JP2002539749A - 電力供給システムおよび電力供給方法 - Google Patents
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Abstract
Description
し、これらの複数の電源から供給される電力が均等化されるものに関する。
れている。図1は1つの負荷に電力を供給する従来技術によるシステム10の構
成図を示す。図1に示すシステムは相互に並列結合された第1および第2電源1
1と12を含む。電源11および12は、電源11と12によって負荷16へ印
加される電圧を調整するために第1および第2フィードバックネットワーク13
と14を使用する。また、各電源11および12は、電源によって負荷16に供
給される電流を監視するために、それぞれの電流感知手段17および18を含む
。各電流感知手段17および18は、関連電源11および12によって荷物16
へ供給される電流を表す電圧を生成する。電流感知手段17および18によって
生成されるこれらの電圧は増幅器15によって比較され、この増幅器は電源11
と12によって負荷16に供給される電流の間の差を表す誤差電圧を提供する。
電源11と12の各々によって負荷16へ供給される電流を実質的に均等化する
ために、この誤差電圧がフィードバックネットワーク13と14へ印加される。
従って、2つの電源11と12からの電力は均等化される。
11と12は、負荷16へ電力を供給するために相互に並列結合される。電源1
1の出力電圧は増幅器U1によって第1基準電圧VREP1と比較され、その結
果として得られる誤差電圧は、第1電源11の出力電圧を調整するために第1電
源11の制御端子へ印加される。同様に、電源12の出力電圧は増幅器U2によ
って第2基準電圧VREP2と比較され、その結果として得られる誤差電圧は、
第2電源12の出力電圧を調整するために第2電源12の制御端子へ印加される
。センス抵抗器R1とその関連増幅器U3は、第1電源11によって負荷16に
供給された電流を表す第1電流センス電圧を提供し、センス抵抗器R2とその関
連増幅器U4は、第2電源12によって負荷16に供給された電流を表す第2電
流センス電圧を提供する。第1電流センス電圧と第2電流センス電圧は増幅器U
5によって比較され、この増幅器U5は電源11と12の各々によって負荷16
へ供給される電流の間の差を表す誤差電圧を提供する。増幅器U5からの誤差電
圧は、電源11と12の各々によって負荷6に供給される電流を均等化するため
に、フィードバックネットワーク13および14へフィードバックされる。増幅
器U5からの誤差電圧は、フィードバックネットワーク14へフィードバックさ
れる前にインバータN1によって反転される。
って負荷16へ供給される電流(ひいては、電力)を均等化するために良好に作動
する。ただし、負荷16へ供給される電流を感知するためにセンス抵抗器R1と
R2および関連回路を使用することは、それによって部品数(即ち、部品の個数)
ならびに当該システムのサイズが増加し、システムの効率が低下するので、不利
である。
ャンセル)する方法は既に知られている。2つの電源を並列結合し、かつ180
度位相のずれた周波数の切り替え手段を2つの電源に備えることによって入力リ
プル電流消去を実施する方法は当該技術分野において既に知られている。図3に
示す従来技術によるシステム20は、この仕方において入力リプル電流の消去を
実施する。システム20は、PWMコントローラ22、FET電力スイッチM1
、インダクタンスL1、整流器D1、及び、フィルタコンデンサC1を備えた第
1昇圧型電力コンバータ21(第1電源)を有する。電力コンバータ21は周知の
仕方で作動するので、ここではこれ以上説明しない。第1電力コンバータ21に
よって負荷26へ供給された電力はフィードバックネットワーク27及びPWM
コントローラ22によって調整され、その出力はFET電力スイッチM1のゲー
ト電極に結合される。フィードバックネットワーク27の抵抗器R3とR4によ
って形成された分圧器は第1電力コンバータ21の出力電圧を分割し、分割され
た出力電圧を増幅器U6の基準電圧VREF3と比較する。次に、増幅器U6か
らの出力電圧は電力イッチM1のオンタイム(ON時間)を調整するために、PW
