JP2002524907A - ドップラー訂正されたスペクトラム拡散整合フィルタ - Google Patents
ドップラー訂正されたスペクトラム拡散整合フィルタInfo
- Publication number
- JP2002524907A JP2002524907A JP2000568197A JP2000568197A JP2002524907A JP 2002524907 A JP2002524907 A JP 2002524907A JP 2000568197 A JP2000568197 A JP 2000568197A JP 2000568197 A JP2000568197 A JP 2000568197A JP 2002524907 A JP2002524907 A JP 2002524907A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- complex
- doppler
- code
- square root
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
- H04B1/7093—Matched filter type
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0046—Open loops
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Abstract
Description
するのに適したドップラー訂正を持つスペクトラム拡散整合フィルタに関する。
イングのような狭帯域変調技術を使用してきた。そうしたシステムを使用するこ
とで、受信機での復調が比較的少量の回路で実現できる可能性がある。しかし、
そうしたシステムは、マルチパス・フェージングおよび狭帯域雑音を含むいくつ
かの問題に苦しんでいる。
送信機で疑似雑音符号(PN符号)により拡散され、PN符号とデータは、マル
チパス・フェージングおよび狭帯域雑音の悪影響が低減されるように、受信機で
同期させられる。スペクトラム拡散通信システムの特徴は、無線および衛星通信
リンクの国際的妨害と戦ったり、そうした送信された信号の検出を難しくするた
めに、軍隊によって使用されてきた。したがって、スペクトラム拡散通信システ
ムは二相データの無線周波数送信の有望な技術として、注目を集めてきた。
」と呼ばれる。チップ・シーケンスの二相記号はチップと呼ばれる。また、送信
機と意図された受信機が共に同じチップ・シーケンスを利用できると仮定してい
る。
広帯域にわたって、従来の狭帯域送信信号の搬送波周波数をシフトするために、
チップを使用する。通常、チップ・レートがデータ・レートより相当高いような
、直接シーケンス拡散と呼ばれる、別の普通の技術は、チップ・シーケンスによ
って従来の狭帯域信号を直接に乗け算する。これら普通のスペクトル拡散技術の
両方において、従来の狭帯域通信信号は周波数変調されるか、または、チップ・
シーケンスにより直接に乗け算される搬送波と見なされる。1つのシステムの中
でこれら2つのベース型を組み合わせたものを含む他の型のスペクトル拡散シス
テムが存在する。
拡散信号は、同じ周波数および時間間隔において1つ以上の送信信号を可能にす
ることもあり得る。この技術は、符号分割多重アクセス(CDMA)と呼ばれる
。直接シーケンスCDMA(DS−CDMA)の1つの適用例は、受信機に時間
と位置データを放送するために、DS−CDMAを使用する全世界測位システム
(GPS)で、受信機はそうした信号を位置および航行情報を決定するために使
用する。
.Omura、Robert A.ScholzおよびBarry K.Lev
itt著「Spread Spectrum Communications」
、Volume I、IIおよびIII、Rockville、Md.:Com
puter Science Press、1985において示されている。以
下の文献、Robert A.Scholtz著「The Origins o
f Spread−spectrum Communications」、IE
EE Transactions on Communications、CO
M−30、pp.822−854、May 1982、Robert A.Sc
holtz著「Notes on Spread−spectrum Hist
ory」、IEEE Transactions on Communicat
ions、COM−31、pp.82−84、January 1983および
Robert Price著「Further Notes and Anec
dotes on Spread Spectrum Origins」、IE
EE Transactions、COM−31、pp.85−97、Janu
ary 1983も参照されたい。
するために、広いスペクトル幅を持つPN符号により拡散されるため、受信側で
生成された復調PN符号を送信側で生成された変調PN符号と同期させる必要が
ある。適切な位相同期は、通常、受信されたスペクトル拡散信号が、その拡散す
るPN符号パターン位置とチップ生成のそのレートの両方に正確に時間合わせさ
れる時、達成される。位相同期工程は、通常、同期位相を見つける初期同期化工
程と検出された位相を追跡する工程の2つの段階で実現される。初期同期を得る
公知の技術は、アナログとディジタル両方の移動相関器、整合フィルタおよび他
のデバイスに依存する。
たPN符号を持つスペクトラム拡散信号を受信する無線周波数(RF)部を含む
。受信機は、受信されたスペクトラム拡散信号を中間周波数(IF)信号に変換
する。同位相変換器および直交位相変換器は、IF信号を同位相(I−チャンネ
ル)拡散信号と直交位相(Q−チャンネル)拡散信号に変換する。PN符号同期
デバイスは、参照PN符号を、受信されたPN符号と同期させ、たとえば、整合
フィルタに基づいて一対の相関器または追跡ループを用いて、2つの符号を精密
な同期状態に維持することによって、スペクトラム拡散信号から変調された受信
PN符号を逆拡散する。データ復調器は、スペクトラム拡散信号を元のベースバ
ンド信号に復調する。整合フィルタの使用は、局所的に生成されたPN符号と受
信されたPN符号の間に比較的大きな初期誤差があっても、送信された符号化信
号が比較的に速く収集される点に利点がある。
信サンプルの1つのセットを用いて、複数送信機からの信号を受信するために使
用される。しかし、各信号は、異なるPN符号および異なるドップラー・シフト
量を持つ。受信機サンプルが整合フィルタに格納される前にドップラー訂正され
