発振周波数の誤差が推定することができる。Then, it is judged whether or not the detected correlation point np is the fourth correlation point (step S35), and when it is judged that it is the fourth correlation point, the process proceeds to the receiver position calculation processing and the synchronization holding processing. In addition, from the shift amount k ′ when the correlation point np detected in step S34 is obtained, the Doppler shift amount and GP for the GPS satellite being received
The error in the oscillation frequency of the S receiver can be estimated.
【０１４６】ステップＳ３５で、検出した相関点ｎｐ
が、４個目未満であると判別したときには、ステップＳ
３６に進み、上述したステップＳ３６以降の処理を実行
する。At step S35, the detected correlation point np
Is determined to be less than the fourth, step S
Proceeding to step S36, the processing of step S36 and subsequent steps described above is executed.
【０１４７】なお、第１の実施の形態の場合のように、
キャリア周波数が既知である場合には、Ｒ（ｉ×Ｍ）、
Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ
×Ｍ＋Ｍ−１）の中で該当するものだけを計算すれば、
拡散符号の多周期分を含む時間分を単位として受信信号
をＦＦＴする方法は、同様に適用できる。As in the case of the first embodiment,
If the carrier frequency is known, R (i × M),
R (i × M + 1), R (i × M + 2), ..., R (i
XM + M-1) If only the applicable one is calculated,
The method of FFT the received signal in units of time including multiple cycles of the spreading code can be similarly applied.
【０１４８】以上説明した第１〜第４の実施の形態のＧ
ＰＳ受信機の拡散符号およびキャリアの同期捕捉方法
は、従来の手法であるスライディング相関器が原理的に
時間を要するのに対し、高速なＤＳＰ等の活用で処理時
間の大幅な短縮が期待できる。G of the first to fourth embodiments described above
As for the spread code and carrier synchronization acquisition method of the PS receiver, the sliding correlator, which is a conventional method, takes time in principle, but it is expected that the processing time can be significantly shortened by utilizing a high-speed DSP or the like.
【０１４９】なお、以上の実施の形態の説明では、ＧＰ
Ｓ衛星からの受信信号の場合に、この発明を適用した
が、この発明は、ＧＰＳ衛星からの信号に限らず、拡散
符号でデータをスペクトラム拡散した信号により搬送波
が変調されている受信信号の拡散符号およびキャリアの
同期捕捉を行う場合のすべてに適用可能である。In the above description of the embodiments, the GP
Although the present invention is applied to the case of the received signal from the S satellite, the present invention is not limited to the signal from the GPS satellite, but the spread of the received signal in which the carrier is modulated by the signal whose spectrum is spread by the spread code. It can be applied to all cases where code and carrier synchronization is acquired.
【０１５０】[0150]
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタ処理に
おいて、時間領域で発振器との乗算を行うことなく、受
信信号と拡散符号のＦＦＴ結果同士の乗算において、一
方のＦＦＴ結果をシフトするという簡単な方法によりキ
ャリア成分を除くことができる。As described above, according to the present invention, in the digital matched filter processing using the FFT, the multiplication between the received signal and the FFT result of the spread code is performed without performing the multiplication with the oscillator in the time domain. In, the carrier component can be removed by a simple method of shifting one FFT result.
【０１５１】また、拡散符号の複数周期を処理単位とし
て受信信号のＦＦＴを行う方法をとることにより、受信
感度が向上し、同じ目的のために時間領域で信号を累積
加算する方法に比べてキャリア周波数のサーチがし易い
というメリットがある。そして、受信感度の向上によ
り、アンテナの小型化、受信エリアの拡大等が期待でき
る。Further, by adopting the method of performing FFT of the received signal by using a plurality of cycles of the spread code as a processing unit, the receiving sensitivity is improved, and the carrier is compared with the method of cumulatively adding signals in the time domain for the same purpose. There is an advantage that the frequency can be easily searched. Further, by improving the receiving sensitivity, it is expected that the antenna will be downsized and the receiving area will be expanded.
