JP2002517976A - 固体変圧器 - Google Patents
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
固体配電用変圧器（Ｔ）は、高周波分離変圧器（２２）も使用されるが、磁性体の使用を通してよりもむしろ電力用電子式コンバーターの使用を通して電圧レベル間の変換を提供する。従来型配電用変圧器に対するこの装置の利点は鉱油を使用せず、より軽量で、より小型で、該負荷に於ける全ての電力の質の問題の緩和を含んでいる（非正弦波負荷、直流オフセット負荷を補償し、変圧器の出力での力率に関係なく変圧器の入力で１の力率を補償する）。又固体配電用変圧器（Ｔ）はモータードライブをサポート出来る直流バスを呼び物としており、遮断されない電源としての動作用のエネルギー貯蔵装置（バッテリーの様な）に容易にインターフエースすることが出来る。加えて、入力周波数（１２）は該出力周波数（３０）と結合を解かれ、出力位相の数を変えることは容易に達成出来る。更に入力電圧に対する出力電圧の位相シフトは固体配電用変圧器（Ｔ）により達成される。
Description
【０００１】
本発明は一般的に電気変圧器に関し、特に固体配電用変圧器（solid state di
stribution transformer）に関する。
stribution transformer）に関する。
【０００２】
配電用変圧器は電力配電能力と物理的寸法とに於いて広い範囲に亘っている。
定格（rating）は１．５ｋＶＡに様に小さかったり、５００ｋＶＡ或いは２５０
０又は３０００ｋＶＡの’小電力（small power）’定格までと大きかったりす
る。配電用変圧器の機能は２４００から３５０００までの中規模ユーテリテイシ
ステム（medium utility system）上の電圧を１２０から６００ボルトの利用電
圧（utilization voltage）まで電圧低減することである。
定格（rating）は１．５ｋＶＡに様に小さかったり、５００ｋＶＡ或いは２５０
０又は３０００ｋＶＡの’小電力（small power）’定格までと大きかったりす
る。配電用変圧器の機能は２４００から３５０００までの中規模ユーテリテイシ
ステム（medium utility system）上の電圧を１２０から６００ボルトの利用電
圧（utilization voltage）まで電圧低減することである。
【０００３】 変圧器は単相装置であっても或いは３相装置であっても或いは３相電力を供給
するために相互接続された単相装置から成ってもよい。配電用変圧器はより良い
絶縁と冷却を提供する油入型であっても良く、或いは空冷されるが、そのためシ
ールされた油入変圧器より物理的に大型になりより多くの対候的防護を要する”
乾式（dry-types）”であってもよい。
するために相互接続された単相装置から成ってもよい。配電用変圧器はより良い
絶縁と冷却を提供する油入型であっても良く、或いは空冷されるが、そのためシ
ールされた油入変圧器より物理的に大型になりより多くの対候的防護を要する”
乾式（dry-types）”であってもよい。
【０００４】 一般に変圧器は、２つ以上の電気回路、すなわち１つ以上の磁気回路又はコア
により相互リンクされた電気導体の多数捲き数コイルから成る、１次及び２次捲
き線を含んでいる。典型的にコアは、該１次及び２次捲き線を囲みそしてそれら
と磁気的に結合する閉ループを形成するよう共に積み重ねられた複数の強磁性積
層品から成る。コアは閉ループを形成するために、個別積層品を相互に重ね合わ
すか突き合わすことによるか、又はマンドレルの周りに捲かれた磁気シート材の
連続ストリプによるか何れかで製造される。該磁気回路と電気回路とは、該コア
を予め捲かれた１次及び２次コイルの周りに組み立てるか又は該閉じた磁気回路
の１つ以上の脚部の周りに該導体コイルを捲くか何れかで組み合わせられる。そ
れらのどれも固体配電用変圧器には関係しないが、配電用変圧器の例は次の米国
特許に開示されており、それらは１９９４年１０月１１日公告の米国特許第５、
３５３、４９４号”コンフオーミング層を用いて配電用変圧器を組み立てる方法
（Method for Assembling a Distribution Transformer With Conforming Layer
s）”、１９９４年４月１３日公告の米国特許第５、２０２、６６４号”フレー
ム形状の捲き線組立体を有する３相変圧器（Three Phase Transformer With Fra
me Shaped Winding Assemblies）”そして１９９６年１０月２２日公告の米国特
許第５、５６６、４４３号”電力配電用変圧器の製造方法（Methods of Making
Power Distribution Transformers）”である。
により相互リンクされた電気導体の多数捲き数コイルから成る、１次及び２次捲
き線を含んでいる。典型的にコアは、該１次及び２次捲き線を囲みそしてそれら
と磁気的に結合する閉ループを形成するよう共に積み重ねられた複数の強磁性積
層品から成る。コアは閉ループを形成するために、個別積層品を相互に重ね合わ
すか突き合わすことによるか、又はマンドレルの周りに捲かれた磁気シート材の
連続ストリプによるか何れかで製造される。該磁気回路と電気回路とは、該コア
を予め捲かれた１次及び２次コイルの周りに組み立てるか又は該閉じた磁気回路
の１つ以上の脚部の周りに該導体コイルを捲くか何れかで組み合わせられる。そ
れらのどれも固体配電用変圧器には関係しないが、配電用変圧器の例は次の米国
特許に開示されており、それらは１９９４年１０月１１日公告の米国特許第５、
３５３、４９４号”コンフオーミング層を用いて配電用変圧器を組み立てる方法
（Method for Assembling a Distribution Transformer With Conforming Layer
s）”、１９９４年４月１３日公告の米国特許第５、２０２、６６４号”フレー
ム形状の捲き線組立体を有する３相変圧器（Three Phase Transformer With Fra
me Shaped Winding Assemblies）”そして１９９６年１０月２２日公告の米国特
許第５、５６６、４４３号”電力配電用変圧器の製造方法（Methods of Making
Power Distribution Transformers）”である。
【０００５】 従来の配電用変圧器は幾つかの望ましくない特性をこうむっているが、すなわ
ち １）それらは冷却用にそして誘電体媒質として鉱油又は他の液体を要するか又
は冷却用に周囲空気への換気を要する； ２）出力電圧は入力電圧と出力電流の関数であり、そして該電圧を調整するた
めの又は負荷高調波（load harmonics）、力率又は直流オフセットの様な電力品
質問題を補償するための特徴は持たない； ３）コアにエネルギーを与えることに付随する損失は常にありそして負荷に無
関係である。効率は非常に小さい負荷ではゼロに近づき表示定格（nameplate ra
ting）の約５０％を供給する時ピークになる。従って、軽負荷の変圧器は非常に
不効率である。
ち １）それらは冷却用にそして誘電体媒質として鉱油又は他の液体を要するか又
は冷却用に周囲空気への換気を要する； ２）出力電圧は入力電圧と出力電流の関数であり、そして該電圧を調整するた
めの又は負荷高調波（load harmonics）、力率又は直流オフセットの様な電力品
質問題を補償するための特徴は持たない； ３）コアにエネルギーを与えることに付随する損失は常にありそして負荷に無
関係である。効率は非常に小さい負荷ではゼロに近づき表示定格（nameplate ra
ting）の約５０％を供給する時ピークになる。従って、軽負荷の変圧器は非常に
不効率である。
【０００６】 これらの難点の幾つかを克服するために，前から研究者は何種類かの固体変圧
器を提案して来た。１９９５年８月の、イーピーアールアイ テーアール−１０
５０６９、プロジェクト８００１−１３、最終報告の、ピー．レイシの”固体変
圧器の証明”（P. Reischi, Proof of the Solid State Transformer, EPRI TR-
105069, Project 8001-13, Final Report, August 1995）、１９９４年１０月２
７−２９日のワシントン州、プルマン市の、ワシントン州立大学での、電力シス
テムインフラストラクチャに関するエヌエスエフシンポジアムで発表された、ジ
ー．ベンカタラマナン他の”配電制御用交流−交流電力コンバーター”（G. Ven
kataramanan, et al., AC-AC Power Converter for Distribution Control, pre
sented at the NSF Synposium on Electrical power Systems Infrastructure,
Washington State University, Pullman, Wash., October 27-29, 1994）を参照
