JP2002514368A - 高帯域幅効率化通信 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 離散マルチトーン・スタックキャリアスペクトル拡散通信方法は重畳またはスタックされたコンプレックスシヌソイド搬送波によるベースバンド信号の多重周波数領域拡散に基づいている。好適な形態において、拡散は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のビンにエネルギーを与えることを含む。これによって、適切な出力ＦＦＴサイズ計算における複雑さをかなりの節約できる。ポイント−マルチポイントおよびマルチポイント−ポイント（ノードレス）ネットワークトポロジーが可能である。コード・ヌリング方法が、各種のソースのスペクトルの広がりを生かすことによる干渉キャンセルおよび強調信号分離のために取り入れられる。基本的な方法は、空間的分離を利用する干渉キャンセルおよび強調信号分離のためのマルチエレメント・アンテナアレイ・ヌリング方法を含むように拡張することができる。このような方法は、指向的および指向的送信システムであって無線環境に適用する、または適用可能なものを許容する。このようなシステムは、帯域幅オンデマンドおよび高次変調フォーマットとコンパチブルであり、高度適応アルゴリズムを使用する。特別な形態では、適応ウェイトのスペクトル的および空間的成分は、エアリンクのスペクトル的および空間的記載の間の数学的解析に基づいて統合された動作において、計算される。

Description

【発明の詳細な説明】 高帯域幅効率化通信発明者 技術分野 本発明は、複数のアクセス技術の組み合わせにより、使用可能なスペクトル帯 域幅を非常に有効に活用する通信方法に関する。 背景技術 限られたスペクトル帯域幅−トで動作する通信システムは、少ない帯域幅ソー スを非常に有効に使用して、満足のいくサービスを多くのユーザに提供しなくて はならない。多くのユーザ要求と少ない帯域幅ソースを扱うこうした通信システ ムには、例えば、携帯電話や個人通信システム等のワイヤレス通信システムがあ る。 かかるシステムに使用して帯域幅効率を向上するため、つまり所定のスペクト ル帯域幅内で効率的に送信できる情報量を増やすために、多様な技術が提案され てきた。これらの技術の多くは、各ユーザ信号の独自性を維持しながら、複数の ユーザに対して同じ通信ソースを再使用することを含む。かかる技術は一般的に 、多アクセス技術または多アクセスプロトコルと呼ばれる。多アクセス技術の中 には、時間分割多アクセス（ＴＤＭＡ）、コード分割多アクセス（ＣＤＭＡ）、 空間分割多アクセス（ＳＤＭＡ）、周波数分割多アクセス（ＦＤＭＡ）がある。 かかる多アクセスプロトコルの技術的根拠は、例えば、Ｒａｐｐａｐｏｒｔによ る 「Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｏｎｓ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａ ｎｄ Ｐｒａｃｔｉｃｅ」Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ １９９６に述べられて いる。 時間分割多アクセス（ＴＤＭＡ）プロトコルは、多数のユーザからの情報を時 間分割多重送信することにより、割り当てられた一つの周波数帯域で多くのユー ザからの情報を送信することを含む。この多重送信式型(scheme)では、特定の時 間スロットを特定のユーザに振り分ける。特定の情報が送信される時間スロット を知っていれば、通信チャンネルの受信側で各ユーザのメッセージを分離して再 構築できる。 コード分割多アクセス（ＣＤＭＡ）プロトコルは、独自コードを使用して各ユ ーザのデータ信号を他のユーザのデータ信号から区別することを含む。特定の情 報が一緒に送信される独自コードを知っていれば、通信チャンネルの受信側で各 ユーザメッセージを分離して再構築できる。ＣＤＭＡプロトコルには４種類あり 、ユーザのデータを周波数スペクトルの広い部分に拡散するために使用される特 定の技術によって分類される。つまり、直接列（または偽ノイズ）、周波数ホッ ピング、時間ホッピング、ハイブリッドシステムである。ＣＤＭＡプロトコルの 技術的根拠は、例えば、Ｐｒａｓａｄによって最近書かれた「ＣＤＭＡ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」Ａｒ ｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，１９９６に述べられている。 直接列ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）プロトコルは、ユーザのデータ信号を、こ のデータ信号よりも高い帯域幅の独自コード信号によって変調することで、周波 数スペクトルの広い部分に拡散することを含む。コード信号の周波数は、データ 信号の周波数よりずっと大きくなるように選ばれる。データ信号はコード信号に より直接変調され、変調された符号化データ信号は、単一の広周波数範囲を継続 的にカバーする単一の広帯域キャリアを変調する。ＤＳ−ＣＤＭＡ変調キャリア 信号が送信された後、受信機は、ユーザの独自コード信号の、ローカルに生成さ れたバージョンを用いて受信信号を復調し、再構築されたデータ信号を得る。こ のように受信機は、多くの他のユーザのデータ信号を運ぶ変調キャリアから、ユ ーザのデータ信号を抽出できる。 周波数ホッピング拡散スペクトル（ＦＨＳＳ）プロトコルは、独自コードを使 用して、ユーザデータ信号の連続発射用狭帯域キャリア周波数値を変化すること を含む。キャリア周波数値は、独自コードにしたがって、周波数スペクトルの広 範囲にわたって変化する。ＣＤＭＡプロトコルは拡散スペクトル技術と密接に関 係しており、拡散スペクトル多アクセス（ＳＳＭＡ）という単語は、比較的広い 周波数範囲を使用して比較的狭い帯域データ信号を分配するＤＳ−ＣＤＭＡやＦ ＨＳＳといったＣＤＭＡプロトコル用にも使用される。 時間ホッピングＣＤＭＡ（ＴＨ−ＣＤＭＡ）プロトコルは、単一狭帯域キャリ ア周波数を使用して、ユーザの独自コードによって決定された間隔の間に、ユー ザデータを一気に送出することを含む。 ハイブリッドＣＤＭＡシステムは、２個以上のＣＤＭＡプロトコル（直接列／ 周波数ホッピング（ＤＳ／ＦＨ）、直接列／時間ホッピング（ＤＳ／ＴＨ）、周 波数ホッピング／時間ホッピング（ＦＨ／ＴＨ）、直接列／周波数ホッピング／ 時間ホッピング（ＤＳ／ＦＨ／ＴＨ））の組み合わせを使用する。 ＣＤＭＡプロトコルは、ユーザに独自の異なるコードによって各ユーザの情報 を変調する。各ユーザの情報は、通信チャンネルの受信側で分離して再構築する 。これは、多重送信信号の、ユーザコードと関連した部分を分離することで行う 。特定の実施の形態では、直交コードを使用する。これにより、異なるコードに 関連する情報を完全に分離でき、クロストークを生じない。直交コードを使用し ない場合は、「コードナリング」を用いて、多様なコード間の相関によって生じ る干渉を制限してもよい。この技術は、直交してはいないが、クロストークを最 小限に抑えるコードを選択して行う。 空間分割多アクセス（ＳＤＭＡ）送信プロトコルは、エネルギーの有向ビーム を形成して、異なる場所にいるユーザと通信することを含む。このビームのエネ ルギー放射パターンは、空間的に互いに重畳しない。適応アンテナ列を段階的な パターン(phased pattern)で駆動して、選択された複数の受信機の方向にエネル ギーを同時に進めることができる。この送信技術によれば、別々の方向を向いた 各ビームに他の多重放送式型を再使用できる。例えば、特定の同−ＣＤＭＡコー ドを、空間的に分離された二本の異なるビームに使用できる。したがって、ビー ムが重畳しなければ、ビーム／コードの特定の組み合わせによって独自に身元を 確認できる限り、異なるユーザを同一のコードに振り分ける事ができる。 ＳＤＭＡ受信プロトコルは、複数部材適応アンテナ列を使用して、アンテナ列 の受信感度を選択された送信ソースに向けることを含む。デジタルビーム形成に より、適応アンテナ列によって受信された信号を処理し、任意の所定方向から受 信した純粋の信号から干渉とノイズとを分離する。受信局は、アンテナ列の各ア ンテナ部材が受信したＲＦ信号をサンプル抽出し、デジタル化する。この時、デ ジタルベースバンド信号は、アンテナ列の各アンテナ部材が受信したＲＦ信号の 振幅と位相を示す。デジタル信号処理技術を、アンテナ列の各アンテナ部材から のデジタルストリームに適用する。ビーム形成処理は、各アンテナ部材からのデ ジタル信号に重み値を適用し、これらの振幅と位相の数的表現を調節することを 含む。この調整は、互いに加算された時に、所望のビームつまり所望の指向性を 有する受信感度を形成するように行う。こうして形成されたビームは、アンテナ 列が任意の所定方向から受信した物理的ＲＦ信号(physical RF signal)の、コン ピュータ内でのデジタル表現である。送信機においてナルステアリング処理を行 い、ナル領域の空間的方向を送信されたＲＦエネルギーのパターンに配置する。 受信側で行うナルステアリングは、受信機の利得または感度におけるナルの効果 的な方向を制御するためのデジタル信号処理技術である。これらの処理は共に、 ビーム間での空間的干渉を最小限に抑えることを意図する。複数部材アンテナ列 を使用して有向ビームを形成するＳＤＭＡ技術は、Ｓｗａｌｅｓ等によるＩＥＥ Ｅ Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｖｏｌ．３９．Ｎｏ．１ Ｆｅｂｒ ｕａｒｙ １９９０、および米国特許第５，５１５，３７８号に開示されている 。適応アンテナ列を使用するＳＤＭＡの技術的根拠は、例えば、ＬｉｔｖａとＬ ｏによる最近の本である「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｉｎ Ｗ ｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」 Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ ，１９９６に述べられている。 周波数分割多アクセス（ＦＤＭＡ）プロトコルは、一つの周波数帯で多くのユ ーザに対してサービスを提供する。これは、特定の周波数スロットを特定のユー ザに振り分けること、つまり、異なるユーザに関連する情報を周波数分割多重送 信することにより行う。任意の特定情報を乗せた周波数スロットを知っていれば 、通信チャンネルの受信側で各ユーザの情報を再構築できる。 直交周波数分割多重送信（ＯＦＤＭ）は、例えば、パルス状の信号をＦＤＭＡ 方式で送信する場合に直面する問題を解決する。通信科学において周知の原則に より、かかる信号が持続する時間を制限すると、周波数空間における信号の帯域 幅が本来的に広くなる。したがって、異なる周波数チャンネルが大きく重畳する かもしれない。このため、ＦＤＭＡが拠り所とする原則である、ユーザ認識パラ メータとして周波数を使用することができなくなる。しかし、後述するように、 信号の継続時間が制限されていることで周波数チャンネルが重畳するにもかかわ らず、特定の周波数に乗って送信されるパルス状の情報は、ＯＦＤＭ原則にした がって分離可能である。 ＯＦＤＭでは、データ率(data rate)とキャリア周波数とが特定の関係にある ことが必要である。特に、全体の信号周波数帯域はＮ個の周波数サブチャンネル に分割される。各周波数サブチャンネルは、同一のデータ率１／Ｔを有する。こ れらのデータストリームは、１／Ｔによって周波数分離される多数のキャリアに 多重送信される。こうした制限下で信号を多重送信すると、各キャリアは１／Ｔ の倍数でゼロを有する周波数反応を有するようになる。したがって、データ率に 関連した、信号帯域の広がりに因るチャンネル重畳にもかかわらず、多様のキャ リアチャンネル間に干渉が生じない。ＯＦＤＭは、例えば、Ｃｈａｎｇによる「 Ｂｅｌｌ Ｓｙｓ．Ｔｅｃｈ．Ｊｏｕｒ．，Ｖｏｌ．４５，ｐｐ．１７７５−１ ７９６，Ｄｅｃ．１９６６」および米国特許第４，４８８，４４５号に開示され ている。 パラレルデータ送信は、ＦＤＭＡに関連する技術である。これはマルチトーン 送信（ＭＴ）、離散マルチトーン送信（ＤＭＴ）、またはマルチキャリア送信（ ＭＣＴ）とも呼ばれる。パラレルデータ送信は、単なるＦＤＭＡと比べて、計算 上の大きな利点がある。つまり、各ユーザ情報は分割され、異なる周波数つまり 「トーン」にのせて送信されるのであって、標準的なＦＤＭＡのように単一の周 波数によって送信されるのではない。この技術の例として、毎秒ＮＦビットの入 力データは、毎秒Ｆビットのデータ率でＮビットのブロックにグループ分けさ れる。Ｎ個のキャリアつまり「トーン」を使用して、これらのビットを送信する 。各キャリアは、毎秒Ｆビットを送信する。キャリアは、ＯＦＤＭの原則にした がって間隔をあけて配置される。 パラレルデータ送信の利点は、この送信技術に関連する計算上の利点のいくつ かから得られる。つまり、パラレルデータ信号はオリジナルのシリアルデータ列 のフーリエ変換と同等であり、トーンの復調は逆フーリエ変換と同等である。こ れにより、シヌソイドジェネレータ、モジュレータおよび可干渉性復調器といっ た高額のシステムではなく、ＦＦＴを都合良く利用して、この技術を実行できる ことになる。例えば、ＷｅｉｎｓｔｅｉｎとＥｂｅｒｔによる「ＩＥＥＥ Ｔｒ ａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍ．Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．ｃｏｍ−１９，Ｎｏ．５．Ｏｃ ｔ．１９７１，ｐａｇｅ ６２８」を参照のこと。 パラレルデータ送信を使用して、多数のユーザにサービスを提供できる。これ は、特定のトーンを特定のユーザに振り分けることにより行う。この技術では、 特定の情報を任意の特定ユーザに独自に関連させることができる。これは、かか るユーザに振り分けられた周波数セットまたはトーンセットによってのみ情報を 送信して行う。複数の周波数を一人のユーザに対して使用することで、周波数領 域の不連続ではあるが広範囲にわたって、信号を拡散できる。これにより、拡散 スペクトル通信によってよく知られている利点を得る事ができる。Ｒｏｃｈｅお よびＷｙｎｅｒに与えられた米国特許第５，４１０，５３８号を参照のこと。 更に、多重送信は、同一の周波数セットまたはトーンセットを異なるユーザに 再使用することでも実現できる。これは、ユーザ特定拡散コードに基づいてトー ンセットを変調して行う。同一のトーンセットに振り分けられたユーザは、多重 送信信号の、それぞれに振り分けられたコードと相関する部分を分離することで 、区別できる。Ｙｅｅ，ＬｉｎｎａｒｔｚおよびＦｅｔｔｗｅｉｓによる「Ｍｕ ｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ＣＤＭＡ ｉｎ ｉｎｄｏｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｒ ａｄｉｏ ｎｅｔｗｏｒｋｓ」Ｐｒｏｃ．ＰＩＭＲＣ’９３，Ｙｏｋｏｈａｍａ Ｊａｐａｎ，ｐｐ．１０９−１１３，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ １９９３を参照の こと。 キャリアの位相と振幅の両方を変化させて、マルチトーン送信の信号を表現で きる。このため、マルチトーン送信は、Ｍ関連デジタル変調式型によって実行で きる。Ｍ関連変調式型では、２個以上のビットをまとめてグループ分けしてシン ボルを形成し、Ｍ可能信号の一つを各シンボル期間中に送信する。Ｍ関連デジタ ル変調式型は、例えば、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）、周波数偏移キーイング （ＦＳＫ）、高次横軸振幅変調（ＱＡＭ）である。ＱＡＭでは、信号は、運搬波 の位相と振幅とによって表現される。高次ＱＡＭでは、振幅／位相プロットによ って多数のポイントを区別できる。例えば、６４関連ＱＡＭでは、６４個のポイ ントを区別できる。６ビットの０と１によって６４通りの組み合わせができるの で、例えば６ビット列のデータシンボルは、６４関連ＱＡＭのキャリアに変調で きる。これは、可能な６４個のセットの中から１セットの位相と振幅のみを送信 して行う。 上記時間的およびスペクトル的多重送信技術のいくつかを組み合わせるための 提案がなされている。例えば、Ｓｃｈｉｌｌｉｎｇに対して発行された米国特許 第５，２６０，９６７号では、ＴＤＭＡとＣＤＭＡの組み合わせが開示されてい る。Ｂｒｕｃｋｅｒｔに対して発行された米国特許第５，２９１，４７５号およ びＢａｒｔｈｏｌｏｍｅｗに対して発行された米国特許第５，３１９，６３４号 では、ＴＤＭＡとＦＤＭＡとＣＤＭＡとの組み合わせを開示している。 他にも、各種の時間的およびスペクトル的多アクセス枝術を、空間的多アクセ ス技術と組み合わせるための提案がされている。例えば、１９９１年１２月１２ 目に出願された米国特許第５，５１５，３７８号で、Ｒｏｙは「同一周波数、コ ードまたは時間チャンネルにおける多数のメッセージを、これらが異なる空間的 チャンネルにあるという事実を用いて分離すること」を提案している。Ｒｏｙは 、彼の技術を「アンテナ列」を用いた携帯電話通信に特別に適用することを提案 している。同様の提案がＳｗａｌｅｓ等によって「ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｖｅ ｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．１ Ｆｅｂｒｕａｒｙ １９９０」 において、またＤａｖｉｅｓ等によって「Ａ．Ｔ．Ｒ．，Ｖｏｌ．２２，Ｎｏ． １，１９８８」や「Ｔｅｌｅｃｏｍ Ａｕｓｔｒａｌｉａ，Ｒｅｖ．Ａｃｔｉｖ ｉｔｉｅｓ，１９８５／１９８６ ｐｐ．４１−４３」において、なされている 。 １９９２年６月２３日に出願された米国特許第５，２６０，９６８号では、Ｇ ａｒｄｎｅｒとＳｃｈｅｌｌが、「空間的に分離可能な」放射パターンに関連し て「スペクトル的に解体された」通信チャンネルを使用することを提案している 。放射パターンの決定は、適応アンテナ列を使用して、信号の「自己可干渉性(s elf coherence)」特性を回復することにより行う。「基地局の適応アンテナ列を 自己可干渉性回復(self coherence restoral)の信号処理に関連して使用し、異 なる特定の場所にいるユーザから送られる時間的およびスペクトル的に重畳する 信号を分離する。」発明の要約を参照のこと。しかし、この特許では、適応的解 析と自己可干渉性回復だけを用いて、最良のビームパターンを決定している。「 従来のスペクトルフィルタを使用して、空間的に分離不可能なフィルタを分離す る。」 Ｗｉｎｔｅｒは「適応列処理(adaptive array processing)」を提案している 。この処理では、「複数のアンテナからの周波数領域データを結合して、復調の ために、チャンネルの分離および時間領域への変換を行う。」１９９３年１０月 ２０日に出願された米国特許第５，４８１，５７０号の第１コラム６６−６７行 および第２コラム１４−１６行を参照のこと。 Ａｇｅｅは、「任意の通信ネットワークの基地局にあるＭ要素マルチポートア ンテナ列を使用することで、ネットワークでの再使用頻度を約Ｍ倍に増やすこと ができ、適切な復調に必要な入力ＳＩＮＲの範囲を大幅に広げることができる」 ことを示している（「Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃ ａｔｉｏｎｓ；Ｔｒｅｎｄｓ ａｎｄ Ｃｈａｌｌｅｎｇｅｓ」，Ｒａｐｐａｐ ｏｒｔ，Ｗｏｅｒｎｅｒ ａｎｄ Ｒｅｅｄ，ｅｄｉｔｏｒｓ，Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，１９９４、ｐｐ．６９−８０、ａｔ ｐａｇｅ ６９。また、Ｐｒｏｃ．Ｖｉｒｇｉｎｉａ Ｔｅｃｈ．Ｔｈｉｒｄ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍ ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｊｕｎｅ １９９３，ｐｐ．１５−１ ｔｏ １５−１ ２も参照のこと。）Ａｇｅｅは、彼の著作のこの点において、「任意のネットワ ークアプローチや変調方法のために、空間的多様性を開発できる。これは、復調 処理以前に、マルチポート適応アンテナ列を用いて時間一致加入者信号を分離し て行う。」と主張している。ｏｐ．ｃｉｔ．ｐａｇｅ ７ ２。同じ著作で、Ａｇｅｅは、「非常に垂離した伝達範囲にわたる信号」を受信 するという問題は、「典型的な通信ネットーワークが採用する変調フォーマット 固有のスペクトル的多様性を開発することで解決できる」と別途説明している。 ｏｐ．ｃｉｔ．ｐａｇｅ ６９。ＣＤＭＡネットワークの場合、Ａｇｅｅは、「 信号アンテナが受信したデータ信号は、背景干渉が存在する状態において、空間 的干渉信号を受信する狭帯域アンテナ列によって生成される信号と強い類似性を 有するベクトル列に変換できる」としている。ｏｐ．ｃｉｔ．ｐ．７６。この議 論は、「Ｍチップモジュレーションオンシンボル（ＭＯＳ）ＤＳＳＳ拡散フォー マットを使用するＣＤＭＡネットワーク」の観点からなされる。ｏｐ．ｃｉｔ． ｐ．６９。（ＤＳＳＳは、直接列スペクトル拡散、つまりＤＳ−ＣＤＭＡプロト コルの略語である。） ＧａｒｄｎｅｒとＳｃｈｅｌｌは、１９９２年６月２３日に出願された米国特 許第５，２６０，９６８号において、「同一周波数を用いて二重通信を行うため に」「基地局およびユーザからの信号を時間分割多重送信すること」を提案して いる。「基地局における全携帯ユニットからの受信は、基地局から全携帯ユニッ トに向けた通信から一時的に分離される（第５コラム、４４ｆｆ行）。」同様に 、米国特許第４，３８３，３３２号は、ワイヤレス複数部材適応アンテナ列ＳＤ ＭＡシステムを開示している。ここでは、全ての必要な適応信号処理を基地局の ベースバンドで「時間分割再送信技術」を用いて行う。 Ｆａｚｅｌは、「Ｎａｒｒｏｗ−Ｂａｎｄ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒｅ ｊｅｃｔｉｏｎ ｉｎ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、Ｒｅｃｏ ｄ、１９９４ Ｔｈｉｒｄ Ａｎｎｕａｌ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏ ｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｕｎｉｖｅｖｓａｌ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕ ｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥ，１９９４，ｐｐ，４６−５０において、拡散ス ペクトルとＯＦＤＭとの組み合わせに基づく通信式型を説明している。複数のサ ブキャリア周波数は、それらに振り分けられた拡散ベクトル成分を有し、受信側 に周波数多様性を提供する。この式型は、周波数領域解析を用いて干渉を椎定す る。これは、逆拡散前に、各受信サブキャリアを重み付けするために使用される 。 この結果、干渉を含むこれらのサブキャリアを消すことになる。 この分野における関連する他の説明は、以下の通りである。 以下の参考文献は、適応ビーム形成を、ＣＤＭＡにおける拡散コード処理と組 み合わせる多様な方法を開示している。 多アクセスプロトコルのいくつかを組み合わせて帯域幅の効率を改善するとい うこれらの提案にもかかわらず、こうした組み合わせを実行することは、あまり 成功していない。その理由の一つは、より多くのパラメータを組み合わせると、 最適動作パラメータの計算がより困難になるためである。組み合わせた多アクセ スプロトコルを実行するネットワークは、より複雑で高価になる。したがって、 多アタセスプロトコルの組み合わせを使用した高度帯域幅効率化通信は、まだ研 究の余地を残す。 発明の開示 本発明によれば、高度帯域幅効率化情報送受信方法を実現する。本発明の一態 様によれば、複数の多アクセス高度帯域幅効率化通信技術を組み合わせる。本発 明は、高度に効率的な帯域幅多アクセスシステムにおいて各ユーザの信号を抽出 するために、受信信号の明確なスペクトルと空間的解析とを、統合化した動作で 組み合わせている、との出願者の認識に、一部基づくものである。 本発明の一態様は、信号を少なくとも空間的に離れた２個の送信機から、複数 部材アンテナ列を有する受信基地局に通信する方法である。各送信機は、異なる 情報を示す信号を送信する。本発明のこの態様によれば、信号のスペクトル的特 徴の数学的表現は、複数部材アンテナ列によって受信された信号の空間的特徴の 数学的表現と実質的に同一の数学的形式に表すことができる。このため、受信機 は、受信信号を効率的に処理して、信号を、その騒音干渉比率まで強化する適応 スペクトル的および空間的逆拡散および拡散重みを同時に得ることができる。こ の時受信機は、送信機によって送信された各信号に関連するデータを同定でき、 そのデータを各受信者に進めることができる。「拡散利得」という言葉を「拡散 重み」に代えて使用して、これらの値が適応的であり、大きさを変えられること を強調できる。 本発明の他の態様では、信号のスペクトルフォーマットは離散マルチトーンス タックキャリア（ＤＭＴ−ＳＣ）と呼ばれるものである。このフォーマットでは 、ユーザのデータ信号は、重み付けられた離散周波数またはトーンのセットによ って変調される。重みは、広範囲の周波数をカバーする複数の離散トーンに信号 を分配する拡散コードであり、トーンの振幅を変調するように作用する実数成分 (real component)を伴う複素数である。一方、重みのコンプレックス成分は、同 じトーンの位相を変調するように作用する。重み付けされたトーンセットの各ト ーンは、同一のデータ信号を運ぶ。送信局にいる複数のユーザは、同じトーンセ ットを使用して彼らのデータを送信できる。しかし、このトーンセットを共用す る各ユーザは、異なる拡散コードのセットを持っていなくてはならない。特定の ユーザに対する重み付けされたトーンセットが受信局に送信されると、そこで逆 拡散コードによって処理されて、ユーザデータ信号を回復する。受信機側の、空 間的に離れた各アンテナにおいて、本発明の方法は、受信マルチトーン信号を、 時間領域信号から周波数領域信号に変換することを含む。逆拡散重みを、各アン テナ部材によって受信された信号の各周波数成分に振り分ける。逆拡散重み値は 、受信信号と組合わさった時に、特定のマルチトーンセットおよび送信場所によ って特徴づけられた個々の送信信号の最良の近似値となるように決定される。 本発明の別の態様では、逆拡散重みのスペクトル部分は、受信局においてその 値を適応的に調整して受信信号の品質を向上する。この処理は、適応的コードナ リングと呼ぶ。明確なデータ信号を拡散するために使用する拡散コードが直交す る場合、チャンネルにおける干渉を拡散データから除去できる。しかし、拡散コ ードが直交しない場合、これは空間的セルを近い位置に置く際に使用される拡散 コードの場合であるが、クロス変調が生じ、データ信号は、単純な逆拡散によっ ては正確に区別されない。こうした状況を補償するために、コードナリング重み に受信信号を乗算する。受信信号中のクロス変調をゼロにすることで、データビ ットの適切な値が受信機から出力される。適応コードナリングの手順は、信号の 品質を最大化する包括的逆拡散重みを導入する間に実行されてもよい。 本発明の別の態様では、逆拡散重みの空間的部分は、受信局においてその値を 適応的に調整して、受信機の低利得またはナル領域の空間的方向を、ナルが周知 の干渉信号ソースに向けられるように適応的にパターンに配置する。このように 、干渉信号は空間領域においてエネルギーをそがれる。この「ナルステアリング 」手順も、信号の品質を最大化する包括的逆拡散重みを導入する間に実行されて もよい。 本発明の別の態様では、ナルステアリングを行うために用いる数学的形式主義 が、コードナリングを行うために用いる形式主義と類似していることが分かった 。この類似によると、トーンセット中のトーンがコンプレックス重みによって乗 算されてトーンの振幅と位相を変化させるように、アンテナ部材によって受信さ れた信号の利得と相対的位相も、倍数的に増加する重みセットによって乗算され る。コンプレックス重みによるこの乗算は、スペクトル的概念であるコードナリ ング、および空間的概念であるコードナリングの双方に対するマトリクス形式で 表現できる。したがって、スペクトルコード領域において実施される計算は、空 間的領域において実行される計算と正式に対応する。この結果、本発明のこの態 様では、ナルステアリングは、コードナリンダを使用するシステムにおいて、ナ ルステアリングは、コンプレックス重みを計算するために使用されるスペクトル 的マトリクスに追加の「空間的」範囲(dimensions)を加え、これらの「統合され た空間的／スペクトル的」重みで信号を乗算することにより、実行できる。 本発明の別の態様では、信号は時間分割二重形式で送信される。例えば、基地 局から遠隔端末に向かう信号は、遠隔端末から基地局に向かう信号とは異なる時 間帯に送信される。本発明のこの態様の一実施の形態において、第１バースト時 間ガード時間期間(first-burst time-guardtime-period)によって分離された第 １の複数の受信信号によるバーストが、受信局に受信される。次に、受信局は、 第２バースト時間ガード時間期間によって分離された第２の複数の送信信号によ るバーストを送信する。第１と第２のバーストは、第１バースト時間ガード時間 期間または第２バースト時間ガード時間期間よりも大きなバースト時間ガード時 間期間(interburst time-guard time-pel-iod)によって分離される。バースト間 時間ガード時間期間は、受信局が受信した信号と、他の受信局が送信した信号と の間の干渉を減少するために充分な程大きい。 本発明の他の態様は、多アクセス技術のいくつかにしたがってスペクトル的に 処理されたデータの表現と、複数部材適応アンテナ列によって空間的に処理され たデータの表現との間に存在するであろう数学的な類似のワイヤレス通信への適 用である。出願者は、この類似ゆえに、これらの解析は統合された数学的演算で 組み合わせ可能であることを発見した。これにより、拡散コードを含む最適演算 パラメータの計算を非常に平易にし、各個人ユーザに関連する信号の同定を可能 にする。したがって、本発明のこの態様では、高度帯域幅効率化のために最も望 ましい演算パラメータの動的かつリアルタイムでの計算と、各ユーザ信号の同定 とが、複数の多アクセス技術を使用しているにもかかわらず、より経済的に行わ れる。 本発明の他の態様においては、出願者は、ＤＭＴ−ＳＣにおいて重み付けされ たトーンセットにわたって信号を拡散することは、複数部材適応アンテナ列によ って処理されたデータのフォーマットに類似する多アタセススペクトル処理フォ ーマットの一つであることを示している。したがって、本発明の実施の形態にお いては、複数部材適応アンテナ列技術を使用した空間分割多アクセス（ＳＤＭＡ ）は、ＤＭＴ−ＳＣと組み合わされて、大きな計算上の効果を奏する。 本発明の更に他の態様は、これらの技術は、より高次の変調フォーマット（よ り高次のＱＡＭ、Ｍ関連ＰＳＫまたはＦＳＫ等）と組合わさって、更に高度の帯 域幅効率を得る。 本発明の実施の形態では、一回のマトリクス計算によって、以前はコード決定 、 コードナリング、ビーム形成、およびビームステアリングといった別々のステッ プであったものを含む拡散／逆拡散関数を実行する。この演算により、最良の信 号雑音干渉比になる逆拡散重みを生じる。 現在、本発明は、ユーザの数やその必要性に比べて帯域幅が少ないワイヤレス 通信の分野（セルラ通信や個人通信等）に有利に適用されている。この適用は、 携帯、固定、あるいは最小限に携帯可能なシステムにおいて実行されるかもしれ ない。しかし、本発明は、ワイヤレスではない他の通信システムにも同様に有利 に適用してもよい。 図面の簡単な説明 図１Ａは、本発明において、互いに接近して配置された送信機から送られる２ セットの離散マルチトーン信号を受信機がいかにして区別するかを示す純粋にス ペクトル的な多様性の例を示す図である。 図１Ｂは、本発明において、互いに離れて配置された送信機から送られる２個 の離散モノトーン信号を受信機がいかにして区別するかを示す純粋に空間的な多 様性の例を示す図である。 図１Ｃは、本発明において、互いに離れて配置された送信機から送られる２個 の離散マルチトーン信号を受信機がいかに区別するかを示すスペクトル的および 空間的多様性の例を示す図である。 図１Ｄは、固定ワイヤレス通信システムにおける本発明の実施例を示す高レベ ル概略図である。 図２は、マルチトーン送信を簡単に示す図である。 図３は、離散マルチトーンスタックキャリア信号フォーマットの使用を簡単に 示す図である。 図４は、本発明の実施例において使用されるマトリクス形式主義を簡単に示す 図である。 図５は、チャンネル反応の影響を含む、本発明の実施例において使用されるマ トリクス形式主義を簡単に示す図である。 図６は、典型的な高次ＱＡＭ変調フォーマットを使用するＤＭＴ−ＳＣを簡単 に示す図である。 図７は、本発明の実施の形態で使用する一般的な時間分割二重信号およびプロ トコルを示す時間図である。 図８は、本発明の実施の形態で使用して、高度帯域幅効率を実現するためのメ イン信号処理ステップを示す信号処理フロー図である。 図９は、符号化されたキャリア信号を拡散するために使用される方法を示す信 号処理フロー図である。 図１０は、信号対干渉プラス雑音比(signal to interference plus noise rat io)、対、送信および受信信号に適用されるコード重みおよび空間的重みを示す ３次元プロットである。 図１１は、基地局アンテナの実施の形態を示す斜視切り取り図である。 図１２は、基地局アンテナの第２の実施の形態を示す斜視切り取り図である。 図１３は、本発明のナルステアリングを示す図である。 図１４は、逆周波数チャンネル化拡散装置の実施例を示す概略図である。 図１５は、周波数チャンネル化逆拡散装置の実施例を示す概略図ある。 図１６は、アンテナ利得対角度方向を示す図である。 図１７は、本発明の高度帯域幅効率化通信ネットワークの特定の適用を示す簡 単なブロック図である。 図１８は、本発明の特定の実施の形態の可能な動作周波数帯域のリストである 。 図１９は、本発明の特定の実施の形態のエアリンクのＲＦバンド／サブバンド 組織を示す図である。 図２０は、本発明の特定の実施の形態の各サブバンド内のトーンを示す図であ る。 図２１は、本発明の特定の実施の形態のトラフィックパーティションを示す図 である。 図２２は、ｉ番目のトラフィックパーティションへのトーンマッピングを示す 図である。 図２３は、ｉ番目のサブバンド対に対するチャンネルへのオーバーヘッドトー ンマッピングを示す図である。 図２４は、トラフィックトーンおよびオーバーヘッドトーンへトーン空間の分 割を示す図である。 図２５は、ベースおよび遠隔ユニット送信のための時間分割二重フォーマット を示す図である。 図２６は、前方および逆チャンネル時間パラメータの詳細を示す図である。 図２７は、ＴＤＤパラメータ値を示す図である。 図２８は、物理的層構成を示す図である。 図２９は、空間セル内でのＡ段階でのサブバンド対振り分けを示す図である。 図３０は、空間セルにかかるＡ段階でのサブバンド対振り分けを示す図である 。 図３１は、高容量モード用ベース送信機の上部物理層の機能ブロックを示す図 である。 図３２は、高容量前方チャンネル送信のデータ送信を示す図である。 図３３は、中容量モードにおけるベース発信機上部物理的層の機能ブロック図 である。 図３４は、中容量順方向チャンネル発信を示すデータ変換図である。 図３５は、低容量モードにおけるベース発信機上部物理的層の機能ブロック図 である。 図３６は、低容量順方向チャンネル発信を示すデータ変換図である。 図３７は、トリプルＤＥＳ暗号化アルゴリズムを示す図である。 図３８は、高容量モードにおけるレート３／４、１６ＰＳＫトレリス符号化器 のフィードフォワードシフトレジスタの実施例を示す図である。 図３９は、高容量モードにおけるレート３／４、１６ＱＡＭトレリス符号化器 のフィードフォワードシフトレジスタの実施例を示す図である。 図４０は、高容量モードにて使用するレート３／４、１６ＱＡＭおよび１６Ｐ ＳＫトレリス符号化方式における信号マッピングを示す図である。 図４１は、高容量モードにて使用するレート３／４、プラグマティック１６Ｑ ＡＭおよび１６ＰＳＫトレリス符号化方式における信号マッピングを示す図であ る。 図４２は、中容量モードにおけるレート２／３、８ＰＳＫトレリス符号化器の フィードフォワードシフトレジスタの実施例を示す図である。 図４３は、中容量モードにおけるレート２／３、８ＱＡＭトレリス符号化器の フィードフォワードシフトレジスタ実施例を示す図である。 図４４は、中容量モードにて使用するレート２／３、８ＱＡＭおよび８ＰＳＫ トレリス符号化方式における信号マッピングを示す図である。 図４５は、中容量モードにて使用するレート２／３、８ＱＡＭおよび８ＰＳＫ トレリス符号化方式における信号マッピングを示す図である。 図４６は、低容量モードにおけるレート１／２たたみ込み符号化器のフィード フォワードシフトレジスタの実施例を示す図である。 図４７は、低容量モードにて使用するレート１／２、ＱＰＳＫプラグマティッ クトレリス符号化方式における信号マッピングを示す図である。 図４８は、低容量モードにて使用するレート１／２、ＱＰＳＫプラグマティッ クトレリス符号化方式におけるグレーコードマッピングを示す図である。 図４９は、アンテナ要素およびトーンに対する受信重みベクトル要素のベース マッピングを示す図である。 図５０は、ＣＬＣ物理的層のフォーマットを示すブロック図である。 図５１は、ＣＬＣチャンネルにおけるＱＰＳＫ信号マッピングを示す図である 。 図５２は、ＣＬＣインタリーブルールを示す図である。 図５３は、（４×４）インタリーブマトリックス要素のトーンマッピングを示 す図である。 図５４は、ＢＲＣ物理的層のフォーマットを示すブロック図である。 図５５は、（４×４）インタリーブマトリックス要素のトーンマッピングを示 す図である。 図５６は、放送チャンネルビーム掃引を示す図である。 図５７は、高容量モードにおける遠隔ユニット発信機の上位物理的層の図であ る。 図５８は、高容量逆方向チャンネル発信のデータ変換図である。 図５９は、中容量モードにおける遠隔ユニット発信機の上位物理的層の機能ブ ロック図である。 図６０は、中容量逆方向チャンネル発信のデータ変換図である。 図６１は、低容量モードにおける遠隔ユニット発信機の上位物理的層の機能ブ ロック図である。 図６２は、低容量逆方向チャンネル発信のデータ変換図である。 図６３は、受信重みベクトル要素の遠隔ユニットトーンマッピングを示す図で ある。 図６４は、ＣＡＣ物理的層フォーマットを示すブロック図である。 図６５は、ＣＡＣチャンネルにおけるＢＰＳＫ信号マッピングを示す図である 。 図６６は、ＣＡＣインタリーブルールを示す図である。 図６７は、（８×２）インタリーブマトリックス要素のトーンマッピングを示 す図である。 図６８は、ベース送信機の下層物理層の機能ブロックである。 図６９は、ＤＦＴビンへのトーンマッピングを示す図である。 図７０は、ＤＦＴビンへのトーンマッピングを示す図である。 図７１は、本発明のデマンド通信ネットワークの帯域幅の主な構成および機能 要素を示すブロック図である。 図７２は、高度帯域幅遠隔アクセス局の主な機能要素を示す機能ブロック図で ある。 図７３は、高度帯域基地局の主な機能成分を示す機能ブロック図である。 図７４は、高度帯域幅効率化通信システムの一実施例の主な構成および機能要 素を示す包括的システム概略ブロック図である。 図７５Ａは、典型的遠隔アクセス端末内でのデジタルアーキテクチャを示す図 である。 図７５Ｂは、典型的遠隔アクセス端末内でのデジタルアーキテクチャを示す図 である。 図７６は、図７５Ａおよび図７５Ｂのデジタル信号処理アーキテクチャ内で各 デジタル信号処理チップによって行われる一般的な処理ステップを示すソフトウ ェアブロック図である。 図７７Ａ−図７７Ｄは、図７５Ａおよび図７５ＢのＬＰＡカードのデジタルア ーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 図７８Ａ−図７８Ｃは、図７５Ａおよび図７５Ｂのインターフェイスカード上 のメインデジタル信号処理チップを支持するために使用されるデジタルアーキテ クチャを詳細に示すブロック図である。 図７９Ａ−７９Ｄは、本発明の典型的基地局内の包括的なデジタル信号処理ア ーキテクチャを示す概略ブロック図である。 図８０は、図７４に示す高度帯域幅遠化アクセス局内で有利に使用される二重 バンド無線周波数受信機を示す概略ブロック図である。 図８０Ａは、図８０に示す同期回路のメイン内部機能要素を示す概略ブロック 図である。 図８１は、図７４に示す高度帯域幅基地局内で有利に実行されるに二重バンド 無線周波数受信機を示す概略ブロック図である。 図８１Ａは、図８１に示す周波数基準回路のメイン内部機能要素を示す簡略化 された概略ブロック図である。 図８２は、本発明によりって構成された基地局内で有利に実行される型の二重 バンド無線送信機を示す概略ブロック図である。 図８３は、図７４に示す帯域幅デマンドコントローラによって実行される帯域 幅振り分け方法を示す図である。 図８４Ａおよび図８４Ｂは、スペクトル的処理とが空間的処理と分離している 、本発明の別の実施の形態を示す図である。 図８５は、スペクトル的および空間的重みの適応解法(solution)を示すフロー チャートである。 発明の詳細な説明 以下では、本発明の原理の態様を、純粋なスペクトル的多様性の例、純粋な空 間的多様性の例、スペクトル的および空間的が混合された多様性の例をあげて、 述べる。その後に、本発明を高レベルで概覧する。それには、本発明の態様を実 行するにあたって使用する波形の説明も含まれる。また更に、より特定的な「発 明の詳細」を続け、「本発明の特定の実施の形態」を詳述する。 本発明の高レベル概覧 イントロダクション 本発明は、複数部材適応または段階的アンテナ列によって形成されるビームの 数学的記載と、ある種の多アクセス式型（典型的なＤＭＴ−ＳＣ等）によってフ ォーマットされた信号の数学的記載との間に類似性があることを認識したことに 、一部基づく。この認識に基づき、出願者は、複数の多アクセス技術を組み合わ せる際に必要な計算を簡素化できた。本発明を用いて電磁気スペクトルの限られ た帯域幅領域を有効に使用し、多くのユーザにサービスを提供できるかもしれな い。本発明の技術にしたがって組み合わせる技術は、複数部材アンテナ列を使用 するＳＤＭＡ、ＤＭＴ−ＳＣ、および高次の変調フォーマット（高次ＱＡＭ等） を含む。 本発明の指導的表示 図１Ａから図１Ｃは、本発明の様態に含まれる技術を指導的に示した図である 。図１Ａは、異なる２人の加入者アリスとボブが同一のスペクトル周波数をいか にして使用できるかを指導的に示す図である。アリスとボブは同じ場所にいて、 彼らのスペクトル周波数は同一であるが、これらの周波数は異なるように符号化 されている。つまり、アリスの信号はコード１で符号化され、ボブの信号はコー ド２で符号化される。この結果、２つの信号が「混合」しても、異なるコードに 基づいて、箱１Ａ．１で分離され、アリスとボブの異なる信号を提供できる。 図１Ｂは，異なる２人の加入者チャックとデイブが同一のスペクトル周波数を いかにして使用できるかを指導的に示す図である。チャックとボブは同一の周波 数を使用しているが、異なる場所にいる。彼らのスペクトル周波数は同一であり 、信号は「混合」するが、彼らの信号は２つの異なる場所から発しているので、 箱 １Ｂで分離され、チャックとデイブの異なる信号を提供できる。 図１Ｃに示すように、もし、アリス、ホブ、チャック、デイブがみな同じ時間 に同一の周波数を用いて送信したら、彼らの信号は図１に示すように分割される であろう。 本発明の一態様によると、信号は、図１Ｃに示すように、一つの段階で分離さ れ、箱１Ｃ．１における一つの信号動作によって分離される。出願者は、信号の スペクトル的記述と、空間的記述との間に数学的類似性があるために、この信号 の統合された分離が可能であることを示した。 エアリンク 離散マルチトーン送信 本発明が実行される典型的な通信システムが図１Ｄに示されている。同図では 、多様な要素１１は、典型的な、ユーザ向け固定遠隔端末であり、箱１２は、こ れら遠隔端末のいくつかに関連する基地局である。ここでは、「固定」遠隔端末 という言葉は、使用中に移動しない遠隔端末だけでなく、呼が成立している間は 一つの基地局によってサービスを受けている限り、可動である端末にも適用され る。他の「固定された」実施の形態では、呼が成立している間の空間セル間の移 動や、時速１０または５マイル未満の移動が可能である。他の遠隔端末と基地局 を示す。 遠隔端子と基地局とは典型的なエアリンク１３で接続されている。基地局は「 ワイヤレスネットワークコントローラ」１４に接続されていてもよく、このコン トローラ１４は、より広域の遠距離通信ネットワーク１５に接続する。基地局と ネットワークコントローラとの接続、およびコントローラと電話ネットワークと の接続は有線でも無線でもよい。 本発明の一態様は、典型的なエアリンタ１３に関する。エアリンク１３は、基 地局と遠隔端末とを接続する。こうしたエアリンクは少ない帯域幅ソースを使用 し、高度帯域幅効率化モードにおいて有利に動作して多くのユーザに対処する。 図ＩＤに１３として示すエアリンクは、多数の複合(complex)通信技術を含む。 第一の技術例は、「離散マルチトーンスタックキャリア（ＤＭＴ−ＳＣ）」と呼 ばれるマルチトーン通信の実施の形態である。この技術では、図２に２１で示す ように、信号は離散運搬周波数によって送信される。同図に示すように、特定の トーンが特定のユーザに割り振られる。上記のように、トーンは「直交」するよ うに１／Ｔの周波数毎に間隔をあけて配置され、ＯＦＤＭのように、互いに干渉 しない。この時、Ｔはシンボルレートである。つまり、各トーンは異なるデータ を運ぶことができるが、ここでなされる議論の目的のため、周波数多様性の利点 を理解するために、特定のユーザに振り分けられた多様なトーンの少なくともい くつかは余計な情報を運んでいると仮定する。周波数の幅にわたってこのように 冗長な送信が行われることにより、周波数のいくつかが重大な干渉を受けた場合 でも、信号を回復できる。重大な干渉は、固定遠隔端末を含む、本発明の実施の 形態において、特別の関心事項である。上記のように、この信号フォーマットの いくつかの実施例において、高速フーリエ変換計算技術を用いて解析を行うこと が可能である。 ＤＭＴ−ＳＣ 本発明の一態様において、重み付けしたトーンセット上に信号を拡散すること で、帯域幅効率を向上する。この時、各ユーザは、特定のトーンと重みセットに 振り分けられる。この技術を図３に示す。同図では、１，２，３，４と同定され る４つのトーン上で同じデータを送信する。ユーザ１は「＋１」が、ユーザ２は 「＋１」が、ユーザ３は「＋１」が、ユーザ４は「−１」が、それぞれ送信され る。同一のトーンを使用して異なる４人のユーザに情報を送る。この時、各ユー ザに対して異なる「重み」を使用する。これらの重みをユーザ特有コードと見な してもよいし、これらを「重み」「コード」または「重みコード」と呼んでもよ い。この帰納的な例では、ユーザとトーンの組み合わせ用の重みコード値を、デ ータ値に乗算することで、特定のそのトーンの振幅を得る。たとえば、第２ユー ザの重みコードは「１−１ １−１」である。これは、第２ユーザ用の第１トー ンの振幅はデータ値の＋１倍であり、第２トーンの値はデータ値の−１倍等であ ることを意味する。例えば、第２ユーザの第２トーン値は、データ値＋１に、第 ２ユーザの第２トーン用の重みコード−１を乗算して、−１を導き出している。 これを、第２行の第２位置に示す。この処理を「拡散」と呼ぶ。この処理によっ てトーンセット上へのデータ拡散を行うからである。 同図の最後の行に示す、多様なトーン値を加算して合成スペタトル(composite spectrum)を得て、これを送信する。拡散データを受信すると、データは「逆拡 散」される。つまり、多くのユーザに送信されるデータは、合成スペクトルに特 定ユーザの重みコードの逆数を乗算して得る。これは、適切なマトリクス技術を 用いて、全ユーザに対して同時に行う。 この「離散マルチトーンスタックキャリア（ＤＭＴ−ＳＣ）」技術と、占典的 な拡散スペクトル技術の周知の実施の形態との間の相違を憶えておくことは役立 つ。直接列拡散スペクトルでは、各データシンボルを一連のコードパルスで乗算 する。これにより、スペクトルの、より広い領域にデータを拡散する。周波数ホ ップ拡散スペクトルでは、異なる時間スロット間に異なるスペクトル領域にわた ってデータを送信する。これは、事前に規定されたホッピングコードにしたがっ て行う。本発明に用いるＤＭＴ−ＳＣでは、直接列の場合のように継続した広域 周波数ではなく、重み付けされた離散周波数セットによって信号を変調する。 この例では実数セットとして説明しているが、拡散コードは各ベクトルが複素 数であるべタトルを含んでもよい。 「符号化」処理のマトリクス表現 たとえば、「拡散」と「非拡散」に用いる高次装置構成の概要を図４に示す。 同図において、４１はデータＤであり、これはＤＭＴ−ＳＣ信号を変調する。４ ２において、多様なＤＭＴ−ＳＣキャリアは符号化される。これは、図３に示し た通りである。拡散動作の数学的記述は、式４３に示す。ここで、ＳＤは「拡散 データ」、ＣＭは「コードマトリクス」、Ｄは「データ」を示す。マトリクス動 作の詳細は式４４に示す。ここでは、４５は、図３のデータを示すデータベクト ル列であり、４６は同図のコードマトリクスであり、４７は合成スペクトルまた は拡散データベクトル列である。 拡散データＳＤが受信されると、６０で示されるベクトル動作によって「逆拡 散」される。ここで、ＳＤは受信された「拡散データ」であり、ＣＭ−１は、コ ー ドマトリクスの逆数であり、ＤＤは「逆拡散データ」である。「逆拡散データ」 は、オリジナルデータを反射する。このベクトル動作は、４８に詳細に示す。こ こで、４９は受信拡散データであり、５０はコードマトリクスの逆数であり、５ １は逆拡散データである。ＳＤＭＡの効果に関する次章での議論において、この コードマトリクスの大きさは、使用されるトーンの全体数によって決定すること に注意することが大切である。 「本発明に関する詳細」の章で次に述べるように、直交コードを使用すること は必要でなはい。実際、本発明の多くの実施の形態において、コードは、通常、 直線的に独立しているだけで、異なるコードを有するユーザ間のクロストークの 影響は「コードナリング」処理を用いて処理される。この「コードナリング」処 理は、自動的に本発明の一態様の実施となる。 「符号化された」マルチトーン送信におけるＳＤＭＡの使用 本発明の重要な一態様は、スペクトル的に処理された信号（ＤＭＴ−ＳＣ信号 等）のいくつかの数学的記述は、複数部材適応アンテナ列によって空間的に処理 された信号の数学的記述と類似するいう認識を含む。したがって、このようなス ペクトル的に処理された信号の数学的記述は、ＤＭＴ−ＳＣマトリクスの大きさ を単純に大きくして、アンテナ列のアンテナ部材の数を考慮すれば、同時に、複 数要素適応アンテナ列による空間的処理を記述することになるかもしれない。各 トーンに乗算される拡散重みを含む「スペクトル的／空間的マトリクス」の組み 合わせの寸法(dimentionality)は、エネルギーを与えられたアンテナ部材の数を 乗算したトーンの数と等しい。 発明の説明で述べたように、本発明の一態様を記述する数学的形式主義は、受 信信号のコードおよびアンテナ局面の双方を同様に扱う。したがって信号処理に よって自動的に、符号化された他の信号とのクロストークが最小限であるコード を生み出すだけでなく、他のビームに照らされたユーザからの干渉を最小限にす るビームの形成にもつながる。これらの効果は、通常は別個にもたらされるもの であり、それぞれコードナリング、ナルステアリングとして知られている。これ については、「発明の詳細」の章で詳述する。 チャンネル反応、平準化、および信号抽出 この点の議論は、チャンネル反応の影響についてのいかなる記述も含まない。 図５に示す「チャンネル反応」マトリクスによって、チャンネル反応に因る歪み を形式主義に導入できる。同図において、５２で示す受信データ「ＲＤ」は、図 ４に示す拡散データとはもはや等しくはなく、チャンネル反応「ＣＲ」によって 歪められる。受信データは、５２に示すように、拡散データとチャンネル反応の 産物である。この影響は、図３の例で用いた番号と共に５３に示す。図示される ように、逆拡散データ５４は、もはやオリジナルデータ値を有さず、チャンネル 反応によって歪められた番号を有する。この歪みを訂正するために、コード逆拡 散マトリクスは、チャンネル歪みを「平準化する」条件を含まなくてはならない 。 本発明の一実施の形態において、このチャンネル反応ベクトルは、パイロット 信号を送信して、チャンネルによって信号に生じた歪みに注目することで決定さ れる（「パイロット駆動平準化」）。他の実施の形態では、チャンネル反応の影 響は、送信データに関連する信号対雑音干渉比(signal-to-noise-and-interfere nce)を最大化させる「逆拡散マトリクス」を単純に適応的に算出することで「平 準化」される（データ駆動平準化）。算出された最適システムパラメータは、チ ャンネル反応の数学的表現を含んでもよい。これらのチャンネル反応パラメータ を、基地局あるいは遠隔端末で使用して、チャンネル歪みを「平準化」してもよ い。これらのパラメータは、リンクのどちら側で使用してもよい。これは、少な くとも短時間であれば、チャンネルは相互的であるからである。もちろん、遠隔 端末ではなく中央でこうした計算を同様に行ってもよい。本発明のこの態様にお いて主要なことは、ある種の計算が再利用できることである。したがって、受信 信号に用いた逆拡散重みを、最小限の変更を加えただけで、再使用して、次の通 信の信号を拡散できる。後方指向性と呼ぶ処理である。さらに、基地局で算出さ れた重みを、遠隔端末で再使用できるかもしれない。 もちろん、最適システムパラメータの計算や、組み合わされた信号からの、各 ユーザに関連するデータの適応抽出は、基地局で見られたり、また送信される全 システム信号を考慮ながら、行われる。したがって、遠隔端末は、遠隔端子自身 が受信し、基地局が受信しない干渉信号を考慮するために、自分自身の逆拡散重 みを計算してもよい。簡単にするためには、遠隔端末においては、ビーム重みを 計算するのではなく、固定ビームパターンを用いればよい。これは、遠隔端末は どこに固定基地局があるかを知っており、一旦そのビームパターンが固定されて しまえば、再度最適化する必要がないからである。 変調形式 ここまでは、信号を０と１として示してきたが、搬送波は、高次ＱＡＭなどの 多数の信号変調形式のいずれかによって変調させてもよい。このような例示する 形式では、複合スペクトルは、図６に学習を助けるように示すようになる。この 図では、図２に示すようなトーン集合は、ｘ軸に示されている。様々なトーン集 合に使われる異なるコードは、ｚ軸に示される。最後に、ＱＡＭ変調に関連する 配列は、円としてｙ軸に示される。電圧を加えられる特定の配列ポイントは、閉 じた円として示す。ｚ軸を「つぶし」て取得する複合スペクトルは、ｘ−ｚ次元 に示す。にじみは、特定のトーンの電圧を加えられた全ての配列の複合を表わす 。 時分割双方向 本発明の一つの実施形態では、本発明による効率的な帯域幅の送信技法が、時 分割双方向（ＴＤＤ）構成と組み合わされる。このＴＤＤ構成はすなわち、チャ ンネルが、タイムスロットに分割され、アップリンク送信とダウンリンク送信が 、隣接するタイムスロットで交互に生じる。単純なＴＤＤ構成を図７に示す。こ の図に示すように、交互のタイムスロットでは、情報がアップリンク（基地局か ら遠隔局）で送信され、次にダウンリンク（遠隔局から基地局）で送信される。 ガード時間が選択され、マルチパスによる遅延時間を可能にする。全ての遠隔局 と基地局が同期化され、全ての遠隔局が同じ時間に送信し、全ての基地局が同じ 時間に送信することもできる。広く知られたＧＰＳの技術をこのような同期化に 使用できる。 上に示すように、ＴＤＤの使用と、チャンネルの応答はＴＤＤ周期に比べて変 化が遅いという仮定とによって、少なくとも与えられた場所において受信及び送 信の、接触するサイクルの間、拡散及び逆拡散を交換して使用することを可能に する。同様に、第一の場所で計算された「拡散／逆拡散マトリックス」の大きな 部分を第二の場所で再使用できる場合もある。例えば、基地局で、前のＴＤＤ周 期の間に計算された重みを遠隔局で使用できる。この重みから各ユーザの情報を 引き出すことができ、基地局での重みの計算は、基地で受信した信号の信号対雑 音及び干渉比を最大にするように行われる。この実施形態では、基地がその遠隔 局へ遠隔局の適切な「チャンネル等化コード」または「重み」をＴＤＤ形式を使 って送信する。遠隔局は、重みの少なくともいくつかの再計算を行う場合もある が、基地局で行われた重み分析のいくつかに頼る場合もある。これにより、計算 の大きな部分は基地局、又は遠隔局から離れたほかの場所で行われることができ る。これにより、数が多い遠隔局のコスト及び複雑さを、少なからず低減する。 もちろん、この本発明のもう一つの実施形態を実施するには、一つのアップリ ンク及び一つのダウンリンクタイムスロットの周期の間、最適化のパラメータが 比較的一定である必要がある。その後は、周期毎に新しく計算された最適化パラ メータを決定でき、遠隔局に送信できる。 オンデマンドの帯域幅 上に記載したように、本発明は特に、要求があり次第（オンデマンド）、様々 な帯域幅を提供するようにうまく適合されている。このような追加の帯域幅の提 供は、単純に、要請をしたユーザに、より多くのトーンまたはコードを割り当て るか、又はより高次の変調形式で送信するかによって達成される。 本発明の詳細な例示 ＤＭＴ−ＳＣと適合アンテナアレイ処理との類比 スペクトルマルチアクセス技法の使用を伴う本発明の態様は、適合アンテナア レイ信号の数学的な描写と数学的に類似し、理解を助けるための図１４に関係し てよりよく理解できる。この図では、１０は、離散マルチトーンスタックキャリ ア（ＤＭＴ−ＳＣ）の数学的な描写である。１０では、ベースバンド信号、ｄ（ ｔ）が、拡散コードと掛けられ、この拡散コードは、トーン周波数と関連する キャリヤの重み、ｇ_kの集合からなる。これは直接的な連続拡散スペクトルとは 違うことを理解すべきであり、この直接的な連続拡散スペクトルでは、ベースバ ンド信号が重みを加えられたキャリヤではなくＰＮコードによって掛けられる。 １０の表現は、２０のようなブロック形式に書き直すことができる。ここで、ｇ_k に関連して重みを付ける運算は、指数の運算から分離され、この指数の運算は 図において「逆周波数チャンネル化」、例えば逆ＦＦＴとして示す。本発明のこ の態様の重要な点は、出願人がこの表現方法が、適合アンテナアレイの表現方法 に類似していることを認識した点であり、適合アンテナアレイの表現方法では、 ベースバンド信号が開口ベクトルによって掛けられる。 ＤＭＴ−ＳＣ逆拡散動作を、理解を助けるための図１５に示し、出願人は、こ の動作も適合アンテナアレイ処理の類似した表現方法に類似することを発見した 。１０では、広帯域信号ｘ（ｔ）が帯域フィルタＢＰＦを通され、次に逆拡散コ ードｗ（ｔ）に掛けられ、元の信号ｄ（ｔ）を取得する。このｗ（ｔ）は通常は 図１５の拡散コードの逆関数である。逆拡散における重みを、例えば信号対雑音 の最大化のために、適切に計算することにより、チャンネルでの歪みや他の干渉 信号を自動的に修正できる。２０では、図１４同様に、逆拡散動作がここでも指 数係数から分離される。ここで、受信信号ｘ（ｔ）は、干渉項ｉ（ｔ）と、送信 信号ｓ（ｔ）に歪み項ｈ（ｔ）を掛けたものとの和として示される。図１４から 、送信信号ｓ（ｔ）はｇ掛けるｄ（ｔ）と等しく、図１５の式３０が導かれる。 出願人は、この方程式が、適合アンテナアレイの出力を表わす方程式と類似して いることを認識した。 本発明の一つの態様によれば、このＤＭＴ−ＳＣと適合アンテナアレイ処理と の類似によって、空間の式とスペクトルの式とが一つの数学的な式に組み合わさ る可能性につながる。この一つの数学的な式は、一つの統一されたスペクトル／ 空間計算によって解くことができる。これはまた、適合アンテナアレイのヌルス テアリング（ｎｕｌｌ ｓｔｅｅｒｉｎｇ）と一般的なＣＤＭＡ、特にＤＭＴ− ＳＣにおいてのコードヌリング（ｃｏｄｅ ｎｕｌｌｉｎｇ）との更なる類似の 発見にもつながる。本発明のもう一つの態様によれば、以前に概算されたスペク トル拡散及びビームステアリングの重みに逆拡散の重みを設定する代わりに、信 号質のなんらかの一般的な測定基準を最大化するように逆拡散重みを適合して計 算する。このなんらかの基準は、チャンネルから直接測定された特性又は機械的 な適合動作、又はこの二つの組合わせである。 時分割双方向 エアリンタの実施形態で使われるＴＤＤ信号プロトコルを図７に示す。図７に は、二つの５ＭＨｚの周波数帯域が８０ＭＨｚ離れて示されていることに注目し たい。一つの実施形態では、同一のデータが両方の５ＭＨｚの帯域上に送信され 、マルチパスフェード効果を低減する。二つの帯域間の８０ＭＨｚの間隙が、同 じマルチパスフェードが両方の帯域と干渉しないことを保証する。これに加え、 ５ＭＨｚの周波数帯域は、４個の１ＭＨｚの副帯域に分けられ、各５ＭＨｚの帯 域の下部及び上部の５００Ｈｚが、ガード帯域として指定される。下部の５ＭＨ ｚ帯域の４個の１ＭＨｚの副帯域は、上部の５ＭＨｚ帯域の対応する副帯域と調 和される。つまり、例えば、下部の５ＭＨｚ帯域の第一副帯域が上部の５ＭＨｚ 帯域の第一副帯域に複製を作られる、などである。 一つの好適な実施形態では、基地局から遠隔局への送信期間と、遠隔局から基 地局への送信期間（Ｔ_symbol）が、約３４０ミリ秒である。一つの実施形態では 、送信と受信の間のガードタイム（Ｔ_guard）が約３５ミリ秒であり、総合再訪 時間（Ｔ_revisit）は約７５０ミリ秒である。既に述べられたように、また、よ り詳しく以下に説明するように、Ｔ_revisitの選択されたどの長さの期間であっ ても、実質上同一のチャンネル特性が観察されることを保証するために、エアチ ャンネルで重大な変化が起こりそうな時間の量よりも、Ｔ_revisitが小さいこと は重要である。 前方送信バーストと後方送信バーストとの間のガードタイム、Ｔ_guard'は、マ ルチパス反射を相当に減衰することを可能にするために十分な長さである必要が ある。基地と基地との干渉のため、前方送信バーストと後方送信バーストとの間 に十分なガードタイムが必要になる。本発明の一つの実施形態では、４個の前方 バーストが、介入する後方バースト無しに送信され、次に４個の後方バーストが 送信される。４個のバーストの間のガードタイムは、４個のバーストの最後のガ ードタイムに比べて、非常に小さい。これにより、基地と基地との干渉を低減す る。 信号処理の高いレベルでの視点 図８は、信号のフローチャートであり、本発明の一つの実施形態で、基地局と 遠隔局との間のエアインターフェース上で送信される音、映像、音声、又はデー タ信号に対して実行される信号処理ステップを概して示す。図８に示すように、 信号（音、映像、音声またはデータを含んでもよい）が、通信リンクから入力端 末１０１０に供給される。この信号は次に、信号全体が一つのパケットとして送 信時間Ｔ_packetで送信できるように、デジタル形式でパケット化される。ブロッ ク１０１２内に示すように、パケット化された信号は次に、直交振幅変調（ＱＡ Ｍ）で符号化され、エラー符号化（例えば、広く知られたリードソロモン（Ｒｅ ｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）及び／又は格子状符号化技法などを使う）される。もち ろん、本発明のほかの利点がある実施形態では、二進位相シフトキー（Ｂｉｎａ ｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）（ＢＰＳＫ）又はＭ進位相シフト キー（Ｍ−ａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）（ＭＰＳＫ）を、Ｑ ＡＭの代わりに用いてもよいことを理解すべきである。 写像装置１０１２は、写像計画に基づき、ｎビットの２進数の値を表わす複素 数を出力する。例えば、もし１６ＱＡＭが使われた場合、符号器１０１２は、４ ビットの２進数の値を出力し、２４＝１６なので、１６通りの値のうちの一つを 出力する。同様に、もし２５６ＱＡＭが使われた場合、２８＝２５６なので、符 号器１０１２は、８ビットの２進数の値を表わす２５６の複素数を出力する。写 像装置に入るビットは、チャンネルエラーに対して保護するために、前方エラー 修正で符号化されてもよい。 符号化された信号は次に、ブロック１０１３内に示すように、周波数帯域の一 部に拡散される。本発明の実施形態によれば、ＤＭＴ−ＳＣ拡散技法が使われ、 符号化された信号を、全体の周波数スペクトルの中のいくつかの周波数トーンに 拡散する。符号化されたキャリア信号を拡散するために使う方法は、以下に図９ の信号処理フロー図を参照にしてより詳しく説明する。 マルチトーンを使っての並列データ送信 信号を複数のキャリアに分割し、送信すること−並列送信−は、例えば、レオ ナルド・Ｊ・シミニジュニア（Leonard J．Cimini Jr.）による「Analysis and Simulation of a Digital Mobile Channel Using Orthogonal Frequency Divisi on Multiplexing」,IEEE Transactions on Communications Vol．Com 33，No．7 ，July 1985という論文で説明されている。簡単には、並列送信とは、直列のデ ータストリームを並列のデータストリームに変換し、異なる離散キャリアトーン を並列の各データストリームで変調する技法である。 例えば、４個のトーンを含むキャリア（トーン集合と呼ばれる）の集合を考慮 する。直列のデータストリームは次に４個の並列データストリームに分割され、 この分割は４個目の記号ごとにその記号をトーンの特定の一つに割り当て行われ る。例えば、１番目、５番目、及び９番目の記号が第一のトーンに割り当てられ 、２番目、６番目、そして１０番目の記号が第二のトーンに割り当てられる、な どなどである。従って、トーン集合の第一のトーンは、第一の並列データストリ ームへの記号の値の出力に対応する振幅と位相に設定され、トーン集合の第二の トーンは第二の並列データストリームへの記号の値の出力に対応する振幅と位相 に設定されるなどである。本発明の特定の有利な実施形態では、トーン間の間隔 は、注意深く選択され、直交周波数分割多重放送（orthogonal frequency divis ion multiplexing）（ＯＦＤＭ）を提供する。 変調計画などのＰＮコード方法を図９に示す。上述のように、並列データスト リーム中のデータは、同一のデータであっても異なるデータであってもよい。こ の技法の主な利点は、処理された信号が事実上、元のデータストリームのフーリ エ変換であることを示すことができ、列をなすコヒーレント復調器が事実上、フ ーリエ逆変換であることである。本発明の一つの態様では、これらの技法を使い 、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）及び高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）処理の計算 上の利点を取得する。 ＤＭＴ−ＳＣの詳細 本発明の例示する実施形態では、エアリンクに割り当てられた全体の帯域幅は 、１８５０から１９９０ＭＨｚの範囲で１０ＭＨｚである。この全体の帯域幅は 、二つの５ＭＨｚの帯域に分割され、一方を下部ＲＦ帯域、もう一方を上部ＲＦ 帯域と呼ぶ。下部ＲＦ帯域の最低周波数と上部ＲＦ帯域（ＤＦ）の最低周波数と の間の間隔は、８０ＭＨｚである。ネットワークのベース周波数（Ｆ_base）は、 下部ＲＦ帯域の最低周波数として定義される。 下部及び上部ＲＦ帯域は、さらに副帯域に副分割される。各帯域の最初及び最 後の０．５ＭＨｚは、ガード帯域として指定され、したがって使用されない。各 帯域の残存の４ＭＨｚは、次に４個の副帯域に副分割され、連続した番号０から ３を与えられる。各副帯域は、下部ＲＦ帯域の周波数の集合と上部ＲＦ帯域のも う一つの周波数の集合を含む。拡張子Ｌは下部ＲＦ帯域内の集合を示し、拡張子 Ｕは上部ＲＦ帯域内の集合を示す。 一つの実施形態では、全体で２５６０の周波数トーンが、８ＭＨｚの使用可能 な帯域幅に等間隔で存在する。各帯域には１２８０のトーンが存在し、各副帯域 には６４０のトーンが存在する（下部帯域に３２０の周波数、上部帯域に３２０ の周波数）。トーン間の間隔（Ｄｆ）は、単純に８ＭＨｚ割る２５６０で、３． １２５ＫＨｚである。トーンは更に、４個のトーンを含むトーン集合にまとめて もよく、そして２０個のトーン集合からなるトーンパーティションにまとめても よい。その他の方法として、トーンを２０個のトーンを含むトーンクラスタにま とめ４個のトーンクラスタからなるトーンパーティションにまとめることもでき る。トラヒックチャンネルは、少なくとも一つのトラヒックパーティションを必 要とする。制御及びアクセスチャンネルは、５ＭＨｚスロット内のトラヒックチ ャンネルに沿って散在させてもよい。以下に更に説明するようにデータはトーン 集合上で重複する。 トーンのまとめはまた、トーンのユーザへの割り当ての標準化を可能にし、通 常の仕方での企図される計算を可能にする。例えば、各ユーザはトラヒックパー ティションの倍数のみに割り当てられる。全体の送信帯域を副帯域に分割するこ とによって、低いサンプルレート及びきびしくないＤＳＰ要求を許す（処理され た帯域は相当に小さな帯域幅に拡散されているため）。こｒに加え、パーティシ ョンは、受信したベクトルの次元数を低減するために便利な分割を提供する。こ れは、選択されたトーン集合の値を組み合わせて達成される（すなわち、各クラ スタ集合内の対応するトーン集合の値）。これは、自由度の数の低減を伴うが、 このようなトレードオフは、正確にデータを複合するために自由度の数を最大に する必要がないシステムでは、便利な場合がある。したがって、トーン集合ベク トルの次元数を低減することにより、処理コストは、相当に削減される。 上述のように、別個のトーンに変調された信号が、他のトーンを重なりお互い に干渉しないことを保証するために、トーン集合は１／Ｔ、記号レート、の間隔 で間を空けられている。もちろん、送信中はなんらかのゆがみが生じなんらかの 干渉が発生する場合もあるが、エラー修正技法を付け加えることにより除去する こともできる。 ＤＭＴ−ＳＣの使用 上述のように信号は、適切なコードまたは重みを使って割り当てられたトーン に最初に拡散してもよい。これらのコードは、与えられた空間的なセル内で直交 してもよく、隣り合う空間的なセル内の同じトーンビンにランダムで割り当てら れてもよい。よって、拡散コードは隣り合う空間的なセルで再使用でき、また隣 り合う空間的なセルとランダムな相関関係であってもよい。基地局で行われる最 初のコードの割り当ては、直交であってもよいが、適合等化の過程で行われる重 みの調整に応答して、拡散コードは通常は、通信ネットワークがいくらかの時間 活動した後で、直交しないコードに発展し、又は適合する。以下により詳細に説 明するように、与えられた空間的セル内で使われる拡散コードの基準は、直交で はなく一次独立性が有利である。拡散コードの隣り合う空間セルでのランダム相 関は、自動的に設定されたコードヌリング技法によって補償され、この技法は一 次重みづけを使って送信された信号の相関部分を無効にする。 図８のブロック１０１３に表すように、一旦ＤＭＴ−ＳＣ変調技法と関連付け られた拡散コードが、符号化されたデータ信号に割り当てられると、和ブロック １０２５に示すように処理された信号は一次的に合計される。ブロック１０１１ から１０１３に対応するブロック１０２１から１０２３に示すように、同様の信 号処理手続きが、到来する他の信号に使われる。ブロック１０３０に示すように これらの信号は、合計装置１０２５で合計され、図７に示す５ＭＨｚの副帯域内 のキャリア周波数を割り当てられる。 上述のように、適合等化の間は、コードは一般には非直交となり、全体の通信 ネットワーク１００においてのＳＩＮＲを最大化する。しかし、通信システム１ ００を通じての自由度の数を最大にするには、与えられた空間的セルの中の複素 数拡散ベクトルの一次的独立性を維持することが好適である。一次的に独立した 複素数のベクトルとは、システム内のほかの複素数ベクトルの組合わせの和、又 はスカラー倍数として表現することができないベクトルである。よって、一次的 な独立性を拡散コードに沿って維持することによって、一次式のマトリックス集 合を導くことができ、各システム変数（すなわちデータ記号）を独特に複合する ことを可能にする。拡散コードが、より一次的に依存するようになる範囲におい て、データ記号の中で区別する能力がより困難になる。しかし、いくつかの適用 法では、帯域フィルタの値が最初に確立され、その後、システムはこれらの制約 の中で動作しなくてはならない。 拡散信号は、キャリア毎に一次的に加えられ全体のＤＭＴ−ＳＣ波形を取得す る。この信号を逆拡散するためには、受信した信号が検出され、マトリックス形 式に変換される。受信したベクトルは、スカラーの因数（拡散コードのビット数 に比例する）と、拡散コードを含むマトリックスとを掛けられる。この結果のベ クトルは、逆拡散データ記号を出力として提供する。この例から、拡散コードが 一次的に独立している限りは拡散コードのビット数と同じだけのデータビット数 が独特に逆拡散できることが導ける。 データの拡散に戻ると、一旦符号化された拡散スペクトル信号が周波数キャリ ア帯域に割り当てられると、信号は、離散周波数領域からアナログの時間領域へ と高速フーリエ逆変換及びアナログ−デジタル変換器を使って変換されてもよい 。ＩＦＦＴ及びＦＦＴを使ってＯＦＤＭを提供することにより、この技術分野で 広く知られているような複数の変調器を必要としない。これは、ＤＭＴ−ＳＣ変 調技法に関係する計算が、周波数領域では、時間領域に比べて集中的ではないか らである。この理由のため、信号処理の大部分は、好適には周波数領域で行われ （暗号化、フィルタなどのモデム動作を除く）、送信の前の最後のステップの一 つとして時間領域に変換される。 帯域幅の考慮に基づき、同一のユーザからの信号は一以上の拡散コード及び一 以上のトラヒックパーティションに割り当てられる。異なる拡散コード及び追加 のトラヒックパーティションを割り当て、更なる帯域幅を要求するユーザ装置（ 遠隔局の一つを介して通信する装置）に提供することは、設置の視点からは特に 、科学的な精密さと簡潔さを備えている（ＴＤＭＡを使う帯域幅の割り当てに比 べて）。これは、新しい拡散コード及びトーン集合の割り当てが、数学的に単純 であり、逆拡散ベクトルへの数字的な変化のみを必要とするか（新しいトーン集 合の再割り当てのため）又は受信側の帯域フィルタの帯域幅の増加又は減少のみ を必要とする（新しいトーン集合の再割り当てのため）からである。 ＤＭＴ−ＳＣに関連した利点 ＤＭＴ−ＳＣの使用は、本発明のシステムで大きな利点を得られる。例えば、 ＤＭＴ−ＳＣを使うことにより、チャンネル特性を離散した点で評価することが でき、これにより、複素数ベクトルとしてマトリックス形式で正確に表わすこと ができる。よって、各トーン集合内で選択されたトーンは、周波数帯域のすみか らすみまで分配された指針として指定することができるため、有限数の複素数値 の単純な評価の結果が、チャンネルの正確な評価となる。さらに、理論上は、チ ャンネルのゆがみは単純な複素数共役乗法によって離散したトーン周波数で補償 できる。すなわち、離散したトーンが使われたため、チャンネルがトーン集合周 波数の正確な点での動作のみに影響を及ぼし、トーン間の全体のチャンネル応答 を知る必要が無い。もしチャンネルがこれらの離散した点で定義されると、受信 したトーンは適切な複素数、振幅、及び位相で掛けられチャンネルを等化するこ とのみが必要となる。これは、正確な等化を単純な複素数乗法で達成することを 意味する。このチャンネル等化計算は、逆拡散／拡散の重みの計算に含むことも でき、この重みの計算は信号対雑音及び干渉比などの信号の特性を向上又は最適 化する。 また、ＤＭＴ−ＳＣの使用によって、アンテナアレイ時間拡散の等化が非常に 単純なことを保証する。マルチプルエレメントアンテナアレイでは、波がアレイ にぶつかる時に空間的に分割されたセンサによって波形の受信の間に時間遅延が 観測される。非常に広い帯域のシステムでは、この遅延が拡散を発生する。しか し、ＤＭＴ−ＳＣを使うことによりこの拡散は、計れるベクトルの離散した値と して表わすことができ、これは、応答が周波数の離散点のみで評価されるからで ある。 更に、システムの各ユーザが異なるＱＡＭ（又は他のＭ進数）の配列の大きさ で動作することもできる。これは、直接的な連続拡散スペクトルのように、記号 が帯域幅全体に拡散していないからである。むしろ、ＤＭＴ−ＳＣでは、記号が 様々な大きさの周波数ビンに拡散され、各ユーザが最適な大きさのＱＡＭ配列（ すなわち与えられたＳＩＮＲで許される最高次）を持つことができる。これによ り、総合的なシステムの容量を増加させ、これはシステムが最小公分母（全ての チャンネルが動作できるＱＡＭ又はＭ進数配列の大きさ）に制約されないからで ある。これに加え、低い配列の大きさでは、信号を復調するために低い信号対雑 音比が必要とされ、この低い信号対雑音比の要求を使い基地局の範囲を拡張し、 さらなるシステムの柔軟性を提供することができる。 ＤＭＴ−ＳＣ変調はまた、特定の通信技術と組み合わせて使用することにより 、いくつかの予想されなかった利点を提供する。第一に、ＤＭＴ−ＳＣ拡散は柔 軟な拡散帯域幅及び利得率（すなわち与えられた信号は、望まれるままの帯域幅 に拡散できる）を可能にするため、チャンネルのスペクトル分岐度を活用するの に特に有利である。すなわち、チャンネルは、他の帯域よりも応答が良い特定の 帯域を持つため、信号を選択的により望ましい帯域に拡散できる。 これに加え、ＤＭＴ−ＳＣはまた、コードヌリングの使用を許可し、従来のＣ ＤＭＡの再使用容量をはるかに越えた通信リンクの再使用容量の向上を実現する 。直接的な連続又は周波数ホップの代わりにＤＭＴ−ＳＣが使われるため、拡散 コードの選択された部分は、逆拡散器内で無効にできる。よって、拡散コードの 、干渉拡散コードと共通しない部分のみが逆拡散される。さらに、ＤＭＴ−ＳＣ は、様々な帯域幅のシステム内に設置された時に特に有利である。これは、帯域 幅の割り当てがこのようなシステムでは高度に柔軟であり、追加のトーンの要求 する ユーザへの適切な割り当てによって設置できるからである。要約すると、ＤＭＴ −ＳＣは、干渉信号を無効にする解決法を提供する。 最後に、ＤＭＴ−ＳＣは、マルチエレメントアンテナアレイシステムに適用さ れる時に有利である。このシステムでは、マトリックス計算が処理動作の大半を 構成する。この技術分野には広く知られるように、マトリックスの次元数が増大 するにしたがって、共変マトリックスを逆さにするために必要な計算動作は、マ トリックスの次元数の三乗に比例して増加する。よって、処理する力は、マトリ ックスの次元数の三乗に比例して増加し、したがって、処理回路のコストもその ように増加する。よって、急騰するコストを避けるために、拡散及び逆拡散計算 を行うために使われるマトリックスの次元数を制限することは有利である。マル チエレメントアンテナアレイシステムでは、アンテナセンサエレメントの数を変 更しシステムのビーム形成能力を向上させることが望ましい時もあるので、この ようなシステムは、通常はマトリックスの次元数の増加を招く（各センサがマト リックスの要素に対応するため）。しかし、ＤＭＴ−ＳＣシステムでは、もしセ ンサがアンテナアレイに追加されると、マトリックスの次元数は、各トーン集合 のトーン数を低減することで維持することができる。 このマトリックスの次元数の維持が可能なのは、各センサの信号の振幅及び位 相の重み付けを行う時に使った数学的形式が、トーン集合の各トーンの振幅及び 位相の重み付けを行う時に使った数学的形式に類似してるからである。よって、 アンテナアレイの複数のセンサとトーン集合の複数のトーンとの間には類比が存 在する。したがって、同一のマトリックスを使いセンサエレメントとトーンとの 両方の重みを決定でき、もしセンサエレメントの数が増加すれば、トーンの数を 低減して補償（すなわち同じマトリックスの次元数を維持する）でき、又はその 反対を実行できる。更に、事実上同じＳＴＮＲがこのようなシステムでは維持さ れ、これは、トーンの数で失われた自由度が、ビームの数で回復できるからであ る。特に、本発明のコストは、直接的な連続拡散スペクトルを使ったその他のシ ステムのコストが容量の三乗に比例して増加するのに対し、容量におよそ比例し て増加する。 一旦信号がＤＭＴ−ＳＣ変調されると、信号はアンテナに出力され送信される 。 ＤＭＴ−ＳＣは、適切な信号を適切なユーザ装置に方向づけすることを可能にす る（すなわち以下に説明するアンテナビーム形成によって）。 ビーム形成 本発明の一つの態様によれば、適合アンテナアレイがビーム形成アルゴリズム と共に使われ、各空間的なセル内で空間的な多様性を達成しＳＤＭＡを設置する 。すなわち、アンテナから出力された信号は、異なるアンテナセンサを異なる信 号利得によって選択的に電力を供給ことにより方向的に形成される。これにより 、空間的なセルの一部にある遠隔端末が、空間的セルの異なる部分にある他の遠 隔端末が基地局と通信できる間に、この二つの端末が同一のトーン集合及びコー ドを使っていても同じ基地局と通信できる。本発明の固定された設置において、 すなわち遠隔アクセス端末が基地局との通信の間、相当には動かず通常は空間セ ル内にとどまる場合においては、エアリンクにおいて使われるビーム形成アルゴ リズムは、空間セルに入る又は出る移動遠隔装置を考慮する必要が無いことを理 解すべきである。一つの有利な実施形態では、各空間セルが、４個のセクタに分 割され、各セクタが４個の副帯域ペアの一つにおいて送信及び受信する。 上述のように、本発明のビーム形成方法は、コードの使用と同様、本発明の全 体的な適合等化方法と別個のものとしてみるべきではない。むしろ、アンテナセ ンサに選択的に電力を供給する（送信してる間）ために使われる方法又は異なる センサエレメントで受信された信号に選択的に重みを付ける（受信してる間）た めに使われる方法は、ＳＩＮＲを最大化するために使われる全体の方法に含まれ る。ビーム形成方法と全体的なＳＩＮＲの最大化の方法との関係は、以下により 詳しく説明する。 コードヌリング 本発明による、拡散スペクトル技術（特にＤＭＴ−ＳＣ）及び方向的なアンテ ナの好適なエアリンク内での使用により、コード及び空間での一次的な重みづけ を使って、いくつかのエラー取り消しの利点を可能にし、この利点は、コードヌ リング及びヌルステアリングに類似した効果を含む。 コードヌリングは、隣の空間セルから放射される非直交信号間を区別するため に使われる。ここでも、コードヌリング方法は、本発明のＳＩＮＲ最大化方法に 関して理解されるべきである。すなわち、コードヌリング方法は、コード領域に 対してＳＩＮＲを最大化させる方法の一部として考慮されるべきである。コード ヌリング方法のこのような理解の仕方は、図１０に関連してさらに詳しく説明さ れる。 もし、同一の空間セル内又はビームで発生した信号が全て直交拡散コードを持 っていた場合、交差変調が無いことを保証するには直交で十分なため、コードヌ リングは通常必要でないことを理解すべきである。しかし、上述のように、特定 の空間セル内で使われる拡散コードは、好適には一次独立性を持つが、直交でな い場合もある。さらに、隣接する空間セルのトランシーバが、ローカルの空間セ ルに使われる拡散コードとランダムな相関関係を持つ拡散コードを用いている場 合もある。 各通信チャンネルに関連する拡散の重みを調節することにより、基地局は、こ れらの信号を同じトーン集合で交差相関し「隣接」信号による干渉を減ずること ができる。一つの実施形態では、基地局が同一のトーン集合に割り当てられた異 なる信号を拡散するために使われる拡散コードを持ち、この情報を使って他のコ ードからの干渉をヌリングするための適切な重みを最初に計算できる。 上述のように、離散したデータ信号を拡散するために使われる拡散コードが直 交の時は、拡散データは、逆拡散過程で精密に回復される。しかし、拡散コード が直交でない場合（隣接する空間セルに使われる拡散コードの場合など）は、交 差変調が生じる場合もあり、データ信号は、単純な逆拡散によっては精密には区 別されない（すなわちコードヌリング無しの逆拡散）。 この現象を補償するために、コードヌリングの重みが逆拡散器で使われる。受 信した信号に存在する交差変調を無効にすることによって、受信機によって適切 なデータビットの値が出力される。複素数の拡散の重みが一次独立している限り は、また、ＳＮＲが十分に高い限りは、この方法によって・確な記号の値を区別 することができる。上のコードヌリング手続きは、ＳＩＮＲを最大化する全体の 重みを導く過程で本質的に設置されるものと理解されたい。 ヌルステアリング コードヌリングに加えて、図１１及び図１２に示す、スペクトル拡散を含まな い例示方向アンテナは、ヌル領域（すなわちアンテナが到来信号を減衰する領域 又は非常に低いアンテナ利得が存在する領域）を含む信号を形成する。これらの ヌル領域は、パターンになって形成されることができ、これによりヌルが基地の 干渉器（例えば、干渉信号源又は干渉マルチパス反射）に方向づけられる。この ような方法により、空間領域では、干渉信号はあまり強調されない。以下により 詳しく説明されるように、ヌルステアリングをコードヌリングと共に使うことに より、大いに利点を得られる。 本発明の一つの態様によれば、ヌルステアリングと個一づヌリングを行う方法 の間には相当は類似点が存在するため、相当な処理時間及び複雑化を節約できる 。特に、ヌルステアリングを達成するための数学的形式が、コードヌリングを達 成するための数学的形式に類似する。この類似に基づき、トーン集合のトーンが 複素数の重みで掛けられ、トーンの振幅と位相とが変更されたように、アンテナ エレメントから出力され受信された信号の利得及び比較的位相が、乗法の重みの 集合によって変更される。この複素数の重みによる乗法は、コードヌリング−ス ペクトルの考え−とヌルステアリング−空間的な考え−との両方のためにマトリ クス形式で表すことができる。よってスペクトルのコード領域で行われる計算は 、空間領域で行われる計算に形式的に対応する。したがって、ヌルステアリング は、コードヌリングを使うシステムで、単純に、複素数の重みを計算するために 使うマトリックスに余分な次元を追加し、信号にこれらの重みを掛け、行うこと ができる。 図１０は、概して、コード及び空間領域で計算された重みが、ＳＩＮＲを最大 化させるためにどのように使われるかを示す。図１０は、主に概念的な図であり 、ＳＩＮＲを最大化する方法で起こる実際の処理ステップを示す意味のためでは ないことに注目すべきである。図１０に示すように、３次元のグラフが、コード 、空間、ＳＩＮＲの間の関係をに描く。特に、コード及び空間領域は一つの平面 で示され、ＳＩＮＲは、コード及び空間領域によって定義される平面に垂直に描 か れている。ＳＩＮＲは、０から１のスケールで描かれ、ここで０の値は、雑音及 び干渉のみで構成された信号を示し、１の値は、興味対象の信号のみで構成され た信号を示す。 グラフのコード領域軸は、各トーンに適用できる様々な重みの値を表し、グラ フの空間領域軸は、各アンテナエレメントに適用できる重みの値を表す。図１０ のグラフに示されるように、コード及び空間値の正しい組合わせで適用された特 定の重みによって、１に近いＳＩＮＲを導くことができ、図１０に示す「ピーク 」に収束するコード及び空間の重みを計算することにより、最適な信号の検出が 達成される。コード及び空間領域の重みを変更しピークＳＩＮＲの収束が達成さ れる方法は、ＳＩＮＲを最大化する方法の部分を参照して以下により詳しく説明 される。本発明は、空間とスペクトルとの拡散及び逆拡散を組合わせ、受信した 信号から最適に干渉を除去する。 空間領域で重みを計算する方法の一部を形成するヌルステアリング手続きに戻 り、図１３に示すヌルステアリング方法は、各基地局にユーザ容量の増加を提供 する。図１３に示すように、第一のビーム「ビームＡ」は、アンテナ１２０によ ってビーム形成技法を使って、特定の空間領域方向づけされる（すなわち信号の 強度は、固線に囲まれて示された領域で強い）。第二のビーム「ビームＢ」は、 アンテナ１２０によって異なる空間領域に方向づけられる（図１３に破線で囲ま れた領域）。両方の信号が側波帯を含み、この側波帯は通常は珍説下信号空間に 干渉を発生させ、主要ビームと側波帯との間にヌル領域を発生させる。もちろん 、いくつかの側波帯及びヌル領域を含む、より複雑なビームパターンを用いても よいことを理解されたい。 本発明の一つの実施形態によれば、ビームＡとビームＢのヌル領域は、各干渉 トランシーバ（例えば、予定しているトランシーバと同じトーン集合及び／又は コードで動作するトランシーバ）の方向に配置される。よって、図１３に示すよ うに、ビームＡが遠隔局Ａに対して方向づけられている（遠隔局Ａが予定される 受信者であるため）のに対し、ビームＡのヌルは遠隔局Ｂに対して向けられてい る（遠隔局Ｂが干渉者であるため）。同様に、ビームＢは遠隔局Ｂに向けられ（ 遠隔局Ｂが予定される受信者であるため）、ビームＢのヌルは遠隔局Ａに向け られる（遠隔局Ａが干渉者であるため）。同様の重み付け計画が、遠隔局が送信 し基地局が受信する時にも観測される。同一のヌルステアリング原理を適用し隣 接する基地局による干渉を低減することもできる。 マルチパス反射装置を干渉信号源として処理し、これらの反射装置からの信号 を無効にするようにヌル領域を配置できることに注目したい。しかし、一つの実 施形態では、もし反射装置が時間に対して変化が少ない場合、反射した干渉者は 、無効にされない。その代わりに反射した信号は位相シフトされ、建設的干渉を 提供しＳＩＮＲを増加するという利点を得られる。 アンテナアレイが提供できるヌル解像度（すなわちヌルの程度での近さ）は、 いくつかの要因に依存する。二つの主要な要因は、アンテナセンサエレメントの 間隔と到来信号のＳ／Ｎ比である。例えば、もし開口の大きさが十分に大きい場 合（例えばもしセンサエレメントが十分に離れている場合）、結果としてよりよ いヌル解像度が生じる。また、もし受信した興味対象信号のＳ／Ｎ比が十分に高 ければ、興味対象信号の一部がヌル内に実際に配置されることができる（これに より信号の多少の利得が失われるが、干渉者の利得ヌルと興味対象信号の利得ヌ ルとの全体的な比は、干渉者と対象信号の検出との効果的な相殺を可能にする） 。例えば、もし１５ｄＢの利得が与えられたチャンネルのリンクを閉じるために 必要であり、興味対象信号のＳ／Ｎ比が３０ｄＢで干渉者のＳ／Ｎ比が６０ｄＢ であった場合、もし−７０ｄＢのヌルが干渉者に配置され、興味対象信号が−１ ５ｄＢで同一のヌルであれば、干渉者は正味利得が−１０ｄＢで、興味対象は１ ５ｄＢの正味利得を得られ、これにより干渉者は相殺され、リンクは閉じられる 。よって、より高いＳ／Ｎ比は、ヌルを興味対象信号の近くに配置することを可 能にし、より高いヌル解像度が達成される。本発明の一つの有利な実施形態によ れば、与えられたヌルの深さは相殺されるべき干渉者の強度に比例することに注 目したい。これに加え、システムによって提供される周波数の多様性のため、も し二つの干渉する遠隔局のステアリングベクトルが、通信リンクを閉じるために 必要な処理利得を提供するために十分に明確であれば、ヌルはお互いに対して比 較的近くに配置されることができる。 もう一つの実施形態では、遠隔端末はまた、一つの好適な実施形態の方向アン テナを含み、遠隔端末もまたヌルステアリングをできる。図１６はアンテナ利得 （デシベルで測定）と方向（角度で測定）の関係を示すグラフである。図１６に は、いくつかの基地局が十字記号で示してあり、他の遠隔局（非直交コードを持 つ）は小さな円で示される。 予想される最悪の筋書きでは、遠隔局は、３つの基地局から等距離の場所に（ すなわち六角形の空間セルの頂点上）に位置する。この場合は図１６には、実質 上同じ信号強度で送信する３つの十字記号で示す。これらの基地局は、遠隔アン テナのゼロ方向から約０°，９０°、−９０°に示される。 通常は、各基地局が同じレベル（すなわち−８５ｄＢで）で受信し、遠隔局が 受信する時に、３つの基地局の間に十分な干渉が生じる。しかし、遠隔局の方向 アンテナによって適用されたビーム形成の重みのため、干渉する基地局（すなわ ち±９０°の基地局）は、企図される基地局（すなわち０°の基地局）に比較し て約５０ｄＢ（すなわち１２０ｄＢ引く７０ｄＢ）減衰される。よって、受信遠 隔アンテナからのビームは、企図される基地局で最大の利得を持つように及び一 番干渉が強い基地局で最小の利得（ヌル）を持つように形成されるという事実の ため、遠隔端末は、興味対象信号と干渉信号の差別をより容易に行うことができ る。すなわち、遠隔端末で用いられるビーム形成及びヌルステアリングによって 、基地局と同じ方法で、より高い信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）が取得で きる。 遠隔端末がコードヌリングを用いてもいいことに注目すべきである。もう一つ の実施形態では、最初のコードヌリングの重みが、基地局内で計算され、遠隔端 末に送信される。遠隔端末はその後、送信された重みを適合し各遠隔局の特定の 干渉環境で必要とされるように、ＳＩＮＲを最大化する。最初の重みを計算し、 それを遠隔端末に送信することにより、集約した計算の大半を遠隔局で行う必要 をなくす。よって、遠隔端末は、より高い費用効果で作ることができる。 本発明の一つの態様は「逆方向性」と呼ばれ、この態様では、信号を送信し受 信するために基地局内で使われる拡散及び逆拡散の重みを、基地局が適合し、通 信ネットワーク内の総体的なＳＩＮＲを最大化する。もう一つの実施形態では、 これは例えば、通信ネットワーク１００中の平均ビットエラー率（ＢＥＲ）を監 視し、各基地局及び各遠隔端末の拡散の重みを変更しＢＥＲを減らすことによっ て行われる。 逆拡散重み適合アルゴリズム 本発明の一つの実施形態では、トラヒックの確立段階では、既知の振幅と位相 を持つ一連のパイロットトーンが、周波数スペクトル全体で送信される。パイロ ットトーンは既知のレベル（例えば０ｄＢ）にあり、約３０ＫＨｚの間隔で配置 され、チャンネル応答（すなわち通信チャンネル特性によって持ち込まれた振幅 及び位相の歪み）を送信された帯域幅全体で正確に表現する。チャンネルのゆが みを補償するために、チャンネル応答の複素逆関数（振幅成分と位相成分を持つ ）が計算され、到来信号によって掛けられる。これによりトラヒック確立段階で の重みを開始する。 特定の場合では、チャンネルによって誘導されたフェードが、十分な信号対雑 音比を提供するには深すぎ、これらの深いヌルが発生するトーンクラスタが削り 取られる（すなわち捨てられ逆拡散では信号に考慮されない）。 チャンネル応答は時間が経つに連れて変化するので、複素共役補償の重みの集 合が定期的に再計算され、正確なチャンネル評価を保証する。 チャンネル等化のもう一つの方法は、チャンネル効果（例えば雑音及び既知の 干渉者による）をデータ方向方法で等化する。すなわち既知の一列の信号（例え ばパイロットトーンの集合）のかわりに、重みを受信した信号に適用し、データ 信号の選択された特性を検出する。例えば、もしＰＳＫ変調技法がデータに使わ れた場合、一定のパワー係数が受信信号に予測される。その他の方法として、Ｑ ＡＭ信号では、データが振幅−位相信号配列平面で検出され、実質上、同心円の 輪を持つ。よって、もしチャンネルが等化され所望の信号特性が取得された場合 、送信された記号は受信者に正確に復号化された可能性が高い。この一般的な技 法は、特性復旧技法と呼ばれる。本発明の一つの実施形態では、復旧された性質 は、有限のＱＡＭ又はＭ−ＰＳＫ記号のアルファベットである。 もちろん、本発明によって使われるチャンネル等化方法は、本発明による他の 信号の重み付け及び復号化の方法（下に記載する）から概念的に分割可能である が、チャンネル等化方法は、複数の相殺及び逆拡散方法を内在的に含む場合もあ ることは当業者には理解できるであろう。したがって、ＳＩＮＲを最大化するた めに使われる本発明の適合チャンネル等化方法は、干渉相殺と信号逆拡散及び復 号方法に関連する下に説明する追加の方法から分割した方法として考慮されるべ きではない。むしろ、本発明の適合チャンネル等化方法は、複数の下に示す方法 を含むと理解すべきである。 相互関係及び逆方向性 ＴＤＤを使うことにより、符号化された信号の送信及び受信の際にチャンネル 千渉を補償するために使われる一次重み係数は、局で再計算される必要が無いた め、本発明の実施において、ＴＤＤは特に有効である。基地局においての送信と 受信との間の短時間の期間、送信及び受信は同じ周波数帯域で少しの時間の間隔 のみで生じるという事実（ＴＤＤ）、そして遠隔アクセス端末が基地局に対して は止まっているという事実は、チャンネルがおよそ相反することを保証する。す なわち、既知と遠隔端末との間のエアチャンネルの性質（すなわち送信信号にゆ がみを持ち込む性質）が、実質上受信と送信の両方で同一である。よって、局に おいて、実質上同じ重みを、受信での信号の逆拡散と送信での信号の拡散との両 方に使うことができる。この逆方向性の原理に従って、基地局は、受信時に逆拡 散の重みを計算する時に、送信拡散の重みの計算の大半を実行できる。送信拡散 の重みは、単に受信逆拡散の重みのスカラーの倍数である。同様に、この逆方向 性の原理に従って、遠隔局は受信時に逆拡散の重みを計算する時に、送信拡散の 重みの計算の大半を実行できる。 本発明のもう一つの実施形態によれば、基地局が重みを遠隔局に送信し、遠隔 局での次の受信に使うことができる。この方法により、集中した計算の大部分が 基地局内で単独に実行されるため、遠隔局での処理が低減される。よって、禁止 するほど複雑化されるかわりに、遠隔局を適切な大きさで妥当な値段で作ること ができる。 各遠隔端末は、他の遠隔局及び基地に対して、通信ネットワーク上で異なる空 間的な関係をもって位置するため、各遠隔端末は、遠隔局が割り当てられた基地 局に送信する又は基地局から受信する信号のＳＩＮＲを最大化するために個別に 設定された等化の重みを有利に使用する。これは、いくつかの方法で達成できる 。例えば、基地局が、遠隔局に送信された信号を、計算された重みの集合によっ て予備強調してもよい。この予備強調はチャンネルのゆがみをほぼ補償するので 、遠隔局は、基地局で計算されるほどには、集中した重み調整計算を実行する必 要が無い。よって、遠隔局は、本発明のこの特徴を設置するために、禁止するほ どに複雑化した処理回路を含む必要がない。 本発明の一つの態様によれば、最適な送信の重みが基地局で受信された信号に 基づいて計算される。これは、逆方向性と呼ばれる。逆方向性適合等化が使用さ れ、受信と送信の両方に使われる重みの集合が決定される時は、ネットワーク中 に及ぶ逆方向性適合等化が達成される。よって、システム全体にわたるチャンネ ル特性が本発明のこの態様によって考慮される。 もちろん、本発明のほかの態様と同様に、本発明による相反及びシステム中に 及ぶ逆方向性の態様は、移動環境においても適用法があることを理解されたい。 特に、もしＴＤＤシステムでの送信と受信との間の期間が十分に小さい場合、チ ャンネルは又、移動トランシーバに対しても相反し上述と同様の原理が移動環境 に適用できる。 ゾーン制御 本発明の特に好適な実施形態では、ゾーンコントローラを使い、隣接する空間 セル内でお互いに対して近い遠隔端末間の干渉のリスクを最低限にできる。本発 明のこの態様によれば、ゾーンコントローラは、各遠隔局及び各基地局の割り当 てられたゾーン内での位置を通知される。干渉しそうな遠隔端末は、異なるコー ド及びトーン集合を割り当てられ、干渉のリスクを最低限にする。 要求がある帯域幅 本発明の一つの態様によれば、二方向通信が、複数の遠隔ユーザ装置と電話ネ ットワークとの間に高い帯域幅の基地局を介して、ユーザ毎に確立される。各速 隔ユーザ装置は、活動化された時に高帯域幅の基地局との通信を、遠隔ユーザ装 置内に含まれる遠隔端末の一つに遠隔ユーザ装置が望む帯域幅を示すことで開始 する。遠隔端末は、空気（エア）を通じた制御チャンネル（すなわちエアリンク ）を介して基地局と通信する。高帯域幅の基地局は次に、要求された帯域幅に関 する情報を、図１７に示す中央帯域幅コントローラに送信する。中央帯域幅コン トローラは、要求された帯域幅を要求している遠隔ユーザ装置に割り当てられる か否かを決定する。この方法により、帯域幅は、ユーザ装置の種類及び送信され るデータの種類に基づいて、動的に割り当てられる。上述のように、要求するユ ーザに追加のトーン集合を割り当てることにより、様々な量の帯域幅を割り当て ることができる。 ＩＩＩ 本発明の特定の実施形態 以下の説明は、本発明の特定の実施形態であり、上述の説明の多くの態様を含 む。しかしこれは、いずれの形でも、本発明の範囲を制限すると解釈されるべき ではない。 周波数の定義 本発明のこの特定の実施形態のエアリンクのために割り当てられる全体の帯域 幅は、１８５０から１９９０ＭＨｚの範囲で１０ＭＨｚである。この全体の帯域 幅は二つの５ＭＨｚ帯域に分割され、下部ＲＦ帯域、上部ＲＦ帯域と呼ぶ。下部 ＲＦ帯域の最低周波数と上部ＲＦ帯域の最低周波数との間の間隔（ＤＦ）は８０ ＭＨｚである。この実施形態のベース周波数（Ｔ_base）は下部ＲＦ帯域の最低周 波数として定義される。図１８はこの実施形態の可能な動作帯域を示す。 下部及び上部ＲＦ帯域は更に、図１９に示すように副帯域に副分割される。各 ＲＦ帯域の最初及び最後の０．５ＭＨｚは、ガード帯域として指定され、したが って使われない。各ＲＦ帯域の残存する４ＭＨｚは、４個の副帯域に副分割され 、０から３まで番号を付けられる。さらに、接尾語「Ａ」は、下部ＲＦ帯域内の 副帯域を示し、「Ｂ」は上部ＲＦ帯域の副帯域を示す。副帯域はペアにされ、各 副帯域のペアが下部ＲＦ帯域の副帯域の一つと上部ＲＦ帯域の副帯域の一つを含 む。 合計で２５６０のトーン（キャリア）が使用可能な８ＭＨｚ内に等間隔で存在 する。各帯域には１２８０のトーンが存在する。トーン間の間隔（Ｄｆ）はした がって、ＭＨｚ割る１２８０、又は３．１２５ｋＨｚである。 トーンの全体的な集合は、最低の周波数のトーンから順番に、０から２５５９ まで番号を付けられる。Ｔｉは、ｉ番目のトーンの周波数とすると、 ０≦ｉ≦１２７９では、 Ｔ_i＝ｆ_base＋ｆ_guard＋Ｄｆ／２＋（ｉ）（Ｄｆ） であり、１２８０≦ｉ≦２５５９では、 Ｔ_i＝ｆ_base＋ＤＦ＋ｆ_guard＋Ｄｆ／２＋（ｉ）（Ｄｆ） であり、ここでｆ_baseは、表２．３で定義されたベース周波数、ｆ_guardは０． ５ＭＨｚ、Ｄｆは３．１２５ｋＨｚ、ＤＦは８０ＭＨｚである。これと同じよう に、この関係は、 ０≦１≦１２７９では、 Ｔ_i＝ｆ_base＋５００＋（ｉ＋１／２）（３．１２５ｋＨｚ） で、１２８０≦ｉ≦２５５９では Ｔ_i＝ｆ_base＋８０５００＋（ｉ＋１／２）（３．１２５ｋＨｚ） と表すことができる。 各副帯域ペアは、６４０のトーンを含む（下部帯域に３２０の周波数と上部帯 域に３２０の周波数）。各副帯域へのトーンの写像を図２０に示す。２５６０の トーンの集合はトーンの空間である。トーン空間のトーンは二つの種類のデータ を送信するために使われる。トラヒックデータとオーバーヘッドデータである。 トラヒックの送信に使われるトーンはトラヒックトーンであり、残りのトーンは オーバーヘッドトーンである。 本発明のもう一つの実施形態によれば、トーンは３つまたは４つの副帯域に分 配されることができ、この副帯域は大きな周波数のギャップで引き離されている 。この大きなギャップにより、副帯域のいずれにも発生する可能性のある干渉又 はフェードへの免疫を増加させる。 トラヒックトーン トラヒックトーンはＰ₀からＰ₃₁として表す３２のトラヒックパーティション に分割されている（この実施形態ではトラヒックチャンネルが少なくとも一つの トラヒックパーティションを必要とする）。各トラヒックパーティションは図２ １に示すように７２のトーンを含む。トーンのｉ番目のトラヒックパーティショ ン（Ｐｉ）への写像を表２．５に示す。 オーバーヘッドトーン オーバーヘッドトーンは以下のチャンネルで使われる。 前方（フォワード）チャンネル： 基地によって遠隔装置へ制御情報を送信するために使われる共通リンクチャン ネル（ＣＬＣ）と、 基地から全ての遠隔装置に送信される放送情報を送信するために使われる放送 チャンネル（ＢＲＣ）と、 基地によって例えばパイロット信号、フレーム同期化情報を送信するために使 われる遠隔装置同期化チャンネル（ＲＳＣ）。 逆チャンネル； 遠隔装置から基地にメッセージを送信するために使われる共通アクセスチャン ネル（ＣＡＣ）と、 遠隔装置のＴＤＤのタイミングを調整するために使われる遅延補償チャンネル （ＤＣＣ）。 各副帯域のペアのために、各チャンネルにトーンの一つのグループが割り当て られる。これらのトーンのグループは、それらのチャンネルの名前とそれらの副 帯域ペア索引（０，１，２，又は３）で呼ばれる。例えば、副帯域ペア２のＣＬ Ｃチャンネルは、ＣＬＣ2と示される。 各副帯域ペアには二つの異なるＣＡＣが存在する。ＣＡＣ_i,0とＣＡＣ_i,1であ り、ｉは副帯域ペア索引である。この二つのチャンネルは、請求されて使われて も（ＳＣＡＣ）、請求されずに使われても（ＵＣＡＣ）よい。ｉ番目の副帯域の これらのチャンネルの各々へのトーンの割り当てを図２３に示す。与えられたチ ャンネル内での全てのトーンに索引が提供される。トーン空間内の、絶対的なト ーンの索引は、図２３に示す関係から決定できる。例えば： 前方チャンネルの場合、副帯域ペア２のＣＬＣチャンネルの１３番目のトーン が、ＣＬＣ₂（１３）で示され、その絶対的なトーン索引は、 ＣＬＣ₂（１３）＝Ｔ_230.2+1460＝Ｔ₂₁₀₀ である。 逆チャンネルでは、副帯域ペア２の最初のＣＡＣチャンネルの１３番目のトー ンがＣＡＣ2,0（１３）で示され、その絶対的なトーン索引は上と同一である。 図２４は、トーン空間の異なるトーングループへの分割を示す絵図である。 時間定義 ＴＤＤが基地及び遠隔装置によって使われ、データ及び制御情報を同一の周波 数チャンネルで両方の方向に送信する。基地から遠隔装置への送信は、前方送信 と呼ばれ、遠隔装置から基地への送信は逆送信と呼ばれる。 図２５に示すように、前方送信の期間はＴ_forwardであり、逆送信の期間はＴ_{r everse} である。遠隔装置又は基地からの再発送信の間の時間は、ＴＤＤの周期で あるＴＴＤである。Ｔ_f-guardの継続時間のガード期間が前方送信と逆送信との 間に挿入され、Ｔ_r-guardの継続時間のガード時間が逆送信と前方送信との間に 挿入される。 図２６に示すように、ＴＤＤの周期毎に、各方向に４つの連続した送信バース トが存在する。データは、各バーストで複数のトーンを使って送信される。バー ストの継続時間はＴ_burstである。Ｔ_b-guardの継続時間のガード期間が各バース トの間に挿入される。図２７にＴＤＤのパラメータの値を示す。 前項で定義したＴＤＤ構成と同期し順応させることに加え、基地と遠隔装置の 両方は、フレーム構成と同期化する必要がある。図２８にフレーム構成を示す。 図に示す最小の時間の単位は、ＴＤＤの周期である。二つのＴＤＤの周期は副フ レームを形成し、８個の副フレームがフレームを形成し、３２フレームが超フレ ームを形成する。 フレーム同期化は、超フレームのレベルで実行される。フレーム及び副フレー ムの境界は超フレームの境界から決定される。 この実施形態では、全ての空間セルにおいて、全ての使用可能な周波数を潜在 的に再使用できる。しかし、最初は２の再使用係数が使われる。各遠隔装置は、 空間セル内の場所及び副帯域ペアのトラヒックの負荷に基づいて副帯域ペアに割 り当てられる。図２９に示すように、各遠隔装置はその位置に基づき、４個の副 帯域ペアのうちの二つを割り当てられてもよい。例えば、図２９の空間セルの北 東部分に位置する遠隔装置は、副帯域ペア０または副帯域ペア２を割り当てられ ることができる。もちろん、この再使用戦略は、容量を最大潜在容量の半分に低 減する。図３０に示すように、同じ副帯域ペア割り当てが全ての空間セルで使わ れる。 前方チャンネル形式 物理層は、望まれる送信の範囲（又は質）に基づいて３つの可能な設置方法が ある。物理層は、３つの動作モードを提供することで帯域幅効率（ビット／記号 ）と送信適用範囲との間のトレードオフを管理する。 高容量モード（狭い範囲）：３ビット／記号 中容量モード（中間範囲）：２ビット／記号 低容量モード（広い範囲）：１ビット／記号 各モードは、コード化された変調計画において異なる詳細を用い、したがって多 少異なる形式を用いる。それにもかかわらず、３つのモードには、豊富な対称、 重複、及び共通の要素が存在する。 高容量モード 高容量モードでは、一つのトラヒックパーティションが一つのトラヒックチャ ンネルに使われる。中及び低容量モードでは、それぞれ二つ及び三つのトラヒッ クパーティション使われる。基地は、その空間セル内の複数の遠隔装置に情報を 送信する。この項は、６４キロビット／秒のトラヒックチャンネルと４ｋｂｐｓ のリンク制御チャンネル（ＬＣＣ）との、基地から単一の遠隔装置への送信形式 を説明する。図３１に、高容量モードのための基地送信機の上部物理層を示すブ ロック図を示し、一つの前方チャンネルバーストのデータ処理を示す（上部と下 部物理層との境界は、ベースバンド信号が周波数トーンに変換されるところであ る。これにより下部物理層は様々なモード及び送信方向の共通エレメントとして みることができる）。大きな影を付けられた範囲は、基地で一つのトラヒックチ ャンネルに必要な処理を示す。図の残りは様々なトラヒックチャンネルがどう組 み合わされるかを示す。図の各ブロックの詳細は、この項内で説明される。 ２進数源が、データを６４キロビット／秒で基地送信機に届ける。これは、一 つの前方送信バーストで４８ビットに変換される。 情報ビットは三重データ暗号化標準（ＤＥＳ）アルゴリズムに基づいて暗号化 される。 暗号化されたビットは、次に、データランダム化ブロッタでランダム化される 。ビットから８進数への変換ブロックがランダム化した２進数の列を３ビット記 号の一列に変換する。この一連の記号は１６の記号ベクトルに変換される（この 説明では、ベクトルは通常列ベクトルを参照する。ベクトルは、そうでないとい う表示がない限り、通常は複素数である。一般的に、列ベクトルは強調された小 文字で示し、行ベクトルは同じ文字を移項し上付きＴで示す。もう一つの広く使 われここでも使われるベクトルは、共役移項ベクトルであり、エルミートと呼ぶ 。）。 ＬＣＣからの一つの記号が足されて、１７個の記号のベクトルを形成する。 １７記号ベクトルは、トレリス符号化される。トレリス符号化は、最上位記号 （ベクトルの最初のエレメント）から開始し、順次続けられ、ベクトルの最後の エレメント（ＬＣＣ記号）まで続く。この処理は、たたみ込み符号化を用いて入 力信号（０と７の間の整数）をもう一つの記号（０と１５の間）に変換し、符号 化された記号を対応する１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）信号コンステレイション 点に写像する。トレリス符号器の出力はしたがって、１７個のエレメントのベク トルであり、各エレメントが１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）コンステレイション 信号のセット内の信号である（信号という用語は通常信号コンステレイション点 を意味する）。 リンク保持パイロット信号（ＬＭＰ）が加えられ１８記号ベクトルを形成し、 ＬＭＰがベクトルの最初のエレメントとなる。この結果の（１８ｘ１）のベクト ルｄ_fwdは（１８ｘ１８）の前方スミアマトリックスＣ_fwd-smearによって予め掛 けられ、（１８ｘ１）ベクトルｂを生じる。 ベクトルｂはエレメント毎に（１８ｘ１）の利得予備エンファシスベクトルｇ_fwd （ｐ）と掛けられもう一つの（１８ｘ１）ベクトルｃを生じ、ここでｐはト ラヒックチャンネル索引を示し［０，Ｍ_base］の範囲内である。Ｍ_baseは一つの トラヒックパーティションで同時に運ぶことのできるトラヒックチャンネルの最 大数を表す。ベクトルｃはその後（１ｘ３２）前方空間及びスペクトル拡散ベク トルｇ^H _fwd（ｐ）で掛けられ、（１８ｘ３２）のマトリックスＲ（ｐ）を生じる 。３２という数は、空間拡散係数４とスペクトル拡散係数８を掛けた結果導き出 される。１８ｘ３２のマトリックスは、運ばれる全てのトラヒックチャンネルに 対応し、次に組み合わされて結果として１８ｘ３２のマトリックスＳ_fwdを生じ る。 マトリックスＳ_fwdは、８個（１８ｘ４）の副マトリックス（Ａ₀からＡ₇）に パーティションされる（４つの列のグループによって）（索引０から７は、これ らの記号が最終的に送信されるアンテナエレメントに対応する）。各副マトリッ クスは、一つのトラヒックパーティション（図３１にはパーティションＡで示す ）内でトーンに写像され下部物理層に送られ、この写像は、図２２に示した写像 に基づく。 下部物理層は、ベースバンド信号を離散フーリエ移転（ＤＦＴ）周波数ビンに 配置し、ここではデータが時間領域に変換され、対応するアンテナエレメント（ ０から７）に送信され、空気中に送信される。下部物理層の詳細は以下に説明す る。 この処理は、次の前方送信バーストで送信される、次の４８ビットの２進数デ ータの最初から繰返される。２進数データの変換の様々なステップを、図３２に 示す。図を簡略に保つために、拡散及びトラヒックチャンネル組合わせ機能は一 つのステップで示す。ミディアムキャパシティモード ミディアムキャパシティモードにおけるベース発信機の上位物理的層を表すブ ロック図を、図３３に示す。ハイキャパシティモードとミディアムキャパシティ モードとの伝送形式の主な差異は、異なるトレリス符号化方式の使用である。ミ ディアムキャパシティモードでは、８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）のレート２／３ トレリス符号器（１６ＱＡＭまたは１６ＰＳＫのレート３／４と比較して）と、 一つの順方向伝送バーストにおいて二つのトラフィック区分（ＡおよびＢ）とを 使用する。 ２進ソースは、２進データをベース発信機へ６４ｋビット／秒にて配信する。 一つの順方向チャンネルバーストに対して、このデータは４８ビットに翻訳され る。これらの情報ビットは、トリプルＤＥＳアルゴリズムに従って暗号化される 。暗号化ビットは続いて、データランダム化ブロックにおいてランダム化される 。次にビットツービット変換ブロックが、ランダム化された２進シーケンスを、 ２ビットのシンボルのシーケンスに変換する。このシンボルシーケンスは、２４ 個のシンボルから成るベクタ（ベクトル）に変換される。ＬＣＣからの２個のシ ンボルが追加され、さらにシーケンスの終端に１（ones）が８個挿入され、３４ 個のシンボルによるベクタが形成される。（ＬＣＣからの２個のシンボルは、３ ビットのＬＣＣ情報しか伝達しない。第二ＬＣＣシンボルの最も重要でないビッ トＬＳＢは、常に１に設定されている。） ３４個のシンボルのベクタは、トレリス符号化される。トレリス符号化は、最 も重要なシンボル（ベクタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（第 二ＬＣＣシンボル）まで順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化（co nvolutional encoding）を利用する。この符号化は、入力シンボル（０から３の 間の整数）を他のシンボル（０から７の間）に変換し、符号化されたシンボルを 、各々に対応する８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）信号コンステレーション（配座） 点（signal constellation point）にマッピングする。従ってトレリス符号器の 出力は３４個の要素から成るベクタであって、その各要素は、８ＱＡＭ（または ８ＰＳＫ）コンステレーション信号の集合内の信号である。 ３４要素ベクタは、二つのの１７要素ベクタに分割される。各ベクタにはＬＭ Ｐが追加され、二つの１８要素ベクタｄ_fwdおよびｄ’_fwdが形成される。ここで 、ＬＭＰがこれらのベクタの第一要素である。得られた各ベクタに、（１８×１ ８）順方向スミアリングマトリックス（forward smearing matrix）Ｃ_fwd-smear をプレ乗算し、さらに別の二つの（１８×１）ベクタｂおよびｂ’を生成する。 続いてベクタｂおよびｂ’は要素ごとに、二つの（１８×１）ケインプレエンフ ァシスベクタｇ_fwd（Ｐ）およびｇ’_fwd（Ｐ）が乗算され、二つの（１８×１） ベクタｃおよびｃ’が得られる。ここで（ｐ）は、トラフィックチャンネル指数 を表す。各ベクタには、それぞれに対応する（１×３２）順方向空間およびスペ クトル拡散ベクタ（ｇ^H _fwd（ｐ）またはｇ’^H _fwd（Ｐ））がポスト乗算され、二 つの（１８×３２）マトリックスＲ（ｐ）およびＲ’（ｐ）が生成される。 トラフィック区分Ａにて伝送されるすべてのトラフィックチャンネルに対応す る多様な１８×３２マトリックスを結合し、１８×３２マトリックスＳ_fwdを生 成する。同様に、トラフィック区分Ｂにて伝送されるトラフィックチャンネルか らのマトリックスを結合し、１８×３２マトリックスＳ’_fwdを生成する。 マトリックスＳ_fwdは、（４列ずつのグループにて）８個の（１８×４）サブ マトリックス（Ａ₀からＡ₇）に区分される。各サブマトリックスは、図２２にお いて説明したマッピングに従って区分Ａにおけるトーン内にマッピングされ、下 位物理的層へ伝送される。同様にマトリックスＳ’_fwdは、８個の（１８×４） サブマトリックス（Ａ’₀からＡ’₇）に区分される。各サブマトリックスは、図 ２２において説明したマッピングに従って区分Ｂにおけるトーン内にマッピング され、下位物理的層へ伝送される。 下位物理的層は、ベースバンド信号をＤＦＴ周波数ビン内に配置する。そこで データは時間領域に変換され、それぞれに対応するアンテナ要素（０から７）へ 送られて大気中に発信される。 上記の工程が、次の順方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４ ８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際の さまざまなステップを、図３４に示す。図示の簡素化のため、拡散機能およびト ラフィックチャンネル結合機能は一つのステップとして表す。 ローキャパシティモードにおけるベース発信機の上位物理的層を表すブロック 図を、図３５に示す。ローキャパシティモード ハイキャパシティモードとローキャパシティモードとの伝送形式の主な差異は 、異なるトレリス符号化方式の使用である。ローキャパシティモードでは、レー ト１／２トレリス符号器（ハイキャパシティモードのレート３／４符号器に対し て）を用いる。一つの順方向伝送バーストにて４８ビットを伝送するために、三 つのトラフィック区分（Ａ、Ｂ、およびＣ）を使用する。 ２進ソースは、２進データをベース発信機へ６４ｋビット／秒にて配信する。 一つの順方向チャンネルバーストに対して、このデータは４８ビットに翻訳され る。これらの情報ビットは、トリプルＤＥＳアルゴリズムに従って暗号化される 。暗号化ビットは続いて、データランダム化ブロックにおいてランダム化される 。これらの４８ビットが、一つのベクタに生成される。ＬＣＣからの３個のシン ボルが追加されて、５１個のシンボルのベクタが形成される。この５１シンボル のベクタを、トレリス符号化する。トレリス符号化は、最も重要なシンボル（ベ クタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（第三ＬＣＣシンボル）ま で順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化を利用する。この符号化は 、２進の入力シンボル（０または１）を他のシンボル（０、１、２、または３） に変換し、符号化されたシンボルを、各々に対応するＱＰＳＫ信号コンステレー ション点にマッピングする。従ってトレリス符号器の出力は５１個の要素から成 る ベクタであって、その各要素は、ＱＰＳＫコンステレーション信号の集合内の信 号である。 ５１要素ベクタは、三つの１７要素ベクタに分割される。各ベクタにはＬＭＰ が追加され、三つの１８要素ベクタｄ_fwd、ｄ’_fwd、およびｄ’’_fwdが形成さ れる。ここで、ＬＭＰがこれらのベクタの第一要素である。得られた各ベクタに 、（１８×１８）順方向スミアリングマトリックスＣ_fwd-smearをプレ乗算し、 さらに三つの（１８×１）ベクタｂ、ｂ’、およびｂ’’を生成する。続いてベ クタｂ、ｂ’、およびｂ’’は要素ごとに、各々に対応する（１８×１）ゲイン プレエンファシスベクタｇ_fwd（ｐ）、ｇ’_fwd（ｐ）、およびｇ’’が乗算され 、三つの（１８×１）ベクタｃ、ｃ’、およびｃ’’が得られる。ここでｐは、 トラフィックチャンネル指標を表す。各ベクタには、各々に対応する（１×３２ ）順方向空間およびスペクトル拡散ベクタ（ｇ^H _fwd（ｐ）、ｇ’^H _fwd（ｐ）、ま たはｇ’’^H _fwd（ｐ））がポスト乗算され、三つの（１８×３２）マトリックス Ｒ（ｐ）、Ｒ’（ｐ）、およびＲ’’（ｐ）が生成される。 トラフィック区分Ａにて伝送されるトラフィックチャンネルに対応する多様な １８×３２マトリックスを結合し、１８×３２マトリックスＳ_fwdを生成する。 同様に、トラフィック区分ＢおよびＣにて伝送されるトラフィックチャンネルか らのマトリックスを結合し、それぞれ１８×３２マトリックスＳ’_fwdおよびＳ ’’_fwd生成する。マトリックスＳ_fwdは、（４列ずつのグループにて）８個の（ １８×４）サブマトリックス（Ａ₀からＡ₇）に区分される。各サブマトリックス は、図２２において説明したマッピングに従って区分Ａにおけるトーン内にマッ ピングされ、下位物理的層へ伝送される。マトリックスＳ’_fwdは、８個の（１ ８×４）サブマトリックス（Ａ’₀からＡ’₇）に区分される。各サブマトリック スは、図２２において説明したマッピングに従って区分Ｂにおけるトーン内にマ ッピングされ、下位物理的層へ伝送される。同様にマトリックスＳ’’_fwdは、 ８個の（１８×４）サブマトリックス（Ａ’’₀からＡ’’₇）に区分される。各 サブマトリックスは、図２２において説明したマッピングに従って区分Ｃにおけ るトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。下位物理的層は、ベ ースバンド信号をＤＦＴ周波数ビン内に配置する。そこでデータは時間領域に 変換され、それぞれに対応するアンテナ要素（０から７）へ送られて大気中に発 信される。 上記の工程が、次の順方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４ ８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際の さまざまなステップを、図３６に示す。図示の簡素化のため、拡散機能およびト ラフィックチャンネル結合機能は一つのステップとして表す。同様に、暗号化お よびランダム化機能も、一つのステップとして表す。暗号化／解読 ６４ｋｂｐｓの２進ソースは、ビットを暗号化モジュールへ４８ビットずつ配 信する。暗号化機能は、図３７に示すとおり、ＤＥＳアルゴリズムの三段カスケ ードから成る。トレリス符号化／復号化 トレリス符号化技術は、たたみ込み符号化から成り、その後に信号マッピング が続く。物理的層の三つのモードでは、異なるトレリスコードを使用する。ハイ キャパシティモードでは、１６ＰＳＫおよび１６ＱＡＭの、二つの信号コンステ レーションが可能である。 １６ＰＳＫコンステレーションのためのレート３／４たたみ込み符号器を、図 ３８に示す。このたたみ込み符号器は、８状態（8-state）（ｋ＝４）¹⁴のレー ト１／２マザー符号器を用いる。このマザー符号器は、３ビットの入力シンボル のうち１ビットを符号化し、残りのビットは符号化せずに通過させる。 １６ＰＳＫコンステレーションのためのレート１／２たたみ込み符号器は、８ 進法の表記にて生成多項式（Ｇ₀＝０４、Ｇ１＝１３）によって説明され得る。 等価の多項式表現は、以下のとおりである： Ｇ₀＝Ｄ Ｇ₁＝Ｄ³＋Ｄ²＋１ １６ＱＡＭコンステレーションのためのレート３／４たたみ込み符号器を、図 ３９に示す。このたたみ込み符号器は、８状態（ｋ＝４）のレート１／２マザー 符号器を用いる。このマザー符号器は、３ビットの入力シンボルのうち１ビット を符号化し、残りのビットは符号化せずに通過させる。 １６ＱＡＭコンステレーションのためのレート１／２たたみ込み符号器は、８ 進法の表記にて生成多項式（Ｇ₀＝１７、Ｇ₁＝１３）によって説明され得る。等 価の多項式表現は、以下のとおりである： Ｇ₀＝Ｄ³＋Ｄ²＋Ｄ＋１ Ｇ₁＝Ｄ³＋Ｄ²１ 入力シンボルの二つの最も高位のビット（ｘ₂、ｘ₁）は符号化されずに通過さ れ、出力シンボルの二つの最も高位のビット（ｙ₃、ｙ₂）を形成する。入力シン ボルの最下位ビット（ｘ₀）は、レート１／２マザー符号器（影付きボックスと して図示する）に入り、出力シンボルの二つの最も下位のビット（ｙ₁、ｙ₀）を 生成する。 トレリス符号化工程の次のステップは、１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ）コン ステレーション内の信号上に出力シンボルをマッピングすることである。１６Ｑ ＡＭおよび１６ＰＳＫコンステレーションのための特定のマッピングを、図４０ に示す。 得られたトレリス符号器出力は、図４０に示す１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ ）コンステレーション内に存在可能な１６個のコンプレックス数のうちの一つで ある。各コンステレーション点（信号）の実際値を、図４１に示す。コンステレ ーション上の点は、信号の平均エネルギが１になるように選択されている。 ミディアムキャパシティモードでは、レート２／３トレリスコードを、８ＱＡ Ｍまたは８ＰＳＫ信号マッピングと共に用いる。８ＰＳＫコンステレーションの ためのたたみ込み符号器を、図４２に示す。このたたみ込み符号器は、３２状態 （ｋ＝６）のレート１／２マザー符号器を用いる。このマザー符号器は、２ビッ トの入力シンボルのうち１ビットを符号化し、残りのビットは符号化せずに通過 させる。このレート１／２たたみ込み符号器は、８進法の表記にて生成多項式（ Ｇ₀＝１０、Ｇ₁＝４５）によって説明され得る。等価の多項式表現は、以下のと おりである： Ｇ₀＝Ｄ² Ｇ₁＝Ｄ⁵＋Ｄ³＋Ｄ²＋１ ８ＱＡＭコンステレーションのためのたたみ込み符号器を、図４３に示す。こ のたたみ込み符号器は、３２状態（ｋ＝６）のレート１／２マザー符号器を用い る。このマザー符号器は、２ビットの入力シンボルのうち１ビットを符号化し、 残りのビットは符号化せずに通過させる。このレート１／２たたみ込み符号器は 、８進法の表記にて生成多項式（Ｇ₀＝５３、Ｇ₁＝７５）によって説明され得る 。等価の多項式表現は、以下のとおりである： Ｇ₀＝Ｄ⁵＋Ｄ⁴＋Ｄ²＋１ Ｇ₁＝Ｄ⁵＋Ｄ³＋Ｄ²＋１ 入力シンボルの最高位ビット（ｘ₁）は符号化されずに通過され、出力シンボ ルの最高位ビット（ｙ₂）を形成する。入力シンボルの最下位ビット（ｘ₀）は、 レート１／２マザー符号器に入り、出力シンボルの二つの最も下位のビット（ｙ₁ 、ｙ₀）を生成する。 トレリス符号化工程の次のステップは、８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）コンステ レーション内の信号上に出力シンボルをマッピングすることである。８ＱＡＭお よび８ＰＳＫコンステレーションのための特定のマッピングを、図４４に示す。 得られたトレリス符号化出力は、図４４に示す８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）コン ステレーション内に存在可能な８個のコンプレックス数のうちの一つである。各 コンステレーション点（信号）の実際値を、図４５に示す。コンステレーション 上の点は、信号の平均エネルギが１になるように選択されている。 ローキャパシティモードでは、事実Ｌ標準的であるレート１／２符号器（図４ ６に示す）を、ＱＰＳＫマッピングと共に用いる。入力シンボルの唯一のビット （ｘ₀）がレート１／２マザー符号器に入り、出力シンボルの二つのビット（ｙ₁ 、ｙ₀）を生成する。 トレリス符号化王程の次のステップは、ＱＰＳＫコンステレーション内の信号 上に出力シンボルをマッピングすることである。自然マッピング（natural mapp ing）と呼ばれるＱＰＳＫコンステレーションのための特定のマッピングを、図 ４６に示す。得られたトレリス符号化出力は、図４７に示すＱＰＳＫコンステレ ーション内に存在可能な４個のコンプレックス数のうちの一つである。各コンス テレーション点（信号）の実際値を、図４８に示す。コンステレーション上の点 は、信号の平均エネルギが１になるように選択されている。クラスタ（cluster）スミアリング／デスミアリング（desmearing） このセクションにて、スミアリングマトリックスＣ_fwd-smearを定義する。ス ミアリングブロックへの入力は、（１８×１）ベクタｄ_fwdである。したがって 、スミアリング演算の出力（ベクタｂ）は、ｄ_fwdと（１８×１８）スミアリン ダマトリックスＣ_fwd-smearとのマトリックス乗算によって表現される。すなわ ち、 ｂ＝Ｃ_fwd-smearｄ_fwd Ｃ_fwd-smearは、以下に示す一定値のマトリックスである。 ここで、 ａ＝（ｒ_LMF／（１＋ｒ_LMP））^1/2 ｂ＝（１／（１＋ｒ_LMP））^1/2 である。ｒ_LMPは、パイロット値対データベキの比率（ratio of pilot to data power）であり、物理的層によって供給され得るパラメータであって、その数値 は公称（nominally）１に設定される。ゲインプレエンファシス このセクションにて、図３１に示すケインプレエンファシスマトリックスｇ_{fw d} （ｐ）を説明する。ゲインプレエンファシスブロックへの入力は、（１８×１ ）ベクタｂである。ゲインプレエンファシス演算の出力（ベクタｃ）は、ベクタ ｂとゲインプレエンファシスベクタｇ_fwd（ｐ）との要素ごとの乗算値である。 ｃ＝ｂ・ｇ_fwd（Ｐ） ここで、・は要素ごとのベクタ乗算を表す。ｇ_fwd（ｐ）の要素は、ベースにて 受信した情報を用いて算出される。これらの重みの算出は、実施例によって異な る。スペクトルおよび空間拡散 このセクションにて、図３１に示す（１×３２）順方向空間およびスペクトル 拡散ベクタｇ^Hｆｗｄ（Ｐ）を定義する。スペクトルおよび空間拡散ブロックへ の入力は、１８要素ベクタＣである。スペクトルおよび空間拡散演算の出力（１ ８×３２）マトリックスＲ（ｐ）は、ｃと（１×３２）スペクトルおよび空間拡 散ベクタｇ^H _fwd（ｐ）とのマトリックス乗算値である。 Ｒ（ｐ）＝ｃｇ^H _fwd（ｐ） ここで、 ｇ^H _fwd（Ｐ）＝［ｇ₀ｇ₁ｇ₂．．．ｇ₃₀ｇ₃₁］ ベクタｇ^H _fwd（ｐ）の要素は、伝送中に渡って計算される発信拡散の重みであ る。これらの重みの算出のためのアルゴリズムは、実施例によって異なる。しか し、手順を明確にするために、これらの重みの算出のための特定のアルゴリズム を以下に説明する。 ベースは、逆方向チャンネルにて受信した最新データに基づいて、新しい重み を算出する。発信拡散の重みは、受信した重みに、各自４つの受信周波数を有す る８個のアンテナの入力を用いてスケーリンク（比例尺）を適用したもの（scal ed version）である。受信重みベクタｗ^H _rev（ｐ）は、図４９に示すように空間 およびスペクトル成分にマッピングされた３２要素（ｗ₀〜ｗ₃₁）を含む。 ベースのトラフィック確立手順において、発信重み（ｇ₀〜ｇ₃₁）が以下の等 式によって計算される。 ｇ^H _fwd（ｐ）＝ａ_fwd（ｎ）ｈ（ｋ_fwdw^H _rev（ｐ）） ここで、ｋ_fwdはベース発信定数である。ａ_fwd（ｎ）は、ｎ番目のパケットに対 するベースゲインランプアップ係数である。そしてｈ（．）は、自身の変数のノ ルムを２３ｄＢｍまでに制限する関数である。 ‖ｖ‖²＜２３ｄＢｍの時、 ｈ（ｖ）＝ｖ さもなければ、 ｈ（ｖ）＝２３ｄＢｍ（スケール係数）（ｖ／‖ｖ‖²） ベース定常手順においては、受信重みは以下の等式を用いて適応的に(adaptiv ely）計算される。 ｗ_rev（ｐ）＝Ｒ^-1 _xxｒ_xy ここで、 ｗ_rev（ｐ）は（３２×１）重みベクタであり、 ｒ_xyは、受信した（３２×１）ベクタｘと逆拡散データｙとの（３２×１ ）相互相関ベクタの推定値に、チャンネル等化（equalization）重みの推定値を 乗算したものであり、 Ｒ^-1 _xxは、受信したベクタＸの（３２×３２）反転自己相関マトリックス の推定値である。（Ｒ^-1 _xxは、帰納的変形グラムーシュミット（ＲＭＧＳ）アル ゴリズム（Recursive Modified Gramm-Schmidt algorithm）を用いて算出しても よい。） ｒ_xvは、再スミアリンダステップおよびゲインプレエンファシス再適用ステッ プ後の逆拡散データに対して相互相関する。 受信重み（ｗ₀〜ｗ₃₁）は、図４９に示すマッピングに従って、空間およびス ペクトル成分にマッピングされる。発信重み（ｇ₀〜ｇ₃₁）は、受信重みにスケ ーリングを適用した値である。スケーリングは、以下の等式に従って為される。 ｇ^H _fwd（ｐ）＝ｋ_fwdｗ^H _rev（ｐ） ここで、ｋ_fwdはベース定常発信定数である。 相関推定は、８つの逆方向チャンネルバーストに渡って計算される。新しい逆 拡散の重みは、遅延なく８つの逆方向チャンネルバーストに適用される。重みは 、バースト４つ分の遅延後に、８つの順方向チャンネルバーストに適用される。 相関推定は、ベキ指数平均化ブロック総和（exponentially averaged block sum mation）を通じて為される。指数関数的減衰定数（exponential decay constant ）は暫定的に、公称値０．７とされる。 図８５に、スペクトルおよび空間重みの適応的解法の実施形態の例示的フロー チャートを示す。順方向（フォワード）制御チャンネル伝送フォーマット 共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）チャンネル伝送における物理的層のブロック 図を、図５０に示す。ＣＬＣメッセージは、６４ビットの２進シーケンスである 。ビットツー双ビット変換ブロックは、２進シーケンスを、２ビットシンボルか ら成る長さ３２のシーケンスに変換する。ベクタ形成ブロックは、シンボルシー ケンスを（３２×１）ベクタに変換する。得られたベクタの各要素を、ＱＰＳＫ 信号コンステレーション中の各々に対応する信号内にマッピングし、さらに別の （３２×１）ベクタＳを生成する。ＱＰＳＫ信号におけるマッピングを、図５１ に示す。 得られたベクタは、二つの並行経路に進められる。第一経路ではベクタｓは直 接、スペクトルおよび空間拡散へ送られる。そのスペクトルおよび空間拡散は、 ベクタｓに（１×３２）拡散ベクタｇ^H _clcをポスト乗算することを含む。 ｇ^H _clc＝［ｇ０ｇ１ｇ２．．．ｇ３０ｇ３１］ （ｇ^H _clcは、以下にてさらに説明する。）得られた（３２×３２）マトリックス は、Ｄ_clcである。続いてマトリックスＤ_clcは、アンテナデマルチプレクサに送 られ、（４列ずつのグループにて）８個の（３２×４）サブマトリックスＡ₀か らＡ₇に区分される。これらの各サブマトリックスの要素は最終的には、それぞ れアンテナ０から７へ伝送される。 第二経路では、ベクタｓはコードゲーティングされる。コードゲーティング演 算は、（３２×１）ベクタＳと（３２×１）コートゲーティングベクタＹ_clcと の要素ごとの乗算であると説明される。生成される（３２×１）ベクタＳ’は、 ｓ＝ｓ・１_clc ベクタｉ_clcは、以下にて説明する。 得られた（３２×１）ベクタｓ’は、スペクトルおよび空間拡散へ送られる。 そのスペクトルおよび空間拡散は、ベクタｓ’に（１×３２）拡散ベクタｇ_clc ^H をポスト乗算することを含む。得られた（３２×３２）マトリックスは、Ｄ’_{cl c} である。続いてマトリックスＤ’_clcは、アンテナデマルチプレクサに送られ、 （４列ずつのグループにて）８個の（３２×４）サブマトリックスＡ’₀からＡ ’₇に区分される。これらの各サブマトリックスの要素（Ａ₀からＡ₇）および（ Ａ’₀からＡ’₇）は続いて、タイムデマルチプレクサへ伝送され、さらに（４行 ずつのグループにて）８個の（４×４）サブマトリックスに区分される。それに より、１２８個の（４×４）マトリックス（Ｄ₀からＤ₆₃）および（Ｄ’₀からＤ ’₆₃）が生成される。 一つの６４ビットＣＬＣメッセージの伝送には、１６の順方向チャンネルバー ストまたは４つのＴＤＤ周期を要する。これらの各バーストにおいては、８個（ 各アンテナに１個）の（４×４）マトリックスがトーン上にマッピングされ、下 位物理的層へ送られて大気中に発信される。インターリーブおよびトーンマッピ ング機能は、以下にて説明される。 ベクタｇ_clcは、（８×１）空間拡散ベクタｄと（４×１）スペクトル拡散ベ クタｆとのクロネッカー積であると定義される。 ｇ_clc＝ｋｒｏｎ（ｄ，ｆ） ここで、ｄは であり、ｆはである。生成されるベクタｇ_clcは、以下のとおりである。 ｇ_clc ^Hは、ｇ_clcの共役転置である。 拡散ベクタｆは、（４×４）アダマールマトリックスＨ₄のうちの一列であり 、ベースにてランダムに選択され得る。 拡散ベクタｄは、（８×７２）ＣＬＣ空間拡散の重み表のｋ番目の列である。 列指数ｋは、パラメータＣＬＣビームを通じてＭＡＣ層によって供給される。 （４×４）アダマールマトリックスはＨ_Nと表記され、以下の帰納によって得 られる：Ｈ_2Nは、 に等しい。ここで、Ｈ₀は１にて初期化される。たとえば、４×４アダマールマ トリックス（Ｈ₄）は以下のとおりである。 コードゲーティングベクタｉ_clcは、 ｉ_clc＝ｂ_clc・ｈ_clc ここで、ベクタｈ_clcは、すべて１のベクタ（ones vector）である（３２×３２ ）アダマールマトリックス（Ｈ₃₂）の０番目の列である。（３２×１）ベクタｂ_clc のｉ番目の要素は、以下のとおりである。 ｂ_clc＝ｅ^j2pikｏｆｆｓｅｔ^/32 ｋ_offset（０から３１の間の整数）は、伝送ベースのためのベース局オフセット コード（ＢＳＯＣ）である。インタリーブ 各ＣＬＣ伝送には、１６のバースト（バースト０からバースト１５）が含まれ る。各アンテナに対して、インタリーバは各バースト内にて、１６の可能な（４ ×４）マトリックスのうちの一つを出力する。図５２に、インタリーバが使用す る伝送順序を示す。トーンマッピング 大気中に発信するトーン上にマッピングすべき（４×４）マトリックスは、１ ２８個ある。図５３に、インタリーバの出力側におけるトーン内への（４×４） マトリックスのマッピングを示す。図２３を用いて、絶対トーン指数（absolute tone indices）を得ることができる。放送チャンネル ＢＲＣチャンネル伝送の物理的層に関するブロック図を、図５４に示す。この ブロック図は、図５０に示すＣＬＣに関するものと近似している。しかし、完全 を期すためおよび細かい差異を指摘するため、ＢＲＣ伝送フォーマットの詳細を このセタションにて示す。 順方向におけるＣＬＣ伝送とＢＲＣ伝送との主な差異は、以下のとおりである 。 ベースは、すべての（４つのサブバンドペアにおける）ＢＲＣチャンネルを使 用するが、ＣＬＣでは、チャンネル選択は作動中のサブバンドペアに基づく。 ベースは、１０の空間ビーム（順次作動される）生成することで、一つの半球 におけるすべてのＲＵをカバーする。すなわちＢＲＣメッセージの放送には、Ｃ ＬＣメッセージの伝送の１０倍の時間がかかる。 ＢＲＣメッセージは、６４ビットの２進シーケンスである。ビットツー双ビッ ト変換ブロックは、２進シーケンスを、２ビットシンボルから成る長さ３２のシ ーケンスに変換する。ベクタ形成ブロックは、シンボルシーケンスを（３２×１ ）ベクタに変換する。得られたベクタの各要素を、ＱＰＳＫ信号コンステレーシ ョン中の各々に対応する信号内にマッピングし、さらに別の（３２×１）ベクタ ｓを生成する。ＱＰＳＫ信号におけるマッピングは、ＣＬＣに関して図５１に示 すものと同一である。 得られたベクタは、二つの並行経路に進められる。第一経路ではベクタｓは直 接、スペクトルおよび空間拡散へ送られる。そのスペクトルおよび空間拡散は、 ベクタｓに（１×３２）スペクトルおよび空間拡散ベクタｇ_brc ^Hをポスト乗算す ることを含む。 ｇ^H _brc＝［ｇ０ｇ１ｇ２．．．ｇ３０ｇ３１］ ｇ_brc ^Hは、以下にて説明する。 得られた（３２×３２）マトリックスは、Ｄ_brcである。続いてマトリックス Ｄ_brcは、アンテナデマルチプレクサに送られ、（４列ずつのグループにて）８ 個の（３２×４）サブマトリックスＡ₀からＡ₇に区分される。これらの各サブマ トリックスの要素は最終的には、それそれアンテナ０から７へ伝送される。 第二経路では、ベクタｓはコードケーティングされる。コードゲーティングは 、（３２×１）ベクタｓと（３２×１）コートゲーティングベクタｉ_brcとの要 素ごとの乗算であると説明される。生成される（３２×１）ベクタｓ’は、 ｓ’＝ｓ・Ｙ_clc ベクタＹ_brcは、以下にて説明する。 得られた（３２×１）ベクタｓ’は、スペクトルおよび空間拡散へ送られる。 そのスペクトルおよび空間拡散は、ベクタｓ’に（１×３２）拡散ベクタｇ_brc ^H をポスト乗算することを含む。得られた（３２×３２）マトリックスは、Ｄ’_{br c} である。続いてマトリックスＤ’_brcは、アンテナデマルチプレクサに送られ、 （４列ずつのグループにて）８個の（３２×４）サブマトリックスＡ’₀からＡ ’₇に区分される。これらの各サブマトリックスの要素（Ａ₀からＡ₇）および（ Ａ’₀からＡ’₇）は続いて、タイムデマルチプレクサへ伝送され、さらに（４行 ずつのグループにて）８個の（４×４）サブマトリックスに区分される。それに より、１２８個の（４×４）マトリックス（Ｄ₀からＤ₆₃）および（Ｄ’₀からＤ ’₆₃）が生成される。 一つの空間ビームにおいて、６４ビットＢＲＣメッセージの伝送には、１６の 順方向チャンネルバーストまたは４つのＴＤＤ周期を要する。これらの各バース トにおいては、８個（各アンテナに１個）の（４×４）マトリックスがトーン上 にマッピングされ、下位物理的層へ送られて大気中に発信される。インターリー ブおよびトーンマッピング機能は、以下にて説明される。 １０の異なる方向の空間的ビームを得るために処理は１０回繰り返され、空間 的セルの中のすべてのＲＵが放送メッセージを検出できる。 ベクタｇ_brcは、（８×１）空間拡散ベクタｄと（４×１）スペクトル拡散ベ クタｆとのクロネッカー積であると定義される。 ｇ_brc＝ｋｒｏｎ（ｄ，ｆ） ここで、ｄは であり、ｆは である。生成されるベクタｇ_brcは、以下のとおりである。 ｇ_brc ^Hは、ｇ_brcの共役転置である。拡散ベクタｆは、（４×４）アダマールマ トリックスＨ₄のうちの一列であり、ベースにてランダムに選択され得る。拡散 ベクタｄは、ＢＲＣ空間拡散の重み表のうちの一列であり、その表はこの文献の 次の公開物にて説明される。ベースは、すべてのサブバンドペアにて同時に伝送 する。各サブバンドペアにおいて、１０の異なる空間ビームを生成し順次作動さ せることにより、空間セル内のすべてのＲＵをカバーする。 コードゲーティングベクタｉ_brcは、 ｉ_brc＝ｂ_brcｈ_brc ここで、ベクタｈ_brcは、すべて１のベクタである（３２×３２）アダマールマ トリックス（Ｈ₃₂）の０番目の列である。（３２×１）べクタｂ_clcのｉ番目の 要素は、以下のとおりである。 ｂ_brc＝ｅ^j2pikｏｆｆｓｅｔ^/32 ｋ^offset（０から３１の間の整数）は、伝送ベースのためのＢＳＯＣである。 各空間ビームにおける各ＢＲＣ伝送には、１６のバースト（バースト０からバ ースト１５）が含まれる。各アンテナに対して、インタリーバは各バースト内に て、１６の可能な（４×４）マトリックスのうちの一つを出力する。インタリー ブのルールは、図５２に示すＣＬＣインタリーブルールと同一である。空間ビー ムは、全部で１０ある。したがってこの工程は、各空間ビームに対して１回ずつ 、順次１０回繰り返される。 大気中に発信するトーン上にマッピングすべき（４×４）マトリックスは、１ ２８個ある。図５５に、インタリーバの出力側におけるトーン内への（４×４） マトリックスのマッピングを示す。図２３を用いて、絶対トーン指数を得ること ができる。 放送チャンネル信号は、空間的にビーム形成され、各サブバンドペア当たり１ ０の所定ビームパターンを用いて順次発信される。それにより、４つの放送チャ ンネル信号（各サブバンドペアに１つ）が、各空間セルにおいて同時に掃引され る。それを、図５６に示す。 各ＢＲＣメッセージの伝送には、４０のＴＤＤ周期または１２０ｍｓを要する 。新しいＢＲＣメッセージの開始は、偶数フレーム境界（even frame boundarie s）においてのみ可能である。４つの各サブバンドペアは、同じＢＲＣメッセー ジを同時に発信する。一つの空間セルにおいて、さらには本実施形態のシステム のすべてのベースにおいて、ＢＲＣビーム掃引は同期的である。ＢＲＣビームは 、時 計周りのパターンにて掃引される。逆方向チャンネルフォーマット 順方向チャンネルにおいて、物理的層は３つの異なる実現形式がある。これら のモードは、以下のように呼ばれる。 ハイキャパシティモード（短距離）：３ビット／シンボル ミディアムキャパシティモード（中距離）：２ビット／シンボル ローキャパシティモード（長距離）：１ビット／シンボルハイキャパシティモード ハイキヤパシティモードにおけるリモートユニット発信機の上位物理的層を表 すブロック図を、図５７に示す。 ２進ソースは、２進データをリモートユニット発信機へ６４ｋビット秒にて配 信する。一つの逆方向チャンネルバーストに対して、このデータは４８ビットに 翻訳される。これらの情報ビットは、トリプルＤＥＳアルゴリズムに従って暗号 化される。暗号化ビットは続いて、データランダム化ブロックにおいてランダム 化される。 ビットから８進値への変換ブロックは、ランダム化された２進シーケンスを、 ３ビットシンボルのシーケンスに変換する。このシンボルシーケンスは、１６個 のシンボルから成るベクタに変換される。ＬＣＣからの１個のシンボルが追加さ れて、１７個のシンボルのベクタが形成される。 この１７シンボルのベクタを、トレリス符号化する。トレリス符号化は、最も 重要なシンボル（ベクタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（ＬＣ Ｃシンボル）まで順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化を利用する 。この符号化は入力シンボル（０から７の間の整数）を、他のシンボル（０から １５の間）に変換し、その各々に対応する１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ）信号 コンステレーション点にマッピングする。従ってトレリス符号器の出力は１７個 の要素から成るベクタであって、その各要素は、１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ ）コンステレーション信号の集合内の信号である。 ＬＭＰが追加され、１８要素ベクタが形成される。ここで、ＬＭＰがこのベク タの第一要素である。得られたベクタｄ_revに、（１８×１８）逆方向スミアリ ングマトリックスＣ_rev-smearをプレ乗算し、（１８×１）ベクタｂを生成する 。続いてベクタｂには、（１×４）逆方向拡散ベクタｇ^H _revがポスト乗算され、 （１８×４）マトリックスＳ_revが生成される。マトリックスＳ_revの要素は、図 ２２にて説明したマッピングに従ってトラフィック区分Ａにおけるトーン内にマ ッピングされ、下位物理的層へ伝送される。下位物理的層はベースバンド信号を 、それらの各々に対応するＤＦＴ周波数ビンに配置する。そこでデータは時間領 域に変換され、大気中への発信のために送られる。 上記の工程が、次の逆方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４ ８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際の さまざまなステップを、図５８に示す。ミディアムキャパシティモード ミディアムキャパシティモードにおけるリモートユニット発信機の上位物理的 層を表すブロック図を、図５９に示す。 ２進ソースは、２進データをリモートユニット発信機へ６４ｋビット／秒にて 配信する。一つの逆方向チャンネルバーストに対して、このデータは４８ビット に翻訳される。これらの情報ビットは、トリプルＤＥＳアルゴリズムに従って暗 号化される。暗号化ビットは続いて、データランダム化ブロックにおいてランダ ム化される。ビットツー双ビット変換ブロックは、ランダム化された２進シーケ ンスを、２ビットシンボルのシーケンスに変換する。このシンボルシーケンスは 、２４個のシンボルから成るベクタに変換される。ＬＣＣからの２個のシンボル が追加され、さらにシーケンスの終端に８個の１が挿入されて、３４個のシンボ ルのベクタが形成される。 この３４シンボルのベクタを、トレリス符号化する。トレリス符号化は、最も 重要なシンボル（ベクタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（第二 のＬＣＣシンボル）まで順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化を利 用する。この符号化は入力シンボル（０から３の間の整数）を、他のシンボル （０から７の間）に変換し、その各々に対応する８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）信 号コンステレーション点にマッピングする。従ってトレリス符号器の出力は３４ 個の要素から成るベクタであって、その各要素は、８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ） コンステレーション信号の集合内の信号である。 ３４要素ベクタは、二つのの１７要素ベクタに分割される。各ベクタにはＬＭ Ｐが追加され、二つの１８要素ベクタｄ_revおよびｄ’_revが形成される。ここで 、ＬＭＰがこれらのベクタの第一要素である。得られた各ベクタｄ_revおよびｄ ’_revに、（１８×１８）逆方向スミアリングマトリックスＣ_rev-smearをプレ乗 算し、さらに別の二つの（１８×１）ベクタｂおよびｂ’を生成する。それらの 各ベクタには、（１×４）逆方向拡散ベクタ（ｇ^H _revまたはｇ’^H _rev）がポスト 乗算され、二つの（１８×４）マトリックスＳ_revおよびＳ’_revが生成される。 マトリックスＳ_revの各要素は、図２２にて説明したマッピングに従ってトラフ ィック区分Ａにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。 マトリックスＳ’_revの要素は、同様にトラフィック区分Ｂにおけるトーン内に マッピングされ、下位物理的層へ伝送される。下位物理的層は、ベースバンド信 号をＤＦＴ周波数ビンに配置する。そこでデータは時間領域に変換され、大気中 への発信のために送られる。 上記の工程が、次の逆方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４ ８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際の さまざまなステップを、図６０に示す。ローキャパシティモード ローキャパシティモードにおけるリモートユニット発信機の上位物理的層を表 すブロッタ図を、図６１に示す。２進ソースは、２進データをリモートユニット 発信機へ６４ｋビット／秒にて配信する。一つの逆方向チャンネルバーストに対 して、このデータは４８ビットに翻訳される。これらの情報ビットは、トリプル ＤＥＳアルゴリズムに従って暗号化される。暗号化ビットは続いて、データラン ダム化ブロックにおいてランダム化される。これらの４８ビットは、一つのベク タに生成される。ＬＣＣから３ビットが追加され、５１ビットのベクタが形成さ れる。 この５１ビットベクタを、トレリス符号化する。トレリス符号化は、最も重要 なシンボル（ベクタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（第三のＬ ＣＣビット）まで順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化を利用する 。この符号化は、２進入力シンボル（０または１）を、他のシンボル（０、１、 ２、または３）に変換し、その各々に対応するＱＰＳＫ信号コンステレーション 点にマッピングする。従ってトレリス符号器の出力は５１個の要素から成るベク タであって、その各要素は、ＱＰＳＫコンステレーション信号の集合内の信号で ある。５１要素ベクタは、三つの１７要素ベクタに分割される。各ベクタにはＬ ＭＰが追加され、三つの１８要素ベクタｄ_rev、ｄ’_rev、およびｄ’’_revが形 成される。ここで、ＬＭＰがこれらのベクタの第一要素である。得られた各ベク タに（１８×１８）逆方向スミアリンダマトリックスＣ_rev-smearをプレ乗算し 、さらに別の三つの（１８×１）ベクタｂ、ｂ’、およびｂ’’を生成する。そ れらの各ベクタには、（１×４）逆方向拡散ベクタ（ｇ^H _rev、ｇ’^H _rev、または ｇ’’^H _rev）がポスト乗算され、三つの（１８×４）マトリックスＳ_rev、Ｓ’_{r ev} 、およびＳ’’_revが生成される。マトリックスＳ_revの要素は、図２２にて説 明したマッピングに従ってトラフィック区分Ａにおけるトーン内にマッピングさ れ、下位物理的層へ伝送される。マトリックスＳ’_revおよびＳ’’_revの要素は 、同様にそれぞれ、トラフィック区分ＢおよびＣにおけるトーン内にマッピング され、下位物理的層へ伝送される。下位物理的層は、ベースバンド信号をＤＦＴ 周波数ビンに配置する。そこでデータは時間領域に変換され、大気中への発信の ために送られる。 上記の工程が、次の逆方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４ ８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際の さまざまなステップを、図６２に示す。 暗号化機能は、上述した順方向チャンネルのためのものと同一である。 三つのキャパシティモードすべてのトレリス符号化方式は、上述した順方向チ ャンネルにおけるものと同一である。 以下のセクションにおいて、スミアリングマトリックスＣ_rev-smearを特定す る。スミアリングブロックへの入力は、（１８×１）ベクタＤ_revである。スミ アリング演算の出力（ベクタｂ）は、ｄ_revと（１８×１８）スミアリングマト リックスＣ_rev-smearとのマトリックス乗算によって表現される。すなわち、 ｂ＝Ｃ_rev-smearｄ_rev Ｃ_fwd-smearは、以下に示す一定値のマトリックスである。ここで、 ａ＝（ｒ_LMP／（１＋ｒ_LMP））^1/2 ｂ＝（１／（１＋ｒ_LMP））^1/2 である。ｒ_LMPは、パイロット値対データベキの比率（ratio of pilot to data power）であり、物理的層によって供給され得るパラメータであって、その数値 は公称１に設定される。 ｄ_iｓは、リモートユニット固有のクラスタスクランブリングベクタｄ_smearの 要素である。ｄ_smearは１７要素ベクタであり、ローカル空間セルおよび隣接す る空間セル内にて、ベースが特定のトラフィック区分において一人のユーザから 受信したスミアリングデータが、同じトラフィック区分において他のユーザと相 関しないことを確実にするために用いられる。ｄ_smearは、以下によって表され る。または ｄ_smearのｉ番目の要素は、ｅ^if _smear ⁽ⁱ⁾と表示され、ここで_fsmear（ｉ）は、 各リモートユニットに対して固有のシーケンスを作成する擬似乱数生成器によっ て生成された０から２ｐの間の実数である。擬似乱数生成器の詳細は、実施例に よって異なり、ベースにて必要な情報ではない。スペクトル拡散 このセクションにて、図５７に示す（１×４）逆方向スペクトル拡散ベクタｇ^H _rev を定義する。スペクトル拡散ブロックへの入力は、（１８×１）ベクタｂで ある。スペクトルおよび空間拡散演算の出力（１８×４）マトリックスＳ_revは 、ｂと（１×４）スペクトル拡散ベクタｇ^H _revとのマトリックス乗算値である。 Ｓ_rev＝ｂｇ^H _rev ここで、 ｇ^H _rev＝［ｇ₀ｇ₁ｇ₂．．．ｇ₃₀ｇ₃₁］ ベクタｇ^H _revの要素は、伝送中に渡って計算される発信拡散の重みである。こ れらの重みの算出のためのアルゴリズムは、実施例によって異なる。しかし、手 順を明確にするために、これらの重みの算出のための特定のアルゴリズムを以下 に説明する。 リモートユニットは、順方向チャンネルにて受信した最新データに基づいて、 新しい発信重みを算出する。発信拡散の重みは、受信した重みに、１つのアンテ ナに対して４つの受信周波数を用いてスケーリングを適用したものである。 受信重みベクタｗ^H _fwdは、図６３に示すようにスペクトル成分にマッピングさ れた４要素（ｗ₀〜ｗ₃）を含む。 リモートユニットのトラフィック確立手順において、発信重み（ｇ₀〜ｇ₃）は 以下の等式によって計算される。 ｇ^H _rev（ｐ）＝ａ_rev（ｎ）ｐ_revｗ^H _fwd ここでａ_rev（ｎ）は、ｎ番目のパケットに対するベースケインランプアップ係 数である。そしてｐ_revは、以下の等式によって規定される、リモートユニット のパワー管理係数である。 ｐ_rev＝１_pｋ_fwd＋（１−１_p）ｋ_rev（ｐ_loss（ｎ，ｐ）／‖（ｗ_fwd（ｐ））‖ ここで、 ｌ_pは、公称０．９７に設定される、指数関数的減衰または「忘却係数（f orget factor）」であり、 ｐ_lossは、リモートユニット同期パイロットトーン（ＲＳＰ）を用いて測 定される、ベース−リモートユニット間チャンネルゲインの逆数であり、 ｋ_revは、ベース受信パワーのターゲット値（公称−１０３ｄＢｍ）であ り、 ｎはバースト指数であり、 ｐはリンク指数である。 リモートユニットのトラフィック確立手順において、受信重みは以下の等式を 用いて適応的に計算される。 ｗ_fwd＝Ｒ^-1 _xxｒ_xd ここで、 ｗ_fwdは（４×１）受信重みベクタであり、 ｒ_xdは、受信した（４×１）ベクタｘとＬＭＰ（または所望のデータ）ｄ との（４×１）相互相関ベクタの椎定値であり、 Ｒ^-1 _xxは、受信したベクタｘの（４×４）反転自己相関マトリックスの推 定値である。 リモートユニット定常手順においては、受信重みは以下の等式を用いて適応的 に計算される。 ｗ_fwd＝Ｒ^-1 _xxｒ_xy ここで、 ｗ_fwdは（４×１）重みベクタであり、 ｒ_xyは、受信した（４×１）ベクタｘと逆拡散データｙとの（４×１）相 互相関ベクタの推定値であり、 Ｒ^-1 _xxは、受信したベクタｘの（４×４）反転自己相関マトリックスの推 定値である。 受信重み（ｗ₀〜ｗ₃）は、図６３に示すマッピングに従って、スペクトル成分 にマッピングされる。発信重み（ｇ₀〜ｇ₃）は、受信重みにスケーリングを適用 した値である。スケーリングは、以下の等式に従って為される。 ｇ^H _rev（ｐ）＝ｐ_revｗ^H _fwd ここでｐ_revは、上記にて定義したリモートユニットパワー管理係数である。 相関推定は、４つの順方向チャンネルバーストに渡って計算される。新しい逆 拡散の重みは、遅延なく４つの順方向チャンネルバーストに適用される。重みは 、バースト８つ分の遅延後に、８つの逆方向チャンネルバーストに適用される。 相関推定は、ベキ指数平均化ブロック総和を通じて為される。指数関数的減衰定 数は暫定的に、公称値０．７とされる。逆方向制御チャンネル伝送フォーマット 共通アクセスチャンネル（ＣＡＣ）での請求および非請求（solicited and un solicited）チャンネル伝送における物理的層のブロック図を、図６４に示す。 ＣＡＣメッセージは、５６ビットの２進シーケンスであり、トレーニングシー ケンス、情報ビット、およびＣＲＣパリティビットによって構成される。ベクタ 形成ブロックは、２進シーケンスを（５６×１）ベクタに変換する。得られたベ クタの各要素を、ＢＰＳＫ信号コンステレーション中の各々に対応する信号内に マッピングし、さらに別の（５６×１）ベクタｓを生成する。ＢＰＳＫ信号にお けるマッピングを、図６５に示す。 得られたベクタは、二つの並行経路に進められる。第一経路ではベクタｓは直 接、スペクトル拡散へ送られる。そのスペクトル拡散は、ベクタｓに（１×２） スペクトル拡散ベクタｇ_cac ^Hをポスト乗算することを含む。 ｇ^H _cac＝［１ １］ 得られた（５６×２）マトリックスは、Ｄ_cacであり、以下のように示される。 ここでｓ（ｋ）は、ベクタｓのｋ番目の要素である。続いてマトリックスＤ_cac はデマルチプレクサに送られ、（８列ずつのグループにて）７個の（８×２）サ ブマトリックスＤ₀からＤ₆に区分される。 第二経路では、ベクタｓはコードゲーティングされる。コードゲーティング演 算は、（５６×１）ベクタｓと（５６×１）コートゲーティングベクタＹ_cacと の要素ごとの乗算であると説明される。生成される（５６×１）ベクタｓ’は、 ｓ’＝ｓ・ｉ_cac ベクタｉ_cacは、以下にて説明する。 得られた（５６×１）ベクタｓ’は、スペクトル拡散へ送られる。そのスペク トル拡散は、ベクタｓ’に（１×２）スペクトル拡散ベクタｇ_cac ^Hをポスト乗算 することを含む。得られた（５６×２）マトリックスは、Ｄ’_cacである。 ここでｓ’（ｋ）は、ベクタｓ’のｋ番目の要素である。続いてマトリックスＤ ’_cacは、デマルチフルクサに送られ、（８列ずつのグループにて）７個の（８ ×２）サブマトリックスＤ’₀からＤ’₆に区分される。 一つの５６ビットＣＡＣメッセージの伝送には、１４の逆方向チャンネルバー ストを要する。これらの各バーストには、１４個の（８×２）マトリックスのう ちの１個がトーン上にマッピングれ、下位物理的層へ送られて大気中に発信さ れる。インターリーブおよびトーンマッピング機能は、以下にて説明される。 コードゲーティングベクタｉ_cacは、 ｉ_cac＝ｂ_cac・ｈ_cac であり、 ｂ_cac＝ｅ^j2pikｏｆｆｓｅｔ^/56 である。ここでｂ_cac（ｉ）は、（５６×１）ベクタｂ_cacのｉ番目の要素である 。ｋ_offsetは受信ベースのためのＢＳＯＣであり、０から３１までの値である。 各リモートユニットに対して、請求ＣＡＣコードキーおよび非詰求ＣＡＣコード キーである、一対のコードキーが指定される。これらのコードキーは、０から６ ３の間の整数である。 ベクタｈ_cacの５６要素は、（６４×６４）アダマールマトリックス（Ｈ₆₄） のｋ番目の列の最初の５６要素である。ここでｋは、発信するリモートユニット のための請求または非請求コードキーの値であり、ＣＡＣ伝送の種類によって異 なる。たとえば、あるリモートユニットの請求コードキーが１３という数字であ り、非請求コードキーは数字１５であった場合： ＳＣＡＣ伝送では、ベクタｈ_cacの要素は、（６４×６４）アダマールマ トリックスの１３番目の列の最初の５６要素であり、 ＵＣＡＣ伝送では、ベクタｈ_cacの要素は、（６４×６４）アダマールマ トリックスの１５番目の列の最初の５６要素である。 各ＣＡＣ伝送には、１４のバースト（バースト０からバースト１３）が含まれ る。インタリーバは各バースト内にて、１４の可能な（８×２）マトリックス（ Ｄ₀からＤ₆）または（Ｄ’₀からＤ’₆）のうちの一つを出力する。図６６に、イ ンタリーバが使用する伝送順序を示す。各サブバンドペアには、二つのＣＡＣが 含まれる。リモートユニットは、自身のＭＡＣ層から受信したＣＡＣ ＩＤパラ メータに基づき、これらのチャンネルのうちの一つを使用する。ＣＡＣ ＩＤが ０の場合、ＣＡＣ_i,0が選択される。ＣＡＣ ＩＤが１の場合、ＣＡＣ_i,1が選択 される。図６７に、インタリーバの出力側におけるトーン内への（８×２）マト リックスのマッピングを示す。下層物理層フォーマット 本実施形態の下層物理層のための送信機の機能は、図６８のブロック図により 説明できる。下層物理層の機能は、順方向チャネル（通信路）および逆方向チャ ネルで同じである。 順方向チャネルでは、トラフィックチャネル通信のため、図６８に示されるプ ロセスを８つの異なるアンテナ素子について並列に８回行う。さらに、ベースは 種々のユーザーに対するデータを同じＤＦＴビンに組合わせ、処理の要件を少な くすることができる。トラフィックおよび制御情報は重ならない周波数トーンで 伝送されるため、これらを（ベースまたはリモートユニットにおいて）同時に送 信することにより、処理をさらに削減することができる。しかし、これらの技術 はその実現例に依存するものであり、ＤＦＴ動作の機能的な特徴を変えるもので はない。図６８に示されるように、複合ベースバンド信号がトーンマッピングブ ロックに入力され、ここでトラフィックまたは制御チャネルへの一意的なマッピ ングによってトーンに割当てられる。 トーンマッピングされた複合信号は、下層サブバンドおよび上層サブバンドト ーンにデマルチプレクスされ、その対応するＤＦＴビンに入れられる。残りのＤ ＦＴビンはゼロで満たされ、逆ＤＦＴ動作が行われて、データを時間領域に変換 する。次に、離散的な時間領域サンプルがアナログ信号に変換され、適切なＲＦ 周波数に変換されて、アンテナを介して送信される。 サブバンド対は４つ存在するため、ＤＦＴブロック対も４つあり、各ＤＦＴブ ロックは使用可能な帯域幅１ＭＨｚにわたる。１つのＤＦＴブロックにおける隣 接するビン間の間隔は３．１２５ｋＨｚである。各ＤＦＴブロックは５１２のビ ンを有し、そのうち使用されるビンは３２０だけである。各ＤＦＴブロックにお ける対応のＤＦＴビンへのトーンマッピングが図６９に示される。図７０は、ト ーンマッピングを描写したものである。図示のように、１つのＤＦＴブロツクの 周波数スパンは１．６ＭＨｚであり、データ送信に使われるのは１ＭＨｚにすぎ ない。各ビンについての実際の周波数とトーンとの関係をここで説明する。 逆ＤＦＴ動作を行ってベースバンド信号を時間領域に変換する。この動作を数 学的に表現すると次のようになる。 ｘ（ｎ）＝ＳＸ（ｋ）^ej2pnk/512 ここで、Ｘ（ｋ）は周波数領域における複合ベースバンド信号（ＤＦＴブロック のｋ番目のビンの内容）であり、ｘ（ｎ）は時間領域サンプルのｎ番目の実数値 成分である。逆ＤＦＴ動作は、高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）技術を用いて行 つてもよい。 ＩＤＦＴ動作後に得られるベースバンド送信信号は実数でなくてはならない。 次に、実数値時間領域サンプル出力が、送信のために適切なアナログ波形および 適切なＲＦ周波数に変換される。エアリンク物理層電力出力特性 順方向チャネルにおけるベース送信の電力出力特性は、逆方向チャネルにおけ るリモートユニットのそれとは異なる。 ベースからあるリモートユニットへの順方向チャネル送信は、接続が持続され ている間、ある一定の電力レベルに維持される。電力レベルは、電力管理アルゴ リズムを用いて接続開始前にベース無線管理エンティティ（ＲＭＥ）によって決 定される。 順方向ＲＦチャネル送信は、トラフィック確立期間中の１８０ｍｓランプアッ プ期間（２４０順方向チャネルバースト）によって開始される。ランプアップは 、ベースと所与のリモートユニットとの間で接続が確立されてから開始される。 この期間中に送信されるデータは、既知のリンクメンテナンスパイロットである 。２４０チャネルバースト（１８０ｍｓｅｃ）後に最大（安定状態）電力に達し 、接続中維持される。 以下の式は、安定状態電力に関する順方向チャネルランプアップスケジュール を示す。 ｎ＜２４０のとき ａ_fwd（ｎ）＝（１−ｅ^-5(8[n/8]／（１−ｅ^-5））² それ以外 ａ_fwd（ｎ）＝１ ここでｎは送信開始に関しての順方向チャネルバースト数である。 リモートユニットからそのベースへの逆方向チャネル送信は、適応的に変化さ れ、すべてのＲＵからそれらのベースで受けた電力が比較的一定のレベルに確実 に維持されるようにする。リモートユニット電力管理アルゴリズムはその実現例 に依存する。このアルゴリズムの一例については逆方向チャネルフォーマットに 関するセクションで説明する。 逆方向ＲＦチャネル送信は、トラフィック確立期間中、１８０ｍｓランプアッ プ期間（２４０逆方向チャネルバースト）によって開始される。ランプアップは 、リモートユニットとそのベースとの間で接続が確立されてから開始される。こ の期間中に送信されるデータは既知のＬＭＰである。２４０逆方向チャネルバー スト（１８０ｍｓｅｃ）後に最大（安定状態）電力に達する。 以下の式は、安定状態電力に関しての逆方向チャネルランプアップスケジュー ルを示す。 ｎ＜２４０のとき ａ_rev（ｎ）＝（１−ｅ^-5(8[n/8])／（１−ｅ^-5））² それ以外 ａ_rev（ｎ）＝１ ここでｎは送信開始に関しての逆方向チャネルバースト数である。「概念を証明する」実施形態 これまで包括的に説明した信号処理手順は、高帯域幅基地局１１０および無線 アクセス局１８７，１９２内の回路によって「概念を証明する」実施形態におい て実現できる。さらに、本発明の動的帯域幅割当て方法は、以下に示す通信ネッ トワーク１００の回路内で「概念を証明する」実施形態において実現される。 図７１は、帯域幅効率の高いオン・デマンド帯域幅通信ネットワーク１００の 一実現例の主要な構造を成す要素を示す概略のブロック図である。具体的には、 通信ネットワーク１００は複数のフルレート高帯域幅無線アクセス局１９２とロ ーレート高帯域幅無線アクセス局１８７とを含んで示される。一般に、フルレー ト高帯域幅無線アクセス局１９２は、基地局１１０と多数の加入者１３０との間 の通信を与えることができ、一方、ローレート高帯域幅無線アクセス局１８７は 、 基地局１１０と一度に１または２，３の加入者のみとの通信を与えることができ る。 加入者１３０は、ケーブル、または他の通信リンクを介してフルレートまたは ローレート高帯域幅無線アクセス局１９２，１８７と通信する。高帯域幅無線ア クセス局は無線通信チャネルを介して基地局１１０と双方向に通信してエアリン クを形成する。基地局１１０の構造および動作と、フルレートおよびローレート 高帯域幅無線アクセス局１９２，１８７の構造および動作は図７２および図７３ を参照して後により詳細に説明する。 基地局１１０とフルレートおよびローレート高帯域幅無線アクセス局１９２， １８７によってサブシステム１５０が構成される。サブシステム１５０は、陸線 １７０を介してテレコミュニケーションネットワーク１６０と双方向に通信し、 陸線１７０は、たとえば銅ケーブルまたは光ファイバ接続等を含んでもよい。ま たは、リンク１７０はマイクロ波リンクを含んでもよい。当該分野では周知であ るように、テレコミュニケーションネットワーク１６０は、たとえば、公衆交換 電話網や、移動電話交換オフィス（ＭＴＳＯ）、専用データ網、モデムバンク、 または構内回線等を含んでもよい。 図７４は、オン・デマンド帯域幅通信ネットワーク１００の主要な機能的およ び構造的要素をより詳細に示す、簡略化された概略のブロック図である。図７４ において通信ネットワーク１００は、複数の加入者ユニット（たとえば、コンピ ュータ１３１、電話１３２、公衆交換網と通信する複数の電話１４０、またはロ ーカルエリアネットワーク内の複数のコンピュータ端末１４５）を公衆もしくは 専用データまたは電話網１５０−１５６）に接続するように示される。公衆デー タ網１５０、専用データ網１５２、専用電話網１５４、および公衆電話網１５６ は、包括的にブロック１６０で示される複数のネットワークインタフェースを介 して、それぞれ線１６３，１６４，１６５，および１６６に沿って非同期テレコ ミュニケーションマルチプレクサ（ＡＴＭ）１６２と通信する。非同期テレコミ ュニケーションマルチプレクサ１６２は、多重化スイッチとして動作し、通信リ ンク１７０を介して高帯域幅基地局１９２と接続する。通信リンク１７０は、有 利には、光ファイバリンク、銅線、またはマイクロ波送信リンクを含む。高帯域 幅基地局１１０は、アンテナ１２０を介して受信局に無線周波出力信号を与える 。 帯域幅デマンドコントローラ１７５は、高帯域幅基地局１１０、非同期テレコ ミュニケーションマネジャスイッチ１６２、およびネットワークインタフェース １６０と、それぞれ線１７６，１７７，および１７８を介して通信する。帯域幅 デマンドコントローラ１７５はまた、線１７９を介してインテリジェントサービ スノード１８０とも通信する。インテリジェントサービスノード１８０は、線１ ８２を介してＡＴＭスイッチ１６２と通信する。オン・デマンド帯域幅通信ネッ トワーク１００の上述の要素は、オン・デマンド帯域幅通信システム１００のテ レコミュニケーションネットワーク側１８３を構成する。テレコミュニケーショ ンネットワーク側１８３は、アンテナ１８５を介してローレート高帯域幅無線ア クセス局１８７と、またはアンテナ１９０を介してフルレート高帯域幅無線アク セス局１９２と通信する。無線アクセス局１８７は、電話１３２およびコンピュ ータ１３１を含む複数の加入者ユニットに接続する。無線アクセス局１９２は、 通信リンク１９４を介して無線アクセス局１９２に接続する公衆交換網１９５を 介して多数の加入者１４０と通信するように構成されている。フルレート無線ア クセス局１９２はさらに、通信リンク１９６を介して無線アクセス局１９２に接 続するローカルネットワーク１９７を介しでコンピュータ端末１４５に接続する 。各加入者ユニット１３１，１３２，１４０および１４５は、通信システム１０ ０の要素１８５−１９７とともに、オン・デマンド帯域幅通信システム１００の 加入者ネットワーク側１９９を構成する。 高帯域幅基地局１１０、エアリンクを介して高帯域幅基地局１１０と通信する 高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２、および帯域幅デマンドコントローラ１ ７５は、オン・デマンド帯域幅通信システム１００の中核をなす。図７４には高 帯域幅基地局１００が１つしか示されていないが、高帯域幅通信システム１００ 内には有利に複数の高帯域幅基地局が含まれることが理解されるであろう。高帯 域幅基地局１１０の各々は、１ないし数百の同時双方向ユーザーをサポートでき る。各ユーザーは前もって、または通信中随時、毎秒８キロビットないし１．５ ４４メガビットの帯域幅を要求し得る。さらに、各高帯域幅基地局１１０は１ま たは複数の送信および受信アンテナ１２０を有してもよい。高帯域幅基地局１１ ０は、その関連のアンテナ１２０とともに塔の上、建物の上、建物の内部、また は他の好都合な位置に配置できる高帯域幅無線トランシーバである。 帯域幅コントローラ１７５は、高帯域幅基地局１１０と関連する。帯域幅デマ ンドコントローラ１７５は、無線アクセス局１８７，１９２から基地局１１０に 送信された情報をモニタするインテリジェンスを与える。すなわち、所与の無線 アクセス局１８７，１９２にどれだけの帯域幅を与えるかを基地局１１０に指示 するために、無線アクセス局１８７，１９２から送信された情報が帯域幅デマン ドコントローラ１７５内のインテリジェンスに変換される。図７４には高帯域幅 基地局１１０とは別個の要素として図示されているが、帯域幅デマンドコントロ ーラ１７５は基地局１１０と一体であっても、基地局１１０に局所的に装着され ても、遠隔にあって通信リンク１７６を介して基地局１１０に接続されてもよい 。帯域幅デマンドコントローラ１７５はさらに、通信ネットワーク１８３全体に おいて各通信リンクに割当てられた帯域幅が、高帯域幅基地局１１０の特定のチ ャネルに割当てられた帯域幅と一致する事を確実にする中央帯域幅コントローラ として作用する。したがって、帯域幅デマンドコントローラ１７５は、非同期テ レコミュニケーションマルチプレクサスイッチ１６２、およびネットワークイン タフェース１６０内で割当てられた帯域幅を制御する。さらに、帯域幅デマンド コントローラ１７５は、ユーザーデータを適切なネットワーク１５０−１５６に 送るのを管理するのに用いられる帯域幅情報をインテリジェントサービスノード １８０に伝える。インテリジェントサービスノード１８０は、ネットワークイン タフェース１６０、および帯域幅の変更を管理するためにＡＴＭスイッチ１６２ をを制御できる。 図７４に示されるように、無線アクセス局１８７，１９２は、オン・デマンド 帯域幅通信システム１００内に含まれる複数の高帯域幅無線アクセス局の例示的 なものである。１つまたはそれ以上の高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２は 、エアインタフェースを利用して１つまたはそれ以上の高帯域幅基地局１１０と 通信することができる。さらに、無線アクセス局１８７，１９２の各々は、電話 １３２と標準コンピュータ１３１の間の接続、さらに電話網インタフェース（Ｐ ＢＸ）１９５、および端末１４５とＬＡＮ１９７を含むコンピュータネットワー ク 等の１つ以上のインタフェースをサポートすることができる。高帯域幅無線アク セス局１８７，１９２は、無線アクセス局１８７，１９２に接続された装置の帯 域幅のニーズを解釈して、これらの帯域幅のニーズをエアインタフェースおよび 基地局１１０を介して帯域幅デマンドコントローラ１７５に伝える。有利に、帯 域幅デマンドコントローラ１７５は、さらに、これらの帯域幅の要求をＡＴＭス イッチ１６２、またはインテリジェントサービスノード１８０、およびネットワ ークインタフェース１６０に伝えることができる。 動作において、接続された加入者ユニット（コンピュータ１３１、電話１３２ 、ＰＢＸ１９５、ＬＡＮ１９７等）の１つが高帯域幅無線アクセス局１８７，１ ９２の１つへの接続を介して帯域幅を要求する。無線アクセス局１８７，１９２ は、アクセスおよび帯域幅に対する要求をアンテナ１８５，１９０、エアインタ フェース、およびアンテナ１２０を介して高帯域幅基地局１１０に送信する。ア クセスの要求は、使用エリア内のすべての加入者が利用できる通信制御チャネル を介して行われる。２つの加入者が同時に接続を要求した場合には、ランダムア クセスプロトコルを使用してどちらのユニットに通信制御チャネルの制御を許可 するかを決定する。 高帯域幅基地局１１０は、帯域幅の要求をすべて帯域幅デマンドコントローラ １７５に伝える。帯域幅デマンドコントローラは、要求された帯域幅の割り当て を行い、有利に、テレコミュニケーションネットワーク側１８３（インテリジェ ントサービスノード１８０、ＡＴＭスイッチ１６２、およびネットワークインタ フェース１６０を含む）内のシステム資源を手配する。帯域幅デマンドコントロ ーラ１７５が割当てに利用できる帯域幅の量を定め、これを要求された帯域幅と 比較すると、帯域幅デマンドコントローラ１７５は要求された帯域幅を直ちに割 当てるか、または利用可能な量の帯域幅を用いて交渉プロセスを開始する。この 帯域幅の交渉は、帯域幅デマンドコントローラ１７５と無線アクセス局１８７， １９２との間で基地局１１０およびエアインタフェースを介して行われる。 このように、無線アクセス局１８７，１９２は、要求された帯域幅が利用可能 であるという確認を受け取ってデータ送信を開始するか、または、帯域幅デマン ドコントローラ１７５からより小さい帯域幅の提示を受け取る。より小さい帯域 幅の提示が高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２に送信されると、無線アクセ ス局１８７，１９２は接続された装置またはネットワークが提示された帯域幅で 効果的に動作できるかどうかを判断する。接続された装置またはネットワークが 提示された帯域幅で効果的に動作できる場合は、無線アクセス局１８７，１９２ は提示された帯域幅でデータの送信を開始する。しかし、無線アクセス局１８７ ，１９２が提示された帯域幅は接続された装置またはネットワークの動作にとっ て十分でないと判断した場合には、無線アクセス局１８７，１９２は接続された 装置またはネットワークにアクセス不可であることを知らせ、さらに、帯域幅デ マンドコントローラ１７５に（基地局１１０およびエアインタフェースを介して ）提示された帯域幅を無線アクセス局１８７，１９２が使用しないことを知らせ る。 適切な帯域幅が利用できる場合には、帯域幅コントローラはこの帯域幅を割当 てて、要求している加入者との通信チャネルを確立する。したがって、たとえば 電話加入者ユニット１３２が毎秒８Ｋｂのデータ速度（ある帯域幅に対応する） が必要であることを示し、一方、コンピュータ加入者ユニット１３１が高帯域幅 基地局１１０と効果的な通信を確立するために毎秒１２８Ｋｂの合計送信速度（ さらにある帯域幅に対応する）が必要と示す可能性がある。通信ネットワーク１ ００が要求された量の帯域幅を提供できない場合、交渉プロセスが始まり、高帯 域幅基地局１１０が要求された帯域幅より小さい、代わりの帯域幅を、要求して いる加入者ユニットに無線アクセス局１８７を介して送信する。要求している加 入者ユニットは、高帯域幅基地局１１０に、割当てられた帯域幅が加入者ユニッ トの通信ニーズにとって適切かどうかを知らせる。 以下により詳細に説明するように、帯域幅デマンドコントローラ１７５は、予 め規定された帯域幅割当て手順にしたがって、１つ以上の周波数トーンセットお よび１つ以上の拡散コードを加入者ユニットに割当てることによって帯域幅を割 当てる。各トーンセットおよび拡散コードはさらなる係数だけ帯域幅を増大する 。有利な一実施形態では、通信チャネルを規定するのに、帯域幅は８Ｋビット／ 秒という小さい量から１．５４４Ｍビット／秒という大きい量まで割当てること ができる。 要求した加入者１３０に対して通信チャネルが確立されると、人の音声の通信 またはコンピュータ間の通信をデジタル形式で表すデータが高帯域幅基地局１１ ０と高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２との間で送信される。以下により詳 細に説明するように、デジタル符号化信号は前方誤り訂正と信号拡散および他の 変調技術を含む。 通信するすべての無線アクセス局１８７，１９２から高帯域幅基地局１１０に よって受信されたデータは、非同期テレコミュニケーション多重化データストリ ームに多重化され、通信リンク１７０を介してＡＴＭスイッチ１６２に送信され る。ＡＴＭスイッチ１６２において、データストリームは、インテリジェントサ ービスノード１８０の助けをオプションで得て、適切なネットワークインタフェ ース１６０に切りかえられ（すなわちデマルチプレクスされ）、そこから適切な ネットワーク１５０−１５６へと至る。 以下により詳細に説明するように、帯域幅デマンドコントローラ１７５はまた 、ネットワークインタフェース１６０およびＡＴＭスイッチ１６２に対する帯域 幅の割当ても制御する。この態様で、通信リンク全体にわたって（すなわち加入 者からデータまたは電話網まで）割当てられた帯域幅を、各加入者ユニットのニ ーズに従って柔軟に割当てることができる。さらに、好適な実施形態では、エア インタフェースを介した帯域幅と陸線接続を介した帯域幅は適切に整合されるこ とが保証されている。 高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２に接続される装置またはネットワーク がもう帯域幅を必要としなくなると、無線アクセス局１８７，１９２は基地局１ １０への送信を停止し、帯域幅デマンドコントローラに帯域幅が解放されて再割 り当てができるようになったことを知らせる。「概念を証明する実施形態」−リモート端末ハードウェア 図７２は、フルレート高帯域幅無線アクセス局１９２の主要な機能的要素を示 す機能ブロック図である。説明の便宜上、ローレート高帯域幅無線アクセス局１ ８７が単一の加入者１３０のみに通信アクセスを与えること以外は、ここで説明 するフルレート高帯域幅無線アクセス局１９２はローレート高帯域幅無線アクセ ス局１８７と構造も動作も実質的に同一であることを理解されたい。図７２に示 されるように、フルレート高帯域幅無線アクセス局１９２はアンテナ１２０と双 方向に接続する送受信スイッチ３００を含む。アンテナ１２０の構造および動作 は、後に図６および図７を参照してより詳細に説明する。送受信スイッチ３００ は受信モードにおいてはダウンコンバータ３０５に、送信モードにおいてはアッ プコンバータ３０７に接続する。送受信スイッチ３００はさらに同期回路３１２ から同期およびパケットタイミングデータを受信する。 ダウンコンバータ３０５は、スイッチ３００を介してアンテナ１２０から無線 信号を受信する。さらに、ダウンコンバータ３０５は同期回路３１２からアナロ グ−デジタルコンバータクロックと局部発振器基準を受信する。ダウンコンバー タ３０５は復調器３１０と通信し、これがダウンコンバータ３０５に自動利得制 御レベルのフィードバックを与える。復調器３１０は同期回路３１２と双方向に 通信し、コードヌリング回路３１５に出力を与える。コードヌリング回路３１５ は、同期回路３１２に周波数エラー信号を与えるとともに、多次元トレリス復号 器３２０と通信する。多次元トレリス復号器３２０は、デジタルデータインタフ ェース３２５に接続する。デジタルデータインタフェース３２５はリモート制御 回路３３０と双方向通信する。リモート制御回路３３０は復調器回路３１０、コ ードヌリング回路３１５、および多次元トレリス復号器３２０からの入力を受け る。制御回路３３０はさらに状態信号を送信し、基地局１１０からコマンド信号 を受信する（図７４を参照）。さらに、リモート制御回路３３０は多次元トレリ ス符号器３３５に軸パラメータを出力し、符号器３３５がデジタルインタフェー ス３２５と通信する。多次元トレリス符号器３３５はＳＣＭＡ符号化回路３４０ と通信する。ＳＣＭＡ符号化回路３４０はさらにコードヌリング回路３１５から の入力を受信する。ＳＣＭＡ符号化回路３４０は変調器回路３４５に信号を出力 し、回路３４５は同期回路３１２からの入力も受信する。さらに、変調回路３４ ５は同期回路３１２とともにアップコンバータ３０７に入力を与える。アップコ ンバータ３０７は、送受信スイッチ３００が送信モードにあるとき、データ信号 を送受信スイッチに出力する。この信号はアンテナ１２０を介し、複数の加入者 １３０にエラーインタフェースを介して出力される。 動作において、データパケットを受信するのに適切な時間になると、送受信ス イッチ３００はアンテナ１９０をダウンコンバータ３０５へと切り替える。ダウ ンコンバータ３０５は送信周波数（たとえば約２ギガヘルツ）で信号を取りこみ 、これをデジタル化に適した周波数に変換する。次にＤＭＴ−ＳＣ復調器が高速 フーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、個々の周波数ビンをコードヌリングネットワー ク３１５に与える。先に簡単に説明したように、コードヌリングネットワーク３ １５は非直交拡散コードを有する送信による干渉を相殺するために、逆拡散コー ドにコードヌリング重みを与える。コードヌリングネットワーク３１５はＤＭＴ −ＳＣ復調器３１０によって与えられた復調信号を逆拡散し、出力復調シンボル を生成する。 復調されたシンボルは、プラグマティックビタビ復号方法に従ってシンボルを 復号するために、多次元トレリス復号器に入力として与えられる。受信ビットは 多次元トレリス復号器３２０の出力で与えられる。受信ビットはデジタルデータ インタフェース３２５を通過し、これが一実施形態ではＴ１リンクのためのデー タインタフェースとして機能する。 送信側では、送信すべきデータがＴ１リンクを介してデジタルデータインタフ ェース３２５に入力され、トレリス符号化のために多次元トレリス符号器３３５ に入力される。もちろん、リードソロモンエラー符号化や、ＱＡＭまたはＢＰＳ Ｋシンボル符号化等の他の種類のエラー符号化およびシンボル符号化が符号器３ ３５内で行われることが理解されるであろう。符号化されたシンボルは拡散回路 ３４０に入力され、ここで拡散コードと適切なコード重みが入力シンボルに与え られる。拡散シンボルは、ブロック３４５内に表されるようにＤＭＴ−ＳＣ変調 され、結果として得られる信号がアップコンバータ３０７を介して高周波数帯に 変換される。送受信スイッチ３００はアップコンバータ３０７をアンテナ１９０ に接続するように切り替えられて、変調および符号化されたデータ信号がアンテ ナ１９０を介して送信される。 無線アクセス端末１８７，１９２の１つが設置されて最初にオンラインとなっ た直後は、無線アクセス局１８７，１９２は割当てられた基地局１１０の位置に 関する情報を得ていない。さらに、リモートアクセス局１８７，１９２は、リモ ート局１８７，１９２の環境における他の送信機および反射器から生じる干渉に 関する情報を得ていない。したがって、初期化の際に各リモートは基地局の位置 と、そのすぐ隣接した環境における様々な干渉および反射器の位置を「知る」必 要がある。リモートインストーラはリモートアンテナアレイを最も近い基地局１ １０の方向に向けるため、そのリモートが受信する最も強い信号は一般に０度の 方向のあたりからのものである。リモートは次に、最も近傍の基地局１１０から 受信した信号に対して最大のＳＩＮＲを得るように形成するビームを微調整また は適応的に調整する。 無線アクセス局１９２がベース１１０に送信するとき、基地局１１０はリモー トから送信される各信号を同じ電力レベルで受信するものと期待する。したがっ て、ＤＭＴ−ＳＣ復調器３１０から無線アクセス局１９２内のリモート制御３３ ０に利得制御レベルが報告される。この自動利得制御レベル（ＡＧＣＬ）はまた 、ＤＭＴ−ＳＣ変調器３１０からアップコンバータ３０７にも送信され、電力増 幅器（アップコンバータ３０７内には図示せず）の利得を調整できるようにする 。この態様で、基地局１１０はリモートアクセス端末１８７，１９２から送信さ れた信号が適切なレベルで基地局１１０に到達することを確かにすることができ る。 無線アクセス局１８７，１９２はまた同期化も行わなくてはならない。すなわ ち、リモートアクセス端末１８７，１９２はＴＤＤシステム内で動作するように 予めプログラムされているが、無線アクセス局が最初にオンラインとなったとき に、無線アクセス局１８７，１９２は送信パッケージと受信パッケージとの違い 、およびパケット転送の正確なタイミングに関する具体的情報を判断する必要が ある。その後、リモート端末１８７，１９２は、ＤＭＴ−ＳＣ信号に対する周波 数同期を得て、リモートが基地局１１０と同じ周波数および位相で動作するよう にしなくてはならない。このため、ＤＭＴ−ＳＣ復調器３１０はパケット参照を 生成し、同期回路３１２はこれを用いて基本的な送受信タイミング（すなわちＴ ／Ｒスイッチ３００に対するパケットタイミング）を確立する。さらに、パケッ トタイミングは復調器３１０に受信ゲートとして、変調器３４５に送信ゲートと して与えられ、リモートアクセス局１８７，１９２が適切な間隔で送受信を行う ようにする。 コードヌリングネットワーク３１５内で、波形の測定が行われ、周波数エラー を測定する。測定された周波数エラーは同期回路３１２に与えられて、無線アク セス局１８７，１９２が基地局１１０と周波数および位相固定できるようにする 。この同期情報は同期回路３１２からアップコンバータ３０７およびダウンコン バータ３０５に局部発振器基準およびデジタル−アナログコンバータクロック（ または逆にアナログ−デジタルコンバータクロック）として送信される。 コードヌリングネットワーク３１５はまた、マルチタスクチャネルの特性（す なわちマルチパスチャネルの周波数応答）を推定する。チャネルの推定値は拡散 回路３４０に与えられ、プリエンファシス機能を行ってマルチパスチャネルを適 応的に等化できるようにする。さらに、コードヌリングネットワーク３１５はリ モート制御回路３３０にＳＩＮＲおよび受信電力の推定値を与える。また、ビッ ト誤り率（ＢＥＲ）の推定値が多次元トレリス復号器３２０からリモート制御回 路３３０に与えられる。リモート制御回路３３０はこれらのパラメータを用いて 加入者（たとえばＰＢＸまたはＬＡＮ）とのデジタルデータインタフェース３２ ５を介したデータの流れを制御する。さらに、リモート制御回路３３０へのこれ らの入力パラメータに基づく状態信号が加入者に転送される。状態信号は加入者 に無線アクセス端末が適切に動作しているかどうかを知らせる。 無線アクセス端末１８７，１９２がネットワーク１００に最初にダイヤルする 時（すなわちリモートがベースとの接続を確立しようとする時）、ベースはリモ ート１８７，１９２に、利用する適切な開始コード、どのトーンセットを送受信 するか等を含むアクセスパラメータのセットを与えて、基地局１１０とリモート 局１８７，１９２との間の通信チャネルを確立できるようにする。 図２１Ａおよび図２１Ｂは、リモートアクセス端末１８７，１９２内のデジタ ルアーキテクチャを示す。リモートデジタルアーキテクチャは、層処理加速器（ ＬＰＡ）カード２１１０および送信ＬＰＡカード２１２０と双方向に通信するイ ンタフェースカード２１００を含む。 インタフェースカード２１００（後の図７６により詳細に示される）は、イー サネットインタフェースカード、衛星航法システム（ＧＰＳ）インタフェースお よび他の制御インタフェースを含む。イーサネットインタフェースは、アップル マッキントッシュ等のモニタリングコンピュータと双方向に通信し、ＧＰＳイン タフェースは基地局送信から同期化のためのタイミングデータを導出し、制御イ ンタフェースは同調器を制御するためのプリンタ制御ビットを出力する。インタ フェースカード２１００は、有利にはテキサスインスツルメンツから入手可能な ＰＭＳ３２０Ｃ４０デジタル信号処理チップ（「Ｃ４０」）を含む３つのデジタ ル信号処理チップをさらに含む。また、ビタビ復号器とＴ１および統合サービス デジタル通信網（ＩＳＤＮ）インタフェースがインタフェースカード２１００に 含まれ、Ｔ１通信リンクおよびＩＳＤＮ通信リンクと加入者との間のインタフェ ースを与える。 図７５Ａに示されるように、インタフェースカード２１００はまた、図上、線 が引かれている、さらに別のＰＭＳ３２０Ｃ４０デジタル信号処理チップと、さ らに別のビタビ、Ｔ１、ＩＳＤＮインタフェースを含む。これは、これらのチッ プがインタフェースカード２１００上に物理的には存在するものの、リモートデ ジタルサブシステム内では使用されていないことを示している。一般に基地局１ １０でも同じインタフェースカードが使用される。これは、リモート１８７，１ ９２および基地局１１０に個別のカードを設けるよりも、リモートおよびベース の両方に対して単一のインタフェースカードを製造する方が安価だからである。 さらに、インタフェースカード２１００は、受信機のデジタル−アナログコン バータからサンプルデータを受信するＧリンク受信機と、送信機のデジタル−ア ナログコンバータにサンプルデータを送信するＧリンク送信機とを含む。 デジタル−アナログコンバータから受信したサンプルデータは、インタフェー スカード２１００内のＧリンク受信機を通過する。Ｇリンク受信機は受信した波 形データを受信ＬＰＡカード２１１０（図７５Ｂ）に与える。ＬＰＡカード２１ １０については、図７７Ａ−７７Ｄを参照して以下により詳細に説明する。簡単 に言えば、受信ＬＰＡカード２１１０は１対のシャープ製ＬＨ９１２４（９１２ ４）デジタル信号処理チップ２１１２，２１１４と、１対のテキサスインスツル メンツ製ＴＭＳ３２０Ｃ４０デジタル信号処理チップ２１１６，２１１８を含む 。 受信ＬＰＡカード２１１０は受信データを復調し、復調データをインタフェー スカード２１００内のＴＭＳ３２０Ｃ４０ ＤＳＰチップの１つに与える。さら なるデジタル信号処理を行った後、データが復号され、Ｔ１インタフェースを介 して加入者に送信される。もちろん、無線アクセス端末がローレート無線アクセ ス端末１８７の１つを含む場合、Ｔ１リンクではなく適切な通信リンクがインタ フェースカード２１００に接続することが理解されるであろう。 データを送信すべき場合、Ｔ１インタフェースまたは他の通信リンクによって 供給される情報が、図７５Ａに示されるようにインタフェースカード２１００に 入力され、インタフェースカード２１００内の一連のデジタル信号処理チップを 通過する。インタフェースカード２１００から出力された送信データは送信ＬＰ Ａカード２１２０に入力される。送信ＬＰＡカード２１２０は受信ＬＰＡカード ２１１０とほぼ類似したアーキテクチャを有する。送信ＬＰＡカード２１２０は 、インタフェースカード２１００内のＧリンク送信機を介して送信機のアナログ −デジタルコンバータに送信するのに適切な送信波形データに送信データを変換 する。 図７６は、無線アクセス端末１８７，１９２のデジタル信号処理アーキテクチ ャ内の各デジタル信号処理チップによって実行される一般的な処理ステップを示 すソフトウェアブロック図である。具体的には、ＴＭＳ３２０Ｃ４０デジタル信 号処理チップ２１０２，２１０６によって制御信号が発生され、デジタル信号処 理チップ２１０４，２１０６によってシンボル変調（たとえばトレリス符号化、 リードソロモン、およびＱＡＭ，ＢＰＳＫ，またはＭ−ＡＲＹ変調を含む）が行 われる。 受信ＬＰＡ内において、９１２４デジタル信号プロセッサ２１１２はＣ４０デ ジタル信号プロセッサ２１１６とともに高速フーリエ変換に関連する動作を行う 。９１２４デジタル信号プロセッサ２１１４はＣ４０デジタル信号処理チップ２ １１８とともに本発明のコードヌリングおよび適応等化の局面に関する処理ステ ップを行う。同様の態様で、送信ＬＰＡ２１２０内において、Ｃ４０デジタル信 号処理チップ２１２４は、９１２４デジタル信号処理チップ２１２８とともに、 高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）に関するデジタル信号処理ステップを行い、一 方、ＤＳＰチップ２１２２および２１２６は、本発明に従って変調を与えるのに 使用する信号拡散動作を行う。 図７８Ａ−７８Ｃは、リモート端末１８７，１９２のインタフェースカード２ １００上の主要なデジタル信号処理Ｃ４０チップをサポートするのに使用するデ ジタルアーキテクチャを示す、より詳細なブロック図である。デジタル信号処理 チップ２１０２によって受信されたデータを予め調整(precondition)するのにい くつかのインタフェースサポート回路を使用する。特に、送受信制御インタフェ ース回路、イーサネットインタフェース回路、消去可能プログラマブル論理装置 （ＥＰＬＤ）同期回路、および汎用非同期式レシーバ／トランスミッタ（ＵＡＲ Ｔ）は、ＤＳＰチップ２１０２とインタフェースカード２１００の外部回路との 間のインタフェースとして作用する。さらに、プログラマブル読み出し専用メモ リ（ＰＲＯＭ）／ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、電気消去可能ＰＲＯＭ， 受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）入力回路、および複数の発光ダイオード （ＬＥＤ）スイッチドライバはすべて、共通のバスを介してＤＳＰチップ２１０ ２と通信する。 Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１０４はまた、インタフェース回路によってサポート される。すなわち、統合サービスデジタル通信網（ＩＳＤＮ）インタフェースお よびＴ１インタフェースは、ＩＳＤＮおよびＴ１機器への接続を与え、一方、サ ポートするビタビ符号器／復号器、およびＰＲＯＭ／ＲＡＭは、共通の双方向バ スを介してＤＳＰチップ２１０４に対してデジタル信号処理サポートを与える。 打合わせ線ＦＦＴデータおよびＤＳＰチップ２１０４からの信号の受信に加え て、Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１０６は、双方向共通バスを介してＰＲＯＭ／ＲＡ Ｍおよびコーデックと双方向に通信する。ＤＳＰ２１０６と通信するコーデック は、打合わせ線ヘッドセットと双方向に通信する。 Ｇリンク受信機は、Ｇリンク送信機およびＥＰＬＤにクロック同期信号を与え る。さらに、受信Ｇリンクは、Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１０２と通信するＲＳＳ Ｉ入力にＲＳＳＩデータを送信する。受信Ｇリンク回路から同期信号を受信する ＥＰＬＤは、受信アドレス、フレーム同期信号、および送信アドレスを制御出力 として与える。 動作において、ＤＳＰチップ２１０２，２１０４，２１０６の各々は、ルック アップテーブルとして使用するためおよびデータの記憶および検索のためにロー カルＰＲＯＭ／ＲＡＭを使用する。Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１０２は、ＲＳＳＩ 入力データを受信して、自動ゲーム制御（ＡＧＣ）を行う。つまり、信号強度を 示すものがＲＳＳＩ入力を介してＤＳＰチップ２１０２に与えられ、リモート端 末１８７，１９２が受信利得を自動的に調整できるようにすることで、信号が適 切なレベルで受信されるようにする。イーサネットインタフェースにより、リモ ート端末１８７，１９２がデータをローカルコンピュータまたはオペレータに送 信することが可能となる。送受信制御インタフェース回路は、制御ビットをリモ ート端末１８７，１９２の無線周波数エレクトロニクスに送って、ＲＦエレクト ロニクスを制御する。ＥＰＬＤ同期回路は、ＴＤＤ同期を達成するために、リモ ート端末１８７，１９２の受信機内のＲＦ回路からの検波器出力を受信する。Ｕ ＡＲＴ回路は、リモート端末１８７，１９２によって使用されるユニバーサル衛 星航法システム（ＧＰＳ）時間クロックの入力を与える。さらに、電気消去可能 ＰＲＯＭにより、無線アクセス端末１８７，１９２は１種の統計的記録として種 々のテストの情報を記憶することが可能となる。 図７８Ａ−７８Ｃに示される他のサポート回路の動作は当業者には周知であり 、本発明を完全に理解するために詳細に説明しなくてはならないというものでは ない。 図７７Ａ−７７Ｄは、リモート端末１８７，１９２のＬＰＡカード２１１０， ２１２０のより詳細なブロック図であって、シャープ製ＬＨ９１２４ ＤＳＰチ ップ、およびテキサスインスツルメンツ製ＴＭＳ３２０Ｃ４ ＤＳＰチップの動 作をサポートするのに使用するサポート回路を示す。図７７Ａ−７７Ｄには受信 ＬＰＡカード２１１０しか図示されていないが、ＬＰＡカード２１１０と送信Ｌ ＰＡカード２１２０とはアーキテクチャがほぼ同じであり、本質的に同じ説明が 両方のＬＰＡカードに当てはまることを理解されたい。直交形式の入力データ（ たとえば、２４の同相ビットおよび２４の直交ビット）が、４８ビット入力バス を介してダブルバッファ２４０２への入力として与えられる。ダブルバッファ２ ４０２の第１の部分は入力アドレスおよび制御ビットによって制御され、ダブル バッファ２４０２の第２の部分はアドレスジェネレータ２４０４によって制御さ れる。アドレスジェネレータ２４０４はバス２４０６を介してＴＭＳ３２０Ｃ４ ０ ＤＳＰチップ２１１６と通信する。 ダブルバッファ２４０２は双方向バスを介してシャープ製ＬＨ９１２４デジタ ル信号処理チップ２１１２と通信するとともに、先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッ ファ２４０８への入力としてデータを供給する。好適な一実施形態では、ＦＴＦ Ｏは５Ｋ Ｘ ４８ビットバッフアを含む。ＦＩＦＯ２４０８は、ＤＳＰチップ２ １１２およびダブルバッファ２４１０と通信する。ダブルバッファ２４０２と同 様に、ダブルバッファ２４１０は有利には１対の３２Ｋ Ｘ ４８ビットＲＡＭを 含む。さらに、ダブルバッファ２４１０は、バッファ２４０６と通信するアドレ スジェネレータ２４１２の制御下にある。ダブルバッファ２４１０はバス２４０ ６を介してＤＳＰチップ２１１６と双方向に通信する。 シャープ製ＤＳＰチップ２１１２はさらに、サイン／コサインルックアップテ ーブル２４１４から入力を受ける。サイン／コサインルックアップテーブル２４ １４は方形−極線(rectangular-to-polar)コンバータ２４１６からの入力を受け る。コンバータ２４１６は一実施形態では、ＧＥＣプレツシー(GEC Plessey)か らモテル番号ＰＤＳＰ１６３３０として市販されている信号処理チップを含む。 さらに、ＤＳＰチップ２１１２は、シーケンサ２４１８から順序付け（シーケン シング）データを受信する。シーケンサ２４１８もまたバス２４０６と通信する 。デジタル信号処理チップ２１１２の出力はダブルバッファ２４２０への入力と して与えられる。ダブルバッファ２４２０の構造は、ダブルバッファ２４０２お よび２４１０とほぼ類似している。ダブルバッファ２４２０の第１の部分はアド レスジェネレータ２４２２の制御下にある。ジェネレータ２４２２は、バス２４ ０６を介してＤＳＰチップ２１１６から信号を受信する。 ＬＰＡカード２１１０の残りの半分（第２の半分）のアーキテクチャは、上述 した半分（第１の半分）とほぼ類似している。つまり、直交形式の入力データ（ 例えば２４の同相ビットおよび２４の直交ビット）が、ダブルバッファ２４２０ の第１の半分からバッファ２４２０の第２の半分への入力として与えられる。ダ ブルバッファ２４２０の第２の半分は、アドレスジェネレータ２４２４を介して 制御される。アドレスジェネレータ２４０４は、バス２４２６を介してＴＭＳ３ ２０Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１１８と通信する。 ダブルバッファ２４２０は双方向バスを介してシャープ製ＬＨ９１２４デジタ ル信号処理チップ２１１４と通信するとともに、先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッ ファ２４２８への入力としてデータを供給する。好適な一実施形態では、ＦＩＦ Ｏ２４２８は５Ｋ Ｘ ４８ビットバッファを含む。ＦＩＦＯ２４２８はＤＳＰチ ップ２１１２およびダブルバッファ２４３０と通信する。ダブルバッファ２４２ ０と同様に、ダブルバッファ２４３０は有利には１対の３２Ｋ Ｘ ４８ビットＲ ＡＭを含む。さらに、ダブルバッファ２４３０は、バッファ２４２６と通信する アドレスジェネレータ２４３２の制御下にある。ダブルバッファ２４３０はバス ２４２６を介してＤＳＰチップ２１１８と双方向に通信する。 シャープ製ＤＳＰチップ２１１４はさらに、サイン／コサインルックアップテ ーブル２４３４から入力を受ける。サイン／コサインルックアップテーブル２４ ３４は方形−極線コンバータ２４３６からの入力を受ける。コンバータ２４３６ は一実施形態では、ＧＥＣプレッシーからモデル番号ＰＤＳＰ１６３３０として 市販されている信号処理チップを含む。さらに、ＤＳＰチップ２１１４は、シー ケンサ２４３８から順序付け（シーケンシング）データを受信する。シーケンサ ２４３８もまたバス２４２６と通信する。デジタル信号処理チップ２１１４の出 力はバッファ２４４０への入力として与えられる。バッファ２４４０は有利には ３２Ｋ Ｘ ４８ＲＡＭを含む。バッファ２４４０は、アドレスジェネレータ２４ ４２の制御下にあり、ジェネレータ２４４２はＤＳＰチップ２１１８からバス２ ４２６を介して信号を受信する。 Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１１６および２１１８はそれぞれ、ＵＡＲＴ回路２４ ５０，２４５２を介してＧＰＳタイミングを受信する。さらに、ＤＳＰチップ２ １１６，２１１８の各々はそれぞれのＲＡＭチップ２４５４，２４５６と通信し 、これらのＲＡＭチップは有利には１２８Ｋ Ｘ ３２ランダムアクセスメモリを 含む。 ＤＳＰチップ２１１６，２１１８はさらに、それぞれローカルバス２４６４， ２４７４を介して、それぞれＥＰＲＯＭ２４６０，２４７０およびそれぞれＲＡ Ｍ２４６２，２４７２と通信する。有利な一実施形態では、ＥＰＲＯＭ２４６０ ，２４７０は５１２Ｋ Ｘ ８メモリを含み、一方ＲＡＭ２４６２，２４７２は１ ２８Ｋ Ｘ ３２ＲＡＭを含む。一対の内部通信ポートがＤＳＰ回路２１１６，２ １ １８間の通信を与え、一方、２対の入出力外部通信ポートがＤＳＰチップ２１１ ６，２１１８の各々に接続する。 動作において、ＤＳＰチップ２１１６，２１１８は、それぞれのメモリ２４６ ０，２４６２，２４７０，２４７２を使用して、コード拡散またはコードヌリン グ処理動作および高速フーリエ変換と関連する処理を行う。一方、ダブルバッフ ァ２４０２は直交形式の入力データシンボルを集める。ダブルバッファ２４０２ は、あるパケットからデータが収集されている間に前のパケットからのデータを 処理できるように設けられる。 図７７Ａ−７７Ｄからわかるように、２つの実質的に同一の処理エンジンがダ ブルバッファ２４２０に分離されて設けられる。有利な一実施形態では、９１２ ４ＤＳＰ２１１２，２１１４の各々は４０ｍＨｚのサンプル速度で動作し、６つ の乗算器を含んでいて、データがほぼリアルタイムで流れることができるように する。 「概念の証明(Proof-of-Concept)実施形態」−基地局ハードウェア 図７３は、図７４に示される基地局１１０の主要機能要素を示す機能ブロック 図である。図７３に示すように、基地局１１０は、複数のアンテナ１２０を双方 向に通信する送信／受信スイッチ４００を含む。スイッチ４００は、受信モード においてはダウンコンバータ（周波数逓降変換器）４０５と通信し、送信モード においては、アップコンバータ４０７と通信する。ダウンコンバータ４０５はさ らに、周波数基準回路４０９からの入力を受信し、復調器４１０に出力する。復 調器４１０は、自動利得制御レベルをダウンコンバータ４０５にフィードバック するとともに、パケットタイミング発生器４１２からの入力を受信する。パケッ トタイミング発生器４１２は、周波数基準回路４０９からのアナログ−ディジタ ル変換クロック入力を受信する。 復調器４１０は、ビーム形成及びコードヌリング回路（beam forming and cod e-nulling circuit）４１５への入力を供給する。ビーム形成及びコードヌリン グ回路４１５は、多次元トレリス（trellis）デコーダ４２０と通信し、デコー ダ４２０は、ネットワーク／データインターフェース回路４２５と双方向の通信 を行う。 ネットワーク／データインターフェース回路４２５は、通信ネットワーク１６ ０（図７４参照のこと）に出力を出すと共にここからの入力を受信する。さらに 、ネットワーク／データインターフェース回路４２５は、パケットタイミング発 生器４１２に出力信号を供給し、かつベース制御回路４３０と双方向に通信する 。ベース制御回路４３０は、復調器４１０、ビーム形成及びコードヌリング回路 ４１５、及び多次元トレリスデコーダ４２０から、入力を受信する。ベース制御 回路４３０は、さらに、通信ネットワーク１６０内のオペレータステーション（ 図示せず）とも双方向に通信する。 ネットワーク／データインターフェース回路４２５は、多次元トレリスエンコ ーダ４３５と通信する。多次元トレリスエンコーダ４３５は、レトロアクティブ （逆向き）ビーム形成ネットワーク及びＳＣＭＡ回路４４０に出力を供給する。 ネットワーク４４０は、ビーム形成コードヌリング回路４１５及びベース制御回 路４３０からも入力を受信する。レトロアクティブビーム形成ＳＣＭＡネットワ ーク４４０は、変調器４４５に出力を供給し、変調器４４５はパケットタイミン グ発生器４１２からも入力を受信する。最後に、変調器４４５は周波数基準回路 ４０９とともに、アップコンバータ４０７に入力を供給し、アップコンバータ４ ０７は、送受信スイッチ４００が送信モードにあるときに出力を供給する。アッ プコンバータにより供給された信号は、アンテナ１２０により、種々の高帯域幅 無線アクセスステーション１９２、１８７に送信される。 基地局の動作は、無線アクセスステーション１８７，１９２の操作と実質的に 同様である。具体的には、送受信スイッチ４００がアンテナアレイ１２０をダウ ンコンバータ４０５に切り換える。ダウンコンパータ４０５は、信号を送信周波 数（例えば、約２ギガヘルツ）で受け取り、これをディジタル化に適した周波数 に変換する。続いて、マルチセンサＤＭＴ−ＳＣ復調器４１０が高速フーリエ変 換（ＦＦＴ）を行い、個別の周波数ビンをビーム形成コードヌリングネットワー ク４１５に示す。すでに簡単に説明したように、コードヌリングネットワーク４ １５は、非直交型拡散コードを有する送信による干渉を相殺するために、逆拡散 （despreading）コードに対してコードヌリング及びビーム形成重みを供給する 。 コードヌリングネットワーク４１５は、さらに、マルチセンサＤＭＴ−ＳＣ復調 器４１０により提供された復調信号を逆拡散し、出力復調シンボルを生成する。 復調シンボルは、実用的Ｖｉｔｅｒｂｉ復号方法に従ってこれを復号するため に、多次元トレリスデコーダ４２０に入力として供給される。多次元トレリスデ コーダ４２０の出力には、受信ビットが供給される。受信ビットは、ディジタル データインターフェース４２５を通過するが、このディジタルデータインターフ ェース４２５は、１実施形態においてはＴ３／ＳＯＮＥＴインターフェースリン クとして機能する。 送信側においては、送信すべきデータはＴ３／ＳＯＮＥＴリンクを介して入力 し、多次元トレリスエンコーダ４３５に入力されてトレリスコード化される。当 然ながら、Reed-Solomonエラーコーディング及びＱＡＭまたはＢＰＳＫシンボル エンコーディングなど゛、他のタイプのエラーコード化及びシンボルコード化が エンコーダ４３５において行われる。コード化されたシンボルは、ビーム形成及 びコード拡散回路４４０に入力し、ここで、拡散コード及び適当なビーム形成ヌ ルステアリングコード重み（null-steering code weight）が入力シンボルに供 給される。拡散シンボルは、ブロック４４５内に表されるように、ＤＭＴ−ＳＣ 変調され、結果として生成された信号はアップコンバータ４０７を介して高周波 数帯域に変換される。つづいて、送受信スイッチ４００が切り換えられてアップ コンバータ４０７がアンテナアレイ１２０に接続され、変調されコード化された データ信号はアンテナ１２０を介して送信される。 基地局１１０の同期のために、全基地１１０はＧＰＳ時間にロックされる。こ のようにして、通信ネットワーク１００がいかに大きくなろうとも、すべての基 地局１１０は常に適当なＴＤＤ同期を有する。よって、基地局１１０は、常に同 時に送信及び受信を開始する。パケットタイミング発生器４０９においては、周 波数基準はＧＰＳに基づき（derived）、これを用いて送受信スイッチ４００を 制御する。これは、タイミングを複数のリモート端末により送信された波形から 求める必要がないため、特に効果的である。リモート端末１８７，１９２はその 同期タイミングを基地局１１０から求めているので、これらの端末はＧＰＳ時間 に同期される。 パケットタイミング発生器４１２はタイミング発生器４０９からクロック信号 を受信するので、送信及び受信ゲート信号（gating signal）を変調器４４５及 び復調器４１０にそれぞれ供給することができる。 別の実施形態においては、前記基地局１１０及びリモート端末１８７，１９２ に対して、ネットワークインターフェース４２５を介してネットワークから供給 されるユニバーサルタイミングメカニズムを確立することもできる。かかる実施 形態においては、インターフェース４２５にクロックを供給するために特別に定 義されたＡＴＭ適合層を用いることができる。Ｔ３またはＳＯＮＥＴリンクによ って管理情報及び接続パワー制御情報を供給することもできる。このような情報 はベース制御装置４３０に供給することができる。ベース制御装置は、適当な信 号を、セットアップの接続のために無線信号ネットワークを通じてリモート端末 １８７，１９２に送信し、他の管理機能を実行する。 さらに、ダウンコンバータ４０５及びアップコンバータ４０７は、完全には整 合しないようにわずかな不完全性を含んだ個別のＲＦ電子を含んでいる。このた め、送信／受信補償は、付加的な補償重みを用いて行われる。この補償の目的は 、送受信ＲＦ電子によって信号に導入された位相及び振幅の差を補償することで ある。補償重みの印加により、送信側において、受信側と同一のビームパタンが 生成される。 図７９Ａから７９Ｄは、基地局１１０内の全体的なディジタル信号処理アーキ テクチャレイアウトを示す概略ブロックである。基地局１１０は、無線周波数シ ャシー部２５００及びディジタルシャシー部２５１０内に配置されている。マル チエレメントアンテナアレイ１２０は、図７９Ａから７９Ｄにおいては簡単に図 示するために４つのアンテナを含んで示され、対応する送受信モジュール２５１ ２に接続されている。各送受信モジュール２５１２は、送受信スイッチ４００， 及び受信器、送信器、増幅器を含む。本発明の効果的な態様によれば、各アンテ ナエレメントには個別の増幅器が設けられている。アンテナアレイ全体に電力を 供給する単一の大型増幅器ではなく、このように増幅器が分配された構成を用い ることにより、電力を節約できる。さらに、増幅器に欠陥が発生した場合、アン テナアレイ全体ではなく複数のアンテナエレメントのうちの１つのみが使えなく なる。従って、本発明においては、アンテナ異常の発生時の信号品質の低下が小 さい。 アナログ−ディジタル変換器／ディジタル−アナログ変換器の対２５１５は、 受信又は送信された信号をアナログディジタル変換及びディジタルアナログ変換 する。ディジタル化された受信信号は、ディジタルシャシー２５１０に入力され 、一方、ディジタル送信信号はディジタルシャシー２５１０の出力として供給さ れる。 ディジタルシャシー２５１０は、複数の３２ビットバスを介して複数の受信器 ＬＰＡ２５２０に出力を供給するＧリンタインターフェース回路を含む。ＬＰＡ ２５２０は、ＦＦＴ及びチャネル推定（channel estimation）を平行して行う（ 例えば、ＬＰＡの１つが偶数シンボルのそれぞれに信号処理を行う一方で、他の ＬＰＡは奇数受信シンボルに同等の信号処理ステップを行う）。 ＬＰＡ２５２０は、ＬＰＡ２５２０及びＬＰＡ２１１０及び２１２０と構造が 実質的に同様であるＬＰＡ２５３０に処理された信号を供給する。ＬＰＡ２５３ ０はＱＲ分解を行い、分解された信号をＬＰＡカード２５４０に出力する。 ＬＰＡカード２５４０はヌルステアリング及びコードヌリング処理に含まれる 行列演算を行う。ＬＰＡカード２５４０内で算出された逆方向性重み（retrodir ective weights）は、送信パスにおいて、ＬＰＡカード２５５０への入力として 供給され、データ拡散、ビーム形成、及びＩＦＦＴ生成に用いられる。 さらなるＬＰＡカード２５６０が、送信／受信較正（すなわちＴ／Ｒ補償）の ディジタル信号処理エンジンとして供給されている。Ｔ／Ｒ較正ＬＰＡカード２ ５６０は、Ｇリンクインターフェース、アナログ−ディジタル／ディジタル−ア ナログ変換器、及び送信／受信較正モジュール２５７０を介してプローブアンテ ナ２５６５と通信する。送信／受信較正モジュール２５７０は、受信器、送信器 、送信増幅器、及び送信／受信スイッチを含む。すでに簡単に説明したように、 プローブアンテナの目的は、基地局１１０を通過する送信器及び受信器のパスに よる歪みを補償することである。すなわち、送信／受信モジュール２５１２は、 送信及び受信された信号中に相当量の歪み及び位相遅延を発生させるので、これ らの歪みを補償して送受信信号を正確に生成する必要がある。プローブアンテナ パ スはリモートステーションと同様に作用するので、基地局１１０がアンテナアレ イ１２０からの送信を受けている場合、この情報はプローブ２５６５において受 信される。逆に、プローブアンテナが送信を行っている場合、アンテナアレイ１ ２０はプローブアンテナ２５６５によって送信された既知の信号を受信している 。送信／受信較正ＬＰＡカード２５６０内で行われる信号処理により、送受信器 パスを通過する差分振幅及び位相を決定することができる。よって、基地局１１ ０は、プローブアンテナ２５６５によって送受信された信号によってこれらの歪 みを補償することができる。 ＧＰＳアンテナ２５８０はＧＰＳタイミングを受信して基地局１１０内の局所 発振器のそれぞれに基準クロックを供給する。これにより、無線通信システム１ ００全体を通じて正確な同期が得られることが保証される。 図６及び図７には、本発明のシステムにおいて用いることのできる指向性アン テナアレイ１２０の別の実施形態が示されている。基地局アンテナ実施の第１の 例が１２０ａとして全体的に示されている。アンテナ１２０ａは、ＲＡＤＩＸテ クノロジー社(Mountain View，California)から入手可能な保護レドーム（ＲＡ ＤＯＭＥ）５０５、一般的に円筒型のハウジング５０７及び支持ポール５１０を 含む円形パッチスロットアレイアンテナである。複数のマルチエレメント垂直パ ッチアレイ５１５が、図６において切り取り内部図で示されている。各パッチア レイ５１５は、本発明を適切に実施するために必要なビーム形成能力を供給する ために、無線周波数信号を指向的に発することができる。１実施形態においては 、円筒部分５０７の高さは約１８インチで、レドーム５０５の直径は約５から１ ６インチである。 効果的な１実施形態においては、アンテナ１２０ａは４つのマイクロストリッ プパッチアンテナの垂直方向のスタックを含む。これらのスタックのうちの４つ がそれぞれ４つの９０°の四分円をカバーするように向けられている。従って、 合計１６個のマイクロストリップフレアノッチアンテナの円周スタック（各垂直 方向スタックは８つのノッチを含む）がベースアンテナ１２０ａに含まれている 。リモート及びベースアンテナのいずれに対しても、好ましいセンサエレメント スペースは、２分の１波長である。 図７は、本発明の基地局アンテナの第２の実施形態を、１２０ｂで示している 。アンテナ１２０ｂは、レドーム５２０、概して円筒形の部分５２５、及び支持 ポール５３０を含む。レドーム５２０は直径が約１８から２４インチで、円筒部 分５２５の高さは約１４インチである。切り取り内部図において示されるように 、アンテナ１２０ｂはフレア状の円形ホーン構造５３５並びに複数の単極送信素 子５４０を含む。単極素子５４０は、本発明の最適な操作に必要とされるような 、ビーム形成の目的で使用できる。 図８０は、図７２に示されたダウンコンバータ３０５の主要構成素子を示すト ランシーバブロック図である。図８０に示されるように、アンテナ１９０と送信 ／受信スイッチ３００は、バンドパスフィルタ７０２，７０４に接続され、バン ドパスフィルタ７０２，７０４はそれぞれ増幅器７０６，７０８に接続されてい る。フィルタ７０２及び増幅器７０６を通過する経路はダウンコンバータ３０５ の一部である受信パスを構成し、増幅器７０８及びバンドパスフィルタ７０４を 通過する経路はアップコンバータ回路３０７の一部である送信パスの一部である 送信パスの部分を構成する。増幅器７０６の出力及び増幅器７０８の入力はスイ ッチ７１０に接続される。スイッチ７１０は、ダウンコンバータ３０５及びアッ プコンバータ３０７にそれぞれ関連する送信及び受信パスの間の切り替えに用い られる。 図７２においては、アップコンパータ３０７とダウンコンバータ３０５は機能 的に別個のブロックとして示されているが、同一構造の素子を用いて、送信器及 び受信機パス内で増幅器及びソーフィルタ（saw filters）を再使用するアーキ テクチャにおいてアップコンバータとダウンコンバータいずれの機能をも行うこ とができる。スイッチ７１０はバンドパスフィルタ７１２に接続されている。効 果的な１実施形態においては、バンドパスフィルタ７１２は１，８６５ＭＨｚか ら１，９５０ＭＨｚの間の帯域周波数を有する。バンドパスフィルタ７１２は、 １６６７．５ＭＨｚの共振周波数（oscillation frequency）を有する第１局所 発振器からの入力を受信する周波数乗算器７１５に接続されている。乗算器７１ ５は、復調器３１０（図７２参照）からの利得制御入力を受信するディジタル減 衰回路７２０に接続される。ディジタル減衰器７２０は、スイッチ回路７２２を 介して増幅器７２４に接続される。スイッチ回路７２２は、送信器及び受信器パ スのいずれにおいても増幅器７２４が双方向に使用できるようにする。すなわち 、第１の方向に切り替えられると、増幅器７２４の出力はディジタル減衰回路７ ２０に接続され、第２のモードに切り替わると、増幅器７２４の入力がディジタ ル減衰回路７２０に接続される。同一の増幅器（すなわち増幅器７２４）を送信 及び受信のいずれのパスにおいても使用することにより、いずれのパスにおいて も同一の増幅器特性が得られ、その結果、送信及び受信の補償が非常に簡単にな る。スイッチネットワーク７２２は、さらに加算回路（summing circuit）７２ ５に接続されている。 受信モードでの演算においては、加算回路７２５は信号分割器（signal split ter）として作用し、送信モードでは加算回路７２５は入力信号の対を線形に加 算する。加算回路７２５は、対応する素子を有する並列増幅及びフィルタリング パスに接続されている。加算回路７２５への１入力は２７０ＭＨｚの中心周波数 及び１．５ＭＨｚの帯域幅を有するソーバンドパスフィルタ７３０を含む。対応 するソーバンドパスフィルタ７３２は、２００ＭＨｚの中心周波数及び１．５Ｍ Ｈｚの帯域幅を有する。バンドパスフィルタ７３０，７３２は、それぞれ、スイ ッチネットワーク７３４，７３６を介して増幅器７３８，７４０に接続されてい る。ここでも、スイッチネットワーク７３４，７３６が、送信及び受信のいずれ のパスにおいても同一の増幅器特性が得られることを保証する。好適には、増幅 器７３８，７４０は、増幅ファクタを提供する。スイッチ回路７３４，７３６は 対応するソーバンドパスフィルタ７４２，７４４に接続されている。バンドパス フィルタ７４２は、約２８０ＭＨｚの中心周波数及び１．５ＭＨｚの帯域幅を有 する。一方、バンドパスフィルタ７４４は、２００ＭＨｚの中心周波数と１．５ ＭＨｚの帯域幅を有する。バンドパスフィルタ７４２，７４４はそれぞれスイッ チネットワーク７４６，７４８を介して対応する増幅器７５０，７５２に接続さ れている。増幅器７５０，７５２は、増幅係数を効果的に供給する。スイッチネ ットワーク７４６，７４８は、対応する乗算器７５４，７５６に接続されている 。乗算器７５４は、２８１．２５ＭＨｚで発振する局所発振器入力信号を受信し 、乗算器７５６は、約２０１．２５ＭＨｚで発振する局所発振器入力信号を受信 す る。 乗算器７５４，７５６は、ローパスフィルタ７５８，７６０に接続され、ロー パスフィルタ７５８，７６０はそれぞれが対応するスイッチ７６２，７６４に接 続されている。スイッチ７６２は増幅器７６６の入力を受信し、増幅器７６８に 出力信号を供給する。一方、スイッチ７６４は増幅器７７０から入力信号を受信 し、増幅器７７２に出力信号を供給する。本発明の効果として、増幅器７６６か ら７７２は、増幅係数を有する。増幅器７６６，７７０は送信パスの一部を形成 し、よって図７２のアップコンバータ３０７に適切に属する。一方、増幅器７６ ８，７７２は受信パスに属し、よって図７２のダウンコンバータ３０５に適切に 属する。増幅器７６６，７７０はそれぞれディジタル−アナログ変換器７７４， ７７８に接続されている。ディジタル−アナログ変換器７７４，７７８もさらに アップコンバータ３０７の一部を含み、同期回路３１２からディジタル−アナロ グクロックパルスを受信する。増幅器７６８，７７２はアナログ−ディジタル変 換器７７６，７８０に接続され、ダウンコンバータ３０５の一部を含み、同期回 路３１２（図７２参照のこと）からアナロダ−ディジタル変換クロック入力を受 信する。 ディジタル−アナログ変換器７７４，７７８への入力は変調回路３４５から受 信され、アナログ−ディジタル変換器７７６，７８０の出力は復調回路３１０の 入力として供給される。 図８０に示されるアップ及びダウンコンバータ回路の動作について、受信パス についてまず説明し、次に送信パスに関して説明する。受信モードにおいては、 アンテナ１２０によりピックアップされた信号は、スイッチ３００に送信され、 バンドパスフィルタ７０２を通過して、対象の周波数帯域（すなわち、１，８６ ５ＭＨｚから１，９５０ＭＨｚのあいだの周波数）の範囲にない信号を減衰する 。濾波された信号は、次に、増幅器７０６において増幅係数により増幅される。 増幅器７０６の出力はスイッチ７１０の入力として供給され、スイッチ７１０に よって、増幅された信号がバンドパスフィルタ７１２を通過し、指定されたバン ドパス領域外の所望されない信号が更に濾波される。 フィルタ７１２を通過した信号は、乗算器７１５において、１，６６７．５Ｍ Ｈｚの局所発振周波数により乗算される。よって、乗算器７１５は、約２ＧＨｚ の範囲から２００から３００ＭＨｚ範囲への信号の第１ダウン変換を発生させる べく使用できる同期検出器として作用する。ダウン変換されたこの信号は、ディ ジタル減衰回路７２０により減衰され、増幅器７２４によって増幅係数で増幅さ れる。ダウン変換された信号は、信号分割器７２５において分割され、この結果 、この信号の一部分はソーバンドパスフィルタ７３０に入力され、一方、これと 同一の信号部分はソーバンドパスフィルタ７３２に入力される。 バンドパスフィルタ７３０に入力された信号部分は、濾波されて、２７９．２ ５ＭＨｚから２８０．７５ＭＨｚのあいだの周波数外の信号が減衰される。この ように濾波された信号は、増幅器７３８により係数で増幅され、フィルタ７３０ と実質的に同一の特性を有するフィルタ７４２を通過して再び濾波される。濾波 された信号は増幅器７５０において増幅信号により再び増幅され、この信号が乗 算器７５４に入力される。乗算器７５４は、２８１．２５ＭＨｚの発振信号を乗 算することにより、増幅器７５０から出力された信号を実質的にベースバンド信 号に変換する。ベースバンド信号はローパスフィルタ７５８を通過し、ここから スイッチ７６２を介して増幅器７６８に入力として供給される。増幅器７６８は 係数によりベースバンド信号を増幅する。この信号がアナログ−ディジタル変換 器７７６によってディジタルデータに変換される。 信号分割器７２５によって出力された信号の第２部分は、信号分割器７２５の 信号出力の第１部分が従ったのと実質的に同様のパスに従うが、信号の第２部分 は、１９９．２５ＭＨｚから２００．７５ＭＨｚの間の帯域幅を通過すべく濾波 される点が異なる。さらに第２の信号部分は、乗算器７５６において、２０１． ２５ＭＨｚの局所発振信号によって同期的に検出される。このように、アンテナ １２０によって受信された信号は、非同期式に検出され、バンドベースレベルに ダウン変換され、復調器３１０によって復調されるディジタル情報を供給すべく ディジタル化される。 高帯域幅の基地局１１０により送信される信号の送信パスは、信号処理ステッ プの順序が逆である点を除き、ダウンコンバータを通過するのと実質的に同様に アップコンバータを通過する。具体的には、変調されたディジタル信号が、ディ ジタル−アナログ変換器７７４及び７７８の入力として機能し、生成されたアナ ログ信号が増幅器７６６及び７７０によってそれぞれ増幅される。増幅された信 号はスイッチ回路７６２，７６４を通過し、それぞれのローパスフィルタ７５８ ，７６０によって濾波される。アナログ信号は、第１のパスに沿って、２８１． ２５ＭＨｚの局所発振信号での変調（すなわち乗算）によりアップ変換される。 一方、第２の信号は、２０１．２５ＭＨｚの発振信号で変調によりアップ変換さ れる。変調された第１の信号は増幅器７５０，７３８により増幅され、フィルタ ７４２，７３０により濾波され、２００と７９．２５ＭＨｚから２８０．７５Ｍ Ｈｚの間に十分に定められた信号が供給される。一方、第２の信号も同様に、増 幅器７５２，７４０により増幅され、フィルタ７４４，７３２により濾波されて 、１９９．２５ＭＨｚから２００．７５ＭＨｚの周波数範囲内に十分に定められ た信号が供給される。バンドパスフィルタ７３０及び７３２から出力された２つ の信号波、加算回路７２５に入力として供給される。２つの入力信号は、加算回 路７２５によって線形に加算され、増幅器７２４によって増幅される。ディジタ ル減衰回路７２０が増幅された出力信号を減衰し、乗算器７１５が１，６６７． ５ＭＨｚの発振周波数による乗算によって、この信号をさらにアップ変換する。 このようにして、通信情報を含んだオリジナル入力信号は、送信周波数範囲にア ップ変換される。続いて、送信される信号は、フィルタ７１２において１，８６ ５から１，９５０ＭＨｚの間に濾波され、スイッチ７１０を通過後に増幅器７０ ８において増幅される。増幅された送信信号は、さらにバンドパスフィルタ７０ ４において濾波されて、この濾波及び増幅された信号が、送信／受信スイッチ３ ００を介してアンテナ１２０への出力として供給される。 図８０Ａは、同期回路３１２の主要な内部機能素子を示す概略ブロック図であ る。図８０Ａに示されるように、同期回路３１２は、データクロック（図示せず ）からの２ビット入力を有する４０ＭＨｚ基準発振器７８７（reference oscill ator）に接続された周波数制御装置７８５を含む。４０ＭＨｚ基準発振器７８７ は、８分割（divide-by-eight）バイナリカウンタ７８９に信号を出力し、カウ ンタ７８９は、局所発振器７９１，７９３及び７９５に出力信号基準を供給する 。局所発振器７９１は１，６６７．５ＭＨｚの発振周波数を供給し、発振器７９ ３， ７９５はそれぞれ２８１．２５ＭＨｚ及び２０１．２５ＭＨｚの発振周波数を提 供する。８分割バイナリカウンタ７８９は、さらに、アナログ−ディジタル及び ディジタル−アナログ変換器７７４から７８０のそれぞれにクロック入力パルス を供給する。 図８１は、図７３に示された基地局１１０内のダウンコンバータ４０５の主要 な素子を示す概略ブロック図である。具体的には、アンテナ１２０は、送信／受 信スイッチ４００が受信モードにあるあいだにスイッチ４００を介してバンドパ スフィルタ８０２に接続される。フィルタ８０２は、約１，８６５ＭＨｚ及び１ ，９５０ＭＨｚ以下の周波数を通過させる。フィルタ８０２は増幅器８０４の入 力に接続され、増幅器８０４は、フィルタ８０２と実質的に同一の特性を有する 第２のバンドパスフィルタ８０６に接続されている。フィルタ８０６は乗算器８ ０９に入力を供給し、乗算器８０９は、局所発振器（図８１には示されていない ）からも１，６６７．５ＭＨｚの発振周波数において、入力を受信する。乗算器 ８０９の出力は、復調回路４１０として（図７３を参照）利得制御入力フィーを 受信するディジタル減衰器８１１に接続されている。ディジタル減衰器８１１の 出力は増幅係数を有する増幅器８１３への入力として作用する。 増幅器８１３からの増幅された信号出力は、例えば６つの実質的に同一部分に 信号を分割する信号分割器８１５に入力される。信号分割器８１５から出力され た６つの信号のそれぞれは、実質的に同一の方法によって、濾波され、増幅され 、ダウン変換され、ディジタル化される。 第１の信号は、帯域幅１．５ＭＨｚで２８１．５ＭＨｚの中心周波数を有する バンドパスフィルタ８１７に入力される。バンドパスフィルタ８１７の出力は、 増幅係数を有する増幅器８１９への入力として機能する。増幅器８１９の出力は 、バンドパスフィルタ８１７と実質的に同一の特性を有するバンドパスフィルタ ８２１への入力となる。バンドパスフィルタ８２１の出力は増幅係数を有する増 幅器８２３に接続され、増幅器８２３の出力は乗算器８２５の入力として作用す る。乗算器８２５はさらに、２８２．５ＭＨｚの局所発振入力を受信することに より、ローパスフィルタ８２７に接続された出力を有する同期検出回路として作 用する。ローパスフィルタ８２７の出力は増幅器８２９への入力として作用し、 増幅器８ ２９の出力はアナログ−ディジタル変換器８３１への入力として作用する。アナ ログ−ディジタル変換器８３１はさらに、周波数基準回路４０９（図７３参照） からの１０ＭＨｚクロック入力を受信する。アナログ−ディジタル変換器８３１ の出力は図７３の復調回路４１０への入力として機能する。 信号分割器８１５からの信号出力の第２部分は、２８０ＭＨｚの中心通過周波 数および１．５ＭＨｚの帯域幅を有するソーバンドパスフィルタ８３３に入力さ れる。バンドパスフィルタ８３３は増幅器８３５の入力に接続され、増幅器８３ ５は、バンドパスフィルタ８３３と実質的に同一の特性を有するバンドパスフィ ルタ８３７に信号を出力する。フィルタ８３７の出力は、増幅係数を有する増幅 器８３９への入力として作用する。増幅器８３９の出力は、乗算回路８４１の入 力に接続され、乗算回路８４１は２８２．５ＭＨｚの局所発振信号をさらに受信 する。乗算回路８４１の出力はローパスフィルタ８４３への入力として機能し、 ローパスフィルタ８４３は増幅係数を有する増幅器８４５の入力に接続される。 増幅器８４５からの出力は、１０ＭＨｚのアナログ−ディジタルクロックに作用 する（operates off of）アナログ−ディジタル変換器に入力される。１０ＭＨ ｚのクロックは図７３の周波数基準回路４０９から受信される。アナログ−ディ ジタル変換器８４７の出力は、復調介路４１０への入力として作用する（図７３ 参照）。 信号分割器８１５による信号出力の第３部分は、２７８．５ＭＨｚの中心通過 周波数及び１．５ＭＨｚの帯域幅を有するバンドパスフィルタ８４９に入力され る。バンドパスフィルタ８４９の出力は、増幅係数を有する増幅器８５１の入力 に入り、増幅器８５１の出力は、フィルタ８４９と実質的に同一のバンドパス特 性を有するバンドパスフィルタ８５３の入力に接続される。フィルタ８５３の出 力は、増幅器８５５の入力に接続され、増幅器８５５は、ローパスフィルタ８５ ９及び増幅器８６１を介してアナログ−ディジタル変換器８６３に接続される乗 算器８５７に接続されている。増幅器８５５，乗算器８５７，ローパスフィルタ ８５９，増幅器８６１及びアナログ−ディジタル変換器８６３は対応する素子８ ２３，８２５，８２７，８２９及び８３１と実質的に同一であり、実質的に同一 に機能する。 信号分割器８１５からの信号出力の第４部分は、２０１．５ＭＨｚの中心バン ドパス周波数及び１．５ＭＨｚの帯域幅を有するバンドパスフィルタ８６５に入 力される。バンドパスフィルタ８６５の出力は、増幅器８６６の入力として機能 し、増幅器８６６は、バンドパスフィルタ８６５と実質的に同一の濾波特性を有 するバンドパスフィルタ８６７に接続された出力を有する。バンドパスフィルタ ８６７の出力は、増幅係数を有する増幅器８６８の入力に接続されている。増幅 器８６８の出力は、２０２．５ＭＨｚの局所発振周波数をさらに受信する乗算器 ８６９に接続されている。よって、乗算器８６９は、ダウン変換されたベースバ ンド信号をローパスフィルタ８７０に出力する同期検出器として作用する。ロー パスフィルタ８７０は、増幅係数を有する増幅器８７１に入力を供給し、増幅器 ８７１の出力は、周波数基準回路４０９から１０ＭＨｚのアナログ−ディジタル 変換クロックを受信するアナログ−ディジタル変換器８７２への入力となる。ア ナログ−ディジタル変換器８７２の出力は、復調回路４１０（図７３参照）への 入力として機能する。 信号分割器８１５による信号出力の第５及び第６部分は、バンドパスフィルタ ８７３，８８１、増幅器８７４，８８２、バンドパスフィルタ８７５，８８３、 増幅器８７６，８８４、乗算器８７７，８８５、ローパスフィルタ８７８，８８ ６及び増幅器８７９，８８７をそれぞれ介して、アナログ−ディジタル変換器８ ８０，８８８にそれぞれ入力される。分割器８１５からアナログ−ディジタル変 換器８８０，８８８の間の各回路素子は、信号分割器８１５からアナログ−ディ ジタル変換器８７２の間の対応する素子と実質的に同一であるが、バンドパスフ ィルタ８７３及び８７５が２００ＭＨｚの中心周波数を有し、バンドパスフィル タ８８１および８８３が１９８．５ＭＨｚの中心通過周波数を有する点が異なる 。 基地局１１０のダウンコンバータの動作は、高帯域幅基地局１１０のダウンコ ンバータの動作と実質的に同様である。より詳細には、アンテナ１２０に受信さ れ、スイッチ４００により受信パスに切り替えられた信号は、フィルタ８０２， ８０６及び増幅器８０４により濾波され増幅される。続いて、信号は、乗算器８ ０９内の同期検出器により低周波数バンドにダウン変換される。第１のダウン変 換ステップの後、信号は減衰器８１１によりディジタルで減衰され、続いて増幅 器８１３により増幅される。信号は、複数の実質的に同一の信号に分割され、各 信号は異なる検出パスを通る。各検出パスは、検出された信号を異なるベースバ ンド周波数領域にダウン変換する以外は、それぞれが実質的に同一である。した がって、例えば、分割信号の第１部分は、バンドパスフィルタ８１７，８２１に よって２８１．５ＭＨｚの中心周波数で濾波され、増幅器８１９，８２３により 増幅される。濾波された信号は乗算器８２５によって同期的に検出され、ベース バンドに変換される。ベースバンド信号は、ローパスフィルタ８２７、増幅器８ ２９、及びアナログ−ディジタル変換器８３１で濾波され、増幅され、ディジタ ル化される。この検出シーケンスが、以下の点を除き、信号分割器８１５によっ て出力された６つの信号部分のそれぞれについて実施的に同一である。すなわち 、各バンドパスフィルタは異なる中心周波数で動作し、異なる乗算器への入力で ある局所発振信号は、下の３つの信号部分と上の３つの信号部分とでは異なる。 図８１Ａは周波数基準回路４０９の主要な内部コンポーネントを示す簡素化さ れた概略ブロック図である。図８１Ａに示されるように、周波数基準回路４０９ は、周波数制御回路８９０、４０ＭＨｚ基準発振器８９１及び４分割回路８９２ を含む。４分割回路８９２は、局所発振器８９３，８９４及び８９５ならびにア ナログ−ディジタル変換回路及びディジタル−アナログ変換回路のそれぞれ（図 ８２参照）に出力を供給する。局所発振器８９３は１，６６７．５ＭＨｚの出力 信号を供給し、局所発振器８９４及び８９５はそれぞれ２８１．２５及び２０１ ．．２５ＭＨｚの発振信号を供給する。 図８２は、基地局１１０の送信パスに沿ったアップコンバータ４０７（図７３ 参照）の主要な内部コンポーネントを示す概略ブロック図である。アンテナ１２ ０は、スイッチ４００が送信モードにあるときにスイッチモード４００を介して バンドパスフィルタ９０２に接続される。バンドパスフィルタ９０２は、１，８ ６５ＭＨｚと１，９５０ＭＨｚの間の周波数を通過させる。バンドパスフィルタ ９０２は、増幅係数を有する電力増幅器９０４の出力に接続されている。電力増 幅器９０４の入力は、バンドパスフィルタ９０２と実質的に同一の周波数通過特 性を有するバンドパスフィルタ９０６に接続されている。バンドパスフィルタ９ ０６の入力は、１，６６７．５ＭＨｚの発振周波数を有する局所発振器からの第 １の入力とディジタル減衰回路９１０からの第２の入力とを受信する乗算器９０ ８の出力に接続されている。ディジタル減衰回路９１０は、変調回路４４５（図 ７３参照）からの利得制御入力を受信する。ディジタル減衰回路９１０の入力は 、電力増幅器９１２に接続され、電力増幅器９１２は、加算回路９１４から入力 を受信する。１実施形態においては、加算回路９１４は６つの個別入力を受信し 、これらを線形に加算して増幅器９１２の出力に供給する。加算回路９１４への ６つの入力のそれぞれは、１．５ＭＨｚの帯域幅を有するバンドパスフィルタに 接続されている。具体的には、バンドパスフィルタ９２０，９３０，９４０，９ ５０，９６０および９７０が、加算回路９１４への入力として機能する。バンド パスフィルタ９２０，９３０，９４０，９５０，９６０および９７０、それぞれ 、２８１．５ＭＨｚ、２８０ＭＨｚ、２７８．５ＭＨｚ、２０１．５ＭＨｚ、２ ００ＭＨｚ、１９８．５ＭＨｚの中心通過周波数を有する。バンドパスフィルタ ９２０−９７０は、それぞれ、増幅器９２１−９７１の出力に接続されている。 増幅器９２１−９７１は、それぞれ、バンドパスフィルタ９２２−９７２から入 力を受信する。バンドパスフィルタ９２２−９７２は、バンドパスフィルタ９２ ０−９７０と実質的に同一の周波数パス特性を有する。各パンドパスフィルタ９ ２２−９７２は、増幅回路９２３−９７３の出力に接続されている。 増幅回路９２３−９７３は各乗算器９２４−９７４の出力に接続されている。 乗算器９２４，９３４，９４４は２８２．５ＭＨｚの発振周波数で局所発振器の 入力信号を受信し、乗算器９５４，９６４，９７４は、２０２．５ＭＨｚの局所 発振入力を受信する。各乗算器９２４−９７４は、対応するローパスフィルタ９ ２５−９７５に接続されている。これらのローパスフィルタは、各増幅器９２６ −９７６の出力から入力を受信する。各増幅器９２６−９７６は、ディジタル− アナログ変換器９２７−９７７からそれぞれ入力を受信する。ディジタル−アナ ログ変換器９２７−９７７のそれぞれは、１０ＭＨｚのディジタル−アナログ変 換クロック入力信号を、４分割バイナリカウンタ８９２（図８１Ａ参照）の出力 から受信し、さらに図７３に示した変調回路４４５から入力を受信する。 動作においては、変調されたデータ信号がディジタル−アナログ変換器９２７ −９７７への入力として機能する。ディジタル−アナログ変換器９２７−９７７ は変調されたディジタルデータ信号をアナログ信号に変換し、この信号が増幅器 ９２６−９７６により増幅され、さらにローパスフィルタ９２５−９７５によっ て濾波される。ローパスフィルタ９２５−９７５の出力は、乗算器９２４−９７ ４のそれぞれの１入力として入力される。乗算器９２４−９７４の第２の入力は 、２８２．５ＭＨｚ、２０２．５ＭＨｚのいずれかの局所発振入力を受信する。 このように、ローパスフィルタ９２５−９７５からの信号出力は、第１に高周波 数レベルにアップ変換される。乗算器９２４−９７４により出力されたアップ変 換された信号は、続いて、増幅器９２３−９７３及び９２１−９７１、及びフィ ルタ９２２−９７２および９２０−９７０により増幅され、濾波される。フィル タ９２０−９７０の出力が加算回路９１４に入力され、ここで６つの入力端子に 印加された信号のそれぞれが線形に加算される。 加算回路９１４により加算された出力は、電力増幅器９１２の入力となる。電 力増幅器９１２の出力はディジタル減衰回路９１０に入力され、信号増幅器９１ ２からの信号出力に付与される利得制御を微調整する。ディジタル減衰回路９１ ０の出力は乗算器９０８の第１の入力として作用する。乗算器９０８の第２の入 力は、１，６６７．５ＭＨｚの局所発振信号である。よって、乗算器９０８は、 ディジタル減衰回路９１０からの信号出力を基地局１１０の送信周波数にアップ 変換すべく機能する。乗算器９０８の出力は、フィルタ９０２，９０６により濾 波され、増幅器９０４により増幅される。フィルタ９０２からの出力は送信モー ドのスイッチ４００の入力となり、スイッチ４００はアップコンバートされ増幅 されたこの信号をアンテナ１２０に中継する。 帯域幅を動的に割り付ける方法 帯域幅要求制御装置（図７４参照）によって実行される帯域幅割り付け方法が 、図８３に示される。この方法はスタートブロック３３００において開始する。 帯域幅割り付け方法が開始されると、初期化機能が行われる。これには、図８３ に示すように、例えば基地局１００またはリモート端末１８７，１９２を最後に 使用してからアンテナセンサエレメントの数が変更されているかの判断が含まれ る。例えば、基地局１００またはリモートアクセス端末１８７，１９２の空間的 解像 能力を強化し、基地またはリモート局が入来する信号をより正確に弁別（discri minate できるようにすることが望ましい。このような場合、基地局１１０また はリモート端末１８７，１９２は、より多数のセンサエレメントを有し、当業界 で周知のように、基地またはリモート局により高程度の指向的弁別性または空間 的分割性を与える新たなアンテナがインストールされている間は、非作動状態と なる。新しいアンテナのインストールが完了すると、インストーラにより基地局 １１０またはリモート局１８７，１９２が再起動され、判定ブロック３３０５に 示されるように、アンテナエレメントの数が変わっているかを判定するテストが 行われる。アンテナエレメントの数が変わっている場合、制御手順は活動ブロッ ク３３１０に進み、トーンセット内のトーンの数が再決定され（例えば、アンテ ナエレメントの数が増加した場合にはより小さい数にする）、センサ及びトーン セット内のトーンに付与される複合重み（complex weight）を計算するために用 いる行列が同一の次元数（dimensionality）を維持するようにする。上述したよ うに、処理コストが上昇することなく、本質的に同一のＳＴＮＲが維持される。 活動ブロック３３１０で実行されるような初期化のあと、制御は判定ブロック３ ３１５にすすみ、新しいユーザが帯域幅を要求しているか否かの判断がなされる 。しかしながら、判定ブロック３３０５において、アンテナエレメントの数が変 わっていないと判断された場合には、方法手順は判定ブロック３３０５から直ち に判定ブロック３３１５に進む。 判定ブロック３３１５において、新しいユーザがアクセスチャネルを通過する 帯域幅を要求していないと判断されると、制御はサブルーチンブロック３３２０ に進み、ここで、通信リンク内においてすでに割り付けられた帯域幅割当を必要 に応じて修正し、ＳＩＮＲを最大化する。新しいユーザが制御アクセスチャネル 全体の帯域幅を要求していると判断されるまで、制御作業はサブルーチンブロッ ク３３２０から判定ブロック３３１５に戻る。 新しいユーザが帯域幅を要求すると、制御手順は活動ブロック３３２５に進み 、どのくらいの帯域幅が要求されているかが判定される。すでに説明したように 、要求された帯域幅は、送信されたデータ（例えば、音声、ビデオ、データなど ）並びに送信装置の種類に基づき子測される。例えば、個人用の電話機で送信さ れ ている場合、１秒につきわずか８キロビットの帯域幅が要求されている可能性が あり、また、ＰＢＸに接続されたＰ−１リンクは、１，５４４ＭＨｚの帯域幅を 要求する。１実施形態においては、要求を行う装置は、要求された装置の帯域幅 要求をリモート局１８７，１９２に示す初期化または識別信号を送信する。 活動ブロック３３２５において要求された帯域幅の量が決定すると、制御手順 は判定ブロック３３３０に進む。すなわち、通信チャネルが要求側の装置に適合 する十分な自由帯域幅を有するかどうかが判断される。新しいユーザが要求する 最適な帯域幅に適合する十分な自由帯域幅をチャネルが持たない場合、この方法 の制御は調整段階（arbitration phase）に進み、まず、判定ブロック３３３５ においてユーザがより小さい帯域幅を使用できるかどうかが判定される。ユーザ が、要求したより小さい帯域幅では動作できない場合、ユーザとの接続が切られ 、活動ブロック３３４０に示されるように、通信チャネルへのアクセスが拒否さ れる。一方、ユーザがより小さい帯域幅で動作可能であることが判断された場合 、活動ブロック３３４５において示されるように、基地局１１０は、リモート局 １８７，１９２を介してユーザにより低い帯域幅の要求を求める。制御は活動ブ ロック３３２５に戻り、要求される帯域幅の量が再び決定される。もちろん、ユ ーザがト分にソフィスティケートされていて、基地局の提案した帯域幅が、ユー ザの通信装置の通常の動作を行うのに十分であるか否かを判断できる場合には、 基地局はリモート局１８７，１９２を介して、ユーザに許容できる帯域幅を提案 して提示してもよい。 一方、通信チャネルが要求側のユーザに適合する十分な自由帯域幅を有すると 判断された場合、制御は判定ブロック３３３０から判定ブロック３３５０に進み 、ここで、自由なトーンセットがあるか否かを判定するテストが行われる。すな わち、要求側のリモート端末１８７，１９２の領域の他のユーザにまだ割り付け られていないトーンセットがあるかどうかが判断される。要求側のルームまたは 端末１８７，１９２の領域内に自由なトーンセットがあれば、制御プロセスは活 動ブロック３３５５に進み、ユーザに関連付けられたリモート局からリモート空 間セル内の基地局へのデータ送信に使用する１つ以上の自由トーンセットをユー ザに割り付ける。続いて、制御は活動ブロック３３５５から活動ブロック３３６ ０ に進む。しかしながら、判定ブロック３３５０において、自由トーンセットがな いと判断された場合には、制御は活動ブロック３３６５に進み、リモート局１８ ７，１９２と基地局１１０とのあいだのデータ送信のために、１つ以上の現在使 用中のトーンセットがユーザに割り付けられる。ユーザが非常に高い帯域幅を要 求している場合には、複数のトーンセットをそのユーザに割り付けることも可能 である。さらに、トーンセットは、４つの約１ＭＨｚのバンドに分類されている ので、複数のトーンセットが単一のユーザに割り付けられて、独立した通信チャ ネルを確立する場合、これらのトーンセットは通常同じ１ＭＨｚバンドの範囲に ある。 制御プロセスが活動ブロック３３５５，３３６５のいずれかから活動ブロック ３３６０に進むと、１つ以上のコード（すなわち、割り付けられたトーンセット 内の種々のトーンを変調するために用いられる拡散コード）がユーザに割り付け られ、この新しいユーザに接続されたリモート局に近接するリモート局によって 同一コード（すなわち同一のトーンセットのコード）が使用されていないことが 確認される。このように、同じトーンセット及びコード割り当てを有するユーザ を空間的に分離することにより最大限の周波数及びコード再使用が実現する。も ちろん、上述の適合されたチャネル等化方法によれば、オンラインでは一般的に そうではない、最初にリモート端末に割り当てられた拡散コードは、十分に定め られたコードであり、ＳＩＮＲを最大化する線形の適合化された拡散重みを構成 する。したがって、新しく割り付けられたコードが、新しいユーザに割り当てら れたリモート端末と同じ近接範囲にあるリモート端末に割り当てられた拡散重み のいずれかと同一である可能性は非常に高い。既に詳しく説明したように、新し いそれぞれのユーザに割り当てられた拡散コードを修正するための基準により、 所与の空間セルサイト内の各ユーザに少なくとも１自由度を与えるために拡散重 みは線形に独立していることが要求される。 制御プロセスは、活動ブロック３３６０から判定ブロック３３７０に進み、こ こで、ユーザに割り付けられたトーンセット及びコードの数が与えられ、最大コ ンステレイションサイズ（すなわち、任意のＭ−ａｒｙ変調フォーマットに対し て）が、要求された帯域幅の維持に十分であるかが判断される。すなわち、新た に定められた通信チャネルが十分に高いコンストレイションサイズに耐えれば、 要求された帯域幅は、要求側のユーザを満足させる。しかしながら、チャネルが 新しいユーザの操作に要求される帯域幅を維持するための必要なコンストレイシ ョンサイズを扱えるほど必ずしも十分な抵抗性がない場合、記載される方法にし たがって、更なるコードまたはトーンセットをユーザに割り付けなければならな い。新たに要求された通信チャネルに対してトーンセット、コード及び変調フォ ーマットが決定すると、制御はサブルーチンブロック３３２０に進み、帯域幅割 り当てが必要に応じて修正され、ＳＩＮＲが最大化される。続いて、制御は判定 ブロック３３１５に戻り、上記のプロセスが繰り返される。 本発明の別の実施形態：複数離散トーンに対する適合的ビーム形成及びこれに 続く結果的な信号の結合 図８４Ａ及び図８４Ｂには、本発明の別の実施形態が示される。ここでは、ス ペクトル処理及び空間的処理は分離されている。空間的重みは、各キャリア周波 数に対して独立的に算出される。空間的重みは、やはり個別に計算されたスペク トル重みと乗算されて、合成重みが生成される。すなわち、合成された空間的／ スペクトルビームフォーマは、独立的に動作する個別のスペクトルビームフォー マと個別の空間的ビームフォーマとに分解される。図８４Ａには、アンテナＭ− １までによって受信された信号が空間的ビームフォーマによって処理され、係数 Ａ０からＡＮ−１を生成する方法が示される。さらに図８４Ａには、アンテナ０ からＭ−１において受信された信号がいかにスペクトルビームフォーマにより処 理され、係数Ｂ０からＢＮ−１が生成されるかが示される。図８４Ｂは、空間的 係数Ａ０がどのようにトーン周波数０に付与され、その結果がスペクトル係数Ｂ ０によっていかに独立的に操作され、その結果の信号がアンテナ０からＭ−１に おいて送信されるかを示す。 同様に、図８４Ｂは、空間的係数ＡＮ−１がどのようにトーン周波数ｎ−１に 付与され、その結果がスペクトル係数ＢＮ−１によっていかに独立的に操作され 、その結果の信号がアンテナ０からＭ−１において送信されるかを示す。このよ うに、どのように空間的重みが各キャリア周波数に対して独立的に計算され、こ の 空間的重みが、別に計算されたスペクトルと乗算されて合成重みを生成するかわ かる。 この別の実施形態の１形式においては、基地局及びリモートユニットは、２つ のサブバンドのそれぞれに１つづつが含まれる２つのトーンまでを交換可能であ る。２つのサブバンド間を８０ＭＨｚ分離させることにより、トーンが十分に離 れて拡散するため、１つのサブバンドにおけるノイズバースト及び干渉信号によ り他方のサブバンドにおける劣化が生じることはない。２つのトーンは空間的拡 散及び逆拡散により別々に処理され、その後合成されて結果的な信号を生成する 。この別の実施形態は、ノイズ及び干渉に対する適当な免疫性を保持しつつ、計 算が簡素化されるという利点を有する。 受信局においては、マルチエレメントアンテナアレイにより受信された各トー ンは、受信ビーム形成のプロセスに類似するプロセスにおいて空間的に逆拡散さ れる。結果として得られた信号が合成される。第１の信号合成方法は、等価利得 合成であり、この方法では信号が加算される。信号合成の別の方法は、最大定量 （ration）合成であり、この方法ではよりよいＳＴＮＲを有する２つのトーンか ら出力信号が選択される。 送信局においては、この別の実施形態は第１のトーンで変調されたデータ信号 を空間的に拡散する。この空間的拡散では、送信ビーム形成に類似したプロセス において空間的拡散コードが使用される。別に、この実施形態では、第２のトー ンで変調されたデータ信号を空間的に拡散する。これら２つの空間的に拡散され た信号が合成され、マルチエレメントアンテナアレイから送信され、スペクトル 的及び空間的に拡散した送信された拡散信号を形成する。 この別の実施形態は、受信感度の空間的方向を所望の信号ソースの方向に適応 的に位置決めするか、干渉ソースからの受信感度を減少させるかの少なくもいず れかをおこなう空間的逆拡散ステップを有することができる。この別の実施形態 は、さらに、送信された逆拡散信号の送信された信号エネルギーを受信された拡 散信号のソースに向けて適合的に位置決めするか、送信された信号エネルギーを インターフェースに向けて適合的に減少させるかの少なくともいずれかを行う拡 散ステップを有することができる。この実施形態は、ＴＤＤプロトコル内で十分 に機能する。 図８５Ａは、基地局において実行される計算ステップを示した、好適な実施形 態のフロー図である。基地局の送信部において、ライン５においてトラフィック シンボルがスメア（smear）行列ステップ１０に入力される。リンクメンテナン スパイロット信号が、ライン７において、ディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）デ ータ処理ＲＡＭ１２に入力される。保存されたパイロット信号がＲＡＭ１２から リンクメンテナンスパイロット（＊ＬＭＰ）レジスタ１４に出力され、１入力と してスメアステップ１０に供給される。スメアマトリクス１６はスメアステップ １０へも供給される。スメアマトリクス１６の出力もスメアステップ１０に供給 される。スメアステップ１０の出力は、利得強調ステップ２０に供給される。利 得ＲＡＭ２５からの出力値が利得強調ステップ２０に供給され、その出力値はビ ーム形成拡散ステップ３０に供給される。拡散ＲＡＭ２５の拡散重みはビーム形 成拡散ステップに供給される。ライン４０において、ビーム形成拡散ステップか らＸベクトルが出力され、さらに送信器に送られてリモート局に送信される。 基地局における信号処理の受信側においては、受信器からのＸベクトルはオン ライン５０においてビーム形成逆拡散ステップ６０に入力される。逆拡散重みづ けＲＡＭ６２は逆拡散重みをビーム形成逆拡散ステップ６０に供給する。ビーム 形成逆拡散ステップ６０からの信号出力は、利得強調ステップ７０に印加される 。利得ＲＡＭ２５からの出力値も利得強調ステップ７０に供給される。利得ＲＡ Ｍ２５からの値は、利得強調ステップ７０に供給される。利得強調ステップから 出力された値は逆スメアステップ８０に供給される。利得強調ステップ７０から のパイロット信号のための値は、ＬＭＰレジスタ７２に保存され、逆スメアステ ップ８０に入力される。さらに、逆スメア行列がステップ７４から逆スメアステ ップ８０に供給される。この結果、逆スメアステップ８０から出力されるトラフ ィックシンボルが使用され、さらに基地局において分配できるようになる。ＬＭ Ｐレジスタ７２から出力されたパイロット信号は、ＬＭＰディジタル信号処理Ｄ ＰＲＡＭ７６に保存され、ライン７８において出力される。 拡散及び逆拡散の計算に使用される種々の値は、図８５Ａに示すように更新さ れる。ライン５０のＸベクトル入力は、更新重みステップ５４に入力される。ラ イン５０のＸべクトル入力は、データ補正ステップ９３にも入力され、その出力 は更新重みステップ５４に供給される。更新重みステップ５４から出力された更 新済みの重み値は、有効重みステップ５６に送られ、さらに逆拡散ＲＡＭ６２に 出力される。トラフィック確立サポート８６は特性マップ８４に値を供給し、特 性マップ８４はライン８２からのトラフィック信号処理し、スメアステップ８９ にその出力を供給する。ライン８１のメンテナンスパイロット信号は、ディジタ ル信号処理ＤＰＲＡＭ８３に入力され、ＤＰＲＡＭの出力はＬＭＰレジスタ８５ に供給され、ＬＭＰレジスタ８５の出力はスメアステップ８９に供給される。ス メアステップ８９にはスメア行列８７も入力される。スメアステップ８９の出力 は、利得デエンファシスステップ９１に供給され、利得デエンファシスステップ ９１の出力は、データ補正ステップ９３に入力される。データ補正ステップ９３ の出力はすでに説明したように、更新重み付けステップ５４に入力される。さら に、スメアステップ８９からの出力は、エレメントワイズ利得共拡散（element- wise gain convariance）ステップ６４に供給される。エレメントワイズ利得共 拡散ステップ６４への別の入力は、ビーム形成逆拡散ステップ６０の出力から供 給される。エレメントワイズ利得共拡散ステップ６４の出力は、エレメントのブ ロック正規化ステップ６６に供給され、さらにエレメントワイズ結合（conjugat ion）ステップ６８に供給される。エレメントワイズ結合ステップ６８は、出力 値を利得ＲＡＭ２５に出力する。このようにして、基地局は、本発明に従って、 ライン５０における受信された信号ベクトルに対する逆拡散動作と、ライン５に おけるトラフィックシンボル入力を送信するための拡散動作とのいずれをも行う ことができる。 図８５Ｂには共通アクセスチャネル信号の処理が示されている。送信器からの ２つの共通アクセスチャネル（ＣＡＣ）信号が処理される。入力ライン１０２に おいて受信される第１の信号が処理され、ＲＭＧＳ自動相関ステップ１０４に供 給され、その出力はディジタル信号行列ステップ１０６に入力される。デイジタ ル信号行列ステップ１０６の出力は、ディジタル信号処理装置に入力される。ラ イン１０２の共通アクセスチャネル信号は、選択アンゲートパケット（select u ngated packets）ステップ１０８及び選択ゲートパケット（select gated packe ts）ステップ１１０にも供給される。選択アンゲートパケット１０８の出力は、 減算奇偶パケット（subtract even/odd packet）ステップ１１２に供給される。 選択ゲートバケット１１０の出力は、供給コードキー（apply code key）ステッ プ１１４に供給される。ＣＡＣコードキーステップ１１６からの値も供給コード キーステップ１１４に供給される。供給コードキーステップ１１４の出力も、減 算奇偶パケットステップ１１２に供給される。減算奇偶パケットステップ１１２ からの出力は、ＲＭＧＳ自動相関ステップ１１８に供給され、その出力はさらに 計算Ｔ行列ステップ１０６に供給される。計算Ｔ行列ステップ１０６からの出力 は、ディジタル信号処理装置に供給される。 ライン１２０において受信器から入力された２つのＣＡＣ信号のうちの第２の 信号は、選択アンゲートパケットステップ１２２及び選択ゲートパケットステッ プ１２４に供給される。選択アンゲートパケットステップ１２２の出力は、１入 力として、結合型ゲート／アンゲートパケットステップ１２６に供給される。選 択ゲートパケットステップ１２４からの出力は、供給コードキーステップ１２８ に供給される。供給コードキーステップ１２８は、ＣＡＣコードステップ１３０ からの信号も受信する。供給コードキーステップ１２８の出力は、結合型ゲート ／アンゲートパケットステップ１２６の第２の入力であり、ここからの出力は、 供給逆拡散重み付けステップ１３２に供給される。ディジタル信号処理装置から の信号は、回転された重みＲＡＭ１３４に供給され、その出力は計算逆拡散重み ステップ１３６に供給される。計算逆拡散重みステップ１３６の出力は、供給逆 拡散重み１３２に供給され、その出力はディジタル信号処理装置に送られる。こ のように、図８５Ｂに示されたステップにより、共通アクセスチャネル信号の処 理が実行される。 本発明の好ましい実施形態を詳細に説明したが、当業者には、発明の範囲また は本質を逸脱することなく、明瞭な修正を本発明に行えることが明らかである。 例えば、本発明のシステムに従って、ＰＳＫ、ＢＰＳＫ及びＱＡＭ以外の信号コ ンステレイションフォーマットを使用することもできる。さらに、システムは、 ＳＩＮＲではなく、ビットエラーレート（ＢＥＲ）を最適化することもできる。 また、トーンセット中のトーンの数、バンドにおけるトーンセット及びクラスタ セットの数は、特定のアプリケーションに基づき選択できる。選択された周波数 バンドは、特定の条件による要求に従って変更することができる。マルチパス環 境に基づきＴＤＤフォーマットを変更して、連続するＴＤＤフレームにおいて有 効的な静的チャネルが観察されることを保証することもできる。定数率（consta nt modulus）など以外の信号特性に基づき、ＳＩＮＲを最大化することできる。 したがって、前述の説明は例示的であり、限定的でないとされ、本発明の範囲は 以下の請求の範囲から決定すべきである。 付録 以下の５つの付録において、「離散マルチトーン拡散スペクトル」という用語 、および「ＤＭＴ−ＳＳ」という省略表記は、「離散マルチトーンスタックトキ ャリア」および「ＤＭＴ−ＳＣ」に対応する。 付録Ａ−無線ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信システムのため の改良されたネットワークアクセス方法 （４３４２） 付録Ｂ−離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための優先度メッセ ージング方法 （４３４３） 付録Ｃ−離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムにおける動作クオリティ とメンテナンスデータのための遠隔局のポーリング方法 （４３４８） 付録Ｄ−離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式に用いる電力管理法 （４３８２） 付録Ｅ−離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおけるネットワーク 逆指向性のための方法 付録 無線ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための改良さ れたネットワークアクセス方法 （２４５５／４３４２）関連出願の説明 ここで開示されている発明は、以下の同時係属米国特許出願、すなわち （１） アラモウチ・ディー・ストラーツ（Ａｌａｍｏｕｔｉ，Ｄ．Ｓｔｏｌ ａｒｚ）他による「ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信システム のための垂直適応アンテナアレイ」と題する、本特許出願と同日に出願され、Ａ Ｔ＆Ｔワイヤレスサービスに譲渡された、ここで引用している米国特許出願第 号と、 （２） フール（Ｈｏｏｌｅ）他による「ディスクリートマルチトーンスペク トラム拡散通信システムにおける機能品質および保全データのための遠隔装置を ポーリングするための方法」と題する、本特許出願と同日に出願され、ＡＴ＆Ｔ に譲渡された、ここで引用している米国特許出願第 号と、 に関連するものである。 発明の背景１． 発明の分野 本発明は、通信システムおよび動作方法に関する。特に、本発明は、無線デ ィスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信システムおよび動作方法に関す る。２． 背景の説明 無線通信システム、例えばセルラおよびパーソナル通信システムは、限定ス ペクトル帯域幅で動作する。このようなシステムは、多数の無線ユーザに優れた サービスを提供するために、限定帯域幅資源をかなり効率的に利用しなければな らない。限定帯域幅を効率的に利用するために、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ） プロトコルが無線通信システムによって使用されている。このプロトコルは、固 有のコードを用いて、各ユーザのデータ信号と他のユーザのデータ信号とを区別 する。特定の上方が伝送される固有のコードを知ることによって、通信チャネル の受信側で各ユーザのメッセージを分離および再構成することが可能になる。 引用したアラモウチ他の特許出願に記載されているパーソナル・ワイヤレス・ アクセス・ネットワーク（ＰＷＡＮ）は、ディスクリートマルチトーンスペクト ラム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として周知のＣＤＭＡプロトコルの形態を利用して、 基地局と複数個の遠隔装置との間で効率的に通信を行う。このプロトコルでは、 重み付き離散周波数またはトーンのセットによってユーザのデータ信号が変調さ れる。この重みは、広範囲に亘る周波数に及ぶ多数の離散トーン上でデータ信号 を分散した拡散コードである。この重みは、実構成要素がトーンの振幅を変調す る複素数であり、一方、復合構成要素は、トーンの位相を変調するものである。 重み付きトーンセットにおける各トーンは、同一データ信号を保持する。送信側 における複数のユーザは、同一トーンセットを用いてそのデータを伝送すること が可能であるが、トーンセットを共有する各ユーザは、異なるセットの拡散コー ドを有する。特定のユーザに対する重み付きトーンセットは受信側に送られ、そ こで、ユーザの拡散コードに関する逆拡散コードで処理され、ユーザのデータ信 号を回復する。受信機における空間的に分離されたアンテナの各々に対して、受 信されたマルチトーン信号が時間領域信号から周波数領域信号に変換される。逆 拡散重みは、各アンテナエレメントによって受信された信号の各周波数構成要素 に割り当てられる。逆拡散重みの値は、受信された信号と組み合わされて、特定 のマルチトーンセットおよび送信位置を特徴とする個別に送信された信号の最適 の近似値を得る。ＰＷＡＮシステムは、合計２５６０個のディスクリートトーン （キャリア）が、１８５０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚまでの範囲内で、８ＭＨｚ の利用可能帯域幅で均等に間隔をあけている。トーンの間隔は、３．１２５ＫＨ ｚである。トーンのセットの合計は、最低周波数トーンから始まり、０から２５ ５９まで連続して番号付けされる。このトーンを用いて、基地局と複数個の遠隔 装置との間にトラヒックメッセージおよびオーバヘッドメッセージを送る。トラ ヒックトーンは、３２０個のトラヒック区画に分割され、各トラヒックチャネル は７２個のトーンのうち少なくとも１個のトラヒック区画を必要とする。 さらに、ＰＷＡＮシステムは、オーバヘッドトーンを利用して、同期を確立し 、基地局と遠隔装置との間で制御情報を通過させる。基地局がコモンリンクチャ ネル（ＣＬＣ）を用いて、遠隔装置に制御情報を送る。コモン・アクセス・チャ ネル（ＣＡＣ）を用いて、遠隔装置から基地局にメッセージを送る。１個に集約 されたトーンが、各チャネルに割り当てられている。これらのオーバヘッドチャ ネルは、全ての遠隔装置によって共通に使用され、基地局と制御メッセージを交 換している。ＰＷＡＮシステムにおいては、基地局および速隔装置が時分割二重 化（ＴＤＤ）を用いて、同一マルチトーン周波数チャネル上で両方向にデータお よび制御情報を伝送する。基地局から遠隔装置への伝送は順方向伝送と呼ばれ、 遠隔装置から基地局への伝送は逆方向伝送と呼ばれる。遠隔装置または基地局か らの回帰伝送にかかる時間は、ＴＤＤ期間である。ＴＤＤ期間毎に、各方向に４ 回連続して伝送が行われる。データは、多数のトーンを用いて各バーストで伝送 される。基地局および遠隔装置は、ＴＤＤタイミング構造に同期して、それに従 わなければならない。また、基地局および遠隔装置の両方は、フレーミング構造 に同期しなければならない。全ての遠隔装置および基地局は、全ての遠隔装置が 同時に伝送し、その後、全ての基地局が同時に伝送するように同期されなければ ならない。遠隔装置が最初にパワーアップすると、基地局から同期が得られ、そ れによって、規定されたＴＤＤ時間フォーマット内で制御およびトラヒックメッ セージを交換できるようになる。遠隔装置はまた、基地局と同一の周波数および 位相で動作するように、ＤＭＴ−ＳＳ信号に対する周波数および位相同期を獲得 しなければならない。 既存の無線システムでは、セットアップメッセージがネットワークスイッチに 送られ、一般加入電話網（ＰＳＴＮ）での呼び出しを確立する前に、遠隔装置と 基地局との間でトラヒックリンクが確立される。遠隔装置トラヒックリンクの確 立は、接続が確立するのをユーザが「待つ」間、時間を浪費し、貴重な帯域幅を 使用することになる。また、セットアップメッセージがネットワークスイッチに 送られるまで、遠隔ユーザは、電話が「オフフック」になるとすぐにダイヤルト ーンを受信するワイヤラインシステムとは異なり、ダイヤルトーンを受信しない 。従って、スペクトラム拡散無線システムにおいて、「待機期間」を除去して、 他のユーザのための帯域幅を保存する必要がある。さらに、遠隔装置が「オフフ ック」になり、それによって、ワイヤラインシステムと同一のサービスレベルを 複製するとすぐに遠隔ユーザにダイヤルトーンを送る必要がある。 発明の要約 無線ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信方法およびシステムが 開示されており、これは、遠隔ユーザの、通信システム、例えばＰＳＴＮにおけ るネットワークスイッチへの接続において、遠隔ユーザと基地局との間の無線リ ンク上で接続を確立する際に呼び出しセットアップ時間を最小限にする。呼び出 しセットアップ時間を最小限にすることにより、貴重な帯域幅がシステムの他の ユーザに利用可能となる。このシステムにおいて、遠隔局は多数の加入者に仕え 、各加入者は、送信機／受信機を介して無線リンク上で基地局に結合される。無 線リンクは、制御メッセージのためのコモンリンクチャネル（ＣＬＣ）と、トラ ヒッタのためのコモンアクセスチャネル（ＣＡＣ）とを備える。メッセージは、 ＰＷＡＮを用いて、遠隔局と基地局との間で交換される。基地局は、通信ネット ワーク、例えばＰＳＴＮにおけるネットワークスイッチに結合される。呼び出し セットアップ時間を最小限にするために、加入者の電話が「オフフック」になる と、基地局と遠隔局との間でトラヒックチャネルが確立される前に、遠隔局がＣ ＡＣ上でスイッチに最初のセットアップリクエストメッセージを送る。セットア ップリクエストメッセージは、遠隔局ＩＤと、加入者回線番号とを含む。セット アップリクエストメッセージに応答して、基地局は、データベースにアクセスし 、ネットワークスイッチによって使用するために特定の加入者および関連のプロ フィールを識別する。同時に、基地局は、遠隔ユーザと基地局との間の無線トラ ヒック接続を開始し、セットアッププロセッサを起動し、セットアップリクエス トメッセージを処理のためのネットワークスイッチに送る。ネットワークスイッ チは、セットアップリクエストメッセージを受け取ると、遠隔局における加入者 にダイヤルトーンを送る。基地局が、無線伝搬または他の問題により、遠隔ユー ザと基地局との間にトラヒックチャネルを確立することができない場合、基地局 によっ てエラープロセッサが起動される。エラープロセッサは、ネットワークスイッチ に信号または命令を発信し、セットアップ接続を逆アセンブルまたは「破壊」す る。トラヒックチャネルが確立される前にネットワークスイッチにセットアップ メッセージを送ることにより、呼び出しセットアップ時間が最小限にされ、帯域 幅が保存され、遠隔ユーザがワイヤライン通信と同等のダイヤルトーンを受け取 る。 図面の簡単な説明 図Ａ１は、ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信を利用し、且つ 本発明の原理を導入した無線リンク上で基地局に結合された複数個の遠隔局を示 すブロック図である。 図Ａ２は、図Ａ１における基地局のブロック図である。 図Ａ３は、図Ａ１および図Ａ２の発明の動作を実現するフロー図である。 好ましい実施の形態の説明 図Ａ１においては、遠隔局［Ｘ」と遠隔局［Ｙ］とが、データトラヒックのた めのトラヒックチャネル、ならびに制御情報のためのコモンアクセスチャネル（ ＣＡＣ）およびコモンリンクチャネル（ＣＬＣ）を用いて無線リンク上で基地局 「Ｚ」に結合される。各遠隔局は、伝送するためのディスクリートマルチトーン スペクトラム拡散プロトコルを使用する送信機／受信機に結合された複数の加入 者を含む。遠隔局と基地局との間の通信は、上記エス・アラモウチ（Ｓ．Ａ１ａ ｍｏｕｔｉ）他およびイー・フール（Ｈｏｏｌｅ）他の出願に記載されている方 法で行われる。 基地局は、各チャネルが遠隔局に結合された受信器／送信機を備える。基地局 は、遠隔局との間でメッセージを処理する際に用いる加入者拡散重みおよび逆拡 散重みのためのデータベースをさらに備える。呼び出しセットリクエストメッセ ージをネットワークスイッチに伝送する際に、基地局における呼び出しセットア ッププロセッサが使用される。以下で述べるように、基地局と遠隔局との間でト ラヒックリンクが確立できない時、基地局によってエラープロセッサが起動され る。最終的に、基地局は、一般加入電話網等に仕えるネットワークスイッチへの 回線リンクに結合される。 引用したアラモウチ他の特許出願に記載されたパーソナルワイヤレスアクセス ネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、基地局をさらに詳細に説明する。基地局 は、そのセル内の多数の遠隔局に情報を伝送する。伝送フォーマットは、基地局 と遠隔局との間の４ｋｂｐｓリンクコントロールチャネル（ＬＣＣ）と共に、６ ４ｋビット／秒トラヒックチャネルのためのものである。２進ソースは、送信側 の送信機に６４ｋビット／秒でデータを送る。これは、１送信バーストで４８ビ ットに翻訳する。情報ビットは、トリプルデータ暗号化規格（ＤＥＳ）アルゴリ ズムに従って暗号化される。暗号化されたビットは、その後、データランダム化 ブロックにおいてランダム化される。８進変換ブロックに対するビットは、ラン ダム化された２進シーケンスを３ビット記号のシーケンスに変換する。記号シー ケンスは、１６個の記号ベクトルに変換される。ベクトルの用語は、一般に、複 素数である列ベクトルを示す。ＬＣＣからの１個の記号が追加されて、１７個の 記号のベクトルを形成する。 １７−記号ベクトルは、トレリスコード化される。トレリスコード化は、最上 位記号（ベクトルの最初のエレメント）で始まり、ベクトルの最後のエレメント （ＬＣＣ記号）まで順次継続される。このプロセスは、重畳コード化を採用して おり、この重畳コード化は、入力記号（０から７までの整数）を他の記号（０か ら１５まで）に変換し、コード化された記号をその対応する１６ＱＡＭ８（また は１６ＰＳＫ）信号配列点にマップする。従って、トレリスエンコーダの出力は 、１７個のエレメントのベクトルであり、ここでは、各エレメントが、１６ＱＡ Ｍ（または１６ＰＳＫ）配列信号セット内の信号である。（以下、信号という用 語は、一般に信号配列点を示す。） リンク保守パイロット信号（ＬＭＰ）を加算して、ＬＭＰをその最初のエレメ ントとする１８信号ベクトルを形成する。その結果生じる（１８ｘ１）ベクトル に、予め（１８ｘ１８）順方向スミアリングマトリックスを掛けて、（１８ｘ１ ）ベクトルｂを生成する。 ベクトルｂは、エレメント方式で（１８ｘ１）利得プリエンファシスベクトル が掛けられ、別の（１８ｘ１）ベクトルＣを得る。ｐは、トラヒックチャネルイ ンデックスを示し、整数である。ベクトルＣには、（１ｘ３２）順方向空間スペ クトル拡散ベクトルが後に掛けられ、（１８ｘ３２）マトリックスＲ（ｐ）を得 る。番号３２は、スペクトル拡散係数４と空間拡散係数８とを掛けて得られる。 （同一トラヒック区画上の）保持された全てのトラヒックチャネルに対応する１ ８ｘ３２個のマトリックスが、その後、組み合わされ（加算され）、その結果、 １８ｘ３２マトリックスＳを生成する。 マトリックスＳは、８個の（１８ｘ４）サブマトリックス（Ａ₀ないしＡ₇）に （４桁のグループにより）分割される。（インデックス０ないし７は、これらの 記号が最終的に伝送されるアンテナエレメントに対応する。）各サブマトリック スは、１個のトラヒック区画内でトーンにマップされる。 下位物理層は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）周波数ビットの帯域幅信号を配置 し、ここでは、データが、時間領域に変換され、空中で伝送するための対応する アンテナエレメント（０ないし７）に送られる。 このプロセスは、次の４８ビットの２進データが次の順方向伝送バーストで伝 送されるために、最初から繰り返される。 図Ａ２においては、基地局がスペクトルおよび空間逆拡散プロセッサ３１２を さらに備え、これは、既に引用したエス・アラモウチ他の出願に従って、拡散お よび逆拡散データベースと相互作用する。プロセッサはデコーダに結合され、こ のデコーダは、呼び出しで発信する加入者データを発生するために、ベクトル逆 アセンブリバッファ３１６に出力を送る。デコーダはまた、加入者データベース バッファに結合され、この加入者データベースバッファは、加入者の名前、番号 に関する情報、および例えば加入者プロフィールを含む他の標準加入者情報を備 える。データベースバッファの出力は、以下でより詳細に述べるように、呼び出 しセットアッププロセッサ３３０またはエラープロセッサ３２２に送られる。プ ロセッサ３３０および３２２は、ネットワークスイッチ２０２に接続される。 図Ａ１および図Ａ２の動作は、図Ａ３を参照して以下で述べる。ステップ７１ ０において、遠隔局に結合された加入者は、呼び出しを発信して、その局で「オ フフック」状態を開始する。セットアップ接続リクエストは、ステップ７２０に おいて遠隔局によって開始される。遠隔局は、セットアップリクエストメッセー ジ、遠隔局ＩＤおよび加入者回線番号をＣＡＣトーンを用いて基地局に送る。基 地局は、ステップ７３０においてセットアップ接続リクエストに応答し、データ ベース３２０にアクセスして、加入者を識別し、加入者プロフィールを得る。同 時に、ステップ７４０および７４３において、基地局は、遠隔局へのトラヒック チャネルの確立を開始し、セットアップリクエスト、遠隔ユーザＩＤ、加入者回 線番号および加入者プロフィールをネットワークスイッチ２０２に送る。ネット ワークスイッチは、ステップ７４５において、セットアップを開始し、速隔局に おける加入者にダイヤルトーンを送る。トラヒックチャネルを確立するプロセス の間、基地局は、ステップ７４２において、トラヒックチャネルが遠隔局と基地 局との間で確立されたかどうかを決定するためのテストを実施する。チャネルの 無線伝搬特徴によって、リンクが確立できない場合もある。リンクが確立できな い場合、テスト７４２からの「ｎｏ」状態がエラープロセッサ３２２を起動し、 ステップ７４４においてネットワークスイッチに、論理装置への信号を送り、こ の論理装置は、基地局がセットアップリクエストメッセージを既に送っている場 合、ネットワークスイッチに信号を送ってＰＳＴＮにおける呼び出しセットアッ プを逆アセンブルまたは「破壊」する。論理装置の信号に応答して、ステップ７ ４９におけるネットワークスイッチがＰＳＴＮ接続を「破壊」し、プロセスが終 了する。トラヒックチャネルが完了した場合、「ｙｅｓ」状態が論理装置に信号 を送り、もし呼び出しセットアップが既に開始されており、ダイヤルトーンがネ ットワークスイッチによって加入者に送られている場合、ネットワークスイッチ は、ステップ７４７において呼び出しを完了する。 本発明は、特定の実施の形態に関して述べたが、添付の請求の範囲に規定され たように本発明の精神および範囲を逸脱することなく様々な変更が可能である。 付録 離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための優先度メッセージング 方法 ２４５５／４３４３関連出願への相互参照 ここに開示する発明は、同時係属中のSiavash,Alamouti,Doug Stolarz,Joel B eckerによる米国特許出願「離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムの ための垂直適応アンテナアレイ」、出願番号 に関連する。該出願は本願と同 日出願であり、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービスに譲渡されたものであり、本出願に 参照として組み込む。発明の背景 発明の分野 本出願は、無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおける通信 システム及び方法の改良に関する。関連技術の説明 無線通信システム、例えばセルラー及びパーソナル通信システムなどは、限定 されたスペクトル帯域を越えて動作する。それらシステムは、多くのユーザに対 して良いサービスを提供するために、少ない帯域資源を高い効率で利用しなけれ ばならない。コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）プロトコルは、限られた帯域 を効率的に利用するために、無線通信システムで利用されている。このプロトコ ルは、各ユーザのデータ信号を他のユーザのデータ信号から区別するために、一 意的なコードを利用している。ある情報を伝送する際に用いている一意的なコー ドが分かっていると、通信チャネルの受信端で各ユーザのメッセージを分離して 再構成することができる。 適応ビームフォーミング技術は、無線サービス業者に、広いカバー範囲、大容 量、高品質のサービスを約束する技術となった。この技術に基づき、無線通信シ ステムは、そのカバー能力、システム容量及び性能を著しく改善することができ る。Alamouti,Stolarzらによる前記参考出願におけるパーソナル・ワイヤレス・ アクセス・ネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、離散マルチトーンスペクトラ ム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプロトコルを適応ビームフォー ミングと組み合わせることにより、基地局と複数のリモート・ユニットとの間の 効率のよい通信を可能にしている。ＰＷＡＮシステムは、通常の、優先度の高い トラヒックチャネルでシステム管理情報を送ることを避けている。この代わりに 、システム管理情報は、リンク制御チャネル上にメッセージとして送られる。シ ステム制御情報には２つのタイプがある。第一は、比較的重要であるが時間的な 厳密さは要求されない、例えばソフトウエアダウンロードなどのような、システ ム管理メッセージである。第二は、コール制御メッセージや接続メッセージ、コ ール制御の受信確認、シグナリングなどのように、時間的に厳密さが要求される システム管理メッセージである。リンク制御チャネルは、これらシステム制御メ ッセージのすべてを送るために利用できる唯一のチャネルである。時間的に厳密 さが要求されるシステム、管理メッセージが、時間的に厳密さが要求されないメ ッセージよりも高い優先度が付与されることを保証する方法が求められる。発明の概要 ここに開示する発明は、無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システム おいて少ないスペクトル帯域を最も効率よく利用するための新たな方法である。 本発明は、リンク制御チャネルを介した遠隔局と基地局との間のシステム管理メ ッセージの交換を管理し、これにより時間的に厳密さが要求されるシステム管理 メッセージに対し、時間的に厳密さが要求されないシステム管理メッセージより も高い優先度が付与されるようにする。本発明は、遠隔局から基地局へ送られる システム管理メッセージ、又は、基地局から遠隔局へ送られるシステム管理メッ セージのどちらにでも適用することができる。 以下は、基地局に対してシステム管理メッセージを送る遠隔局の処理の概要で ある。遠隔局と基地局は、無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システム の一部である。遠隔局は、この例では送信局であるが、優先メッセージプロセッ サを備え、このプロセッサは、システム管理メッセージ群がリンク制御チャネル を介して伝送されるときの順序を選択する。選択の順序は、メッセージに要求さ れる時間的な厳密さによる。より高い時間的な厳密さを要求されるメッセージは 早く送信されるように選択される。送信局の優先メッセージプロセッサは、例え ばコール制御メッセージ、接続メッセージ、コール制御に対する受信確認メッセ ージ及びシグナリングメッセージなどが、システムステータスメッセージやソフ トウエアダウンロードなどよりも、より高い時間的な厳密さが要求されるものと してランク付けするようにプログラムされている。送信局から送信されるバース トサイズは、固定ビット長、例えば４８ビットである。送信対象のメッセージが そのバーストサイズより長い場合は、送信局の優先メッセージプロセッサはその メッセージを複数のセグメントに分割する。本発明に関して言えば、１ビット長 の優先割込フラグが各メッセージセグメント同士の間に含まれ、どのセグメント がメッセージ中の最初に生じたセグメントかを識別できるようにしている。これ により、送信局と受信局が強調して、時間的な厳密さの要求レベルの異なるシス テム管理メッセージの通信を管理することができる。 一例として、遠隔局が、複数セグメントを持つ第一のメッセージをリンク制御 チャネルを介して基地局に送っている最中であるとする。この第一のメッセージ は、例えば時間的な厳密さの要求度の低いステータスメッセージであると、遠隔 局の優先メッセージプロセッサで評価される。その第一のメッセージの最初のセ グメントは、１にセットされた優先割込フラグを有し、これは最初のセグメント であることを示す。そのメッセージの他のセグメントの優先割込フラグは０にセ ットされており、これは最初のセグメントでないことを示す。０にセットされた フラグを持つセグメントが、優先メッセージプロセッサで送信対象にスケジュー リングされた時に、遠隔局がローカルの加入者から入力されたオフフック信号の ようなコール制御メッセージ信号を受ける。遠隔局の優先メッセージプロセッサ は、このコール制御メッセージが、現在送信中のステータスメッセージよりも時 間厳守であることを判断する。本発明では、遠隔局の優先メッセージプロセッサ は、第一のメッセージを切り捨てる。優先メッセージプロセッサは、その第二の メッセージをバーストサイズのセグメントに分割し、各セグメントに優先度フィ ールドを設ける。優先メッセージプロセッサは、最初のセグメントの優先割込フ ラグに値１を割り当て、リンク制御チャネルを介して基地局へそのセグメントを 送信するようにする。優先メッセージプロセッサは、その第二のメッセージの他 のセグメントの優先割込フラグには値０を割り当て、あとのバーストでリンク制 御チャネルを介して送信するために、バッファに貯める。その後、遠隔局は、複 数の離散的なトラヒック周波数に拡散されたデータ部を有するデータトラヒック 信号を含む第一の離散マルチトーンスペクトラム拡散信号を含むバーストを送信 する。遠隔局は、そのバーストで、第二の離散マルチトーンスペクトラム拡散信 号も送信する。この第二の拡散信号には、コール制御メッセージの最初のメッセ ージセグメントを含むメッセージセグメント信号及び優先割込フラグ部が、複数 の離散的なリンク制御チャネル周波数に拡散されている。 本発明では、基地局は第一の拡散信号と第二の拡散信号を含んだバーストを受 信する。基地局は、受信した第一の拡散信号を逆拡散重みを用いて適応的に逆拡 散し、データ部を再生する。基地局は、受信した第二の拡散信号を逆拡散重みを 用いて適応的に逆拡散し、メッセージセグメント部と優先割込フラグ部を再生す る。基地局は優先メッセージプロセッサを有し、これがリンク制御チャネルから コール制御メッセージの最初のメッセージセグメントを受信する。次に基地局の 優先メッセージプロセッサは、もし優先割込フラグが第一の値である１であれば 、基地局のメッセージセグメントバッファをリセットし、そのバッファにコール 制御信号の最初のメッセージセグメントを格納する。優先割込フラグの第一の値 １は、時間厳守のメッセージセグメントに対応する。この処理は、基地局にて、 より時間厳守のコール制御メッセージを、第一のメッセージすなわちステータス メッセージと置き換える。 そのコール制御メッセージの残りのセグメントがリンク制御チャネルを介して 基地局の優先メッセージプロセッサに受信されると、基地局の優先メッセージプ ロセッサは、それら残りのセグメントを、前述の最初に受信したメッセージに結 合する。これは、それら残りのセグメントの優先割込フラグが第二の値０である からである。優先割込フラグの第二の値０は、複数のセクメントを持つメッセー ジの中の最初のセグメントでないメッセージセグメントに対応する。 本発明の別の態様では、基地局が、自己のメッセージ処理能力を、送信中の低 優先度のメッセージから、リンク制御チャネルで受信したより時間厳守のメッセ ージへと割り当て直す。本発明に関して、基地局は、今拡散信号を送信しており 、この拡散信号は、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された出力データト ラヒック信号と、複数のリンク制御周波数に拡散された出力メッセージセグメン ト信号とを含んでいるとする。これは、遠隔局との時分割二重セッションの送信 インターバルの間に起こる。基地局からの出力メッセージセグメント信号は、遠 隔局へのソフトウエアダウンロードのような、低優先度メッセージの一部である 。時分割二重セッションの次の受信インターバルの間、基地局は拡散信号を受信 しており、この拡散信号には、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された入 力データトラヒック信号と、複数の離散的なリンク制御周波数に拡散された入力 メッセージセグメント信号が含まれる。基地局は、基地局で受信した信号を逆拡 散重みを用いて逆拡散する。その後、基地局は、そのメッセージセグメント信号 における優先割込フラグの値を検出する。本発明の別の態様では、基地局は、第 二の出力メッセージセグメント信号の次に予定された送信を中止することにより 、メッセージ処理能力を再割り当てする。基地局は、基地局のメッセージセグメ ントバッファのリセットをも実行し、入力メッセージセグメント信号をそこに格 納する。これらのステップは、優先割込フラグが第一の値１を持つ場合に、基地 局により実行される。優先割込フラグの第一の値１は、時間厳守のメッセージセ グメントに対応する。一方、優先割込フラグが第二の値０の場合は、基地局は、 その入力メッセージセグメント信号を、既に受信したメッセージセグメントに結 合する。優先割込フラグの第二の値０は、複数のセグメントを持つメッセージの 中の最初のセグメントではないメッセージセグメントに対応する。この方法で、 本発明は、遠隔局と基地局との間でのリンク制御チャネルを介するシステム制御 メッセージの交換を管理し、時間厳守のシステム管理メッセージが、時間厳守で ないメッセージより優先されるようにする。 本発明は、帯域がユーザの数や彼らが必要とする量に比べて少ないセルラー通 信やパーソナル通信などの無線通信の分野で有用な応用がある。そのような応用 は、例えばモバイルシステム、固定システム、又は最低限モバイルシステムに適 用可能である。しかしながら、本発明には他の、無線方式でない、通信システム にも同様に適用できる。図面の簡単な説明 図面において、 図Ｂ１は、基地局に対して送信している遠隔局を含むＰＷＡＮシステムの構成 図である。 図Ｂ２は、送信側としての遠隔局Ｘの構成図である。 図Ｂ３は、受信側としての基地局Ｚの構成図である。 図Ｂ４は、送信局の優先メッセージプロセッサ２０４のより詳細な構成図であ る。 図Ｂ５は、送信側としての遠隔局と受信側としての基地局の動作を示すフロー チャートである。 図Ｂ６は、受信局の優先メッセージプロセッサ３２０のより詳細な構成図であ る。好適な実施の形態の説明 図Ｂ１は、参照するAlamouti,Stolarzらの特許出願に記載されたパーソナル・ ワイヤレス・アクセス・ネットワーク（ＰＷＡＮ）システムの構成図である。二 人のユーザ、アリスとボブは、遠隔局Ｘのところにおり、各々のデータメッセー ジを基地局Ｚに送信したいと思っている。Ｘ局は、基地局のアンテナ要素Ａ，Ｂ ，Ｃ，Ｄから等距離の位置にある。別の二人のユーザ、チャックとデイヴは、遠 隔局Ｙのところにおり、やはり各々のデータメッセージを基地局Ｚに送信したい と思っているとする。Ｙ局は、地理的にＸ局とは離れた位置にあり、基地局Ｚの アンテナ要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄから等距離の位置にはない。遠隔局Ｘ及びＹ、基地 局Ｚは、離散マルチトーン拡散スペクトラム（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られてい るＣＤＭＡプロトコルを用い、基地局と複数の遠隔局のユニットとの間の効率的 な 通信を可能にしている。このプロトコルは、図Ｂ１ではマルチトーンＣＤＭＡと 示されている。このプロトコルでは、ユーザのデータ信号は、重み付けされた離 散周波数、すなわちトーン、の組によって変調されている。重みは、データ信号 を、広い周波数範囲をカバーする多くの離散トーンに分配するための拡散重みで ある。重みは、実数成分と虚数成分とからなる複素数であり、実数成分はトーン の振幅の変調に用い、虚数成分は該トーンの位相の変調に用いる。重み付けされ たトーンの組における各トーンは、同じデータ信号を運ぶ。送信局の複数のユー ザは、自分のデータを送信するの同じトーンのセットを用いることができるが、 その同じトーセットを使う各ユーザは異なる拡散重み群を用いる。あるユーザの 重み付けされたトーンセットは、受信局へと送信され、そこでそのユーザの拡散 重みに関連する逆拡散重みを用いて処理され、そのユーザのデータ信号が再生さ れる。受信側にある空間的に離れた複数のアンテナの各々について、受信された マルチトーン信号は時間領域信号から周波数領域信号に変換される。逆拡散重み は、各アンテナ要素で受信された信号の各周波数成分に割り当てられる。逆拡散 重みの値は、受信信号に組み合わされ、これにより、あるマルチトーンの組と送 信位置とによって特徴づけられる個々の送信信号の最適な近似を得る。 ＰＷＡＮシステムは、１８５０〜１９９０ＭＨＺの範囲の中の８ＭＨＺの利用 可能帯域に均等間隔で配置された合計２５６０の離散的なトーン（キャリア）を 有する。各トーンの間隔は３．１２５ＭＨＺである。トーンのすべての組は、周 波数が最も低いトーンから順に０から２５５９へと連続的に番号が振られている 。トーン群は、基地局と複数の遠隔局との間で、トラヒックメッセージとオーバ ーヘッドメッセージを伝送するために用いられる。トラヒックトーンは、３２の トラヒック・パーティションに分割され、各トラヒックチャネルは、７２トーン のトラヒック・パーティションを少なくとも１つ必要とする。 また、ＰＷＡＮシステムは、基地局と遠隔局との間での同期の確立と制御情報 の通知のためにオーバーヘッド・トーンを用いる。コモン・リンク・チャネル（ ＣＬＣ）が、基地局により、制御情報を遠隔ユニットに送信するために用いられ る。コモン・アクセス・チャネル（ＣＡＣ）は、遠隔ユニットから基地局へメッ セージを送信するために用いられる。各チャネルに割り当てられたトーン群の １つのグループがある。これらオーバーヘッドチャネルは、遠隔局が制御メッセ ージを基地局と交換する際に、すべての遠隔局で共用される。 ＰＷＡＮシステムでは、時分割二重（ＴＤＤ）方式が基地局と遠隔ユニットと の間で用いられ、これにより送信データと制御情報とが双方向に同じマルチトー ン周波数チャネルを使って送信される。基地局から遠隔ユニットへの送信は、正 方向送信と呼ばれ、遠隔ユニットから基地局への送信は逆方向送信と呼ばれる。 遠隔ユニット又は基地局からの頻発する送信同士の間の時間が、ＴＤＤ周期であ る。各ＴＤＤ周期において、各方向に４回の続いた送信バーストが存在する。デ ータは、多重トーンを使って各バーストにて送信される。基地局及び各遠隔ユニ ットは、ＴＤＤタイミングストラクチャに準拠し、同期しなければならず、基地 局と遠隔ユニットの双方はフレーミングストラクチャに同期しなければならない 。すべての遠隔ユニット及び基地局は同期し、これによりすべての遠隔ユニット は同時に送信を行い、すべての基地局は同時に送信する。遠隔ユニットは、電源 投入されたとき、基地局から同期信号を取得し、これにより制御メッセージ及び トラヒックメッセージを、前述のＴＤＤタイムフォーマットに従って交換するこ とができる。遠隔ユニットは、ＤＭＴ−ＳＳ信号のための周波数同期及び位相同 期信号を取得し、これにより遠隔ユニットは基地局と同じ周波数、同じ位相で動 作する。 各トーンセットから選択されたトーン群は、前記周波数帯域に全体に分散され るパイロット信号となる。パイロットトーンは、正確なチャネル分析を可能にす る既知のデータパターンを伝搬する。既知の振幅及び位相を有する一連のパイロ ットトーンは、既知のレベルを有し、約３０ｋＨｚの間隔となっており、全送信 帯域にわたるチャネル応答（すなわち、通信チャネルの特性によってもたらされ た振幅及び位相の歪み）の正確な表現を提供する。 本発明では、新たな方法が無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システ ムにおける少ないスペクトル帯域の最も効率的な利用を可能にする。本発明では 、遠隔局と基地局との間のリンク制御チャネルを介したシステム管理メッセージ の交換を管理することにより、時間厳守のシステム管理メッセージが、時間厳守 でないメッセージよりも優先されるようにする。本発明は、遠隔局から基地局へ シ ステム管理メッセージを送る場合と、基地局から遠隔局へシステム管理メッセー ジを送る場合のどちらにも適用できる。 以下では、遠隔局Ｘが基地局Ｚにシステム管理メッセージを送る場合の処理を 説明する。遠隔局と基地局とは無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信の一 部を構成する。遠隔局は、この例では送信局であるが、図Ｂ２及び図Ｂ４に示さ れる優先メッセージプロセッサ２０４を有し、このプロセッサが、各システム管 理メッセージがリンク制御チャネル（ＬＣＣ）を介して送信される順序を選択す る。選択の順序は、各メッセージの時間的な厳密さの要求度合いによる。時間厳 守の度合いの強いメッセージほど、先に送信されるように選ばれる。送信局の優 先メッセージプロセッサ２０４は、図Ｂ４のプログラム４００でプログラムされ ており、例えばコール制御メッセージ、接続メッセージ、コール制御の受信確認 メッセージ、及びシグナリングメッセージなどが、システムステータスメッセー ジやソフトウエアダウンロードよりも、より時間厳守となるようにランク付けを 行う。送信局から送信されるバーストのサイズは、固定ビット長、例えば４８ビ ットである。送信対象のメッセージがバーストサイズより長ければ、送信局の優 先メッセージプロセッサ２０４は、図Ｂ４の優先メッセージバッファ４２０を用 い、そのメッセージを複数のセグメントに分割する。本発明に関して、長さ１ビ ットの優先割込フラグ“Ｐ”が、各メッセージセグメントに含まれる。そのフラ グは、そのセグメントがあるメッセージの中の最初のセグメントであるかを示す 。メッセージの最初のセグメントは、優先割込フラグビットＰ＝１であり、最初 に起こる送信バースト時間に送信されることになる。メッセージの最初のセグメ ント以外の残りのセグメントは、優先割込フラグＰ＝０であり、その後の送信バ ースト時間に送信されることになる。これにより、送信局と受信局は、異なる時 間厳守要求度を持つシステム管理メッセージの通信を協調管理することができる 。 一例として、遠隔局Ｘが、複数のセグメントを持つ第一のメッセージを、リン ク制御チャネルを介して基地局に送信している最中であるとする。この第一のメ ッセージは、例えば時間厳守の要求度の低いステータスメッセージであると、遠 隔局の優先メッセージプロセッサ２０４で評価される。その第一のメッセージの 最初のセグメントは、１にセットされた優先割込フラグ“Ｐ”を有し、これは最 初のセグメントであることを示す。そのメッセージの残りのセグメントの優先割 込フラグ“Ｐ”は０にセットされており、これは最初のセグメントでないことを 示す。０にセットされたフラグを持つセグメントが、優先メッセージプロセッサ ２０４で送信対象としてスケジューリングされた時に、遠隔局Ｘがローカルの加 入者アリスから入力されたオフフック信号などのコール制御メッセージ信号を受 けたとする。遠隔局Ｘの優先メッセージプロセッサ２０４は、このコール制御メ ッセージが、現在送信中のステータスメッセージよりも時間厳守であることを判 断する。本発明では、遠隔局の優先メッセージプロセッサ２０４は、第一のメッ セージを切り捨てる。優先メッセージプロセッサは、その第二のメッセージをバ ーストサイズのセグメントに分割し、各セグメントに優先度フィールドを設ける 。優先メッセージプロセッサ２０４は、最初のセグメントの優先割込フラグにＰ ＝１の値を割り当て、リンク制御チャネルを介して基地局Ｚへそのセグメントを 送信するように指示する。優先メッセージプロセッサ２０４は、第二のメッセー ジの残りのセグメントの優先割込フラグにはＰ＝０の値を割り当て、あとのバー ストでリンク制御チャネルを介して送信するために、優先メッセージバッファ４ ２０に貯める。その後、遠隔局Ｘは、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散さ れたデータ部を有するデータトラヒック信号を含む第一の離散マルチトーンスペ クトラム拡散信号を含むバーストを送信する。遠隔局Ｘは、そのバーストで、第 二の離散マルチトーンスペクトラム拡散信号も送信する。この第二の拡散信号に は、コール制御メッセージの最初のメッセージセグメントを含むメッセージセグ メント信号及び優先割込フラグ部“Ｐ”が、複数の離散的なリンク制御チャネル 周波数に拡散されている。 本発明では、図Ｂ３の基地局Ｚは、第一の拡散信号と第二の拡散信号を含んだ バーストを受信する。基地局は、受信した第一の拡散信号を、スペクトル・空間 逆拡散プロセッサ３１２で、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散し、データ部を 再生する。基地局Ｚは、受信した第二の拡散信号を逆拡散重みを用いて適応的に 逆拡散し、メッセージセグメント部と優先割込フラグ部を再生する。基地局は、 図Ｂ３及び図Ｂ６に示される優先メッセージプロセッサ３２０を有し、これがリ ンク制御チャネルからコール制御メッセージの最初のメッセージセグメントを受 信する。次に基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は、もし優先割込フラグ “Ｐ”が第一の値１であれば、基地局のメッセージセグメントバッファ３２２を リセットし、そのバッファにコール制御信号の最初のメッセージセグメントを格 納する。優先割込フラグの第一の値１は、時間厳守のメッセージセグメントに対 応する。この処理は、基地局Ｚにて、より時間厳守の要求度の高いコール制御メ ッセージを、第一のメッセージすなわちステータスメッセージと置き換える。 そのコール制御メッセージの残りのセグメントがリンク制御チャネルを介して 基地局の優先メッセージプロセッサ３２０に受信されると、基地局の優先メッセ ージプロセッサ３２０は、それら残りのセグメントを、メッセージセグメントバ ッファ３２２にある前述の最初に受信したメッセージに結合する。これは、それ ら残りのセグメントの優先割込フラグ“Ｐ”が第二の値０であるからである。優 先割込フラグの第二の値０は、複数のセグメントを持つメッセージのうち、最初 のセグメントでないメッセージセグメントに対応する。 本発明の別の実施例では、図Ｂ６に示す基地局の優先メッセージプロセッサ３ ２０が、自己のメッセージ処理能力を、送信中の低優先度のメッセージから、リ ンク制御チャネルで受信したより時間厳守のメッセージへと割り当て直す。本発 明に関して、基地局は、今拡散信号を送信しており、この拡散信号は、複数の離 散的なトラヒック周波数に拡散された出力データトラヒック信号と、複数のリン ク制御周波数に拡散された出力メッセージセグメント信号とを含んでいるとする 。これは、遠隔局Ｘとの時分割二重セッションの送信期間の間に起こる。基地局 からの出力メッセージセグメント信号は、遠隔局へのソフトウエアダウンロード のような、低優先度メッセージの一部である。時分割二重セッションの次の受信 期間の間に、基地局Ｚは拡散信号を受信する。この拡散信号には、複数の離散的 なトラヒック周波数に拡散された入力データトラヒック信号と、複数の離散的な リンク制御周波数に拡散された入力メッセージセグメント信号が含まれる。基地 局は、基地局で受信した信号を、図Ｂ３のスペクトル・空間逆拡散プロセッサ３ １２で、逆拡散重みを用いて逆拡散する。その後、図Ｂ６の基地局の優先メッセ ージプロセッサ３２０は、そのメッセージセグメント信号における優先割込フラ グ “Ｐ”の値を検出する。 本発明の別の実施例では、基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は、第二 の出力メッセージセグメント信号の次に予定された送信を中止することにより、 当該基地局のメッセージ処理能力を再割り当てする。この処理が必要とされる例 は、遠隔局Ｘが基地局に対し、基地局の素早い応答メッセージの返信を要求する コール制御メッセージを送った時である。優先メッセージプロセッサ３２０は、 コール制御メッセージの最初のセダメントにて、優先割込フラグＰ＝１を検出し 、これに応じて、基地局内のメッセージセグメントバッファ３２２をリセットす る。優先メッセージプロセッサ３２０は、受信メッセージセグメント信号をメッ セージセグメントバッファ３２２に格納する。図Ｂ６の優先メッセージプロセッ サ３２０は、遠隔局から受信したコール制御メッセージが素早い返信を要求して いることを検知する。これに応じ、基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は 、遠隔局に送信していた優先度の低い前記出力メッセージの最後のセグメント番 号を格納する。その後、基地局は、返信メッセージをその遠隔局に送信可能とな る。この手法によれば、リクエストメッセージに応じて、返信メッセージを素早 く送ることができる。基地局により返信メッセージが送信された後、優先度の低 い出力メッセージの送信された最後のセグメントの番号が、優先メッセージプロ セッサ３２０により取り出され、その低優先度出力メッセージの次のセグメント 番号から、基地局による送信が再開される。また、基地局は、優先割込フラグが 第二の値０の場合は、受信メッセージセグメント信号を既に受信したメッセージ セグメントと結合する。優先割込フラグの第二の値０は、複数のセグメントから なるメッセージのうちの、最初のセグメントでないメッセージセグメントに対応 する。この方法で、本発明は、遠隔局と基地局との間のリンク制御チャネルを介 したシステム管理メッセージの交換を管理し、時間厳守のシステム管理メッセー ジが、時間厳守でないメッセージよりも優先されるようにする。 図Ｂ２では、アリスとボブが各々遠隔局Ｘでデータを入力している。送信側の トラヒックデータは、ベクトルフォーメーションバッファ２０２に送られ、送信 側のシステム管理情報は優先メッセージプロセッサ２０４に送られる。これらは 図Ｂ４に詳細に示される。データベクトルは、バッファ２０２からトレリスエン コーダ２０６に出力される。そのデータベクトルは、送信バースト当たり４８ビ ットのデータメッセージセグメントの形をとる。優先メッセージプロセッサ０４ からトレリスエンコーダ２０６に出力されるＬＣＣベクトルは、送信バースト当 たり４８ビットの優先メッセージセグメントの形であり、これは４７ビットのメ ッセージセグメントに１ビットの優先割込フラグを加えて形成される。トレリス 符号化されたデータベクトルとＬＣＣベクトルは、それから、スペクトル拡散プ ロセッサ２０８に出力される。その結果得られるデータトーンとＬＣＣトーンは 、それから、プロセッサ２０８から送信機２１０に送られ、基地局へ送信される 。 図Ｂ５のフロー図７００の最初の４ステップは、遠隔局Ｘが送信側であるとき のステップを示している。これらステップにおける遠隔局から基地局への送信の 方法は、最初にステップ７１０で遠隔局が図Ｂ４の優先メッセージプロセッサ２ ０４で優先メッセージセグメントを生成し、リンク制御チャネルにベクトルとし て入力する。次にステップ７２０で、遠隔局がリンク制御チャネルベクトル及び データブロックベクトルに対してトレリス符号化を実行する。次にステップ７３ ０で、遠隔局が、トレリス符号化されたリンク制御チャネルベクトルとデータブ ロックベクトルに対してスペクトル拡散を実行する。次にステップ７４０で、遠 隔局は、リンク制御チャネルトーン及びデータブロックトーンを基地局へ送信す る。 参照するAlamouti,Stolarzらの前述の特許出願に記載されたパーソナル・ワイ ヤレス・アクセス・ネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、１つのトラヒック・ パーティションが１つのトラヒックチャネルで使用される大容量モードについて 、より詳しい説明を提供する。基地局は、そのセル内の複数の遠隔ユニットに対 して情報を送信する。伝送フォーマットは、６４キロビット／秒のトラヒックチ ャネルに対するものであり、基地局と遠隔ユニットとの間の４ｋｂｐｓリンク制 御チャネル（ＬＣＣ）を備える。バイナリ・ソースは、データを送信側の送信機 に６４キロビット／秒で渡す。これが、１送信バースト当たり４８ビットに変換 される。情報ビットは三重データ暗号化標準（ＤＥＳ）アルゴリズムに従って暗 号化される。それから、暗号化されたビットはデータ乱数化ブロックで乱数化さ れる。ビット−オクタル変換ブロックが、その乱数化されたバイナリのシーケン ス を３ビットシンボルのシーケンスに変換する。そのシンボルは、１６シンボルの ベクトルに変換される。ベクトルという用語は、一般に複素数である列ベクトル のことを指す。ＬＣＣからの１つのシンボルが加えられ、１７シンボルのベクト ルを形成する。 １７シンボルのベクトルは、トレリス符号化される。トレリス符号化は、最上 位シンボル（ベクトルの最初の成分）から始まり、ベクトルの最後の成分（ＬＣ Ｃシンボル）まで順に続けられる。このプロセスは、入力シンボル（０から７ま での整数）を他のシンボル（０から１５まで）に変換する畳み込み符号化を用い 、符号化したシンボルを対応する１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）の信号点に写像 する。トレリスエンコーダの出力は、したがって１７成分のベクトルであり、そ の各成分は１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）信号点の信号セット内の信号である。 （信号という用語は、信号点を意味する。） リンク保守パイロット信号（ＬＭＰ）が加えられ、１８信号のベクトルが形成 される。ＬＭＰはベクトルの最初の成分となる。結果として得られる（１８×１ ）ベクトルには、（１８×１８）の正方向スミア行列が前から乗算され、（１８ ×１）のベクトルｂが生成される。 ベクトルｂには、成分ごとに（１８×１）のゲイン・プリエンファシス・ベク トルが乗算され、他の（１８×１）のベクトルｃが生成される。ここで、ｐはト ラヒックチャネルのインデクスを示し、整数である。ベクトルＣには、（１×３ ２）の正方向の空間・スペクトル拡散ベクトルが後ろから乗算され、（１８×３ ２）行列Ｒ（ｐ）が生成される。３２という数は、スペクトル拡散ファクタ４と 空間拡散ファクタ８の乗算の結果である。（同じトラヒック・パーティションで 伝搬される）すべてのトラヒックチャネルに対応する１８×３２の行列は、それ から結合（加算）され、結果として１８×３２の行列Ｓが生成される。 行列Ｓは、（４列のグループにより）８個の（１８×４）部分行列（Ａ₀〜Ａ₇ ）に区分される。（０〜７のインデクスは、これらシンボルが最終的に送信され るアンテナ要素に対応している。）各部分行列は、１つのトラヒック・パーティ ション内のトーン群に写像される。 より下位の物理層は、ベースバンド信号を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）周波数 ビンに置き、ここでデータは時間領域に変換され、対応するアンテナ要素（０〜 ７）に送られて空中へ送信される。 このプロセスは、最初から繰り返され、バイナリデータの次の４８ビットが次 の正方向送信バーストで送信される。 図Ｂ３は、受信側としての基地局Ｚの構成図である。データトーンとＬＣＣト ーンは、基地局のアンテナＡ，Ｂ，Ｃ及びＤで受信される。受信機３１０はその データトーン及びＬＣＣトーンをスペクトル・空間逆拡散プロセッサ３１２に渡 す。逆拡散された信号は、プロセッサ３１２からトレリスデコーダ３１４へと出 力される。データベクトルは、それから、ベクトル分解（ディスアセンブリ）バ ッファ３１６へ出力される。ＬＣＣベクトルは、優先メッセージプロセッサ３２ ０へ出力される。プロセッサ３２０は、図Ｂ６に更に詳細に示される。アリスの データとボブのデータはバッファ３１６から公衆回線網（ＰＳＴＮ）へ出力され る。優先メッセージセグメントは、優先メッセージプロセッサ３２０から優先メ ッセージバッファ３２２へ渡される。そこで、それらセグメントが結合されて１ つの完全なメッセージ３２５となり、ライン３３０に出力される。 図Ｂ５のフロー図７００の後の５ステップは、受信側としての基地局Ｚを示し ている。ステップ７５０で、基地局は、リンク制御チャネルトーン及びデータト ーンのスペクトル・空間逆拡散を実行する。次にステップ７６０で、基地局は、 逆拡散したリンク制御チャネルトーン及びデータブロックトーンをトレリス復号 化する。次にステップ７７０で、基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は、 優先割込フラグＰ＝１であるかを判定する。もしそうならば、優先メッセージプ ロセッサ３２０は、優先メッセージバッファ３２２をリセットし、新たに受信さ れたメッセージセグメントをバッファ３２２にロードする。一方、ステップ７８ ０で、基地局の優先メッセージプロセッサ３２０が、優先割込フラグＰ＝０と判 定すると、そのプロセッサは、新たに受信されたメッセージセグメントを、バッ ファ３２２内の同じメッセージの既受信のメッセージセグメントに結合する。そ れから、ステップ７９０で、優先メッセージバッファ３２２は、それら複数のメ ッセージセグメントを組み合わせて完全なメッセージとし、それをライン３３０ に出力する。完全なメッセージは、基地局内で処理される場合もあれば、受信デ ータとともに公衆回線網に転送される場合もある。 この手法により、本発明は、遠隔局と基地局との間のリンク制御チャネルを介 したシステム制御メッセージの交換を管理し、時間厳守のシステム管理メッセー ジが時間厳守でないシステム管理メッセージよりも優先されるようにする。 本発明の好適な実施の形態を示したが、当業者ならば、本発明の精神又は本質 から逸脱することなく、自明な変形が可能であることを理解されよう。したがっ て、以上の説明は例示的なものであり、限定的なものであると解されるべきでは なく、本発明の範囲は以下の請求の範囲から定められるべきである。 付録 離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムにおける動作クオリティとメンテ ナンスデータのための遠隔局のポーリング方法 ２４５５／４３４８関連出願に対するクロスリファレンス ここで開示されている発明は、Siavash Alamoutiと、Doug Stolarzと、Joel B eckerにより本発明と同臼に出願され、AT&Tワイヤレスサービスに譲渡された「 離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムにおける垂直アダプティブアンテ ナアレイ」という名称の番号 の米国特許出願に対応し、この参照として ここに挿入する。発明の背景 発明の分野 この発明は、無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムと方法の改良 に関する。関連技術の説明 無線通信システム例えばセルラやパーソナル通信システムは、限られたスペク トル帯域で動作する。これらは多数の利用者に対して良好なサービスを提供する ために、この限られた帯域資源を高い効率で利用しなければならない。この限ら れた帯域を効率よく利用するために、符号分割多重化（CDMA）プロトコルが無線 通信システムで用いられている。このプロトコルでは、各利用者のデータ信号を 他の利用者のデータ信号から区別するために一意的な符号を用いている。任意の 特定情報とともに送信される一意的符号が分かると、通信チャネルの受信端末で 各利用者のメッセージの分離及び再構築が可能になる。 広い領域をカバーし、高い許容量を実現し、質の高いサービスを提供するため の技術として、適応的にビームを形成する技術がサービス業者から期待されてい る。この技術によれば、無線通信システムはカバー領域の容量やシステムの容量 、そしてパフォーマンスを飛躍的に増大させることができる。パーソナル無線ア クセスネットワーク（PWAN）システムについては、参照としたAlamouti，Stolar z他による特許出願で説明されていて、これでは適応的ビーム形成と離散マルチ トーンスペクトル拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプロトコルとが 、複数の遠隔局と基地局との間での通信を効率的にするために組み合われている 。優先度の高いトラヒックチャネルが優先度の低いシステム管理情報の伝送のた めに普通に使われないようにあらゆる努力が払われなければならない。システム 管理情報の一例は遠隔局の動作クオリティとメンテナンスデータである。動作ク オリティデータは、例えば、遠隔局において基地局から受信された信号について の、信号対妨害及び雑音信号比（ＳＩＮＲ）の履歴や既定の測定時間内でのパス 喪失の履歴を含む。メンテナンスデータは、例えば遠隔局でのセルフテストの結 果やバッテリの状況を含む。このような情報はシステムの故障に備えたり、高度 なサービスをネットワーク利用者に提供するために用いられるのである。しかし ながら、このような情報は、呼制御メッセージのように、より時間厳守の情報が 伝達されるべきときにまで、伝達されるべきでない。必要なことは、より時間厳 守なメッセージの伝送に悪影響を与えずに、動作クオリティとメンテナンスデー タとを遠隔局から基地局に対し伝送する方法である。発明の要約 本発明は、無線離散マルチトーンスペクトル通信システムにおいて限られたス ペクトル帯域を最も効率的に利用する新しい方法を提供する。ネットワーク上の 各遠隔局は各自、動作クオリティとメンテナンスデータとを集積している。当該 遠隔局の基地局とのデータトラヒックセッションがあるときに、遠隔局は信号対 妨害及び雑音信号比（ＳＩＮＲ）を基地局から離散マルチトーンスペクトル拡散 信号を受信する際に副次的に算出している。遠隔局はこのＳＩＮＲデータをＳＩ ＮＲ履歴バッファに蓄積して格納している。遠隔局はまた、基地局からの信号受 信のパス喪失を算出し、その値をパス喪失履歴バッファに蓄積して格納している 。 遠隔局はセルフテストプログラムを定期的に実行し、その結果をセルフテスト結 果バッファに格納する。さらに、遠隔局はバックアップバッテリの状況をモニタ し、その状況をバッテリ状況バッファに格納する。その他の動作クオリティやメ ンテナンスデータも遠隔局によりモニタされ、格納される。 この発明では、基地局は定期的に離散マルチトーンスペクトル拡散信号を共通 リンクチャネルを介して各遠隔局に送信しており、各遠隔局をポーリングしてい る。この共通リンクチャネル（ＣＬＣ）は、遠隔局に対して基地局から制御情報 を送信するのに用いられている。このポーリング信号に対する応答において、各 々の遠隔局はポーリング応答プロセッサを起動してポーリングに応答する。この ポーリング応答プロセッサは、セルフテストバッファ、バッテリ状況バッファ、 ＳＴＮＲ履歴バッファ、そしてパス喪失バッファとにアクセスして動作クオリテ ィとメンテナンスデータとを集積する。動作クオリティとメンテナンスデータメ ッセージは従って、共通アクセスチャネルを介して基地局に対して送信し返され ることになる。 この発明では、遠隔局は動作クオリティとメンテナンスデータとをネットワー クの共通アクセスチャネルを介して伝送すべく用意している。遠隔局は動作クオ リティとメンテナンスデータとを複数の離散トーン周波数で拡散するための離散 マルチトーンスペクトル拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）プロトコルで拡散される共通アク セスチャネルベクトルを生成し、共通アクセスチャネルの拡散信号を形成する。 共通アクセスチャネル（ＣＡＣ）は、遠隔局から基地局に対してメッセージを伝 送するのに用いられる。トーンのグループが１つ、各チャネルに割り当てられる 。これらのオーバーヘッドチャネルは制御メッセージを基地局と交換するときに 、すべての遠隔ユニットに共通に用いられる。 基地局が動作クオリティとメンテナンスメッセージとを共通アクセスチャネル トーンを介してポーリングされた遠隔局から受信すると、信号のスペクトル及び 空間的な逆拡散を行い、信号をトレリス復号化して動作クオリティ及びメンテナ ンスデータに関連する共通アクセスチャネルベクトルを取得する。動作クオリテ ィとメンテナンスメッセージ情報は従って、各対応する遠隔局ごとに設けられた 動作クオリティ及びメンテナンス・アーカイブ・バッファに格納される。 基地局の動作クオリティプロセッサは、動作クオリティ及びメンテナンスデー タを処理し、遠隔プロセッサと基地局との間の任意のチャネルの規格外動作を示 すものを検知する。ここで例えば低ＳＩＮＲ等の規格外動作を検出すると、動作 クオリティプロセッサは、そのチャネルについての拡散及び逆拡散の重みを更新 して、トラヒックチャネルの動作クオリティを改善する。 基地局のメンテナンスプロセッサは、動作クオリティとメンテナンスデータと を処理して遠隔プロセッサにおいて正常でないコンポーネントを示すものを検出 する。ここで、例えば低バッテリ容量等の正常でないコンポーネントを検出する と、メンテナンスプロセッサは、システム管理者に対してメンテナンスの注意を 出力する。 動作クオリティとメンテナンスデータは他のリアルタイム制御で使われるアラ ームを始動してもよい。又は動作クオリティとメンテナンスデータはトラヒック チャネルのクオリティや遠隔局が正常動作しているかどうかの長期間レポートの 集積のために記録されても構わない。 この場合には、より時間厳守なメッセージの伝送に悪影響を与えることなく、 動作クオリティとメンテナンスデータとを遠隔局から基地局に対して伝送できる 。 現在、本発明は利用者数や利用者のニーズに比べ帯域が狭い、例えばセルラ通 信やパーソナル通信のような無線通信の分野で先進的なものである。図面の簡単な説明 図面において 図Ｃ１Ａは、共通リンクチャネルを介して速隔局をポーリングする基地局を示 したＰＷＡＮシステムの構成ブロック図である。 図Ｃ１Ｂは、動作クオリティとメンテナンスメッセージとを基地局に対して共 通アクセスチャネルを介して送信する遠隔局を示したＰＷＡＮシステムの構成ブ ロック図である。 図Ｃ２は、動作クオリティとメンテナンスデータの送信機としての遠隔局Ｘの 構成ブロック図である。 図Ｃ３は、動作クオリティとメンテナンスデータの受信機としての基地局Ｚの 構成ブロック図である。 図Ｃ４は、本発明の一連の動作ステップを表すフローチャート図である。好適な実施の形態の説明 図Ｃ１Ａは、共通リンクチャネルを介して遠隔局をポーリングする基地局を示 したＰＷＡＮシステムの構成ブロック図である。図Ｃ１Ｂは、動作クオリティと メンテナンスメッセージとを基地局に対して共通アクセスチャネルを介して送信 する遠隔局を示したＰＷＡＮシステムの構成ブロック図である。パーソナル無線 アクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、参照としているAlamouti，Stol arz他の特許出願に説明されている。２人の利用者、アリスとボブは遠隔局Ｘに いて、それぞれのデータメッセージを基地局Ｚに送信したい。局Ｘは、基地局Ｚ のアンテナエレメントＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄから等距離にあるとする。２人の利用者、 チャックとデイブは遠隔局Ｙにいて、同様にそれぞれのデータメッセージを基地 局Ｚに送信したい。局Ｙは、地理的に局Ｘから離れたところにあって、基地局Ｚ のアンテナエレメントＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄからも等距離にない。複数の遠隔局ユニッ トと基地局との間の効率の高い通信を提供するために遠隔局Ｘ及びＹと基地局Ｚ は離散マルチトーンスペクトル拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプ ロトコルの形態を用いる。このプロトコルは図Ｃ１にマルチトーンＣＤＭＡとし て図示されている。このプロトコルでは、利用者のデータ信号は重みづけされた 離散周波数又はトーンのセットで変調される。重みは、周波数のレンジをカバー する多くの離散トーンにデータ信号を拡散する拡散重みである。この重みはトー ンの振幅を変調する働きをする実部と、同じトーンの位相を変調する働きをする 虚部とからなる複素数である。重み付けされたトーンのセットの各トーンは、同 じデータ信号を伝える。送信局にいる複数の利用者はデータを送信するための同 じトーンのセットを使ってもよい。利用者の拡散重みに関連する逆拡散重みで処 理し、利用者のデータ信号を再生する受信局に対して、特定の利用者の重み付け されたトーンのセットが送信される。受信機における空間的に隔離配置されたア ンテナの各々により、受信されたマルチトーン信号が時間領域の信号から周波数 領域の信号に変換される。逆拡散重みは、各アンテナエレメントで受信された各 周 波数コンポーネントに対応している。逆拡散重みの値は受信された信号を結合し て、特定のマルチトーン及び送信場所によって特徴づけられる、送信された個々 の信号の最適化して近似する。 ＰＷＡＮシステムは１８５０から１９９０ＭＨｚのレンジの利用可能帯域に、 等しく間隔づけられた８ＭＨｚの全部で２５６０個の離散トーン（キャリア）を 持つ。各トーンの間隔は、３．１２５ｋＨｚである。全部のトーンのセットは、 最低周波数のトーンから始めて０から２５５９番まで順番に番号付けされている 。トーンはトラヒックメッセージや、複数の遠隔ユニットと基地局との間でのオ ーバーヘッドメッセージを搬送するのに用いられる。トラヒックトーンは３２の トラヒック部分に分割され、各トラヒックチャネルには少なくとも７２トーンか らなる１つのトラヒックパーティションが要求されている。 さらに、ＰＷＡＮシステムは、同期を確立し基地局と遠隔局との間での制御情 報を授受するためにオーバーヘッドトーンを用いている。共通リンクチャネル（ ＣＬＣ）は、基地局により遠隔ユニットに対する伝送制御情報の伝送のために用 いられている。共通アクセスチャネル（ＣＡＣ）は、遠隔ユニットから基地局へ のメッセージの伝送に使われる。各チャネルには１つのトーンのグループが割り 当てられている。これらのオーバーヘッドチャネルは、制御メッセージを基地局 との間で交換するときにはすべての遠隔ユニットにより共通して使われる。 ＰＷＡＮシステムでは、時分割二重（ＴＤＤ）が基地局と遠隔ユニットとの間 でデータと制御情報とを同一のマルチトーン周波数チャネルで双方向に送受する のに用いられている。基地局から遠隔ユニットへの伝送はフォワード伝送と呼ば れ、遠隔ユニットから基地局への伝送はリバース伝送と呼ばれている。遠隔ユニ ット又は基地局からの再帰的な伝送の時間間隔はＴＤＤ周期である。すべてのＴ ＤＤ周期で４つの連続した伝送バーストが各方向に存在する。データはマルチプ ルトーンを用いて各バーストで伝送される。基地局と各遠隔ユニットとはＴＤＤ タイミング構造に同期し、かつ従わなければならず、基地局と遠隔ユニットの両 方がフレーム構造に同期しなければならない。すべての遠隔ユニットと基地局は 同期しなければならず、従ってすべての遠隔ユニットは同時に伝送し、そのため すべての基地局は同時に伝送を行う。ある遠隔局に最初に電源が投入されると、 上記のＴＤＤタイムフォーマットに従って制御とトラヒックメッセージとを交換 するために基地局から同期を捕捉する必要がある。この遠隔ユニットはまた、遠 隔局が基地局と同じ周波数かつ同じ位相で動作するために、ＤＭＴ−ＳＳ信号の 周波数と位相の同期も捕捉する必要がある。 各トーンのセットのうち、選択されたトーンがパイロットとして周波数帯域に 亘って拡散される。パイロットトーンにより、既知のデータパターンが搬送され 、これにより適切なチャネルの確立が可能になっている。既知の振幅及び位相を 持った一連のパイロットトーンが既知のレベルを持ち、かつ約３０ｋＨｚだけ離 れて配置され、伝送帯域全体で正確なチャネル応答（例えば通信チャネルの特性 によって導入される振幅と位相の歪み）を示す。 本発明では、限られたスペクトル帯域を最も効率的に利用する無線離散マルチ トーンスペクトル拡散通信システムを実現する新しい方法を提供する。ネットワ ークの各遠隔局は各自の動作タオリティとメンテナンスデータを集めている。遠 隔局が基地局との間で行う各データトラヒックセッションの合間に、図Ｃ２の遠 隔局Ｘが信号対妨害及び雑音比（ＳＩＮＲ）を基地局Ｚから受信された離散マル チトーンスペクトル拡散信号により副次的に演算する。遠隔局はＳＩＮＲデータ をＳＩＮＲ履歴バッファ２２４に蓄積して格納する。遠隔局は、また基地局から 受信した信号のパス喪失を算出し、その値をパス喪失履歴バッファ２２６に蓄積 して格納する。遠隔局は、定期的にセルフテストプログラムを実行してその結果 をセルフテスト結果バッファ２２０に格納する。そして、遠隔局はバックアップ バッテリの状況を監視してバッテリ状況バッファ２２２に格納する。その他の動 作クオリティとメンテナンスデータとを遠隔局によりさらに監視してバッファに 格納してもよい。 本発明では、基地局Ｚは定期的に離散マルチトーンスペクトル拡散（ＤＭＴ− ＳＳ）信号を共通リンクチャネルを介して各遠隔局に伝送し、図Ｃ１Ａに示すよ うに各遠隔局をポーリングする。共通リンクチャネル（ＣＬＣ）は、基地局によ り伝送制御情報を遠隔局に伝送するのに用いられる。同時に、公衆電話回線網（ ＰＳＴＮ）からのデータトラヒックも基地局Ｚに到来し、データトラヒックＤＭ Ｔ−ＳＳトーンに変換されて遠隔局に伝送される。入力部２３０で遠隔局Ｘが 受信した基地局からのポーリング信号への応答において、図Ｃ２の各遠隔局はポ ーリング応答プロセッサ２２８を起動してポーリングに応答する。ポーリング応 答プロセッサ２２８はセルフテストバッファ２２０、バッテリ状況バッファ２２ ２、ＳＩＮＲ履歴バッファ２２４及びパス喪失バッファ２２６にアクセスして動 作クオリティとメンテナンスデータメッセージとを集積する。メッセージは共通 アクセスチャネルベクトルとして形成され、トレリス符号化器２０６とスペクト ル拡散プロセッサ２０８に入力され、共通アクセスチャネルトーンを生成する。 動作クオリティとメンテナンスデータメッセージとを含む共通アクセスチャネル トーンは送信機２１０によりＤＭＴ−ＳＳ信号として基地局Ｚに対して共通アク セスチャネル上で伝送される。 本発明では、遠隔局Ｘは動作クオリティとメンテナンスメッセージとをネット ワークの共通アクセスチャネルを介して伝送するために準備する。遠隔局は離散 マルチトーンスペクトル拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）プロトコルを用いて拡散される共 通アクセスチャネルベクトルを形成して、動作クオリティとメンテナンスデータ メッセージとを複数の離散トーン周波数に亘って拡散し、共通アクセスチャネル の拡散信号を形成する。共通アクセスチャネル（ＣＡＣ）は遠隔局から基地局へ のメッセージの伝送に用いられる。各チャネルについてトーンのグループの１つ が割り当てられている。これらのオーバーヘッドチャネルは制御メッセージを基 地局と交換する際にすべての遠隔ユニットによって共通に用いられる。 図Ｃ３の基地局Ｚが動作クオリティとメンテナンスメッセージをポーリングさ れた遠隔局Ｘから共通アクセスチャネルトーンで受信したとき、基地局は信号の スペクトル及び空間的な逆拡散をスペクトル及び空間的逆拡散プロセッサ３１２ で行い、信号のトレリス復号化をトレリス復号器３１４で行って、動作クオリテ ィとメンテナンスデータに関連した共通アクセスチャネルベクトルを取得する。 動作クオリティとメンテナンスデータは、そして、遠隔局ごとに設けられた動作 クオリティ及びメンテナンスデータ・アーカイブ・バッファ３２０に格納される 。 基地局の動作クオリティプロセッサ３３２は、動作クオリティ及びメンテナン スデータを処理し、遠隔プロセッサと基地局との間の任意のチャネルの規格外動 作を示すものを検知する。ここで例えば低ＳＩＮＲ等の規格外動作を検出すると 、 動作クオリティプロセッサ３２２は、バッファ３４０内の、そのチャネルについ ての拡散及び逆拡散の重みを更新して、トラヒックチャネルの動作クオリティを 改善する。 基地局のメンテナンスプロセッサ３３０は、動作クオリティとメンテナンスデ ータとを処理して遠隔プロセッサにおいて正常でないコンポーネントを示すもの を検出する。ここで、例えば低バッテリ容量等の正常でないコンポーネントを検 出すると、メンテナンスプロセッサ３３０は、システム管理者に対してメンテナ ンスの注意データ３５０を出力する。 動作クオリティとメンテナンスデータは他のリアルタイム制御で使われるアラ ームを始動してもよい。又は動作クオリティとメンテナンスデータはトラヒック チャネルのクオリティや遠隔局が正常動作しているかどうかの長期間レポートの 集積のために記録されても構わない。 この場合には、より時間厳守なメッセージの伝送に悪影響を与えることなく、 動作クオリティとメンテナンスデータとを遠隔局から基地局に対して伝送できる 。 参照としたAlamouti，Stolarz他による特許出願に記載されている、パーソナ ル無線アクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、１つのトラヒック・パー ティションが１つのトラヒックチャネルで用いられる、より詳しい高容量モード についての説明がある。基地局はそのセル内の複数の遠隔ユニットに対して情報 を伝送する。伝送のフォーマットは基地局と遠隔局との間の４ｋｂｐｓのリンク 制御チャネル（ＬＣＣ）とともに６４ｋｂｉｔ／ｓｅｃのトラヒックチャネル向 けである。バイナリソースは、送信者となる送信機に対してデータを６４ｋｂｉ ｔｓ／ｓｅｃで伝送している。この送信機は一度の伝送バーストで４８ビットを 伝送する。情報ビットは、トリプルデータ標準暗号化（ＤＥＳ）アルゴリズムに よって暗号化される。暗号化されたビットはデータ乱数化ブロックで乱数化され る。１ビット８進変換ブロックは、乱数化された一連のバイナリを３ビットのシ ンボルの列に変換する。このシンボル列は１６のシンボルベクトルに変換される 。ベクトルという言葉は一般に複素数の列ベクトルを指す。ＬＣＣからのシンボ ルの一つが加算されて１７シンボルからなるベクトルが形成される。 この１７シンボルのベクトルはトレリス符号化される。トレリス符号化は、最 上位シンボル（ベクトルの最初の要素）から始めて、ベクトルの最下位要素（Ｌ ＣＣシンボル）まで続けて行われる。このプロセスは、入力されたシンボル（０ から７までの整数）を他のシンボル（０から１５）に変換し、符号化シンボルを 対応する１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）の信号点に写す、たたみ込み符号化を用 いて行われる。トレリス符号化器の出力は従って、１７要素からなるベクトルで あり、各要素は、１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）の信号のセットに含まれる。 （信号という用語は信号点をも一般に指している。） リンク・メンテナンス・パイロット信号（ＬＭＰ）がベクトルの最初の要素と して加えられて、１８信号ベクトルをなす。この結果としての（１８×１）ベク トルは（１８×１８）の前方スミアリング行列が予め乗算されて（１８×１）の ベクトルが得られる。 ベクトルｂは、要素ごとに（１８×１）のゲイン・プリエンファシス・ベクト ルを乗算されてもう一つのベクトルｃとなり、ここでｐはトラヒック・チャネル ・インデックスであり、かつ整数であるとする。ベクトルｃは、後から（１×３ ２）の前方空間及びスペクトル拡散ベクトルを乗算されて（１８×３２）の行列 Ｒ（ｐ）となる。数値３２は、スペクトル拡散の要素４と、空間拡散の要素８と の乗算から得られたものである。この１８×３２の行列はすべてのトラヒックの 搬送チャネル（同一のトラヒック・パーティション上の）に対応し、結合（加算 ）されて結果としての１８×３２行列Ｓを生成する。 行列Ｓは、（４列のグループごと）に８個の（１８×４）の部分行列（Ａ₀か らＡ₇）（添字０から７は、シンボルが最終的に伝送されるアンテナエレメント に対応する）に分けられる。各部分行列は、１トラヒック・パーティション内の トーンに写される。 下位の物理層は、ベースバンド信号を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）周波数のビ ンに変換し、データは時間領域に変換されて対応するアンテナ要素（０から７） に送られ、無線で伝送される。 この処理は、続く先の伝送バーストで伝送される、次の４８ビットのバイナリ データまで最初から繰り返して行われる。 図Ｃ４は、本発明の一連の動作ステップを表すフローチャート７００である。 ステップ７１０では、遠隔局は基地局とのセッションでのＳＩＮＲ及びパス喪失 を含む、動作クオリティデータを監視してバッファする。ステップ７２０では、 遠隔局はセルフテスト結果とバッテリ状況を含むメンテナンスデータを監視して バッファする。ステップ７３０では、基地局がポーリング信号を共通リンクチャ ネルトーンで遠隔局に伝送する。ステップ７４０では、遠隔局がバッファ内の動 作クオリティデータとメンテナンスデータをアクセスしメッセージベクトルに集 積し、共通アクセスチャネルトーンで基地局に伝送する。遠隔局は同時にデータ トラヒックチャネルトーンを基地局に伝送している。ステップ７５０で基地局は 共通アクセスチャネルトーンとデータトラヒックトーンのスペクトル及び空間的 な逆拡散を行う。ステップ７６０で基地局はトレリス復号化を行って動作クオリ ティとメンテナンスメッセージに関連している共通アクセスチャネルベクトルを 再生する。ステップ７７０で基地局は動作クオリティとメンテナンスメッセージ をアーカイブする。ステップ７８０で基地局は動作クオリティを調査して、逆拡 散及び拡散重みを更新し、遠隔局との間で確立されている、そのチャネルのクオ リティを最大にする。ステップ７９０で基地局はメンテナンスデータを調査して 、当該速隔局の修理又は動作不良コンポーネントの置き換えのためのメンテナン スの注意を出力する。この方法では、より時間厳守のメッセージの伝送に悪影響 を与えることなく、動作クオリティとメンテナンスデータとを遠隔局から基地局 へ伝送することができる。 好適な実施の形態が上記のように詳細に記載されているからといって、当該技 術について通常の能力を有する者が、発明の骨子や要旨を変えることなく自明の 変更を加えることができるのはいうまでもない。従って、上記の説明は例示であ って限定的に捉えるべきではなく、発明の範囲は後述するクレームによって決定 されるべきである。 付録 離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式に用いる電力管理法 ２４５５／４３８２関連出願についての説明 本出願に開示の発明は、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービス社(AT&T Wireless Servi ces，Inc.)から同日即時特許出願として出願されたシアバシュ（Siavash）、ア ラモウティ(Alamouti)、ダグ ストラーツ(Doug Stolarz)、およびジョエル ベ ッカー(Joel Becker)の名称「離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式に用 いる垂直式適応アンテナアレイ（VERTICAL ADAPTIVE ANNTENA ARRAY FOR A DISC RETE MULTITONE SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM）」の同時係属米国特 許出願第 号に関し、この特許を参考文献として引用する。 本出願に開示の発明は、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービス社(AT&T Wireless Servi ces，Inc.)から同日即時特許出願として出願されたエリオット フール（Elliot t Hoole）の名称「送／受信補正(TRANSMIT/RECEIVE COMPENSATION)」の同時係属 米国特許出願第 号に関し、この特許を参考文献として引用する。 本出願に開示の発明は、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービス社(AT&T Wireless Servi ces，Inc.)から同日即時特許出願として出願されたクルゴリー ヴェンチミラ(G regory Veintimilla)の名称「離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式にお いて遠隔局と基地局との同期ロックを示す方法（METHOD TO INDICATE SYNCHRONI ZATION LOCK OF A REMOTE STATION WITH A BASE STATION IN A DISCRETE MULTIT ONE SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM）」の同時係属米国特許出願第 号に関し、この特許を参考文献として引用する。発明の背景 発明の分野 本発明は、ワイヤレス離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式における通 信方式および方法の改良に関する。関連技術の説明 ワイヤレス通信方式、例えば、セルラおよびパーソナル通信方式は、限られた スペクトル帯域幅を用いて運用される。大入口のユーザに良好なサービスを提供 するには、乏しい帯域幅資源を極めて効率的に用いなければならない。コード分 割多元接続（ＣＤＭＡ）プロトコルは、限られた帯域幅を効率的に用いるために ワイヤレス通信方式で用いられてきている。このプロトコルは、ユニークなコー ドを用いて、各ユーザのデータ信号を他のユーザの信号データから区別する。特 定の情報の伝送に付加されたユニークなコードを知ることによって、通信チャン ネルの受信端で各ユーザのメッセージを分離し、再構成することが可能となる。 参考文献の一つであるアラモウティ、ストラーツらの特許出願明細書に記載の パーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）方式では、離散マルチ トーンスペクトラム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプロトコルの 一形式が用いられ、基地局と複数の遠隔局との間で効率的な通信が行われる。こ のプロトコルでは、ユーザの信号は、重み付けされた離散周波数つまりトーンの セットで変調される。重み(ウェイト；weight)は、広域周波数をカバーする多数 の離散トーン上にデータ信号を分散するスプレッド(拡散；spread)コードである 。ウェイトは、複素数であり、実数成分はトーンの振幅を変調する作用の成分で あり、虚数成分は同じトーンの位相を変調する作用の成分である。重み付けされ たトーンセット中の各トーンは同じデータ信号を備える。伝送局の複数のユーザ は、同じトーンセットを用いて各自のデータを伝送することが出来るが、トーン セットを共有するユーザ各自は拡散コードの異なるセットを保有する。特定のユ ーザに対して重み付けされたトーンセットが受信局へ伝送され、受信局でユーザ の拡散コードに関連するデスプレッド(逆拡散；despread)コードで処理され、ユ ーザのデータ信号が回復される。レシーバの所の空間分離アンテナ各々に対して 、受 信されたマルチトーン信号が時間ドメイン信号から周波数ドメイン信号へ変換さ れる。逆拡散ウェイトが各アンテナ素子で受信された信号の周波数成分各々に割 り当てられる。逆拡散ウェイトの値を、受信信号と一緒にすると、特定のマルチ トーンセットと伝送位置とで特性化された独立伝送信号の最適化された概略値が 得られる。本発明のＰＷＡＮ方式は、１８５０〜１９９０ＭＨＺの範囲の利用可 能帯域８ＭＨＺに均等に配置された全部で２５６０個の離散したトーン（搬送波 ）を備える。トーン間隔は３．１２５ｋＨｚである。トーンの全セットには、最 も低い周波数のトーンからスタートして逐次０から２５５９までの数がつけられ ている。これらのトーンは、基地局と複数の遠隔ユニットとの間のトラヒック（ 情報）メッセージとオーバーへッドメッセージとを搬送するために用いられる。 トラヒックトーンは３２のトラヒック区分に分割される。各トラヒックチャネル は少なくとも７２トーンのトラヒック区分を要求する。 更に、ＰＷＡＮ方式は、オーバーヘッドトーンを用いて、同期を行い、基地局 と遠隔ユニットとの間に制御情報を通す。共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）を基 地局が用い、遠隔ユニットへ制御情報を伝達する。共通アクセスチャンネル（Ｃ ＡＣ）を用いて、遠隔局から基地ユニットへメッセージを伝達する。各チャンネ ルに割り当てられるトーンダルーピングが一つある。これらのオーバーヘッドチ ャンネルは、遠隔ユニットが基地局と制御メッセージを交換している時に遠隔ユ ニット全部に共通に用いられる。 ＰＷＡＮ方式では、基地局と遠隔ユニットとで時分割二重化（ＴＤＤ）が用い られ、データと制御情報とが同じマルチトーン周波数チャンネル上で双方向に伝 送される。基地局から遠隔ユニットへの伝送は、フォーワード伝送と称され、遠 隔ユニットから基地局への伝送は、リバース伝送と称される。遠隔ユニットまた は基地局いずれからの双方向伝送の間の時間は、ＴＤＤ期間である。ＴＤＤ期間 毎に各方向に４回の連続的な伝送バーストがある。データは各バースト時にマル チトーンを用いて伝送される。基地局と各遠隔ユニットとは、同期し、ＴＤＤタ イミング構造に一致しなければならず、基地局と遠隔ユニットとは双方ともフレ ーミング構造に同期しなければならない。遠隔ユニットと基地局とは全部、遠隔 ユニット全部が同時に伝送し、基地局全部が同時に伝送するように同期されねば ならない。ある遠隔ユニットが最初に電源が人ると、このユニットは基地局から の同期を得て、所定のＴＤＤ時間フォーマット内で制御情報とトラヒックメッセ ージとを交換できるようになる。また、遠隔ユニットは、ＤＭＴ−ＳＳ信号に対 して周波数同期と位相同期を得て、遠隔ユニットが基地局と同一の周波数と位相 とでオペレーションしているようにしなければならない。 ＰＷＡＮ方式では、トーン周波数の幾つかはパイロットトーンであり、基地局 から遠隔ユニットへ、あるいは遠隔ユニットから基地局へ既知のシンボルを伝送 するのに用い、局の同期を行うことが出来るようにする。参考文献の一つである フールの特許出願明細書および参考文献の一つであるヴェンチミラの特許出願明 細書には、これらの機能が幾つか論じられている。 ＰＷＡＮ方式では、指向性ヌル点形成とコードヌル化手順に含まれるマトリク ス操作が行われる。ＰＷＡＮ方式で逆拡散ウェイトから計算される逆方向ウェイ トが伝送パスに提供され、データ拡散、ビーム成形、逆高速フーリェ変換（ＩＦ ＦＴ）生成に当たって用いられる。 ＰＷＡＮ方式の態様の一つに従えば、適応アンテナアレイをビーム成形アルゴ リズムに関連して用い、各セル内で空間ダイバーシチを行い、ＳＤＭＡを組み込 む。すなわち、アンテナによる信号出力を、異なる信号ゲインで異なるアンテナ センサを選択的に給電することによって、指向性を持つように形成し、セルの一 部分の遠隔ターミナルが基地局と交信できている場合に、同じトーンセットと同 じコードを用いているにかかわらず、セルの他の部分の他の遠隔ターミナルも同 じ基地局と交信できるようにする。ここで理解しなければならないのは、現行の ＰＷＡＮ方式の固定的組み込に当たっては、つまり、遠隔の接続ターミナルが通 信の際に実質的に動かず、通信の際にセル内に留まっている場合には、エアリン クに用いられるビーム成形アルゴリズムは、セルを出たり入ったりする移動遠隔 ユニットを考慮する必要はないことである。有利な態様の一つでは、各セルは四 つのセクターに分割され、各セクターが四つのサブバンドペアの一つ上を送受信 するようにする。 上記のように、ＰＷＡＮ方式のビーム成形方法は、コード使用と同じように、 ＰＷＡＮ方式の総括適応等化方法と別個なものと考えてはならない。むしろ、ア ンテナセンサを（送信の際に）選択的に給電したり、あるいは（受信の際に）異 なるセンサ素子に受けた信号に選択的に重み付けしたりするのは、ＳＩＮＲを最 大化するために用いられる総括方法に包摂されるのである。ビーム成形法とＳＴ ＮＲ法の総括最大化法との関係は、より詳細に以下に記載する。 スペクトラム拡散技術（特にＤＭＴ−ＳＳ）とＰＷＡＮ方式の好ましいエアリ ンク内での指向性アンテナとを用いれば、コードと空間とのリニア重み付けによ って誤差解消を行える利点が幾つか生ずる。これらの利点としては、コードヌル 化や指向性ヌル点形成に相似な効果が挙げられる。 コードヌル化は、隣接セルから発する非直交の信号の間を区別するために用い られる。また、コードヌル化法は、ＰＷＡＮ方式のＳＩＮＲ法の最大化に関連し て理解されねばならない。すなわち、コードヌル化法は、コードドメインに関し てＳＩＮＲを最大化する方法の部分として考える必要がある。 理解すべきは、同一のセルまたはビーム内で発生される信号が全て直交拡散コ ードならば、直交性はクロス変調がないことを確実にするに十分であるので、コ ードヌル化は普通は必要でないことである。しかし、上記のように、特定のセル 内で用いられる拡散コードは、好ましくは線形的に独立であるけれども、必ずし も直交であるとは限らない。更に、隣接セル内のトランシーバーが、ローカルセ ルで用いられる拡散コードとランダム相関にある拡散コードを採用している可能 性もある。 各通信に関連する拡散ウェイトを調整することによって、基地局は、同じトー ンセット上のこれらの信号をクロス相関して、「隣接」信号に基づく干渉を無く してしまうことができる。態様の一つでは、基地局は、同じトーンセットに割り 当てられた異なる信号を拡散するために用いられる拡散コードを保有するので、 この情報を用いて、他のコードからの干渉を無効にするために適切なウェイトを 始めに計算することができる。 上記に論じたように、別々のデータ信号を拡散するのに用いられる拡散コード が直交している場合は、拡散されたデータは、逆拡散に当たって正確に復元する ことができる。しかし、拡散コードが直交していない場合は（当該拡散コードが 隣接セルでも用いられている場合がそうである）、クロス変調が起こり、単純な 逆拡散（すなわち、コードヌル化を行わない逆拡散）では、データ信号を正確に は区別できない可能性がある。 この現象を補正するためには、コードヌル化ウェイトを受信信号ベクトルで乗 積する。受信信号に存在するクロス変調を無効化することによって、データビッ トの適切な値がレシーバから出力される。複素数拡散ウェイトが線形的に独立で ある限り、正確なシンボル値を、本方法によって区別することができる。上に記 載のコードヌル化手順は、ＳＩＮＲを最大化する総括ウェイトを導出するに当た って本質的に組み込まれるものであることが理解されよう。 コードヌル化に加えて、指向性アンテナは、ヌル領域（すなわち、アンテナが 到来信号を減衰させる領域、またはアンテナ利得が非常に低い領域）を含む信号 を形成する。これらのヌル領域の形成パターンは、既知の干渉波（例えば、干渉 する信号源または干渉するマルチパスリフレクタからの）がヌル点に向かうよう に形成することができる。より詳細に以下に論じるように、指向性のヌル点形成 をコードヌル化に関連して用いると、極めて大きい利点が得られる。 本発明のＰＷＡＮ方式の態様の一つに従えば、処理の時間と手順の複雑さとを 双方とも顕著に節約することが可能となる。ヌル指向性形成とコードヌル化とを 行う方法には顕著な相似性が存在するからである。具体的に言えば、ヌル指向性 形成に用いられる数学的表現式は、コードヌル化に用いられる表現式と相似であ る。この相似性に従えば、トーンセット中のトーンを、複素数ウェイトで乗積し てトーンの振幅と位相とを変えるのと同じように、出力信号とアンテナ素子で受 信された信号のゲインと相対位相とがウェイト乗積によって変えられる。複素数 ウェイトのこの乗積は、コードヌル化−スペクトル概念と指向性ヌル点形成−空 間概念双方に対してマトリクス形式で表示することができる。従って、スペクト ルコードドメインで行われる計算が、空間ドメインで行われる計算に形式的に対 応する。その結果、指向性ヌル点形成は、複素数ウェイトを計算しこれらのウェ イトで信号を乗積するのに用いられるマトリクスにもう一つ別のディメンジョン を単に加えることによって、コードヌル化を用いるシステムで行うことが可能と なる。 多元セルから構成されるワイヤレス通信方式で必要なことは、遠隔局と基地局 から伝送される信号の電力レベルを制御し、信号を目的の到着先に確実に至らし めながら、干渉を最小限に抑える能力である。発明の要約 本発明は、ＤＭＴ−ＳＳワイヤレスネットワーク中の遠隔局および基地局が送 信する信号の電力レベルを制御して、信号を目的の到着先に確実に至らしめなが ら、干渉を最小限に抑えるものである。本発明によれば、先ず基地局は前準備さ れた初期フォーワード信号電力レベルでフォーワードパイロットトーンを遠隔局 へ伝送することから始める。遠隔局で受信された信号の電力レベルは、前準備さ れた初期フォーワード信号電力レベルより小さいので、この差は、基地局と遠隔 局との間のチャンネル損失の指標となる。遠隔局は、測定したチャンネル損失値 を記憶する。次に、遠隔局は前準備された初期リバース信号電力レベルでリバー スパイロットトーンを基地局へ伝送し続ける。基地局で受信された信号の電力レ ベルは、前準備された初期リバース信号電力レベルより小さいので、この差は、 基地局と遠隔局との間のチャンネル損失の指標となる。基地局は、測定したチャ ンネル損失値を記憶する。 基地局は、遠隔局から受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するための逆拡散ウ ェイトを準備する。次に、基地局は、逆方向性原理を用いて、ＤＭＴ−ＳＳ信号 を遠隔局へ伝送するための拡散ウェイトを計算する。基地局で計算された拡散ウ ェイトには、基地局に記憶されたチャンネル損失測定値に基づいたファクタでチ ャンネル損失を回復するためのファクタが含まれるので、遠隔局へ伝送されるフ ォーワード信号は、所望の受信信号電力レベルで遠隔局に到達することになる。 速隔局は、基地局から受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するための逆拡散ウ ェイトを準備する。次に、遠隔局は、逆方向性原理を用いて、ＤＭＴ−ＳＳ信号 を基地局へ伝送するための拡散ウェイトを計算する。遠隔局で計算された拡散ウ ェイトには、遠隔局に記憶されたチャンネル損失測定値に基づいたファクタでチ ャンネル損失を回復するためのファクタが含まれるので、基地局へ伝送されるリ バース信号は、所望の受信信号電力レベルで基地局に到達することになる。 このような方法で、本発明は、遠隔局および基地局が送信する信号の電力レベ ルを制御して、信号を目的の到着先に確実に至らしめながら、干渉を最小限に抑 える。 現在では、本発明の有利な適用先は、ワイヤレス通信分野、例えば、セルラ通 信またはパーソナル通信分野であり、これらの分野ではユーザの数や必要性に比 較して帯域幅が少ない状況にある。適用先としては、移動体通信、固定体通信、 あるいは最小限に移動性の通信方式にも考えられる。しかし、本発明は、他の非 ワイヤレス通信方式にも同様に有利に適用可能である。図面の簡単な説明 図Ｄ１Ａは、パーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）のアー キテクチャ図であり、基地局Ｚが、前準備された初期フォーワード信号電力レベ ルでフォーワードパイロットトーンを遠隔局Ｘと遠隔局Ｙとへ伝送している図を 示す。 図Ｄ１Ｂは、図Ｄ１Ａのパーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡ Ｎ）のアーキテクチャ図であり、遠隔局Ｘが、前準備された初期リバース信号電 力レベルでリバースパイロットトーンを基地局Ｚへ伝送している図を示す。好ましい態様についての議論 図Ｄ１Ａは、パーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）のアー キテクチャ図であり、基地局Ｚが、前準備された初期フォーワード信号電力レベ ルでフォーワードパイロットトーンを遠隔局Ｘと遠隔局Ｙとへ伝送しているのを 示す。遠隔局Ｘで受信された信号の電力レベルは、前準備された初期フォーワー ド信号電力レベルより小さいので、この差は、基地局と遠隔局Ｘとの間のチャン ネル損失の指標となる。遠隔局は、測定したチャンネル損失値を記憶する。 図Ｄ１Ｂは、図Ｄ１Ａのパーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡ Ｎ）のアーキテクチャ図であり、遠隔局Ｘが、前準備された初期リバース信号電 力レベルでリバースパイロットトーンを基地局Ｚへ伝送しているのを示す。基地 局Ｚで受信された信号の電力レベルは、前準備された初期リバース信号電力レベ ルより小さいので、この差は、基地局と遠隔局Ｘとの間のチャンネル損失の指標 となる。基地局は、測定したチャンネル損失値を記憶する。基地局は、逆方向性 電力管理ユニットを備える。基地局は、遠隔局Ｘから受信したＤＭＴ−ＳＳ信号 を逆拡散するための逆拡散ウェイトを準備する。次に、基地局は、逆方向性原理 を用いて、ＤＭＴ−ＳＳ信号を遠隔局へ伝送するための拡散ウェイトを計算する 。基地局で計算された拡散ウェイトには、基地局に記憶されたチャンネル損失測 定値に基づいたファクタでチャンネル損失を回復するためのファクタが含まれる ので、遠隔局Ｘへ伝送されるフォーワード信号は、所望の受信信号電力レベルで 遠隔局Ｘに到達することになる。 遠隔局は、逆方向性電力管理ユニットを備える。遠隔局は、基地局Ｚから受信 したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するための逆拡散ウェイトを準備する。次に、遠 隔局Ｘは、逆方向性原理を用いて、ＤＭＴ−ＳＳ信号を基地局Ｚへ伝送するため の拡散ウェイトを計算する。遠隔局Ｘで計算された拡散ウェイトには、遠隔局Ｘ に記憶されたチャンネル損失測定値に基づいたファクタでチャンネル損失を回復 するためのファクタが含まれるので、基地局Ｚへ伝送されるリバース信号は、所 望の受信信号電力レベルで基地局Ｚに到達することになる。 このように得られた本発明は、遠隔局および基地局が送信する信号の電力レベ ルを制御して、信号を目的の到着先に確実に至らしめながら、干渉を最小限に抑 えることができる。 図Ｄ１Ａは、参考文献の一つであるアラモウティらの特許出願明細書に記載の パーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）方式を示す。二人のユ ーザ、アリスとボブが遠隔局Ｘに位置し、基地局Ｚとそれぞれデータメッセージ を交換する。局Ｘは、基地局Ｚのアンテナ素子ＡとＢとから等距離に位置する。 他の二人のユーザ、チャックとデーブが遠隔局Ｙに位置し、彼らも基地局Ｚとそ れぞれデータメッセージを交換する。局Ｙは、局Ｘに較べては地理的に遠くにあ り、基地局Ｚのアンテナ素子ＡとＢとからは等距離にはない。遠隔局ＸとＹと、 基地局Ｚとは、基地局と複数の遠隔局との間の効率的な通信を行うために、離散 マルチトーンスペクトラム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプロト コルという形式を用いる。このプロトコルは、図Ｄ１ＡではマルチトーンＣＤＭ Ａとして示されている。このプロトコルでは、ユーザの信号は、ウェイト付けさ れた離散周波数つまりトーンのセットで変調される。ウェイトとは、広域周波数 をカバーする多数の離散トーン上にデータ信号を分散する拡散コードである。ウ ェイトは、複素数であり、実数成分はトーンの振幅を変調する作用の成分であり 、虚数成分は同じトーンの位相を変調する作用の成分である。ウェイト付けされ たトーンセット中の各トーンは同じデータ信号を備える。伝送局の複数のユーザ は、同じトーンセットを用いて各自のデータを伝送することが出来るが、トーン セットを共有するユーザ各自は拡散コードの異なるセットを保有する。特定のユ ーザに対して重み付けされたトーンセットが受信局へ伝送され、受信局でユーザ の拡散コードに関連する逆拡散コードで処理され、ユーザのデータ信号が回復さ れる。レシーバの所の空間分離アンテナ各々に対して、受信されたマルチトーン 信号が時間ドメイン信号から周波数ドメイン信号へ変換される。逆拡散ウェイト が各アンテナ素子で受信された信号の周波数成分各々に割り当てられる。逆拡散 ウェイトの値を受信信号と一緒にすると、特定のマルチトーンセットと伝送位置 とで特性化された独立伝送信号の最適化された概略値が得られる。本発明のＰＷ ＡＮ方式は、１８５０〜１９９０ＭＨＺの範囲の利用可能帯域８ＭＨＺに均等に 配置された全部で２５６０個の離散したトーン（搬送波）を備える。トーン間隔 は３．１２５ｋＨｚである。トーンの全セットには、最も低い周波数のトーンか らスタートして逐次０から２５５９までの数がつけられている。これらのトーン は、基地局と複数の遠隔ユニットとの間のトラヒック（情報）メッセージとオー バーヘッドメッセージとを搬送するために用いられる。トラヒックトーンは、３ ２個のトラヒックパーティションに分割され、各トラヒックチャンネルは、７２ トーンで構成されるトラヒックパーティション少なくとも一個を要する。 更に、ＰＷＡＮ方式は、オーバーヘッドトーンを用いて、同期を行い、基地局 と遠隔ユニットとの間に制御情報を通す。共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）を基 地局が用い、遠隔ユニットへ制御情報を伝達する。共通アクセスチャンネル（Ｃ ＡＣ）を用いて、遠隔局から基地ユニットへメッセージを伝達する。各チャンネ ルに割り当てられるトーングルーピングが一つある。これらのオーバーヘッドチ ャンネルは、遠隔ユニットが基地局と制御メッセージを交換している時に遠隔ユ ニット全部に共通に用いられる。 ＰＷＡＮ方式では、基地局と遠隔ユニットとで時分割二重化（ＴＤＤ）が用い られ、データと制御情報とが同じマルチトーン周波数チャンネル上で双方向に伝 送される。基地局から遠隔ユニットへの伝送は、フォーワード伝送と称され、遠 隔ユニットから基地局への伝送は、リバース伝送と称される。遠隔ユニットまた は基地局いずれからの双方向伝送の間の時間は、ＴＤＤ期間である。ＴＤＤ期間 毎に各方向に４回の連続的な伝送バーストがある。データは各バースト時にマル チトーンを用いて伝送される。基地局と各遠隔ユニットとは、同期し、ＴＤＤタ イミング構造に一致しなければならず、基地局と遠隔ユニットとは双方ともフレ ーミング構造に同期しなければならない。遠隔ユニットと基地局とは全部、遠隔 ユニット全部が同時に伝送し、基地局全部が同時に伝送するように同期されねば ならない。ある遠隔ユニットが最初に電源が入ると、このユニットは基地局から の同期を得て、所定のＴＤＤ時間フォーマット内で制御情報とトラヒックメッセ ージとを交換できるようになる。また、遠隔ユニットは、ＤＭＴ−ＳＳ信号に対 して周波数同期と位相同期を得て、遠隔ユニットが基地局と同一の周波数と位相 とでオペレーションしているようにしなければならない。 各トーンセット内に選択されたトーンは、周波数帯域全体に分散されたパイロ ットと称される。パイロットトーンは、既知のデータパターンを備えているので 、これを用いて正確なチャンネル予測が可能である。既知の振幅と位相とを有す る一連のパイロットトーンは、既知のレベルを有し、約３０ｋＨｚの間隔で配置 され、全伝送帯域にわたってチャンネル応答（すなわち、通信チャンネル特性に よってもたらされる振幅と位相の歪み）を正確に示す。 参考文献の一つであるアラモウティらの特許出願明細書にはパーソナルワイヤ レスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）方式について、より詳細なシステム説明 が行われている。基地局はセル内の多元遠隔ユニットへ情報を伝送する。伝送フ オーマットは、基地局と遠隔ユニットとの間で４キロビット／秒のリンク制御チ ャンネル（ＬＣＣ）と共に６４キロビット／秒のトラヒックチャンネルに対する 。バイナリーソースは、６４キロビット／秒でデータを送り手のトランスミッタ へ 伝達する。これは、伝達バースト一回で４８ビットに変換する。情報ビットは、 トリプルデータ暗号化規格（ＤＥＳ）に従って暗号化される。暗号化されたビッ トは、次いでデータランダム化ブロックでランダム化される。８進変換ブロック へ該ビットを送ると、ランダム化されたバイナリーシーケンスが３ビットシンボ ルのシーケンスに変換される。シンボルシーケンスは１６要素ベクトルへ変換さ れる。ベクトルという術語は、一般に複素数であるカラムベクトルを一般には意 味する。リンク制御チャンネル（ＬＣＣ）からシンボル１個を加えて１７個のシ ンボルで構成されるベクトルを生成する。 １７シンボルのベクトルは、トレリス(trellis)符号化される。トレリス符号 化は、最も有意なシンボル（ベクトルの最初の要素）で始まり、ベクトルの最後 の要素（ＬＣＣシンボル）に至るまで順次継続して行われる。この処理は、畳み 込み符号化を用い、入力シンボル（０と７との間の整数）を別のシンボル（０と １５との間）へ変換し、符号化されたシンボルを対応する１６ＱＡＭ（または１ ６ＰＳＫ）信号コンステレーション(constellation)点へマッピングする。従っ て、トレリス符号化器の出力は１７要素のベクトルで、この場合各要素は１６Ｑ ＡＭ（または１６ＰＳＫ）コンステレーション信号のセット内の信号である。（ 信号という術語は、一般に信号コンストレーション点を称する。） リンクメンテナンスパイロット（ＬＭＰ）信号を加えて、１８要素の信号ベク トルを作る。ＬＭＰはこのベクトルの最初の要素である。得られた（１８×１） ベクトルに（１８×８）フォーワードスミア(smear)マトリクスを前乗積して（ １８×１）ベクトルｂを作る。 ベクトルｂに（１８×１）利得前強調ベクトルを要素毎に乗積して、別の（１ ８×１）ベクトルｃを作る。ベクトルｃには、（１×３２）フォーワード空間お よびスペクトル拡散ベクトルを後乗積して、（１８×３２）マトリクスＲ（ｐ） を作る。ここにｐはトラヒックチャンネルインデックスを示し、整数である。３ ２という数字は、スペクトル拡散ファクタ４を空間拡散ファクタ８に乗積するこ とによって得られるものである。（同じトラヒックパーティション上に）搬送さ れたトラヒックチャンネル全てに対応する１８×３２マトリクスは、次いで一緒 に合わされ（加算され）、１８×３２マトリクスＳが得られる。 マトリクスＳは、（４列をグループ化して）８個の（１８×４）サブマトリク ス（Ａ₀〜Ａ₇）へ区分けされる。（添字０〜７は、これらのシンボルが最終的に 伝送されるアンテナ素子に対応する。）各サブマトリクスは、一個のトラヒック パーティション内でトーンにマッピングされる。 低物理層は、ベースバンド信号を離散フーリェ変換（ＤＦＴ）周波数ビンに配 置し、ここでデータは時間ドメインに変換され、対応するアンテナ素子（０〜７ ）に送られ、空中を伝送される。 この処理は、次ぎのフォーワード伝送バーストで伝送される次の４８ビットバ イナリーデータに対して最初から繰り返される。 遠隔局からのリバースチャンネル伝送は、基地局からのフォーワードチャンネ ル伝送と相似である。 この項は、スミアマトリクスＣ_rev=smearを規定する。スミアブロックへの入 力は、（１８×１）ベクトルｄ_revである。スミア操作の出力（ベクトルｂ）は 、ｄ_revと（１８×１８）スミアマトリクスＣ_rev=smearとのマトリクス乗積で説 明することができる。すなわち、 ｂ＝Ｃ_rev=smear ｄ_rev Ｃ_rev=smearは以下に示されるように定数の値が成分のマトリクスである（参考 文献のアラモウティらの特許出願明細書を参照のこと）。 ここに、 α＝(ρ_LMP/(1+ρ_LMP))^1/2 β＝(１/(1+ρ_LMP))^1/2 ρ_LMPは、パイロット対データの電力比であり、物理層の暫定パラメータで、普 通は１に設定される。 δは、遠隔局にユニークなクラスタスクランブルベクトルの要素である。 δ_smearは、１７要素ベクトルであり、基地局の特定のトラヒックパーティショ ンで受信したユーザからのスミアデータが、ローカルセルと隣接セル中の同じト ラヒックパーティション内の他のユーザに無相関であることを確実にするために 用いられる。δ_smearは、次式で与えられる（参考文献のアラモウティらの特許 出願明細書を参照のこと）。 δ_smearのｉ番目の要素は、ｅ^{j φ} _smear ⁽ⁱ⁾である。ここで、_φsmear(ｉ)は、擬 ランダムナンバー発生器で発生される０〜２πの間の実数で、各遠隔ユニットに 対するユニークなシーケンスを作る。擬ランダムナンバー発生器の詳細は、実装 依存であり、基地局で知る必要はない。 この項は、（１×４）リバーススペクトル拡散ベクトルｇ^H _revを規定する。ス ペクトル拡散ベクトルブロックへの入力は、（１８×１）ベクトルｂである。ス ペクトルおよび空間拡散操作の出力（１８×４）マトリクスＳ_revは、ｂと（１ ×４）スペクトル拡散ベクトルｇ^H _revとのマトリクス乗積である。すなわち、 Ｓ_rev＝ｂｇ^H _rev ここに、 ｇ^H _rev＝［ｇ0ｇ1ｇ2．．．．ｇ30ｇ31］ ベクトルｇ^H _revの要素は、伝送中にわたって計算される伝送拡散ウェイトであ る。これらのウェイトを導出するのに用いられるアルゴリズムは実装依存である 。しかし、この手順を明解にするため、これらのウェイトを導出する具体的なア ルゴリズムを以下に記載する。 遠隔局は、フォーワードチャンネルで最も最近に受信したデータに基づいて新 しい伝送ウェイトを導出する。伝送ウェイトは、単一アンテナに対して四個の受 信周波数を用いて行われる受信ウェイトのスケール処理バージョンである。 受信ウェイトベクトルｗ^H _fwdは、スペクトル成分へマッピングされる要素４個 （ｗ₀〜ｗ₃）を有する。 遠隔ユニットトラヒック確立手順に対しては、伝送ウェイト（ｇ₀〜ｇ₃）が、 以下の式に従って計算される。 ｇ^H _rev（ｐ）＝α_rev(ｎ)π_revｗ^H _fwd ここに、α_rev(n)はｎ番目のパケットに対するベース局利得ランプアップファク タであり、π_revは、以下の式で定義される遠隔ユニット電力管理ファクタであ る。 π_rev＝λ_pＫ_fwd＋（１−λ_p）Ｋ_rev（π_loss(n,p)/abs(ｗ_fwd(p))） ここに、 λ_p＝指数減衰、または「忘却ファクタ」で、普通は０．９７に設定される。 π_loss＝遠隔ユニット同期パイロット（ＲＳＰ）トーンを用いて測定された基 地局−遠隔ユニットチャンネル利得の逆数 Ｋrev＝目標とする基地局受信電力（普通は−１０３ｄＢｍ） ・ ｎ＝バーストインデックス ・ ｐ＝リンクインデックス 遠隔ユニットトラヒック確立手順に対しては、受信ウェイトが、以下の式を用 いて適応計算される。 Ｗ_fwd＝Ｒ^-1 _xxｒ_xd ここに、 Ｗ_fwd＝（４×１）受信ウェイトベクトル ｒ_xd＝受信（４×１）ベクトルｘとＬＭＰ（または所望のデータ）ｄの推算し た（４×１）クロス相関ベクトル Ｒ^-1 _xx＝受信ベクトルｘの推算した（４×４）逆自動相関マトリクス 遠隔ユニット定常状態手順に対しては、受信ウェイトが、以下の式を用いて適 応計算される。 Ｗ_rev＝Ｒ^-1 _xxｒ_xy ここに、 Ｗ_rev＝（４×１）ウェイトベクトル ｒ_xy＝受信（４×１）ベクトルｘと所望のデータｙの推算した（４×１）ロス 相関ベクトル Ｒ^-1 _xx＝受信ベクトルｘの推算した（４×４）逆自動相関マトリクス 受信ウェイト（ｗ₀〜ｗ₃）はスペクトル成分へマッピングされる。伝送ウェイト （ｇ₀〜ｇ₃）は、受信ウェイトのスケール処理バージョンである。スケール処理 は、以下の式に従って行われる。 ｇ^H _rev（ｐ）＝π_revＷ^H _fwd ここに、π_rev＝前に定義した遠隔ユニット電力管理ファクタである。 相関推算は、４個のフォーワードチャンネルバーストの間に計算される。新し い逆拡散ウェイトは、遅延の無い４個のフォーワードチャンネルバーストに適用 される。拡散ウェイトは、８バースト遅延後の８個のリバースチャンネルバース トに適用される。相関椎算は、指数平均ブロック総和を用いて行われる。指数減 衰定数は、暫定的に通常値が０．７である。 フォーワードチャンネル上のベース局伝送の電力出力特性は、リバースチャン ネル上の遠隔ユニット伝送のそれとは異なる。 基地局から所与の遠隔ユニットへのフォーワードチャンネル伝送は、接続が継 続している間は固定した電力レベルに維持される。電力レベルは、電力管理アル ゴリズムを用いて接続を始める前にベース局ＲＭＥで決定される。 フォーワードＲＦチャンネル伝送が、トラヒック確立期問の際に１８０ｍｓラ ンプアップ期間（２４０フォーワードチャンネルバースト）で開始される。ラン プアップは、基地局と所与の遠隔ユニットとの間に接続が確立した後に開始する 。この期間に伝送されたデータは既知のリンクメンテナンスパイロットである。 最大（定常状態）電力には、２４０チャンネルパースト（１８０ｍｓ）後に達し 、接続中はそのまま維持される。 以下の式は、定常状態電力に関してフォーワードチャンネルランプアップスケ ジュールを示す。 α_fwd(n)＝(1-ｅ^-5(8[n/8])/(1-ｅ^-5))² n<２４０の場合 α_fwd(n)＝1 その他の場合 ここにn＝伝送開始に関してフォーワードチャンネルバーストの数。 遠隔ユニットから基地局へのリバースチャンネル伝送を適応変化し、ベース局 で遠隔ユニット全てから受信した電力が比較的一定のレベルに確実に維持するよ うにする。遠隔ユニット電力管理アルゴリズムは実装依存である。このアルゴリ ズムの一例は、リバースチャンネルフォーマットの節に論じられている。 リバースＲＦチャンネル伝送が、トラヒック確立期問の際に１８０ｍｓランプ アップ期間（２４０リバースチャンネルバースト）で開始される。ランプアップ は、遠隔ユニットと基地局との間に接続が確立した後に開始する。この期間に伝 送されたデータは既知のＬＭＰである。最大（定常状態）電力には、２４０リバ ースチャンネルバースト（１８０ｍｓ）後に達する。 以下の式は、定常状態電力に関してリバースチャンネルランプアップスケジュ ールを示す。 α_rev(n)＝(1-e^-5(8[n/8])/(1-e^-5))² n<２４０の場合 α_rev(n)＝1 その他の場合 ここにn＝伝送開始に関してリバースチャンネルバーストの数。 遠隔局が基地局へ伝送する時、基地局は、遠隔局から伝送される信号各々を同 じ電力レベルで受信することを期待する。従って、ＤＭＴ−ＳＳ復調器から遠隔 局内の遠隔コントロールへ利得コントロールレベルをレポートする。また、この 自動利得コントロールレベル（ＡＧＣＬ）を、ＤＭＴ−ＳＳ復調器からアップ変 換器へ伝送するので、電力アンプのゲインを調整することができる。このような 方法で、基地局は、遠隔局から伝送された信号が適当なレベルで基地局に確実に 到着できるようにする。 遠隔局も同期を行わなければならない。すなわち、遠隔局はＴＤＤ方式内でオ ペレーションするように予めプログラムされているけれども、遠隔局が最初に繋 がった時、送信と受信パケット間の区別、並びにパケット転送の正確なタイミン グに関する特定の情報は、遠隔局側で決定しなければならない。従って、遠隔局 は、ＤＭＴ−ＳＳ信号と周波数同期を取り、遠隔局は、基地局と同じ周波数およ び位相でオペレーションしなければならない。このため、ＤＭＴ−ＳＳ復調器は パケット参照を発生し、これを同期回路に用いて、基本的な送信／受信タイミン グ（すなわち、Ｔ／Ｒスイッチに対するパケットタイミング）を確立する。更に 、パケットタイミングを、復調器に対する受信ゲートとして、また変調器に対す る送信ゲートとして設け、遠隔局が適切な問隔で送受信するようにする。 コードヌル化ネットワーク内で、波形を測定し、周波数誤差を決定する。この 周波数誤差測定値を同期回路へ送ると、遠隔局が基地局と周波数および位相ロッ ク状態にさせることができる。この同期情報は、ローカル発振器参照として、ま たデジタル／アナログ変換器タロック（または逆に、アナログ／デジタル変換器 クロック）として同期回路からアップ変換器およびダウン変換器へ伝送される。 コードヌル化ネットワークでは、マルチタスクチャンネルの特性（すなわち、 マルチパスチャンネルの周波数応答）も椎算される。チャンネル椎算が拡散回路 で行われ、マルチパスチャンネルを適応等化させるために前強調機能を行わせる ことができる。更に、コードヌル化ネットワークでは、受信電力とＳＩＮＲの椎 算も遠隔制御回路に対して行われる。 このようにして得られた本発明は、遠隔局および基地局が送信する信号の電力 レベルを制御し、信号を目的の到着先に確実に至らしめながら、干渉を最小限に 抑えることが可能である。 本発明の好ましい態様は、上記に詳細に記載したけれども、本発明の精神また は本質を逸脱することなく、本発明に明白な部分的改変が可能であることは当業 者には明白であろう。従って、前記の記載は、説明目的であり、本発明を限定す るものと考えてはならず、本発明の範囲は以下の請求の範囲に鑑みて決められる ものである。 付録離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおけるネットワーク逆指向性 のための方法 （２４５５／４３８３） 関連出願に対する相互参照 本願において開示する本発明は、本特許出願と同日に出願され、エーティーテ ィ社（ＡＴ＆Ｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）に譲渡された、シアバッ シュ（Ｓｉａｖａｓｈ）、アラマウチ（Ａｌａｍｏｕｔｉ）、ダグ・シュトラル ツ（Ｄｏｕｇ Ｓｔｏｌａｒｚ）およびジョエル・ベッカー（Ｊｏｅｌ Ｂｅｃｋ ｅｒ）による同時係属米国特許出願、発明の名称「離散マルチトーンスペクトラ ム拡散通信システムのための垂直適応アンテナアレイ」、出願番号＿＿＿＿、に 対する関連発明である。この特許出願は本願に引用して援用する。 本願において開示する本発明は、本特許出願と同日に出願され、エーティーテ ィ社（ＡＴ＆Ｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）に譲渡された、エリオッ ト・フール（Ｅｌｌｉｏｔｔ Ｈｏｏｌｅ）による同時係属米国特許出願、発明 の名称「送信／受信補償」、出願番号＿＿＿＿、に対する関連発明である。この 特許出願は本願に引用して援用する。 本願において開示する本発明は、本特許出願と同日に出願され、エーティーテ イ社（ＡＴ＆Ｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）に譲渡された、グレゴリ ー・ベインティミラ（Ｇｒｅｇｏｒｙ Ｖｅｉｎｔｉｍｉｌｌａ）による同時係 属米国特許出願、「離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおいて、 基地局を用いて遠隔局に同期ロックを指示するための方法」、出願番号＿＿＿＿ 、に対する関連発明である。この特許出願は本願に引用して援用する。発明の背景 発明の分野 本発明は、無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおける通信 システムおよび通信方法の改善に関する。関連技術の説明 移動電話およびパーソナル通信システムなどの無線通信システムは、限られた スペクトル帯域幅で動作する。無線通信システムは、膨大な数のユーザに良好な サービスを提供するために乏しい帯域幅資源を高度に有効利用しなければならな い。符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）プロトコルは、限られた帯域幅を効率的 に利用するために無線通信システムによって用いられてきた。このプロトコルは 、各ユーザのデータ信号を他のユーザのデータ信号から区別するために独特のコ ードを用いる。特定のいかなる情報も送信するこの独特のコードの知識は、通信 チャンネルの受信端において各ユーザのメッセージの分離および再構成を可能に する。 引用されたアラマウチ（Ａｌａｍｏｕｔｉ）、シュトラルツ（Ｓｔｏｌａｒｚ ）らの特許出願に記載されたパーソナル無線アクセスネットワーク（ＰＷＡＮ） システムは、離散マルチトーンスペクトラム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られ ている１つのＣＤＭＡプロトコル形態を用いて、基地局と複数の遠隔装置との間 で効率的な通信を提供する。このプロトコルにおいて、ユーザのデータ信号は、 一連の重み付き離散周波数またはトーンによって変調される。重み付けは、広範 囲の周波数をカバーする多くの離散トーンにわたってデータ信号を分配する拡散 コードである。重み付けは複素数であって、その実数成分はトーンの振幅を変調 するために機能する一方で、重み付けの複素成分は同じトーンの位相を変調する ために機能する。重み付けられたトーンセットにおける各トーンは、同一データ 信号を生成する。送信局における複数のユーザは、同ートーンセットを使用して データを送信することが可能であるが、トーンセットを共有する各々のユーザは 、拡散コードの異なった組合せを有する。特定のユーザのために重み付けられた トーンセットは、ユーザの拡散コードに関連した逆拡散コードにより処理される 受信局に送信され、ユーザのデータ信号を再生する。受信機における空間的に離 れたアンテナの各々に対して受信されたマルチトーン信号は時間領域信号から周 波数領域信号に変換される。逆拡散重み付けは各アンテナ素子によって受信され た信号の各周波数成分に割当てられる。逆拡散重み付けの値は受信された信号と 結 合されて、特定のマルチトーンセットおよび送信する位置によって特性化された 個別送信信号を最適化した近似値を獲得する。ＰＷＡＮシステムは、１８５０〜 １９９０ＭＨＺの範囲内の使用可能な８ＭＨＺの帯域幅内に等間隔に配置された 総数２５６０の離散トーン（搬送波）を有する。トーン間の間隔は３．１２５ｋ Ｈｚである。トーンの全セットは、最低周波数のトーンから始まり０〜２５５９ の通し番号が付される。これらのトーンは基地局と複数の遠隔装置との間でトラ ヒックメッセージおよびオーバーヘッドメッセージを搬送するために使用される 。トラヒックトーンは３２個のトラヒックパーティションに分割され、各トラヒ ックチャンネルは７２個のトーンのトラヒックパーティションの少なくとも１つ を必要とする。 さらに、ＰＷＡＮシステムは、オーバーヘッドトーンを使用して基地局と遠隔 装置との間の同期を確立し、また制御情報を通過させる。コモンリンクチャネル （ＣＬＣ）は基地局が使用し、遠隔装置に制御情報を送信する。コモンアクセス チャネル（ＣＡＣ）は遠隔装置から基地局にメーッセージを送信するために使用 する。各チャネルに割当てられた１つのグループ化されたトーンが存在する。こ れらのオーバーヘッドチャネルは、すべての遠隔装置が基地局と制御メッセージ を交換する時に共通に使用する。 ＰＷＡＮシステムにおいて、時分割多重（ＴＤＤ）は基地局および遠隔装置が 使用して、同一マルチトーン周波数チャネルにわたって両方向にデータおよび制 御情報を送信する。基地局から遠隔装置への送信は順方向送信と呼称し、速隔装 置から基地局への送信は逆方向送信と呼称する。遠隔装置または基地局のいずれ かからの反復送信時間はＴＤＤ周期である。すべてのＴＤＤ周期において、各方 向に４つの連続送信バーストが存在する。各バーストにおいて、データはマルチ トーンを使用して送信される。基地局および各々の遠隔装置は、ＴＤＤタイミン グ構造に同期させかつ合致しなければならず、また基地局および遠隔装置の両方 はフレーミング構造に同期しなければならない。すべての遠隔装置および基地局 は、すべての遠隔装置が同時に送信し、その後すべての基地局が同時に送信する ために同期をとらなければならない。遠隔装置に最初に電源が投入されたとき、 遠隔装置は規定されたＴＤＤ時間フォーマット内の制御およびトラヒックメッセ ージの交換を可能にするために基地局から同期をとる。遠隔装置は、基地局と同 一の周波数および位相で動作するためにＤＭＴ−ＳＳ信号に対する周波数および 位相の同期もとらなければならない。 ＰＷＡＮシステムにおいて、トーン周波数のいくつかは、既知の記号を基地局 から遠隔装置へ、または遠隔装置から基地局へ送信するために使用され、両者間 の同期を可能にするパイロットトーンである。引用したフール（Ｈｏｏｌｅ）お よびベインティミラ（Ｖｅｉｎｔｉｍｉｌｌａ）の特許出願は、これらの特性の いくつかを論じている。 ＰＷＡＮシステムは、ヌルステアリングおよびコードナリング手順に関係する マトリックス動作を実行する。ＰＷＡＮシステムによる逆拡散重み付けから算出 された逆指向性重み付けは送信経路に供給され、データ拡散、ビーム形成および 高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴｓ）を生成する間に使用される。 ＰＷＡＮシステムの１つの態様によると、適応アンテナアレイは各セル内の空 間ダイバシティを達成するためのビーム形成アルゴリズムと連携して使用され、 空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）を実現する。すなわち、遠隔端末と基地局が 同一トーンセットおよびコードを使用しているにもかかわらず、セルの一部分に ある遠隔端末が基地局と通信することが可能でありながら、セルの異なった部分 にあるその他の遠隔端末が同じ基地局と通信することが可能であるために、アン テナによる信号出力は、異なった信号利得を有する異なったアンテナセンサを選 択的に励起させることによって方向性をもつように形成される。現在のＰＷＡＮ システム、すなわち、基地局との通信中、遠隔アクセス端末は実質的に移動せず 、通常は通信中にセル内に留まるＰＷＡＮシステムの一定の実現において、エア リンクにおいて使用されるビーム形成アルゴリズムは、セルから離れまたセル内 に入る移動遠隔装置を説明する必要がないことが理解されるべきである。１つの 有利な実施の形態において、各セルは４つのセクタに区分され、ここで各セクタ は４つの副帯域対の１つで送受信を行う。 前述した通り、ＰＷＡＮシステムのビーム形成方法は、コードの使用と同様に 、ＰＷＡＮシステムの全体的な適応等化方法と切り離して考えるべきではない。 それどころか、アンテナセンサを選択的に励起するために用いられる方法（送信 中） または異なったセンサ素子の受信信号を選択的に重み付けするために用いられる 方法（受信中）は、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を最大にするために用いられ る包括的な方法に包含される。ＳＩＮＲを全体的に最大化する方法とビーム形成 方法との関係を以下に詳細に説明する。 スペクトラム拡散技術（特にＤＭＴ−ＳＳ）およびＰＷＡＮシステムの好まし いエアリンク内での指向性アンテナの使用は、コードおよび空間における直線的 重み付けによって、コードナリングおよびヌルステアリングに類似した効果を含 む、ある程度の誤差相殺の利点を考慮に入れている。 コードナリングは、隣接するセルから放射する非直交信号問の識別に用いられ る。再び、コードナリンク方法は、ＰＷＡＮシステムのＳＩＮＲを最大化する方 法の背景の中で理解するべきである。すなわち、コードナリング方法は、コード 領域に対してＳＩＮＲを最大化する方法の一部として考慮されるべきである。 同一セルまたはビーム内で生成された信号がすべて直交する拡散コードを有す る場合、直交性は混変調が存在しないことを確実にするために十分なため、コー ドナリングは一般に必要ないことが理解されるべきである。しかし、前述の通り 、特定のセル内で使用される拡散コードは直交でなくてもよい。但し、それらは 、好ましくは、直線的に独立である。さらに、隣接するセル内の送受信機は、局 部セルに使用される拡散コードとランダムな相関を有する拡散コードを用いても よい。 各々の通信チャネルに関連する拡散重み付けを調整することにより、基地局は 同一トーンセットでこれらの信号の相互相関させて、「隣接する」信号による干 渉を弱めることが可能である。１つの実施形態において、基地局は同一トーンセ ットに割当てられた異なった信号を拡散するために用いられる拡散コード有して おり、この情報はその他のコードからの干渉をなくすための適切な重み付けを初 期に計算するために使用することができる。 これまで論じた通り、明確なデータ信号を拡散するために用いられる拡散コー ドが直交している時、拡散データは逆拡散中に正確に再生することが可能である 。しかし、拡散コードが直交していない場合（隣接するセルに用いられる拡散コ ードと同様に）、混変調が生じて、データ信号を単純な逆拡散（即ち、コードナ リ ングなしの逆拡散）によって正確に区別することが不可能な場合がある。 この現象を補償するために、コードナリングの重み付けは、受信信号ベクトル が乗算される。受信信号に存在する混変調をなくすことにより、データビットの 適切な値は、受信機によって出力される。複素拡散重み付けが直線的に独立して いる場合、正確な記号値は、この方法によって識別することができる。上記のコ ードナリング手順は、本質的に、ＳＩＮＲを最大化する全体的な重み付けの誘導 中に実行されることが理解されるであろう。 コードナリングに加えて、図１１および１２に示された例示的な指向性アンテ ナは、ゼロ領域（即ち、アンテナが到来信号を減衰させるかまたは非常に低いア ンテナ利得が存在する領域）を含む信号を形成する。これらのゼロ領域はパタン 中に形成されて、既知の干渉発生源（例えば、干渉する信号源または干渉するマ ルチパス反射器）に対してゼロを指向することができる。このように、干渉信号 は空間領域において弱められる。以下に詳しく論じる通り、コードナリングと併 せてヌルステアリングを使用すれば非常に有利である。 ＰＷＡＮシステムの１つの態様によると、ヌルステアリングおよびコードナリ ングを実行するための方法間にはかなりの類似性が存在するので、相当な処理時 間および複雑さを不要にすることができる。特に、ヌルステアリングを達成する ために用いられる数学的形式論はコードナリングを達成するために用いられる形 式論と類似している。この類似性によると、トーンセットにおけるトーンは、複 素数の重み付けが乗算されてトーンの振幅および位相を変えるように、アンテナ 素子により出力および受信された信号の利得および相対位相は、倍数の重み付け セットによって変えられる。この複素数の重み付けによる乗算は、スペクトル概 念であるコードナリングおよび空間概念であるヌルステアリングの両方に対して マトリックス形式で表現することができる。このように、スペクトルコード領域 において実行された計算は、空間領域において実行された計算に正式に対応する 。従って、ヌルステアリングは、複素数の重み付けを計算し、これらの重み付け で信号を乗算するために使用されたマトリックスに特別の寸法値を加算すること によって、コードナリングを使用するシステムにおいて単純に実行することがで きる。 多重セルから成る無線通信システムにおいて必要とされるものは、セル間の干 渉に対してネットワーク全体を最適化する能力である。発明の要約 多重の基地局セルのネットワーク全体は、あらゆるセル内のあらゆる通信リン クが、最適化された信号干渉レベルに到達する均衡状態を達成する。セル内の各 基地局および各遠隔装置はそれぞれの拡散重み付けに適応して、他のセルからの 干渉を最小化する。その後、セル内の各基地局および各遠隔局はそれぞれの拡散 重み付けに適応して、他のセルへの干渉信号の送信を最小化する。これは、セル 間の干渉に対してネットワーク全体の最適化となるセルのネットワーク全体にわ たる結合を作り出す。 発明の１つの態様において、最適の重み付けは、基地局において受信されたす べての信号に基づいて計算される。受信経路にある一連のトーン周波数が送信経 路にある一連のトーン周波数と同じであるので、受信するために用いられる拡散 重み付けは、送信のための拡散重み付けを計算するのに用いることができる。こ れは逆指向性の原理である。さらに、逆拡散重み付けの値は、干渉信号に対する 受信感度を最小化するように調整されながら、適応性を考慮して計算される。逆 拡散重み付けから得られた拡散重み付けも適応性が考慮されるため、それらの値 は干渉信号源の方向に送り返された信号強度を弱めるように調整される。ヌルス テアリングおよびコードナリングは、逆拡散重み付けおよび拡散重み付けを調整 するために使用されて、適応可能に干渉信号の交換を最小化する。ネットワーク の各セルにおける受信および送信の両方に対する一連の重み付けを決定するため に適応逆指向性を用いる時、ネットワーク全体にわたる適応逆指向性を達成する ことが出来る。各セル内の基地局および遠隔局はヌルステアリングおよびコード ナリングを用いて、他のセル内の局との干渉を弱める。各局における逆拡散重み 付けから拡散重み付けの逆指向性の形成は、セルの境界を横断してチャネル最適 化を伝達する。逆指向性の原理を用いるこのセルの結合は、システム全体にわた ってチャネル特性を最適化する。 現在、本発明は、帯域幅がユーザ数およびユーザニーズと比べて乏しいセルラ 通信またはパーソナル通信などの無線通信分野において有利な用途を有する。こ うした用途は、移動システム、固定システムまたは最小に移動するシステムにお いてもたらされる。しかし、本発明は他の非無線通信システムにも有利に適用で きる。図面の簡単な説明 図Ｅ１Ａは、逆指向性結合の第１のステージに係わる２つのセルのネットワー ク線図であり、ここでセル１内の基地局Ｂ１は隣接するセル２内の遠隔局Ｒ２か らの干渉信号の存在を検出する。基地局Ｂ１は遠隔局Ｒ２方向に対する自局の送 信を調整してその信号強度を弱める。 図Ｅ１Ｂは、逆指向性結合の第２のステージにおける図Ｅ１Ａの２つのセルの ネットワーク線図であり、ここで第２のセル内の基地局Ｂ２は第１のセル１内の 遠隔局Ｒ１’からの干渉信号の存在を検出する。基地局Ｂ２は遠隔局Ｒ１’方向 に対する自局の送信を調整してその信号強度を弱める。 図Ｅ１Ｃは、図１Ａおよび１Ｂに似た４つのセルのネットワーク線図であって 、セルの境界を横断してシステム全体にわたってチャネル特性を最適化するため のチャネル最適化の伝達を示している。 図Ｅ２Ａは、セル１内の基地局Ｂ１と遠隔局Ｒ１’およびセル２内の遠隔局Ｒ ２のさらに詳細なブロック線図であり、ここで遠隔局Ｒ２は干渉信号を基地局Ｂ １に送信している。 図Ｅ２Ｂは、図Ｅ２Ａに似た詳細なブロック線図であって、基地局Ｂ１がセル の境界を横断して、強度が弱められた信号を干渉している遠隔局Ｒ２の方向に送 信することを示している。好ましい実施の形態の説明 図Ｅ１ＡはＰＷＡＮ通信システムにおける２つのセル１および２のネットワー ク線図である。基地局Ｂ１はＤＭＴ−ＳＳプロトコルを用いて遠隔局Ｒ１および Ｒ１’と通信する。例えば、表記（Ｂ１−＞Ｒ１’）は基地局Ｂ１から遠隔局Ｒ １’への経路を示す。表記（Ｒ１’−＞Ｂ１）は遠隔局Ｒ１’から基地局Ｂ１に 戻る経路を示す。表記（Ｒ２−＞Ｂ１）は隣接セル２内の遠隔局Ｒ２から基地局 Ｂ１への経路を示す。セル１内の基地局Ｂ１は隣接するセル２内の遠隔局Ｒ２か らの干渉信号の存在を検出する。本発明によると、基地局Ｂ１は遠隔局Ｒ２方向 への自局の送信を調整してその信号強度を弱める。 図Ｅ２Ａはセル１内の基地局Ｂ１と遠隔局Ｒ１’およびセル２内の遠隔局Ｒ２ のさらに詳細なブロック線図であり、ここで遠隔局Ｒ２は基地局Ｂ１に干渉信号 を送出している。基地局Ｂ１と同一セル内の遠隔局Ｒ１’は、ＤＭＴ−ＳＳプロ トコルを用いて基地局Ｂ１にデータトーンおよびパイロットトーンを送出する。 隣接するセル２内の遠隔局Ｒ２も、ＤＭＴ−ＳＳプロトコルを用いて基地局Ｂ１ に干渉信号を送出する。基地局Ｂ１は適応したプロセッサを用いて基地局で受信 された全信号に基づいて最適の重み付けを計算する。受信経路上の一連のトーン 周波数は、送信経路上の一連のトーン周波数と同じなので、受信するために用い られた逆拡散重み付けは、逆指向性の原理を用いて送信のための拡散重み付けを 計算するために用いることができる。適応したプロセッサは、遠隔局Ｒ２からの 干渉信号に対する受信感度を最小化するように調整された逆拡散重み付けの値を 計算する。 図Ｅ２Ｂは、図Ｅ２Ａに似た詳細なブロック線図であって、基地局Ｂ１がセル の境界を横断して、強度が弱められた信号を干渉している遠隔局Ｒ２の方向に送 出していることを示している。逆拡散重み付けから得られた拡散重み付けにも適 応性が考慮されて、干渉信号源Ｒ２の方向に送り返される信号の強度を弱めるた めにそれらの値は調整される。ヌルステアリングおよびコードナリングは、逆拡 散重み付けおよび拡散重み付けを調整するために使用されて、干渉信号の交換を 適応可能に最小化する。 図Ｅ１Ａは、基地局Ｂ２がＤＭＴ−ＳＳプロトコルを用いて遠隔局Ｒ２および Ｒ２’と通信することを示している。図Ｅ１Ｂは、逆指向性結合の第２のステー ジにおける図Ｅ１Ａの２つのセルのネットワーク線図であり、ここで第２のセル 内の基地局Ｂ２は、第１のセル１内の遠隔局Ｒ１’からの干渉信号の存在を検出 する。基地局Ｂ２は遠隔局Ｒ１’方向に自局の送信を調整して、その信号強度を 弱める。ネットワークの各セル内の受信および送信の両方に対する一連の重み付 けを決定するために適応逆指向性を用いる時、ネットワーク全体にわたる適応逆 指向性を達成することができる。各セル内の基地局および遠隔局は、他のセル内 の局との干渉を弱めるためにヌルステアリングおよびコードナリングを用いる。 各局内の逆拡散重み付けから拡散重み付けの逆指向性の形成は、セルの境界を横 断してチャネル最適化を伝達する。 図Ｅ１Ｃは、図１Ａおよび図１Ｂに似た、４つのセル１、２、３および４のブ ロック線図であって、システム全体にわたってチャネル特性を最適化するために セルの境界を横断してチャネル最適化を伝達することを示している。 図Ｅ１Ａも、セル２内の遠隔局Ｒ２が、自局がセル１内の基地局から検出する 干渉信号の存在に応答して、セル間の干渉に対して多重セルのネットワークをど のように最適化するかを示している。前述した通り、基地局Ｂ１はセル１内に位 置する遠隔局Ｒ１’からの第１の経路（Ｒ１’−＞Ｂ１）で受信された複数の離 散トーンにわたり拡散された第１のデータ信号から成る第１の拡散信号を受信し ている。第１の信号は、セル２内に位置する遠隔局Ｒ２からの干渉経路（Ｒ２− ＞Ｂ１）で受信された複数の離散トーンにわたり拡散された干渉信号を更に含む 。次に、基地局Ｂ１は、第１の経路（Ｒ１’−＞Ｂ１）および干渉経路（Ｒ２− ＞Ｂ１）で受信された拡散信号の特性に基づく第１の逆拡散コードを用いること により受信された信号を適応可能に逆拡散している。その後、基地局Ｂ１は、第 １の経路（Ｒ１’−＞Ｂ１）および干渉経路（Ｒ２−＞Ｂ１）の逆指向性に基づ く逆拡散コードから派生された第１の拡散コードを用いて第２のデータ信号を拡 散している。第１の拡散コードは、複数の離散トーンにわたって第２のデータ信 号を分配しており、第２の遠隔局Ｒ２に対する干渉経路（Ｂ１−＞Ｒ２）におい て選択的に弱められる第２の拡散信号を形成する。その後、基地局Ｂ１は、第１ の遠隔局Ｒ１’に対する第１の経路（Ｂ１−＞Ｒ１’）で第２の拡散信号を送信 すると共に、第２の遠隔局Ｒ２に対する干渉経路（Ｂ１−＞Ｒ２）で選択的に弱 められた第２の信号を送信することによって継続する。 その後、セル２内の遠隔局Ｒ２は選択的に弱められた第２の拡散信号を受信す る。次に、遠隔局Ｒ２は、干渉経路（Ｂ１−＞Ｒ２）で受信された第２の信号の 特性に基づく第２の逆拡散コードを用いることにより受信した選択的に弱められ た第２の信号を適応可能に逆拡散することによって継続する。その後、遠隔局Ｒ ２は、干渉経路（Ｂ１−＞Ｒ２）の逆指向性に基づいて第２の逆拡散コードから 得られた第２の拡散コードを用いて第３のデータ信号を拡散することによって継 続する。第２の拡散コードは、複数の離散トーンにわたって第３のデータ信号を 分配して、第１の基地局Ｂ１に対する干渉経路（Ｒ２−＞Ｂ１）において選択的 に弱められる第３の拡散信号を形成する。その後、遠隔局Ｒ２は、第１の基地局 Ｂ１に対する干渉経路（Ｒ２−＞Ｂ１）で選択的に弱められた第３の拡散信号の 送信することによって継続する。このように、第２のセル内の遠隔局Ｒ２は、自 局の逆拡散および拡散重み付けを修正して、基地局Ｂ１に対するセルの境界を横 断する干渉信号の交換を最小化する。 本発明の好ましい実施の形態を今まで詳細に説明してきたが、本発明の明白な 変形を本発明の精神または本質から逸脱せず作製できることは当業者に対して明 らかであろう。従って、前の説明は限定的なものではなく、例として捉えるべき であり、本発明の範囲は以下の請求の範囲を考慮して決定されるべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＣＡ，ＪＰ，ＭＸ (72)発明者 ゲルラック デレク アメリカ合衆国 カリフォルニア州 マウ ンテン ビュー サウス レングストルフ アベニュー ＃82 575 (72)発明者 ギブソンズ デイビッド アメリカ合衆国 ワシントン州 レッドモ ンド ノースイースト 18ティエイチ コ ート 23006 (72)発明者 ゴールデン ジェームス ティモシー アメリカ合衆国 ワシントン州 カーネー ション 318ティエイチ プレース ノー スイースト 9333 (72)発明者 ホー ミニ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 パロ アルト トーマス ドライブ 3427 (72)発明者 ホール エリオット アメリカ合衆国 ワシントン州 レッドモ ンド ノースイースト 28ティエイチ プ レース 22207 (72)発明者 ホセ メアリー アメリカ合衆国 ワシントン州 イサクア ー サウスイースト 19ティエイチ スト リート 19301 (72)発明者 マックスウェル ロバート リー アメリカ合衆国 ワシントン州 ダウヴァ ル ノースイースト 147 コート 28319 (72)発明者 マカレイ ロバート ジー ジュニア アメリカ合衆国 マサチューセッツ州 レ キシントン ポター パンド 64 (72)発明者 ネイッシュ ロバート レイ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 サン ホセ ニューホール ストリート 2351 (72)発明者 ニックス デイビッド ジェイ アメリカ合衆国 ワシントン州 イサクア ー サウスイースト 41エスティ ドライ ブ 25025 (72)発明者 リャン デイビッド ジェームス アメリカ合衆国 ワシントン州 シアトル ノース 71エスティ ストリート 543 (72)発明者 スティーブンソン デイビッド アメリカ合衆国 カリフォルニア州 サン ホセ ウィンディング ウェイ 4648

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１拡散コードに従って複数の離散したトーンに渡って 冗長性を持って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号を基地局において 受信し、 ｂ）基地局において、受信した第１拡散信号の少なくとも１つの性質に基づいて 適応的に決定された逆拡散コードを利用して、受信した第１拡散信号を逆拡散し 、 ｃ）基地局において、上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードであっ て第２データ信号を複数の離散的なトーンに渡って冗長性を持って拡散する第２ 拡散コードを利用して第２データ信号を拡散し、第２拡散信号を形成し、 ｄ）上記第２拡散信号を第２期間に送信する、 高帯域幅効率化通信方法。 ２．請求項１に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を 有する高帯域幅効率化通信方法。 ３．請求項１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号 のコンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 ４．請求項１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、第２拡散信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 ５．請求項１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算されることに なるコンプレックス逆拡散コード値の決定を含み、第１データ信号の予測を生ず ることになる高帯域幅効率化通信方法。 ６．請求項１に記載の方法であって、 上記基地局は、第１拡散信号を受信するマルチエレメント・アンテナアレイを 有し、 上記逆拡散ステップは、 受信した拡散コードの性質に基づいた適応的逆拡散コードとともに第１拡散信 号を逆拡散し、拡散コードの所定の要素は、上記マルチエレメントアンテナの所 定の１つおよび上記離散トーンの所定の１つの組み合わせに対応するステップを さらに含み、 これによって、上記逆拡散ステップは同一の数学的動作において第１拡散信号 の空間的およびスペクトル的成分を決定する高帯域幅効率化通信方法。 ７．請求項６に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に位置させ、干渉ソー スからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ８．請求項１に記載の方法であって、 上記基地局は、マルチエレメントアンテナアレイであって、第２拡散信号を送 信するものを有し、 上記拡散ステップは、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向けるように適応的に位置させ、干渉部に向かう送信信号のエ ネルギーを減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ９．請求項１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間を含む高帯域幅効率化通信方 法。 １０．請求項１に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質性質を改善するステップをさらに含む高帯域幅効率 化通信方法。 １１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１拡散コードに従って複数の離散したトーンに渡って 冗長性を持って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号をマルチエレメン トアンテナアレイを有する基地局において受信し、 ｂ）基地局において、上記アレイの少なくとも２つのアンテナエレメントで受信 した第１拡散信号の少なくとも１つの性質に基づいて適応的に決定された逆拡散 コードを利用して、受信した第１拡散信号を逆拡散し、 ｃ）基地局において、上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードであっ て第２データ信号を複数の離散的なトーンおよび上記アレイの少なくとも２つの アンテナエレメントに渡って冗長性を持って拡散する第２拡散コードを利用して 第２データ信号を拡散し、スペクトル的および空間的に拡散された第２拡散信号 形成し、 ｄ）上記第２拡散信号を第２期間に送信する、 高帯域幅効率化通信方法。 １２．請求項１１に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、上記アレイの複数のアンテナ上に送信される 離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を有する高帯域幅効率化通信方法。 １３．請求項１１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号 のコンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 １４．請求項１１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、第２拡散信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 １５．請求項１１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算されるコンプ レックス逆拡散コード値の決定を含み、第１データ信号の予測になる高帯域幅効 率化通信方法。 １６．請求項１１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 受信した拡散コードの性質に基づいた適応的逆拡散コードにより第１拡散信号 を逆拡散し、拡散コード所定の要素は、上記アンテナエレメントの所定の１つお よび上記離散トーンの所定の１つの組み合わせに対応するステップをさらに含み 、 これによって、Ｌ記逆拡散ステップが同一の数学的動作において第１拡散信号 の空間的およびスペクトル的要素を決定する高帯域幅効率化通信方法。 １７．請求項１６に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に位置させ、干渉ソー スからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 １８．請求項１１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向けるように適応的に位置させ、干渉部に向かう送信信号のエ ネルギーを減少させる高帯域幅効率化通信方法。 １９．請求項１１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間を含む高帯域幅効率化通信方 法。 ２０．請求項１１に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質性質を改善するステップをさらに含む高帯域幅効率 化通信方法。 ２１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１拡散コードに従って複数の離散したトーンに渡って 冗長性を持って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号をマルチエレメン トアンテナアレイを有する基地局において受信し、 ｂ）基地局において、上記アレイの少なくとも２つのアンテナエレメントで受信 した第１拡散信号の少なくとも１つの性質に基づいて適応的に決定された逆拡散 コードを利用して、受信した第１拡散信号を逆拡散し、ここで、拡散コードの所 定の成分は上記アンテナエレメントの所定の１つおよび上記離散トーンの所定の １つの組み合わせに関連し、 ｃ）基地局において、上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードであっ て第２データ信号を複数の離散的なトーンおよび上記アレイの少なくとも２つの アンテナエレメントに渡って冗長性を持って拡散する第２拡散コードにより、第 ２データ信号を拡散し、スペクトル的および空間的に拡散された第２拡散信号形 成し、 ｄ）上記第２拡散信号を第２期間に送信する、 高帯域幅効率化通信方法。 ２２．請求項２１に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、上記アレイの複数のアンテナ上に送信される 離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を有する高帯域幅効率化通信方法。 ２３．請求項２１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号 のコンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 ２４．請求項２１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、第２拡散信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 ２５．請求項２１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算される逆拡散 コードのコンプレックス値の決定し、第１データ信号の予測となる高帯域幅効率 化通信方法。 ２６．請求項２１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に位置させ、干渉ソー スからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ２７．請求項２１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向けるように適応的に位置させる高帯域幅効率化通信方法。 ２８．請求項２１に記載の方法において、 上記逆拡散ステップは、上記第１拡散信号の空間的およびスペクトル的成分を それらの空間的またはスペクトル的性質とは独立して処理するステップを含む高 帯域幅効率化通信方法。 ２９．請求項２１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間を含む高帯域幅効率化通信方 法。 ３０．請求項２１に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質を最大化するステップをさらに含む高帯域幅効率化 通信方法。 ３１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１拡散コードに従って複数の離散したトーンに渡って 冗長性を持って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号を基地局において 第１伝搬方向で受信し、 ｂ）基地局において、上記第１伝搬方向で受信した第１拡散信号の少なくとも１ つの性質に基づいて適応的に決定された逆拡散コードを利用して、受信した第１ 拡散信号を逆拡散し、 ｃ）基地局において、上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードで、第 ２データ信号を拡散し、ここで、上記伝搬方向およびその反対の伝搬方向の間に おける実質的なチャンネル相互性に基づいており、かつ第２拡散コードは、第２ データ信号を複数の離散的なトーンに渡って冗長性を持って拡散し、第２拡散信 号を形成し、 ｄ）上記第２拡散信号を上記伝搬方向に反対の方向において、第２期間に送信す る、 高帯域幅効率化通信方法。 ３２．請求項３１に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を 有する高帯域幅効率化通信方法。 ３３．請求項３１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号 のコンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 ３４．請求項３１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、第２拡散信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 ３５．請求項３１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算されるコンプ レックス逆拡散コード値の決定し、第１データ信号の予測にとなる高帯域幅効率 化通信方法。 ３６．請求項３１に記載の方法であって、 上記基地局は、第１拡散信号を受信するマルチエレメント・アンテナアレイを 有し、 上記逆拡散ステップは、 受信した拡散信号の性質に基づいたユニタリ、適応的逆拡散コードとともに第 １拡散信号を逆拡散し、拡散コード所定の要素は、上記マルチエレメントアンテ ナの所定の１つおよび上記離散トーンの所定の１つの組み合わせに対応するステ ップをさらに含み、 これによって、上記逆拡散ステップが上記成分の空間的またはスペクトル的な 性質から独立した同一の数学的動作において第１拡散信号の空間的およびスペク トル的成分を決定する高帯域幅効率化通信方法。 ３７．請求項３６に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に位置させ、干渉ソー スからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ３８．請求項３１に記載の方法であって、 上記基地局は、第２拡散信号を送信するマルチエレメントアンテナアレイを有 し、上記拡散ステップは、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１ 拡散信号のソースに向けるように適応的に位置させる高帯域幅効率化通信方法。 ３９．請求項３１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間を含む高帯域幅効率化通信方 法。 ４０．請求項３１に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質を改善するステップをさらに含む高帯域幅効率化通 信方法。 ４１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１拡散コードに従って複数の離散したトーンに渡って 冗長性を持って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号をマルチエレメン トアンテナアレイを有する基地局において第１伝搬方向で受信し、 ｂ）基地局において、上記第１伝搬方向で上記アレイの少なくとも２つのアンテ ナエレメントで受信した第１拡散信号の少なくとも１つの性質に基づいて適応的 に決定された逆拡散コードを利用して、受信した第１拡散信号を逆拡散し、 ｃ）基地局において、上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードととも に、第２データ信号を拡散し、ここで、上記伝搬方向およびその反対の伝搬方向 の間における実質的なチャンネル相互性に基づいており、かつ第２拡散コードは 、第２データ信号を複数の離散的なトーンに渡って冗長性を持って拡散し、スペ クトル的および空間的に拡散された第２拡散信号を形成し、 ｄ）上記第２拡散信号を上記伝搬方向に反対の方向において、第２期間に送信す る、 高帯域幅効率化通信方法。 ４２．請求項４１に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、上記アレイのマルチプルアンテナに送信され る離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を有する高帯域幅効率化通信方法。 ４３．請求項４１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ４４．請求項４１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、第２拡散信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ４５．請求項４１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算され、第１デ ータ信号の予測になるコンプレックス逆拡散コード値の決定する高帯域幅効率化 通信方法。 ４６．請求項４１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 上記アレイのアンテナエレメントにおいて受信信号の性質に基づいたユニタリ 、適応的逆拡散コードとともに第１拡散信号を逆拡散し、拡散コードの所定の要 素は、上記アンテナエレメントの所定の１つおよび上記離散トーンの所定の１つ に対応するステップをさらに含み、 これによって、上記逆拡散ステップが上記第１拡散信号の空間的およびスペク トル的成分を同時に処理する高帯域幅効率化通信方法。 ４７．請求項４６に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に位置させ、干渉ソー スからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ４８．請求項４１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向けるように適応的に位置させるとともに、干渉部に向く送信 信号エネルギーを減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ４９．請求項４１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間の部分である高帯域幅効率化 通信方法。 ５０．請求項４１に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質を改善するステップをさらに含む高帯域幅効率化通 信方法。 ５１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１拡散コードに従って複数の離散したトーンに渡って 冗長性を持って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号をマルチエレメン トアンテナアレイを有する基地局において第１伝搬方向で受信し、 ｂ）基地局において、上記第１伝搬方向で上記アレイの少なくとも２つのアンテ ナエレメントで受信した第１拡散信号の少なくとも１つの性質に基づいて適応的 に決定された逆拡散コードを利用して、受信した第１拡散信号を逆拡散し、ここ で、拡散コードの所定の成分は、上記アンテナエレメントの所定の１つおよび上 記離散トーンの所定の１つの組み合わせに関連しており、 ｃ）基地局において、上記伝搬方向および反対の伝搬方向における実質的なチャ ンネル相互性に基づいて上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードで、 第２データ信号を拡散し、ここで、上記伝搬方向およびその反対の伝搬方向の間 における実質的なチャンネル相互性に基づいており、かつ第２拡散コードは、第 ２データ信号を複数の離散的なトーンに渡って冗長性を持って拡散し、スペクト ル的および空間的に拡散された第２拡散信号を形成し、 ｄ）上記第２拡散信号を上記伝搬方向に反対の方向において、第２期間に送信す る、 高帯域幅効率化通信方法。 ５２．請求項５１に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、上記アレイの複数のアンテナに送信される離 散マルチトーン信号のスペクトル的形態を有する高帯域幅効率化通信方法。 ５３．請求項５１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ５４．請求項５１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、第２拡散信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ５５．請求項５１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算され、第１デ ータ信号の予測になるコンプレックス逆拡散コード値の決定する高帯域幅効率化 通信方法。 ５６．請求項５１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に位置させ、干渉ソー スからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ５７．請求項５１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向けるように適応的に位置させるとともに、干渉部に向く送信 信号エネルギーを減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ５８．請求項５１に記載の方法において、 上記逆拡散ステップは、上記第１拡散信号の空間的およびスペクトル的成分を 同時に処理する高帯域幅効率化通信方法。 ５９．請求項５１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間の部分である高帯域幅効率化 通信方法。 ６０．請求項５１に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質を最大化するステップをさらに含む高帯域幅効率化 通信方法。 ６１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、冗長を持って複数の離散トーンに第１拡散コードに従っ て拡散したそれぞれが複数のシンボルを含む複数の信号クラスタを含む第１拡散 信号を基地局が受信し、 ｂ）基地局において受信した信号を受信拡散信号の性質に基づいた逆拡散コード を利用して逆拡散し、 ｃ）第２拡散コードを利用して、それぞれ複数のシンボルを含む複数の信号クラ スタを含む第２データ信号を拡散し、ここで、第２拡散コードは、所定のクラス タにおける単一のシンボルトーンのための上記逆拡散コードから導かれ、上記第 ２拡散コードは、所定のクラスタにおける上記複数のシンボルトーンに適用され 、上記拡散ステップは、これによって第２データ信号を複数の離散トーンに渡っ て拡散して第２拡散信号を形成し、 ｄ）上記第２拡散信号を第２期間に送信する、 高帯域幅効率化通信方法。 ６２．請求項６１に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を 有する高帯域幅効率化通信方法。 ６３．請求項６１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ６４．請求項６１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、第２拡散信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ６５．請求項６１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算され、第１デ ータ信号の予測になるコンプレックス逆拡散コード値の決定する高帯域幅効率化 通信方法。 ６６．請求項６１に記載の方法であって、 上記基地局は、第１拡散信号を受信するマルチエレメント・アンテナアレイを 有し、 上記逆拡散ステップは、 受信した拡散信号の性質に基づいたユニタリ、適応的逆拡散コードとともに第 １拡散信号を逆拡散し、拡散コード所定の要素は、上記マルチエレメントアンテ ナの所定の１つおよび上記離散トーンの所定の１つに対応するステップをさらに 含み、 これによって、上記逆拡散ステップが上記第１拡散信号の空間的およびスペク トル的成分を同時に処理する高帯域幅効率化通信方法。 ６７．請求項６６に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向けるように適応的に位置させるとともに、干渉部に向く送信 信号エネルギーを減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ６８．請求項６１に記載の方法において、 上記基地局は、上記第２拡散信号を送信するマルチエレメントアンテナアレイ を含み、上記拡散ステップは、第２拡散信号の送信された信号エネルギーを上記 第１拡散信号に向かうように適応的に位置させ、干渉部に向かう送信された信号 エネルギーを適当的に減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ６９．請求項６１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間の部分である高帯域幅効率化 通信方法。 ７０．請求項６１に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質を最大化するステップをさらに含む高帯域幅効率化 通信方法。 ７１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）初期化期間において、複数の離散トーンに渡って拡散された既知のデータ信 号を含む拡散されたパイロット信号をマルチエレメントアンテナアレイを有する 基地局において受信し、 ｂ）上記パイロット拡散信号からの上記既知のデータ信号と、基準となる既知の データ信号とを相関させ、上記アレイのアンテナ素子における受信信号の性質に 基づいたユニタリ、適応的逆拡散コードを形成し、ここで、拡散コードの所定の 要素は、上記アンテナエレメントの所定の１つおよび上記離散トーンの所定の１ つに対応し、 ｃ）基地局において、上記初期化期間に続く第１期間において、 第１期間にユーザに割り付けられた第１拡散コードに従って、複数の離散トー ンに渡って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号を受信し、 ｄ）適応的に第１拡散信号を、上記ユニタリ、適応的拡散コードおよび上記第１ 拡散信号および上記アレイのアンテナエレメントの性質に基づいた逆拡散コード から導かれた逆拡散コードとともに逆拡散し、 ｅ）基地局において、第２データ信号を上記導かれた拡散コードから導かれた第 ２拡散コードとともに拡散し、上記第２データ信号を複数の離散トーンおよび上 記アレイのアンテナエレメントに渡って配布し、スペクトル的および空間的に拡 散された第２拡散信号を形成し、 ｆ）上記第２拡散信号を上記第１期間に続く第２期間に送信する、 高帯域幅効率化通信方法。 ７２．請求項７１に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、上記アレイのマルチアンテナに送信される離 散マルチトーン信号のスペクトル的形態を有する高帯域幅効率化通信方法。 ７３．請求項７１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ７４．請求項７１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、第２拡散信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ７５．請求項７１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算され、第１デ ータ信号の予測になるコンプレックス逆拡散コード値の決定する高帯域幅効率化 通信方法。 ７６．請求項７１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 上記受信感度の空間的方向を希望の信号ソースに向くように適応的に位置させ るとともに、干渉ソースからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ７７．請求項７１に記載の方法において、 上記拡散ステップは、第２拡散信号の送信された信号エネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向かうように適応的に位置させ、干渉ソースに向かう送信され た信号エネルギーを適応的に減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ７８．請求項７１に記載の方法において、 上記逆拡散ステップは、上記第１拡散信号の空間的およびスペクトル的成分を 同時に処理する高帯域幅効率化通信方法。 ７９．請求項７１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間の部分である高帯域幅効率化 通信方法。 ８０．請求項７１に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質を最大化するステップをさらに含む高帯域幅効率化 通信方法。 ８１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１期間のユーザに割り付けられた拡散コードに従って 複数の離散トーンに渡って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号を、マ ルチエレメントアンテナアレイを有する基地局において受信し、 ｂ）上記第１拡散信号を上記アレイのアンテナエレメントにおける受信信号の性 質に基づくユニタリ、適応的逆拡散コードとともに適応的に逆拡散し、ここで、 拡散コードの所定の要素は、上記アンテナ得れ面のの所定の１つおよび上記離散 トーンの所定の１つに対応づけられ、 ここにおいて、上記逆拡散コードは、重みベクトルＷの成分によって与えられ 、ここで、Ｗは、Ｗ＝（Ｒ^-1 _XX）ｒ_XYであり、ここでｒ_XYは受信信号のクロス相 関 ベクトルの推定および受信信号に含まれるデータの推定であり、Ｒ^-1 _XXは受信信 号の反転された自己相関マトリックスの推定であり、 ｃ）基地局において、第２データ信号を上記拡散コードから導かれた第２拡散コ ードとともに拡散し、上記第２データ信号を複数の離散トーンおよび上記アレイ のアンテナエレメントに渡って配布し、スペクトル的および空間的に拡散された 第２拡散信号を形成し、 ｆ）上記第２拡散信号を第２期間に送信する、 高帯域幅効率化通信方法。 ８２．請求項８１に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、上記アレイのマルチアンテナに送信される離 散マルチトーン信号のスペクトル的形態を有する高帯域幅効率化通信方法。 ８３．請求項８１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ８４．請求項８１に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、第２拡散信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ８５．請求項８１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算され、第１デ ータ信号の予測になるコンプレックス逆拡散コード値の決定する高帯域幅効率化 通信方法。 ８６．請求項８１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 上記受信感度の空間的方向を希望の信号ソースに向くように適応的に位置させ るとともに、干渉ソースからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ８７．請求項８１に記載の方法において、 上記拡散ステップは、第２拡散信号の送信された信号エネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向かうように適応的に位置させ、干渉ソースに向かう送信され た信号エネルギーを適応的に減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ８８．請求項８１に記載の方法において、 上記逆拡散ステップは、上記第１拡散信号の空間的およびスペクトル的成分を 同時に処理する高帯域幅効率化通信方法。 ８９．請求項８１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間の部分である高帯域幅効率化 通信方法。 ９０．請求項８１に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質を最大化するステップをさらに含む高帯域幅効率化 通信方法。 ９１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１期間のユーザに割り付けられた拡散コードに従って 複数の離散トーンに渡って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号を、マ ルチエレメントアンテナアレイを有する基地局において受信し、 ｂ）上記第１拡散信号を、上記アレイのアンテナエレメントにおける受信信号の 性質に基づくユニタリ、適応的逆拡散コードとともに適応的に逆拡散し、 ｃ）上記逆拡散コードから導かれた第２拡散コードとともに、基地局において第 ２期間における送信のために第２データ信号から所定のトラヒックチャンネルを 形成し、このステップは、 ｄ）暗号信号を生成する第２データ信号を暗号化し、 ｅ）暗号信号をベクトル信号に変換し、 ｆ）上記ベクトル信号をテレリエンコードし、コンステレイションベクトル信号 を形成し、 ｇ）適応逆拡散コードを処理して第２拡散コードをフォワード空間およびスペク トル的拡散ベクトルｇ^H _fwd（ｐ）として生成し、 ｈ）コンステレイションベクトル信号に第２拡散コードを乗算し、マトリクスＲ （ｐ）を所定のトラヒックチャンネルに得、 ｉ）他のトラヒックチャネルのマトリクスＲ（ｐ’）と所定のトラヒックチャン ネルのマトリクスＲ（ｐ）を組み合わせ、各サブマトリクスが送信される複数の ｉアンテナエレメントに対応する複数のｉサブマトリクス（Ａ₀からＡ_i）に分割 される組み合わせたトラヒックチャンネルマトリクスＳ_fwdを生成し、 ｊ）複数のサブマトリクスをそれぞれ離散フーリエ変換（ＤＦＴ）周波数ビンに 変換し、 ｋ）複数の周波数ビンを複数の離散周波数トーンに変換し、 ｌ）第２期間において複数の離散周波数トーンを上記アレイのアンテナエレメン トに渡って送信する、 ステップを含む高帯域幅効率化通信方法。 ９２．請求項９１に記載の方法であって、 リンク制御チャンネルからのシンボルは、上記ベクトル信号に含まれる高帯域 幅効率化通信方法。 ９３．請求項９１に記載の方法であって、 リンクメンテナンスパイロット信号は、上記コンステレイションベクトル信号 に含まれる高帯域幅効率化通信方法。 ９４．請求項９１に記載の方法であって、 さらに、 ａ）コンステレイションベクトル信号ｄ_fwdにフォワードスミアリングマトリク スＣ_fwd-smearを乗算し、スミアドベクトル信号ｂを得、 ｂ）スミアベクトル信号ｂにゲインプレエンファシスベクトル（_fwd（ｐ）を乗 算し、プレエンファシスベクトルｃを得、ここでｐは所定のトラヒックチャンネ ルインデックスを示し、［０，Ｍ_base］の範囲の整数であり、ここでＭ_baseは、 １つのトラヒック分割部分に渡って同時に運ぶことができるトラヒックチャンネ ルの最大数であり、 ｃ）プレエンファシスベクトルｃと第２拡散コードを乗算して上記マトリクスＲ （ｐ）を所定のトラヒックチャンネルに得る、 ステップを含む高帯域幅効率化通信方法。 ９５．請求項９１に記載の方法であって、 上記トラヒックチャンネルは、高容量モードを有し、上記テレリスエンコード ステップは、１６ＱＡＭまたは１６ＰＳＫ、レート３／４テレリスエンコードと して実行される高帯域幅効率化通信方法。 ９６．請求項９１に記載の方法であって、 上記トラヒックチャンネルは、中容量モードを有し、上記テレリスエンコード ステップは、８ＱＡＭまたは８ＰＳＫ、レート２／３テレリスエンコードとして 実行される高帯域幅効率化通信方法。 ９７．請求項９１に記載の方法であって、 上記トラヒックチャンネルは、低容量モードを有し、上記テレリスエンコード ステップは、１ＱＰＳＫ、レート１／２テレリスエンコードとして実行される高 帯域幅効率化通信方法。 ９８．請求項９１に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 上記受信感度の空間的方向を希望の信号ソースに向くように適応的に位置させ るとともに、干渉ソースからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ９９．請求項９１に記載の方法において、 上記拡散ステップは、第２拡散信号の送信された信号エネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向かうように適応的に位置させ、干渉ソースに向かう送信され た信号エネルギーを適応的に減少させる高帯域幅効率化通信方法。 １００．請求項９１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間の部分である高帯域幅効率化 通信方法。 １０１．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１期間のリモートユニットに割り付けられたリモート ユニット拡散コードに従って第１および第２離散トーンに渡って拡散された第１ データ信号を含む受信拡散信号を、マルチエレメントアンテナアレイを有する基 地局において受信し、 ｂ）上記マルチエレメントアンテナアレイにおいて、第１離散トーンの受信信号 の性質に基づいた第１逆拡散コードを利用して基地局において受信した信号空間 的に逆拡散し、第１逆拡散信号を得、 ｃ）上記マルチエレメントアンテナアレイにおいて、第２離散トーンの受信信号 の性質に基づいた第２逆拡散コードを利用して基地局において受信した信号を空 間的に逆拡散し、第２逆拡散信号を得、 ｄ）上記第１および第２逆拡散信号を組み合わせ、上記第１データ信号を回復す る、 ステップを含む高帯域幅効率化通信方法。 １０２．請求項１０１に記載の方法であって、 同一のゲインに組み合わせることによって、上記第１および第２逆拡散信号を 組み合わせ上記第１データ信号を回復する高帯域幅効率化通信方法。 １０３．請求項１０１に記載の方法であって、 最大レートのゲインで組み合わせることによって、上記第１および第２逆拡散 信号を組み合わせ上記第１データ信号を回復する高帯域幅効率化通信方法。 １０４．請求項１０１に記載の方法であって、 ａ）基地局において、上記第１トーンで変調された第１データ信号を上記第１逆 拡散コードから導かれた第１拡散コードとともに空間的に拡散し、第１拡散信号 を形成し、 ｂ）基地局において、上記第２トーンで変調された第２データ信号を上記第２逆 拡散コードから導かれた第２拡散コードとともに空間的に拡散し、第２拡散信号 を形成し、 ｃ）上記第１および第２拡散信号を上記マルチエレメントアンテナアレイから第 ２期間に送信し、スペクトル的および空間的に拡散された送信された拡散信号を 形成する、 ステップをさらに含む高帯域幅効率化通信方法。 １０５．請求項１０１に記載の方法において、 上記空間的に逆拡散するステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算 されるコンプレックス逆拡散コードの値を決定し、上記第１データ信号の推定に なる高帯域幅効率化通信方法。 １０６．請求項１０１に記載の方法において、 上記逆拡散ステップは、適応的に受信感度の空間的方向を希望信号ソースに向 け、干渉ソースからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 １０７．請求項１０１に記載の方法において、 上記拡散ステップは、適応的に送信拡散信号の送信エネルギーを受信拡散信号 のソースに向け、干渉ソースへの送信エネルギーを減少させる高帯域幅効率化通 信方法。 １０８．請求項１０１に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間の部分である高帯域幅効率化 通信方法。 １０９．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１期間における第１ユーザに対し割り付けられた第１ 拡散コードに従って、第１複数の離散トーンに渡って拡散されたトラヒックデー タ信号および第２複数の離散トーンに渡って拡散された共通アクセスチャンネル 信号を含む第１拡散信号を、基地局において受信し、 ｂ）基地局において、第１期間に、第１期間における第２ユーザに対し割り付け られた第２拡散コードに従って、第２複数の離散トーンに渡って拡散された共通 アクセスチャンネル信号を含む第２拡散信号を、受信し、 ｃ）トラヒックデータ信号を回復するため、受信した第１拡散信号の性質に基づ いた第１逆拡散コードを利用して基地局において受信した第１拡散信号を適応的 に逆拡散し、 ｄ）共通アクセスチャンネルデータ信号を回復するため、受信した第２拡散信号 の性質に基づいた第２逆拡散コードを利用して基地局において受信した第２拡散 信号を適応的に逆拡散し、 ｅ）基地局において、第２トラヒックデータ信号を上記第１逆拡散コードから導 かれた第３の拡散コードにより拡散し、第２トラヒックデータ信号を複数の離散 トーンに渡って分配し、第３の拡散信号を形成し、 ｆ）上記第３の拡散信号を第２期間において送信する、 ステップを含む高帯域幅効率化通信方法。 １１０．請求項１０９に記載の方法において、 ａ）第３の期間に基地局において、第３の期間に第３のユーザに割り付けられた 第４の拡散コードに従って上記第２複数の離散トーンに渡って拡散された第２共 通アクセスチャンネルデータを含む第４の拡散信号を受信し、 ｂ）基地局において受信した第４の拡散信号の性質に基づいた第３の逆拡散コー ドを利用して第４の拡散信号を適応的に逆拡散し、上記第２共通アクセスチャン ネルデータ信号を回復する、 ステップを含む高帯域幅効率化通信方法。 １１１．複数の受信信号を解析する方法であって、 各受信信号は、送信信号を起源とし、空間的に他の送信機から離れた別々の送 信機によって送信され、各送信信号は、スペクトル的および時間的分布を有し、 当該方法は、 ａ）複数の空間的に別のアンテナ上の上記複数の受信信号を受信し、 ｂ）１）受信アンテナ、２）受信信号のスペクトル的分布、３）受信信号の時間 的分布によって、複数の受信信号を性質付け、 ｃ）上記複数の受信信号のそれぞれの性質を逆拡散重みを割り付け、 ｄ）受信信号と組み合わされたとき上記逆拡散重みとが送信信号の近似とし、特 別の性質として独立するように、上記逆拡散重みの値を決定し、 ｅ）上記送信機に関する上記逆拡散重みから得られる拡散重みによって重み付け される上記信号を-L記送信機の近似位置に送信する、 ステップを含む複数の受信信号を解析する方法。 １１２．情報を示す信号を処理する方法において、 ａ）受信局のマルチエレメントアンテナアレイにおいて受信信号、情報の表現で あって、 １．少なくとも２つの空間的に別のソースであって、それぞれが異なる情報を 示す送信信号を有するソースから送信された上記信号、 ２．マルチエレメントアンテナアレイによって受信された信号の空間的性質の 数学的表現と実質的に同一の数学的形態に置くことができる上記信号のスペクト ル的性質の数学的表現 を受信し、 ｂ）上記信号のスペクトル的および空間的性質の問の区別から実質的に独立する ように受信信号を処理し、適応的に信号のノイズおよび干渉に対する比率を増加 させるスペクトル的および空間的な逆拡散な重みを得、 ｃ）上記少なくとも２つの空間的に分離されたソースのそれぞれによって送信さ れる信号に関連する情報を特定する、 ステップを含む情報を示す信号を処理する方法。 １１３．高帯域幅効率化通信システムであって、 第１期間に、第１拡散コードに従って、複数の離散トーンに渡って冗長性を持 って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号を受信する基地局と、 基地局において第１拡散信号を、第１受信拡散信号の少なくとも１つの性質に 適応的に基づく逆拡散コードを用いて逆拡散する信号逆拡散器と、 基地局において、第２データ信号を上記逆拡散コードから導かれれる第２拡散 コードを利用して拡散する信号拡散器であって、上記第２拡散コードは冗長的に 第２データ信号を複数の離散トーンに渡って拡散させ、第２拡散信号を形成し、 上記基地局は、上記第２拡散信号を第２期間上記リモート局に送信する信号拡 散器と、 を含む帯域幅効率化通信システム。 １１４．請求項１１３に記載のシステムにおいて、 第１および第２拡散信号は離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を有する 帯域幅効率化通信システム。 １１５．請求項１１３に記載のシステムであって、 上記逆拡散器は、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号のコン プレックス数表現倍の乗算を含む帯域幅効率化通信システム。 １１６．請求項１１３に記載のシステムであって、 上記拡散器は、第２拡散コード信号のコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算を含む帯域幅効率化通信システム。 １１７．請求項１１３に記載のシステムであって、 上記逆拡散器は、受信信号のコンプレックス数表現と乗算され、第１データ信 号の予測となるコンプレックス逆拡散コード値を決定する帯域幅効率化通信シス テム。 １１８．請求項１１３に記載のシステムであって、 上記基地局は、第１拡散信号を受信するマルチエレメント・アンテナアレイを 有し、 上記逆拡散器は、 受信した拡散コードの性質に基づいた適応的逆拡散コードにより第１拡散信号 を逆拡散し、拡散コード所定の要素は、上記マルチエレメントアンテナの所定の １つおよび上記離散トーンの所定の１つの組み合わせに対応する手段をさらに含 み、 これによって、上記逆拡散器が同一の数学的動作において第１拡散信号の空間 的およびスペクトル的成分を決定する帯域幅効率化通信システム。 １１９．請求項１１８に記載のシステムであって、 上記逆拡散器は、 受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に位置させ、干渉ソー スからの受信感度を減少させる帯域幅効率化通信システム。 １２０．請求項１１３に記載のシステムであって、 上記基地局は、マルチエレメントアンテナアレイであって、第２拡散信号を送 信するものを有し、 上記拡散器は、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡散信号 のソースに向けるように適応的に位置させ、干渉部に向かう送信信号のエネルギ ーを減少させる帯域幅効率化通信システム。 １２１．請求項１１３に記載のシステムにおいて、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間を含む帯域幅効率化通信シス テム。 １２２．請求項１１３に記載のシステムにおいて、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散器は、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質性質を改善する手段をさらに含む帯域幅効率化通信 システム。 １２３．高帯域幅効率化通信システムであって、 第１期間において、第１拡散コードに従って複数の離散したトーンに渡って冗 長性を持って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号を送信するリモート 局と、 上記リモート局からの第１拡散信号を第１期間に受信する基地局と、 基地局において、上記受信した第１拡散信号の少なくとも１つの性質に適応的 に基づいた逆拡散コードを利用して、受信した第１拡散信号を逆拡散する信号逆 拡散器と、 基地局において、上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードであって 、第２データ信号を複数の離散的なトーンに渡って冗長性を持って拡散するもの を利用して第２データ信号を拡散し、第２拡散信号を形成する手段と、 を含み、 上記基地局は、上記第２拡散信号を第２期間にリモート局に送信する、 帯域幅効率化通信システム。 １２４．請求項１２３に記載のシステムであって、 上記第１および第２拡散信号は、離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を 有する帯域幅効率化通信システム。 １２５．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）第１期間において、第１拡散コードに従って複数の離散したトーンに渡って 冗長性を持って拡散された第１データ信号を含む第１拡散信号をリモート局にお いて受信し、 ｂ）受信した第１拡散信号の少なくとも１つの性質に基づいて適応的に決定され た逆拡散コードを利用して、リモート局において受信した第１拡散信号を逆拡散 し、 ｃ）リモート局において、上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードで あって第２データ信号を複数の離散的なトーンに渡って冗長性を持って拡散する ものを利用して第２データ信号を拡散し、第２拡散信号を形成し、 ｄ）上記第２拡散信号を第２期間に送信する、 帯域幅効率化通信方法。 １２６．請求項１２５に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を 有する高帯域幅効率化通信方法。 １２７．請求項１２５に記載の方法であって、 上記拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号の コンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 １２８．請求項１２５に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、第２データ信号のコンプレックス数表現の第２拡散コ ードのコンプレックス数表現倍の乗算を含む高帯域幅効率化通信方法。 １２９．請求項１２５に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現と乗算され、第１デ ータ信号の子測になるコンプレックス逆拡散コード値の決定を含む高帯域幅効率 化通信方法。 １３０．請求項１２５に記載の方法であって、 上記リモート局は、第１拡散信号を受信するマルチエレメントアンテナを有し 、 上記逆拡散ステップは、 受信した拡散信号の性質に基づいた適応的逆拡散コードにより第１拡散信号を 逆拡散し、上記拡散コード所定の要素は、上記アンテナエレメントの所定の１つ および上記離散トーンの所定の１つの組み合わせに対応するステップをさらに含 み、 これによって、上記逆拡散ステップが同一の数学的動作において第１拡散信号 の空間的およびスペクトル的要素を決定する高帯域幅効率化通信方法。 １３１．請求項１３０に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に位置させ、干渉ソー スからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 １３２．請求項１２５に記載の方法であって、 上記リモート局は、上記第２拡散信号を送信するマルチエレメントアンテナア レイを有し、 上記拡散ステップは、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向けるように適応的に位置させ、干渉部に向かう送信信号のエ ネルギーを減少させる高帯域幅効率化通信方法。 １３３．請求項１２５に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間を含む高帯域幅効率化通信方 法。 １３４．請求項１２５に記載の方法において、 上記リモート局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号ととも に受信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質性質を改善するステップをさらに含む高帯域幅効率 化通信方法。 １３５．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）基地局において、第１期間に、第１拡散コードに従って、複数の離散トーン に渡って冗長性をもって拡散された第１データ信号を含み第１拡散信号を受信し 、 ｂ）上記複数の離散トーンは、第１周波数サブバンドを占有する第１サブセット および第２サブバンドを占有する第２サブセットに分割され、 上記第１サブバンドは、上記第２サブバンドと周波数バンドギャップによって 離れており、 ｃ）受信した第１拡散信号の少なくとも１つの性質に基づいて適応的に決定され た逆拡散コードを利用して、基地局において受信した第１拡散信号を逆拡散し、 ｄ）基地局において、上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードであっ て第２データ信号を複数の離散的なトーンに渡って冗長性を持って拡散するもの を利用して第２データ信号を拡散し、第２拡散信号を形成し、 ｅ）上記第２拡散信号を第２期間に送信する、 高帯域幅効率化通信方法。 １３６．請求項１３５に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を 有する高帯域幅効率化通信方法。 １３７．請求項１３５に記載の方法であって、 上記基地局は、第１拡散信号を受信するマルチエレメントアンテナを有し、 上記逆拡散ステップは、 受信した拡散信号の性質に基づいた適応的逆拡散コードにより第１拡散信号を 逆拡散し、上記拡散コード所定の要素は、上記アンテナエレメントの所定の１つ および上記離散トーンの所定の１つの組み合わせに対応するステップをさらに含 み、 これによって、上記逆拡散ステップが同一の数学的動作において第１拡散信号 の空間的およびスペクトル的要素を決定する高帯域幅効率化通信方法。 １３８．請求項１３７に記載の方法であって、 上記逆拡散ステップは、 受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に位置させ、干渉ソー スからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信方法。 １３９．請求項１３５に記載の方法であって、 上記基地局は、上記第２拡散信号を送信するマルチエレメントアンテナアレイ を有し、 上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡散信号のソースに向け るように適応的に位置させ、干渉部に向かう送信信号のエネルギーを減少させる 高帯域幅効率化通信方法。 １４０．請求項１３５に記載の方法において、 上記第１期間および第２期間は、時分割二重期間を含む高帯域幅効率化通信方 法。 １４１．請求項１３５に記載の方法において、 上記基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号とともに受 信し、 上記逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質性質を改善するステップをさらに含む高帯域幅効率 化通信方法。 １４２．請求項１３５に記載の方法において、 上記複数の離散トーンは、第１サブバンドを占有する第１サブセット、第２サ ブバンドを占有する第２サブセットおよび第３サブバンドを占有する第３サブセ ットに分割され、 上記第１サブバンドは、上記第２サブバンドと周波数バンドギャップによって 離れており、上記第２サブバンドは、上記第３のサブバンドと周波数バンドギャ ップによって離れている、 高帯域幅効率化通信方法。 １４３．高帯域幅効率化通信方法であって、 ａ）リモート局において、第１期間に、第１拡散コードに従って、複数の離散ト ーンに渡って冗長性をもって拡散された第１データ信号を含み第１拡散信号を受 信し、 ｂ）上記複数の離散トーンは、第１周波数サブバンドを占有する第１サブ複数お よび第２アブバンドを占有する第２サブ複数に分割され、 上記第１サブバンドは、上記第２サブバンドと周波数バンドギャップによって 離れており、 ｃ）受信した第１拡散信号の少なくとも１つの性質に基づいて適応的に決定され た逆拡散コードを利用して、リモート局において受信した第１拡散信号を逆拡散 し、 ｄ）リモート局において、上記逆拡散コードから導き出された第２拡散コードで あって第２データ信号を複数の離散的なトーンに渡って冗長性を持って拡散する ものを利用して第２データ信号を拡散し、第２拡散信号を形成し、 ｅ）上記第２拡散信号を第２期間に送信する、 高帯域幅効率化通信方法。 １４４．請求項１４３に記載の方法であって、 上記第１および第２拡散信号は、離散マルチトーン信号のスペクトル的形態を 有する高帯域幅効率化通信方法。 １４５．請求項１４３に記載の方法であって、 上記複数の離散トーンは、第１サブバンドを占有する第１サブセット、第２サ ブバンドを占有する第２サブセットおよび第３サブバンドを占有する第３サブセ ットに分割され、 上記第１サブバンドは、上記第２サブバンドと周波数バンドギャップによって 離れており、上記第２サブバンドは、上記第３のサブバンドと周波数バンドギャ ップによって離れている、 高帯域幅効率化通信方法。 １４６．高帯域幅効率化通信方法であって、 基地局において、複数の離散トラヒック周波数に渡って拡散された到来データ トラヒック信号および複数の共通アクセスチャンネル周波数に渡って拡散された リモート局からの到来接続要求信号を含む拡散信号を受信し、 基地局で受信した信号を逆拡散重みを利用して適応的に逆拡散し、 基地局において、データベースにアクセスし、同時に（１）接続要求および加 入者プロファイルをコールセットアップのためにネットワークスイッチに送信し 、 （２）基地局とリモート局の間のトラヒックチャンネルを初期化し、 基地局がリモート局とのトラヒックチャンネルを確立できないことを示したと きに、ネットワークスイッチに信号を送り上記接続をディスエーブルとする、 高帯域幅効率化通信方法。 １４７．請求項１４６に記載の方法において、 上記基地局およびリモート局は、無線離散マルチトーン・スペクトル拡散通信 システムの一部である高帯域幅効率化通信方法。 １４８．請求項１４６に記載の方法において、 上記到来接続要求信号は、接続要求、リモート局特定情報、基地局への加入者 ラインナンバーを含む高帯域幅効率化通信方法。 １４９．請求項１４６に記載の方法において、 上記データベースにアクセスするステップは、ネットワークスイッチによる利 用のために、特定の加入者、関連プロファイルを特定するステップを含む高帯域 幅効率化通信方法。 １５０．請求項１４６に記載の方法において、 上記データベースは、リモート局と基地局の間でのメッセージ処理に利用され る加入者拡散重みおよび逆拡散重みを含む高帯域幅効率化通信方法。 １５１．高帯域幅効率化通信方法であって、 基地局において、複数の離散トラヒック周波数に渡って拡散されたデータ部分 を有する到来データトラヒック信号を含む第１拡散信号を受信し、 基地局において、複数の離散共通アクセスチャンネル周波数に渡って拡散され 、リモート局からの到来接続要求信号を含む第２拡散信号を受信し、 基地局で受信した信号を逆拡散重みを利用して適応的に逆拡散し、上記接続要 求を回復し、 基地局において、データベースにアクセスし、同時に（１）接続要求および加 入者プロファイルをコールセットアップのためにネットワークスイッチに送信し 、 （２）基地局とリモート局の間のトラヒックチャンネルを初期化し、 基地局がリモート局とのトラヒックチャンネルを確立できないことを示したと きに、ネットワークスイッチに信号を送り上記接続をディスエーブルとする、 高帯域幅効率化通信方法。 １５２．請求項１５１に記載の方法において、 上記基地局およびリモート局は、無線離散マルチトーン・スペクトル拡散通信 システムの一部である高帯域幅効率化通信方法。 １５３．請求項１５１に記載の方法において、 上記到来接続要求信号は、接続要求、リモート局特定情報、基地局への加入者 ラインナンバーを含む高帯域幅効率化通信方法。 １５４．請求項１５１に記載の方法において、 上記データベースにアクセスするステップは、ネットワークスイッチによる利 用のために、特定の加入者、関連プロファイルを特定するステップを含む高帯域 幅効率化通信方法。 １５５．請求項１５１に記載の方法において、 上記データベースは、リモート局と基地局の間でのメッセージ処理に利用され る加入者拡散重みおよび逆拡散重みを含む高帯域幅効率化通信方法。 １５６．通信ネットワークへの改良されたアクセスを有する無線通信システムで あって、 無線リンクに接続され複数の加入者にサービスを行う少なくとも１つのリモー ト局と、 上記無線リンクに接続され少なくとも１つのリモート局と共通アクセスチャン ネル（ＣＡＣ）および共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）により通信する基地局と 、 基地局および通信ネットワークに接続されるネットワークスイッチと、 リモート局においてコールを始め、接続要求、リモート局特定情報、および共 通アクセスチャンネルによる基地局への加入者ラインナンバーを送信する手段と 、 上記コールの応答して基地局手データベースにアクセスし、同時に（１）接続 要求および加入者プロファイルをコールセットアップのためにネットワークスイ ッチに送信し、（２）基地局とリモート局の間のトラヒックチャンネルを初期化 する基地局手段と、 基地局においてにおいて含まれるエラープロセッサであって、リモート局との トラヒックチャンネルを確立できないことを示したときに、ネットワークスイッ チに信号を送り上記接続をディスエーブルとするエラープロセッサと、 を含む無線通信システム。 １５７．高帯域幅効率化通信方法であって、 基地局で、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された入力データトラヒッ ク信号と、複数のリンク制御周波数に拡散された入力メッセージセグメント信号 と、を含む拡散信号を受信し、 前記基地局で受信した前記信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散し、 前記メッセージセグメント信号に含まれる優先割込フラグの値を検出し、 前記優先割込フラグが第１の値を持つ場合に、前記基地局のメッセージセグメ ントバッファをリセットするとともにメッセージセグメントをそのバッファに格 納し、 前記優先割込フラグが第２の値を持つ場合に、メッセージセグメントを、既に 受信されたメッセージセグメントに結合する、 方法。 １５８．請求項１５７に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記基地局は 無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの一部である、方法。 １５９．請求項１５７に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記メッセー ジセグメントは、システム管理メッセージセグメントである、方法。 １６０．請求項１５７に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第１の値は時間厳守のメッセージセグメントに対応する、方法。 １６１．請求項１５７に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第２の値は、最初のセグメントでないメッセージセグメントに対応 する、方法。 １６２．高帯域幅効率化通信方法であって、 基地局で、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散されたデータ部を持つ入力 データトラヒック信号を含む第１の拡散信号を受信し、 前記基地局で、複数のリンク制御周波数に拡散されたメッセージセグメント部 及び優先割込フラグ部を有する入力メッセージセグメント信号を含む第２の拡散 信号を受信し、 前記基地局で受信した前記第１の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆 拡散して前記データ部を再生し、 前記基地局で受信した前記第２の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆 拡散して前記メッセージセグメント部及び前記優先割込フラグ部を再生し、 前記優先割込フラグが第１の値の場合に、前記基地局のメッセージセグメント バッファをリセットしてそのバッファに前記メッセージセグメント部を格納し、 前記優先割込フラグが第２の値の場合に、前記メッセージセグメント部を、既 受信のメッセージセグメントにする、 方法。 １６３．請求項１６２に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記基地局が 離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの一部である、方法。 １６４．請求項１６２に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記メッセー ジセグメントは、システム管理メッセージセグメントである、方法。 １６５．請求項１６２に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第１の値は時間厳守のメッセージセグメントに対応する、方法。 １６６．請求項１６２に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第２の値は、最初のセグメントでないメッセージセグメントに対応 する、方法。 １６７．高帯域幅効率化通信方法であって、 基地局から、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された出力データトラヒ ック信号と、複数のリンク制御周波数に拡散された出力メッセージセグメント信 号と、を含む送信拡散信号を送信し、 前記出力メッセージセグメント信号は、送信対象の第２の出力メッセージセグ メント信号を持つ低優先度メッセージの一部であり、 前記基地局で、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された入力データトラ ヒック信号と、複数のリンク制御周波数に拡散された入力メッセージセグメント 信号と、を含む拡散信号を受信し、 前記基地局で受信した前記信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散し、 前記メッセージセグメント信号に含まれる優先割込フラグの値を検出し、 前記優先割込フラグが第１の値を持つ場合に、前記第２の出力メッセージセグ メントの送信を中断し、前記基地局のメッセージセグメントバッファをリセット するとともに前記入力メッセージセグメント信号をそのバッファに格納し、 前記優先割込フラグが第２の値を持つ場合に、前記入力メッセージセグメント 信号を、既に受信されたメッセージセグメントに結合する、 方法。 １６８．請求項１６７に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記メッセー ジセグメント信号は、システム管理メッセージセグメント信号である、方法。 １６９．請求項１６７に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第１の値は時間厳守のメッセージセグメント信号に対応する、方法 。 １７０．請求項１６７に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第２の値は、最初のセグメントでないメッセージセグメント信号に 対応する、方法。 １７１．高帯域幅効率化通信方法であって、 基地局から複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された出力データトラヒッ ク信号と、複数のリンク制御周波数に拡散された出力メッセージセグメント信号 と、を含む送信拡散信号を送信し、 前記出力メッセージセグメント信号は、送信対象の第２の出力メッセージセグ メント信号を持つ低優先度メッセージの一部であり、 基地局で、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散されたデータ部を持つ入力 データトラヒック信号を含む第１の拡散信号を受信し、 前記基地局で、複数のリンク制御周波数に拡散されたメッセージセグメント部 及び優先割込フラグ部を有する入力メッセージセグメント信号を含む第２の拡散 信号を受信し、 前記基地局で受信した前記第１の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆 拡散して前記データ部を再生し、 前記基地局で受信した前記第２の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆 拡散して前記メッセージセグメント部及び前記優先割込フラグ部を再生し、 前記優先割込フラグが第１の値の場合に、前記第２の出力メッセージセグメン ト信号の送信を中断し、前記基地局のメッセージセグメントバッファをリセット してそのバッファに前記メッセージセグメント部を格納し、 前記優先割込フラグが第２の値の場合に、前記メッセージセグメント部を、既 受信のメッセージセグメントにする、 方法。 １７２．請求項１７１に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記基地局が 離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの一部である、方法。 １７３．請求項１７１に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記メッセー ジセグメントは、システム管理メッセージセグメントである、方法。 １７４．請求項１７１に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第１の値は時間厳守のメッセージセグメントに対応する、方法。 １７５．請求項１７１に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第２の値は、最初のセグメントでないメッセージセグメントに対応 する、方法。 １７６．高帯域幅効率化通信方法であって、 局で、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された入力データトラヒック信 号と、複数のリンク制御信号に拡散された入力メッセージセグメント信号と、を 含む拡散信号を受信し、 前記基地局で受信した前記信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散し、 前記メッセージセグメント信号に含まれる優先割込フラグの値を検出し、 前記優先割込フラグが第１の値を持つ場合に、前記基地局のメッセージセグメ ントバッファをリセットするとともにメッセージセグメントをそのバッファに格 納し、 前記優先割込フラグが第２の値を持つ場合に、メッセージセグメントを、既受 信のメッセージセグメントに結合する、 方法。 １７７．請求項１７６に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記局は無線 離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの一部である、方法。 １７８．請求項１７６に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記メッセー ジセグメントは、システム管理メッセージセグメントである、方法。 １７９．請求項１７６に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第１の値は時間厳守のメッセージセグメントに対応する、方法。 １８０．請求項１７６に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記優先割込 フラグの前記第２の値は、最初のセグメントでないメッセージセグメントに対応 する、方法。 １８１．請求項１７６に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記局は無線 離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの基地局である、方法。 １８２．請求項１７６に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記局は、無 線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの遠隔局である、方法。 １８３．高帯域幅効率化通信方法であって、 局で、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散されたデータ部を持つ入力デー タトラヒック信号を含む第１の拡散信号を受信し、 前記局で、複数のリンク制御周波数に拡散されたメッセージセグメント部及び 優先割込フラグ部を有する入力メッセージセグメント信号を含む第２の拡散信号 を受信し、 前記局で受信した前記第１の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散 して前記データ部を再生し、 前記局で受信した前記第２の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散 して前記メッセージセグメント部及び前記優先割込フラグ部を再生し、 前記優先割込フラグが第１の値の場合に、前記局のメッセージセグメントバッ ファをリセットしてそのバッファに前記メッセージセグメント部を格納し、 前記優先割込フラグが第２の値の場合に、前記メッセージセグメント部を、既 受信のメッセージセグメントにする、 方法。 １８４．請求項１８３に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記局は、無 線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの基地局である、方法。 １８５．請求項１８３に記載の高帯域幅効率化通信方法であって、前記局は、無 線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの遠隔局である、方法。 １８６．高帯域幅効率化通信システムであって、 基地局で、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された入力データトラヒッ ク信号と、複数のリンク制御周波数に拡散された入力メッセージセグメント信号 と、を含む拡散信号を受信する手段と、 前記基地局で受信した前記信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散する手 段と、 前記メッセージセグメント信号に含まれる優先割込フラグの値を検出する手段 と、 前記優先割込フラグが第１の値を持つ場合に、前記基地局のメッセージセグメ ントバッファをリセットするとともにメッセージセグメントをそのバッファに格 納する手段と、 前記優先割込フラグが第２の値を持つ場合に、メッセージセグメントを、既に 受信されたメッセージセグメントに結合する手段と、 を含むシステム。 １８７．請求項１８６に記載の高帯域幅効率化通信システムであって、前記基地 局は無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの一部である、システム 。 １８８．請求項１８６に記載の高帯域幅効率化通信システムであって、前記メッ セージセグメントは、システム管理メッセージセグメントである、システム。 １８９．請求項１８６に記載の高帯域幅効率化通信システムであって、前記優先 割込フラグの前記第１の値は時間厳守のメッセージセグメントに対応する、シス テム。 １９０．請求項１８６に記載の高帯域幅効率化通信システムであって、前記優先 割込フラグの前記第２の値は、最初のセグメントでないメッセージセグメントに 対応する、システム。 １９１．高帯域幅効率化通信システムであって、 局で、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散されたデータ部を持つ入力デー タトラヒッタ信号を含む第１の拡散信号を受信する手段と、 前記局で、複数のリンク制御周波数に拡散されたメッセージセグメント部及び 優先割込フラグ部を有する入力メッセージセグメント信号を含む第２の拡散信号 を受信する手段と、 前記局で受信した前記第１の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散 して前記データ部を再生する手段と、 前記局で受信した前記第２の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散 して前記メッセージセグメント部及び前記優先割込フラグ部を再生する手段と、 前記優先割込フラグが第１の値の場合に、前記局のメッセージセグメントバッ ファをリセットしてそのバッファに前記メッセージセグメント部を格納する手段 と、 前記優先割込フラグが第２の値の場合に、前記メッセージセグメント部を、既 受信のメッセージセグメントにする手段と、 を含むシステム。 １９２．請求項１９１に記載の高帯域幅効率化通信システムであって、前記局は 、無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの基地局である、システム 。 １９３．請求項１９１に記載の高帯域幅効率化通信システムであって、前記局は 、無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの遠隔局である、システム 。 １９４．高帯域幅効率化通信方法であって、 基地局で、複数の離散トラヒック周波数で拡散され、到来するデータトラヒッ ク信号と、遠隔局ごとの動作クオリティ及びメンテナンス信号を複数の共通アク セスチャネル周波数で拡散され、到来する信号とを含む拡散信号を受信するステ ップと、 基地局で受信した信号を逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散するステップと、 前記動作クオリティとメンテナンス信号とを前記基地局で格納するステップと 、 前記動作クオリティとメンテナンス信号とから動作クオリティデータを調査し 、基地局の前記逆拡散重みを更新するステップと、 前記動作クオリティとメンテナンス信号とからメンテナンスデータを調査し、 基地局にてメンテナンスの注意を出力するステップと、 を含む方法。 １９５．請求項１９４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記基地局と 前記遠隔局とが無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの一部である 方法。 １９６．請求項１９４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記動作クオ リティデータを調査するステップが、さらに、 基地局の拡散重みを更新する ことを含む方法。 １９７．請求項１９４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記動作クオ リティデータは前記遠隔局との通信を特徴づけるＳＩＮＲ履歴データを含む方法 。 １９８．請求項１９４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記動作クオ リティデータは前記遠隔局との通信を特徴づけるパス喪失履歴データを含む方法 。 １９９．請求項１９４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記メンテナ ンスデータは、遠隔局を特徴づけるセルフテスト結果データを含む方法。 ２００．請求項１９４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記メンテナ ンスデータは、遠隔局を特徴づけるバッテリ状況データを含む方法。 ２０１．請求項１９４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、さらに： 前記動作クオリティデータに応じて、トラヒックチャネルの信号対妨害及び雑 音比を改善するために基地局の拡散及び逆拡散重みの更新を開始するステップを 含む方法。 ２０２．請求項１９４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、さらに、 前記動作クオリティデータに応じて、リアルタイム制御に用いられる基地局の アラームを起動するステップを含む方法。 ２０３．請求項１９４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、さらに、 前記動作クオリティ信号に応じて、動作クオリティデータを長期のトラヒック チャネルのクオリティのレポートとして集積するために記録するステップを含む 方法。 ２０４．高帯域幅効率化通信方法であって： 複数の離散トラヒック周波数で拡散されたデータ要素を持って到来するデータ トラヒックを含む遠隔局からの第１の拡散信号を基地局にて受信するステップと 、 複数の共通アクセスチャネル周波数で拡散された動作クオリティデータの要素 とメンテナンスデータの要素とを持って到来する動作タオリティ及びメンテナン ス信号を含む遠隔局からの第２の拡散信号を基地局にて受信するステップと、 基地局で受信した前記第２の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散 し、前記動作クオリティデータ要素と前記メンテナンスデータ要素とを再生する ステップと、 前記基地局で動作クオリティデータとメンテナンスデータとを格納するステッ プと、 前記動作クオリティデータを調査し、基地局の逆拡散重みを更新するステップ と、 前記メンテナンスデータを調査し、基地局でメンテナンスの注意を出力するス テップと、 を含む方法。 ２０５．請求項２０４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記基地局と 前記遠隔局とが無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの一部である 方法。 ２０６．請求項２０４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記動作クオ リティデータを調査するステップが、さらに、 基地局の拡散重みを更新する ことを含む方法。 ２０７．請求項２０４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記動作クオ リティデータは前記遠隔局との通信を特徴づけるＳＩＮＲ履歴データを含む方法 。 ２０８．請求項２０４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記動作クオ リティデータは前記遠隔局との通信を特徴づけるパス喪失履歴データを含む方法 。 ２０９．請求項２０４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記メンテナ ンスデータは、遠隔局を特徴づけるセルフテスト結果データを含む方法。 ２１０．請求項２０４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、前記メンテナ ンスデータは、遠隔局を特徴づけるバッテリ状況データを含む方法。 ２１１．請求項２０４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、さらに： 前記動作クオリティデータに応じて、トラヒックチャネルの信号対妨害及び雑 音比を改善するために基地局の拡散及び逆拡散重みの更新を開始するステップを 含む方法。 ２１２．請求項２０４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、さらに、 前記動作クオリティデータに応じて、リアルタイム制御に用いられる基地局の アラームを起動するステップを含む方法。 ２１３．請求項２０４に記載の高帯域幅効率化通信方法において、さらに、 前記動作クオリティ信号に応じて、動作クオリティデータを長期のトラヒック チャネルのクオリティのレポートとして集積するために記録するステップを含む 方法。 ２１４．高帯域幅効率化通信システムであって、 基地局にて、複数の離散トラヒック周波数で拡散され、到来するデータトラヒ ック信号と複数の共通アクセスチャネル周波数で拡散され、到来する、遠隔局ご との動作クオリティ及びメンテナンス信号とを含む拡散信号を受信する手段と、 基地局にて、逆拡散重みを用いて受信した信号を適応的に逆拡散する手段と、 基地局にて前記動作クオリティ及びメンテナンス信号を格納する手段と、 基地局にて、前記動作クオリティ及びメンテナンス信号から動作クオリティデ ータを調査し、前記逆拡散重みを更新する手段と、 基地局にて、前記動作クオリティ及びメンテナンス信号からメンテナンスデー タを調査し、メンテナンスの注意を出力する手段と、 を含むシステム。 ２１５．請求項２１４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記基地 局と前記遠隔局とが無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの一部で あるシステム。 ２１６．請求項２１４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、さらに、 動作タオリティデータを調査し、基地局の拡散重みを更新する手段を含むシス テム。 ２１７．請求項２１４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記動作 タオリティデータは前記遠隔局との通信を特徴づけるＳＩＮＲ履歴データを含む システム。 ２１８．請求項２１４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記動作 クオリティデータは前記遠隔局との通信を特徴づけるパス喪失履歴データを含む システム。 ２１９．請求項２１４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記メン テナンスデータは、遠隔局を特徴づけるセルフテスト結果データを含むシステム 。 ２２０．請求項２１４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記メン テナンスデータは、遠隔局を特徴づけるバッテリ状況データを含むシステム。 ２２１．請求項２１４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、さらに： 前記動作クオリティデータに応じて、トラヒックチャネルの信号対妨害及び雑 音比を改善するために基地局の拡散及び逆拡散重みの更新を開始する手段を含む システム。 ２２２．請求項２１４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、さらに、 前記動作クオリティデータに応じて、リアルタイム制御に用いられる基地局の アラームを起動する手段を含むシステム。 ２２３．請求項２１４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、さらに、 前記動作クオリティ信号に応じて、動作クオリティデータを長期のトラヒック チャネルのクオリティのレポートとして集積するために記録する手段と含むシス テム。 ２２４．高帯域幅効率化通信システムであって、 複数の離散トラヒック周波数で拡散されたデータ要素を持って到来するデータ トラヒックを含む速隔局からの第１の拡散信号を基地局にて受信する手段と、 複数の共通アクセスチャネル周波数で拡散された動作クオリティデータの要素 とメンテナンスデータの要素とを持って到来する動作クオリティ及びメンテナン ス信号を含む遠隔局からの第２の拡散信号を基地局にて受信する手段と、 基地局で受信した前記第２の拡散信号を、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散 し、前記動作クオリティデータ要素と前記メンテナンスデータ要素とを再生する 手段と、 前記基地局で動作クオリティデータとメンテナンスデータとを格納する手段と 、 前記動作クオリティデータを調査し、基地局の逆拡散重みを更新する手段と、 前記メンテナンスデータを調査し、基地局でメンテナンスの注意を出力する手 段と、 を含むシステム。 ２２５．請求項２２４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記基地 局と前記遠隔局とが無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムの一部で あるシステム。 ２２６．請求項２２４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、さらに、 動作クオリティデータを調査し、基地局の拡散重みを更新する手段を含むシス テム。 ２２７．請求項２２４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記動作 クオリティデータは前記遠隔局との通信を特徴づけるＳＩＮＲ履歴データを含む システム。 ２２８．請求項２２４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記動作 クオリティデータは前記遠隔局との通信を特徴づけるパス喪失履歴データを含む システム。 ２２９．請求項２２４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記メン テナンスデータは、遠隔局を特徴づけるセルフテスト結果データを含むシステム 。 ２３０．請求項２２４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、前記メン テナンスデータは、遠隔局を特徴づけるバッテリ状況データを含むシステム。 ２３１．請求項２２４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、さらに： 前記動作クオリティデータに応じて、トラヒックチャネルの信号対妨害及び雑 音比を改善するために基地局の拡散及び逆拡散重みの更新を開始する手段を含む システム。 ２３２．請求項２２４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、さらに、 前記動作クオリティデータに応じて、リアルタイム制御に用いられる基地局の アラームを起動する手段を含むシステム。 ２３３．請求項２２４に記載の高帯域幅効率化通信システムにおいて、さらに、 前記動作クオリティ信号に応じて、動作クオリティデータを長期のトラヒック チャネルのクオリティのレポートとして集積するために記録する手段と含むシス テム。 ２３４．ＤＭＴ−ＳＳ無線ネットワーク内でリモート局および基地局によって信 号の電力レベル制御する高帯域幅効率化通信方法であって、 予め決定した初期フォワード信号電力レベルのフォワードパイロットトーンを 基地局からリモート局に送信し、 リモート局において、予め決定した初期フォワード信号電力レベルより低い信 号電力レベルのフォワードパイロットトーンを受信し、基地局およびリモート局 間のチャンネルロスによる差を測定し、 リモート局において、測定されたチャンネルロスの値を格納し、 リモート局から、予め決定されたリバース信号電力レベルを持つリバースパイ ロットトーンを基地局に送信し、 基地局において、予め決定した初期リバース信号電力レベルより低い信号電力 レベルのリバースパイロットトーンを受信し、基地局およびリモート局間のチャ ンネルロスによる差を測定し、 基地局において、測定されたチャンネルロスの値を格納し、 基地局において、リモート局から受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するため に逆拡散重みを用意し、 基地局において、ＤＭＴ−ＳＳ信号をリモート局に送信するための拡散重みを 計算し、基地局で計算される拡散重みは、基地局で格納されている測定されたチ ャンネルロスに基づくファクターを含み、チャンネルロスを克服するために、リ モート局へ送信されるフォワード信号がリモート局に所望の受信信号電力レベル で到達するように計算され、 リモート局において、基地局から受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するため に逆拡散重みを用意し、 リモート局において、ＤＭＴ−ＳＳ信号を基地局に送信するための拡散重みを 計算し、リモート局で計算される拡散重みは、リモート局で格納されている測定 されたチャンネルロスに基づくファクターを含み、チャンネルロスを克服するた めに、基地局へ送信されるリバース信号が基地局に所望の受信信号電力レベルで 到達するように計算され、 これによって、リモート局および基地局により送信される信号の電力レベルが 干渉を最小化されるように制御され、信号が希望する目的地に届くことを保証す る高帯域幅効率化通信方法。 ２３５．請求項２３４に記載の方法において、 上記フォワードパイロットトーンおよびリバースパイロットトーンは、離散マ ルチトーン信号の形態を有する高帯域幅効率化通信方法。 ２３６．請求項２３４に記載の方法において、 上記基地局における拡散重みの計算には、逆方向性の法則が利用される高帯域 幅効率化通信方法。 ２３７．請求項２３４に記載の記載の方法において、 上記リモート局における拡散重みの計算には、逆方向性の法則が利用される高 帯域幅効率化通信方法。 ２３８．請求項２３４に記載の記載の方法において、 上記基地局は、マルチエレメントアンテナアレイをＤＭＴ−ＳＳ拡散信号を受 信するために有し、 基地局における受信ステップは、 ＤＭＴ−ＳＳ拡散信号を受信拡散信号の性質に基づくユニタリ、適応逆拡散コ ードにより逆拡散し、上記逆拡散コードの所定のエレメントはマルチエレメント アンテナの所定の１つおよび複数の受信された離散トーンの所定の１つに対応づ けられ、 これによって、ＤＭＴ−ＳＳ拡散信号の空間的およびスペクトル的にサンプル が同時に処理される高帯域幅効率化通信方法。 ２３９．請求項２３４に記載の方法において、 上記フォワードパイロットトーンおよびリバースパイロットトーンは時分割二 重期間の連続する部分において送信される高帯域幅効率化通信方法。 ２４０．ＤＭＴ−ＳＳ無線ネットワーク内でリモート局および基地局によって信 号の電力レベル制御する高帯域幅効率化通信システムであって、 子め決定した初期フォワード信号電力レベルのフォワードパイロットトーンを 基地局からリモート局に送信する手段と、 リモート局において、予め決定した初期フォワード信号電力レベルより低い信 号電力レベルのフォワードパイロットトーンを受信し、基地局およびリモート局 間のチャンネルロスによる差を測定する手段と、 リモート局において、測定されたチャンネルロスの値を格納する手段と、 リモート局から、予め決定されたリバース信号電力レベルを持つリバースパイ ロットトーンを基地局に送信する手段と、 基地局において、予め決定した初期リバース信号電力レベルより低い信号電力 レベルのリバースパイロットトーンを受信し、基地局およびリモート局間のチャ ンネルロスによる差を測定する手段と、 基地局において、測定されたチャンネルロスの値を格納する手段と、 基地局において、リモート局から受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するため に逆拡散重みを用意する手段と、 基地局において、ＤＭＴ−ＳＳ信号をリモート局に送信するための拡散重みを 計算し、基地局で計算される拡散重みは、基地局で格納されている測定されたチ ャンネルロスに基づくファクターを含み、チャンネルロスを克服するために、リ モート局へ送信されるフォワード信号がリモート局に所望の受信信号電力レベル で到達するように計算する手段と、 リモート局において、基地局から受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するため に逆拡散重みを用意する手段と、 リモート局において、ＤＭＴ−ＳＳ信号を基地局に送信するための拡散重みを 計算し、リモート局で計算される拡散重みは、リモート局で格納されている測定 されたチャンネルロスに基づくファタターを含み、チャンネルロスを克服するた めに、基地局へ送信されるリバース信号が基地局に所望の受信信号電力レベルで 到達するように計算する手段と、 を含み、 これによって、リモート局および基地局により送信される信号の電力レベルが 干渉を最小化されるように制御され、信号が希望する目的地に届くことを保証す る高帯域幅効率化通信システム。 ２４１．請求項２４０に記載のシステムにおいて、 上記フォワードパイロットトーンおよびリバースパイロットトーンは、離散マ ルチトーン信号の形態を有する高帯域幅効率化通信システム。 ２４２．請求項２４０に記載のシステムにおいて、 上記基地局における拡散重みの計算には、逆方向性の法則が利用される高帯域 幅効率化通信システム。 ２４３．請求項２４０に記載のシステムにおいて、 上記リモート局における拡散重みの計算には、逆方向性の法則が利用される高 帯域幅効率化通信システム。 ２４４．請求項２４０に記載のシステムにおいて、 上記基地局は、マルチエレメントアンテナアレイをＤＭＴ−ＳＳ拡散信号を受 信するために有し、 基地局における受信ステップは、 ＤＭＴ−ＳＳ拡散信号を受信拡散信号の性質に基づくユニタリ、適応逆拡散コ ードにより逆拡散し、上記逆拡散コードの所定のエレメントはマルチエレメント アンテナの所定の１つおよび複数の受信された離散トーンの所定の１つに対応づ けられ、 これによって、ＤＭＴ−ＳＳ拡散信号の空間的およびスペクトル的にサンプル が同時に処理される高帯域幅効率化通信システム。 ２４５．請求項２４０に記載のシステムにおいて、 上記フォワードパイロットトーンおよびリバースパイロットトーンは時分割二 重期間の連続する部分において送信される高帯域幅効率化通信システム。 ２４６．インナーセル干渉のためのマルチプルセルネットワークを最良化するた めの高帯域幅効率化通信方法であって、 第１セルに位置する第１基地局において、上記第１セルに位置する第１リモー ト局から第１経路を介し受信された複数の離散トーンに渡って拡散された第１デ ータ信号を含む第１拡散信号を受信し、上記第１信号は、さらに、第２セルに位 置する第２リモート局から干渉経路を介し受信された上記複数の離散トーンに渡 って拡散された干渉信号をさらに含み、 第１基地局において、上記第１経路および干渉経路を介し受信した拡散信号性 質に基づいた第１逆拡散コードを利用して、受信した信号を適応的に逆拡散し、 基地局において、上記第１経路および上記干渉経路の逆方向性に基づく上記逆 拡散コードから導き出された第１拡散コードにより第２データ信号を拡散し、上 記第１拡散コードは、複数の離散トーンに渡って第２データ信号を分配し、第２ リモート局への干渉経路において選択的に減少された第２拡散信号を形成し、 第１基地局から上記第２拡散信号を第１経路を介し第１リモート局に送信する とともに、上記第２リモート局への干渉経路について選択的に減少された上記第 ２信号を送信し、 上記第２リモート局で、上記選択的に減少された第２拡散信号を受信し、 第２リモート局において、上記千渉経路を介し受信した第２信号の性質に基づ いた第２逆拡散コードを利用して、受信した選択的に減少された第２信号を適応 的に逆拡散し、 第２リモート局において、上記干渉経路の逆方向性に基づく上記第２逆拡散コ ードから導き出された第２拡散コードにより第３のデータ信号を拡散し、上記第 ２拡散コードは、複数の離散トーンに渡って第３データ信号を分配し、上記第１ 基地局への上記干渉経路において選択的に減少された第３の拡散信号を形成し、 上記選択的に減少された第３の拡散信号を第２リモート局から上記干渉経路を 介し上記第１基地局に送信する、 ステップを含む高帯域幅効率化通信方法。 ２４７．請求項２４６に記載の方法において、 上記第１および第２拡散信号は、離散マルチトーン信号の形態を有する高帯域 幅効率化通信方法。 ２４８．請求項２４６に記載の方法において、 上記第１逆拡散ステップは、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散 信号のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ２４９．請求項２４６に記載の方法において、 上記第１拡散ステップは、第２逆拡散コードのコンプレックス数表現の第２デ ータ信号のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信方法。 ２５０．請求項２４６に記載の方法において、 上記第１逆拡散ステップは、受信信号のコンプレックス数表現に乗算されるコ ンプレックス逆拡散コードの値を決定し、第１データ信号の推定になる高帯域幅 効率化通信方法。 ２５１．請求項２４６に記載の方法において、 上記第１基地局は、上記第１拡散信号を受信するマルチエレメントアンテナア レイを有し、上記逆拡散ステップは、 受信拡散信号の性質に基づくユニタリ、適応逆拡散コードにより第１拡散信号 を逆拡散し、上記逆拡散コードの所定の要素はマルチエレメントアンテナの所定 の１つおよび複数の受信された離散トーンの所定の１つに対応づけられ、 これによって、上記逆拡散ステップは、第１拡散信号の空間的およびスペクト ル的にサンプルを同時に処理する高帯域幅効率化通信方法。 ２５２．請求項２４６に記載の方法において、 上記第１逆拡散ステップは、受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に 適応的に位置させ、干渉ソースからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信 方法。 ２５３．請求項２４６に記載の方法であって、 上記第１基地局は、マルチエレメントアンテナアレイであって、第２拡散信号 を送信するものを有し、 上記拡散ステップは、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡 散信号のソースに向けるように適応的に位置させ、干渉部に向かう送信信号のエ ネルギーを減少させる高帯域幅効率化通信方法。 ２５４．請求項２４６に記載の方法において、 上記第１および第２信号は、時分割二重期間の連続する部分で送信される高帯 域幅効率化通信方法。 ２５５．請求項２４６に記載の方法において、 上記第１基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号ととも に受信し、 上記第１逆拡散ステップは、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質を最大化するステップをさらに含む高帯域幅効率化 通信方法。 ２５６．インナーセル干渉のためのマルチプルセルネットワークを最良化するた めの高帯域幅効率化通信システムであって、 第１セルに位置する第１基地局において、上記第１セルに位置する第１リモー ト局から第１経路を介し受信された複数の離散トーンに渡って拡散された第１デ ータ信号を含む第１拡散信号を受信し、上記第１信号は、さらに、第２セルに位 置する第２リモート局から干渉経路を介し受信された上記複数の離散トーンに渡 って拡散された干渉信号をさらに含む手段と、 第１基地局において、上記第１経路および干渉経路を介し受信した拡散信号性 質に基づいた第１逆拡散コードを利用して、受信した信号を適応的に逆拡散する 手段と、 基地局において、上記第１経路および上記干渉経路の逆方向性に基づく上記逆 拡散コードから導き出された第１拡散コードにより第２データ信号を拡散し、上 記第１拡散コードは、複数の離散トーンに渡って第２データ信号を分配し、第２ リモート局への干渉経路において選択的に減少された第２拡散信号を形成する手 段と、 第１基地局から上記第２拡散信号を第１経路を介し第１リモート局に送信する とともに、上記第２リモート局への干渉経路について選択的に減少された上記第 ２信号を送信する手段と、 上記第２リモート局で、上記選択的に減少された第２拡散信号を受信する手段 と、 第２リモート局において、上記干渉経路を介し受信した第２信号の性質に基づ いた第２逆拡散コードを利用して、受信した選択的に減少された第２信号を適応 的に逆拡散する手段と、 第２リモート局において、上記干渉経路の逆方向性に基づく上記第２逆拡散コ ードから導き出された第２拡散コードにより第３のデータ信号を拡散し、上記第 ２拡散コードは、複数の離散トーンに渡って第３データ信号を分配し、上記第１ 基地局への上記干渉経路において選択的に減少された第３の拡散信号を形成する 手段と、 上記選択的に減少された第３の拡散信号を第２リモート局から上記干渉経路を 介し上記第１基地局に送信する手段と、 を含む高帯域幅効率化通信システム。 ２５７．請求項２５６に記載のシステムにおいて、 上記第１および第２拡散信号は、離散マルチトーン信号の形態を有する高帯域 幅効率化通信システム。 ２５８．請求項２５６に記載のシステムにおいて、 上記第１逆拡散は、逆拡散コードのコンプレックス数表現の第１拡散信号のコ ンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信システム。 ２５９．請求項２５６に記載のシステムにおいて、 上記第１拡散は、第２逆拡散コードのコンプレックス数表現の第２データ信号 のコンプレックス数表現倍の乗算である高帯域幅効率化通信システム。 ２６０．請求項２５６に記載のシステムにおいて、 上記第１逆拡散は、受信信号のコンプレックス数表現に乗算されるコンプレッ クス逆拡散コードの値を決定し、第１データ信号の推定に結果する高帯域幅効率 化通信システム。 ２６１．請求項２５６に記載のシステムにおいて、 上記第１基地局は、上記第１拡散信号を受信するマルチエレメントアンテナア レイを有し、 受信拡散信号の性質に基づくユニタリ、適応逆拡散コードにより第１拡散信号 を逆拡散し、上記逆拡散コードの所定の要素はマルチエレメントアンテナの所定 の１つおよび複数の受信された離散トーンの所定の１つに対応づけられる手段を さらに含み、 これによって、第１拡散信号の空間的およびスペクトル的にサンプルを同時に 処理する高帯域幅効率化通信システム。 ２６２．請求項２５６に記載のシステムにおいて、 上記第１逆拡散は、受信感度を希望信号ソースに向かう空間的方向に適応的に 位置させ、干渉ソースからの受信感度を減少させる高帯域幅効率化通信システム 。 ２６３．請求項２５６に記載のシステムであって、 上記第１基地局は、マルチエレメントアンテナアレイであって、第２拡散信号 を送信するものを有し、 上記第１拡散は、上記第２拡散信号の送信信号のエネルギーを上記第１拡散信 号のソースに向けるように適応的に位置させ、干渉部に向かう送信信号のエネル ギーを減少させる高帯域幅効率化通信システム。 ２６４．請求項２５６に記載のシステムにおいて、 上記第１および第２信号は、時分割二重期間の連続する部分で送信される高帯 域幅効率化通信システム。 ２６５．請求項２５６に記載のシステムにおいて、 上記第１基地局は、干渉信号ソースからの干渉信号を上記第１拡散信号ととも に受信し、 上記逆拡散コードを適応的に調整することによって上記干渉信号を適応的に減 少させ、受信信号の信号品質を最大化する手段をさらに含む高帯域幅効率化通信 システム。