れば、新たな信号サンプルまたは新たなドップラー訂正サンプルのいずれかが、
受信される各所望信号に対して生成され、また、使用されなければならない。こ
れにより、整合フィルタが使用されるレートが低減され、また、フィルタ負荷工
程により、受信機の電力消費が増加する。
ペクトラム拡散受信機、特に、低電力で高速な受信機を有することが有益であろ
うということを判断した。本発明はこのようなシステムを提供する。
つスペクトラム拡散整合フィルタを含む。一態様において、本発明は、ドップラ
ー訂正を持つスペクトラム拡散整合フィルタを実装する回路を含み、その回路は
、符号信号に対してドップラー・シフト訂正され、相関される複素信号の入力サ
ンプルを受信し、格納するように構成された格納回路と、ドップラー・シフト訂
正値を生成するドップラー・シフト発生器と、格納回路とドップラー・シフト発
生器に接続され、入力サンプルの少なくとも一部とドップラー・シフト発生器か
らのドップラー・シフト訂正値を混合する複素ミキサと、複素ミキサと符号信号
入力に接続され、入力サンプルの混合された部分と符号信号の現在の符号位相と
の複素積を計算する複素積生成回路と、複素積生成回路に接続され、計算された
複素積を現在の複素積分値として合計する合算回路と、合算回路に接続され、現
在の複素積分値の二乗の和の平方根の値を計算する平方根回路とを含み、各平方
根の値がある大きさおよび関連する符号位相を有し、平方根回路に接続され、複
数の計算された平方根の値を処理する出力処理回路とを含み、最大の大きさを持
つ計算された平方根の値の符号位相と大きさが、入力サンプルとドップラー・シ
フトに対して訂正された符号信号の間の相関を示す。
整合フィルタにおける処理に組み込める、単純なブール結合に帰着させることで
ある。利点は、(1)整合フィルタのより高速な使用とその結果としての速い信
号の収集および(2)ロード信号および/またはドップラー訂正値に対するクロ
ックが減ぜられることによる低電力消費である。特に、受信されたサンプルは、
格納されながら、公称または平均ドップラー・シフトに局所発信誤差を加えたも
のに対してドップラー訂正される。残りのドップラー・シフトはかなり小さく、
各整合フィルタ・タップに対して、比較的少数のドップラー・オフセットを処理
ロジックに組み込むことにより、除去できる。このことにより、ドップラー・シ
フトがほとんど瞬時に変更されるため、時間の節約になる。このことにより、新
たな信号またはドップラー信号が整合フィルタにシフトされたり、または、走査
されたりする必要がないため、電力の節約になる。
の中で述べられる。本発明の他の特徴、目的および利点は、説明および図および
請求項から明らかになるであろう。
つスペクトラム拡散整合フィルタ(MF)を含む。本発明の好ましい実施形態は
、特に、GPS無線周波数受信機に使用されるのに適している。MFサブシステ
ムは2つの主要な用途に役立つ。通常の航行の用途において、以下で述べられる
MFサブシステムは、信号処理追跡ループが、GPS衛星に対して事前位置決め
データを直接に収集できるように符号位相情報を出力できる。したがって、MF
サブシステムは、再収集および反マルチパス動作を維持する必要がある時に使用
されてもよい。単一固定用途において、MFサブシステムは、信号処理チャネル
が使用されない要求されたデータのみを提供できる。本発明は、また、他のスペ
クトラム拡散無線受信機とともに使用されてもよい。
の概略アーキテクチャを示す。こうしたシステムは、通信または航行用途のよう
な種々の情況で利用されてもよい。説明される実施形態において、ドップラー訂
正された整合フィルタ・サブシステム1は、従来のスペクトラム拡散無線周波数
(RF)受信機部2および信号プロセッサ3に接続される。説明される整合フィ
ルタ・サブシステム1は、命令を受信する外部バス4に対するインタフェース(
たとえば、搬送命令レジスタ・セット5aまたは/および符号命令レジスタ・セ
ット5bにおいて)を有し、出力結果を提供する。説明される整合フィルタ・サ
ブシステム1は、受信機システムに集積されるか、または、別個のデバイスを構
成してもよい。
号に変換し、そして、IF信号を同位相I信号と直交位相Q信号6に変換する。
説明される実施形態において、IおよびQ信号は、それぞれ−1、0、+1の範
囲の2bitの2値を表す。RF受信機部2は、整合フィルタ・サブシステム1
に対してクロック信号8を提供する。GPS DS−CDMAシステムにおいて
、基本周波数F0は、10.23MHzである。この基本周波数は、整合フィル
タ・サブシステム1に接続される、周波数F0*137/128(約11MHz
)を持つクロック信号8に変換される。信号プロセッサ3は、RF受信機部2か
らIおよびQ信号6とクロック信号8を受信し、公知の方法で、制御信号をRF
受信機部2へ結合させる。
r Systemsから利用できる「Gemini/Pisces Monop
ack」R673213集積回路であってもよい。信号プロセッサ3は、たとえ
ば、Rockwell Semiconductor Systemsから利用
できる「Scorpio」11577−11集積回路であってもよい。
力サンプル・ストリームを受信し、サンプリング・レートを低減し、20ms分
の結果のサンプルを格納する。説明される仕組みは、データ・サンプリング・レ
ートを約2.046MHzに低減し、3レベルのIサンプルと3レベルのQサン
プルで表される複素サンプルを格納する。サンプリング・レート低減の一部とし
て、受信されたサンプルは、F0/8 IF周波数と周波数標準で評価された誤
差またはドップラー・シフトによる任意の所望オフセット周波数とを加えた周波
数を除去するために、複素混合工程に送られる。サンプルが収集される20ms
の期間は、T20エポックで始まるため、整合フィルタ・サブシステム1により
出力される相関値は種々の信号処理チャンネルの符号位相設定とタイミング良く
関連させられる。特に、整合フィルタ・サブシステム1は、格納されたサンプル
を複数回使用して、PN符号とドップラー・シフトのいくつかの結合と受信され
たサンプルとの間の相互相関値を計算する。これらの操作の結果は、外部バス4
を介して、(信号プロセッサ3の一部である)マイクロプロセッサ制御器へ供給
される。
入力された11MHzクロック信号8から44MHzクロック信号14を生成す
る。44MHzクロック信号14は、IおよびQ信号6を再サンプリングするた
めに、第一ラッチ16に印加される。再サンプリングされた44MHzデータは
第二ラッチ18に印加される。44MHzクロック信号14は、2F0(20.
