JP2003516547A - Receiver for satellite-based position location system - Google Patents

Receiver for satellite-based position location system

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JP2003516547A
JP2003516547A JP2001544049A JP2001544049A JP2003516547A JP 2003516547 A JP2003516547 A JP 2003516547A JP 2001544049 A JP2001544049 A JP 2001544049A JP 2001544049 A JP2001544049 A JP 2001544049A JP 2003516547 A JP2003516547 A JP 2003516547A
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satellite
signal
receiver
transform
received signal
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ナティヴィデイド アルバート ロボ
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Nokia Oyj
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Nokia Oyj
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    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01SRADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S11/00Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation
    • G01S11/02Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves
    • G01S11/06Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves using intensity measurements
    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01SRADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13Receivers
    • G01S19/24Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system

Abstract

(57)【要約】 本発明は、グローバルポジショニングシステムの受信器に受信されそしてグローバルポジショニングシステムの衛星により送信される信号の同期を決定するための方法において、上記受信信号を変換コード化して(14)、上記受信信号を時間ドメインから周波数ドメインの係数に変換し、上記周波数ドメイン係数の各々を、上記衛星に関連した予想される送信信号の対応する変換係数で除算して(18)、それに対応する変換値比を与え、そしてこの変換値比から、衛星と受信器との間に進行する信号の時間遅延の対応するスケーリングされた値を導出する(20,22)という段階を備えた方法を提供する。本発明は、同期シーケンスの認識の指示を与えるように、小さな組のチップへの同期をサーチすることに向けられる。従って、公知の方法よりも同期チップをサーチすることに焦点が当てられ、その結果、平均的に同期が公知技術より迅速に且つ効率的に得られる。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention provides a method for determining the synchronization of a signal received by a receiver of a global positioning system and transmitted by a satellite of the global positioning system by transcoding the received signal. ), Transforming the received signal from time domain to frequency domain coefficients, and dividing each of the frequency domain coefficients by a corresponding transform coefficient of an expected transmission signal associated with the satellite (18), (20, 22) deriving a corresponding scaled value of the time delay of the signal traveling between the satellite and the receiver from the converted value ratio. provide. The present invention is directed to searching for synchronization to a small set of chips to give an indication of recognition of the synchronization sequence. Therefore, the focus is more on searching for synchronization chips than in known methods, so that on average synchronization is obtained faster and more efficiently than in the prior art.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【技術分野】【Technical field】

本発明は、グローバルポジショニングシステム(GPS)のような衛星ベース
の位置探索システムに係り、より詳細には、このようなシステムに使用するため
の受信器に係る。
The present invention relates to satellite-based position location systems such as the Global Positioning System (GPS), and more particularly to receivers for use in such systems.

【0002】[0002]

【背景技術】[Background technology]

グローバルポジショニングシステム(GPS)は、地球上のいかなる位置も高
い精度でピンポイント指示して受信器の位置、速度及び時間(PVT)に関する
情報を与える能力を有するスペースベースの衛星ナビゲーションシステムの一例
である。スペースベースの衛星ナビゲーションシステムの他の例は、TIMAT
ION、トランシット及びGLONASSである。 GPSは、典型的に、次の3つのセグメントに分割される。 − 本質的に衛星及びそれらが放射する信号を含むスペースセグメント; − 衛星コンステレーションを監視及び維持する制御セグメント;及び − GPS受信器、装置、データ収集及びデータ処理技術を含むユーザセグメ
ント。
The Global Positioning System (GPS) is an example of a space-based satellite navigation system that has the ability to pinpoint any location on the earth with high accuracy to provide information about receiver position, velocity and time (PVT). . Another example of a space-based satellite navigation system is TIMAT.
ION, Transit and GLONASS. GPS is typically divided into three segments: A space segment essentially containing the satellites and the signals they emit; a control segment for monitoring and maintaining the satellite constellation; and a user segment containing GPS receivers, devices, data acquisition and data processing techniques.

【0003】 GPSコンステレーションは、典型的に、24時間ごとに地球の軌道をまわる
24個の衛星で構成される。GPS受信器がその位置を正確に決定するにはGP
S受信器の開けた視野に最小限4個のGPS衛星が存在しなければならない。要
約すれば、各衛星が信号をブロードキャストし、GPS受信器がそれを受信して
デコードし、それにより、信号が受信器に到達するのに要するトランシット時間
と称する時間が計算される。次いで、受信器は、トランシット時間に電磁放射の
速度を乗算して、衛星から受信器への距離を決定する。そこから、受信器の三次
元的距離、速度及び時間を算出するために、受信器は、三角法の計算を適用する
。三角法は、衛星により与えられる4つの基準点間の交点を計算することを含み
、これら交点から、三次元空間における位置が固定即ち探索される。
GPS constellations typically consist of 24 satellites orbiting the earth every 24 hours. For the GPS receiver to accurately determine its position, GP
There must be a minimum of 4 GPS satellites in the open field of view of the S receiver. In summary, each satellite broadcasts a signal, which the GPS receiver receives and decodes, thereby calculating the time it takes for the signal to reach the receiver, called the transit time. The receiver then multiplies the transit time by the velocity of the electromagnetic radiation to determine the distance from the satellite to the receiver. From there, the receiver applies trigonometric calculations to calculate the three-dimensional distance, velocity and time of the receiver. Trigonometry involves calculating the intersections between four reference points provided by satellites, from which the positions in three-dimensional space are fixed or searched.

【0004】 しかしながら、距離の測定は、本来、衛星及びユーザクロックの非同期動作に
より生じる測定に共通したエラーを含むことに注意されたい。 このために、GPSは、4個の衛星を使用して距離測定を行っている。3個の
GPS衛星からの測定値は、GPS受信器が、その三次元的位置を表わす3つの
未知のパラメータを計算できるようにし、一方、第4のGPS衛星は、GPS受
信器がユーザクロックエラーを計算できるようにし、ひいては、より正確な時間
測定値を決定できるようにする。 衛星によってブロードキャストされる信号は、高周波(RF)距離測定コード
及びナビゲーションデータメッセージを含み、これらは、拡散スペクトル技術を
使用して送信される。距離測定コードは、GPS受信器が、信号のトランシット
時間を測定し、それにより、衛星と受信器との間の距離を決定できるようにする
。ナビゲーションデータメッセージは、衛星の軌道経路に関する所定の情報をベ
ースとするものであり、従って、信号が送信されたときの衛星の位置の指示を与
える。
However, it should be noted that range measurements inherently contain errors that are common to measurements caused by the asynchronous operation of satellite and user clocks. For this reason, GPS uses four satellites to perform range measurements. Measurements from three GPS satellites allow the GPS receiver to calculate three unknown parameters representing its three-dimensional position, while the fourth GPS satellite allows the GPS receiver to generate user clock error. So that more accurate time measurements can be determined. The signals broadcast by the satellite include radio frequency (RF) range finding codes and navigation data messages, which are transmitted using spread spectrum technology. The distance measurement code enables the GPS receiver to measure the transit time of the signal and thereby determine the distance between the satellite and the receiver. The navigation data message is based on certain information about the satellite's orbital path and thus gives an indication of the satellite's position when the signal was transmitted.