されたい。これらの仕事の多くは図１に描かれたトポロジー（topology）に基づ
いているように見られ、そこでは、双方向性スイッチｓ１及びｓ２は、Ｖmと名
付けられるｓ２間の電圧が入力電圧、Ｖin、か０か何れかに等しくなるように相
補式にスイッチされる。もし全スイッチング周期に対するｓ１がオンである時間
の比がｋと名付けられると、Ｖmの実効値はｋＶinであり、それは該変圧が達成
される主要な機構である。ＬとＣの素子は高周波のスイッチング高調波をＶmか
らフイルターするために役立つ。
器を提案して来た。１９９５年８月の、イーピーアールアイ テーアール−１０
５０６９、プロジェクト８００１−１３、最終報告の、ピー．レイシの”固体変
圧器の証明”（P. Reischi, Proof of the Solid State Transformer, EPRI TR-
105069, Project 8001-13, Final Report, August 1995）、１９９４年１０月２
７−２９日のワシントン州、プルマン市の、ワシントン州立大学での、電力シス
テムインフラストラクチャに関するエヌエスエフシンポジアムで発表された、ジ
ー．ベンカタラマナン他の”配電制御用交流−交流電力コンバーター”（G. Ven
kataramanan, et al., AC-AC Power Converter for Distribution Control, pre
sented at the NSF Synposium on Electrical power Systems Infrastructure,
Washington State University, Pullman, Wash., October 27-29, 1994）を参照
されたい。これらの仕事の多くは図１に描かれたトポロジー（topology）に基づ
いているように見られ、そこでは、双方向性スイッチｓ１及びｓ２は、Ｖmと名
付けられるｓ２間の電圧が入力電圧、Ｖin、か０か何れかに等しくなるように相
補式にスイッチされる。もし全スイッチング周期に対するｓ１がオンである時間
の比がｋと名付けられると、Ｖmの実効値はｋＶinであり、それは該変圧が達成
される主要な機構である。ＬとＣの素子は高周波のスイッチング高調波をＶmか
らフイルターするために役立つ。
【０００７】 しかしながら、図１に描かれる方策は困難を担わされている。例えば、該トポ
ロジーはスイッチｓ１とｓ２の相補式スイッチングに依っている。もし、例えば
、ｓ１が開かれる僅か前にｓ２が閉じられると電源電圧Ｖinは短絡され、かくし
て電流スパイク（current spike）へ導く。もしｓ１が開かれた僅か後にｓ２が
閉じられるとその瞬間該フイルターインダクター内の電流が流れる通路がなくな
り、かくして電圧スパイクへ導く。物理的素子はインピーダンスを所有し理想的
スイッチではないので、この方策は物理的には実行可能であるがそれにも拘わら
ず問題があり高いスイッチング損失を受ける。この設計のもう１つの欠点は、配
電のレベルの変圧器を実現するに必要な電圧レベルでは、適当に高電圧定格の半
導体が入手可能でないことである。この理由で直列接続素子が使用されねばなら
ないが、この様な素子は、スイッチング過渡現象中に電圧分担を保証するために
極端な注意を払わないと素子電圧定格が簡単に越えられてしまう点で問題である
。更に進んだ欠点は、単一段で実施する時、該半導体は全１次電圧と全２次電流
の両者に耐えることが出来ねばならず−非常に高価な配備となることである。こ
の困難を避けるには多数のカスケード接続された段（cascaded stage）を使用す
る必要があるが、これは制御の展望から問題となり得る。加えて、図１に描かれ
た変圧器は磁気的分離を提供しない。この理由で、図１に描かれた設計に基づい
た固体変圧器は実用的であるようには見えない。
ロジーはスイッチｓ１とｓ２の相補式スイッチングに依っている。もし、例えば
、ｓ１が開かれる僅か前にｓ２が閉じられると電源電圧Ｖinは短絡され、かくし
て電流スパイク（current spike）へ導く。もしｓ１が開かれた僅か後にｓ２が
閉じられるとその瞬間該フイルターインダクター内の電流が流れる通路がなくな
り、かくして電圧スパイクへ導く。物理的素子はインピーダンスを所有し理想的
スイッチではないので、この方策は物理的には実行可能であるがそれにも拘わら
ず問題があり高いスイッチング損失を受ける。この設計のもう１つの欠点は、配
電のレベルの変圧器を実現するに必要な電圧レベルでは、適当に高電圧定格の半
導体が入手可能でないことである。この理由で直列接続素子が使用されねばなら
ないが、この様な素子は、スイッチング過渡現象中に電圧分担を保証するために
極端な注意を払わないと素子電圧定格が簡単に越えられてしまう点で問題である
。更に進んだ欠点は、単一段で実施する時、該半導体は全１次電圧と全２次電流
の両者に耐えることが出来ねばならず−非常に高価な配備となることである。こ
の困難を避けるには多数のカスケード接続された段（cascaded stage）を使用す
る必要があるが、これは制御の展望から問題となり得る。加えて、図１に描かれ
た変圧器は磁気的分離を提供しない。この理由で、図１に描かれた設計に基づい
た固体変圧器は実用的であるようには見えない。
【０００８】 次の米国特許、すなわち、１９９６年４月２３日公告の米国特許第５、５１０
、６７９号”一体型電力調整手段を有する逆相制御デイマー（Reverse Phase-co
ntrolled Dimmer with Integral Power Adjustment Means）”；１９９３年１２
月１４日公告米国特許第５、２７０、９１０号”ネオンライトボックス（Neon L
ight Box）”；１９９１年８月６日公告米国特許第５、０３８、０８１号”逆相
制御デイマー（Reverse Phase-controlled Dimmer）”；１９８０年５月２０日
公告米国特許第４、２０４、２３７号”固体変圧器差動リレー（Solid State Tr
ansformer Differential Relay）”；１９７８年１月３１日公告米国特許第４、
０７１、３７８号”デイープダイオード固体変圧器を作るプロセス（Process of
Making a Deep Diode Solid State Transformer）”；１９７７年３月１７日公
告米国特許４、０２４、５６５号”デイープダイオード固体変圧器（Deep Diode
Solid State Transformer）”、は固体変圧器の種々の側面を開示しているがそ
の何れも配電用変圧器で遭遇する電圧レベルを取り扱うことが出来る固体配電用
変圧器には関係していない。
、６７９号”一体型電力調整手段を有する逆相制御デイマー（Reverse Phase-co
ntrolled Dimmer with Integral Power Adjustment Means）”；１９９３年１２
月１４日公告米国特許第５、２７０、９１０号”ネオンライトボックス（Neon L
ight Box）”；１９９１年８月６日公告米国特許第５、０３８、０８１号”逆相
制御デイマー（Reverse Phase-controlled Dimmer）”；１９８０年５月２０日
公告米国特許第４、２０４、２３７号”固体変圧器差動リレー（Solid State Tr
ansformer Differential Relay）”；１９７８年１月３１日公告米国特許第４、
０７１、３７８号”デイープダイオード固体変圧器を作るプロセス（Process of
Making a Deep Diode Solid State Transformer）”；１９７７年３月１７日公
告米国特許４、０２４、５６５号”デイープダイオード固体変圧器（Deep Diode
Solid State Transformer）”、は固体変圧器の種々の側面を開示しているがそ
の何れも配電用変圧器で遭遇する電圧レベルを取り扱うことが出来る固体配電用
変圧器には関係していない。
【０００９】
従って、本発明の主要な目的は配電用変圧器として使用出来る改良された固体
変圧器｛エスエステー（SST）｝を提供することである。本発明の固体配電用変
圧器の現在の好ましい実施例は分離段（isolation stage）と接続された入力段
（input stage）を具備している。該入力段は高電圧、単相交流入力電圧を複数
の、又はＮ個の、非分離（unisolated）の直流出力電圧に変換し、そこでは各非
分離直流出力電圧はピークのエスエステー交流入力電圧の電圧レベルより小さい
電圧レベルにある。加えて、該非分離直流出力電圧の各々は該分離段内で別々に
分離されている。
変圧器｛エスエステー（SST）｝を提供することである。本発明の固体配電用変
圧器の現在の好ましい実施例は分離段（isolation stage）と接続された入力段
（input stage）を具備している。該入力段は高電圧、単相交流入力電圧を複数
の、又はＮ個の、非分離（unisolated）の直流出力電圧に変換し、そこでは各非
分離直流出力電圧はピークのエスエステー交流入力電圧の電圧レベルより小さい
電圧レベルにある。加えて、該非分離直流出力電圧の各々は該分離段内で別々に