46MHz)、F0/8(1.28MHz)および局所20msエポック・マー
カ・クロックT20の出力周波数を生成する周波数発生器20に印加される。
別法としては、局所T20クロックと入力同期参照T20_Syncの間のオフ
セットは、44MHzクロック信号14に対して、比較器22で計測される。比
較器22はバス4上にT20オフセット計測出力信号を供給する。
ンネルと同様な方法で、符号周波数の数値制御発信器(NCO)および発生器2
4から生成された2F0(20.46MHz)で再サンプリングされる。搬送波
周波数NCOおよび発生器26は、乗算器28を通して、IF周波数F0/8と
評価された周波数誤差とを加えた周波数で第二ラッチ18の出力を複素乗算する
ために使用される。説明される複素乗算は、従来の信号処理チャンネルで使用さ
れるのと同じ7レベル・混合を使用するのが好ましい。その結果、−3〜+3の
IおよびQ信号のそれぞれに対する出力範囲は、6bitで表される。混合段の
出力は、信号の帯域をフィルタ30の下流の第三ラッチ34のサンプリング・レ
ートのせいぜい2倍に制限するために、随意選択のアンチエリアシング・フィル
タ30に印加できる。好ましい実施形態において、フィルタ30は、フィルタ3
0への20入力サンプルの移動平均を提供する。
ータ量を低減するために、2値の範囲を、−1、0、+1に制限し、それぞれI
およびQ信号を2bitで表す制限器32に印加される。制限され、混合された
信号は、信号サンプルの20msに対して格納される必要のあるデータ量を低減
するために、第三ラッチ34を通して符号周波数NCOおよび発生器24からの
F0/5(2.046MHz)クロックで再サンプリングされる。符号周波数N
COおよび発生器24は、(以下で詳細に述べられる)整合フィルタ・プロセッ
サ40へ所望のPN符号(チップ)を提供するために使用される。
より、NCO/ミキサにおける正味の周波数シフトとNCO/サンプラにおける
搬送波と符号の両方に対するドップラー・シフトの独立した訂正が可能になる。
性能の低下となる。別法の実施形態において、そうした処理は、必要でないかも
しれないし、望ましくないかもしれない。
ムのブロック図である。この実施形態において、入力のIおよびQ信号6は、第
一ラッチ16を通してF0で再サンプリングされ、5レベル混合が行われる。制
限が第三ラッチ34後に起こるものとして示されている。別の方法が破線輪郭で
示されており、第三ラッチ34により再サンプリングするよりむしろ、2つの合
算レジスタ36a、36bによるフィルタリング操作の使用により、サンプリン
グ・レートが10分の1に減ぜられる。このフィルタリング機構は、比較的実装
が簡単だが、半チップ期間(20よりむしろ10サンプル)にマッチするのみで
あるため、次善の策であると考えられる。
の前に示されるフィルタリングは最高の性能を出すためにかなり重要である。そ
れがないと、3〜4dBオーダーの性能損失が存在する。提案されたフィルタリ
ングの代替方法はこの損失のほとんどを回避する。図1の議論で提案されたチッ
プ整合フィルタは、チップ波形により良くマッチしているため、最適フィルタに
より近い。そして、フィルタリングの正味の効果は、前もって適切な帯域幅制限
を行うことのないサンプリング・レート低減による損失を避けながら、サンプリ
ング・レートの低減、同様に、より小さなサンプル格納RAMを可能にすること
である。
めに、整合フィルタ・プロセッサ40に格納される。図3は、本発明によるドッ
プラー訂正された整合フィルタ・プロセッサ40の一実施形態のブロック図であ
る。説明される例において、サンプルは、直列−並列変換器42により変換され
、サンプルRAM44に格納されるものとして示される。妥当な選択は、16b
it幅RAMであろう。4bit(複素)入力サンプルの時、データは、各16
bitワードに対して4サンプルとして格納される。
RAM44に格納される。しかし、好ましい実施形態において、データは、GP
S PN符号の期間に対応して、1ms区分で処理される。各1ms期間は、2
046 4bit(複素)信号サンプルと1023 PN符号チップまたはPN
符号チップ当たり2受信サンプルを持つであろう。PNチップは、PN符号レジ
スタ46に直列にロードされてもよい。ローディング工程は、新たなPN符号が
要求される時点で要求されるだけである。RAM44からの各1ms区分は、処
理されようとする時、ドップラー・シフト回路により事前に乗算され、信号サン
プル・レジスタ48に格納される。ドップラー・シフト回路は、ドップラー発生
器50と複素ミキサ52から成る。
ロック図である。ドップラー発生器50は、加算器50−2に結合されたレジス
タ50−1、累算レジスタ50−2および状態機械50−4を含む。図4bは、
図4aに示される状態機械50−4の状態機械図である。発生器の出力は、複数
レベル(たとえば、3レベル)量子化複素位相器(cosine+j*sine
)である。位相は、45°に量子化される。動作時、所望のドップラー値がバス
を通ってレジスタ50−1に書き込まれる。その大きさは、4複素サンプルを含
むワードがサンプルRAM44から読み出されるのと同じレートで、アキュムレ
ータ50−3に加算される。アキュムレータ50−3がオーバーフロー状態を持
つ時はいつでも、状態機械50−4は、サインbitの値に依存して、ひとつの
状態だけ、進むか、または、戻される。オーバーフロー状態は、蓄積されたドッ
プラーの45°を表す。代替の実施形態において、ドップラー発生器50は、事
前に計算されて格納されたドップラー・シフト訂正値を持つルックアップ・テー
ブル(たとえば、ROMに)であってもよい。
程混合は符号スペクトラムをゼロ周波数オフセットにシフトさせる。図3におい
て、混合は、比較的小さな量、大雑把に8000Hzの範囲にわたってスペクト
ラムをシフトさせる。こうして、1023サンプルの1ms区分において、せい
ぜい8周期の複素局所発振誤差が存在する。
波数範囲は、入力サンプルの基本的な信号対雑音比およびこの値に関してどれほ
どの余裕があるかに依存する。特に、整合フィルタにおいて許されるドップラー
訂正上の制限は、PN符号のドップラー・シフトによって許容される実装損失量
によって設定される。整合フィルタ・ドップラー訂正は、格納されたサンプルの
複素位相に印加されるのみである。この位相の包絡線上のPN符号のドップラー
は、整合フィルタでは訂正されない。そのドップラーは、NCO周波数設定によ
って制御される、137*F0/32(44MHz)から2F0(20.46MH
z)への再サンプリングによって、サンプルが格納される前に実行される処理に
おいて訂正される。この理由は以下のとおりである。 (1)簡単のために、PNチップが整合フィルタPN符号格納シフト・レジスタ
にシフトされる時に、可変PN符号レートを持たねばならないことは望ましくな
い。PNチップ当たり固定された2サンプルを持つのがより単純である。 (2)格納されたサンプルにおけるPN符号上のドップラーは、全てのPNチッ
プに対して1540 RF周期があるため、複素位相ドップラーの1/1540
である。このことは、PN符号の位相誤差が、複素搬送波位相誤差よりずっとゆ
っくり蓄積することを意味する。整合フィルタにおける位相誤差は訂正されなけ
ればならないが、一般に、PNドップラーを訂正する必要はない。しかし、PN
ドップラーは、再サンプリングにおける初期訂正がずれ過ぎているならば、無視
できない。8000Hz誤差で、損失は約1dBである。この損失は、20ms
積分時間にわたって、参照PNチップに関してシフトする、格納されたサンプル
におけるPNの位相から生ずる。すなわち、参照およびサンプルPNチップは、
20msの始まりで完全に位置合わせされているならば、20msの終わりまで
に、位置ずれを起こし、位置ずれは、ずれの割合が公称1.023MHzPNチ
ップ・レートから8000Hzの時、1dB損失を生ずるのに十分である。同様
に、16000Hz ドップラーにて、損失は約2dBである。用途によっては
、多くの信号余裕があり、より大きなオフセットが許容される。より大きなオフ
セットと信号余裕が不十分であるならば、適当に小さな損失で詳細ドプラー訂正
の新たな範囲が利用できるようにするために、サンプルの新たなセットが、異な
る基本オフセットに設定された初期NCO再サンプリング訂正で収集されなけれ
ばならないだろう。
ミキサ52でのドップラーの混合の両方が「リアルタイム」より速い速度で起こ
ると仮定される。好ましくは2F0のようなクロックが使用されるであろう。こ
の特徴は、本発明の主要な利点の1つである。すなわち、1データ・サンプルが
リアルタイムでローディングされ、後続の処理はリアルタイムより速い可能性が
ある。
6およびサンプル・レジスタ48にそれぞれローディングされると、訂正処理が
始まる。各複素信号サンプルは、対応するPN符号チップによって乗算される。
各符号チップに対して2サンプルが存在するか、または、全ての2サンプルに対
して半チップ離れた相関の対が存在する。工程は符号反転のみのため、全204
6の「乗算」はただちに行われる。結果の積は、1msの複素同調積分として合