Mコントローラ22の制御入力に結合される。
インダクタンスL2、整流器D2、及び、フィルタキャパシタG2を備えた第2
昇圧型電力コンバータ23(第2電源)を有する。電力コンバータ23は周知の仕
方で作動するので、ここではこれ以上説明しない。第2電力コンバータ23によ
って負荷26へ供給された電力は、この場合にも、フィードバックネットワーク
27およびPWMコントローラ24によって調整され、その出力はFET電力ス
イッチM2のゲート電極に結合される。同様に、増幅器U6からの出力電圧は、
電力スイッチM2のオンタイムを調整するためにPWMコントローラ24の制御
入力に結合される。
2を流れる電流は三角波形である。固定周波数発振器25はPWMコントローラ
22のクロック入力に直接結合され、かつ、PWMコントローラ22および24
に、180度位相のずれたクロック波形を供給するためにインバータN2を介し
てPWMコントローラ24のクロック入力に結合される。その結果、インダクタ
L1及びL2を流れる三角電流波形は180度ずれることになる。従って、入力
電流の三角成分は消去され、入力電流の直流成分のみが残る。図3の回路は負荷
26への電流または電力の均等化問題を取り扱わない。
,184号「SWITCH MODE POWER SUPPLY WITH
REDUCED NOISE」(低雑音スイッチモード電源)(「‘184特許」)
は、実質的に調波を含まない出力電圧を生成するために共通負荷へ電力供給する
2つのスイッチモード電源の位相およびデューティサイクル制御用位相ロックル
ープについて開示している。位相ロックループは、2つの電源のドライブ信号間
における所要移相(位相シフト)を維持する。一方の電源に関するドライブ信号は
固定周波数で発信する発振器によって供給される。もう一方の電源に関するドラ
イブ信号は固定周波数で発振する電圧制御発振器によって供給される。「‘18
4特許」に開示されている電源は固定周波数電源である。「‘184特許」は、
複数の電源によって供給される負荷電流または電力を実質的に均等化すること、
又は、システムを通過する入力電流のリプル成分を消去(キャンセル)することを
対象としていない。
,079,686号「ENHANCEMENT−MODEZERO−CURRE
NTS WITCHING CONVERTER」(強化モードゼロ電流スイッ
チングコンバータ)(「‘686特許」)は負荷へ電力を送り渡すために一緒に結
合された強化モード電力コンバータのシステムについて開示している。各電力コ
ンバータは関連設定値電圧を持ち、電力コンバータは、最高設定値電圧ひいては
最高電力出力をもつ当該電力コンバータの動作周波数に同期化する。同期化情報
は同期化母線によって電力コンバータに引き渡される。「‘686特許」は、周
波数同期化、ひいては電力コンバータの電力均等化を達成するために、母線を介
して引き渡された設定値電圧についての複雑なシステムについて開示する。位相
検出については開示されない。「‘686特許」は、当該システムを通過する入
力電流の入力リプル成分の消去については扱わない。「‘686特許」に開示さ
れているシステムにおいて使用可能な電力コンバータは、残念ながら、切換え(
スイッチング)周波数と複数の当該コンバータが負荷に引き渡す電力との間に線
形(直線)関係が成立するコンバータに限定される。
の電源を用いて1つの負荷に電力供給するシステム及び方法に関する。或る1つ
の電源が平行接続可能である場合には当該電源からの電流は均等化され、複数電
源が直列接続可能である場合にはこれらの電源の電圧が均等化される。
よって供給される電力と当該電源のスイッチング周波数との間の関係が線形また
は非線形のどちらか、及び、正常または反転のどちらかである複数の電源を使用
可能である。
て嵩張る構成要素の使用を回避する目的で、複数の電源のスイッチング周波数振
をロック(鎖止)するために位相検出の使用を意図する。
る特定の適用例においては、次に示す機能を用いて負荷に電力を供給するシステ
ムを提供することが必要である。即ち、入力電圧波形の範囲全体に亙る良好な電
流配分状態における電源の可変周波数動作および良好な入力電流リプル消去であ
る。
供給する可変周波数電源を利用するシステムを持つことが望ましい。最低限の複
