JP2003068013A - デジタルオーディオ信号の処理 - Google Patents
デジタルオーディオ信号の処理Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/005—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control of digital or coded signals
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/007—Volume compression or expansion in amplifiers of digital or coded signals
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
- H03G9/025—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers frequency-dependent volume compression or expansion, e.g. multiple-band systems
Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】
【解決手段】 デジタルオーディオ処理装置は、少なく
とも１つのデジタルマッピング器を備え、各入力サンプ
ル値に対して、擬似的に時間不変の伝達関数を適用する
ことにより、出力デジタルサンプル値のシーケンスを生
成する。伝達関数は、入力デジタルオーディオ信号にお
けるピーク信号レベルに対する実効値の信号レベルの比
率が、出力デジタルオーディオ信号におけるピーク信号
レベルに対する実効値の信号レベルの比率よりも低くな
るように、設定される。
とも１つのデジタルマッピング器を備え、各入力サンプ
ル値に対して、擬似的に時間不変の伝達関数を適用する
ことにより、出力デジタルサンプル値のシーケンスを生
成する。伝達関数は、入力デジタルオーディオ信号にお
けるピーク信号レベルに対する実効値の信号レベルの比
率が、出力デジタルオーディオ信号におけるピーク信号
レベルに対する実効値の信号レベルの比率よりも低くな
るように、設定される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタルオーディ
オ信号の処理に関する。
オ信号の処理に関する。
【０００２】
【従来の技術】多くの近代的なオーディオ信号処理装置
は、オーディオ処理動作を、アナログ信号ではなく、サ
ンプリングされたデジタルオーディオ信号において行
う。デジタルオーディオ信号は、離散的であるととも
に、電圧レベルを正確に表しており、オーディオ信号の
品質を落とさずに繰り返しコピーすることができるとい
う点で、アナログ信号よりも優れている。また、デジタ
ル符号化されたデータには、再生する前に誤り訂正技術
を適用することができ、さらに、ある種の雑音を除去す
ることができる。オーディオ信号をデジタル信号として
一旦記録すると、そのデジタルオーディオデータは、あ
る特定の時間帯に制限されずに、自由に操作及び処理す
ることができる。デジタルオーディオ記録装置の一例と
して、コンパクトディスクがある。
は、オーディオ処理動作を、アナログ信号ではなく、サ
ンプリングされたデジタルオーディオ信号において行
う。デジタルオーディオ信号は、離散的であるととも
に、電圧レベルを正確に表しており、オーディオ信号の
品質を落とさずに繰り返しコピーすることができるとい
う点で、アナログ信号よりも優れている。また、デジタ
ル符号化されたデータには、再生する前に誤り訂正技術
を適用することができ、さらに、ある種の雑音を除去す
ることができる。オーディオ信号をデジタル信号として
一旦記録すると、そのデジタルオーディオデータは、あ
る特定の時間帯に制限されずに、自由に操作及び処理す
ることができる。デジタルオーディオ記録装置の一例と
して、コンパクトディスクがある。
【０００３】アナログオーディオ信号は、パルスコード
変調（ＰＣＭ）として知られている技術を用いて、等価
的なデジタル信号に変換することができる。ＰＣＭ技術
においては、アナログ信号は、所望のオーディオ帯域幅
が得られるように高い周波数で等間隔にサンプリングさ
れる。ＣＤの場合、規定されているオーディオ帯域幅
は、２０Ｈｚから２０ｋＨｚであり、典型的には、４
４．１ｋＨｚのサンプリング周波数が用いられる。量子
化として知られている処理においては、サンプリングさ
れた瞬間の信号レベルが測定され、２進数の最も近い値
として数値的に表される。電圧値を連続した領域から有
限な数の離散的なレベルにマッピングすることにより、
量子化誤差が生じる。１サンプル当たりのビット数を多
くすると、量子化誤差は小さくなる。民生用のオーディ
オアプリケーションでは、典型的には１６ビットが用い
られており、それによって、２１６個の電圧レベルを表
すことができる。
変調（ＰＣＭ）として知られている技術を用いて、等価
的なデジタル信号に変換することができる。ＰＣＭ技術
においては、アナログ信号は、所望のオーディオ帯域幅
が得られるように高い周波数で等間隔にサンプリングさ
れる。ＣＤの場合、規定されているオーディオ帯域幅
は、２０Ｈｚから２０ｋＨｚであり、典型的には、４
４．１ｋＨｚのサンプリング周波数が用いられる。量子
化として知られている処理においては、サンプリングさ
れた瞬間の信号レベルが測定され、２進数の最も近い値
として数値的に表される。電圧値を連続した領域から有
限な数の離散的なレベルにマッピングすることにより、
量子化誤差が生じる。１サンプル当たりのビット数を多
くすると、量子化誤差は小さくなる。民生用のオーディ
オアプリケーションでは、典型的には１６ビットが用い
られており、それによって、２１６個の電圧レベルを表
すことができる。
【０００４】アナログテープのダイナミックレンジが僅
か４０ｄＢであるのに対し、ＣＤのダイナミックレンジ
は、比較的広く、典型的には９０ｄＢよりも広い。
か４０ｄＢであるのに対し、ＣＤのダイナミックレンジ
は、比較的広く、典型的には９０ｄＢよりも広い。
【０００５】聴覚の原理は複雑であり、余りよく理解さ
れていないが、音の大きさに関して、耳は高いレベルの
音よりも標準レベルの音によく反応すると提案されてい
る。
れていないが、音の大きさに関して、耳は高いレベルの
音よりも標準レベルの音によく反応すると提案されてい
る。
【０００６】略全ての音響装置では、音が小さい部分が
聴取者に聞こえるとともに、音が大きい部分では歪みが
生じず、あるいは装置が壊れないことを保証するため
に、オーディオ信号のダイナミックレンジを制御する必
要がある。音量は、一般的に、最高のピーク値によって
快適な聴取レベルに調整することが提案されており、ダ
イナミックレンジが広いと、より音が小さい部分は、余
りにも音が小さ過ぎて、聴取者が識別することができな
い。ダイナミックレンジを縮小する処理は、ダイナミッ
クス処理（dynamics processing）として知られてお
り、オーディオ信号に適用される利得（gain）の非線形
調整（すなわち「圧縮」）を含んでいる。典型的には、
圧縮により、再生時に、オーディオ信号はより大きく聞
こえる。
聴取者に聞こえるとともに、音が大きい部分では歪みが
生じず、あるいは装置が壊れないことを保証するため
に、オーディオ信号のダイナミックレンジを制御する必
要がある。音量は、一般的に、最高のピーク値によって
快適な聴取レベルに調整することが提案されており、ダ
イナミックレンジが広いと、より音が小さい部分は、余
りにも音が小さ過ぎて、聴取者が識別することができな
い。ダイナミックレンジを縮小する処理は、ダイナミッ
クス処理（dynamics processing）として知られてお
り、オーディオ信号に適用される利得（gain）の非線形
調整（すなわち「圧縮」）を含んでいる。典型的には、
圧縮により、再生時に、オーディオ信号はより大きく聞
こえる。
【０００７】圧縮器は、入力端子と、出力端子と、レベ
ル又はピーク検出器から利得制御信号が供給される少な
くとも１つの制御端子を有する電圧制御増幅器である。
圧縮が開始される信号レベルは、閾値として知られてい
る。圧縮を開始する閾値は、ブーストが生じる点よりも
下の点を決めている。圧縮を停止する閾値は、圧縮を低
減させる点よりも上の点を決めている。閾値よりも高い
範囲において、入力レベルのＮｄＢの変化に対して出力
レベルが１ｄＢ変化する圧縮器は、Ｎ：１の圧縮率を有
する。圧縮率は、典型的には２：１又は４：１である。
ル又はピーク検出器から利得制御信号が供給される少な
くとも１つの制御端子を有する電圧制御増幅器である。
圧縮が開始される信号レベルは、閾値として知られてい
る。圧縮を開始する閾値は、ブーストが生じる点よりも
下の点を決めている。圧縮を停止する閾値は、圧縮を低
減させる点よりも上の点を決めている。閾値よりも高い
範囲において、入力レベルのＮｄＢの変化に対して出力
レベルが１ｄＢ変化する圧縮器は、Ｎ：１の圧縮率を有
する。圧縮率は、典型的には２：１又は４：１である。
【０００８】圧縮は、各入力サンプルに対し、独立して
適用されない。変化の開始と圧縮が開始される時点まで
の遅延は、アタック（attack）として知られる。立ち下
がり変化と圧縮器が圧縮を停止する状態に戻るまでの遅
延は、リリース（release）あるいはデケイ（decay）と
して知られている。
適用されない。変化の開始と圧縮が開始される時点まで
の遅延は、アタック（attack）として知られる。立ち下
がり変化と圧縮器が圧縮を停止する状態に戻るまでの遅
延は、リリース（release）あるいはデケイ（decay）と
して知られている。
【０００９】アタックに時間がかかり過ぎると、信号は
「クリップ（clip）」され、アタックが余りにも短い
と、聴取者に対するオーディオコンテンツの生き生きと
した印象がなくなる。リリース時間は、圧縮器が過度の
歪みを生じさせずに処理することができる周波数を決定
する。リリース時間の逆数以下の周波数では、歪みが大
きくなり、例えばリリース時間が１０ｍｓに対しては、
１００Ｈｚ以下の歪みが増大する。全てのオーディオ信
号に対して、ただ１つのアタック／リリースが適用され
ることはないので、各オーディオ帯域の信号が供給され
る複数のスプリットバンド圧縮器がときには用いられ、
個々の圧縮器のアタック及びリリースは、特定の帯域に
最適化されている。
「クリップ（clip）」され、アタックが余りにも短い
と、聴取者に対するオーディオコンテンツの生き生きと
した印象がなくなる。リリース時間は、圧縮器が過度の
歪みを生じさせずに処理することができる周波数を決定
する。リリース時間の逆数以下の周波数では、歪みが大
きくなり、例えばリリース時間が１０ｍｓに対しては、
１００Ｈｚ以下の歪みが増大する。全てのオーディオ信
号に対して、ただ１つのアタック／リリースが適用され
ることはないので、各オーディオ帯域の信号が供給され
る複数のスプリットバンド圧縮器がときには用いられ、
個々の圧縮器のアタック及びリリースは、特定の帯域に
最適化されている。
【００１０】ＦＩＧ．１は、従来のダイナミックスプロ
セッサの構成を示すブロック図である。入力デジタルオ
ーディオ信号は、ピーク／レベル検出器１０に供給さ
れ、ピーク／レベル検出器１０の出力信号５は、入力信
号としてダイナミックス処理器２０に供給される。ダイ
ナミックス処理器２０は、生成される利得制御値と入力
デジタルオーディオ信号の検出された包路線との間の関
係に依存して、様々な異なるダイナミックス処理関数を
生成する。
セッサの構成を示すブロック図である。入力デジタルオ
ーディオ信号は、ピーク／レベル検出器１０に供給さ
れ、ピーク／レベル検出器１０の出力信号５は、入力信
号としてダイナミックス処理器２０に供給される。ダイ
ナミックス処理器２０は、生成される利得制御値と入力
デジタルオーディオ信号の検出された包路線との間の関
係に依存して、様々な異なるダイナミックス処理関数を
生成する。
【００１１】再生オーディオ音を聴取者に大きく聞かせ
るために、時間領域における圧縮動作を含むそのような
技術が用いられる。オーディオ信号の再生音を大きくす
る同様のアナログ技術は、放送業界において長年活用さ
れており、例えば、ＦＭ周波数偏移が同様に制限されて
いても、ある特定のラジオ局の音をその競争局よりも大
きくすること等に用いられている。
るために、時間領域における圧縮動作を含むそのような
技術が用いられる。オーディオ信号の再生音を大きくす
る同様のアナログ技術は、放送業界において長年活用さ
れており、例えば、ＦＭ周波数偏移が同様に制限されて
いても、ある特定のラジオ局の音をその競争局よりも大
きくすること等に用いられている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ＰＣＭデジタル記録の
再生における出力電圧レベルは、各サンプル値を符号化
するのに用いられるビット数により定まる量子化レベル
の数によって、制約される。最大出力電圧は、最大２進
サンプル値によって決まり、離散的な電圧レベルは、典
型的には等間隔に配置される。最大出力電圧よりも高い
電圧レベルは、常に「クリッピング」として知られてい
る波形歪みを生じさせる。
再生における出力電圧レベルは、各サンプル値を符号化
するのに用いられるビット数により定まる量子化レベル
の数によって、制約される。最大出力電圧は、最大２進
サンプル値によって決まり、離散的な電圧レベルは、典
型的には等間隔に配置される。最大出力電圧よりも高い
電圧レベルは、常に「クリッピング」として知られてい
る波形歪みを生じさせる。
【００１３】入力包路線の閾値をＴとし、圧縮率を単純
に４：１としたときのダイナミックス処理の具体例につ
いて説明する。この具体例における圧縮応答特性を、Ｆ
ＩＧ．２Ａに示す。ＦＩＧ．２Ｂは、入力レベルに対す
る利得を表しており、利得は、閾値以下では１であり、
閾値以上では１／４である。ダイナミックス処理器２０
の出力を利得制御値１５とすると、利得制御値１５は、
典型的には、多数の入力サンプルに基づいて計算される
時間に依存した関数である。この利得制御値１５は、利
得制御器４０に供給される。ピーク／レベル検出器１０
は、入力信号値のシーケンスに対応した信号２５を、時
間遅延器３０に出力する。時間遅延器３０は、ダイナミ
ックス処理器２０において必要とされる処理時間を補う
ために、入力サンプルを遅延する。時間遅延器３０の出
力３５は利得制御器４０に供給され、入力サンプル値
は、適切な利得制御値１５と乗算され、出力信号が生成
される。
に４：１としたときのダイナミックス処理の具体例につ
いて説明する。この具体例における圧縮応答特性を、Ｆ
ＩＧ．２Ａに示す。ＦＩＧ．２Ｂは、入力レベルに対す
る利得を表しており、利得は、閾値以下では１であり、
閾値以上では１／４である。ダイナミックス処理器２０
の出力を利得制御値１５とすると、利得制御値１５は、
典型的には、多数の入力サンプルに基づいて計算される
時間に依存した関数である。この利得制御値１５は、利
得制御器４０に供給される。ピーク／レベル検出器１０
は、入力信号値のシーケンスに対応した信号２５を、時
間遅延器３０に出力する。時間遅延器３０は、ダイナミ
ックス処理器２０において必要とされる処理時間を補う
ために、入力サンプルを遅延する。時間遅延器３０の出
力３５は利得制御器４０に供給され、入力サンプル値
は、適切な利得制御値１５と乗算され、出力信号が生成
される。
【００１４】
【議題を解決するための手段】本発明は、入力デジタル
オーディオ信号を表す入力デジタルオーディオサンプル
値のシーケンスを処理して、出力デジタルオーディオ信
号を表す出力オーディオサンプル値のシーケンスを生成
するデジタルオーディオ処理装置において、各入力デジ
タルサンプル値に対して、擬似的に時間不変の伝達関数
を適用する少なくとも１つのデジタルオーディオサンプ
ルマッピング器を備える。伝達関数は、入力デジタルオ
ーディオ信号におけるピーク信号レベルに対する実効値
（root mean square）の信号レベルの比率が、出力デジ
タルオーディオ信号におけるピーク信号レベルに対する
実効値の信号レベルの比率よりも低くなるように、設定
されている。サンプルマッピングは、典型的には、所定
の時間不変の伝達関数に基づいて実行されるが、伝達関
数は、特定の入力デジタルオーディオ源に適合するよう
にユーザによって変更することができるので、伝達関数
は、擬似的に時間不変である。
オーディオ信号を表す入力デジタルオーディオサンプル
値のシーケンスを処理して、出力デジタルオーディオ信
号を表す出力オーディオサンプル値のシーケンスを生成
するデジタルオーディオ処理装置において、各入力デジ
タルサンプル値に対して、擬似的に時間不変の伝達関数
を適用する少なくとも１つのデジタルオーディオサンプ
ルマッピング器を備える。伝達関数は、入力デジタルオ
ーディオ信号におけるピーク信号レベルに対する実効値
（root mean square）の信号レベルの比率が、出力デジ
タルオーディオ信号におけるピーク信号レベルに対する
実効値の信号レベルの比率よりも低くなるように、設定
されている。サンプルマッピングは、典型的には、所定
の時間不変の伝達関数に基づいて実行されるが、伝達関
数は、特定の入力デジタルオーディオ源に適合するよう
にユーザによって変更することができるので、伝達関数
は、擬似的に時間不変である。
【００１５】本発明では、所定の時間不変の伝達関数を
デジタルオーディオ信号に適用することによって、再生
されたオーディオ信号の聴覚音量を大きくすることがで
きる。サンプルマッピングを単純な時間不変の伝達関数
によって実現することによって、ハードウェアを殆ど必
要としない。聴覚音量を、再生信号においてクリッピン
グ量を増やさずに大きくすることができる。
デジタルオーディオ信号に適用することによって、再生
されたオーディオ信号の聴覚音量を大きくすることがで
きる。サンプルマッピングを単純な時間不変の伝達関数
によって実現することによって、ハードウェアを殆ど必
要としない。聴覚音量を、再生信号においてクリッピン
グ量を増やさずに大きくすることができる。
【００１６】本発明の実施例であるデジタルオーディオ
信号処理装置は、記録の前又は再生の際にデジタル領域
において実施することができる。信号伝送の場合、デジ
タルオーディオ信号処理装置は、伝送の前に又は伝送中
に、あるいは受信後にデジタル領域において実施するこ
とができる。
信号処理装置は、記録の前又は再生の際にデジタル領域
において実施することができる。信号伝送の場合、デジ
タルオーディオ信号処理装置は、伝送の前に又は伝送中
に、あるいは受信後にデジタル領域において実施するこ
とができる。
【００１７】本発明の実施例である伝達関数は、時間不
変であり、したがって、マッピングは、各入力サンプル
に対して独立して適用される。この時間不変性は、標準
的な圧縮技術との重要な相違である。
変であり、したがって、マッピングは、各入力サンプル
に対して独立して適用される。この時間不変性は、標準
的な圧縮技術との重要な相違である。
【００１８】伝達関数は、入力サンプル値の範囲の両端
及び原点において、どのような形状をもとることができ
る。なお、伝達関数は、上記３点で未変更応答の曲線と
交わることが好ましい。この場合は、クリッピングが起
こる可能性を低減し、再生音における歪みを減少すると
いう利点がある。
及び原点において、どのような形状をもとることができ
る。なお、伝達関数は、上記３点で未変更応答の曲線と
交わることが好ましい。この場合は、クリッピングが起
こる可能性を低減し、再生音における歪みを減少すると
いう利点がある。
【００１９】サンプルマッピングは、ある周波数範囲の
入力サンプルシーケンスに対して実行することができる
が、入力サンプルシーケンスをフィルタリングして２つ
以上の周波数帯域に分離し、各周波数帯域においてサン
プルマッピングを実行することが好ましい。これは、再
生オーディオ信号において相互変調の歪みを減少させる
という利点がある。
入力サンプルシーケンスに対して実行することができる
が、入力サンプルシーケンスをフィルタリングして２つ
以上の周波数帯域に分離し、各周波数帯域においてサン
プルマッピングを実行することが好ましい。これは、再
生オーディオ信号において相互変調の歪みを減少させる
という利点がある。
【００２０】サンプルマッピングは、あらゆる入力デジ
タル信号に対して実行することができるが、ユーザ要求
に従ってサンプルマッピングをオン又はオフに切り換え
るユーザ制御を設けてもよい。
タル信号に対して実行することができるが、ユーザ要求
に従ってサンプルマッピングをオン又はオフに切り換え
るユーザ制御を設けてもよい。
【００２１】サンプルマッピングは、固定の時間不変の
伝達関数によって実行することができるが、ユーザが、
擬似的に時間不変の伝達関数を特定の入力デジタルオー
ディオ源に適合するように変更できるユーザ制御を設け
てもよい。
伝達関数によって実行することができるが、ユーザが、
擬似的に時間不変の伝達関数を特定の入力デジタルオー
ディオ源に適合するように変更できるユーザ制御を設け
てもよい。
【００２２】
【発明実施の形態】ＦＩＧ．３は、本発明の第１の実施
例を適用したデジタルオーディオ信号処理装置の構成を
示すブロック図である。デジタルオーディオ信号は、サ
ンプルマッピング器５０に供給され、サンプルマッピン
グ器５０は、入力サンプル値を処理して、所定の伝達関
数に従った出力サンプル値を出力する。マッピング伝達
関数は、ソフトウェア又はハードウェアのどちらかで実
現することができる。
例を適用したデジタルオーディオ信号処理装置の構成を
示すブロック図である。デジタルオーディオ信号は、サ
ンプルマッピング器５０に供給され、サンプルマッピン
グ器５０は、入力サンプル値を処理して、所定の伝達関
数に従った出力サンプル値を出力する。マッピング伝達
関数は、ソフトウェア又はハードウェアのどちらかで実
現することができる。
【００２３】ソフトウェアの場合、伝達関数は、各入力
デジタルサンプル値をサンプル値にマッピングするルッ
クアップテーブルを準備することによって、実現するこ
とができる。サンプルマッピングを定義する伝達関数を
実現するためのソフトウェアは、フロッピーディスク
（登録商標）、ＣＤＲＯＭ又はハードドライブ等のコン
ピュータ記憶媒体に保存することができる。あるいは、
サンプルマッピングを実現するためのソフトウェアは、
ネットワーク又はインターネットからダウンロードする
こともできる。ハードウェアの場合、想定される各入力
サンプル値に対応するマッピングされた出力サンプル値
を永久に記憶するために、２１６のメモリアドレス（１
６ビットのサンプル用）を有する読出し専用メモリ（Ｒ
ＯＭ）を用いてサンプルマッピングを実現する。入力サ
ンプル値は、ＲＯＭに入力するアドレスであり、アドレ
スに格納された１６ビットのデータは、出力サンプル値
である。
デジタルサンプル値をサンプル値にマッピングするルッ
クアップテーブルを準備することによって、実現するこ
とができる。サンプルマッピングを定義する伝達関数を
実現するためのソフトウェアは、フロッピーディスク
（登録商標）、ＣＤＲＯＭ又はハードドライブ等のコン
ピュータ記憶媒体に保存することができる。あるいは、
サンプルマッピングを実現するためのソフトウェアは、
ネットワーク又はインターネットからダウンロードする
こともできる。ハードウェアの場合、想定される各入力
サンプル値に対応するマッピングされた出力サンプル値
を永久に記憶するために、２１６のメモリアドレス（１
６ビットのサンプル用）を有する読出し専用メモリ（Ｒ
ＯＭ）を用いてサンプルマッピングを実現する。入力サ
ンプル値は、ＲＯＭに入力するアドレスであり、アドレ
スに格納された１６ビットのデータは、出力サンプル値
である。
【００２４】サンプルマッピング器５０によって実行さ
れる伝達関数をＦＩＧ．４Ａに示し、ＦＩＧ．４Ａは、
−１〜１の範囲に正規化された、入力サンプル値対出力
サンプル値のグラフである。サンプル値は、離散的であ
り、ｎビットのサンプル値に対して２ｎで与えられる範
囲内の値の数である。対比するために、原点を通る直線
は、未変更応答を表しており、未変更応答では、出力サ
ンプル値は入力サンプル値と実質的に等しい。未変更応
答の場合、利得は１であり、圧縮は行われない。
れる伝達関数をＦＩＧ．４Ａに示し、ＦＩＧ．４Ａは、
−１〜１の範囲に正規化された、入力サンプル値対出力
サンプル値のグラフである。サンプル値は、離散的であ
り、ｎビットのサンプル値に対して２ｎで与えられる範
囲内の値の数である。対比するために、原点を通る直線
は、未変更応答を表しており、未変更応答では、出力サ
ンプル値は入力サンプル値と実質的に等しい。未変更応
答の場合、利得は１であり、圧縮は行われない。
【００２５】伝達関数は、放物線の形が好ましい。好ま
しい伝達関数は、以下の式で規定される。 ｙ＝２ｘ（１−abs（０．５ｘ）） ここで、ｙは出力サンプル値であり、ｘは入力サンプル
値であり、absは絶対値を表している。
しい伝達関数は、以下の式で規定される。 ｙ＝２ｘ（１−abs（０．５ｘ）） ここで、ｙは出力サンプル値であり、ｘは入力サンプル
値であり、absは絶対値を表している。
【００２６】上述の伝達関数は、この伝達関数と、クロ
スフェードの度合いがユーザ制御（図示せず）によって
制御される線形（１：１）伝達関数間のクロスフェード
関数とともに用いられる。この場合、伝達関数は、以下
の式で表される。 ｙ＝（ｘ（１−abs（ｘ）×０．５ｃ））／（１−０．
５ｃ） ここで、ｃは、０及び１を含み、０と１の間の制御値で
ある。クロスフェード関数の導入を勘案すると、伝達関
数は、擬似的に時間不変（quasi time-invariant）であ
る。
スフェードの度合いがユーザ制御（図示せず）によって
制御される線形（１：１）伝達関数間のクロスフェード
関数とともに用いられる。この場合、伝達関数は、以下
の式で表される。 ｙ＝（ｘ（１−abs（ｘ）×０．５ｃ））／（１−０．
５ｃ） ここで、ｃは、０及び１を含み、０と１の間の制御値で
ある。クロスフェード関数の導入を勘案すると、伝達関
数は、擬似的に時間不変（quasi time-invariant）であ
る。
【００２７】ｃの一方の極値であるｃ＝０のとき、ｙ＝
ｘであり、出力サンプルは、対応する入力サンプルに完
全に一致する。ｃの他方の極値であるｃ＝１のとき、伝
達関数は、上述の放物線となる。ｃがこれらの２つの極
値の間の値となるときは、伝達関数は、実際には、緩や
かな放物関数となる。
ｘであり、出力サンプルは、対応する入力サンプルに完
全に一致する。ｃの他方の極値であるｃ＝１のとき、伝
達関数は、上述の放物線となる。ｃがこれらの２つの極
値の間の値となるときは、伝達関数は、実際には、緩や
かな放物関数となる。
【００２８】この実施例において、伝達関数は、（−
１，−１）、（０，０）及び（＋１，＋１）において未
変更応答と交わる。なお、他の実施例では、この限りで
はない。伝達関数の形状は、１つ以上の入力サンプル値
が１つの出力サンプル値にマッピングできるものであ
る。
１，−１）、（０，０）及び（＋１，＋１）において未
変更応答と交わる。なお、他の実施例では、この限りで
はない。伝達関数の形状は、１つ以上の入力サンプル値
が１つの出力サンプル値にマッピングできるものであ
る。
【００２９】ＦＩＧ．４Ｂは、入力サンプル値に対する
伝達関数の利得（出力サンプル値／入力サンプル値）を
示す図である。ＦＩＧ．４Ｂに示すように、利得は、入
力サンプル値の範囲の中心における原点で最大となり、
入力サンプル値の範囲の最大値及び最小値に近づくに従
って、未変更の利得である１に直線的に減少する。入力
に対する利得は、ｙ軸に対して対称である。
伝達関数の利得（出力サンプル値／入力サンプル値）を
示す図である。ＦＩＧ．４Ｂに示すように、利得は、入
力サンプル値の範囲の中心における原点で最大となり、
入力サンプル値の範囲の最大値及び最小値に近づくに従
って、未変更の利得である１に直線的に減少する。入力
に対する利得は、ｙ軸に対して対称である。
【００３０】本発明の別の実施例において、利得は、入
力サンプル値の少なくとも１つの連続した範囲において
一定とすることができる。なお、入力サンプル値が小さ
いときの利得は、入力サンプル値が比較的大きいときの
利得に等しい又はより大きい。利得は、入力サンプル値
が余計にクリッピングされないように制約されることが
好ましい。
力サンプル値の少なくとも１つの連続した範囲において
一定とすることができる。なお、入力サンプル値が小さ
いときの利得は、入力サンプル値が比較的大きいときの
利得に等しい又はより大きい。利得は、入力サンプル値
が余計にクリッピングされないように制約されることが
好ましい。
【００３１】ＦＩＧ．４Ｃは、この伝達関数を単純な波
形に適用した場合の効果を示す図である。波形の振幅
は、入力サンプル値が小さいときは、比較的大きく増大
されることがわかる。波形の振幅は、入力サンプル値が
大きくなるにつれて、徐々に増大が小さくなる。したが
って、クリッピングレベルよりも大幅に低い入力サンプ
ル値は、選択的に増大されるが、クリッピングは生じな
い。波形のパワースペクトルは、その振幅スペクトルの
２乗で得られ、伝達関数の正味効果（net effect）は、
再生波の平均パワーレベルを増加することであり、再生
オーディオ信号の聴覚音量を増大させる。
形に適用した場合の効果を示す図である。波形の振幅
は、入力サンプル値が小さいときは、比較的大きく増大
されることがわかる。波形の振幅は、入力サンプル値が
大きくなるにつれて、徐々に増大が小さくなる。したが
って、クリッピングレベルよりも大幅に低い入力サンプ
ル値は、選択的に増大されるが、クリッピングは生じな
い。波形のパワースペクトルは、その振幅スペクトルの
２乗で得られ、伝達関数の正味効果（net effect）は、
再生波の平均パワーレベルを増加することであり、再生
オーディオ信号の聴覚音量を増大させる。
【００３２】ＦＩＧ．５は、本発明の第２の実施例であ
るデジタルオーディオ信号処理装置の構成を示すブロッ
ク図である。入力デジタルオーディオ信号は、並列に接
続された３つの無限インパルス応答フィルタ（infinite
impulse response filters：以下、ＩＩＲフィルタと
いう。）５０，６０，７０の各々に供給される。第１の
ＩＩＲフィルタ５０は、高周波数帯域信号Ｈを通過さ
せ、第２のＩＩＲフィルタ６０は、中周波数帯域信号Ｍ
を通過させ、第３のＩＩＲフィルタ７０は、低周波数帯
域信号Ｌを通過させる。この実施例において、低周波数
帯域信号Ｌは、周波数が２４０Ｈｚ未満の信号に相当
し、中周波数帯域信号Ｍは、周波数が２４０Ｈｚ以上、
２４００Ｈｚ未満の信号に相当し、高周波数帯域信号Ｈ
は、周波数が２４００Ｈｚ以上の信号に相当する。
るデジタルオーディオ信号処理装置の構成を示すブロッ
ク図である。入力デジタルオーディオ信号は、並列に接
続された３つの無限インパルス応答フィルタ（infinite
impulse response filters：以下、ＩＩＲフィルタと
いう。）５０，６０，７０の各々に供給される。第１の
ＩＩＲフィルタ５０は、高周波数帯域信号Ｈを通過さ
せ、第２のＩＩＲフィルタ６０は、中周波数帯域信号Ｍ
を通過させ、第３のＩＩＲフィルタ７０は、低周波数帯
域信号Ｌを通過させる。この実施例において、低周波数
帯域信号Ｌは、周波数が２４０Ｈｚ未満の信号に相当
し、中周波数帯域信号Ｍは、周波数が２４０Ｈｚ以上、
２４００Ｈｚ未満の信号に相当し、高周波数帯域信号Ｈ
は、周波数が２４００Ｈｚ以上の信号に相当する。
【００３３】高周波数帯域信号Ｈは、サンプルマッピン
グ器８０に供給され、ＦＩＧ．４Ａに示す時間不変の伝
達関数に基づいて処理され、出力信号Ｈ＊が生成され
る。低周波数帯域信号Ｌは、サンプルマッピング器１０
０に供給され、ＦＩＧ．４Ａに示す時間不変の伝達関数
に基づいて処理され、出力信号Ｌ＊が生成される。中周
波数帯信号Ｍは、サンプルマッピング器９０に供給さ
れ、ＦＩＧ．４Ａに示す時間不変の伝達関数に基づいて
処理され、出力信号Ｍ＊が生成される。信号Ｌ＊、
Ｍ＊、Ｈ＊は、加算器１１０に供給されて、合成され、
１つの出力信号が生成される。
グ器８０に供給され、ＦＩＧ．４Ａに示す時間不変の伝
達関数に基づいて処理され、出力信号Ｈ＊が生成され
る。低周波数帯域信号Ｌは、サンプルマッピング器１０
０に供給され、ＦＩＧ．４Ａに示す時間不変の伝達関数
に基づいて処理され、出力信号Ｌ＊が生成される。中周
波数帯信号Ｍは、サンプルマッピング器９０に供給さ
れ、ＦＩＧ．４Ａに示す時間不変の伝達関数に基づいて
処理され、出力信号Ｍ＊が生成される。信号Ｌ＊、
Ｍ＊、Ｈ＊は、加算器１１０に供給されて、合成され、
１つの出力信号が生成される。
【００３４】本発明のこの第２の実施例においては、入
力デジタルオーディオ信号を、相互変調を避けるため
に、異なる周波数帯域に分離する。サンプルマッピング
は、各周波数帯域において別々に行われ、各周波数帯域
の信号は、後で合成される。相互変調は、入力信号に存
在する基本周波数と高調波周波数を線形合成した周波数
特性として出力オーディオ信号に現れる望ましくない非
線形歪みを生じる。この実施例では、ある状況におい
て、通常の（すなわち、クリッピングが必要とされる）
最大レベルを超える出力信号が生成されることがある
が、主観的な試験において、得られるオーディオ信号
は、依然として、快適かつより大きな音を有することが
見出された。
力デジタルオーディオ信号を、相互変調を避けるため
に、異なる周波数帯域に分離する。サンプルマッピング
は、各周波数帯域において別々に行われ、各周波数帯域
の信号は、後で合成される。相互変調は、入力信号に存
在する基本周波数と高調波周波数を線形合成した周波数
特性として出力オーディオ信号に現れる望ましくない非
線形歪みを生じる。この実施例では、ある状況におい
て、通常の（すなわち、クリッピングが必要とされる）
最大レベルを超える出力信号が生成されることがある
が、主観的な試験において、得られるオーディオ信号
は、依然として、快適かつより大きな音を有することが
見出された。
【００３５】本発明のどの実施例においても、信号マッ
ピングの手順を制御するユーザ制御を提供することがで
きる。サンプルマッピングを行うか行わないかをユーザ
が選択するためのオン／オフ制御を提供することができ
る。さらに、ＦＩＧ．４Ａに示す伝達関数の形を変更す
るためのユーザ制御を供給することできる。
ピングの手順を制御するユーザ制御を提供することがで
きる。サンプルマッピングを行うか行わないかをユーザ
が選択するためのオン／オフ制御を提供することができ
る。さらに、ＦＩＧ．４Ａに示す伝達関数の形を変更す
るためのユーザ制御を供給することできる。
【００３６】ユーザ制御は、以下に説明するように変更
された出力信号を生成するのに使用される、ユーザが変
更可能な整数αの値を設定するのに用いられる。第１の
オーディオサンプルマッピング器は、供給される入力デ
ジタルオーディオサンプル値から第１の伝達関数を用い
て第１の出力デジタルサンプル値を算出するのに使用さ
れ、第１の出力デジタルサンプル値は第１の乗算器に供
給され、第１の出力デジタルサンプル値に、０≦α＜１
であるユーザが調整可能な変数αが乗算されて、第１の
変更出力サンプル値が生成される。第２のデジタルオー
ディオサンプルマッピング器は、同様に、供給される入
力デジタルオーディオサンプル値から、第１の伝達関数
と異なる第２の伝達関数を用いて第２の出力デジタルサ
ンプル値を算出するのに使用され、第２の出力デジタル
サンプル値は第２の乗算器に供給され、第２の出力デジ
タルサンプル値に変数（１−α）が乗算されて、第２の
変更出力サンプル値が生成される。次に、第１の変更出
力サンプル値と第２の変更出力サンプル値は、加算器に
供給され、合成されて、変更出力値として出力される。
された出力信号を生成するのに使用される、ユーザが変
更可能な整数αの値を設定するのに用いられる。第１の
オーディオサンプルマッピング器は、供給される入力デ
ジタルオーディオサンプル値から第１の伝達関数を用い
て第１の出力デジタルサンプル値を算出するのに使用さ
れ、第１の出力デジタルサンプル値は第１の乗算器に供
給され、第１の出力デジタルサンプル値に、０≦α＜１
であるユーザが調整可能な変数αが乗算されて、第１の
変更出力サンプル値が生成される。第２のデジタルオー
ディオサンプルマッピング器は、同様に、供給される入
力デジタルオーディオサンプル値から、第１の伝達関数
と異なる第２の伝達関数を用いて第２の出力デジタルサ
ンプル値を算出するのに使用され、第２の出力デジタル
サンプル値は第２の乗算器に供給され、第２の出力デジ
タルサンプル値に変数（１−α）が乗算されて、第２の
変更出力サンプル値が生成される。次に、第１の変更出
力サンプル値と第２の変更出力サンプル値は、加算器に
供給され、合成されて、変更出力値として出力される。
【００３７】本発明の実施例であるデジタルオーディオ
信号処理装置は、専門家用、放送用及び民生用のオーデ
ィオ機器における使用に適している。
信号処理装置は、専門家用、放送用及び民生用のオーデ
ィオ機器における使用に適している。
【００３８】ＦＩＧ．６は、本発明の実施例である記録
装置２００の構成を示すブロック図である。オーディオ
記録装置２００には、左チャンネルの信号Ｌと右チャン
ネルの信号Ｒからなるオーディオ信号が供給される。左
チャンネルの信号Ｌは、ローパスフィルタ２２０に供給
され、ローパスフィルタ２２０は、帯域幅を符号化によ
って規定される値に制限するアンチエイリアシングフィ
ルタとして機能する。ローパスフィルタ２２０の出力
は、１６ビットのＡ／Ｄ変換器２３０に供給される。Ａ
／Ｄ変換器２３０の出力デジタル信号は、サンプルマッ
ピング器２４０に供給される。
装置２００の構成を示すブロック図である。オーディオ
記録装置２００には、左チャンネルの信号Ｌと右チャン
ネルの信号Ｒからなるオーディオ信号が供給される。左
チャンネルの信号Ｌは、ローパスフィルタ２２０に供給
され、ローパスフィルタ２２０は、帯域幅を符号化によ
って規定される値に制限するアンチエイリアシングフィ
ルタとして機能する。ローパスフィルタ２２０の出力
は、１６ビットのＡ／Ｄ変換器２３０に供給される。Ａ
／Ｄ変換器２３０の出力デジタル信号は、サンプルマッ
ピング器２４０に供給される。
【００３９】サンプルマッピング器２４０は、Ａ／Ｄ変
換器２３０からの出力デジタルサンプル値に対して、Ｆ
ＩＧ．４Ａに示す伝達関数を適用させる。サンプルマッ
ピング器２４０の具体的な構成は、ＦＩＧ．３を参照し
て説明した本発明の第１の実施例に一致している。ある
いは、サンプルマッピング器２４０は、ＦＩＧ．５を参
照して説明した本発明の第２の実施例に一致していても
よい。
換器２３０からの出力デジタルサンプル値に対して、Ｆ
ＩＧ．４Ａに示す伝達関数を適用させる。サンプルマッ
ピング器２４０の具体的な構成は、ＦＩＧ．３を参照し
て説明した本発明の第１の実施例に一致している。ある
いは、サンプルマッピング器２４０は、ＦＩＧ．５を参
照して説明した本発明の第２の実施例に一致していても
よい。
【００４０】右チャンネルの信号Ｒは、左チャンネルの
信号Ｌと並列して処理され、左チャンネルの信号Ｌにつ
いて説明したように、順次ローパスフィルタ２２５、Ａ
／Ｄ変換器２３５、サンプルマッピング器２４５に供給
される。左チャンネルのサンプルマッピング器２４０か
らの出力と右チャンネルのサンプルマッピング器２４５
からの出力は、マルチプレクサ２６０に入力として供給
される。マルチプレクサ２６０の出力データストリーム
は、８ビットのブロックのシーケンスからなり、左チャ
ンネルのデータと右チャンネルのデータが交互に配列さ
れている。マルチプレクサ２６０の出力は、エラー訂正
器２７０に入力され、エラー訂正器２７０において、再
生時にエラー訂正を行うことができるようにデータ処理
が施される。エラー訂正器２７０にはランダムアクセス
メモリ（ＲＡＭ）２７５が接続されている。エラー訂正
器２７０の出力は、チャンネルコーダ２８０に入力とし
て供給される。チャンネルコーダ２８０は、「８−１４
変調（eight to fourteenmodulation）」として知られ
ているビットパターン変換を行い、記録時の書込エラー
と再生時の読出エラーの可能性を小さくする。チャンネ
ルコーダ２８０にはリードオンリメモリ（ＲＯＭ）２８
５が接続されている。チャンネルコーダ２８０からの出
力データ信号は、記録媒体２９５に供給され、データ
は、同期回路２９０の制御の下に記録される。タイミン
グ情報が、クロック発生器２５０によってＡ／Ｄ変換器
２３０，２３５、マルチプレクサ２６０、エラー訂正器
２７０、チャンネルコーダ２８０に供給される。
信号Ｌと並列して処理され、左チャンネルの信号Ｌにつ
いて説明したように、順次ローパスフィルタ２２５、Ａ
／Ｄ変換器２３５、サンプルマッピング器２４５に供給
される。左チャンネルのサンプルマッピング器２４０か
らの出力と右チャンネルのサンプルマッピング器２４５
からの出力は、マルチプレクサ２６０に入力として供給
される。マルチプレクサ２６０の出力データストリーム
は、８ビットのブロックのシーケンスからなり、左チャ
ンネルのデータと右チャンネルのデータが交互に配列さ
れている。マルチプレクサ２６０の出力は、エラー訂正
器２７０に入力され、エラー訂正器２７０において、再
生時にエラー訂正を行うことができるようにデータ処理
が施される。エラー訂正器２７０にはランダムアクセス
メモリ（ＲＡＭ）２７５が接続されている。エラー訂正
器２７０の出力は、チャンネルコーダ２８０に入力とし
て供給される。チャンネルコーダ２８０は、「８−１４
変調（eight to fourteenmodulation）」として知られ
ているビットパターン変換を行い、記録時の書込エラー
と再生時の読出エラーの可能性を小さくする。チャンネ
ルコーダ２８０にはリードオンリメモリ（ＲＯＭ）２８
５が接続されている。チャンネルコーダ２８０からの出
力データ信号は、記録媒体２９５に供給され、データ
は、同期回路２９０の制御の下に記録される。タイミン
グ情報が、クロック発生器２５０によってＡ／Ｄ変換器
２３０，２３５、マルチプレクサ２６０、エラー訂正器
２７０、チャンネルコーダ２８０に供給される。
【００４１】ＦＩＧ．７は、本発明の実施例である再生
装置３００の構成を示すブロック図である。読出制御器
３１０の制御の下の読出動作によって、ＲＦ信号が得ら
れる。ＲＦ信号は、ＲＦ増幅器３２０を介してＲＦ検出
器３３０に供給される。ＲＦ検出器３３０からの出力信
号は、チャンネルデコーダ３４０に供給され、１４−８
復調（fourteen to eight demodulation）が施される。
チャンネルデコーダ３４０の出力は、８ビットのシンボ
ルのグループとしてエラー訂正器３５０に供給される。
エラー訂正器３５０は、データ内の読出エラーを検出及
び訂正する。エラー訂正器３５０にはＲＡＭ３５５が接
続されている。
装置３００の構成を示すブロック図である。読出制御器
３１０の制御の下の読出動作によって、ＲＦ信号が得ら
れる。ＲＦ信号は、ＲＦ増幅器３２０を介してＲＦ検出
器３３０に供給される。ＲＦ検出器３３０からの出力信
号は、チャンネルデコーダ３４０に供給され、１４−８
復調（fourteen to eight demodulation）が施される。
チャンネルデコーダ３４０の出力は、８ビットのシンボ
ルのグループとしてエラー訂正器３５０に供給される。
エラー訂正器３５０は、データ内の読出エラーを検出及
び訂正する。エラー訂正器３５０にはＲＡＭ３５５が接
続されている。
【００４２】エラー訂正器３５０の出力は、クロック再
生（clock regeneration：以下、ＣＲという。）回路３
６０に供給される。ＣＲ回路３６０は、クロック信号を
シフトレジスタ３６５に出力し、このシフトレジスタ３
６５はエラー訂正器３５０にも接続されている。ＣＲ回
路３６０の制御の下に、信号データブロックは、デジタ
ル符号化された信号の左チャンネルと右チャンネルが時
間的に正確に一致するように、シフトレジスタ３６５か
ら連続して読み出される。ＣＲ回路３６０からのタイミ
ング情報は、オーディオ信号データが正しいビットレー
トで再生されるのを確実にするために、読出制御器３１
０に入力として供給される。ＣＲ回路３６０の出力は、
サンプルマッピング器３７０に供給される。サンプルマ
ッピング器３７０は、ＣＲ回路３６０から供給される出
力デジタルサンプル値に、ＦＩＧ．４Ａに示す伝達関数
を適用させる。サンプルマッピング器３７０の具体的な
構成は、ＦＩＧ．３を参照して説明した本発明の第１の
実施例に一致している。あるいは、サンプルマッピング
器３７０は、ＦＩＧ．５を参照して説明した本発明の第
２の実施例に一致していてもよい。
生（clock regeneration：以下、ＣＲという。）回路３
６０に供給される。ＣＲ回路３６０は、クロック信号を
シフトレジスタ３６５に出力し、このシフトレジスタ３
６５はエラー訂正器３５０にも接続されている。ＣＲ回
路３６０の制御の下に、信号データブロックは、デジタ
ル符号化された信号の左チャンネルと右チャンネルが時
間的に正確に一致するように、シフトレジスタ３６５か
ら連続して読み出される。ＣＲ回路３６０からのタイミ
ング情報は、オーディオ信号データが正しいビットレー
トで再生されるのを確実にするために、読出制御器３１
０に入力として供給される。ＣＲ回路３６０の出力は、
サンプルマッピング器３７０に供給される。サンプルマ
ッピング器３７０は、ＣＲ回路３６０から供給される出
力デジタルサンプル値に、ＦＩＧ．４Ａに示す伝達関数
を適用させる。サンプルマッピング器３７０の具体的な
構成は、ＦＩＧ．３を参照して説明した本発明の第１の
実施例に一致している。あるいは、サンプルマッピング
器３７０は、ＦＩＧ．５を参照して説明した本発明の第
２の実施例に一致していてもよい。
【００４３】サンプルマッピング器３７０の出力は、
「オーバサンプリング」フィルタ３８０に供給され、オ
ーバサンプリングフィルタ３８０は、入力デジタルサン
プル間を補間して、再生時のサンプリングレートを、４
４．１ｋＨｚからその何倍かの、例えば１７６．４ｋＨ
ｚに増やす。オーバサンプリングフィルタ３８０は、４
４．１ｋＨｚのサンプリング周波数よりも高い周波数成
分をカットする。ナイキスト定理では、サンプリングレ
ートは、最大オーディオ周波数の少なくとも２倍でなけ
ればならない。オーバサンプリングは、後段のデジタル
／アナログ変換における精度を高めるとともに、雑音レ
ベルを減少させる。オーバサンプリングフィルタ３８０
にはＲＡＭユニット３７５が接続されている。
「オーバサンプリング」フィルタ３８０に供給され、オ
ーバサンプリングフィルタ３８０は、入力デジタルサン
プル間を補間して、再生時のサンプリングレートを、４
４．１ｋＨｚからその何倍かの、例えば１７６．４ｋＨ
ｚに増やす。オーバサンプリングフィルタ３８０は、４
４．１ｋＨｚのサンプリング周波数よりも高い周波数成
分をカットする。ナイキスト定理では、サンプリングレ
ートは、最大オーディオ周波数の少なくとも２倍でなけ
ればならない。オーバサンプリングは、後段のデジタル
／アナログ変換における精度を高めるとともに、雑音レ
ベルを減少させる。オーバサンプリングフィルタ３８０
にはＲＡＭユニット３７５が接続されている。
【００４４】サンプルマッピング器３７０からのマッピ
ングされた出力データは、入力として左チャンネル用の
デジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）３９０と右
チャンネル用のＤ／Ａ変換器３９５に供給される。Ｄ／
Ａ変換器３９０の出力は、ローパスフィルタ４００に供
給され、増幅器４２０を介して、再生された左チャンネ
ルのオーディオ信号として出力される。同様に、Ｄ／Ａ
変換器３９５の出力は、ローパスフィルタ４１０に供給
され、増幅器４２５を介して、再生された右チャンネル
のオーディオ信号として出力される。
ングされた出力データは、入力として左チャンネル用の
デジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）３９０と右
チャンネル用のＤ／Ａ変換器３９５に供給される。Ｄ／
Ａ変換器３９０の出力は、ローパスフィルタ４００に供
給され、増幅器４２０を介して、再生された左チャンネ
ルのオーディオ信号として出力される。同様に、Ｄ／Ａ
変換器３９５の出力は、ローパスフィルタ４１０に供給
され、増幅器４２５を介して、再生された右チャンネル
のオーディオ信号として出力される。
【００４５】上述した本発明の実施例は、ソフトウェア
制御のデータ処理装置を、少なくともその一部として用
いて実現することができる。例えば、ＦＩＧ．３、５、
６及び／又は７に示す１つ又は複数の構成要素は、ソフ
トウェア制御の汎用データ処理装置、あるいは特定用途
向け集積回路、現場でプログラム可能なゲートアレイ等
の特注（bespoke）のプログラム制御データ処理装置で
実現することができる。このようなソフトウェア又はプ
ログラム制御を実現するコンピュータプログラム、この
ようなコンピュータプログラムを格納又は伝送する媒体
は、本発明の特徴と見なされる。
制御のデータ処理装置を、少なくともその一部として用
いて実現することができる。例えば、ＦＩＧ．３、５、
６及び／又は７に示す１つ又は複数の構成要素は、ソフ
トウェア制御の汎用データ処理装置、あるいは特定用途
向け集積回路、現場でプログラム可能なゲートアレイ等
の特注（bespoke）のプログラム制御データ処理装置で
実現することができる。このようなソフトウェア又はプ
ログラム制御を実現するコンピュータプログラム、この
ようなコンピュータプログラムを格納又は伝送する媒体
は、本発明の特徴と見なされる。
【００４６】以上、本発明の実施例について、図面を参
照して詳細に説明したが、本発明は、これらの実施例に
限定されるものではなく、特許請求の範囲の目的及び趣
旨から逸脱することなく、当業者が種々の変更及び変形
を加えることができることは、明らかである。
照して詳細に説明したが、本発明は、これらの実施例に
限定されるものではなく、特許請求の範囲の目的及び趣
旨から逸脱することなく、当業者が種々の変更及び変形
を加えることができることは、明らかである。
【図１】ＦＩＧ．１は、従来のダイナミックスプロセッ
サの構成を示すブロック図である。
サの構成を示すブロック図である。
【図２】ＦＩＧ．２Ａは、ＦＩＧ．１に示すダイナミッ
クスプロセッサの単純な圧縮応答特性を示すグラフであ
る。
クスプロセッサの単純な圧縮応答特性を示すグラフであ
る。
【図３】ＦＩＧ．２Ｂは、ＦＩＧ．２Ａに示す単純な圧
縮応答特性に関連した利得を、入力レベルに対する関数
として示すグラフである。
縮応答特性に関連した利得を、入力レベルに対する関数
として示すグラフである。
【図４】ＦＩＧ．３は、本発明を適用したデジタルオー
ディオ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
ディオ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図５】ＦＩＧ．４Ａは、ＦＩＧ．３に示すデジタルオ
ーディオ信号処理装置で用いられるデジタルサンプルマ
ッピング機能を示すグラフである。
ーディオ信号処理装置で用いられるデジタルサンプルマ
ッピング機能を示すグラフである。
【図６】ＦＩＧ．４Ｂは、ＦＩＧ．４Ａに示すデジタル
サンプルマッピング機能に関連し、入力サンプル値の関
数としての入力サンプル値と出力サンプル値の比率を示
すグラフである。
サンプルマッピング機能に関連し、入力サンプル値の関
数としての入力サンプル値と出力サンプル値の比率を示
すグラフである。
【図７】ＦＩＧ．４Ｃは、デジタルサンプルマッピング
処理により得られる単純な入力波形と対応する出力波形
を示すグラフである。
処理により得られる単純な入力波形と対応する出力波形
を示すグラフである。
【図８】ＦＩＧ．５は、本発明の第２の実施例であるデ
ジタルオーディオ信号処理装置の構成を示すブロック図
である。
ジタルオーディオ信号処理装置の構成を示すブロック図
である。
【図９】ＦＩＧ．６は、本発明の実施例である記録装置
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図１０】ＦＩＧ．７は、本発明の実施例である再生装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 フリンドル、ポール アンソンリー
イギリス国 ケーティー13 ０エックスダ
ブリュー サリー ウエィブリッジ ブル
ックランズ ザ ハイツ（番地なし） ソ
ニー ユナイテッド キングダム リミテ
ッド内
Ｆターム(参考） 5D044 AB05 FG04 GK07 GK11
5D045 DA06
5D080 AA07 BA01 EA08 FA05 GA07
Claims (16)
- 【請求項１】 入力デジタルオーディオ信号を表す入力
デジタルオーディオサンプル値のシーケンスを処理し
て、出力デジタルオーディオ信号を表す出力オーディオ
サンプル値のシーケンスを生成するデジタルオーディオ
処理装置において、 上記各入力デジタルサンプル値に対して、擬似的に時間
不変の伝達関数を適用する少なくとも１つのデジタルオ
ーディオサンプルマッピング器を備え、 上記伝達関数は、上記入力デジタルオーディオ信号にお
けるピーク信号レベルに対する実効値の信号レベルの比
率が、対応する出力デジタルオーディオ信号におけるピ
ーク信号レベルに対する実効値の信号レベルの比率より
も低くなるように、設定されていることを特徴とするデ
ジタルオーディオ処理装置。 - 【請求項２】 上記伝達関数は、上記各入力デジタルオ
ーディオサンプル値に対する上記各出力デジタルオーデ
ィオサンプル値の比率が、上記入力デジタルオーディオ
サンプル値のレベルが減少するのに従って、増加するこ
とを特徴とする請求項１記載のデジタルオーディオ処理
装置。 - 【請求項３】 上記入力デジタルオーディオサンプル値
は範囲を有し、上記デジタルマッピング器は、上記出力
デジタルオーディオサンプル値が、上記領域の両端及び
上記入力デジタルオーディオサンプル値のレベルがゼロ
であるときに、対応する入力デジタルオーディオサンプ
ル値に実質的に等しくなる上記擬似的に時間不変の伝達
関数を実行することを特徴とする請求項１記載のデジタ
ルオーディオ処理装置。 - 【請求項４】 上記擬似的に時間不変の伝達関数は、放
物線形状を有することを特徴とする請求項１記載のデジ
タルオーディオ処理装置。 - 【請求項５】 （ｉ）上記入力デジタルオーディオ信号
を少なくとも２つの周波数帯域の信号に分離し、上記分
離したデジタルオーディオ信号を各デジタルオーディオ
サンプルマッピング器に供給する少なくとも１つのデジ
タルフィルタと、 （ｉｉ）上記各デジタルオーディオサンプルマッピング
器の出力を合成して、１つのデジタルオーディオ出力信
号を生成する合成器とを備える請求項１記載のデジタル
オーディオ処理装置。 - 【請求項６】 上記デジタルオーディオサンプルマッピ
ング器のオン／オフを切り換えるユーザ制御手段を備え
る請求項１記載のデジタルオーディオ処理装置。 - 【請求項７】 上記時間不変の伝達関数を変更するユー
ザ制御手段を備える請求項１記載のデジタルオーディオ
処理装置。 - 【請求項８】 上記ユーザ制御手段は、０≦α≦１であ
るユーザが調整可能な変数αの値を設定することがで
き、当該デジタルオーディオ処理装置は、 （ｉ）供給される入力デジタルオーディオサンプル値か
ら上記伝達関数を用いて第１の出力デジタルオーディオ
サンプル値を算出する第１のデジタルオーディオサンプ
ルマッピング器と、 （ｉｉ）上記第１の出力デジタルオーディオサンプル値
に上記ユーザが調整可 能な変数αを乗算して、第１の変更出力サンプル値を出
力する第１の乗算器と、 （ｉｉｉ）上記供給される入力デジタルオーディオサン
プル値から、上記第１ の伝達関数とは異なる伝達関数を用いて第２の出力デジ
タルオーディオサンプル値を算出する第２のデジタルオ
ーディオサンプルマッピング器と、 （ｉｖ）上記第２の出力デジタルオーディオサンプル値
に変数（１−α）を乗算して、第２の変更出力サンプル
値を出力する第２の乗算器と、 （ｖ）上記第１の変更出力サンプル値と上記第２の変更
出力サンプル値を加算する加算器を備える請求項７記載
のデジタルオーディオ処理装置。 - 【請求項９】 上記第１の伝達関数と異なる伝達関数
は、上記第２の出力デジタルサンプル値が上記供給され
る入力デジタルサンプル値に実質的に等しくなるような
関数であることを特徴とする請求項８記載のデジタルオ
ーディオ処理装置。 - 【請求項１０】 （ｉ）入力オーディオ信号を検出する
オーディオ信号検出回路と、 （ｉｉ）上記請求項１記載のデジタルオーディオ処理装
置と、 （ｉｉｉ）上記出力デジタルオーディオサンプルを、記
録媒体への記録に適した符号化デジタルオーディオ信号
に符号化するデジタルオーディオ符号化回路と、 （ｉｖ）上記符号化デジタルオーディオ信号を、記録媒
体上に記録する装置とを備える記録装置。 - 【請求項１１】 （ｉ）記録媒体から符号化デジタルオ
ーディオ信号を読み出す読出制御回路と、 （ｉｉ）上記符号化デジタルオーディオ信号を復号し
て、入力デジタルオーディオサンプルを再生するデジタ
ルオーディオ復号回路と、 （ｉｉｉ）上記請求項１乃至９のいずれか１項記載のデ
ジタルオーディオ処理装置と、 （ｉｖ）上記出力デジタルオーディオサンプルを出力オ
ーディオ信号に変換して、上記出力オーディオ信号を再
生するオーディオ信号再生回路とを備える再生装置。 - 【請求項１２】 入力デジタルオーディオ信号の各入力
デジタルオーディオサンプル値に、擬似的に時間不変の
伝達関数を適用することによって、出力デジタルオーデ
ィオ信号を表す出力デジタルサンプルのシーケンスを生
成するステップを有し、 上記伝達関数は、上記入力デジタルオーディオ信号にお
けるピーク信号レベルに対する実効値の信号レベルの比
率が、上記出力デジタルオーディオ信号におけるピーク
信号レベルに対する実効値の信号レベルの比率よりも低
くなるように、設定されていることを特徴とするデジタ
ルオーディオ処理方法。 - 【請求項１３】 上記請求項１２記載のデジタルオーデ
ィオ処理方法を実行するためのプログラムコードを有す
るコンピュータソフトウェア。 - 【請求項１４】 上記請求項１３記載のコンピュータソ
フトウェアを提供するデータ提供媒体。 - 【請求項１５】 当該データ提供媒体は、伝送媒体であ
ることを特徴とする請求項１４記載のデータ提供媒体。 - 【請求項１６】 当該データ提供媒体は、記録媒体であ
ることを特徴とする請求項１４記載のデータ提供媒体。
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