算および出力するために、加算木に入力される。積/加算回路54は、これら機
能を実行する。
に、従来の包絡線発生器56に印加され、包絡線発生器56は、二乗和の平方根
を計算する。この後者の計算により、GPS信号上の50Hzデータ変調による
信号反転により生ずる問題が除去される。
PN符号位相に対して、加算器58を通して、これらの包絡線を前の1msの相
関と非同調的に結合することにより、IおよびQ出力はさらに処理される。こう
した合算の20の全周期が、各20msPN符号周期に対して、RAMストア6
0に格納される。
だけ循環してシフトされ、上述の工程が繰り返される。1023のシフト後、全
2046の相関は、現在の1ms区分に対して計算されるであろう。その時点で
、サンプルRAM44からの次の1ms区分がドップラー乗算され、サンプル・
レジスタ48にローディングされる。こうして、サンプルRAM44に格納され
た20の1ms区分のそれぞれに対して、上述の工程が繰り返される。20ms
が処理された後、出力RAMストア60は2046の相関値を含む。
に対して繰り返される。究極の相関探索レートがクロック・レートに依存する。
クロック・レートとして、2F0が使用されると、1PN符号/ドップラー探索
は2*2046/2F0=0.2msかかり、1秒当たり5000探索が実行さ
れることになる。新たなPN符号がローディングされる時はいつも、追加時間が
かかる。電力を節約するために、多少低いクロック速度を使用することができる
。単一GPS位置固定を得るために整合フィルタ・サブシステム1を使用する時
、整合フィルタ・サブシステム1は連続して使用されないため、平均電力が低い
。
バス4上で利用可能になってもよい。整合フィルタ・サブシステム1は、相関処
理の結果を読み出す外部信号プロセッサへ割り込みを生成してもよい。最も単純
な場合、所望の結果はまさしく最大値でその符合位相(RAMストア60内の位
置)であってもよい。しかし、他の場合、種々の用途によって異なる付加情報が
要求されてもよい。たとえば、最大値に隣接するサンプルは、ピークが相互相関
信号である可能性についての情報を提供するために使用されるてもよい。より早
い位相のより小さなピークは部分的にブロックされた視線パスを示してもよい。
最大ピークの3または4の隣接ピークが真の相関ピークの最適位置をより良く定
めるために使用されてもよい。こうして、RAMストア60の相関アレイが外部
バス4によりアクセスできるようになると、出力インタフェースは一般化され、
ハードウェア上でのより複雑な分類または他のアルゴリズムの必要がなくなる。
理された後、2046の非同調合算値のアレイにおける、たとえば、最大相関値
または複数の最大相関値(たとえば、8最大ピーク)および対応する位置(コー
ド位相)を自動的に提供する特別な探索機能62を提供してもよい。
の論理図である。基本素子70は、−1、0、+1の値をとるだけの2bit量
としてそれぞれ表される、入力IおよびQデータ・サンプルを格納するIおよび
Qラッチの2対72−1、72−2と、−1および+1の値をとる1bit量と
してPNチップを適用する、対応する1bit乗算器73とを含み、「乗算器」
がIおよびQデータ値の符号bitを変える効果を有し、対応する1bitシフ
ト・レジスタPNチップ段74と、各PNチップ段74を、その都度PN符号を
シフトすることなく、連続するIおよびQラッチに印加されるようにして、電力
を節約する(すなわち、この特徴は、1023シフト・レジスタ段および余分な
シフトを行うことに関連する電力を節約する)、素子70の間の奇偶スイッチ7
5を含むものとして定義されてもよい。
段の全てを階層的に加算する加算木54’に結合される。図5に示される加算木
54’は、最終段として、12bit加算器を持つ。しかし、加算器の幅が数段
後に縮小される可能性があり場合によっては、飽和加算が実装できなくなること
がある。
、比較的少ないゲートで実現できる。
セッサにより制御された独立したサブシステムと考えられる。整合フィルタ・サ
ブシステム1に要求される自立制御の程度は、主にその動作速度に依存する。一
符号/ドップラー・ビンを探索するのに必要とされる時間が10〜20msのオ
ーダーの場合、最も可能性のある動作モードは、マイクロプロセッサが、ロード
または探索をする命令を発行し、整合フィルタ・サブシステム1にその命令を実
行させ、マイクロプロセッサにその結果を収集させ、もしあれば、次の動作の命
令を発行することである。別法において、整合フィルタ・サブシステム1が、上
述したように、1秒当たり5000の1ms区分探索をするように、非常に高速
で動作する場合、命令シーケンスが発行され、整合フィルタ・サブシステム1が
、直接メモリ・アクセス(DMA)機能のような、マイクロプロセッサに結果を
送達する自動化方法を持つことが必要となるであろう。
定動作に必要な全てのデータを読み出した後、マイクロプロセッサは、もしあれ
ば、次の命令を発行できる。こうして、整合フィルタ・サブシステム1は、マイ
クロプロセッサが出力結果を処理できる可能な限りの高速で、非同期に動作でき
る。
合フィルタ・サブシステム1の目的は、軌道上の十分な衛星に1秒以内で航行を
支援させることである。使用される低価格な周波数標準技術により、第一衛星が
得られるまでに、この要求によって、10〜20ドップラー・ビンを探索する必
要が起こる。コールド・スタート状態において、目視可能な衛星が拾われるまで
に、2〜3の衛星を探す必要があるであろう。したがって、この目的を果たすた
めに、1秒当たり50〜100ドップラー・ビンを探索する必要がある。この探
索レートは、現在の技術のマイクロプロセッサが整合フィルタ・サブシステム1
を一度に1命令だけ制御させることを可能にすることとに符号する。
設定された命令は、比較的単純であってもよい。以下の命令は、容易に実施でき
るであろう。 ・LOAD SIGNAL SAMPLES:次のT20間隔の初めに、整合フィルタ・サブシステ
ム1は信号サンプルの20msをローディングし始める。 ・INPUT FREQUENCY:レジスタは、使用する公称周波数シフトを指定するように
要求され、一方、信号サンプルがローディングされる。搬送波および符号NCO
および生成回路24、26の再利用を仮定して、このインタフェースは、これら
の設計に基づく。 ・EXECUTE SEARCH:整合フィルタ・サブシステム1は、プログラムされた探索パ
ラメータに基づいて、相関探索を即座に実行する。探索パラメータ・レジスタは
、以下の値を格納するためにプログラムされる。 ・Doppler SHIFT:これは、各1ms区分がサンプル・レジスタ48にローディ
ングされる時に、格納された信号に印加されるドップラー・シフトである。たと
えば、n=0...15で、750*nHzのシフトを表す、16程度のドップ
ラー値のオーダーである。 ・PN CODE:このレジスタは、現行の符号NCOおよび発生器24と関連して使
用される可能性がある。新たな機能は、次の、そして、続いて起こる相関探索に
使用するために、符号が生成され、符号レジスタ46にローディングされるよう
に、整合フィルタ・サブシステム1に新たなPN符号が必要とされることを知ら
せる。
用回路に実装される。しかし、本発明により実行される機能は、以下のステップ
を生成することができる一般化されたプログラム可能回路に実装されてもよい。 (1)ドップラー・シフト訂正され、符号信号に相関させられる複素信号の入力
サンプルを受信し、格納するステップ。任意選択で、受信された複素信号を値の
範囲または/およびサンプリング周波数に制限する。 (2)格納された入力サンプルの少なくとも一部とドップラー・シフト訂正値と
を複素混合するステップ。 (3)格納された入力サンプルの混合部分と符号信号の現在符号位相の複素積を
計算するステップ。 (4)計算された複素積を現在複素積分値として合算するステップ。 (5)現在の複素積分値の二乗の和の平方根を計算(および、通常、格納する)
するステップ。 (6)符号信号を次の現在符号位相にシフトするステップ。 (7)符号信号の現在符号位相に対して、ステップ(3)〜ステップ(6)を繰
り返すステップ。 (8)符号位相および最も大きな値を持つ、計算され、格納された平方根の値の
大きさを、ドップラー・シフトに対して訂正された、入力サンプルと符号信号の
間の相関指示として、出力するステップ。
ジョンである。 //整合フィルタ・アルゴリズム疑似コード //このバージョンは、サンプルが、ディジタルIF F0/8と、既に除去され
た//、公称の、評価された周波数誤差を加えた周波数でローディングされるもの
と//仮定する。複素スペクトラムは、ゼロHzに中心を持つ。さらに、複素周波
数//シフトが、他のドップラー・ビンを探索するために行われる。IFは、サン
プ//リング・レートが20/Tca〜2/Tcaに減ぜられる前に除去されなけ
れ//ばならない。アナログ帯域幅は、このサンプリング・レートに対して少し広
す//ぎる。PN波形が、結果として生ずるエリアシングに対して、予想通り許容