【０１５２】また、この発明によれば、従来の手法であ
るスライディング相関器が同期するまで原理的に時間を
要するのに対し、高速なＤＳＰ等の活用による処理時間
の大幅な短縮により、ＧＰＳ受信機としての反応が速く
なるという効果が得られる。Further, according to the present invention, it takes time in principle until the sliding correlators, which are the conventional methods, are synchronized, while the GPS reception is greatly reduced by the use of a high speed DSP or the like. The effect that the reaction as a machine becomes faster is obtained.
【図１】この発明によるスペクトラム拡散信号復調装置
の第１の実施の形態としてのＧＰＳ受信機の構成を示す
ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a GPS receiver as a first embodiment of a spread spectrum signal demodulation device according to the present invention.
【図２】相関検出出力のスペクトラムの例を示す図であ
る。FIG. 2 is a diagram showing an example of a spectrum of a correlation detection output.
【図３】受信信号のキャリアと拡散符号との同期を取る
方法の一般的な例を説明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining a general example of a method of synchronizing a carrier of a received signal and a spread code.
【図４】この発明の実施の形態において、受信信号のキ
ャリアと拡散符号との同期を取る方法を説明するための
図である。FIG. 4 is a diagram for explaining a method of synchronizing a carrier of a received signal and a spread code in the embodiment of the present invention.
【図５】第１の実施の形態において、動作を考慮した要
部の構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a main part in consideration of an operation in the first embodiment.
【図６】この発明によるスペクトラム拡散信号復調装置
の第２の実施の形態としてのＧＰＳ受信機の構成を示す
ブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a GPS receiver as a second embodiment of the spread spectrum signal demodulating device according to the present invention.
【図７】第２の実施の形態における動作を説明するため
のフローチャートの一部である。FIG. 7 is a part of a flowchart for explaining an operation in the second embodiment.
【図８】第２の実施の形態における動作を説明するため
のフローチャートの一部である。FIG. 8 is a part of a flowchart for explaining an operation in the second embodiment.
【図９】第２の実施の形態において、動作を考慮した要
部の構成を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a main part in consideration of an operation in the second embodiment.
【図１０】この発明によるスペクトラム拡散信号復調装
置の第３の実施の形態を説明するための図である。FIG. 10 is a diagram for explaining the third embodiment of the spread spectrum signal demodulation device according to the present invention.
【図１１】この発明によるスペクトラム拡散信号復調装
置の第３の実施の形態を説明するための図である。FIG. 11 is a diagram for explaining the third embodiment of the spread spectrum signal demodulation device according to the present invention.
【図１２】第３の実施の形態において、動作を考慮した
要部の構成を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a main part in consideration of an operation in the third embodiment.
【図１３】この発明によるスペクトラム拡散信号復調装
置の第４の実施の形態を説明するための図である。FIG. 13 is a diagram for explaining the fourth embodiment of the spread spectrum signal demodulation device according to the present invention.
【図１４】この発明によるスペクトラム拡散信号復調装
置の第４の実施の形態を説明するための図である。FIG. 14 is a diagram for explaining the fourth embodiment of the spread spectrum signal demodulation device according to the present invention.
【図１５】この発明によるスペクトラム拡散信号復調装
置の第４の実施の形態を説明するための図である。FIG. 15 is a diagram for explaining the fourth embodiment of the spread spectrum signal demodulation device according to the present invention.
【図１６】この発明によるスペクトラム拡散信号復調装
置の第４の実施の形態を説明するための図である。FIG. 16 is a diagram for explaining the fourth embodiment of the spread spectrum signal demodulation device according to the present invention.
【図１７】第４の実施の形態の要部の説明に用いる図で
ある。FIG. 17 is a diagram used for describing an essential part of the fourth embodiment.
【図１８】第４の実施の形態の要部の説明に用いる図で
ある。FIG. 18 is a diagram used for describing an essential part of the fourth embodiment.
【図１９】第４の実施の形態における動作を説明するた
めのフローチャートの一部である。FIG. 19 is a part of a flowchart for explaining the operation in the fourth embodiment.
【図２０】第４の実施の形態における動作を説明するた
めのフローチャートの一部である。FIG. 20 is a part of a flowchart for explaining the operation in the fourth embodiment.
【図２１】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を示す図であ
る。FIG. 21 is a diagram showing a structure of a signal from a GPS satellite.
【図２２】従来のキャリアおよび拡散符号の同期処理を
説明するための図である。FIG. 22 is a diagram for explaining a conventional carrier and spread code synchronization process.
【図２３】この発明の実施の形態の説明に用いる図であ
る。FIG. 23 is a diagram used for describing an embodiment of the present invention.
１３…中間周波変換回路、１００…ＤＳＰ、１０３…Ｆ
ＦＴ処理部、１０４…メモリ、１０５…乗算部、１０６
…拡散符号発生部、１０７…ＦＦＴ処理部、１０８…メ
モリ、１０９…逆ＦＦＴ処理部、１１０…相関点検出
部、１１１，１１２…読み出しアドレス制御部13 ... Intermediate frequency conversion circuit, 100 ... DSP, 103 ... F
FT processing unit, 104 ... Memory, 105 ... Multiplication unit, 106
Spreading code generator 107, FFT processor 108, memory 109, inverse FFT processor 110, correlation point detector 111, 112, read address controller
Claims (10)
信号により搬送波が変調されている受信信号を高速フー
リエ変換して第１のメモリに書き込む工程と、 前記第１のメモリに書き込まれた前記受信信号の高速フ
ーリエ変換結果と、第２のメモリに書き込まれている拡
散符号の高速フーリエ変換結果とを、それぞれ読み出し
て乗算することにより、前記受信信号と前記拡散符号の
相関を検出する工程であって、前記受信信号の高速フー
リエ変換結果または前記拡散符号の高速フーリエ変換結
果のいずれか一方については、前記受信信号の搬送波周
波数に応じた分だけ読み出しアドレスをシフトして、前
記第１のメモリまたは前記第２のメモリから読み出すよ
うにする工程と、 前記乗算の結果を逆高速フーリエ変換して、前記受信信
号と前記拡散符号との相関点を検出する工程と、 を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号復調方
法。1. A step of performing a fast Fourier transform on a reception signal in which a carrier wave is modulated by a signal in which data is spread spectrum by a spread code and writing the same in a first memory, and the reception signal written in the first memory. Of the fast Fourier transform result and the fast Fourier transform result of the spread code written in the second memory are read and multiplied to detect the correlation between the received signal and the spread code. For either the fast Fourier transform result of the received signal or the fast Fourier transform result of the spread code, the read address is shifted by an amount corresponding to the carrier frequency of the received signal, and the first memory or the Reading from the second memory; and performing an inverse fast Fourier transform on the result of the multiplication to obtain the received signal and the previous signal. Spread spectrum signal demodulation method characterized by comprising the steps of detecting a correlation point of the spreading code, the.
おいて既知であって、当該既知である搬送波周波数に応
じた分だけ前記読み出しアドレスをシフトして前記第１
のメモリまたは前記第２のメモリから前記高速フーリエ
変換結果を読み出すことを特徴とする請求項１に記載の
スペクトラム拡散信号復調方法。2. The carrier frequency of the received signal is known in the receiver, and the read address is shifted by an amount corresponding to the known carrier frequency.
2. The spread spectrum signal demodulation method according to claim 1, wherein the fast Fourier transform result is read out from the memory or the second memory.
信号により搬送波が変調されている受信信号を高速フー
リエ変換して第１のメモリに書き込む工程と、 前記第１のメモリから読み出された前記受信信号の高速
フーリエ変換結果と、第２のメモリから読み出された拡
散符号の高速フーリエ変換結果とを乗算する工程と、 前記乗算の結果を逆高速フーリエ変換して、前記受信信
号と前記拡散符号との相関検出出力を得る工程と、 前記相関検出出力に基づいて、前記受信信号の高速フー
リエ変換結果または前記拡散符号の高速フーリエ変換結
果のいずれか一方の前記第１のメモリまたは前記第２の
メモリからの読み出しアドレスをシフト制御しながら、
前記相関のピークを判別して、前記受信信号と前記拡散
符号との相関点を検出する工程と、 を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号復調方
法。3. A step of performing a fast Fourier transform on a reception signal in which a carrier wave is modulated by a signal in which data is spread spectrum by a spread code and writing the same in a first memory; and the reception signal read from the first memory. A step of multiplying a fast Fourier transform result of the signal by a fast Fourier transform result of the spreading code read from the second memory; and an inverse fast Fourier transform of the multiplication result to obtain the received signal and the spread code. And a second step of obtaining a correlation detection output of the received signal or a fast Fourier transformation result of the spread code on the basis of the correlation detection output. While controlling the shift of the read address from the memory,
A step of discriminating a peak of the correlation and detecting a correlation point between the received signal and the spread code.
ラム拡散信号復調方法において、 前記受信信号の高速フーリエ変換および前記拡散符号の
高速フーリエ変換は、前記拡散符号のＭ周期（Ｍは２以
上の２のべき乗）を単位として行うことを特徴とするス
ペクトラム拡散信号復調方法。4. The spread spectrum signal demodulation method according to claim 1, wherein the fast Fourier transform of the received signal and the fast Fourier transform of the spread code are M cycles of the spread code (M is 2 or more). Power of 2) as a unit.
調方法において、 前記受信信号の高速フーリエ変換は、その全周波数成分
を一括して計算せず、高速フーリエ変換の計算構造とし
て、同じ計算構造となる単位で、Ｌ回（Ｌは２以上の整
数）に分けて、前記受信信号の１／Ｌずつの高速フーリ
エ変換を行うことを特徴とするスペクトラム拡散信号復
調方法。5. The spread spectrum signal demodulation method according to claim 4, wherein the fast Fourier transform of the received signal does not collectively calculate all frequency components thereof, and the same calculation structure is used as the calculation structure of the fast Fourier transform. The spread spectrum signal demodulation method is characterized in that the fast Fourier transform is performed for each 1 / L of the received signal by dividing into L times (L is an integer of 2 or more).
信号により搬送波が変調されている受信信号を高速フー
リエ変換する高速フーリエ変換手段と、 前記高速フーリエ変換手段からの前記受信信号の高速フ
ーリエ変換結果が書き込まれる第１のメモリと、 前記受信信号で使用される前記拡散符号の高速フーリエ
変換結果が書き込まれている第２のメモリと、 前記第１のメモリから読み出された前記受信信号の高速
フーリエ変換結果と、前記第２のメモリから読み出され
た前記拡散符号の高速フーリエ変換結果とを乗算する乗
算手段と、 前記受信信号の高速フーリエ変換結果または前記拡散符
号の高速フーリエ変換結果のいずれか一方については、
前記受信信号の搬送波周波数に応じた分だけ読み出しア
ドレスをシフトして、前記第１のメモリまたは前記第２
のメモリから読み出すようにするメモリ制御手段と、 前記乗算手段からの前記乗算の結果を逆高速フーリエ変
換して、前記受信信号と前記拡散符号との相関検出出力
を得る逆高速フーリエ変換手段と、 前記逆高速フーリエ変換手段からの前記相関検出出力に
基づいて前記受信信号と前記拡散符号との相関のピーク
を検索して、前記受信信号と前記拡散符号との相関点を
検出する手段と、 を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号復調装
置。6. A fast Fourier transform means for fast Fourier transforming a received signal whose carrier wave is modulated by a signal whose spectrum is spread by a spread code, and a fast Fourier transform result of the received signal from the fast Fourier transform means. A first memory to be written to; a second memory to which a fast Fourier transform result of the spread code used in the received signal is written; and a fast Fourier of the received signal read from the first memory Multiplication means for multiplying the conversion result by a fast Fourier transform result of the spread code read from the second memory; either a fast Fourier transform result of the received signal or a fast Fourier transform result of the spread code For one,
The read address is shifted by an amount corresponding to the carrier frequency of the received signal, and the first memory or the second memory is shifted.
Memory control means for reading from the memory of, and an inverse fast Fourier transform means for obtaining a correlation detection output of the received signal and the spread code by performing an inverse fast Fourier transform on the result of the multiplication from the multiplying means, Means for searching a correlation peak between the received signal and the spreading code based on the correlation detection output from the inverse fast Fourier transforming means, and detecting a correlation point between the received signal and the spreading code, A spread spectrum signal demodulation device comprising.
れに供給される前記受信信号のキャリア周波数に応じた
分だけシフトして前記第１のメモリまたは前記第２のメ
モリから前記高速フーリエ変換結果を読み出すことを特
徴とする請求項６に記載のスペクトラム拡散信号復調装
置。7. The memory control means shifts by an amount corresponding to the carrier frequency of the received signal supplied to the memory control means as a known value, and the fast Fourier transform is performed from the first memory or the second memory. The spread spectrum signal demodulation device according to claim 6, wherein the result is read.
信号により搬送波が変調されている受信信号を高速フー
リエ変換する高速フーリエ変換手段と、 前記高速フーリエ変換手段からの前記受信信号の高速フ
ーリエ変換結果が書き込まれる第１のメモリと、 前記受信信号で使用される前記拡散符号の高速フーリエ
変換結果が書き込まれている第２のメモリと、 前記第１のメモリから読み出された前記受信信号の高速
フーリエ変換結果と、前記第２のメモリから読み出され
た前記拡散符号の高速フーリエ変換結果とを乗算する乗
算手段と、 前記乗算手段からの前記乗算の結果を逆高速フーリエ変
換して、前記受信信号と前記拡散符号との相関検出出力
を得る逆高速フーリエ変換手段と、 前記逆高速フーリエ変換手段からの前記相関検出出力に
基づいて、前記受信信号の高速フーリエ変換結果または
前記拡散符号の高速フーリエ変換結果のいずれか一方の
前記第１のメモリまたは前記第２のメモリからの読み出
しアドレスをシフト制御しながら、前記相関のピークを
判別して、前記受信信号と前記拡散符号との相関点を検
出する手段と、 を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号復調装
置。8. A fast Fourier transform means for fast Fourier transforming a received signal whose carrier wave is modulated by a signal whose spectrum is spread by a spread code, and a fast Fourier transform result of said received signal from said fast Fourier transform means. A first memory to be written to; a second memory to which a fast Fourier transform result of the spread code used in the received signal is written; and a fast Fourier of the received signal read from the first memory Multiplication means for multiplying a conversion result by a fast Fourier transform result of the spread code read from the second memory; and an inverse fast Fourier transform of the multiplication result from the multiplying means to obtain the received signal. And an inverse fast Fourier transform means for obtaining a correlation detection output of the spread code, and the correlation detection output from the inverse fast Fourier transform means. On the basis of the fast Fourier transform result of the received signal or the fast Fourier transform result of the spread code, the peak of the correlation is controlled while shifting the read address from the first memory or the second memory. And a means for detecting a correlation point between the received signal and the spread code, and a spread spectrum signal demodulating device.
ラム拡散信号復調装置において、 前記受信信号の高速フーリエ変換および前記拡散符号の
高速フーリエ変換は、前記拡散符号のＭ周期（Ｍは２以
上の２のべき乗）を単位として行うことを特徴とするス
ペクトラム拡散信号復調装置。9. The spread spectrum signal demodulation device according to claim 6 or 8, wherein the fast Fourier transform of the received signal and the fast Fourier transform of the spread code are M periods of the spread code (M is 2 or more). Power of 2) as a unit.
復調装置において、 前記受信信号の高速フーリエ変換は、高速フーリエ変換
の計算構造として、同じ計算構造となる単位で、Ｌ回
（Ｌは２以上の整数）に分けて、前記受信信号の１／Ｌ
ずつの高速フーリエ変換を行うことを特徴とするスペク
トラム拡散信号復調装置。10. The spread spectrum signal demodulator according to claim 9, wherein the fast Fourier transform of the received signal is a unit having the same calculation structure as the calculation structure of the fast Fourier transform, and L times (L is 2 or more). 1 / L of the received signal
Spread spectrum signal demodulation device characterized by performing fast Fourier transform for each.
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