雑性と最低限のコストによってこの種システムを提供するためには、複数の電源
によって負荷に供給される電流(ひいては、電力)を自動的かつ実質的に均等化し
、かつ当該システムを通過する入力電流のリプル成分を消去するために、この種
システムは、複数の可変周波数電源のスイッチング周波数をまとめてロック(鎖
止)するために、位相検出を使用することが望ましい。
び方法を対象とする。本システム及び本方法は、可変周波数電源の各々によって
1つの負荷に供給される電流を自動的かつ実質的に均等化し、かつ当該システム
を通過する入力電流のリプル成分を消去するために位相検出を使用する。
供給するための第1および第2電源を有する。これらの電源においては、それぞ
れの可変スイッチング周波数とこれらの電源が当該負荷に供給する電力との間の
関係が相互に類似する。各電源によって負荷に供給される電力を相互に実質的に
均等化するために、位相検出手段によって第1および第2電源の第1および第2
スイッチング周波数をそれぞれロック(鎖止)する。
入力電力を供給するための第1および第2電源を有する。各々の電源は当該電源
が供給する電力とそのスイッチング周波数との間に或る関係を持つ。この関係は
線形または非線形のどちらか、及び、正常又は逆転のどちらかであっても差し支
えなく、第1電源と第2電源におけるこの種の関係は類似する。電源の各々によ
って電源に供給される入力電力を相互に実質的に均等化するために、位相検出手
段は第1および第2電源の第1スイッチング周波数と第2スイッチング周波数を
それぞれロック(鎖止)する。
が負荷に供給する電力との間に類似した関係を有する第1および第2電源を選択
することによって負荷に電力が供給される。第1および第2電源それぞれの第1
および第2スイッチング周波数は変更される。各々の電源によって負荷に供給さ
れる電力を実質的に均等化するために、位相検出を用いることによってスイッチ
ング周波数は相互にロック(鎖止)される。本発明の更に他の特徴によれば、それ
ぞれの可変スイチング周波数とそれらが電源に供給する入力電力との間に類似し
た関係を持つように第1電源と第2電源を選択することにより、力率補正が電源
に提供される。第1または第2電源それぞれの第1または第2スイッチング周波
数の一方が設定される。各々の電源のスイッチング周波数は、線形または非線形
のどちらか、及び、正常または反転のどちらかであり得る一方の電源によって供
給される電力に対して或る関係を持つ。各々の電源によって電源に供給される入
力電力を実質的に均等化するために、スイッチング周波数は、位相検出探を用い
て、相互にロック(鎖止)される。
号が同じ要素を示す添付図面に関連して以下の記述を読むことにより明白になる
はずである。
る。システム30はそれらの入力端子にまとめて結合され、同一負荷36に電力
を供給する第1および第2電源31と32を含む。電源31と32の各々は、そ
のスイッチング周波数と、それが負荷に供給する電力との間に或る関係を持つ可
変周波数電源である。例えば、各電源31と32は、そのスイッチング周波数と
、それが負荷に供給する電力との間に線形またはの非線形どちらかの関係を持つ
ことがあり得る。同時に、各電源は、そのスイッチング周波数と、それが負荷に
供給する電力との間に、電力とスイッチング周波数が同じ方向に増加または減少
するか、または、電力とスイッチング周波数が逆方向に変化するように直接的な
関係を持つことがあり得る。システム30の電源31と32は、それらのスイッ
チング周波数と、それらが負荷36に供給する電力との間に類似の関係を持つ。
第1および第2電源31と32は、図4に示すように相互に並列結合されるか、
又は、図5に示すように直列結合され得る。説明を簡単にするために、本発明に
ついては、主として図4に示す並列の実施の形態に関して記述することとする。
1および32と関連するフィードバックネットワーク33と34を含む。第1フ
ィードバックネットワーク33は、第1電源31の第1スイッチング周波数fs
w1を変更するために第1電源31の出力電圧の一部分を第1電源31の制御端
子CTRLへ結合し、これによって、第1電源31により負荷36に供給される
電力を調整する。同様に、第2フィードバックネットワーク34は、第2電源3
2の第2スイッチング周波数fsw2を変更するために第2電源32の出力電圧
の一部分を第2電源32の制御端子CTRLへ結合し、それによって、第2電源
32により負荷36に供給される電力を調整する。
35は第1電源31の第1スイッチング周波数振動数fsw1と第2電源32の
第2スイッチング周波数fsw2の間の差を表す誤差信号を提供する。第1スイ
ッチング周波数fsw1は第1電源31の端子から結合され、位相検出手段35
の入力端子へ印加される。同様に、第2スイッチング周波数fsw2は第2電源
32の端子から結合され、位相検出手段35の別の入力端子へ印加される。位相
検出手段35によって提供される誤差信号はフィードバックネットワーク33お
よび34に結合される。その結果として、第1および第2スイッチング周波数f
sw1及びfsw2は相互にロック(鎖止)される。
らが負荷に供給する電力との間の関係が相互に類似しているので、第1電源31
によって負荷36に供給される電力は、第2電源32によって負荷36に供給さ
れる電力に実質的に等しい。図4に示す本発明の実施の形態において、電源31
と32は相互に並列結合され、従って、負荷36には同じ電圧を印加するので、
第1および第2電源31と32によって負荷36に供給される電力の実質的な均
等化は電源31と32の各々によって負荷36に供給される電流は実質的に均等
化されることを意味する。図5に示す本発明の実施の形態において、電源31と
32は相互に直列結合され、、従って、負荷36に同じ電流を供給するので、第
1および第2電源31と32によって負荷36に供給される電力の実質的な均等
化は電源31と32の各々によって負荷36に供給される電圧が実質的に均等化
されることを意味する。
源は電力コンバータである。システム30は第1および第2可変周波数電力コン
バータ37及び38、増幅器U7及びU8、位相検出器35及びインバータN3
を有する。電力コンバータ37と38は、負荷36にDC電力を供給するために
相互に並列結合される。増幅器U7は、第1電力コンバータ37によって負荷に
印加される電圧を調整するために、第1電力コンバータ37によって供給される
出力電圧と基準電圧VREF4の間の差を表すフィードバック電圧を提供する。
増幅器U7によって供給されるフィードバック電圧は、スイッチング周波数、ひ
いては、第1電力コンバータ37によって供給される電力を制御するために、第
1電力コンバータ37のVCO−IN端子において電圧制御発振器に印加される
。位相検波手段35と第1電力コンバータ37の電圧制御発振器は一緒に位相ロ
ックループを形成する。この位相ロックループの帯域幅は、増幅器U7によって
第1電力コンバータ37の出力からのVCO−IN端子へ供給されるフィードバ
ックループの帯域幅よりも大きいか又はこれに等しい。
圧を調整するための、第2電力コンバータ38によって供給される出力電圧と基
準電圧VREF5との間の差を表すフィードバック電圧を提供する。増幅器U8
によって供給されるフィードバック電圧は、スイッチング周波数、ひいては、第
2電力コンバータ38によって供給される電力を制御するために、第2電力コン
バータ38のVCO−IN端子において電圧制御発振器に振動発生機に印加され
る。位相検波手段35と第2電力コンバータ38の電圧制御発振器は一緒に位相
ロックループを形成する。この位相ロックループの帯域幅は、増幅器U8によっ
て第2電力コンバータ38の出力からVCO−IN端子へ供給されるフィードバ
ックループの帯域幅よりも大きいか又はこれに等しい。
周波数振fsw1及びfsw2は、それぞれの電力コンバータ37及び38の端
子VCO−OUTにおいて入手可能であり、入力として位相検出手段35へ結合
される。電力コンバータ36と37によって負荷6に供給される出力電力におけ
るあらゆる差は第1及び第2スイッチング周波数fsw1とfsw2における差
に帰着し、位相検出手段35への入力における第1スイッチング周波数fsw1
と第2スイッチング周波数fsw2との間に連続的な位相シフト変化を生じさせ
る。位相検出手段35は当該手段の入力における信号の位相差の関数である誤差
電圧を提供する。従って、位相検出手段35はその入力端子における第1スイッ
チング周波数fsw1と第2スイッチング周波数fsw2との間の差を検出し、
第1及び第2コンバータ37及び38の第1スイッチング周波数fsw1及び第
2スイッチング周波数fsw2を一緒にロックし、それによって、電力コンバー
タ37および38の各々によって負荷6に供給される電力を実質的に均等化する
ために増幅器U7及びU8によって供給される電圧と合計される誤差電圧を提供
する。位相検出手段35からの誤差電圧は、増幅器U8の出力電圧と合計される
以前にインバータN3によって反転される。再び、電力コンバータ37及び38
は一緒に並列結合され、それぞれのスイッチング周波数と、それらが負荷36に
供給する電力との間に同様の関係を持つので、電力コンバータ37と38各々に
よって負荷36に供給される電流は、位相検出手段35の作用によって実質的に
均等化される。
いて、位相検出手段35によって生成される誤差信号は第1電力コンバータ37
のみに供給される。位相検出手段35からの誤差電圧は抵抗器R5を介して増幅
器U9の非反転入力に結合される。その結果、第1電力コンバータ37の第1ス
イッチング周波数fsw1は、第2電力コンバータ38の第2スイッチング周波数
振動数fsw2にロック(鎖止)される。従って、第1電力コンバータ37は、「
マスタ」第2電力コンバータ38に対して「スレーブ」関係にある。当該技術分
野における通常の当業者にとっては、第2電力コンバータ38の第2スイッチン
グ周波数fsw2は、前述した場合の代りに、第1電力コンバータ37の第1ス
イッチング周波数fsw1にロックすることが可能であり、従って、第2電力コ
ンバータ38は「マスター」第1電力コンバータ37に対して「スレーブ」関係
にあることが明白なはずである。
て示す。電力を負荷46に引き渡すシステム40は、可変周波数コントローラ4
2およびその関連第1電力段階48を含む第1電源41を有する。第1電源41
によって負荷46に供給される電力は、フィードバックネットワーク47および
第1可変周波数コントローラ42によって調整される。システム40は、更に、
可変周波数コントローラ44およびその関連第2電力段階49を含む第2電源4
3を有する。第2電源43は第1電源41に並列結合される。第2電源43によ
って負荷46に供給される電力も、フィードバックネットワーク47および第2
可変周波数コントローラ44によって調整される。
力との間に或る関係を持つ可変周波数電源である。例えば、各電源41及び43
は、そのスイッチング周波数と、それが負荷に供給する電力との間に線形または
非線形どちらかの関係を持つ。同時に、各電源は、そのスイッチング周波数と、
それが負荷に供給する電力との間に正常な関係を持つことも可能であり、その場
合には、電力とスイッチング周波数は同じ方向に増減し、又は、反転関係をもつ
場合には、電力とスイッチング周波数は反対方向に変化する。システム40の電
源41と43は、それぞれのスイッチング周波数と、それらが負荷46に供給す
る電力との間に類似した関係を持つ。
2によって供給されるドライブ波形は位相検出手段45の入力端子にも供給され
る。第2電源43における第2可変周波数コントローラ44によって供給される
ドライブ波形は、位相検出手段45の別の入力端子に供給される以前にインバー
タN4によって反転される。第1可変周波数コントローラ42のドライブ波形と
、第2可変周波数コントローラ44の反転されたドライブ波形との間の位相差を
表す位相検出手段45によって供給される誤差信号は、可変周波数コントローラ
42及び44によって供給されるドライブ波形の周波数f1及びf2と一緒にロ
ックするために、フィードバックネットワーク47によって供給されるフィード
バック電圧Vfと共に合計され、同時に、2つのドライブ波形が相互に実質的に
180度だけ位相がずれた状態を維持する。
源41及び43は、それぞれのスイッチング周波数と、それらが負荷46に供給
する電力との間の類似した関係を持つので、各々の電源41及び43によって負
荷46へ供給される電力は実質的に等しいはずである。電源41と43は一緒に
並列結合されているので、電源41及び43によって負荷46に供給される電流
は実質的に等しいはずである。2つの波形の間の位相差の結果として、システム
によって引かれる入力電流Iの三角成分が消去され、入力電流の直流成分のみが
残されるはずである。
チモード電源用に力率補正(PFC)フロントエンドを供給するために有利に使用
される。図9は、力率補正のために使われる図8のシステムの実施の形態を示す
。力率補正フロントエンドの目的は、交流入力電圧VMAINSに比例するスイ
ッチモード電源用入力電流を達成することにある。例えば交流入力電圧VMAI
NSの波形が正弦波であれば、力率補正フロントエンドは、波形が同じく正弦波
であるような入力電流を通過させる。
モード電源を表す。交流入力電圧VMAINSは、第1及び第2電力コンバータ
51及び53へ直流入力電圧を供給するためにブリッジ整流器VR1によって整
流される。システム50において、全ての力率補正フロントエンドを備えるもの
とした場合、交流入力電圧VMAINSの周波数は第1および第2電力コンバー
タ51及び53のスイッチング周波数より低い。第1および第2電力コンバータ
51及び53はそれぞれ昇圧型にDC‐DC電力コンバータを使用する。この場
合、前記コンバータにおけるそのスイッチング周波数と、それが負荷に供給する
電力との間の関係は非線形および反転の両方である。第1電力コンバータ51は
可変周波数PFCコントローラ52、インダクタL3、PET電力スイッチM3
、整流器D3、及び、フィルタキャパシタC3を含む。第2電力コンバータ53
は可変周波数PFCコントローラ54、インダクタL4、FET電力スイッチM
4、整流器D4、及び、フィルタキャパシタC4を含む。現時点において好まし
い実施の形態において、昇圧型電力コンバータ51及び53は、連続および不連
続導通モードのエッジにおいて作動し、この場合、電力コンバータ51及び53
は可変周波数型であることが必要である。昇圧型電力コンバータ51及び53の
運転については、当該技術分野における通常の当業者にとって周知であるので、
ここではこれ以上記述しない。
ドライブ波形を供給する可変周波数PFCコントローラ52及び54は、第1お
よび第2電力コンバータ51及び53によって負荷56に結合されたスイッチモ
ード電源への入力電流を交流入力電圧VMAINSに比例する状態に維持するた
めに、それらの各ドライブ波形の周波数f1及びf2を瞬間的入力電圧VMAI
NSの関数として変更する。電力コンバータ51及び53の直流出力電圧は、抵
抗器R9及びR10によって形成された分圧器によって分割され、分割された電
圧は、第1及び第2可変周波数PFCコントローラ52及び54に結合されるフ
ィードバック電圧を提供するために、増幅器U12によって基準電圧VREF9
に対して比較される。
イブ波形は位相検出手段55の入力端子にも印加される。位相検出手段55は、
周波数f1とf2のドライブ波形の間の周波数および位相差を表す誤差信号を供
給する。ループフィルタ58は、フィードバックネットワーク58に対して所要
周波数応答を供給するために、フィードバックネットワーク58の周波数応答を
整形する。誤差信号は、フィードバックネットワーク57によって供給されるフ
ィードバック電圧と合計され、第1及び第2可変周波数PFCコントローラ52
及び54へ結合される。従って、位相検出器55は可変周波数PFCコントロー
ラ52及び54の各々を備えた個別位相ロックループを形成する。これらの位相
ロックループの帯域幅は交流入力電圧VMAINSの周波数よりかなり大きい。
55の作用により同一周波数にロックされる。その結果として、両方の電力コン
バータ51と53は、それぞれのスイッチング周波数と、それらが負荷56に供
給する電力との間の関係が類似しているので、昇圧型電力コンバータ51及び5
3の各々によってスイッチモード電源に供給される電力は実質的に均等化される
。電力コンバータは一緒に並列結合されるので、電力コンバータ51および52
によって供給される電流は実質的に均等化される。次に、位相検出手段55は可
変周波数コントローラ52および54によって供給されるドライブ波形が実質的
に180度だけ位相がずれるように調整するので、当該システムを通過する入力
電流Iのリプル成分は実質的に消去される。
はこれらの精密な実施の形態に限定されないこと、及び、当該分野における通常
の当業者によれば、添付特許請求の範囲において定義された本発明の範囲および
趣旨から逸脱することなしに、種々様々な変更および改変が実施可能であること
を理解されたい。
である。
成図である。
図である。
図である。
図形式において示す図である。
成図および結線図形式において示す図である。
1電源、32 第2電源、33、34 フィードバックネットワーク、35,4
5,55 位相検出手段、36 負荷、37 第1(可変周波数)電力コンバータ
、38 第2(可変周波数)電力コンバータ、42、44 可変周波数コントロー
ラ、48 第1電力段、49 第2電力段、52、54 可変周波数PFCコン
トローラ、58 ループフィルタ。
Claims (32)
- 【請求項1】 負荷に電力を供給するシステムであって、 前記負荷に電力を供給する第1および第2電源であって、前記電源が前記電源
の可変スイッチング周波数と前記電源によって前記負荷へ供給される電力との間
に類似した関係を持つものと、 各電源によって前記負荷に供給される電力を相互に実質的に均等化するために
前記第1および第2電源それぞれの第1および第2スイッチング周波数をロック
するための位相検出手段と、 を有する電力供給システム。 - 【請求項2】 前記位相検出手段によって生成される誤差信号が前記第1お
よび第2電源の一方に結合される請求項1に記載のシステム。 - 【請求項3】 前記位相検出手段が前記第1および第2電源の前記一方の前
記スイッチング周波数を前記第1および第2電源のもう一方のスイッチング周波
数にロックする請求項2に記載のシステム。 - 【請求項4】 前記誤差信号も反転されて前記第1および第2電源のもう一
方に結合される請求項2に記載のシステム。 - 【請求項5】 前記第1および第2電源が相互に並列結合される請求項1に
記載のシステム。 - 【請求項6】 前記位相検出手段が前記第1および第2周波数を相互にロッ
クして前記第1および第2電源の各々によって前記負荷へ供給される電流を実質
的に均等化する請求項5に記載のシステム。 - 【請求項7】 前記第1および第2スイッチング周波数の位相が実質的に1
80度ずれている請求項6に記載のシステム。 - 【請求項8】 前記第1および第2電源に供給される入力電流のリップル電
流成分が実質的に消去される請求項7に記載のシステム。 - 【請求項9】 前記第1および第2電源が相互に直列結合される請求項1に
記載のシステム。 - 【請求項10】 前記第1および第2電源の各々によって前記負荷へ供給さ
れる電圧を実質的に均等化するために前記位相検出手段が前記第1および第2周
波数を相互にロックする請求項9に記載のシステム。 - 【請求項11】 前記電源によって供給される出力電圧を調整するための前
記第1および第2電源の各々に関するフィードバックループと、 位相ロックされたループを提供するために前記位相検出手段に結合された電圧
制御発振器であって、前記位相ロックされたループの帯域幅が前記フィードバッ
クループの帯域幅より大きいか又はこれに等しいものと、 をさらに有する請求項1に記載のシステム。 - 【請求項12】 電力源に力率補正を提供するシステムであって、 前記電力源に入力電力を供給する第1および第2電源であって、前記電源の各
々が前記電源によって供給される電力と前記電源のスイッチング周波数との間に
或る関係を持ち、前記関係は線形または非線形のどちらか、及び、直接または反
転のどちらであっても差し支えなく、前記第1および第2電源が類似のこのよう
な関係を持つものと、 前記電源の各々により前記電源に供給される入力電力を相互に実質的に均等化
するために前記第1および第2電源それぞれの第1および第2スイッチング周波
数をロックする位相検出手段と、 を有する電力供給システム。 - 【請求項13】 位相ロックされたループを提供するために前記位相検出手
段に結合された電圧制御発振器をさらに有し、前記位相ロックループの帯域幅が
前記第1および第2電源への入力信号の周波数より著しく大きい請求項12に記
載のシステム。 - 【請求項14】 前記電源の各々が前記電源によって供給される電力と前記
電源のスイッチング周波数との間に或る非線形関係を持つ請求項13に記載のシ
ステム。 - 【請求項15】 前記電源の各々が前記電源によって供給される電力と前記
電源のスイッチング周波数との間に或る反転関係を持つ請求項14に記載のシス
テム。 - 【請求項16】 前記電源の各々が昇圧コンバータを有する請求項15に記
載のシステム。 - 【請求項17】 負荷に電力を供給する方法であって、 前記電源の可変スイッチング周波数と前記電源によって前記負荷に供給される
電力との間の類似した関係を持つ第1電源と第2電源を選択するステップと、 それぞれ前記第1および第2電源の第1および第2スイッチング周波数の少な
くとも一方を変更するステップと、 前記電源の各々によって前記負荷に供給される電力を実質的に均等化するため
に、位相検出を用いて、前記スイッチング周波数を相互にロックするステップと
、 を含む電力供給方法。 - 【請求項18】 前記ロックするステップにおいて、 誤差信号を生成するステップと、 前記第1および第2電源の一方に前記誤差信号を結合するステップと、 を含む請求項17に記載の方法。
- 【請求項19】 前記第1および第2電源の前記一方のスイッチング周波数
を前記第1および第2電源のもう一方のスイッチング周波数にロックするステッ
プをさらに含む請求項18に記載の方法。 - 【請求項20】 前記誤差信号を反転し、かつ前記第1および第2電源のも
う一方に結合するステップをさらに含む請求項18に記載の方法。 - 【請求項21】 前記第1電源と第2電源を並列結合するステップをさらに
含む請求項17に記載の方法。 - 【請求項22】 前記ロックするステップにおいて、前記第1および第2電
源によって前記負荷へ供給される電流を実質的に均等化するために前記第1およ
び第2周波数を相互にロックするステップを含む請求項21に記載の方法。 - 【請求項23】 前記第1と第2スイッチング周波数を相互に実質的に18
0度位相ずれするように設定するステップをさらに含む請求項22に記載の方法
。 - 【請求項24】 前記第1および第2電源に供給される入力電流のリプル電
流成分を実質的に消去するステップをさらに含む請求項23に記載の方法。 - 【請求項25】 前記第1電源と第2電源を直列結合するステップをさらに
含む請求項17に記載の方法。 - 【請求項26】 前記ロックするステップにおいて、前記第1および第2電
源によって前記負荷へ供給される電圧を実質的に均等化するために前記第1と第
2周波数を相互にロックするステップを含む請求項25に記載の方法。 - 【請求項27】 誤差信号を生成するステップと、 位相ロックループを提供するために前記第1および第2電源の少なくとも一方
の可変周波数コントローラへ前記誤差信号を結合するステップと、 その帯域幅が前記位相ロックループの帯域幅未満であるか又はこれに等しいフ
ィードバックループを用いて、前記電源によって供給される出力電圧を調整する
ステップと をさらに含む請求項17に記載の方法。 - 【請求項28】 電力源へ力率補正を提供する方法であって、 前記電源のスイッチング周波数と前記電源によって前記電力源に供給された入
力電力との間の類似した関係を持つ第1電源と第2電源を選択するステップと、 前記第1および第2電源それぞれの第1および第2スイッチング周波数の少な
くとも一方を設定するステップであって、前記スイッチング周波数がそれらのそ
れぞれの電源によって供給された電力に対して線形または非線形のどちらか、及
び、直接または反転のどちらかであっても差し支えない関係を持つものと、 前記電源の各々によって前記電力源に供給された入力電力を実質的に均等化す
るために、位相検出を用いて、前記スイッチング周波数を相互にロックするステ
ップと、 を含む電力供給方法。 - 【請求項29】 前記ロックするステップにおいて、 誤差信号を生成するステップと、 位相ロックループを提供するために、可変周波数コントローラへ前記誤差信号
を結合するステップと、 前記第1および第2電源への入力信号の周波数よりかなり大きい帯域幅である
ように前記位相ロックループの帯域幅を設定するステップと を有する請求項28に記載の方法。 - 【請求項30】 前記設定するステップが非線形である前記関係に従って実
施される請求項29に記載の方法。 - 【請求項31】 前記設定するステップが前記反転関係に従って実施される
請求項30に記載の方法。 - 【請求項32】 前記選択するステップが第1および第2昇圧コンバータを
選択するステップを有する請求項31に記載の方法。
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