で//きることが実証されなければならない。 ******整合フィルタのローディング******** //この動作は、サンプルが、同調して、一様にサンプルしなければならないクロ
//ックにより生成されているという意味で、リアルタイムである。したがって、
//これらサンプルは、受信される時と同様に高速に格納されなければならない。
//MFにおける後続処理は、リアルタイムではない(高速か低速のいずれか)。 # define SAMPLES_PER_MS(2046)//2/Tca=2.046 MHzでサンプ
リングする。 # define NUMBER_OF_MS(20) //信号サンプルは、複素値(I,Q)である。各成分、同位相または直交位相は
//3値−1、0、+1をとる。MFの前のハードウェアにおいて、これらサンプ
//ルはIおよびQに対して2bitで表される。 int s[NUMBER_OF_MS][SAMPLES_PER_MS][2]; int i,j; for(i=0;I<NUMBER_OF_MS;i++)//各1ms区分 { for(j=0;j<SAMPLES_PER_MS;j++)//msで各複素サンプル { s[i][j][0]=Get_I_Phase-Sample();//3値、2bitIサンプル s[i][j][1]= Get_Q_Phase_Sample();//3値、2bitQサンプル } } //*******GPS PN符号のローディング********** //GPS PN符号は、符号発生器により必要とされる時に生成される(信号プ
//ロセッサ・チャンネルからの再利用設計)。別法として、それらはROMに格
//納される。各チップは、−1および+1の値を表す1bitである。 #define CHIPS_IN_CODE(1023)//GPS PN符号の周期長 #define NUMER_OF_CODES(32)//GPS符号の数(疑似ライトおよびWAAS符
号 //を除く) int c[NUMER_OF_CODES][CHIPS_IN_CODE);//ROM格納記号を仮定 //*******ドップラー信号のローディング*********** //記号は、種々のドップラー値をdcに混合するために、複素信号が複素値とし
//てROMに格納されていることを仮定している。これは、あり得る実装ではな
//くて、計算を視覚化し易いようにしている。値は、通常の信号処理チャンネル
//使用のように、5レベル信号を仮定している。通常の信号処理チャンネルで使
//用される発生器はスタート点として使用される可能性が高い。2レベル量子化
//(−1、+1)を用いた単純な実施態様の可能性がある。 #define NUMBER_OF_Dopplers(16) int d[NUMBER_OF_DopplerS][SAMPLES_PER_MS][2]; //*******整合フィルタ実行************** //本バージョンは、各区分が、PN符号を持つ訂正のために、RAMから1ms
//長ラッチにローディングされる時に、ドップラー信号が印加されることを仮定
//している。 int code; //pn符号が処理されている int sample; //サンプルが処理されている int shift; //符号位相が処理されている int half_shift; //チップ当たり2サンプルがあるため int seg; //1ms信号区分が処理されている int dop; //ドップラー・ビンが処理されている int chip; //チップが処理されている int r_ms; //msアキュムレータ、実数部 int i_ms; //msアキュムレータ、虚数部 int sum_20ms[SAMPLES_PER_MS]; //20ms非同期アキュムレータ int s_1ms[SAMPLES_PER_MS][2]; //現在の1msのドップラー・シフトされた
信 //号 #define RE(0) #define IM(1) //ここで、全ての符号、ドップラーおよび位相シフトが処理されることが示され
//る。サブ範囲、リストまたはこれらの1つを選択できるようにしてもよい。動
//作の範囲&モードを特定する命令レジスタが存在するであろう。 { for(code=0;code<NUMBER_OF_CODES;code++)//各符号を処理 { for(dop=0;dop<NUMBER_OF_DopplerS;dop++)//各ドップラー・シフトを処理 { for(seg=0;seg<NUMBER_OF_MS;seg++)//各msを処理 { for(sample=0;sample<SAMPLES_PER_MS;sample++)//1ms信号をレジスタ
にローディングしながら、ドップラー・シフトを行う { s_lms[sample][RE]=d[dop][sample][RE]*s[seg][sample][RE]-dop[do p][sample][IM]*s[seg][sample][IM]; s_lms[sample][IM]=d[dop][sample][IM]*s[seg][sample][RE]+dop[do p][sample][RE]*s[seg][sample][IM]; } for(shift=0;shift<CHIPS_IN_CODE;shift++)//符号の各位相シフト処
理 { half_shift=2*shift; for(half_chip=0; half_chip<2;half chip++)//チップ当たり2サンプ
ル { if(seq=0)//第一区分上の2046非同期20ms積分器をゼロにす
る { sum_20ms[half_shift+half_chip]=0; } r_20ms=0; //同期1ms積分器をゼロにする i_20ms=0; for(sample=0;sample<SAMPLES_PER_MS;sample++)//1ms合算を作成 { chip=(sample+half_chip)/2;//2つの連続サンプルに対して同じ //合算は、各パスで、−2、−1、0、+1、+2によってのみ変化 //できる。(3レベルよりむしろ)5レベル・ドップラー信号を使用 //し、これらの変化値のみを持つ方法がある。これにより、C/N0
の //実装損失が減る。最後のサンプルの最後の半チップは、助けになる //なら、スキップされる。 r_ms+=c [code][(shift+chip)%CHIPS_IN_CODE]*(s_lms[sample][RE]); i_ms+=c [code][(shift+chip)%CHIPS_IN_CODE]*(s_lms[sample][IM]);
} //二乗の和の平方根(包絡線)は以下で近似される。 //max_abs=MAX(|r_ms|,|i_ms|); //min_abs=MIN|r_ms|,|i_ms|); //sum_20ms=max_abs+min_abs/2; sum_20ms[half_shift+half_chip]+=sqrt(r_ms*r_ms+i_ms*i_ms);//包
絡線の正確な値 }//半チップの終わり }//符号シフトの終わり }//1ms区分の終わり //この符号およびドップラーの20ms秒合算は完了。 // //この時点での別法は、以下を含む。 //1.20ms合算を調べる割り込みプロセッサ //(大きな処理能力が必要で、制限された探索に時に必要とされる) //2.N個の最も大きな値およびその近傍に対するハードウェア探索、プ
ロセッサのための格納 //3.最も大きな値およびその位置に対するハードウェア探索、プロセッ
サのための格納、適当でないかもしれない //4.しきい値を超える全ての値および位置の格納、プロセッサのための
格納 //5.最も大きな値に対するハードウェア探索、プロセッサのため値と位
置の格納、プロセッサの 割り込みおよびプロセッサにより再イネーブルされる
までのMFの停止、次の探索の継続 //以下は、最も大きな値に対する説明である。 MaxLoc=-1; MaxVal=-1; for(sample=0;sample<SAMPLES_PER_MS;sample++) { if(sum_20ms[sample]>MaxVal) { MaxVal=sum_20ms[sample]; MaxLoc=sample; } } //プロセッサに割り込みをかける。プロセッサは次の探索がスタートする //までに結果を得なければならない。割り込みがアクノリッジされるまで //待つモードを持った方がよい。プロセッサが20ms合算を探索または //他のデータを抽出しようとしている時はこれは有効である。 Interrupt(MF_Complete); }//1ドップラー・ビンの終わり }//1pn符号選択の終わり MF_Idle(); //おやすみ、クロックなし、低電力なし
から逸脱しないで種々の修正がなされることが理解されるであろう。したがって
、他の実施形態は以下の特許請求の範囲に含まれる。
施形態の概略アーキテクチャを示すブロック図である。
ク図である。
のブロック図である。
(a)と図4aに示される状態機械の状態機械図(b)である。
である。
Claims (14)
- 【請求項1】 ドップラー訂正を持つスペクトラム拡散整合フィルタを実施