分離されている。
【００１０】 本発明の現在の好ましい実施例では、該入力段は入力ポートを有するＮ個の入
力モジュール（input module）を備えており、該入力ポートの各々は２つの入力
ターミナルを有しており、該入力ターミナルは、最初のモジュールと最後のモジ
ュールとが、１つの入力ターミナル上で該交流入力電圧を受けるよう接続されそ
して更にもう１つの入力ターミナルにより隣接入力モジュールの入力ターミナル
に接続されるように直列に接続されている。該最初と最後のモジュールの他の各
入力モジュールは２つの入力ターミナルにより２つの隣接入力モジュールに接続
されている。その上、各入力モジュールは更に出力ポートを備えており、該分離
段は各々が入力ポートと出力ポートとを有するＮ個の分離モジュール（isolatio
n module）を備えており；各入力モジュールの該出力ポートは 対応する分離モ
ジュールの入力ポートに接続されている。更に、該分離モジュールのそれぞれの
出力ポートは分離されたバイポーラー直流電圧源を供給するために共に並列に接
続されている。
力モジュール（input module）を備えており、該入力ポートの各々は２つの入力
ターミナルを有しており、該入力ターミナルは、最初のモジュールと最後のモジ
ュールとが、１つの入力ターミナル上で該交流入力電圧を受けるよう接続されそ
して更にもう１つの入力ターミナルにより隣接入力モジュールの入力ターミナル
に接続されるように直列に接続されている。該最初と最後のモジュールの他の各
入力モジュールは２つの入力ターミナルにより２つの隣接入力モジュールに接続
されている。その上、各入力モジュールは更に出力ポートを備えており、該分離
段は各々が入力ポートと出力ポートとを有するＮ個の分離モジュール（isolatio
n module）を備えており；各入力モジュールの該出力ポートは 対応する分離モ
ジュールの入力ポートに接続されている。更に、該分離モジュールのそれぞれの
出力ポートは分離されたバイポーラー直流電圧源を供給するために共に並列に接
続されている。
【００１１】 又好ましい実施例は該分離段に接続された出力モジュール（output module）
を含んでいる。該出力モジュールは望まれる周波数（通常は６０Ｈｚ又は５０Ｈ
ｚ）で望まれる交流出力電圧（通常は概略プラスマイナス１２０ボルト交流）を
供給する。一般に、該エスエステーは広い範囲の入力電圧を受け入れそして周波
数のどんな組み合わせを有する広い範囲の出力電圧をも供給するよう設計されて
もよい。
を含んでいる。該出力モジュールは望まれる周波数（通常は６０Ｈｚ又は５０Ｈ
ｚ）で望まれる交流出力電圧（通常は概略プラスマイナス１２０ボルト交流）を
供給する。一般に、該エスエステーは広い範囲の入力電圧を受け入れそして周波
数のどんな組み合わせを有する広い範囲の出力電圧をも供給するよう設計されて
もよい。
【００１２】 好ましくは、各分離段モジュール（isolation stage module）はその入力と出
力の電圧間の磁気的分離を提供する手段を備えている。該分離モジュールにより
提供される分離は、それらの入力で直列に接続された該分離段モジュールが、そ
れらの出力では並列に接続されることを可能にして、それにより電圧低減が提供
される。
力の電圧間の磁気的分離を提供する手段を備えている。該分離モジュールにより
提供される分離は、それらの入力で直列に接続された該分離段モジュールが、そ
れらの出力では並列に接続されることを可能にして、それにより電圧低減が提供
される。
【００１３】 本発明の他の特徴と利点は好ましい実施例の次の詳細な説明から明らかになる
。
。
【００１４】
【好ましい実施例の詳細な説明】 本発明の固体変圧器が図２に略図式に描かれている。示されたトポロジー（to
pology）は３つの段（stages）−入力段（input stage）１０、分離段（isolati
on stage）２０、そして出力段（output stage）３０を含んでいる。該入力段の
機能は電力を高電圧、単相交流からＮ個の直流ポートへ変換することであり、こ
こでＮは入力段モジュール（input stage module）１２の数である。図６−１２
を参照して下記でより詳細に説明されるが、制御器１００，２００及び３００は
、別々の制御回路又はソフトウエア制御されるマイクロプロセサー又はデジタル
シグナルプロセサー｛デーエスピー（DSP）｝、等として実施されてもよい。
pology）は３つの段（stages）−入力段（input stage）１０、分離段（isolati
on stage）２０、そして出力段（output stage）３０を含んでいる。該入力段の
機能は電力を高電圧、単相交流からＮ個の直流ポートへ変換することであり、こ
こでＮは入力段モジュール（input stage module）１２の数である。図６−１２
を参照して下記でより詳細に説明されるが、制御器１００，２００及び３００は
、別々の制御回路又はソフトウエア制御されるマイクロプロセサー又はデジタル
シグナルプロセサー｛デーエスピー（DSP）｝、等として実施されてもよい。
【００１５】 各入力段モジュール１２用の現在の好ましいトポロジーが図３に描かれている
。図示の様に、各入力段モジュール１２は、インダクター１５，トランジスター
１６，ダイオード１７そして出力キャパシター１８を含む本質的にブーストコン
バーター（boost converter）となるものに接続された単相全波整流器ブリッジ
（single phase full bridge rectifier）１４を含んでいる。該トランジスタ１
６は予め決められた周波数でスイッチされ（switched）、該デユーテイサイクル
（duty cycle）は、インダクター１５内電流に整流された正弦波の形を取らせる
ように制御されており、それが該整流器１４内への交流電流が正弦波になるよう
にする。各モジュール内で使用される該コンバーターは、１９８６年のアイイー
イーイーピーイーエスシー会議記録の、５３１−５４０頁の、シー．ピー．ヘイ
ンツ及びエヌ．モーハンの、”正弦波入力電流を引くデジタル制御された交流／
直流電力コンデイショナー”（C.P. Heinz and N. Mohan, "A Digitally Contro
lled AC/DC power Conditioner that Draws Sinusoidal Input Current" IEEE P
ESC Conference Record, 1986, pp. 531-540 ）で示されたトポロジーに基づい
ていることを注意されたい。しかしながら、該提案される設計は１つのモジュー
ルの代わりにＮ個のモジュールを使用することに於いて従来の設計の延長になっ
ており、それは高電圧応用での直列接続された素子の使用を避けている。加えて
、個別トランジスタのスイッチングは有効なスイッチング周波数が実際のスイッ
チング周波数のＮ倍になるように協調されている。これは低い実際のスイッチン
グ周波数を保持しつつ該整流器内への該交流電流の非常に低い歪みをもたらす機
構を提供しており、それは該スイッチング損失の最小化を通して今度は高い効率
となる。
。図示の様に、各入力段モジュール１２は、インダクター１５，トランジスター
１６，ダイオード１７そして出力キャパシター１８を含む本質的にブーストコン
バーター（boost converter）となるものに接続された単相全波整流器ブリッジ
（single phase full bridge rectifier）１４を含んでいる。該トランジスタ１
６は予め決められた周波数でスイッチされ（switched）、該デユーテイサイクル
（duty cycle）は、インダクター１５内電流に整流された正弦波の形を取らせる
ように制御されており、それが該整流器１４内への交流電流が正弦波になるよう
にする。各モジュール内で使用される該コンバーターは、１９８６年のアイイー
イーイーピーイーエスシー会議記録の、５３１−５４０頁の、シー．ピー．ヘイ
ンツ及びエヌ．モーハンの、”正弦波入力電流を引くデジタル制御された交流／
直流電力コンデイショナー”（C.P. Heinz and N. Mohan, "A Digitally Contro
lled AC/DC power Conditioner that Draws Sinusoidal Input Current" IEEE P
ESC Conference Record, 1986, pp. 531-540 ）で示されたトポロジーに基づい
ていることを注意されたい。しかしながら、該提案される設計は１つのモジュー
ルの代わりにＮ個のモジュールを使用することに於いて従来の設計の延長になっ
ており、それは高電圧応用での直列接続された素子の使用を避けている。加えて
、個別トランジスタのスイッチングは有効なスイッチング周波数が実際のスイッ
チング周波数のＮ倍になるように協調されている。これは低い実際のスイッチン
グ周波数を保持しつつ該整流器内への該交流電流の非常に低い歪みをもたらす機
構を提供しており、それは該スイッチング損失の最小化を通して今度は高い効率
となる。
【００１６】 Ｎ個の入力段モジュール１２の各々の出力は対応する分離段モジュール（isol
ation stage module）２２の入力内へフイード（fed）される。該分離段２０の
主な機能は磁気的分離を提供することである。該変圧器に入力／出力分離を提供
すること（望ましい特性）に加えて、提供された分離は又、図２に示す様に入力
側で直列に結ばれた分離段モジュール２２が、出力段で並列に結ばれることを可
能にしており、それは電圧低減の大きさを達成するために便利な方法を提供する
。
ation stage module）２２の入力内へフイード（fed）される。該分離段２０の
主な機能は磁気的分離を提供することである。該変圧器に入力／出力分離を提供
すること（望ましい特性）に加えて、提供された分離は又、図２に示す様に入力
側で直列に結ばれた分離段モジュール２２が、出力段で並列に結ばれることを可
能にしており、それは電圧低減の大きさを達成するために便利な方法を提供する
。
【００１７】 分離する直流／直流コンバーター（DC/DC converter）の現在の好ましい構造
が図４に描かれている。このコンバーターでは、該直流入力は、フエライトコア
をベースとした変圧器Ｔ（それは高周波なので小型である）にフイードされる、
高周波交流方形波に変換されそして次いでバイポーラー直流出力（bipolar DC o
utput）を提供するような仕方で整流される。該周波数とデユーテイサイクル（
波形の周期に亘り電圧がゼロでない時間の量）とは共に与えられた負荷に対し効
率を最適化するように変えられる。この設計の中で該分離変圧器自体が生産ユニ
ットでは単一コア（single core）を使用して有利に作られ得るることが期待さ
れる。しかしながら、商業的に入手可能な部品を用いて製作を可能にするために
別々のコア（separate core）が使用されてもよい。
が図４に描かれている。このコンバーターでは、該直流入力は、フエライトコア
をベースとした変圧器Ｔ（それは高周波なので小型である）にフイードされる、
高周波交流方形波に変換されそして次いでバイポーラー直流出力（bipolar DC o
utput）を提供するような仕方で整流される。該周波数とデユーテイサイクル（
波形の周期に亘り電圧がゼロでない時間の量）とは共に与えられた負荷に対し効
率を最適化するように変えられる。この設計の中で該分離変圧器自体が生産ユニ
ットでは単一コア（single core）を使用して有利に作られ得るることが期待さ
れる。しかしながら、商業的に入手可能な部品を用いて製作を可能にするために
別々のコア（separate core）が使用されてもよい。
【００１８】 図５には出力段３０が描かれている。出力段の機能は比較的低い電圧のバイポ
ーラー直流（２００−３００ボルト）から、接地された２次の中央タップ（midt
ap）を有する低電圧、６０Ｈｚの交流に変換することである。スイッチングはヒ
ステレシス電流制御アルゴリズム（hysteresis current control algorithm）に
基づいており、そこでは電流コマンドはフイードフオワード型電圧調整器から得
られる。該アルゴリズムは負荷高調波（load harmonics）を自動的に補償し、ビ
ルトインされた電流制限（built in current limit）を有する。
ーラー直流（２００−３００ボルト）から、接地された２次の中央タップ（midt
ap）を有する低電圧、６０Ｈｚの交流に変換することである。スイッチングはヒ
ステレシス電流制御アルゴリズム（hysteresis current control algorithm）に
基づいており、そこでは電流コマンドはフイードフオワード型電圧調整器から得
られる。該アルゴリズムは負荷高調波（load harmonics）を自動的に補償し、ビ
ルトインされた電流制限（built in current limit）を有する。
【００１９】 固体変圧器（エスエステー）の動作のより詳細な議論がここで提供される。
【００２０】 エスエステー制御アルゴリズム 該エスエステー用には３つの主な制御アルゴリズムがあり、それらは１つは入
力段１０用であり、１つは分離段２０用であり、そして１つは出力段３０用であ
る。これら３つの制御アルゴリズムは独立に作用する。
力段１０用であり、１つは分離段２０用であり、そして１つは出力段３０用であ
る。これら３つの制御アルゴリズムは独立に作用する。
【００２１】 図６は入力段制御を図解している。この制御の機能は、入力段直流出力電圧を
調整するように入力段モジュール半導体をスイッチし、同時に該交流入力段入力
電流が正弦波であり入力電圧と同相であることを保証することである。見られる
様に、この制御は４つの副アルゴリズム（sub-algorithm）−電圧調整器１０５
、入力電圧観測器１１０、電流コマンド合成器１２０、そしてデユーテイサイク
ル合成器１３０から成る。
調整するように入力段モジュール半導体をスイッチし、同時に該交流入力段入力
電流が正弦波であり入力電圧と同相であることを保証することである。見られる
様に、この制御は４つの副アルゴリズム（sub-algorithm）−電圧調整器１０５
、入力電圧観測器１１０、電流コマンド合成器１２０、そしてデユーテイサイク
ル合成器１３０から成る。
【００２２】 該制御の主な調整作用は図７に図解される電圧調整器１０５により達成される
。この中で、最低の入力段モジュール１２の出力電圧Ｖout1が測定され次いでフ
イルターされる。該フイルターされた量は次いで基準電圧Ｖrefと比較されそし
て誤差は比例プラス積分型｛ピーアイ（PI）｝制御への入力となる。該ピーアイ
ブロックの出力は次いで電流制限され、そして該電流制限の出力が入力電流の望
まれるゼロからピークの振幅である。電流制限に到達した場合は、該ピーアイ積
分器のワインドアップ（wind up）を防止するためにアンチワインドアップルー
チン（anti-windup routine）が使用される。該入力段制御サブシステムの残り
は望まれる振幅（ｉmag）の望まれる波形（正弦波の）を有する入力電流を達成
することである。
。この中で、最低の入力段モジュール１２の出力電圧Ｖout1が測定され次いでフ
イルターされる。該フイルターされた量は次いで基準電圧Ｖrefと比較されそし
て誤差は比例プラス積分型｛ピーアイ（PI）｝制御への入力となる。該ピーアイ
ブロックの出力は次いで電流制限され、そして該電流制限の出力が入力電流の望
まれるゼロからピークの振幅である。電流制限に到達した場合は、該ピーアイ積
分器のワインドアップ（wind up）を防止するためにアンチワインドアップルー
チン（anti-windup routine）が使用される。該入力段制御サブシステムの残り
は望まれる振幅（ｉmag）の望まれる波形（正弦波の）を有する入力電流を達成
することである。
【００２３】 望まれる入力電流を達成するために使用される制御部の第１は入力電圧観測器
１１０である（図８）。入力電圧観測器の機能は３種ある。第１に、それは、そ
れが理想化された整流器を通過した後、入力電圧（Ｖin）の基本波成分の瞬時値
に対応する理想化された半波整流電圧を決定する。加えて、それはＶrpkと名付
けられる、１サイクルに亘るＶrのピーク値のみならず、ｐＶrと名付けられる、
この量の時間微分をも決定する。この制御部のブロック図は図８に描かれている
。その中では、ローパスフイルターＬＰＦ１は、６０Ｈｚの周波数で、該フイル
ターの集合出力（collective output）が１の利得と１８０度の位相シフトとを
有する様な時定数と利得とを有する直列の３つの１次ローパスフイルター（a se
ries of three first order low pass filter）を含んでいる。ＬＰＦ１は又高
１１０である（図８）。入力電圧観測器の機能は３種ある。第１に、それは、そ
れが理想化された整流器を通過した後、入力電圧（Ｖin）の基本波成分の瞬時値
に対応する理想化された半波整流電圧を決定する。加えて、それはＶrpkと名付
けられる、１サイクルに亘るＶrのピーク値のみならず、ｐＶrと名付けられる、
この量の時間微分をも決定する。この制御部のブロック図は図８に描かれている
。その中では、ローパスフイルターＬＰＦ１は、６０Ｈｚの周波数で、該フイル
ターの集合出力（collective output）が１の利得と１８０度の位相シフトとを
有する様な時定数と利得とを有する直列の３つの１次ローパスフイルター（a se
ries of three first order low pass filter）を含んでいる。ＬＰＦ１は又高
【００２４】
【外１】
【００２５】 数は６０Ｈｚで省略可能な位相シフトしか起こらない様になっている。次ぎに、
フイルターされた入力電圧の理想化された整流の出力を決定するために”解析的
整流器（analytical rectifier）”が使用される。これは該整流された電圧の理
想化された時間微分ｐＶrのみならず理想化された整流電圧Ｖrをも決定するため
に使用される。該理想化された整流電圧Ｖrは又、その平均値を決定するために
もう１つのローパスフイルター（ＬＰＦ２）を通してフイードされるが、該平均
値は１サイクルに亘るＶrのピーク値を決定するために次いでΠ／２により掛け
算される。
フイルターされた入力電圧の理想化された整流の出力を決定するために”解析的
整流器（analytical rectifier）”が使用される。これは該整流された電圧の理
想化された時間微分ｐＶrのみならず理想化された整流電圧Ｖrをも決定するため
に使用される。該理想化された整流電圧Ｖrは又、その平均値を決定するために
もう１つのローパスフイルター（ＬＰＦ２）を通してフイードされるが、該平均
値は１サイクルに亘るＶrのピーク値を決定するために次いでΠ／２により掛け
算される。
【００２６】 入力電圧観測器１１０と電圧調整器１０５との出力に基づき、電流コマンド合
成器１２０は、図９に示す様に。そのコマンドの時間微分、ｐｉ*のみならず瞬
時電流コマンド、ｉ*をも決定する。これらの量はｉ*のピーク値が望まれる大き
さｉmagに等しくそして該コマンドされる（commanded）入力段モジュールのイン
ダクター電流であるｉ*が整流された正弦波であるように決定される。もし実際
の入力段モジュールのインダクター電流がこの値に等しければ、該入力電流はｉ mag のピーク値を有する正弦波になる結果になる。
成器１２０は、図９に示す様に。そのコマンドの時間微分、ｐｉ*のみならず瞬
時電流コマンド、ｉ*をも決定する。これらの量はｉ*のピーク値が望まれる大き
さｉmagに等しくそして該コマンドされる（commanded）入力段モジュールのイン
ダクター電流であるｉ*が整流された正弦波であるように決定される。もし実際
の入力段モジュールのインダクター電流がこの値に等しければ、該入力電流はｉ mag のピーク値を有する正弦波になる結果になる。
【００２７】 入力段制御部の最後の側面は図１０に示すデユーテイサイクル合成器１３０で
ある。この制御部の機能は、入力段モジュールインダクター電流、ｉlbst1が電
流コマンドｉ*と等しくなるように入力段モジュールのデユーテイサイクル（ｄi n ）を決定することである。見られ得るように、これは、理想化された整流器電
圧Ｖr、その時間微分ｐｉ*のみならず瞬時電流コマンドｉ*、入力段インダクタ
ー電流ｉlbst1、そして第１入力段モジュールの直流出力電圧Ｖout1に基づいて
いる。該コマンドされたデユーテイサイクルに基づき、スイッチングサイクル当
たりの各モジュール内で各トランジスタがオンとなる時間の量が容易に計算され
る。各モジュールのスイッチングがずらされているので有効なスイッチング周波
数はベースのスイッチング周波数をモジュール数倍したものに等しいことは注意
されるべきである。
ある。この制御部の機能は、入力段モジュールインダクター電流、ｉlbst1が電
流コマンドｉ*と等しくなるように入力段モジュールのデユーテイサイクル（ｄi n ）を決定することである。見られ得るように、これは、理想化された整流器電
圧Ｖr、その時間微分ｐｉ*のみならず瞬時電流コマンドｉ*、入力段インダクタ
ー電流ｉlbst1、そして第１入力段モジュールの直流出力電圧Ｖout1に基づいて
いる。該コマンドされたデユーテイサイクルに基づき、スイッチングサイクル当
たりの各モジュール内で各トランジスタがオンとなる時間の量が容易に計算され
る。各モジュールのスイッチングがずらされているので有効なスイッチング周波
数はベースのスイッチング周波数をモジュール数倍したものに等しいことは注意
されるべきである。
【００２８】 図１１は分離段制御部２００を描いている。この制御部の主な変数は分離段出
力電圧Ｖdcout、コマンドされた出力電圧Ｖ*dcout、分離段マスター入力モジュ
ール入力電圧、Ｖdcin（それは入力モジュール出力電圧Ｖout1に等しい）、第２
整流器出力電流コマンド、ｉ*r、第２整流器出力電流制限ｉrlim、デユーテイサ
イクルｄisそして開閉周期Ｔisである。パラメータは遅れフイルター時定数、τ if 、遅れフイルター利得Ｋp、分離段変圧器２次捲き数、ｎs、分離段変圧器１次
捲き数、ｎp、２次側から見た実効変圧器漏洩インダクタンスＬeff、そしてＨ型
ブリッジトランジスタ（H-bridge transistor）ピーク電流制限ｉpklimを含んで
いる。
力電圧Ｖdcout、コマンドされた出力電圧Ｖ*dcout、分離段マスター入力モジュ
ール入力電圧、Ｖdcin（それは入力モジュール出力電圧Ｖout1に等しい）、第２
整流器出力電流コマンド、ｉ*r、第２整流器出力電流制限ｉrlim、デユーテイサ
イクルｄisそして開閉周期Ｔisである。パラメータは遅れフイルター時定数、τ if 、遅れフイルター利得Ｋp、分離段変圧器２次捲き数、ｎs、分離段変圧器１次
捲き数、ｎp、２次側から見た実効変圧器漏洩インダクタンスＬeff、そしてＨ型
ブリッジトランジスタ（H-bridge transistor）ピーク電流制限ｉpklimを含んで
いる。
【００２９】 該分離段１２０（図２）では、該コンバーター半導体は該分離電圧上の１次側
電圧がＶdcin、０、−Ｖdcin、０の値を取り続けそして次いで繰り返すようにス
イッチされる。この繰り返し周期はＴisと名付けられる。デユーテイサイクル（
ｄis）は１次電圧がゼロでない時間をスイッチング周期Ｔisで割った量と定義さ
れる。分離段の機能は、最大分離段効率を達成するような仕方で該分離段出力電
圧Ｖdcoutがそのコマンドされた値Ｖ*dcoutに等しくなるようにデユーテイサイ
クルｄisと周期Ｔisとを制御することである。
電圧がＶdcin、０、−Ｖdcin、０の値を取り続けそして次いで繰り返すようにス
イッチされる。この繰り返し周期はＴisと名付けられる。デユーテイサイクル（
ｄis）は１次電圧がゼロでない時間をスイッチング周期Ｔisで割った量と定義さ
れる。分離段の機能は、最大分離段効率を達成するような仕方で該分離段出力電
圧Ｖdcoutがそのコマンドされた値Ｖ*dcoutに等しくなるようにデユーテイサイ
クルｄisと周期Ｔisとを制御することである。
【００３０】 分離段制御部の動作は次の様である。最初に該出力電圧コマンド（Ｖ*dcout）
が実際の電圧（Ｖdcout）と比較され、その誤差が１次遅れ伝達関数を通して供
給されるが、該関数の出力は可変電流制限、ｉrlim（これはピーク電流制限が概
略達成されるように計算された平均電流制限である）に制限されている電流コマ
ンドである。該制限された電流コマンドに基づいて、（ｄis）がその電流を概略
達成するであろうデユーテイサイクルコマンドが計算されそして０と１との間の
値に制限される。該デユーテイサイクルは該分離段のＨ型ブリッジ２３６（図４
）のトランジスタがオンであるべき時間の相対量を計算するため直接使用される
。加えて、デユーテイサイクルはローパスフイルター（ＬＰＦ）を通してフイー
ドされ、その結果はルックアップテーブルへの入力となるが、該テーブルの入力
は該フイルターされデユーテイサイクルされた（filtered duty cycled）もので
ありその出力は該スイッチング周期Ｔisである。このルックアップテーブルは与
えられた動作条件用に最大効率が得られるように創られる。そのスイッチング周
期Ｔisと該デユーテイサイクルｄisが与えられると、該Ｈ型ブリッジ半導体のス
イッチング作用は容易に決定される。加えて、該スイッチング周期Ｔisに基づい
て、電流制限ｉrlimが計算される。
が実際の電圧（Ｖdcout）と比較され、その誤差が１次遅れ伝達関数を通して供
給されるが、該関数の出力は可変電流制限、ｉrlim（これはピーク電流制限が概
略達成されるように計算された平均電流制限である）に制限されている電流コマ
ンドである。該制限された電流コマンドに基づいて、（ｄis）がその電流を概略
達成するであろうデユーテイサイクルコマンドが計算されそして０と１との間の
値に制限される。該デユーテイサイクルは該分離段のＨ型ブリッジ２３６（図４
）のトランジスタがオンであるべき時間の相対量を計算するため直接使用される
。加えて、デユーテイサイクルはローパスフイルター（ＬＰＦ）を通してフイー
ドされ、その結果はルックアップテーブルへの入力となるが、該テーブルの入力
は該フイルターされデユーテイサイクルされた（filtered duty cycled）もので
ありその出力は該スイッチング周期Ｔisである。このルックアップテーブルは与
えられた動作条件用に最大効率が得られるように創られる。そのスイッチング周
期Ｔisと該デユーテイサイクルｄisが与えられると、該Ｈ型ブリッジ半導体のス
イッチング作用は容易に決定される。加えて、該スイッチング周期Ｔisに基づい
て、電流制限ｉrlimが計算される。
【００３１】 出力段制御部３００は各々が該出力段３０の１相の脚部を制御する２つの独立
しているが同一の制御部を含んでいる（図５）。該出力段脚部制御部は図１１に
描かれている。その中で、Ｖ*x（ここでｘはａ相脚部用は”ａ”であり、ｂ相脚
部用は”ｂ”となる）は１つの線から中央タップ間の電圧（one line-to-midtap
voltage）のコマンドされた出力電圧であり、それは望まれる周波数の正弦波と
なるべくコマンドされる。これは対応する線から中央タップ間の電圧（correspo