【0005】 衛星によって発生されるエンコードされた信号は、一連のランダム2進チップ
を表わす擬似ランダムノイズ(PNR)コードの形態であり、各衛星は、一定の
間隔でそれ自体繰り返す独特のPNRシーケンスを送信する。GPSには、チッ
プレート10.23MHzを有しそして軍用に指定された精密コード(Pコード
)と、チップレート1.023MHzを有しそして商用及び個人使用に割り当て
られたコース収集コード(C/Aコード)とがある。チップは、1又は−1であ
る。コードは、2つのL帯域周波数、即ち1575.42MHzのリンク1(L
1)と、1227.6MHzのリンク2(L2)とにおいて送信される。L1に
おけるコード割り当てはコース収集コード(C/Aコード)及び精密コード(P
コード)であり、そしてL2ではPコードだけである。
The encoded signal produced by a satellite is in the form of a Pseudo Random Noise (PNR) code, which represents a series of random binary chips, each satellite having a unique PNR sequence that repeats itself at regular intervals. Send. GPS has a chip rate of 10.23 MHz and a military-specified precision code (P code), and a chip rate of 1.023 MHz and a course collection code (C / A) assigned for commercial and personal use. Code) and. The chip is 1 or -1. The code consists of two L-band frequencies, namely Link 1 (L
1) and 1227.6 MHz link 2 (L2). Code assignment in L1 is course collection code (C / A code) and precision code (P
Code), and in L2 there is only P code.

【0006】 C/Aコードは、1023ビットの擬似ランダム(PRN)コードより成り、
そして各GPS衛星には異なるPRNコードが指定される。更に、C/Aコード
には50Hzのナビゲーションデータメッセージが重畳され、これは、上記のデ
ータを含む。従って、受信器は、提示される特定のC/Aコードにより衛星から
の信号を使用して、擬似距離測定を行うことができる。 受信器に話を移すと、今日、種々様々なGPS受信器が入手でき、典型的に、
GPS受信器の内部アーキテクチャーは、到来する衛星信号を最初に処理する前
端と、それに続く信号処理段であって、アルゴリズムを適用して受信器の位置、
速度及び時間を決定するための信号処理段とを備えている。
The C / A code is composed of a 1023 bit pseudo random (PRN) code,
Then, a different PRN code is designated for each GPS satellite. In addition, a 50 Hz navigation data message is superimposed on the C / A code, which contains the above data. Therefore, the receiver can use the signal from the satellite with the particular C / A code presented to make a pseudorange measurement. Turning to receivers, a wide variety of GPS receivers are available today, typically
The internal architecture of a GPS receiver is a front end that first processes the incoming satellite signal, followed by a signal processing stage that applies an algorithm to determine the position of the receiver,
A signal processing stage for determining speed and time.

【0007】 前端は、基本的な項目については、スーパーヘテロダイン受信器と同様である
。信号は、GPSアンテナによって検出され、そして低ノイズ増幅器へ供給され
る。増幅に続いて、信号は、低い作用可能な周波数へダウン変換される。これは
、GPS信号を別の一定周波数信号と混合即ちヘテロダイン処理することにより
達成される。この混合信号は、局部発振器により発生される。2つの信号が混合
されると、元の周波数、2つの周波数の和及び2つの周波数の差が出力される。
その後続段におけるフィルタは、差の周波数のみを選択し、他の周波数は拒絶す
る。ダウン変換段階により発生されたこの差の周波数は、中間周波IFとして知
られている。この信号は、次いで、A/Dコンバータでアナログからデジタルに
変換される。A/Dコンバータの出力レベルは、スレッシュホールドレベルを越
えるレベル又はそれより低いレベルをチェックするために電圧比較器により監視
され、そして自動利得制御器がIF増幅器の利得を連続的に調整して一定の出力
レベルを維持するようにする。A/Dコンバータからのデジタル信号は、距離測
定プロセスを取り扱う多数の信号処理段への入力として使用される。
The front end is similar to the superheterodyne receiver in terms of basic items. The signal is detected by the GPS antenna and fed to a low noise amplifier. Following amplification, the signal is down converted to a lower workable frequency. This is accomplished by mixing or heterodyning the GPS signal with another constant frequency signal. This mixed signal is generated by a local oscillator. When the two signals are mixed, the original frequency, the sum of the two frequencies and the difference of the two frequencies are output.
The filters in the succeeding stages select only the frequencies of difference and reject the other frequencies. The frequency of this difference generated by the down conversion stage is known as the intermediate frequency IF. This signal is then converted from analog to digital with an A / D converter. The output level of the A / D converter is monitored by a voltage comparator to check for levels above or below the threshold level, and an automatic gain controller continuously adjusts the gain of the IF amplifier to a constant level. Try to maintain the output level of. The digital signal from the A / D converter is used as an input to a number of signal processing stages that handle the distance measurement process.

【0008】 最初に指示したように、距離測定プロセスは、到来するPRNコードを使用し
て衛星から受信器までの距離を計算し、衛星により送信された信号が受信器に到
達するのにどれほどの時間がかかるか計時することを目的とする。これを達成す
るために、各受信器は、各衛星がPRN信号ジェネレータを使用して送信するコ
ードの正確なパターンを発生する能力を有する。特定の衛星から受信された到来
信号は、内部のものとはおそらく位相がずれる。というのは、1チップを送信す
る時間周期の単位で測定して衛星から受信器へ進行するのに要する時間が常に分
からないからである。特定の衛星から内部で発生される予想されるPRN信号は
、受信信号と比較したときにそれと一致するように、適当に遅延又は移相される
必要がある。一致の強さは、2つの信号部分間の相関から測定することができる
。受信したシーケンスの部分と、衛星からの予想される信号の対応する部分とを
相関させるのが有用である。デジタル化された予想信号は、周期的であるから、
内部で発生されるシーケンスは、このシーケンスを回転することにより遅延する
ことができる。2つの信号を一致させるのに必要なシフト又はオフセット量は、
信号が衛星を出て受信器に到達するまでの時間遅延の測定値を受信器に与える。
この測定値を使用して距離が導出される。
As initially indicated, the distance measurement process uses the incoming PRN code to calculate the distance from the satellite to the receiver, and how much the signal transmitted by the satellite reaches the receiver. The purpose is to keep time or time. To achieve this, each receiver has the ability to generate the exact pattern of codes that each satellite transmits using the PRN signal generator. The incoming signal received from a particular satellite is probably out of phase with the internal one. This is because it is not always known how long it takes to travel from the satellite to the receiver, measured in units of the time period of transmitting one chip. The expected PRN signal internally generated from a particular satellite needs to be appropriately delayed or phase shifted to match it when compared to the received signal. The strength of the match can be measured from the correlation between the two signal parts. It is useful to correlate the portion of the received sequence with the corresponding portion of the expected signal from the satellite. Since the digitized expected signal is periodic,
The internally generated sequence can be delayed by rotating this sequence. The amount of shift or offset required to match two signals is
It gives the receiver a measure of the time delay for the signal to leave the satellite and reach the receiver.
The distance is derived using this measurement.

【0009】 原理的に、信号が衛星から特定の経路を経て受信器へ進行するのに要する時間
が分かっている場合には、その経路を経て受信器に到達する信号に比例して信号
を予想することができ、そして相関器からの出力は、その経路のエネルギーに大
きく関係した量となる。しかしながら、この時間間隔は、開始が分からない。あ
る形式のサーチアルゴリズムを使用することによって各重要な経路に対して厳密
な進行時間を収集することが有用となる。信号は周期的である(少なくとも20
ms間)ので、予想される信号の部分をm個のシフト位置だけシフトすることに
より、mにサンプル周期(マイクロ秒)を乗算した遅延をシミュレーションする
ことができる。種々の遅延が試みられ、そして相関器の出力が監視される。適当
なものであるとして識別される遅延は、最も高い相関出力を生じるものである。
サブチップサンプリング(例えば、現在一般的であるチップ当たり4サンプル)
が使用される場合には、m回転のうちの約4回転について高い値が得られる。こ
れら4つの連続する回転から最も高い相関を生じる回転を使用して、信号が衛星
から観察者へと進行するに要する時間が計算される。時間が推定されると、種々
の追跡アルゴリズムを使用してこの時間の変化が監視される。
In principle, if the time it takes for a signal to travel from a satellite to a receiver via a particular path is known, the signal is predicted in proportion to the signal arriving at the receiver via that path. , And the output from the correlator is a quantity that is highly related to the energy in that path. However, the start of this time interval is unknown. It may be useful to collect exact travel times for each important route by using some form of search algorithm. The signal is periodic (at least 20)
Thus, by delaying the portion of the expected signal by m shift positions, a delay of m times the sample period (microseconds) can be simulated. Various delays are tried and the correlator output is monitored. The delays identified as appropriate are those that produce the highest correlation output.
Sub-chip sampling (eg, 4 samples per chip, which is currently common)
If is used, high values are obtained for about 4 out of m revolutions. The rotation that gives the highest correlation from these four consecutive rotations is used to calculate the time it takes for the signal to travel from the satellite to the observer. Once the time is estimated, various tracking algorithms are used to monitor this change in time.

【0010】[0010]

【発明の開示】DISCLOSURE OF THE INVENTION

このような背景に鑑み、本発明は、その1つの特徴において、グローバルポジ
ショニングシステムの受信器により受信されそしてグローバルポジショニングシ
ステムの衛星により送信される信号の同期を決定するための方法において、上記
受信信号を変換コード化して、上記受信信号を時間ドメインから周波数ドメイン
の係数に変換し、上記周波数ドメイン係数の各々を、上記衛星に関連した予想さ
れる送信信号の対応する変換係数で除算して、それに対応する変換値比を与え、
そして各変換値比から、衛星と受信器との間の信号の時間遅延を表わす対応する
スケーリングされた値を導出する段階を備えた方法を提供する。 本発明の他の特徴及び観点は、請求の範囲に規定する。
In view of such a background, the invention, in one aspect, is a method for determining synchronization of a signal received by a receiver of a global positioning system and transmitted by a satellite of the global positioning system, wherein the received signal is Transform transforming the received signal from time domain to frequency domain coefficients, dividing each of the frequency domain coefficients by the corresponding transform coefficient of the expected transmitted signal associated with the satellite, and Gives the corresponding conversion value ratio,
And providing a method comprising deriving from each transformed value ratio a corresponding scaled value representing the time delay of the signal between the satellite and the receiver. Other features and aspects of the invention are defined in the claims.

【0011】 本発明は、同期シーケンスの認識の指示を与えるように、小さな組のチップへ
の同期をサーチすることに向けられる。従って、公知の方法よりも同期チップを
サーチすることに焦点が当てられ、その結果、平均的に同期が公知技術より迅速
に且つ効率的に得られる。 更に、平均的に、同期をサーチするのに費やされる予想時間は短くなる。 本発明は、それが決定的な技術であり、従って、相関プロセスを終了すべきと
きを予想する上で助けとなるという点で特に効果的である。
The present invention is directed to searching for synchronization to a small set of chips to give an indication of the recognition of synchronization sequences. Therefore, the focus is on searching the sync tip over the known methods, so that on average, synchronization is obtained faster and more efficiently than the known techniques. Moreover, on average, the expected time spent searching for syncs is reduced. The present invention is particularly effective in that it is a critical technique, and thus helps in predicting when the correlation process should end.

【0012】[0012]

【発明を実施するための最良の形態】BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

以下、添付図面を参照して、本発明を一例として詳細に説明する。 上述したように、本発明は、GPSシステムの環境において受信器が到来する
衛星送信擬似ランダムノイズ(PRN)信号との同期を得るという問題に対処す
るものである。図1は、本発明の好ましい受信器構成体を作り上げる機能的ブロ
ックを示す。 受信器により受信された到来信号は、送信信号の理想的な時間をtとすれば、
R(t)として表わされる。
Hereinafter, the present invention will be described in detail by way of example with reference to the accompanying drawings. As mentioned above, the present invention addresses the problem of a receiver getting synchronized with an incoming satellite transmitted pseudo-random noise (PRN) signal in the environment of a GPS system. FIG. 1 shows the functional blocks that make up the preferred receiver arrangement of the present invention. The incoming signal received by the receiver is given by:
Represented as R (t).

【0013】 受信器は、最初に、ブロック12において、サンプル周期Tで動作するサンプ
リング装置により到来信号をサンプリングし、Nosは、チップ当たりのサンプ
ルの数である。サンプリング装置は、通常、チップ当たり4サンプルのサンプリ
ングレートで動作する。 説明上、時間は、受信器のクロックに対して測定される。R(t)のサンプル
シーケンスは、M Nosの周期で繰り返しを始め、GSMでは、Mが1023
チップである。ここで、R(t)は、次の式1により表わされる。
The receiver first samples the incoming signal with a sampling device operating at a sample period T in block 12, Nos being the number of samples per chip. Sampling devices typically operate at a sampling rate of 4 samples per chip. For purposes of explanation, time is measured relative to the receiver clock. The sample sequence of R (t) begins to repeat at a period of M Nos, and in GSM M is 1023
It's a chip. Here, R (t) is represented by the following Expression 1.

【数1】 [Equation 1]

【0014】 衛星によって送信された信号は、受信器に到達する際に、2つ以上の経路をた
どり、自然又は人口の障害物で反射される。従って、信号は、2つ以上の異なる
経路に沿って到着し、そして互いに時間的に分離される。各経路に対して同期/
相関が生じるチップを識別するためには、各経路に対して最大相関電力点を決定
する必要がある。 従って、受信信号に対して強度α(k)がΔ(k)Tだけ遅延された所与の経路の
貢献は、次の式2で表わされる。
Upon reaching the receiver, the signal transmitted by the satellite follows more than one path and is reflected by natural or artificial obstacles. Therefore, signals arrive along two or more different paths and are temporally separated from each other. Synchronized for each route /
In order to identify the chip where the correlation occurs, it is necessary to determine the maximum correlation power point for each path. Therefore, the contribution of a given path with intensity α (k) delayed by Δ (k) T with respect to the received signal is given by Equation 2 below.

【数2】 従って、異なる経路を経て受信された信号の和より成る完全な受信信号は、次
の式3で表わされる。
[Equation 2] Therefore, the complete received signal consisting of the sum of the signals received over the different paths is given by Equation 3 below.

【数3】 但し、Δ(k)は、0とM Nos−1との間の整数である。[Equation 3] However, Δ (k) is an integer between 0 and M Nos-1.

【0015】 ブロック12の出力は、サンプリングされた受信信号である。次いで、図1の
ブロック14において受信信号に離散的フーリエ変換が適用される。離散的フー
リエ変換(DTF)は、信号を時間ドメインから周波数ドメインへマップし、こ
れは、信号を容易に処理できるようにする。離散的フーリエ変換を受信信号に適
用することは、次の式4に基づいて行われる。
The output of block 12 is the sampled received signal. A discrete Fourier transform is then applied to the received signal in block 14 of FIG. The Discrete Fourier Transform (DTF) maps the signal from the time domain to the frequency domain, which makes the signal easy to process. Applying the Discrete Fourier Transform to the received signal is based on Equation 4 below.

【数4】 この段階において、KMNos個の連続サンプルの積の離散的フーリエ変換の
i番目のビンが計算されて、KMNos個のDFT係数が出力される。いわゆる
ビンは、周波数ドメインにおけるサンプリング点であり、最大周波数及び解像度
によって決定される。効率を良くするために、多数のビンを一緒に計算すること
ができる。式4は、KMnos点DFTにおけるi番目のビンの値を生じる。
[Equation 4] At this stage, the i-th bin of the discrete Fourier transform of the product of KMNos consecutive samples is calculated and KMNos DFT coefficients are output. So-called bins are sampling points in the frequency domain and are determined by maximum frequency and resolution. For efficiency, multiple bins can be calculated together. Equation 4 yields the value for the i th bin in the KMros point DFT.

【0016】 受信信号が、ここで、周波数ドメインにおいてDFT係数として表された状態
で、i番目のビンに対する式が遅延によって左右されることを立証するために、
因数分解や、加算の順序を変更する等の一連の数学的操作がブロック16におい
て実行される。ブロック16における因数分解のプロセスは、実際には、DFT
係数を簡単化するように働く。 先ず、ブロック16において、加算の順序が交換され、即ち次の式5に基づき
、最初に、iにわたって加算され、次いで、kにわたって加算される。
To demonstrate that the received signal is now represented as DFT coefficients in the frequency domain, the equation for the i th bin is delay dependent:
A series of mathematical operations, such as factoring and changing the order of addition, is performed at block 16. The process of factorization in block 16 is actually a DFT.
Works to simplify the coefficients. First, in block 16, the order of addition is swapped, ie, first, over i and then over k, based on Equation 5 below.

【数5】 この式から、次の式(ここでは式6)[Equation 5] From this formula, the following formula (Formula 6 here)

【数6】 は、内部の和から因数分解され、遅延に対する依存性から項を分離する。[Equation 6] Is factored from the internal sum and separates the terms from the dependence on delay.

【0017】 これは、式7に基づく次の操作によって達成される。[0017]   This is achieved by the following operation based on Equation 7.

【数7】 次いで、次の式8による因数分解段階が行われる。[Equation 7] Then, a factorization step according to the following equation 8 is performed.

【数8】 これは、2つの項を2つの因数の積として与え、その一方は、遅延の依存性を
含み、その他方は、遅延の依存性を含むようにみえるが、実際には遅延とは独立
している。これは、関数R(t)が繰り返し性であり、そして送信シーケンスが
繰り返されるために達成される。
[Equation 8] This gives the two terms as the product of two factors, one containing the delay dependence and the other appearing to contain the delay dependence, but in practice it is independent of the delay. There is. This is achieved because the function R (t) is repeatable and the transmit sequence is repeated.

【0018】 好ましい方法の最適な精度は、受信器において変換されているビットシーケン
スがナビゲーションデータの1つの時間巾内に存在するときに得られるが、予想
される信号が長い場合には、これを拡張することができる。 内部の項が遅延から分離されることを示すために、変数の変化を行って、次の
式9を得る。
The optimum accuracy of the preferred method is obtained when the bit sequence being converted at the receiver lies within one time window of the navigation data, but if the expected signal is long, this is Can be extended. To show that the inner terms are separated from the delay, a variable change is made to obtain Equation 9 below.

【数9】 これは、因数分解プロセスの出力であり、次いで、除算ブロック18へ通される
。ここで、因数分解ブロックの出力は、次の式即ち式10により除算される。
[Equation 9] This is the output of the factorization process, which is then passed to division block 18. Here, the output of the factorization block is divided by the following equation:

【数10】 [Equation 10]

【0019】 この式10は、理想的な送信信号のフーリエ変換であり、より詳細には、理想
的な送信信号のフーリエ変換のi番目のビンであるために、既知のパラメータで
ある。これは、例えば、ルックアップテーブルから見つけることができる。この
除算段階は、次の式11で表される一連の対応する変換値比の出力を生じる。
Equation 10 is a known parameter because it is the Fourier transform of the ideal transmitted signal, and more specifically, it is the i-th bin of the Fourier transform of the ideal transmitted signal. This can be found, for example, from a look-up table. This division step results in the output of a series of corresponding converted value ratios represented by Equation 11 below.

【数11】 式11の結果は、全ての変数が既知であるときに計算することができる。[Equation 11] The result of Equation 11 can be calculated when all variables are known.

【0020】 この変換値比は、ローパスフィルタに関与するときにフーリエ変換のi番目の
ビンにより与えられる周波数におけるシステムの有効増幅度を表わし、そしてi
番目のビンの各増幅値及び相対的位相値を表わす。計算を処理するために、1組
のビンが選択され、例えば、256個のビンが存在する256FTが行われる。
これらビンの一部分を選択して、そこにアルゴリズムを適用する。各C/Aコー
ドに対し、より大きなエネルギーをもつ幾つかのビンが存在し、それらが優先的
に選択される。
This transform value ratio represents the effective amplification of the system at the frequency given by the i th bin of the Fourier transform when participating in the low pass filter, and i
Each amplification value and relative phase value of the second bin is represented. To process the calculation, a set of bins is selected, for example 256FT with 256 bins present.
Select one of these bins and apply the algorithm to it. For each C / A code, there are some bins with higher energy and they are selected preferentially.

【0021】 これらの変換値比の各々は、同期を得るのに必要な遅延を個別に且つ独立して
含む。異なるビン間の多経路伝播による遅延拡散は、遅延自体より非常に小さい
ものであり、これは、平均遅延、及び多経路伝播による増分的遅延に関して次の
式12で示すように表わされることに注意されたい。
Each of these conversion value ratios individually and independently includes the delay required to obtain synchronization. Note that the delay spread due to multipath propagation between different bins is much smaller than the delay itself, which is expressed as shown in Equation 12 below for average delay and incremental delay due to multipath propagation. I want to be done.

【数12】 但し、次のようになる(式13)。 Δ[k]=Δ+Δ’[k][Equation 12] However, it becomes as follows (formula 13). Δ [k] = Δ + Δ ′ [k]

【0022】 計算の結果は、ノイズ性であり、そして大きなバリアンスをもつことが予想さ
れ、即ちそれがとり得る値の範囲が著しく発散することが予想される。ここから
、i’+KNosビンを考えそして1つの式を他の式で除算することによりi’
番目のビンとは独立した項を得ることができる。これは、変換値比を均一なやり
方で処理して、一連のスケーリングされた値を得る方向に進ませることができる
ようにする。 従って、ブロック20において、式12をi’+KNosビンで除算すること
で、次の式14が得られる。
The result of the calculation is noisy and is expected to have a large variance, ie the range of values it can take is expected to diverge significantly. From here, by considering i '+ KNos bins and dividing one expression by another, i'
It is possible to obtain terms that are independent of the th bin. This allows the transformed value ratios to be processed in a uniform way and be advanced towards obtaining a series of scaled values. Therefore, in block 20, dividing Equation 12 by the i ′ + KNos bin yields Equation 14:

【数13】 [Equation 13]

【0023】 ブロック20の出力は、iとは独立した一連の対応する変換値比係数であり、
従って、全ての項を均一なやり方で処理することができる。 遅延は、これらの比から、これらの比を処理した後に重み付けされた平均をと
ることにより推定することができる。 重み付けされた平均をとる際に、各々の処理された比に、等しい重みが与えら
れる。任意であるが、処理は、より正確であると分かっている特定のビンにより
与えられる結果を、所定の基準に従ってその特定のビンに重み付けすることによ
り強調するように構成することができる。
The output of block 20 is a series of corresponding transform value ratio coefficients independent of i,
Therefore, all terms can be processed in a uniform manner. The delay can be estimated from these ratios by taking a weighted average after processing these ratios. Equal weight is given to each processed ratio in taking the weighted average. Optionally, the process can be configured to emphasize the results provided by a particular bin known to be more accurate by weighting that particular bin according to a predetermined criterion.

【0024】 式14は、次の式15のように簡単化される。[0024]   Equation 14 is simplified to Equation 15 below.

【数14】 式15において、次の項(式16)は、[Equation 14] In Equation 15, the next term (Equation 16) is

【数15】 遅延(遅延拡散ではない)を伴い、i’番目のビンとは独立している。[Equation 15] It is independent of the i'th bin with a delay (not delay spread).

【0025】 この計算からノイズを除去するために、平均化することのできる式に到達する
ことが必要である。式14は、複素数を含む式である。遅延は、複素数の位相か
ら導出することができる。位相の決定は、計算式14で得られた結果の引数(A
rg)を取り出すことにより達成される。従って、平均化することのできる式が
得られる。これは、遅延に依存する項が残りの項から分離されるような形態で表
わされる。 式15は、式17として次のように書き直すことができる。
In order to remove noise from this calculation, it is necessary to arrive at an equation that can be averaged. Formula 14 is a formula including a complex number. The delay can be derived from the complex phase. The phase is determined by the argument (A
This is achieved by removing rg). Therefore, a formula that can be averaged is obtained. This is expressed in such a way that the delay-dependent terms are separated from the remaining terms. Equation 15 can be rewritten as Equation 17 as follows:

【数16】 [Equation 16]

【0026】 図2を参照すれば、式17において、eの指数は、複素数が単位円に対して作
る角度であり、そして位相を表わし、遅延+ノイズ項の線型関数である。項Ab
sの値は、半径である。従って、式17の引数(Arg)がブロック22におい
て取り出され、次の式18に到達する。
Referring to FIG. 2, in Equation 17, the exponent of e is the angle that the complex number makes with the unit circle, and represents the phase, which is a linear function of the delay + noise term. Term Ab
The value of s is the radius. Therefore, the argument (Arg) of Expression 17 is fetched in block 22 and the following Expression 18 is reached.

【数17】 変換値比係数のArgは、時間遅延のノイズスケーリングされた値及びノイズ
ファクタを形成する。他の演算を用いて、変換値比から遅延を得ることができ、
例えば、変換値比から遅延の非線型推定を直接的に得ることができる。この演算
は、出力を平均化し、時間遅延を分離して、それを抽出できるようにする。
[Equation 17] The transform value ratio coefficient Arg forms the noise-scaled value of the time delay and the noise factor. Other operations can be used to obtain the delay from the converted value ratio,
For example, a nonlinear estimate of the delay can be obtained directly from the transformed value ratio. This operation averages the output and isolates the time delay so that it can be extracted.

【0027】 式18の結果は、遅延に依存し、使用するフーリエ変換のビン番号には依存せ
ず、従って、式18で行われる演算は、2つの部分(即ち一方の部分はランダム
でなく、他方はランダムである)の和で構成されるとみなすことのできる式を導
く。ランダム数は、ゼロ平均をもつものであるから、これは、次を残す。
The result of Eq. 18 depends on the delay and not on the bin number of the Fourier transform used, so the operation performed in Eq. 18 has two parts (ie one part is not random, The other is random), leading to an equation that can be considered to consist of the sum of. This leaves the following because random numbers are those with zero mean.

【数18】 平均値の推定を導出するために、全てのビンからの結果が一緒に加算される。
従って、多数のビン20、40,100、1000等にわたって平均化すること
ができる。信号が充分に強い場合には、例えば、20個のビンを評価するだけで
有用な結果を得ることができる。これは、オープンエリアで信号を聴取するとき
の場合である。
[Equation 18] The results from all bins are added together to derive an estimate of the mean value.
Therefore, it is possible to average over a large number of bins 20, 40, 100, 1000, etc. If the signal is strong enough, for example, only 20 bins can be evaluated to obtain useful results. This is the case when listening to a signal in an open area.

【0028】 i’番目のビンの多数の異なる値に対してブロック24においてこの平均化を
実行することにより、その結果を使用して、遅延Δを決定することができる。平
均化は、次の式19で表わされる。
By performing this averaging in block 24 on a number of different values of the i'th bin, the result can be used to determine the delay Δ. The averaging is represented by the following Expression 19.

【数19】 但し、II’は、0とMとの間の1組の整数であり、そして番号II’は、I
I’におけるエレメントの数である。これは、次の式20のように書き直すこと
ができる。
[Formula 19] Where II 'is a set of integers between 0 and M, and the number II' is I
It is the number of elements in I '. This can be rewritten as Equation 20 below.

【数20】 [Equation 20]

【0029】 式20は、平均を除去する。以下の項は、ゼロ平均ランダム数(ここでは、式
21)である。
Equation 20 removes the average. The following term is a zero-mean random number (here, Equation 21).

【数21】 これは、次の式(ここでは、式22)を残す。[Equation 21] This leaves the following equation (here, equation 22).

【数22】 ここから、遅延Δを計算することができる。 以下、本発明の好ましい実施形態のアルゴリズムを使用する一例について説明
する。 最初に、このアルゴリズムに必要な幾つかの関数を設定する。
[Equation 22] From this, the delay Δ can be calculated. An example of using the algorithm of the preferred embodiment of the present invention will be described below. First, set up some functions needed for this algorithm.

【0030】 上述したように、衛星及び受信器の両方は、C/Aコードシーケンスを発生す
るC/Aジェネレータを含む。受信器におけるC/Aコードの発生は、次のよう
に設定される。
As mentioned above, both the satellite and the receiver include a C / A generator that generates a C / A code sequence. The generation of the C / A code at the receiver is set as follows.

【数23】 G1レジスタは、C/Aコードを発生する線型フィードバックシフトマシンの
状態レジスタである。 次いで、2進位相シフト(BPS)変調信号の基本帯域バージョンが設定され
る。
[Equation 23] The G1 register is the status register of the linear feedback shift machine that generates the C / A code. The baseband version of the binary phase shift (BPS) modulated signal is then set.

【数24】 [Equation 24]

【0031】 このサブルーティンからの出力は、1023個のチップのシーケンスであり、
バイポーラ表示−1及び+1は、各々、2進デジット0及び1を表わす。これは
、要求されたC/Aコードである。C/Aシーケンスは、図3に示すように、2
進位相シフトキー(BPSK)スキムを使用して搬送波信号を変調する。 同期アルゴリズムに対してその後の計算を遂行するために、システムは、次の
初期化条件を使用して初期化される。 受信器において、初期化は、受信した衛星信号との相関に使用されるシーケン
スを発生することで始まる。発生されたシーケンスは、次のように与えられる1
組のパラメータにより定義される。
The output from this subroutine is a sequence of 1023 chips,
The bipolar representations -1 and +1 represent the binary digits 0 and 1, respectively. This is the requested C / A code. The C / A sequence is, as shown in FIG.
Modulate the carrier signal using a lead phase shift key (BPSK) skim. To perform subsequent calculations on the synchronization algorithm, the system is initialized using the following initialization conditions. At the receiver, initialization begins by generating a sequence that is used for correlation with the received satellite signal. The sequence generated is given by 1
It is defined by a set of parameters.

【数25】 但し、Mは、シーケンスにおけるチップの数であり、Kは、発生された信号を受
信した信号と相関するのに使用される1023個のチップの繰り返しシーケンス
の数であり、そしてNosは、オーバーサンプリングレートである。
[Equation 25] Where M is the number of chips in the sequence, K is the number of repetitive sequences of 1023 chips used to correlate the generated signal with the received signal, and Nos is the oversampling The rate.

【0032】 f0サイクル/チップの特定搬送波周波数が与えられるC/Aコードにおいて
任意の時間に変調される2進位相シフト信号は、次の式で表される。
A binary phase shift signal modulated at an arbitrary time in a C / A code given a specific carrier frequency of f0 cycles / chip is represented by the following equation.

【数26】 例えば、次の式[Equation 26] For example, the expression

【数27】 は、BPS信号(周波数がf0=20、即ち搬送波周波数が20.46MHzで
、周期がt=1であるR[t])を表わす。
[Equation 27] Represents a BPS signal (R [t] having a frequency f0 = 20, that is, a carrier frequency of 20.46 MHz and a period of t = 1).

【0033】 必要とされるのは、送信信号の予想されるサンプルシーケンスのフーリエ変換
である。この連続サンプルを得るために、衛星により適当なC/Aコードと共に
発生された関数である関数R(t)が取り出される。
What is needed is a Fourier transform of the expected sample sequence of the transmitted signal. To obtain this continuous sample, the function R (t), which is the function generated by the satellite with the appropriate C / A code, is retrieved.

【数28】 これは、ステップサイズ/サンプリング周期が1/16のサンプルシーケンス
を発生し、但し、tは、t=0からt=KM(5*1023)まで延びる。この
得られるシーケンスは、式10に基づいて変換されるべきシーケンスである。
[Equation 28] This produces a sample sequence with a step size / sampling period of 1/16, where t extends from t = 0 to t = KM (5 * 1023). The resulting sequence is the sequence to be transformed according to Eq.

【0034】 同期点が見つかるまで次々の相関を遂行するために、シーケンスの離散的フー
リエ変換(DFT)が予め計算されそして想起のために記憶され、スペクトルか
ら結果として導出される係数は、周波数ビンへと解析され、そしてルックアップ
テーブルに与えられる。受信器は、上記サンプルシーケンスで定義された初期化
データを使用してデータをサンプリングすることによりこのシーケンスのDFT
を計算する。
To perform successive correlations until a sync point is found, the discrete Fourier transform (DFT) of the sequence is pre-computed and stored for recall, and the resulting coefficients from the spectrum are the frequency bins. Parsed into and provided in a lookup table. The receiver samples the data using the initialization data defined in the sample sequence above to obtain a DFT for this sequence.
To calculate.

【数29】 これを行うために、1組の値(Iセット)が定義され、そしてKNosの倍数
として任意に選択されねばならない。上述したように、使用すべき1組のビンが
選択され、この選択された組は、次のように表わされる。
[Equation 29] To do this, a set of values (I set) must be defined and arbitrarily chosen as a multiple of KNos. As mentioned above, a set of bins to be used is selected and this selected set is represented as:

【数30】 K*Nosにより発生される値のリストは、500から520まで延びる。[Equation 30] The list of values generated by K * Nos extends from 500 to 520.

【0035】 次のIsetは、Iset内の各iに対しI+K*Nosであるビンの組より
成る。これは、変換値比係数を得る除算を行うために上記式14に使用する必要
のあるビンの組である。
The next Iset consists of a set of bins that are I + K * Nos for each i in the Iset. This is the set of bins that need to be used in equation 14 above to perform the division to obtain the transformed value ratio coefficient.

【数31】 NextIsetにおいて、各iは、KNos即ち80だけ増加される。 Isetにより指定されたSampRにおける周波数ビンは、次のように予め
計算され、そしてx3で表わされる。
[Equation 31] In NextIset, each i is incremented by KNos or 80. The frequency bin at SampR specified by Iset is precomputed as follows and is represented by x3.

【数32】 X3Pre=Map..は、予想される送信信号のIsetにおいて選択され
たDFTビンの値である。
[Equation 32] X3Pre = Map. . Is the value of the DFT bin selected in the expected transmitted signal Iset.

【0036】 同様に、NextIsetにより指定されたSampRにおける周波数ビンは
、次のように予め計算され、そしてx4で表わされる。
Similarly, the frequency bin at SampR specified by NextIset is precomputed as follows and is represented by x4.

【数33】 X4Pre=Map..は、予想される送信信号のNextIsetにおいて
選択されたDFTビンの値である。 上述したように、受信器に到達するためには、送信信号は、反射の結果として
2つ以上の経路をたどる。従って、受信信号は、互いに時間的に分離された2つ
以上の異なる貢献を含む。この例では、受信信号は、遅延81/Nos T、8
5/Nos T及び87/Nos Tを伴う3つの経路からの貢献を受け取るも
のとみなされ、これは、次のように表わされる複合BPS信号を導く。
[Expression 33] X4Pre = Map. . Is the value of the DFT bin selected in the NextIset of the expected transmitted signal. As mentioned above, in order to reach the receiver, the transmitted signal follows more than one path as a result of reflections. Therefore, the received signal comprises two or more different contributions that are temporally separated from each other. In this example, the received signal has a delay of 81 / Nos T, 8.
Considered to receive contributions from three paths with 5 / Nos T and 87 / Nos T, which leads to a composite BPS signal represented as:

【数34】 [Equation 34]

【0037】 これは、遅延がどんなものであるかの以前の知識を与え、これを使用して、遅
延を包囲する領域内でアルゴリズムが同期点を検出できるかどうか確認できるよ
うにする。換言すれば、受信し得る信号の一例をシミュレーションし、遅延を選
択すると、受信信号における遅延が分かり、従って、アルゴリズムが遅延を正し
く識別することを実証することができる。 次いで、受信信号において次のステップ1ないし11が実行され、同期位置が
決定される。 ステップ1.次の式に基づきT/Nosのサンプリング周期で得られたS[t
]の連続サンプルのシーケンスを収集する。
This gives previous knowledge of what the delay is and allows it to be checked whether the algorithm can detect a sync point in the region surrounding the delay. In other words, simulating an example of a signal that may be received and selecting the delay may prove that the delay in the received signal is known and thus the algorithm correctly identifies the delay. Then, the following steps 1 to 11 are performed on the received signal to determine the sync position. Step 1. S [t obtained in the sampling cycle of T / Nos based on the following equation
] Collect a sequence of consecutive samples.

【数35】 [Equation 35]

【0038】 ステップ2.上記シーケンスの離散的フーリエ変換を得る。[0038]   Step 2. Obtain the discrete Fourier transform of the above sequence.

【数36】 ステップ3.次々の相関を実行するために、x1で表された周波数ビンが、I
setで指定されたFourierSampから選択される。
[Equation 36] Step 3. To perform successive correlations, the frequency bin represented by x1 is I
It is selected from the FourierSamp specified by set.

【数37】 ステップ4.同様に、x2で表わされ、NextIsetで指定されたように
、周波数ビンがFourierSampから選択される。
[Equation 37] Step 4. Similarly, frequency bins are selected from the FourierSamp, as represented by x2 and specified in NextIset.

【数38】 [Equation 38]

【0039】 ステップ5.x5で表わされたように、x2項をx4Pre項で項ごとに除算
することにより、変換値の出力は、複素数ベクトルのベクトル/マトリクスであ
る。
Step 5. The output of the transformed value is a vector / matrix of complex vectors by dividing the x2 term by the x4Pre term, as represented by x5.

【数39】 ステップ6.同様に、x6で表わされたように、x1項をx3Pre項で項ご
とに除算することにより、複素数ベクトルのベクトル/マトリクスが得られる。
[Formula 39] Step 6. Similarly, a vector / matrix of complex vectors is obtained by dividing the x1 term by the x3Pre term, as represented by x6.

【数40】 [Formula 40]

【0040】 ステップ7.x5項は、x6項で除算されて、複素数ベクトルx7を与え、こ
こから引数を計算することができる。
Step 7. The x5 term can be divided by the x6 term to give a complex vector x7 from which the argument can be calculated.

【数41】 ステップ8.この式の各エレメントの引数は、次の通りである。[Formula 41] Step 8. The argument of each element of this expression is as follows.

【数42】 [Equation 42]

【0041】 ステップ9.次いで、上記の平均値が見出される。[0041]   Step 9. Then, the above average value is found.

【数43】 ステップ10.Mで乗算しそして2πで除算する。[Equation 43] Step 10. Multiply by M and divide by 2π.

【数44】 ステップ11.T/Nosの単位で時間遅延を見出すように丸める。[Equation 44] Step 11. Round to find the time delay in units of T / Nos.