する方法であって、 (a)ドップラー・シフト訂正され、符号信号に相関させられた複素信号の入
力サンプルを受信するステップと、 (b)入力サンプルの少なくとも一部をドップラー・シフト訂正値と複素混合
するステップと、 (c)入力サンプルの混合された部分と符号信号の現在の符号位相との複素積
を計算するステップと、 (d)計算された複素積を現在の複素積分値として合算するステップと、 (e)現在の複素積分値の二乗の和の平方根を計算するステップであって、各
平方根値がある大きさおよび関連する符号位相を有するステップと、 (f)符号信号を次の現在の符号位相にシフトするステップと、 (g)符号信号の現在の符号位相に対してステップ(c)〜ステップ(f)を
繰り返すステップと、 (h)符号位相と最も大きな値を有する計算された平方根値の大きさを、ドッ
プラー・シフトの訂正された、入力サンプルと符号信号の間の相関の指示として
、出力するステップと を含む方法。 - 【請求項2】 さらに、受信された複素信号を値の範囲に制限するステップ
を含む請求項1に記載の方法。 - 【請求項3】 さらに、受信された複素信号に対してサンプリング周波数を
制限するステップを含む請求項1に記載の方法。 - 【請求項4】 さらに、受信された複素信号に対してサンプリング周波数を
制限するステップの前に、帯域制限フィルタリングを適用するステップを含む請
求項3に記載の方法。 - 【請求項5】 計算された各平方根値を格納する請求項1に記載の方法。
- 【請求項6】 ドップラー訂正を持つスペクトラム拡散整合フィルタを実施
する回路であって、 (a)ドップラー・シフト訂正され、符号信号に相関させられた複素信号の入
力サンプルを受信し、格納するように構成された格納回路と、 (b)ドップラー・シフト訂正値を生成するドップラー・シフト発生器と、 (c)入力サンプルの少なくとも一部をドップラー・シフト発生器からのドッ
プラー・シフト訂正値と混合する、格納回路とドップラー・シフト発生器に接続
された複素ミキサと、 (d)入力サンプルの混合された部分を符号信号の現在の符号位相との複素積
を計算する、複素キミサと符号信号入力に接続された複素積生成回路と、 (e)計算された複素積を現在の複素積分値として合算する、複素積生成回路
に接続された合算回路と、 (f)現在の複素積分値の二乗の和の平方根を計算する、合算回路に接続され
た平方根回路であって、各平方根値がある大きさおよび関連する符号位相を有す
る回路と、 (g)複数の計算された平方根値を処理する、平方根回路に接続された出力処
理回路とを含み、符号位相と最も大きな値を有する計算された平方根値の大きさ
が、ドップラー・シフトの訂正された、入力サンプルと符号信号の間の相関を示
す回路。 - 【請求項7】 さらに、受信された複素信号を値の範囲に制限する制限回路
を含む請求項6に記載の回路。 - 【請求項8】 さらに、受信された複素信号に対してサンプリング周波数を
制限する制限回路を含む請求項6に記載の回路。 - 【請求項9】 さらに、制限回路の前で接続された帯域制限回路を含む請求
項8に記載の回路。 - 【請求項10】 コンピュータ読み出し可能媒体上に存在し、ドップラー訂
正を持つスペクトラム拡散整合フィルタを実施するコンピュータ・プログラムで
あって、コンピュータに対して、 (a)ドップラー・シフト訂正され、符号信号に相関させられた複素信号の入
力サンプルを受信させる命令と、 (b)入力サンプルの少なくとも一部をドップラー・シフト訂正値と複素混合
させる命令と、 (c)入力サンプルの混合された部分と符号信号の現在の符号位相との複素積
を計算させる命令と、 (d)計算された複素積を現在の複素積分値として合算させる命令と、 (e)現在の複素積分値の二乗の和の平方根を計算させる命令であって、各平
方根値がある大きさおよび関連する符号位相を有する命令と、 (f)符号信号を次の現在符号位相にシフトさせる命令と、 (g)符号信号の現在の符号位相に対して上記命令(c)〜命令(f)を繰り
返させる命令と、 (h)符号位相と最も大きな値を有する計算された平方根値の大きさを、ドッ
プラー・シフトの訂正された、入力サンプルと符号信号の間の相関の指示として
、出力させる命令とを有するコンピュータ・プログラム。 - 【請求項11】 さらに、コンピュータに対して、受信された複素信号を値
の範囲に制限させる命令を含む請求項10に記載のコンピュータ・プログラム。 - 【請求項12】 さらに、コンピュータに対して、受信された複素信号に対
してサンプリング周波数を制限させる命令を含む請求項10に記載のコンピュー
タ・プログラム。 - 【請求項13】 さらに、コンピュータに対して、受信された複素信号に対
してサンプリング周波数を制限する前に、帯域制限フィルタリングを適用させる
命令を含む請求項12に記載のコンピュータ・プログラム。 - 【請求項14】 計算された各平方根値が格納される請求項10に記載のコ
ンピュータ・プログラム。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/145,055 | 1998-09-01 | ||
US09/145,055 US6044105A (en) | 1998-09-01 | 1998-09-01 | Doppler corrected spread spectrum matched filter |
PCT/US1999/020131 WO2000013332A1 (en) | 1998-09-01 | 1999-09-01 | Doppler corrected spread spectrum matched filter |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002524907A true JP2002524907A (ja) | 2002-08-06 |
JP2002524907A5 JP2002524907A5 (ja) | 2006-10-19 |
JP3880316B2 JP3880316B2 (ja) | 2007-02-14 |
Family
ID=22511396
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000568197A Expired - Fee Related JP3880316B2 (ja) | 1998-09-01 | 1999-09-01 | ドップラー訂正されたスペクトラム拡散整合フィルタ |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6044105A (ja) |
EP (1) | EP1114524B1 (ja) |
JP (1) | JP3880316B2 (ja) |
WO (1) | WO2000013332A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011506919A (ja) * | 2007-12-05 | 2011-03-03 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 全地球ナビゲーション受信機 |
Families Citing this family (31)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7545854B1 (en) * | 1998-09-01 | 2009-06-09 | Sirf Technology, Inc. | Doppler corrected spread spectrum matched filter |
US7711038B1 (en) | 1998-09-01 | 2010-05-04 | Sirf Technology, Inc. | System and method for despreading in a spread spectrum matched filter |
US6680969B1 (en) * | 1999-03-22 | 2004-01-20 | Ericsson, Inc. | Methods for estimating doppler spreads including autocorrelation function hypotheses and related systems and receivers |
US6546040B1 (en) * | 1999-04-21 | 2003-04-08 | Trimble Navigation Limited | GPS receiver having improved signal acquisition at a low signal to noise ratio |
US6718170B1 (en) * | 1999-07-01 | 2004-04-06 | Qualcomm Incorporated | Dynamic allocation of microprocessor resources in a wireless communication device |