nding line-to-midtap voltage）と比較され、その誤差は比例定数で掛け算され
次いで被測定出力電流ｉxに追加され次いで±ｉlimに制限される。最終値は脚部
電流コマンドｉ*xであり、それはヒステレシス電流調整器を使用して達成される
。
しているが同一の制御部を含んでいる（図５）。該出力段脚部制御部は図１１に
描かれている。その中で、Ｖ*x（ここでｘはａ相脚部用は”ａ”であり、ｂ相脚
部用は”ｂ”となる）は１つの線から中央タップ間の電圧（one line-to-midtap
voltage）のコマンドされた出力電圧であり、それは望まれる周波数の正弦波と
なるべくコマンドされる。これは対応する線から中央タップ間の電圧（correspo
nding line-to-midtap voltage）と比較され、その誤差は比例定数で掛け算され
次いで被測定出力電流ｉxに追加され次いで±ｉlimに制限される。最終値は脚部
電流コマンドｉ*xであり、それはヒステレシス電流調整器を使用して達成される
。
【００３２】 トランジスタのゲートドライブ制御 本発明を実施する際使用される種類のゲートドライブ回路は良く知られており
ここで詳細に説明する必要はない。しかしながら、本発明の特定の実施例を設計
する際に次の注意は考慮されるべきである。
ここで詳細に説明する必要はない。しかしながら、本発明の特定の実施例を設計
する際に次の注意は考慮されるべきである。
【００３３】 該ゲートドライブ回路は標準的であるが、本発明のエスエステーの好ましい実
施例は電源と該制御部からゲートドライブ回路までの信号転送とに関して幾つか
の特殊な特徴を有する。該ゲートドライブ回路用電力は該エスエステー出力から
得られる。特に、低電力の６０Ｈｚ変圧器は、ピーシーエス（PCS）他で見られ
るものと同様に、該エスエステー出力に接続されている。該６０Ｈｚで低電圧の
降圧変圧器出力は次いで低電圧直流源を提供するために整流される。この電源は
、低電圧の、高周波（２０−４０ｋＨｚ）交流源を供給するためにその出力が低
電力高周波変圧器に接続されたインバーターをフイードするために使用される。
該低電圧、高周波交流は、全ての検出、制御、及びゲートドライブ電子部品用の
内部電源として使用される。これらの装置の各々は小型の低電力変圧器を通して
該低電圧高周波配電システムにインターフエースする（interfaces）。スタート
アップ（startup）電力は低電圧直流リンク上のバッテリーにより提供される。
施例は電源と該制御部からゲートドライブ回路までの信号転送とに関して幾つか
の特殊な特徴を有する。該ゲートドライブ回路用電力は該エスエステー出力から
得られる。特に、低電力の６０Ｈｚ変圧器は、ピーシーエス（PCS）他で見られ
るものと同様に、該エスエステー出力に接続されている。該６０Ｈｚで低電圧の
降圧変圧器出力は次いで低電圧直流源を提供するために整流される。この電源は
、低電圧の、高周波（２０−４０ｋＨｚ）交流源を供給するためにその出力が低
電力高周波変圧器に接続されたインバーターをフイードするために使用される。
該低電圧、高周波交流は、全ての検出、制御、及びゲートドライブ電子部品用の
内部電源として使用される。これらの装置の各々は小型の低電力変圧器を通して
該低電圧高周波配電システムにインターフエースする（interfaces）。スタート
アップ（startup）電力は低電圧直流リンク上のバッテリーにより提供される。
【００３４】 該エスエステー内の種々のモジュール間に存在する大きな電位のために、起こ
る１つの問題は内部電力変圧器（それらは非常に低電力であり非常に高い周波数
で動作するので非常に小型である）は通常１０ｋＶ以上の分離（isolation）を
提供せねばならないことである。これを達成するための空間的要求は通常該イン
ターフエース変圧器を望ましくない程大きくする。この問題を緩和するために、
該入力及び分離段モジュールに電力を供給するように変圧器のカスケード（casc
ade of transformer）が使用される（出力段はそれ自身のゲートドライブと制御
部の内部電力変圧器接続を有するがそれはそれが該内部電源に対し低い電位にあ
るからである）。この配備では、該カスケードの第１変圧器は内部電源に接続し
ている。それは該第１分離及び入力段モジュールに付随する全てのゲートドライ
ブとセンサーに磁気的に分離された内部電力を供給するために多数の２次捲き線
を有する。それは該カスケード内の第２の内部電力の配電用変圧器の１次捲き線
に接続されたもう１つの２次捲き線を有しているが、該配電用変圧器は今度は、
該第２の入力及び分離段モジュール上の全ての内部負荷に分離された電力を供給
する２次捲き線と、第３のモジュールの変圧器に電力を供給する２次捲き線とを
有している。この配備は全てのモジュールが供給されるまで続く。この配備の利
点は、電圧レベルが上へ上がるにつれて分離レベルが作られることであり、それ
で各内部電力配電変圧器は、最も高い電位の段から最も低い電位の段へではなく
、段間の分離のみを提供出来る必要があるだけであることである。
る１つの問題は内部電力変圧器（それらは非常に低電力であり非常に高い周波数
で動作するので非常に小型である）は通常１０ｋＶ以上の分離（isolation）を
提供せねばならないことである。これを達成するための空間的要求は通常該イン
ターフエース変圧器を望ましくない程大きくする。この問題を緩和するために、
該入力及び分離段モジュールに電力を供給するように変圧器のカスケード（casc
ade of transformer）が使用される（出力段はそれ自身のゲートドライブと制御
部の内部電力変圧器接続を有するがそれはそれが該内部電源に対し低い電位にあ
るからである）。この配備では、該カスケードの第１変圧器は内部電源に接続し
ている。それは該第１分離及び入力段モジュールに付随する全てのゲートドライ
ブとセンサーに磁気的に分離された内部電力を供給するために多数の２次捲き線
を有する。それは該カスケード内の第２の内部電力の配電用変圧器の１次捲き線
に接続されたもう１つの２次捲き線を有しているが、該配電用変圧器は今度は、
該第２の入力及び分離段モジュール上の全ての内部負荷に分離された電力を供給
する２次捲き線と、第３のモジュールの変圧器に電力を供給する２次捲き線とを
有している。この配備は全てのモジュールが供給されるまで続く。この配備の利
点は、電圧レベルが上へ上がるにつれて分離レベルが作られることであり、それ
で各内部電力配電変圧器は、最も高い電位の段から最も低い電位の段へではなく
、段間の分離のみを提供出来る必要があるだけであることである。
【００３５】 カスケード接続された分離の利用は該分離及び入力段との制御信号に関しても
使用される。通常は、該制御部と電力段との間の分離は光学的アイソレーター集
積回路（opto-isolator integrated circuits）｛アイシーエス（ICs）｝を使用
して達成される。不幸にして、これらの素子は該エスエステー用に充分な定格を
有するものは入手可能でない。光フアイバーは殆ど無限大の分離を提供するが高
価である。この問題に対する解として、該エスエステーの好ましい実施例はカス
ケード接続された制御部信号システムを利用するがそこでは第１モジュール（入
力及び分離の両者）は光学的アイソレーターを使用して該制御部と通信出来る（
それらは同じ様な電位にあるので）。第１モジュールは第２と通信し、第２は第
３と、そして次々となっており、各接続は、より高い１レベルへ進むに必要な追
加の電圧分離を提供する追加の光学的アイソレーターを使用する。光学的アイソ
レーターアイシーエスはこの応用に好適であるがそれは提供される分離が段間の
それのみであるからである。該制御部の構造のために、４つの信号だけがこの仕
方で該入力及び分離段モジュールを通過させられる必要がある。これらの信号は
入力段デユーテイサイクル、入力段同期信号（有効なスイッチング周波数で望ま
しい掛け算を達成するために各モジュールが正しい時刻にスイッチすることを保
証するために使用される）、そして該分離段スイッチング素子のスイッチング状
態を説明する２つの信号を含んでいる。
使用される。通常は、該制御部と電力段との間の分離は光学的アイソレーター集
積回路（opto-isolator integrated circuits）｛アイシーエス（ICs）｝を使用
して達成される。不幸にして、これらの素子は該エスエステー用に充分な定格を
有するものは入手可能でない。光フアイバーは殆ど無限大の分離を提供するが高
価である。この問題に対する解として、該エスエステーの好ましい実施例はカス
ケード接続された制御部信号システムを利用するがそこでは第１モジュール（入
力及び分離の両者）は光学的アイソレーターを使用して該制御部と通信出来る（
それらは同じ様な電位にあるので）。第１モジュールは第２と通信し、第２は第
３と、そして次々となっており、各接続は、より高い１レベルへ進むに必要な追
加の電圧分離を提供する追加の光学的アイソレーターを使用する。光学的アイソ
レーターアイシーエスはこの応用に好適であるがそれは提供される分離が段間の
それのみであるからである。該制御部の構造のために、４つの信号だけがこの仕
方で該入力及び分離段モジュールを通過させられる必要がある。これらの信号は
入力段デユーテイサイクル、入力段同期信号（有効なスイッチング周波数で望ま
しい掛け算を達成するために各モジュールが正しい時刻にスイッチすることを保
証するために使用される）、そして該分離段スイッチング素子のスイッチング状
態を説明する２つの信号を含んでいる。
【００３６】 要するに、ここに開示された固体配電用変圧器は、高周波分離変圧器も使用さ
れるけれども、磁性体（magnetics）の使用を通してよりもむしろ電力用電子式
コンバーターの使用を通して電圧レベル間の変換（transformation）を提供する
。従来の配電用変圧器に比較して、本発明のエスエステーの利点は、（ｉ）鉱油
の必要がない；（ｉｉ）より軽いと期待される；（ｉｉｉ）より小型であると期
待される；（ｉｖ）負荷での全ての電力の質の問題を緩和する（すなわち、それ
は非正弦波負荷、直流オフセット負荷、入力電圧変動、入力電圧歪みを補償出来
る）；そして（ｖ）変圧器の出力での力率に関係なく変圧器の入力で１の力率を
提供する。加えて、該入力及び出力周波数は同じである必要はない、それは、例
えば、欧州諸国で米国軍事基地住宅範囲で有利である。更に、該出力段は３相電
力を供給するよう変更出来る。又該エスエステーはモータードライブをサポート
出来る直流バスを用意し、又中断出来ない電源としての動作用のエネルギー貯蔵
装置（バッテリーの様な）と容易にインターフエースされる。
れるけれども、磁性体（magnetics）の使用を通してよりもむしろ電力用電子式
コンバーターの使用を通して電圧レベル間の変換（transformation）を提供する
。従来の配電用変圧器に比較して、本発明のエスエステーの利点は、（ｉ）鉱油
の必要がない；（ｉｉ）より軽いと期待される；（ｉｉｉ）より小型であると期
待される；（ｉｖ）負荷での全ての電力の質の問題を緩和する（すなわち、それ
は非正弦波負荷、直流オフセット負荷、入力電圧変動、入力電圧歪みを補償出来
る）；そして（ｖ）変圧器の出力での力率に関係なく変圧器の入力で１の力率を
提供する。加えて、該入力及び出力周波数は同じである必要はない、それは、例
えば、欧州諸国で米国軍事基地住宅範囲で有利である。更に、該出力段は３相電
力を供給するよう変更出来る。又該エスエステーはモータードライブをサポート
出来る直流バスを用意し、又中断出来ない電源としての動作用のエネルギー貯蔵
装置（バッテリーの様な）と容易にインターフエースされる。
【００３７】 次の請求項の保護の範囲は上記開示の現在の好ましい実施例に限定されるよう
意図されてはいない。例えば、本発明の真の精神から離れることなく実施される
該好ましい実施例の可能な変更がある。例えば、分離段２０はどんな種類の分離
型直流／直流コンバーターによっても置き換えられる。加えて、発明者は、該分
離段モジュール２２の全ての分離変圧器Ｔは多数の２次と１つのセンタータップ
のある１次（multiple secondaries and a center tapped primary）を有する１
つの高周波変圧器内に実際に組み合わされ得ることを予想している。可能な追加
的設計変更は分離段２０内でソフトスイッチングコンバーター（soft switching
converter）を使用すること、そして該出力段内でのソフトスイッチング（soft
switching）又は多数レベルコンバーター（multi-level converter）の使用で
ある。
意図されてはいない。例えば、本発明の真の精神から離れることなく実施される
該好ましい実施例の可能な変更がある。例えば、分離段２０はどんな種類の分離
型直流／直流コンバーターによっても置き換えられる。加えて、発明者は、該分
離段モジュール２２の全ての分離変圧器Ｔは多数の２次と１つのセンタータップ
のある１次（multiple secondaries and a center tapped primary）を有する１
つの高周波変圧器内に実際に組み合わされ得ることを予想している。可能な追加
的設計変更は分離段２０内でソフトスイッチングコンバーター（soft switching
converter）を使用すること、そして該出力段内でのソフトスイッチング（soft
switching）又は多数レベルコンバーター（multi-level converter）の使用で
ある。
【００３８】 更に、本発明の実施例は追加的入力段モジュールの追加により殆どどんな入力
電圧用にも設計出来る。出力電圧については、制限は該出力段半導体の電圧定格
のみである。今日の普通に入手可能な１２００Ｖ素子を用いて、＋／−４００Ｖ
までが達成容易である。幾分入手容易さが低い１８００Ｖ素子を用いて、少しの
変型で＋／−６００Ｖが達成可能とすべきである。もし多数レベル設計を利用す
れば、出力電圧は更に増加される。周波数に関しては、最大スイッチング周波数
は幾分この関心を起こさせる。現在利用可能な半導体技術を用いて、約４００Ｈ
ｚまで達成可能である。これらの数字は、新しいより良い半導体が入手可能にな
るにつれて、時間と共に変化する。
電圧用にも設計出来る。出力電圧については、制限は該出力段半導体の電圧定格
のみである。今日の普通に入手可能な１２００Ｖ素子を用いて、＋／−４００Ｖ
までが達成容易である。幾分入手容易さが低い１８００Ｖ素子を用いて、少しの
変型で＋／−６００Ｖが達成可能とすべきである。もし多数レベル設計を利用す
れば、出力電圧は更に増加される。周波数に関しては、最大スイッチング周波数
は幾分この関心を起こさせる。現在利用可能な半導体技術を用いて、約４００Ｈ
ｚまで達成可能である。これらの数字は、新しいより良い半導体が入手可能にな
るにつれて、時間と共に変化する。
【図１】 初期の固体変圧器｛エスエステー（SST）｝のトポロジー（topology）を描い
ている。
ている。
【図２】 本発明のエスエステーを略図式に描いている。
【図３】 本発明のエスエステー用入力段モジュールを描いている。
【図４】 本発明のエスエステー用分離段モジュールを描いている。
【図５】 本発明のエスエステー用出力段モジュールを描いている。
【図６−１２】 本発明のエスエステーを制御するための現在の好ましいアルゴリズムを描いて
いる。図６は入力段制御部を図解し、図７は入力段制御部電圧調整器を図解し、
図８は入力段制御部電圧観測器を図解し、図９は入力段制御部電流コマンド合成
器を示し、図１０は入力段制御部デユーテイサイクル合成器を図解し、図１１は
分離段制御部を描いており、そして図１２は現在の好ましい実施例の出力段脚部
制御部を描いている。
いる。図６は入力段制御部を図解し、図７は入力段制御部電圧調整器を図解し、
図８は入力段制御部電圧観測器を図解し、図９は入力段制御部電流コマンド合成
器を示し、図１０は入力段制御部デユーテイサイクル合成器を図解し、図１１は
分離段制御部を描いており、そして図１２は現在の好ましい実施例の出力段脚部
制御部を描いている。
Claims (24)
- 【請求項１】 分離段に動作的に接続された入力段を具備する固体変圧器に
於いて、前記入力段は高電圧、単相交流入力電圧を複数の（Ｎ個の）非分離直流
出力電圧に変換し、各前記非分離直流出力電圧は前記交流入力電圧の電圧レベル
より小さい電圧レベルにあり、そして前記非分離直流出力電圧の各々は前記分離
段内に別々に分離されることを特徴とする分離段に動作的に接続された入力段を
具備する固体変圧器。 - 【請求項２】 請求項１の固体変圧器に於いて、前記入力段は入力ポートを
有するＮ個の入力モジュールを備えており、該入力ポートの各々は２つの入力タ
ーミナルを有しており、該入力ターミナルは、最初のモジュールと最後のモジュ
ールが１つの入力ターミナル上で前記交流入力電圧を受けるために接続されるよ
う、そして更に、もう１つの入力ターミナルにより隣接入力モジュールの入力タ
ーミナルに接続されるよう直列に接続され、そして前記最初と最後のモジュール
より他の各入力モジュールは２つの入力ターミナルにより２つの隣接入力モジュ
ールに接続されていることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項３】 請求項２の固体変圧器に於いて、各前記入力モジュールが更
に出力ポートを有し、前記分離段は各々が入力ポートと出力ポートを有するＮ個
の分離モジュールを備えており、各前記入力モジュールの該出力ポートは対応す
る分離モジュールの入力ポートと接続されており、そして前記分離モジュールの
それぞれの出力ポートは分離されたバイポーラー直流電圧源を供給するために共
に並列に接続されていることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項４】 請求項１の固体変圧器が更に、前記分離段に接続された入力
ポートと、プラスマイナスの規定された交流電圧の交流出力電圧を供給する出力
ポートとを有する出力モジュールを備えることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項５】 請求項３の固体変圧器が更に、前記分離されたバイポーラー
直流電圧を受けるために前記分離モジュールの前記出力ポートに接続された入力
ポートを有する出力モジュールを備えることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項６】 請求項５の固体変圧器に於いて、前記出力モジュールが更に
プラスマイナスの規定された交流電圧の交流出力電圧を供給するための手段を備
えることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項７】 請求項３の固体変圧器に於いて、各前記分離段モジュールが
その入力と出力の電圧間に磁気的分離を提供するための手段を備えることを特徴
とする固体変圧器。 - 【請求項８】 請求項７の固体変圧器に於いて、前記分離モジュールにより
提供される該分離が、それらの入力で直列に接続された分離段モジュールをそれ
らの出力で並列に接続されることを可能にし、それにより電圧低減が提供される
ことを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項９】 請求項３の固体変圧器に於いて、各前記入力モジュールが更
に前記入力ターミナルに動作的に接続された整流器と、前記整流器の出力ターミ
ナルに接続されたブーストコンバーターとを備えることを特徴とする固体変圧器
。 - 【請求項１０】 請求項９の固体変圧器に於いて、前記ブーストコンバータ
ーが予め決められた周波数でそして該整流器への交流入力電流を正弦波とならせ
るように制御可能なデユーテイサイクルでスイッチ可能なトランジスタを含むこ
とを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項１１】 請求項１０の固体変圧器に於いて、前記ブーストコンバー
ターのそれぞれのトランジスタが実効的スイッチング周波数が実際のスイッチン
グ周波数のＮ倍になるような協調した仕方でスイッチ可能であり、それにより低
い実際のスイッチング周波数を保持する間は該整流器内への該交流電流内の低い
歪みが提供され、かくしてスイッチング損失の最小化により高効率となることを
特徴とする固体変圧器。 - 【請求項１２】 請求項３の固体変圧器に於いて、各前記分離モジュールが
分離する直流／直流コンバーターを備えることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項１３】 請求項１２の固体変圧器に於いて、各前記直流／直流コン
バーターが直流入力をフエライトコアベースの変圧器内へフイードされる高周波
交流方形波信号に変換し、前記変圧器の出力が整流されることを特徴とする固体
変圧器。 - 【請求項１４】 請求項１３の固体変圧器に於いて、前記直流／直流コンバ
ーターのスイッチングとデユーテイサイクルとは与えられた負荷に対し効率を最
適化するために制御可能であることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項１５】 請求項１４の固体変圧器に於いて、前記分離モジュールの
変圧器がそれぞれのモジュールにより共有される単一のコアを使用して作られる
ことを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項１６】 請求項１の固体変圧器が更に、低電圧バイポーラー直流入
力を低電圧の６０Ｈｚの交流出力に変換するための手段を備えることを特徴とす
る固体変圧器。 - 【請求項１７】 請求項１６の固体変圧器に於いて、前記出力モジュールが
更に、＋／−１２０ボルト交流を供給する接地された２次の中央タップ出力ポー
トを備えることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項１８】 請求項１の固体変圧器に於いて、 前記入力段は、各々が２つの入力ターミナルを含んでおり、該入力ターミナル
は、最初のモジュールと最後のモジュールとは、１つの入力ターミナル上で前記
交流入力電圧を受けるよう接続されそして更にもう１つの入力ターミナルにより
隣接入力モジュールの入力ターミナルに接続されるように、直列に接続される様
な入力ポートを有するＮ個の入力モジュールを備えており、そして前記最初と最
後のモジュールの他の各入力モジュールは２つの入力ターミナルにより２つの隣
接入力モジュールに接続されており、 各前記入力モジュールは更に出力ポートを備えており、前記分離段は各々が入
力ポートと出力ポートとを有するＮ個の分離モジュールを備えており、各前記入
力モジュールの出力ポートは対応する分離モジュールの入力ポートと接続されて
おり、そして前記分離モジュールのそれぞれの出力ポートは分離された直流電圧
を供給するために共に並列に接続されており、 前記固体変圧器は更に、前記分離段に接続された入力ポートと、概略プラスマ
イナス１２０ボルト交流の交流出力電圧を供給する出力ポートとを有する出力モ
ジュールを備えており、 各前記分離段モジュールはその入力と出力の電圧間に磁気的分離を提供するた
めの手段を備えることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項１９】 請求項１８の固体変圧器に於いて、各前記入力モジュール
が更に、前記入力ターミナルに動作的に接続された整流器と、前記整流器の出力
ターミナルに接続されたブーストコンバーターとを備えており、前記ブーストコ
ンバーターは、高周波で、かつ、該整流器への交流入力電流を正弦波とならせる
ように制御可能なデユーテイサイクルで、スイッチ可能であるトランジスタを含
んでいることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項２０】 請求項１９の固体変圧器に於いて、前記ブーストコンバー
ターのそれぞれのトランジスタが、実効的スイッチング周波数が実際のスイッチ
ング周波数のＮ倍となる様な協調的な仕方でスイッチ可能であり、それにより低
い実際のスイッチング周波数を保持している間は該整流器内への該交流電流内の
低い歪みが提供され、かくしてスイッチング損失の最小化を通して高い効率とな
ることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項２１】 請求項１８の固体変圧器に於いて、各前記分離モジュール
が分離する直流／直流コンバーターを備えることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項２２】 請求項２１の固体配電用変圧器に於いて、各前記直流／直
流コンバーターが直流入力を、フエライトコアベースの変圧器内にフイードされ
る高周波交流方形波信号に変換しており、前記変圧器の出力が整流されることを
特徴とする固体変圧器。 - 【請求項２３】 請求項２２の固体変圧器に於いて、前記直流／直流コンバ
ーターのスイッチングとデユーテイサイクルは与えられた負荷に対して効率を最
適化するように制御可能であることを特徴とする固体変圧器。 - 【請求項２４】 請求項２３の固体変圧器に於いて、前記分離モジュールの
該変圧器はそれぞれのモジュールにより共有される１つのコアを使用して作られ
ることを特徴とする固体変圧器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/089,063 | 1998-06-02 | ||
| US09/089,063 US5943229A (en) | 1998-06-02 | 1998-06-02 | Solid state transformer |
| PCT/US1999/012237 WO1999063650A1 (en) | 1998-06-02 | 1999-06-02 | Solid state transformer |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002517976A true JP2002517976A (ja) | 2002-06-18 |
Family
ID=22215478
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000552761A Pending JP2002517976A (ja) | 1998-06-02 | 1999-06-02 | 固体変圧器 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5943229A (ja) |
| JP (1) | JP2002517976A (ja) |
| KR (1) | KR20010052513A (ja) |
| AU (1) | AU4228799A (ja) |
| CA (1) | CA2333684C (ja) |
| DE (1) | DE19983276T1 (ja) |
| SE (1) | SE0004450L (ja) |
| WO (1) | WO1999063650A1 (ja) |
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