JP2003060448A - １倍以上の利得を持つ入力バッファとしてオペアンプｉｃを使用した電流帰還型増幅器 - Google Patents
１倍以上の利得を持つ入力バッファとしてオペアンプｉｃを使用した電流帰還型増幅器Info
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- JP2003060448A JP2003060448A JP2001290090A JP2001290090A JP2003060448A JP 2003060448 A JP2003060448 A JP 2003060448A JP 2001290090 A JP2001290090 A JP 2001290090A JP 2001290090 A JP2001290090 A JP 2001290090A JP 2003060448 A JP2003060448 A JP 2003060448A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】オペアンプＩＣの優れた特性を生かしつつ安定
で広帯域な電力増幅器を構成する。 【解決手段】オペアンプＩＣの電源端子から電流の形で
信号を取り出し次段の増幅回路に送るその出力からオペ
アンプＩＣの出力に電流帰還を掛ける。また電流を取り
出し電圧増幅を行う部分を集積した半導体素子を作れば
より安価により高性能な増幅器を構成できる。
で広帯域な電力増幅器を構成する。 【解決手段】オペアンプＩＣの電源端子から電流の形で
信号を取り出し次段の増幅回路に送るその出力からオペ
アンプＩＣの出力に電流帰還を掛ける。また電流を取り
出し電圧増幅を行う部分を集積した半導体素子を作れば
より安価により高性能な増幅器を構成できる。
Description
【０００１】
【発明の属する分野】本発明はオペアンプＩＣの電源端
子から信号を電流の形で取り出し次段の増幅回路で電圧
及び電流増幅を行い、その出力からオペアンプＩＣの出
力へ電流帰還を掛ける増幅回路に関するもので、広帯域
で位相特性の優れた増幅器を低コストで構成し得る電子
回路に関するものである。
子から信号を電流の形で取り出し次段の増幅回路で電圧
及び電流増幅を行い、その出力からオペアンプＩＣの出
力へ電流帰還を掛ける増幅回路に関するもので、広帯域
で位相特性の優れた増幅器を低コストで構成し得る電子
回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】オペアンプＩＣは、ディスクリートの素
子を用いたオペアンプに対して温度や素子の均一性、信
号経路の短さなど多くの利点を持っている。スピーカー
などの重い負荷を駆動する電力増幅回路にオペアンプＩ
Ｃを使用する場合、オペアンプＩＣの出力電圧が±１５
Ｖ程度、出力電流が±５０ｍＡ程度と限られているため
ディスクリートのパワーデバイスによる電力増幅回路を
多段接続して、電力増幅回路の出力からオペアンプＩＣ
の入力に帰還を掛ける方法がとられる。
子を用いたオペアンプに対して温度や素子の均一性、信
号経路の短さなど多くの利点を持っている。スピーカー
などの重い負荷を駆動する電力増幅回路にオペアンプＩ
Ｃを使用する場合、オペアンプＩＣの出力電圧が±１５
Ｖ程度、出力電流が±５０ｍＡ程度と限られているため
ディスクリートのパワーデバイスによる電力増幅回路を
多段接続して、電力増幅回路の出力からオペアンプＩＣ
の入力に帰還を掛ける方法がとられる。
【０００３】しかし、従来の方法では開ループ伝達特性
がオペアンプＩＣの開ループ伝達特性と電力増幅回路の
開ループ伝達特性の積になるので位相回転が大きくなる
ため安定な動作が難しく、また複雑な位相補正が必要と
なるため広い周波数特性が得られなくなる。これらの問
題を解決するには帰還ループ内の位相回転をできるだけ
小さくする必要がある。
がオペアンプＩＣの開ループ伝達特性と電力増幅回路の
開ループ伝達特性の積になるので位相回転が大きくなる
ため安定な動作が難しく、また複雑な位相補正が必要と
なるため広い周波数特性が得られなくなる。これらの問
題を解決するには帰還ループ内の位相回転をできるだけ
小さくする必要がある。
【０００４】本発明は電流帰還型オペアンプの応用であ
る。電流帰還型オペアンプは広帯域で優れた位相特性を
持つのでオーディオ用パワーアンプ、ビデオ帯で用いら
れている。一般的な電圧帰還型オペアンプでは入力部に
差動対が用いられるのに対して、電流帰還型オペアンプ
では入力部にバッファを用いるので反転入力のインピー
ダンスが低い。図２は電流帰還型オペアンプのブロック
図である。入力バッファ（２７）の電源から取り出され
た信号は次段の電圧増幅部（２８）で増幅されて出力バ
ッファ（２９）から出力される。いま、入出力バッファ
が理想的であるとして閉ループゲインを求める。理想的
なバッファとは入力インピーダンス＝∞、出力インピー
ダンス＝０、入力電圧＝出力電圧（ゲイン＝＋１）で＋
電源から−電源に流れる電流が電源電圧に依存しないよ
うなものである。入力バッファを囲む円についてキルヒ
ホッフの法則を適用する。入力バッファの＋側の電源端
子（５）に流れ込む電流をＩ１、−側の電源端子（６）
から流れでる電流をＩ２とし、帰還抵抗ｒｉ（３０），
帰還抵抗ｒｆ（８）を流れる電流をそれぞれＩｒｉ，Ｉ
ｒｆとする、ただし方向はグラウンドに向かう方向を正
とする。 Ｉ１−Ｉ２＝Ｉｒｉ−Ｉｒｆ 式１ 理想的なバッファであればオペアンプの反転入力（７）
つまりは入力バッファ（２７）の出力、非反転入力
（１）の電圧は等しくなるのでオペアンプの非反転入力
（１）の電圧をＶ＋ｉｎ、反転入力（７）の電圧をＶ−
ｉｎとすると Ｖ＋ｉｎ＝Ｖ−ｉｎ 式２ 式１は次のように書き直すことができる。だだしオペア
ンプの出力（２）の電圧をＶｏとする。 Ｉ１−Ｉ２＝Ｖ＋ｉｎ／ｒｉ−（Ｖｏ−Ｖ＋ｉｎ）／ｒｆ 式３ さて入力バッファ以降の増幅段の電流電圧増幅度Ａ２を
次のように定義する。 Ａ２＝Ｖｏ／（Ｉ１−Ｉ２） 式４ 式４を変形して式３に代入すると閉ループゲインが得ら
れる。 Ｖｏ／Ｖｉｎ＝Ａ２／（ｒｆ＋Ａ２）×（ｒｉ＋ｒｆ）／ｒｉ 式５ 電流電圧増幅度Ａ２が十分大きいとすると次のように近
似できる。 Ｖｏ／Ｖｉｎ≒１＋ｒｆ／ｒｉ 式６
る。電流帰還型オペアンプは広帯域で優れた位相特性を
持つのでオーディオ用パワーアンプ、ビデオ帯で用いら
れている。一般的な電圧帰還型オペアンプでは入力部に
差動対が用いられるのに対して、電流帰還型オペアンプ
では入力部にバッファを用いるので反転入力のインピー
ダンスが低い。図２は電流帰還型オペアンプのブロック
図である。入力バッファ（２７）の電源から取り出され
た信号は次段の電圧増幅部（２８）で増幅されて出力バ
ッファ（２９）から出力される。いま、入出力バッファ
が理想的であるとして閉ループゲインを求める。理想的
なバッファとは入力インピーダンス＝∞、出力インピー
ダンス＝０、入力電圧＝出力電圧（ゲイン＝＋１）で＋
電源から−電源に流れる電流が電源電圧に依存しないよ
うなものである。入力バッファを囲む円についてキルヒ
ホッフの法則を適用する。入力バッファの＋側の電源端
子（５）に流れ込む電流をＩ１、−側の電源端子（６）
から流れでる電流をＩ２とし、帰還抵抗ｒｉ（３０），
帰還抵抗ｒｆ（８）を流れる電流をそれぞれＩｒｉ，Ｉ
ｒｆとする、ただし方向はグラウンドに向かう方向を正
とする。 Ｉ１−Ｉ２＝Ｉｒｉ−Ｉｒｆ 式１ 理想的なバッファであればオペアンプの反転入力（７）
つまりは入力バッファ（２７）の出力、非反転入力
（１）の電圧は等しくなるのでオペアンプの非反転入力
（１）の電圧をＶ＋ｉｎ、反転入力（７）の電圧をＶ−
ｉｎとすると Ｖ＋ｉｎ＝Ｖ−ｉｎ 式２ 式１は次のように書き直すことができる。だだしオペア
ンプの出力（２）の電圧をＶｏとする。 Ｉ１−Ｉ２＝Ｖ＋ｉｎ／ｒｉ−（Ｖｏ−Ｖ＋ｉｎ）／ｒｆ 式３ さて入力バッファ以降の増幅段の電流電圧増幅度Ａ２を
次のように定義する。 Ａ２＝Ｖｏ／（Ｉ１−Ｉ２） 式４ 式４を変形して式３に代入すると閉ループゲインが得ら
れる。 Ｖｏ／Ｖｉｎ＝Ａ２／（ｒｆ＋Ａ２）×（ｒｉ＋ｒｆ）／ｒｉ 式５ 電流電圧増幅度Ａ２が十分大きいとすると次のように近
似できる。 Ｖｏ／Ｖｉｎ≒１＋ｒｆ／ｒｉ 式６
【０００５】電流帰還型オペアンプの入力バッファには
一般的に開ループの増幅度１のものが使用される。しか
しこれでは出力インピーダンスは十分に低くなく、線形
性もよくない。また多くはディスクリート回路で構成さ
れるので温度のばらつきにより歪が発生する。
一般的に開ループの増幅度１のものが使用される。しか
しこれでは出力インピーダンスは十分に低くなく、線形
性もよくない。また多くはディスクリート回路で構成さ
れるので温度のばらつきにより歪が発生する。
【０００６】上述のように入力バッファは開ループのゲ
イン＝１倍のものが用いられてきた。しかし、広い意味
では１倍より大きいゲインを持つ増幅器もバッファと考
えることができる。そこで、入力バッファとしてオペア
ンプを閉ループで使用すれば直線性が良くなり、出力イ
ンピーダンスが低くできる。また入力バッファにある程
度のゲインを持たせれば後段の増幅器のゲインを小さく
し全体の特性を良くできる。
イン＝１倍のものが用いられてきた。しかし、広い意味
では１倍より大きいゲインを持つ増幅器もバッファと考
えることができる。そこで、入力バッファとしてオペア
ンプを閉ループで使用すれば直線性が良くなり、出力イ
ンピーダンスが低くできる。また入力バッファにある程
度のゲインを持たせれば後段の増幅器のゲインを小さく
し全体の特性を良くできる。
【０００７】しばしばオペアンプの電源端子は既知のも
のとして書かれないことがある。しかし実際には電源端
子にも信号電流が流れていることを確認しておく必要が
ある。図１においてオペアンプＩＣ（２６）を囲む円に
ついてキルヒホッフの法則を適用してみる。ここでは帰
還抵抗ｒｆ（８）は接続されていないとする。オペアン
プは理想的であるとすると、特に入力電流は０であるこ
とに注意すると、オペアンプＩＣの電源端子の＋側
（５）に流れ込む電流をＩ１、−側（６）から流れ出る
電流をＩ２，帰還抵抗ｒ１（１０）及び帰還抵抗ｒ２
（９）に流れる電流をＩｒ（ただしグランドに向かう方
向を正とした。）とすると各電流の関係式は Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉｒ 式７ オペアンプＩＣの電圧ゲインはオペアンプＩＣの出力
（７）の電圧をＶｏｐとして Ｖｏｐ／Ｖｉｎ＝１＋ｒ２／ｒ１ 式８ 帰還抵抗ｒ１、ｒ２に流れる電流Ｉｒは Ｉｒ＝Ｖｏｐ／（ｒ１＋ｒ２）＝Ｖｉｎ／ｒ１ 式９ ＋、−電源ラインに流れる電流の差は式７と式９より Ｉ１−Ｉ２＝Ｖｉｎ／ｒ１ 式１０ このように、オペアンプＩＣの電源ラインには出力端子
と同様に信号が電流の差の形で存在している。電流の形
でオペアンプＩＣを見るとオペアンプＩＣの電源端子を
第２、第３の出力端子、そして通常の出力端子は第３の
入力端子となる。
のとして書かれないことがある。しかし実際には電源端
子にも信号電流が流れていることを確認しておく必要が
ある。図１においてオペアンプＩＣ（２６）を囲む円に
ついてキルヒホッフの法則を適用してみる。ここでは帰
還抵抗ｒｆ（８）は接続されていないとする。オペアン
プは理想的であるとすると、特に入力電流は０であるこ
とに注意すると、オペアンプＩＣの電源端子の＋側
（５）に流れ込む電流をＩ１、−側（６）から流れ出る
電流をＩ２，帰還抵抗ｒ１（１０）及び帰還抵抗ｒ２
（９）に流れる電流をＩｒ（ただしグランドに向かう方
向を正とした。）とすると各電流の関係式は Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉｒ 式７ オペアンプＩＣの電圧ゲインはオペアンプＩＣの出力
（７）の電圧をＶｏｐとして Ｖｏｐ／Ｖｉｎ＝１＋ｒ２／ｒ１ 式８ 帰還抵抗ｒ１、ｒ２に流れる電流Ｉｒは Ｉｒ＝Ｖｏｐ／（ｒ１＋ｒ２）＝Ｖｉｎ／ｒ１ 式９ ＋、−電源ラインに流れる電流の差は式７と式９より Ｉ１−Ｉ２＝Ｖｉｎ／ｒ１ 式１０ このように、オペアンプＩＣの電源ラインには出力端子
と同様に信号が電流の差の形で存在している。電流の形
でオペアンプＩＣを見るとオペアンプＩＣの電源端子を
第２、第３の出力端子、そして通常の出力端子は第３の
入力端子となる。
【０００８】本発明はオペアンプＩＣ（２６）の電源端
子（５）、（６）を電流出力、通常の出力端子（７）を
反転の電流入力端子として利用し入力バッファとして使
用した電流帰還型増幅器である。図１は実際に設計した
回路例である。オペアンプＩＣ（２６）は非反転で使用
されている。ＮＰＮバイポーラトランジスタ（１１）、
ＰＮＰバイポーラトランジスタ（１２）のそれぞれのエ
ミッタはオペアンプＩＣ（２６）の＋側（５）、−側
（６）の電源端子にカスコード接続され信号を電流の形
で取り出す。各ベースは＋側（２３）、−側（２４）の
各基準電源につながる。通常、オペアンプＩＣ（２６）
の電源電圧の定格は±１８Ｖ程度である。この回路を用
いてオペアンプＩＣ電源電圧の問題を解決している。Ｎ
ＰＮトランジスタ（１３）、（１４）、（１５）、ＰＮ
Ｐトランジスタ（１６）、（１７）、（１８）はそれぞ
れウイルソン型のカレントミラー回路を構成する。この
部分が電圧増幅回路である。ＮＰＮトランジスタ（１
９）、ＰＮＰトランジスタ（２０）はドライバートラン
ジスタ、同じく（２１）、（２２）は出力トランジスタ
である。この部分が出力バッファである。その出力
（２）からオペアンプＩＣの出力（７）に電流帰還が掛
けられる。入力バッファとして用いるオペアンプＩＣの
入力インピーダンスは無限大、差動開ループゲインはＡ
１とする。電圧増幅段と出力バッファ回路の電流電圧増
幅度をＡ２と定義する。 Ａ２＝Ｖｏ／（Ｉ１−Ｉ２） 式１１ オペアンプＩＣの閉ループ電圧増幅度Ａｏｐは入力
（１）の電圧をＶ＋ｉｎ、オペアンプＩＣ（２６）の出
力（７）の電圧をＶｏｐとする。 Ａｏｐ＝Ｖｏｐ／Ｖ＋ｉｎ＝Ａ１／〔１＋Ａ１×ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）〕 式１２ 求める。オペアンプＩＣを囲む円についてキルヒホッフ
の法則を適用する。 Ｉ１−Ｉ２＋（Ｖｏ−Ｖｏｐ）／ｒｆ−Ｖｏｐ／（ｒ１＋ｒ２）＝０ 式 １３ 式１３に式１１を代入 Ｖｏ／Ａ２＋ （Ｖｏ−Ｖｏｐ）／ｒｆ−Ｖｏｐ／（ｒ１＋ｒ２）＝０ 式１４ 式１４を変形 Ｖｏ（１／Ａ２＋１／ｒｆ）＝Ｖｏｐ〔１／ｒｆ＋１／（ｒ１＋ｒ２）〕 式１５ 電圧増幅段の閉ループゲインＡｄとする。 Ａｄ＝Ｖｏ／Ｖｏｐ＝ 〔１／ｒｆ＋１／（ｒ１＋ｒ２）〕／（１／Ａ２ ＋１／ｒｆ） 式１６ 式１２と式１６から全体の閉ループゲインＡが求まる。 Ａ＝Ｖｏ／Ｖｉｎ 式１７ ＝Ａｏｐ×Ａｄ 式１８ ＝｛Ａ１／〔１＋Ａ１×ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）〕｝×〔１／ｒｆ＋１／（ｒ １＋ｒ２）〕／（１／Ａ２＋１／ｒｆ） 式１９ Ａ１、Ａ２が十分大きいと見なせる領域では次のように
近似できる。 Ａ≒１＋（ｒ２＋ｒｆ）／ｒ１ 式２０
子（５）、（６）を電流出力、通常の出力端子（７）を
反転の電流入力端子として利用し入力バッファとして使
用した電流帰還型増幅器である。図１は実際に設計した
回路例である。オペアンプＩＣ（２６）は非反転で使用
されている。ＮＰＮバイポーラトランジスタ（１１）、
ＰＮＰバイポーラトランジスタ（１２）のそれぞれのエ
ミッタはオペアンプＩＣ（２６）の＋側（５）、−側
（６）の電源端子にカスコード接続され信号を電流の形
で取り出す。各ベースは＋側（２３）、−側（２４）の
各基準電源につながる。通常、オペアンプＩＣ（２６）
の電源電圧の定格は±１８Ｖ程度である。この回路を用
いてオペアンプＩＣ電源電圧の問題を解決している。Ｎ
ＰＮトランジスタ（１３）、（１４）、（１５）、ＰＮ
Ｐトランジスタ（１６）、（１７）、（１８）はそれぞ
れウイルソン型のカレントミラー回路を構成する。この
部分が電圧増幅回路である。ＮＰＮトランジスタ（１
９）、ＰＮＰトランジスタ（２０）はドライバートラン
ジスタ、同じく（２１）、（２２）は出力トランジスタ
である。この部分が出力バッファである。その出力
（２）からオペアンプＩＣの出力（７）に電流帰還が掛
けられる。入力バッファとして用いるオペアンプＩＣの
入力インピーダンスは無限大、差動開ループゲインはＡ
１とする。電圧増幅段と出力バッファ回路の電流電圧増
幅度をＡ２と定義する。 Ａ２＝Ｖｏ／（Ｉ１−Ｉ２） 式１１ オペアンプＩＣの閉ループ電圧増幅度Ａｏｐは入力
（１）の電圧をＶ＋ｉｎ、オペアンプＩＣ（２６）の出
力（７）の電圧をＶｏｐとする。 Ａｏｐ＝Ｖｏｐ／Ｖ＋ｉｎ＝Ａ１／〔１＋Ａ１×ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）〕 式１２ 求める。オペアンプＩＣを囲む円についてキルヒホッフ
の法則を適用する。 Ｉ１−Ｉ２＋（Ｖｏ−Ｖｏｐ）／ｒｆ−Ｖｏｐ／（ｒ１＋ｒ２）＝０ 式 １３ 式１３に式１１を代入 Ｖｏ／Ａ２＋ （Ｖｏ−Ｖｏｐ）／ｒｆ−Ｖｏｐ／（ｒ１＋ｒ２）＝０ 式１４ 式１４を変形 Ｖｏ（１／Ａ２＋１／ｒｆ）＝Ｖｏｐ〔１／ｒｆ＋１／（ｒ１＋ｒ２）〕 式１５ 電圧増幅段の閉ループゲインＡｄとする。 Ａｄ＝Ｖｏ／Ｖｏｐ＝ 〔１／ｒｆ＋１／（ｒ１＋ｒ２）〕／（１／Ａ２ ＋１／ｒｆ） 式１６ 式１２と式１６から全体の閉ループゲインＡが求まる。 Ａ＝Ｖｏ／Ｖｉｎ 式１７ ＝Ａｏｐ×Ａｄ 式１８ ＝｛Ａ１／〔１＋Ａ１×ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）〕｝×〔１／ｒｆ＋１／（ｒ １＋ｒ２）〕／（１／Ａ２＋１／ｒｆ） 式１９ Ａ１、Ａ２が十分大きいと見なせる領域では次のように
近似できる。 Ａ≒１＋（ｒ２＋ｒｆ）／ｒ１ 式２０
【本発明の効果】式１９よりオペアンプＩＣによる入力
バッファと後段の増幅回路の安定性を独立して考えても
よいことになり単純に位相管理ができる。帰還回路の抵
抗値を変えることで所望の特性を得ることができる。ま
たオペアンプＩＣ（２６）の電源端子（５）、（６）よ
り信号を取り出し電圧増幅を行う回路、図１の設計例で
は（１１）〜（１８）及び（２３）、（２４）必要に応
じて電流増幅を行う（１９）、（２０）を１つの半導体
素子に集積すれば高性能な電力増幅器が簡単に安く構成
できる。
バッファと後段の増幅回路の安定性を独立して考えても
よいことになり単純に位相管理ができる。帰還回路の抵
抗値を変えることで所望の特性を得ることができる。ま
たオペアンプＩＣ（２６）の電源端子（５）、（６）よ
り信号を取り出し電圧増幅を行う回路、図１の設計例で
は（１１）〜（１８）及び（２３）、（２４）必要に応
じて電流増幅を行う（１９）、（２０）を１つの半導体
素子に集積すれば高性能な電力増幅器が簡単に安く構成
できる。
【図１】本発明の回路構成
【図２】電流帰還型オペアンプのブロック図
１入力
２出力
３＋の電源
４−の電源
５入力バッファまたはオペアンプＩＣの＋側の電源端子
６入力バッファまたはオペアンプＩＣの−側の電源端子
７電流帰還型オペアンプの反転入力
８帰還抵抗ｒｆ
９帰還抵抗ｒ２
１０帰還抵抗ｒ１
１１ＮＰＮトランジスタ
１２ＰＮＰトランジスタ
１３ＰＮＰトランジスタ
１４ＰＮＰトランジスタ
１５ＰＮＰトランジスタ
１６ＮＰＮトランジスタ
１７ＮＰＮトランジスタ
１８ＮＰＮトランジスタ
１９ＮＰＮトランジスタ
２０ＰＮＰトランジスタ
２１ＮＰＮトランジスタ
２２ＰＮＰトランジスタ
２３＋側の基準電源
２４−側の基準電源
２５バイアス回路
２６オペアンプＩＣ
２７入力バッファ
２８電圧増幅部
２９出力バッファ
３０帰還抵抗ｒｉ
Claims (2)
- 【請求項１】１倍以上の利得を持つ反転または非反転増
幅回路として使用した、集積化された演算増幅器（以
下、オペアンプＩＣと呼ぶ）の電源端子より信号を取り
出し、その信号を次段の増幅器に入力してその出力から
オペアンプＩＣの出力に帰還を掛ける電流帰還型増幅回
路。 - 【請求項２】請求項１の増幅回路におけるオペアンプＩ
Ｃの電源端子から信号を取り出し、増幅を行う回路を集
積回路化した半導体素子。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001290090A JP2003060448A (ja) | 2001-08-20 | 2001-08-20 | １倍以上の利得を持つ入力バッファとしてオペアンプｉｃを使用した電流帰還型増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001290090A JP2003060448A (ja) | 2001-08-20 | 2001-08-20 | １倍以上の利得を持つ入力バッファとしてオペアンプｉｃを使用した電流帰還型増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003060448A true JP2003060448A (ja) | 2003-02-28 |
Family
ID=19112478
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001290090A Pending JP2003060448A (ja) | 2001-08-20 | 2001-08-20 | １倍以上の利得を持つ入力バッファとしてオペアンプｉｃを使用した電流帰還型増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003060448A (ja) |
-
2001
- 2001-08-20 JP JP2001290090A patent/JP2003060448A/ja active Pending
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