US6532271B1 (en) * | 1999-10-29 | 2003-03-11 | Cadence Design Systems, Inc. | Carrier recovery and doppler frequency estimation |
US6429811B1 (en) | 2000-02-15 | 2002-08-06 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for compressing GPS satellite broadcast message information |
US6850557B1 (en) * | 2000-04-18 | 2005-02-01 | Sirf Technology, Inc. | Signal detector and method employing a coherent accumulation system to correlate non-uniform and disjoint sample segments |
US7885314B1 (en) * | 2000-05-02 | 2011-02-08 | Kenneth Scott Walley | Cancellation system and method for a wireless positioning system |
US6329946B1 (en) * | 2000-05-31 | 2001-12-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | GPS position measuring system and GPS position measuring apparatus |
JP2002217787A (ja) * | 2000-11-17 | 2002-08-02 | Hitachi Kokusai Electric Inc | ディジタルフィルタ |
US6724807B1 (en) * | 2000-12-04 | 2004-04-20 | Snaptrack Inc. | Methods and apparatuses for processing of global positioning system signals with a matched filter |
US7031377B2 (en) * | 2001-01-26 | 2006-04-18 | Agere Systems Inc. | Receiver and low power digital filter therefor |
WO2002063331A1 (en) * | 2001-02-06 | 2002-08-15 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | A method of despreading gps signals |
US7200162B2 (en) * | 2001-08-31 | 2007-04-03 | Qualcomm, Incorporated | Interpolation of channel search results |
US7474994B2 (en) * | 2001-12-14 | 2009-01-06 | Qualcomm Incorporated | System and method for wireless signal time of arrival |
FI116179B (fi) * | 2002-03-13 | 2005-09-30 | Nokia Corp | Menetelmä ja järjestelmä etenemisviiveen määrittämiseksi sekä elektroniikkalaite |
US6788731B2 (en) | 2002-04-26 | 2004-09-07 | Motorola, Inc. | Flexible correlation and queueing in CDMA communication systems |
US7190746B1 (en) * | 2003-02-14 | 2007-03-13 | Rockwell Collins, Inc. | Multiple lobe dot product detector for M-code GPS receivers |
US7209529B2 (en) * | 2003-07-10 | 2007-04-24 | Sandbridge Technologies, Inc. | Doppler compensated receiver |
EP1528797B1 (en) * | 2003-10-31 | 2015-07-08 | Canon Kabushiki Kaisha | Image processing apparatus, image-taking system and image processing method |
US8098765B1 (en) * | 2004-02-23 | 2012-01-17 | Sirf Technology, Inc. | Reducing and sharing computations for GPS signal processing |
US7359429B2 (en) * | 2004-04-19 | 2008-04-15 | Nokia Corporation | Support of the determination of a correlation |
US7486749B2 (en) * | 2004-12-22 | 2009-02-03 | Nokia Corporation | Determination of a code phase |
US7729457B2 (en) * | 2005-07-25 | 2010-06-01 | Mstar Semiconductor, Inc. | Method of weak signal acquisition and associated apparatus |
US7630430B2 (en) | 2005-07-25 | 2009-12-08 | Mstar Semiconductor, Inc. | Method and apparatus for accelerating correlation processing of GPS signal |
US20100150056A1 (en) * | 2005-09-30 | 2010-06-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wireless communication mobile station apparatus and rach data transmitting method |
DE602006010810D1 (de) * | 2006-03-22 | 2010-01-14 | Qualcomm Inc | Breitband Frequenzdiskriminator und Funkortungsempfänger |
US7903028B2 (en) * | 2006-12-18 | 2011-03-08 | Sirf Technology Holdings, Inc. | Ephemeris download from weak signals |
ATE514098T1 (de) | 2007-05-10 | 2011-07-15 | Qualcomm Inc | Gnss-signalprozessor |
CN103020507B (zh) * | 2012-12-26 | 2016-05-11 | 广东威创视讯科技股份有限公司 | 一种登录方法及系统 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4894842A (en) * | 1987-10-15 | 1990-01-16 | The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. | Precorrelation digital spread spectrum receiver |
US5390207A (en) * | 1990-11-28 | 1995-02-14 | Novatel Communications Ltd. | Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath distortion by dynamically adjusting the time delay spacing between early and late correlators |
US5623485A (en) * | 1995-02-21 | 1997-04-22 | Lucent Technologies Inc. | Dual mode code division multiple access communication system and method |