【数45】 [Equation 45]

【0042】 本発明は、その本質的な属性から逸脱せずに他の特定の形態で実施することも
できる。従って、本発明の範囲については、上述した説明ではなく、特許請求の
範囲及び他の一般的な記述を参照されたい。 例えば、上記の例では、計算を複素数に関して表わしたが、同様の計算的実証
が当業者に容易に明らかであろう。例えば、同相I及び直角位相Qチャンネルに
関して同等の計算を行うことができ、そしてこの点について、それらの間の位相
シフトを決定することができる。
The present invention may be embodied in other specific forms without departing from its essential attributes. Therefore, reference should be made to the appended claims and other general statements as to the scope of the invention rather than the above description. For example, although in the above example the calculations have been expressed in terms of complex numbers, similar computational demonstrations will be readily apparent to the skilled person. For example, an equivalent calculation can be made for the in-phase I and quadrature Q channels, and at this point the phase shift between them can be determined.

【0043】 或いは又、フィルタのバンクを使用することもできるし、受信してフィルタさ
れた信号と理想的な信号との間の位相を計算することもできる。この構成におい
ては、信号がデジタルフィルタのバンクに通され、これらフィルタは、異なる帯
域に存在する異なるエネルギーを分離して、受信信号を個々の成分エネルギーへ
と分割できるように働く。選択された帯域を適当なやり方で合成することにより
比を得ることができる。次いで、この帯域比を適当なやり方で処理して遅延指数
を得ることができる。 更に、本明細書(請求の範囲も含む)に開示され及び/又は添付図面に示され
た各特徴は、他の開示され及び/又は図示された特徴とは独立して組み込まれて
もよい。この点について、本発明は、請求項に記載する発明に係るものであるか
或いは対処する問題のいずれか又は全部を軽減するものであるかに関わりなく、
新規な特徴又はここに開示する特徴の組合せを明確に包含するか又はその一般化
したものを包含する。 参考として、要約書も本明細書に添付する。
Alternatively, a bank of filters can be used and the phase between the received and filtered signal and the ideal signal can be calculated. In this configuration, the signal is passed through a bank of digital filters, which serve to separate the different energies present in different bands and to split the received signal into individual component energies. The ratio can be obtained by combining the selected bands in a suitable way. This band ratio can then be processed in a suitable manner to obtain the delay index. Furthermore, each feature disclosed in this specification (including the claims) and / or shown in the accompanying drawings may be incorporated independently of the other disclosed and / or depicted features. In this regard, the present invention, regardless of whether it relates to the invention described in the claims or alleviates any or all of the problems to be addressed,
A novel feature or combination of features disclosed herein is expressly included or a generalization thereof. For reference, a summary is also attached to this specification.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】 本発明の好ましい実施形態を示すブロック図である。[Figure 1]   FIG. 3 is a block diagram showing a preferred embodiment of the present invention.

【図2】 図1の好ましい実施形態におけるステップのアルガンド図である。[Fig. 2]   2 is an Argand diagram of steps in the preferred embodiment of FIG. 1. FIG.

【図3】 本発明のシミュレーションをプロットした図である。[Figure 3]   It is the figure which plotted the simulation of this invention.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 EP(AT,BE,CH,CY, DE,DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,I T,LU,MC,NL,PT,SE,TR),OA(BF ,BJ,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GW, ML,MR,NE,SN,TD,TG),AP(GH,G M,KE,LS,MW,MZ,SD,SL,SZ,TZ ,UG,ZW),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ, MD,RU,TJ,TM),AE,AG,AL,AM, AT,AU,AZ,BA,BB,BG,BR,BY,B Z,CA,CH,CN,CR,CU,CZ,DE,DK ,DM,DZ,EE,ES,FI,GB,GD,GE, GH,GM,HR,HU,ID,IL,IN,IS,J P,KE,KG,KP,KR,KZ,LC,LK,LR ,LS,LT,LU,LV,MA,MD,MG,MK, MN,MW,MX,MZ,NO,NZ,PL,PT,R O,RU,SD,SE,SG,SI,SK,SL,TJ ,TM,TR,TT,TZ,UA,UG,US,UZ, VN,YU,ZA,ZW─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page    (81) Designated countries EP (AT, BE, CH, CY, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, I T, LU, MC, NL, PT, SE, TR), OA (BF , BJ, CF, CG, CI, CM, GA, GN, GW, ML, MR, NE, SN, TD, TG), AP (GH, G M, KE, LS, MW, MZ, SD, SL, SZ, TZ , UG, ZW), EA (AM, AZ, BY, KG, KZ, MD, RU, TJ, TM), AE, AG, AL, AM, AT, AU, AZ, BA, BB, BG, BR, BY, B Z, CA, CH, CN, CR, CU, CZ, DE, DK , DM, DZ, EE, ES, FI, GB, GD, GE, GH, GM, HR, HU, ID, IL, IN, IS, J P, KE, KG, KP, KR, KZ, LC, LK, LR , LS, LT, LU, LV, MA, MD, MG, MK, MN, MW, MX, MZ, NO, NZ, PL, PT, R O, RU, SD, SE, SG, SI, SK, SL, TJ , TM, TR, TT, TZ, UA, UG, US, UZ, VN, YU, ZA, ZW

Claims (14)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 グローバルポジショニングシステムの受信器により受信され
そしてグローバルポジショニングシステムの衛星により送信される信号の同期を
決定するための方法において、上記受信信号を変換コード化して、上記受信信号
を時間ドメインから周波数ドメインの係数に変換し、上記周波数ドメイン係数の
各々を、上記衛星に関連した予想される送信信号の対応する変換係数で除算して
、それに対応する変換値比を与え、そしてこの変換値比を処理して、衛星と受信
器との間に進行する信号の時間遅延を表わす対応するスケーリングされた値を与
えるという段階を備えた方法。
1. A method for determining synchronization of a signal received by a Global Positioning System receiver and transmitted by a Global Positioning System satellite, wherein the received signal is transform coded to time domain the received signal. To frequency domain coefficients, each of the frequency domain coefficients is divided by the corresponding conversion coefficient of the expected transmitted signal associated with the satellite to give a corresponding conversion value ratio, and the conversion value A method comprising processing the ratio to provide a corresponding scaled value representing the time delay of the traveling signal between the satellite and the receiver.
【請求項2】 上記時間遅延のスケーリングされた値の平均を導出する段階
を含む請求項1に記載の方法。
2. The method of claim 1 including the step of deriving an average of the scaled values of the time delay.
【請求項3】 上記変換値比を処理する上記段階は、変換値比の係数の引数
を取り出して、上記対応するスケーリングされた値を与えることを含む請求項1
又は2に記載の方法。
3. The step of processing the transformed value ratio comprises taking an argument of a coefficient of the transformed value ratio and providing the corresponding scaled value.
Or the method described in 2.
【請求項4】 上記受信信号を変換コード化する上記段階は、離散的フーリ
エ変換を適用することを含む請求項1ないし3のいずれかに記載の方法。
4. A method according to any of claims 1 to 3, wherein the step of transform coding the received signal comprises applying a discrete Fourier transform.
【請求項5】 上記予想される送信信号の上記変換係数は、上記予想される
送信信号の離散的フーリエ変換係数を含む請求項1ないし4のいずれかに記載の
方法。
5. A method according to any of claims 1 to 4, wherein the transform coefficients of the expected transmitted signal include discrete Fourier transform coefficients of the expected transmitted signal.
【請求項6】 上記変換値比は、その因数で除算されて、変換値比係数を与
える請求項1ないし5のいずれかに記載の方法。
6. The method according to claim 1, wherein the conversion value ratio is divided by its factor to give a conversion value ratio coefficient.
【請求項7】 距離測定信号を送信する複数の衛星を備えたグローバルポジ
ショニングシステムにおいて動作する受信器に対して同期をとるための方法であ
って、この同期とりは、上記送信された距離測定信号に対して行われるものであ
り、上記方法は、上記受信信号を変換コード化して、上記受信信号を時間ドメイ
ンから周波数ドメインの係数に変換し、上記周波数ドメイン係数の各々を、上記
衛星に関連した予想される送信信号の対応する変換係数で除算して、それに対応
する変換値比を与え、そしてこの変換値比を処理して、衛星と受信器との間に進
行する信号の時間遅延を表わす対応するスケーリングされた値を与えるという段
階を備えた方法。
7. A method for synchronizing to a receiver operating in a global positioning system comprising a plurality of satellites transmitting range finding signals, the synchronization being performed by the transmitted range finding signals. The method comprises transform coding the received signal to transform the received signal from time domain to frequency domain coefficients, each of the frequency domain coefficients associated with the satellite. Divide by the corresponding transform factor of the expected transmitted signal to give the corresponding transform value ratio, and process this transform value ratio to represent the time delay of the signal traveling between the satellite and the receiver. A method comprising the step of giving the corresponding scaled value.
【請求項8】 衛星をベースとするポジショニングシステムの衛星から送信
された受信信号に対して同期をとるように動作できる上記システムのための受信
器であって、上記同期とりは、上記受信信号を変換コード化して、上記受信信号
を時間ドメインから周波数ドメインの係数に変換するための変換コード化手段と
、上記周波数ドメイン係数の各々を、上記衛星に関連した予想される送信信号の
対応する変換係数で除算して、それに対応する変換値比を与えるための除算手段
と、この変換値比を処理して、衛星と受信器との間に進行する信号の時間遅延を
表わす対応するスケーリングされた値を与えるための処理手段とを備えた受信器
8. A receiver for said system operable to synchronize to a received signal transmitted from a satellite of a satellite-based positioning system, said synchronizing means receiving said received signal. Transform coding means for transform coding to transform the received signal from the time domain to frequency domain coefficients, and each of the frequency domain coefficients to a corresponding transform coefficient of the expected transmitted signal associated with the satellite. And a corresponding scaled value representing the time delay of the signal advancing between the satellite and the receiver, with a dividing means for dividing by and giving a corresponding conversion value ratio. And a processing means for providing the receiver.
【請求項9】 複数の衛星が距離測定信号を送信し、そして受信器がその送
信された距離測定信号を受信してその距離測定信号に対して同期とりを実行する
ような衛星ベースのポジショニングシステムであって、上記同期とりは、上記受
信信号を変換コード化して、上記受信信号を時間ドメインから周波数ドメインの
係数に変換するための変換コード化手段と、上記周波数ドメイン係数の各々を、
上記衛星に関連した予想される送信信号の対応する変換係数で除算して、それに
対応する変換値比を与えるための除算手段と、この変換値比を処理して、衛星と
受信器との間に進行する信号の時間遅延を表わす対応するスケーリングされた値
を与えるための処理手段とを備えた衛星ベースのポジショニングシステム。
9. A satellite-based positioning system in which a plurality of satellites transmit range finding signals and a receiver receives the transmitted range finding signals and performs synchronization on the range finding signals. The synchronization is performed by transform-coding the received signal, transform-coding means for transforming the received signal from a time domain to a frequency domain coefficient, and each of the frequency domain coefficients,
Between the satellite and the receiver, dividing means for dividing by the corresponding conversion factor of the expected transmitted signal associated with the satellite to give a corresponding conversion value ratio, and processing this conversion value ratio. Satellite-based positioning system having processing means for providing a corresponding scaled value representative of the time delay of the signal traveling to.
【請求項10】 距離測定信号を送信する複数の衛星を備えたグローバルポ
ジショニングシステムにおいて動作する受信器の同期をとるためのキャリアにお
けるコンピュータプログラムであって、この同期とりは、上記送信された距離測
定信号に対して行われるものであり、そして上記受信信号を変換コード化して、
上記受信信号を時間ドメインから周波数ドメインの係数に変換するための変換コ
ード化手段と、上記周波数ドメイン係数の各々を、上記衛星に関連した予想され
る送信信号の対応する変換係数で除算して、それに対応する変換値比を与えるた
めの除算手段と、この変換値比を処理して、衛星と受信器との間に進行する信号
の時間遅延を表わす対応するスケーリングされた値を与えるための処理手段とを
備えたコンピュータプログラム。
10. A computer program in a carrier for synchronizing a receiver operating in a global positioning system comprising a plurality of satellites transmitting range finding signals, said synchronization being the transmitted range finding. Which is done on the signal, and transform-codes the received signal,
Transform coding means for transforming the received signal from time domain to frequency domain coefficients, each of the frequency domain coefficients divided by the corresponding transform coefficient of the expected transmitted signal associated with the satellite, Dividing means for providing a corresponding conversion value ratio and processing for processing the conversion value ratio to provide a corresponding scaled value representing the time delay of the traveling signal between the satellite and the receiver. A computer program comprising means.
【請求項11】 距離測定信号を送信する複数の衛星を備えたグローバルポ
ジショニングシステムにおいて動作する受信器の同期をとるように動作し得るコ
ンピュータプログラム製品であって、この同期とりは、上記送信された距離測定
信号に対して行われるものであり、そして上記受信信号を変換コード化して、上
記受信信号を時間ドメインから周波数ドメインの係数に変換するための変換コー
ド化手段と、上記周波数ドメイン係数の各々を、上記衛星に関連した予想される
送信信号の対応する変換係数で除算して、それに対応する変換値比を与えるため
の除算手段と、この変換値比を処理して、衛星と受信器との間に進行する信号の
時間遅延を表わす対応するスケーリングされた値を与えるための処理手段とを備
えたコンピュータプログラム製品。
11. A computer program product operable to synchronize a receiver operating in a global positioning system comprising a plurality of satellites transmitting range finding signals, said synchronization being performed by said transmitting. Transform coding means for transforming the received signal into transform coefficients for transforming the received signal into a coefficient in the frequency domain from the time domain, and each of the frequency domain coefficients. Is divided by the corresponding conversion factor of the expected transmitted signal associated with the satellite to give a corresponding conversion value ratio, and the conversion value ratio is processed to provide the satellite and receiver. A computer program for providing a corresponding scaled value representing the time delay of the signal advancing during Products.
【請求項12】 セルラー通信するためのトランシーバと、衛星をベースと
するポジショニングシステムの衛星から送信された受信信号に対して同期をとる
ように動作できる上記システムのための受信器とを含むポータブル無線通信装置
であって、上記同期とりは、上記受信信号を変換コード化して、上記受信信号を
時間ドメインから周波数ドメインの係数に変換するための変換コード化手段と、
上記周波数ドメイン係数の各々を、上記衛星に関連した予想される送信信号の対
応する変換係数で除算して、それに対応する変換値比を与えるための除算手段と
、この変換値比を処理して、衛星と受信器との間に進行する信号の時間遅延を表
わす対応するスケーリングされた値を与えるための処理手段とを備えたポータブ
ル無線通信装置。
12. A portable radio including a transceiver for cellular communication and a receiver for a satellite-based positioning system operable for synchronizing to a received signal transmitted from a satellite of the system. In the communication device, the synchronization is conversion coding of the received signal, and conversion coding means for converting the received signal from a time domain to a frequency domain coefficient,
Dividing each of the frequency domain coefficients by the corresponding transform coefficient of the expected transmitted signal associated with the satellite and processing the transform value ratio with dividing means for providing the corresponding transform value ratio. , Processing means for providing a corresponding scaled value representing the time delay of the traveling signal between the satellite and the receiver.
【請求項13】 実質的に添付図面を参照して以下に説明する衛星をベース
とするポジショニングシステムのための受信器。
13. A receiver for a satellite-based positioning system substantially as described below with reference to the accompanying drawings.
【請求項14】 実質的に添付図面を参照して以下に説明する衛星をベース
とするポジショニングシステム。
14. A satellite-based positioning system substantially as described below with reference to the accompanying drawings.
JP2001544049A 1999-12-10 2000-12-08 Receiver for satellite-based position location system Pending JP2003516547A (en)

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