US5640431A (en) * | 1995-03-10 | 1997-06-17 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for offset frequency estimation for a coherent receiver |
US5577025A (en) * | 1995-06-30 | 1996-11-19 | Qualcomm Incorporated | Signal acquisition in a multi-user communication system using multiple walsh channels |
AU7396096A (en) * | 1995-10-09 | 1997-04-30 | Precision Tracking, Inc. | Improved gps receivers and garments containing gps receivers and methods for using these gps receivers |
IL119752A0 (en) * | 1996-12-04 | 1997-09-30 | Israel State | Asynchronous CDMA decorrelating detector |
-
1998
- 1998-09-01 US US09/145,055 patent/US6044105A/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-09-01 EP EP99945428A patent/EP1114524B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-01 WO PCT/US1999/020131 patent/WO2000013332A1/en active IP Right Grant
- 1999-09-01 JP JP2000568197A patent/JP3880316B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011506919A (ja) * | 2007-12-05 | 2011-03-03 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 全地球ナビゲーション受信機 |
US8705591B2 (en) | 2007-12-05 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Global navigation receiver |
JP2015111122A (ja) * | 2007-12-05 | 2015-06-18 | クゥアルコム・インコーポレイテッドQualcomm Incorporated | 全地球ナビゲーション受信機 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2000013332A1 (en) | 2000-03-09 |
EP1114524A4 (en) | 2002-07-10 |
EP1114524A1 (en) | 2001-07-11 |
JP3880316B2 (ja) | 2007-02-14 |
EP1114524B1 (en) | 2005-08-31 |
US6044105A (en) | 2000-03-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2002524907A (ja) | ドップラー訂正されたスペクトラム拡散整合フィルタ | |
US7545854B1 (en) | Doppler corrected spread spectrum matched filter | |
AU689867B2 (en) | Receiver having for charge-coupled-device based receiver signal processing | |
US6141372A (en) | Digital downconverter/despreader for direct sequence spread spectrum CDMA communications system | |
US5557641A (en) | Charge-coupled-device based transmitters and receivers | |
EP0744840A2 (en) | CDMA receiver with reduced power consumption in intermittent state | |
CN1091879A (zh) | 导频点积电路 | |
JP2002530903A (ja) | Ds−sscdma受信機用の周波数捕捉追跡方法とその装置 | |
US5848096A (en) | Communication method and system using different spreading codes | |
WO1995031864A1 (en) | Charge-coupled-device base data-in-voice modem | |
US6728306B1 (en) | Method and apparatus for synchronizing a DS-CDMA receiver | |
CN106506422B (zh) | 一种6psk调制扩频信号的非相干解调方法 | |
CN111868545B (zh) | 一种卫星通信导航信号生成方法、装置及接收方法、装置 | |
JP2001230702A (ja) | スペクトラム拡散通信同期捕捉回路 | |
US5452327A (en) | Programmable randomly tunable digital demodulator | |
US7031377B2 (en) | Receiver and low power digital filter therefor | |
EP1222749B1 (en) | Spread spectrum receiver | |
Namgoong et al. | Minimizing power consumption in direct sequence spread spectrum correlators by resampling IF samples-Part I: performance analysis | |
US7711038B1 (en) | System and method for despreading in a spread spectrum matched filter | |
JP2002164812A (ja) | スペクトラム拡散通信用パスサーチ回路 | |
CN114928374B (zh) | 抗多址干扰解调方法、装置、电子设备和存储介质 | |
Li et al. | Two-Step Frame Header Detection Algorithm for VDE Uplink | |
JP2731361B2 (ja) | 信号処理装置 | |
KR950011080B1 (ko) | 대역확산통신방식의 비동기 디지탈 수신시스템 | |
JP2650553B2 (ja) | スペクトル拡散復調装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20031203 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20040325 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040325 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040825 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060530 |
|
A524 | Written submission of copy of amendment under article 19 pct |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A524 Effective date: 20060824 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061024 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20061107 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091117 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101117 Year of fee payment: 4 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |