JP2008187721A5 - - Google Patents

Download PDF

Info

Publication number
JP2008187721A5
JP2008187721A5 JP2008027087A JP2008027087A JP2008187721A5 JP 2008187721 A5 JP2008187721 A5 JP 2008187721A5 JP 2008027087 A JP2008027087 A JP 2008027087A JP 2008027087 A JP2008027087 A JP 2008027087A JP 2008187721 A5 JP2008187721 A5 JP 2008187721A5
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
vector
bandwidth
data
transmission
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2008027087A
Other languages
English (en)
Other versions
JP4602426B2 (ja
JP2008187721A (ja
Filing date
Publication date
Priority claimed from US08/993,721 external-priority patent/US6359923B1/en
Application filed filed Critical
Publication of JP2008187721A publication Critical patent/JP2008187721A/ja
Publication of JP2008187721A5 publication Critical patent/JP2008187721A5/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4602426B2 publication Critical patent/JP4602426B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Description

高帯域幅効率化通信
本発明は、複数のアクセス技術の組み合わせにより、使用可能なスペクトル帯域幅を非常に有効に活用する通信方法に関する。
限られたスペクトル帯域幅−トで動作する通信システムは、少ない帯域幅ソースを非常に有効に使用して、満足のいくサービスを多くのユーザに提供しなくてはならない。多くのユーザ要求と少ない帯域幅ソースを扱うこうした通信システムには、例えば、携帯電話や個人通信システム等のワイヤレス通信システムがある。
かかるシステムに使用して帯域幅効率を向上するため、つまり所定のスペクトル帯域幅内で効率的に送信できる情報量を増やすために、多様な技術が提案されてきた。これらの技術の多くは、各ユーザ信号の独自性を維持しながら、複数のユーザに対して同じ通信ソースを再使用することを含む。かかる技術は一般的に、多アクセス技術または多アクセスプロトコルと呼ばれる。多アクセス技術の中には、時間分割多アクセス（ＴＤＭＡ）、コード分割多アクセス（ＣＤＭＡ）、空間分割多アクセス（ＳＤＭＡ）、周波数分割多アクセス（ＦＤＭＡ）がある。
かかる多アクセスプロトコルの技術的根拠は、例えば、Rappaportによる「Wireless Communications Principles and Practice」Prentice Hall 1996に述べられている。
時間分割多アクセス（ＴＤＭＡ）プロトコルは、多数のユーザからの情報を時間分割多重送信することにより、割り当てられた一つの周波数帯域で多くのユーザからの情報を送信することを含む。この多重送信式型(scheme)では、特定の時間スロットを特定のユーザに振り分ける。特定の情報が送信される時間スロットを知っていれば、通信チャンネルの受信側で各ユーザのメッセージを分離して再構築できる。
コード分割多アクセス（ＣＤＭＡ）プロトコルは、独自コードを使用して各ユーザのデータ信号を他のユーザのデータ信号から区別することを含む。特定の情報が一緒に送信される独自コードを知っていれば、通信チャンネルの受信側で各ユーザメッセージを分離して再構築できる。ＣＤＭＡプロトコルには４種類あり、ユーザのデータを周波数スペクトルの広い部分に拡散するために使用される特定の技術によって分類される。つまり、直接列（または偽ノイズ）、周波数ホッピング、時間ホッピング、ハイブリッドシステムである。ＣＤＭＡプロトコルの技術的根拠は、例えば、Prasadによって最近書かれた「CDMA for Wireless Personal Communications」Artech House, 1996に述べられている。
直接列ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）プロトコルは、ユーザのデータ信号を、このデータ信号よりも高い帯域幅の独自コード信号によって変調することで、周波数スペクトルの広い部分に拡散することを含む。コード信号の周波数は、データ信号の周波数よりずっと大きくなるように選ばれる。データ信号はコード信号により直接変調され、変調された符号化データ信号は、単一の広周波数範囲を継続的にカバーする単一の広帯域キャリアを変調する。ＤＳ−ＣＤＭＡ変調キャリア信号が送信された後、受信機は、ユーザの独自コード信号の、ローカルに生成されたバージョンを用いて受信信号を復調し、再構築されたデータ信号を得る。このように受信機は、多くの他のユーザのデータ信号を運ぶ変調キャリアから、ユーザのデータ信号を抽出できる。
周波数ホッピング拡散スペクトル（ＦＨＳＳ）プロトコルは、独自コードを使用して、ユーザデータ信号の連続発射用狭帯域キャリア周波数値を変化することを含む。キャリア周波数値は、独自コードにしたがって、周波数スペクトルの広範囲にわたって変化する。ＣＤＭＡプロトコルは拡散スペクトル技術と密接に関係しており、拡散スペクトル多アクセス（ＳＳＭＡ）という単語は、比較的広い周波数範囲を使用して比較的狭い帯域データ信号を分配するＤＳ−ＣＤＭＡやＦＨＳＳといったＣＤＭＡプロトコル用にも使用される。
時間ホッピングＣＤＭＡ（ＴＨ−ＣＤＭＡ）プロトコルは、単一狭帯域キャリア周波数を使用して、ユーザの独自コードによって決定された間隔の間に、ユーザデータを一気に送出することを含む。
ハイブリッドＣＤＭＡシステムは、２個以上のＣＤＭＡプロトコル（直接列／周波数ホッピング（ＤＳ／ＦＨ）、直接列／時間ホッピング（ＤＳ／ＴＨ）、周波数ホッピング／時間ホッピング（ＦＨ／ＴＨ）、直接列／周波数ホッピング／時間ホッピング（ＤＳ／ＦＨ／ＴＨ））の組み合わせを使用する。
ＣＤＭＡプロトコルは、ユーザに独自の異なるコードによって各ユーザの情報を変調する。各ユーザの情報は、通信チャンネルの受信側で分離して再構築する。これは、多重送信信号の、ユーザコードと関連した部分を分離することで行う。特定の実施の形態では、直交コードを使用する。これにより、異なるコードに関連する情報を完全に分離でき、クロストークを生じない。直交コードを使用しない場合は、「コードナリング」を用いて、多様なコード間の相関によって生じる干渉を制限してもよい。この技術は、直交してはいないが、クロストークを最小限に抑えるコードを選択して行う。
空間分割多アクセス（ＳＤＭＡ）送信プロトコルは、エネルギーの有向ビームを形成して、異なる場所にいるユーザと通信することを含む。このビームのエネルギー放射パターンは、空間的に互いに重畳しない。適応アンテナ列を段階的なパターン(phased pattern)で駆動して、選択された複数の受信機の方向にエネルギーを同時に進めることができる。この送信技術によれば、別々の方向を向いた各ビームに他の多重放送式型を再使用できる。例えば、特定の同−ＣＤＭＡコードを、空間的に分離された二本の異なるビームに使用できる。したがって、ビームが重畳しなければ、ビーム／コードの特定の組み合わせによって独自に身元を確認できる限り、異なるユーザを同一のコードに振り分ける事ができる。
ＳＤＭＡ受信プロトコルは、複数部材適応アンテナ列を使用して、アンテナ列の受信感度を選択された送信ソースに向けることを含む。デジタルビーム形成により、適応アンテナ列によって受信された信号を処理し、任意の所定方向から受信した純粋の信号から干渉とノイズとを分離する。受信局は、アンテナ列の各アンテナ部材が受信したＲＦ信号をサンプル抽出し、デジタル化する。この時、デジタルベースバンド信号は、アンテナ列の各アンテナ部材が受信したＲＦ信号の振幅と位相を示す。デジタル信号処理技術を、アンテナ列の各アンテナ部材からのデジタルストリームに適用する。ビーム形成処理は、各アンテナ部材からのデジタル信号に重み値を適用し、これらの振幅と位相の数的表現を調節することを含む。この調整は、互いに加算された時に、所望のビームつまり所望の指向性を有する受信感度を形成するように行う。こうして形成されたビームは、アンテナ列が任意の所定方向から受信した物理的ＲＦ信号(physical RF signal)の、コンピュータ内でのデジタル表現である。送信機においてナルステアリング処理を行い、ナル領域の空間的方向を送信されたＲＦエネルギーのパターンに配置する。
受信側で行うナルステアリングは、受信機の利得または感度におけるナルの効果的な方向を制御するためのデジタル信号処理技術である。これらの処理は共に、ビーム間での空間的干渉を最小限に抑えることを意図する。複数部材アンテナ列を使用して有向ビームを形成するＳＤＭＡ技術は、Swales等によるIEEE Trans. Veh. Technol. Vol. 39. No. 1, February 1990、および米国特許第５，５１５，３７８号に開示されている。適応アンテナ列を使用するＳＤＭＡの技術的根拠は、例えば、LitvaとLoによる最近の本である「Digital Beamforming in Wireless Communications」Artech House, 1996に述べられている。
周波数分割多アクセス（ＦＤＭＡ）プロトコルは、一つの周波数帯で多くのユーザに対してサービスを提供する。これは、特定の周波数スロットを特定のユーザに振り分けること、つまり、異なるユーザに関連する情報を周波数分割多重送信することにより行う。任意の特定情報を乗せた周波数スロットを知っていれば、通信チャンネルの受信側で各ユーザの情報を再構築できる。
直交周波数分割多重送信（ＯＦＤＭ）は、例えば、パルス状の信号をＦＤＭＡ方式で送信する場合に直面する問題を解決する。通信科学において周知の原則により、かかる信号が持続する時間を制限すると、周波数空間における信号の帯域幅が本来的に広くなる。したがって、異なる周波数チャンネルが大きく重畳するかもしれない。このため、ＦＤＭＡが拠り所とする原則である、ユーザ認識パラメータとして周波数を使用することができなくなる。しかし、後述するように、信号の継続時間が制限されていることで周波数チャンネルが重畳するにもかかわらず、特定の周波数に乗って送信されるパルス状の情報は、ＯＦＤＭ原則にしたがって分離可能である。
ＯＦＤＭでは、データ率(data rate)とキャリア周波数とが特定の関係にあることが必要である。特に、全体の信号周波数帯域はＮ個の周波数サブチャンネルに分割される。各周波数サブチャンネルは、同一のデータ率１／Ｔを有する。これらのデータストリームは、１／Ｔによって周波数分離される多数のキャリアに多重送信される。こうした制限下で信号を多重送信すると、各キャリアは１／Ｔの倍数でゼロを有する周波数反応を有するようになる。したがって、データ率に関連した、信号帯域の広がりに因るチャンネル重畳にもかかわらず、多様のキャリアチャンネル間に干渉が生じない。ＯＦＤＭは、例えば、Changによる「Bell Sys. Tech. Jour., Vol. 45, pp. 1775−1796, Dec. 1966」および米国特許第４，４８８，４４５号に開示されている。
パラレルデータ送信は、ＦＤＭＡに関連する技術である。これはマルチトーン送信（ＭＴ）、離散マルチトーン送信（ＤＭＴ）、またはマルチキャリア送信（ＭＣＴ）とも呼ばれる。パラレルデータ送信は、単なるＦＤＭＡと比べて、計算上の大きな利点がある。つまり、各ユーザ情報は分割され、異なる周波数つまり「トーン」にのせて送信されるのであって、標準的なＦＤＭＡのように単一の周波数によって送信されるのではない。この技術の例として、毎秒ＮＦビットの入力データは、毎秒Ｆビットのデータ率でＮビットのブロックにグループ分けされる。Ｎ個のキャリアつまり「トーン」を使用して、これらのビットを送信する。各キャリアは、毎秒Ｆビットを送信する。キャリアは、ＯＦＤＭの原則にしたがって間隔をあけて配置される。
パラレルデータ送信の利点は、この送信技術に関連する計算上の利点のいくつかから得られる。つまり、パラレルデータ信号はオリジナルのシリアルデータ列のフーリェ変換と同等であり、トーンの復調は逆フーリェ変換と同等である。これにより、シヌソイドジェネレータ、モジュレータおよび可干渉性復調器といった高額のシステムではなく、ＦＦＴを都合良く利用して、この技術を実行できることになる。例えば、WeinsteinとEbertによる「IEEE Trans. on Comm. Tech., Vol. com−19, No.5, Oct. 1971. page 628」を参照のこと。
パラレルデータ送信を使用して、多数のユーザにサービスを提供できる。これは、特定のトーンを特定のユーザに振り分けることにより行う。この技術では、特定の情報を任意の特定ユーザに独自に関連させることができる。これは、かかるユーザに振り分けられた周波数セットまたはトーンセットによってのみ情報を送信して行う。複数の周波数を一人のユーザに対して使用することで、周波数領域の不連続ではあるが広範囲にわたって、信号を拡散できる。これにより、拡散スペクトル通信によってよく知られている利点を得る事ができる。ＲｏｃｈｅおよびＷｙｎｅｒに与えられた米国特許第５，４１０，５３８号を参照のこと。
更に、多重送信は、同一の周波数セットまたはトーンセットを異なるユーザに再使用することでも実現できる。これは、ユーザ特定拡散コードに基づいてトーンセットを変調して行う。同一のトーンセットに振り分けられたユーザは、多重送信信号の、それぞれに振り分けられたコードと相関する部分を分離することで、区別できる。Yee, LinnartzおよびFettweisによる「Multicarrier CDMA in indoor wireless radio networks」Proc. PIMRC '93, Yokohama Japan, pp. 109−113, September 1993を参照のこと。
キャリアの位相と振幅の両方を変化させて、マルチトーン送信の信号を表現できる。このため、マルチトーン送信は、Ｍ関連デジタル変調式型によって実行できる。Ｍ関連変調式型では、２個以上のビットをまとめてグループ分けしてシンボルを形成し、Ｍ可能信号の一つを各シンボル期間中に送信する。Ｍ関連デジタル変調式型は、例えば、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ）、高次横軸振幅変調（ＱＡＭ）である。ＱＡＭでは、信号は、運搬波の位相と振幅とによって表現される。高次ＱＡＭでは、振幅／位相プロットによって多数のポイントを区別できる。例えば、６４関連ＱＡＭでは、６４個のポイントを区別できる。６ビットの０と１によって６４通りの組み合わせができるので、例えば６ビット列のデータシンボルは、６４関連ＱＡＭのキャリアに変調できる。これは、可能な６４個のセットの中から１セットの位相と振幅のみを送信して行う。
上記時間的およびスペクトル的多重送信技術のいくつかを組み合わせるための提案がなされている。例えば、Schillingに対して発行された米国特許第５，２６０，９６７号では、ＴＤＭＡとＣＤＭＡの組み合わせが開示されている。Bruckertに対して発行された米国特許第５，２９１，４７５号およびBartholomewに対して発行された米国特許第５，３１９，６３４号では、ＴＤＭＡとＦＤＭＡとＣＤＭＡとの組み合わせを開示している。
他にも、各種の時間的およびスペクトル的多アクセス枝術を、空間的多アクセス技術と組み合わせるための提案がされている。例えば、１９９１年１２月１２目に出願された米国特許第５，５１５，３７８号で、Royは「同一周波数、コードまたは時間チャンネルにおける多数のメッセージを、これらが異なる空間的チャンネルにあるという事実を用いて分離すること」を提案している。Ｒｏｙは、彼の技術を「アンテナ列」を用いた携帯電話通信に特別に適用することを提案している。同様の提案がSwales等によって「IEEE Trans. Veh. Technol. Vol. 39, No. 1, February 1990」において、またDavies等によって「A.T.R., Vol. 22, No.1, 1988」や「Telecom Australia, Rev. Activities, 1985／1986 pp. 41−43」において、なされている。
１９９２年６月２３日に出願された米国特許第５，２６０，９６８号では、GardnerとSchellが、「空間的に分離可能な」放射パターンに関連して「スペクトル的に解体された」通信チャンネルを使用することを提案している。放射パターンの決定は、適応アンテナ列を使用して、信号の「自己可干渉性(self coherence)」特性を回復することにより行う。「基地局の適応アンテナ列を自己可干渉性回復(self coherence restoral)の信号処理に関連して使用し、異なる特定の場所にいるユーザから送られる時間的およびスペクトル的に重畳する信号を分離する。」発明の要約を参照のこと。しかし、この特許では、適応的解析と自己可干渉性回復だけを用いて、最良のビームパターンを決定している。「従来のスペクトルフィルタを使用して、空間的に分離不可能なフィルタを分離する。」
Winterは「適応列処理(adaptive array processing)」を提案している。この処理では、「複数のアンテナからの周波数領域データを結合して、復調のために、チャンネルの分離および時間領域への変換を行う。」１９９３年１０月２０日に出願された米国特許第５，４８１，５７０号の第１コラム６６−６７行および第２コラム１４−１６行を参照のこと。
Ageeは、「任意の通信ネットワークの基地局にあるＭ要素マルチポートアンテナ列を使用することで、ネットワークでの再使用頻度を約Ｍ倍に増やすことができ、適切な復調に必要な入力ＳＩＮＲの範囲を大幅に広げることができる」ことを示している（「Wireless Personal Communications; Trends and Challenges」 Rappaport, Woerner and Reed, editors, Kluwer Academic Publishers, 1994, pp. 69−80, page 69。また、Proc. Virginia Tech. Third Symposium on Wireless Personal Communications, June 1993, pp. 15−1 to 15−12も参照のこと。）Ageeは、彼の著作のこの点において、「任意のネットワークアプローチや変調方法のために、空間的多様性を開発できる。これは、復調処理以前に、マルチポート適応アンテナ列を用いて時間一致加入者信号を分離して行う。」と主張している。op.cit.page 72。同じ著作で、Ａｇｅｅは、「非常に垂離した伝達範囲にわたる信号」を受信するという問題は、「典型的な通信ネットワークが採用する変調フォーマット固有のスペクトル的多様性を開発することで解決できる」と別途説明している。op.cit.page 69。ＣＤＭＡネットワークの場合、Ａｇｅｅは、「信号アンテナが受信したデータ信号は、背景干渉が存在する状態において、空間的干渉信号を受信する狭帯域アンテナ列によって生成される信号と強い類似性を有するベクトル列に変換できる」としている。op.cit.p.76。この議論は、「Ｍチップモジュレーションオンシンボル（ＭＯＳ）ＤＳＳＳ拡散フォーマットを使用するＣＤＭＡネットワーク」の観点からなされる。op.cit.p.69。（ＤＳＳＳは、直接列スペクトル拡散、つまりＤＳ−ＣＤＭＡプロトコルの略語である。）
GardnerとSchellは、１９９２年６月２３日に出願された米国特許第５，２６０，９６８号において、「同一周波数を用いて二重通信を行うために」「基地局およびユーザからの信号を時間分割多重送信すること」を提案している。「基地局における全携帯ユニットからの受信は、基地局から全携帯ユニットに向けた通信から一時的に分離される（第５コラム、４４ｆｆ行）。」同様に、米国特許第４，３８３，３３２号は、ワイヤレス複数部材適応アンテナ列ＳＤＭＡシステムを開示している。ここでは、全ての必要な適応信号処理を基地局のベースバンドで「時間分割再送信技術」を用いて行う。
Fazelは、「Narrow-Band Interference Rejection in Orthogonal Multi-Carrier Spread-Spectrum Communications」、Recod, 1994 Third Annual International Conference on Universal Personal Communications, IEEE, 1994, pp. 46-50において、拡散スペクトルとＯＦＤＭとの組み合わせに基づく通信式型を説明している。複数のサブキャリア周波数は、それらに振り分けられた拡散ベクトル成分を有し、受信側に周波数多様性を提供する。この式型は、周波数領域解析を用いて干渉を椎定する。これは、逆拡散前に、各受信サブキャリアを重み付けするために使用される。この結果、干渉を含むこれらのサブキャリアを消すことになる。
この分野における関連する他の説明は、非特許文献１〜４の通りである。
非特許文献５〜１２の参考文献は、適応ビーム形成を、ＣＤＭＡにおける拡散コード処理と組み合わせる多様な方法を開示している。
N. Yee, Jean-Paul M.G. Linnarta, G. Fettweis, "Multi-Carrier CDMA in Indoor Wireless Radio Networks", IEICE Transactions on Communications, Vol. E77-B, No. 7 pp. 900-904, July 1994. L. Vandendorpe, "Multitone Spread Spectrum Multiple Access Communications System in a Multipath Rician Fading Channel", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 44 No.2, pp.327-337, May 1995. L. Vandendorpe, "Multitone Direct Sequence CDMA System in an Indoor Wireless Environment", IEEE First Symposium on Communications and Vehicular Technology, Benelux Delft Netherlands, pp.4. 1 - 1 to 4.1-8, October 27-28- 1993. K. Fazel, "Performance of CDMAIOFDM for Mobile Communication System", 2nd IEEE International Conference on Universal Personal Communications, Otawa, Ontario, pp.975-979, October 12-15, 1993. G. Tsoulos, et al. "Adaptive Antennas for third generation DS-CDMA cellular systems", Proc. IEEE VTC'95, pp. 45-49, Aug. 1995. Y. Wang et al., "Adaptive antenna arrays for cellular CDMA communication systems", Proc. IEEE Intl. Conf: Acoustics, Speech and Signal Processing, Detroit, pp. 1725-1728, 1995. B. Quach, et al, "Hopfield network approach to beamforming in spread spectrum communications", IEEE Proc. Seventh SP Workshop on Statistical Signal and Array Processing, pp. 409-412, June 1994. A. Sandhu, et al. "A Hopfield neurobeamformer for spread spectrum communications", Sixth IEEE Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Sept. 1995（ページ表示なし） A. F. Naguib, et al. "Performance of CDMA cellular networks with base-station antenna arrays", in C. G. Gunther, ed. "Mobile Communications - Advanced systems and components", Springer-Verlag, pp. 87-100, March 1994. V. Ghazi-Moghadam, et al, "Interference cancellation using adaptive antennas", Sixth IEEE Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, pages 936-939, Sept. 1995. H. Iwai, et al. "An investigation of space-path hybrid diversity scheme for base station reception in CDMA mobile radio", IEEE J. Sel. Areas, Comm., Vol. SAC-12, pp. 962-969, June 1994. R. Kohno, et al. "A spatially and temporally optimal multi-user receiver using an array antenna for DS/CDMA", Sixth IEEE Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Toronto, pages 950-954, Sept. 1995.
多アクセスプロトコルのいくつかを組み合わせて帯域幅の効率を改善するというこれらの提案にもかかわらず、こうした組み合わせを実行することは、あまり成功していない。その理由の一つは、より多くのパラメータを組み合わせると、最適動作パラメータの計算がより困難になるためである。組み合わせた多アクセスプロトコルを実行するネットワークは、より複雑で高価になる。したがって、多アタセスプロトコルの組み合わせを使用した高度帯域幅効率化通信は、まだ研究の余地を残す。
本発明によれば、高度帯域幅効率化情報送受信方法を実現する。本発明の一態様によれば、複数の多アクセス高度帯域幅効率化通信技術を組み合わせる。本発明は、高度に効率的な帯域幅多アクセスシステムにおいて各ユーザの信号を抽出するために、受信信号の明確なスペクトルと空間的解析とを、統合化した動作で組み合わせている、との出願者の認識に、一部基づくものである。
本発明の一態様は、信号を少なくとも空間的に離れた２個の送信機から、複数部材アンテナ列を有する受信基地局に通信する方法である。各送信機は、異なる情報を示す信号を送信する。本発明のこの態様によれば、信号のスペクトル的特徴の数学的表現は、複数部材アンテナ列によって受信された信号の空間的特徴の数学的表現と実質的に同一の数学的形式に表すことができる。このため、受信機は、受信信号を効率的に処理して、信号を、その騒音干渉比率まで強化する適応スペクトル的および空間的逆拡散および拡散重みを同時に得ることができる。この時受信機は、送信機によって送信された各信号に関連するデータを同定でき、そのデータを各受信者に進めることができる。「拡散利得」という言葉を「拡散重み」に代えて使用して、これらの値が適応的であり、大きさを変えられることを強調できる。
本発明の他の態様では、信号のスペクトルフォーマットは離散マルチトーンスタックキャリア（ＤＭＴ−ＳＣ）と呼ばれるものである。このフォーマットでは、ユーザのデータ信号は、重み付けられた離散周波数またはトーンのセットによって変調される。重みは、広範囲の周波数をカバーする複数の離散トーンに信号を分配する拡散コードであり、トーンの振幅を変調するように作用する実数成分(real component)を伴う複素数である。一方、重みのコンプレックス成分は、同じトーンの位相を変調するように作用する。重み付けされたトーンセットの各トーンは、同一のデータ信号を運ぶ。送信局にいる複数のユーザは、同じトーンセットを使用して彼らのデータを送信できる。しかし、このトーンセットを共用する各ユーザは、異なる拡散コードのセットを持っていなくてはならない。特定のユーザに対する重み付けされたトーンセットが受信局に送信されると、そこで逆拡散コードによって処理されて、ユーザデータ信号を回復する。受信機側の、空間的に離れた各アンテナにおいて、本発明の方法は、受信マルチトーン信号を、時間領域信号から周波数領域信号に変換することを含む。逆拡散重みを、各アンテナ部材によって受信された信号の各周波数成分に振り分ける。逆拡散重み値は、受信信号と組合わさった時に、特定のマルチトーンセットおよび送信場所によって特徴づけられた個々の送信信号の最良の近似値となるように決定される。
本発明の別の態様では、逆拡散重みのスペクトル部分は、受信局においてその値を適応的に調整して受信信号の品質を向上する。この処理は、適応的コードナリングと呼ぶ。明確なデータ信号を拡散するために使用する拡散コードが直交する場合、チャンネルにおける干渉を拡散データから除去できる。しかし、拡散コードが直交しない場合、これは空間的セルを近い位置に置く際に使用される拡散コードの場合であるが、クロス変調が生じ、データ信号は、単純な逆拡散によっては正確に区別されない。こうした状況を補償するために、コードナリング重みに受信信号を乗算する。受信信号中のクロス変調をゼロにすることで、データビットの適切な値が受信機から出力される。適応コードナリングの手順は、信号の品質を最大化する包括的逆拡散重みを導入する間に実行されてもよい。
本発明の別の態様では、逆拡散重みの空間的部分は、受信局においてその値を適応的に調整して、受信機の低利得またはナル領域の空間的方向を、ナルが周知の干渉信号ソースに向けられるように適応的にパターンに配置する。このように、干渉信号は空間領域においてエネルギーをそがれる。この「ナルステアリング」手順も、信号の品質を最大化する包括的逆拡散重みを導入する間に実行されてもよい。
本発明の別の態様では、ナルステアリングを行うために用いる数学的形式主義が、コードナリングを行うために用いる形式主義と類似していることが分かった。この類似によると、トーンセット中のトーンがコンプレックス重みによって乗算されてトーンの振幅と位相を変化させるように、アンテナ部材によって受信された信号の利得と相対的位相も、倍数的に増加する重みセットによって乗算される。コンプレックス重みによるこの乗算は、スペクトル的概念であるコードナリング、および空間的概念であるコードナリングの双方に対するマトリクス形式で表現できる。したがって、スペクトルコード領域において実施される計算は、空間的領域において実行される計算と正式に対応する。この結果、本発明のこの態様では、ナルステアリングは、コードナリンダを使用するシステムにおいて、ナルステアリングは、コンプレックス重みを計算するために使用されるスペクトル的マトリクスに追加の「空間的」範囲(dimensions)を加え、これらの「統合された空間的／スペクトル的」重みで信号を乗算することにより、実行できる。
本発明の別の態様では、信号は時間分割二重形式で送信される。例えば、基地局から遠隔端末に向かう信号は、遠隔端末から基地局に向かう信号とは異なる時間帯に送信される。本発明のこの態様の一実施の形態において、第１バースト時間ガード時間期間(first-burst time-guard time-period)によって分離された第１の複数の受信信号によるバーストが、受信局に受信される。次に、受信局は、第２バースト時間ガード時間期間によって分離された第２の複数の送信信号によるバーストを送信する。第１と第２のバーストは、第１バースト時間ガード時間期間または第２バースト時間ガード時間期間よりも大きなバースト時間ガード時間期間(interburst time-guard time-pel-iod)によって分離される。バースト間時間ガード時間期間は、受信局が受信した信号と、他の受信局が送信した信号との間の干渉を減少するために充分な程大きい。
本発明の他の態様は、多アクセス技術のいくつかにしたがってスペクトル的に処理されたデータの表現と、複数部材適応アンテナ列によって空間的に処理されたデータの表現との間に存在するであろう数学的な類似のワイヤレス通信への適用である。出願者は、この類似ゆえに、これらの解析は統合された数学的演算で組み合わせ可能であることを発見した。これにより、拡散コードを含む最適演算パラメータの計算を非常に平易にし、各個人ユーザに関連する信号の同定を可能にする。したがって、本発明のこの態様では、高度帯域幅効率化のために最も望ましい演算パラメータの動的かつリアルタイムでの計算と、各ユーザ信号の同定とが、複数の多アクセス技術を使用しているにもかかわらず、より経済的に行われる。
本発明の他の態様においては、出願者は、ＤＭＴ−ＳＣにおいて重み付けされたトーンセットにわたって信号を拡散することは、複数部材適応アンテナ列によって処理されたデータのフォーマットに類似する多アタセススペクトル処理フォーマットの一つであることを示している。したがって、本発明の実施の形態においては、複数部材適応アンテナ列技術を使用した空間分割多アクセス（ＳＤＭＡ）は、ＤＭＴ−ＳＣと組み合わされて、大きな計算上の効果を奏する。
本発明の更に他の態様は、これらの技術は、より高次の変調フォーマット（より高次のＱＡＭ、Ｍ関連ＰＳＫまたはＦＳＫ等）と組合わさって、更に高度の帯域幅効率を得る。
本発明の実施の形態では、一回のマトリクス計算によって、以前はコード決定、コードナリング、ビーム形成、およびビームステアリングといった別々のステップであったものを含む拡散／逆拡散関数を実行する。この演算により、最良の信号雑音干渉比になる逆拡散重みを生じる。
現在、本発明は、ユーザの数やその必要性に比べて帯域幅が少ないワイヤレス通信の分野（セルラ通信や個人通信等）に有利に適用されている。この適用は、携帯、固定、あるいは最小限に携帯可能なシステムにおいて実行されるかもしれない。しかし、本発明は、ワイヤレスではない他の通信システムにも同様に有利に適用してもよい。
以下では、本発明の原理の態様を、純粋なスペクトル的多様性の例、純粋な空間的多様性の例、スペクトル的および空間的が混合された多様性の例をあげて、述べる。その後に、本発明を高レベルで概覧する。それには、本発明の態様を実行するにあたって使用する波形の説明も含まれる。また更に、より特定的な「発明の詳細」を続け、「本発明の特定の実施の形態」を詳述する。
（本発明の高レベル概覧）
（イントロダクション）
本発明は、複数部材適応または段階的アンテナ列によって形成されるビームの数学的記載と、ある種の多アクセス式型（典型的なＤＭＴ−ＳＣ等）によってフォーマットされた信号の数学的記載との間に類似性があることを認識したことに、一部基づく。この認識に基づき、出願者は、複数の多アクセス技術を組み合わせる際に必要な計算を簡素化できた。本発明を用いて電磁気スペクトルの限られた帯域幅領域を有効に使用し、多くのユーザにサービスを提供できるかもしれない。本発明の技術にしたがって組み合わせる技術は、複数部材アンテナ列を使用するＳＤＭＡ、ＤＭＴ−ＳＣ、および高次の変調フォーマット（高次ＱＡＭ等）を含む。
（本発明の指導的表示）
図１Ａから図１Ｃは、本発明の様態に含まれる技術を指導的に示した図である。図１Ａは、異なる２人の加入者アリスとボブが同一のスペクトル周波数をいかにして使用できるかを指導的に示す図である。アリスとボブは同じ場所にいて、彼らのスペクトル周波数は同一であるが、これらの周波数は異なるように符号化されている。つまり、アリスの信号はコード１で符号化され、ボブの信号はコード２で符号化される。この結果、２つの信号が「混合」しても、異なるコードに基づいて、箱１Ａ．１で分離され、アリスとボブの異なる信号を提供できる。
図１Ｂは，異なる２人の加入者チャックとデイブが同一のスペクトル周波数をいかにして使用できるかを指導的に示す図である。チャックとボブは同一の周波数を使用しているが、異なる場所にいる。彼らのスペクトル周波数は同一であり、信号は「混合」するが、彼らの信号は２つの異なる場所から発しているので、箱１Ｂで分離され、チャックとデイブの異なる信号を提供できる。
図１Ｃに示すように、もし、アリス、ホブ、チャック、デイブがみな同じ時間に同一の周波数を用いて送信したら、彼らの信号は図１に示すように分割されるであろう。
本発明の一態様によると、信号は、図１Ｃに示すように、一つの段階で分離され、箱１Ｃ．１における一つの信号動作によって分離される。出願者は、信号のスペクトル的記述と、空間的記述との間に数学的類似性があるために、この信号の統合された分離が可能であることを示した。
（エアリンク離散マルチトーン送信）
本発明が実行される典型的な通信システムが図１Ｄに示されている。同図では、多様な要素１１は、典型的な、ユーザ向け固定遠隔端末であり、箱１２は、これら遠隔端末のいくつかに関連する基地局である。ここでは、「固定」遠隔端末という言葉は、使用中に移動しない遠隔端末だけでなく、呼が成立している間は一つの基地局によってサービスを受けている限り、可動である端末にも適用される。他の「固定された」実施の形態では、呼が成立している間の空間セル間の移動や、時速１０または５マイル未満の移動が可能である。他の遠隔端末と基地局を示す。
遠隔端子と基地局とは典型的なエアリンク１３で接続されている。基地局は「ワイヤレスネットワークコントローラ」１４に接続されていてもよく、このコントローラ１４は、より広域の遠距離通信ネットワーク１５に接続する。基地局とネットワークコントローラとの接続、およびコントローラと電話ネットワークとの接続は有線でも無線でもよい。
本発明の一態様は、典型的なエアリンタ１３に関する。エアリンク１３は、基地局と遠隔端末とを接続する。こうしたエアリンクは少ない帯域幅ソースを使用し、高度帯域幅効率化モードにおいて有利に動作して多くのユーザに対処する。図ＩＤに１３として示すエアリンクは、多数の複合(complex)通信技術を含む。
第一の技術例は、「離散マルチトーンスタックキャリア（ＤＭＴ−ＳＣ）」と呼ばれるマルチトーン通信の実施の形態である。この技術では、図２に２１で示すように、信号は離散運搬周波数によって送信される。同図に示すように、特定のトーンが特定のユーザに割り振られる。上記のように、トーンは「直交」するように１／Ｔの周波数毎に間隔をあけて配置され、ＯＦＤＭのように、互いに干渉しない。この時、Ｔはシンボルレートである。つまり、各トーンは異なるデータを運ぶことができるが、ここでなされる議論の目的のため、周波数多様性の利点を理解するために、特定のユーザに振り分けられた多様なトーンの少なくともいくつかは余計な情報を運んでいると仮定する。周波数の幅にわたってこのように冗長な送信が行われることにより、周波数のいくつかが重大な干渉を受けた場合でも、信号を回復できる。重大な干渉は、固定遠隔端末を含む、本発明の実施の形態において、特別の関心事項である。上記のように、この信号フォーマットのいくつかの実施例において、高速フーリェ変換計算技術を用いて解析を行うことが可能である。
（ＤＭＴ−ＳＣ）
本発明の一態様において、重み付けしたトーンセット上に信号を拡散することで、帯域幅効率を向上する。この時、各ユーザは、特定のトーンと重みセットに振り分けられる。この技術を図３に示す。同図では、１，２，３，４と同定される４つのトーン上で同じデータを送信する。ユーザ１は「＋１」が、ユーザ２は「＋１」が、ユーザ３は「＋１」が、ユーザ４は「−１」が、それぞれ送信される。同一のトーンを使用して異なる４人のユーザに情報を送る。この時、各ユーザに対して異なる「重み」を使用する。これらの重みをユーザ特有コードと見なしてもよいし、これらを「重み」「コード」または「重みコード」と呼んでもよい。この帰納的な例では、ユーザとトーンの組み合わせ用の重みコード値を、データ値に乗算することで、特定のそのトーンの振幅を得る。たとえば、第２ユーザの重みコードは「１−１ １−１」である。これは、第２ユーザ用の第１トーンの振幅はデータ値の＋１倍であり、第２トーンの値はデータ値の−１倍等であることを意味する。例えば、第２ユーザの第２トーン値は、データ値＋１に、第２ユーザの第２トーン用の重みコード−１を乗算して、−１を導き出している。これを、第２行の第２位置に示す。この処理を「拡散」と呼ぶ。この処理によってトーンセット上へのデータ拡散を行うからである。
同図の最後の行に示す、多様なトーン値を加算して合成スペタトル(composite spectrum)を得て、これを送信する。拡散データを受信すると、データは「逆拡散」される。つまり、多くのユーザに送信されるデータは、合成スペクトルに特定ユーザの重みコードの逆数を乗算して得る。これは、適切なマトリクス技術を用いて、全ユーザに対して同時に行う。
この「離散マルチトーンスタックキャリア（ＤＭＴ−ＳＣ）」技術と、占典的な拡散スペクトル技術の周知の実施の形態との間の相違を憶えておくことは役立つ。直接列拡散スペクトルでは、各データシンボルを一連のコードパルスで乗算する。これにより、スペクトルの、より広い領域にデータを拡散する。周波数ホップ拡散スペクトルでは、異なる時間スロット間に異なるスペクトル領域にわたってデータを送信する。これは、事前に規定されたホッピングコードにしたがって行う。本発明に用いるＤＭＴ−ＳＣでは、直接列の場合のように継続した広域周波数ではなく、重み付けされた離散周波数セットによって信号を変調する。
この例では実数セットとして説明しているが、拡散コードは各ベクトルが複素数であるベクトルを含んでもよい。
（「符号化」処理のマトリクス表現）
たとえば、「拡散」と「非拡散」に用いる高次装置構成の概要を図４に示す。同図において、４１はデータＤであり、これはＤＭＴ−ＳＣ信号を変調する。４２において、多様なＤＭＴ−ＳＣキャリアは符号化される。これは、図３に示した通りである。拡散動作の数学的記述は、式４３に示す。ここで、ＳＤは「拡散データ」、ＣＭは「コードマトリクス」、Ｄは「データ」を示す。マトリクス動作の詳細は式４４に示す。ここでは、４５は、図３のデータを示すデータベクトル列であり、４６は同図のコードマトリクスであり、４７は合成スペクトルまたは拡散データベクトル列である。
拡散データＳＤが受信されると、６０で示されるベクトル動作によって「逆拡散」される。ここで、ＳＤは受信された「拡散データ」であり、ＣＭ−１は、コードマトリクスの逆数であり、ＤＤは「逆拡散データ」である。「逆拡散データ」は、オリジナルデータを反射する。このベクトル動作は、４８に詳細に示す。ここで、４９は受信拡散データであり、５０はコードマトリクスの逆数であり、５１は逆拡散データである。ＳＤＭＡの効果に関する次章での議論において、このコードマトリクスの大きさは、使用されるトーンの全体数によって決定することに注意することが大切である。
「本発明に関する詳細」の章で次に述べるように、直交コードを使用することは必要ではない。実際、本発明の多くの実施の形態において、コードは、通常、直線的に独立しているだけで、異なるコードを有するユーザ間のクロストークの影響は「コードナリング」処理を用いて処理される。この「コードナリング」処理は、自動的に本発明の一態様の実施となる。
（「符号化された」マルチトーン送信におけるＳＤＭＡの使用）
本発明の重要な一態様は、スペクトル的に処理された信号（ＤＭＴ−ＳＣ信号等）のいくつかの数学的記述は、複数部材適応アンテナ列によって空間的に処理された信号の数学的記述と類似するという認識を含む。したがって、このようなスペクトル的に処理された信号の数学的記述は、ＤＭＴ−ＳＣマトリクスの大きさを単純に大きくして、アンテナ列のアンテナ部材の数を考慮すれば、同時に、複数要素適応アンテナ列による空間的処理を記述することになるかもしれない。各トーンに乗算される拡散重みを含む「スペクトル的／空間的マトリクス」の組み合わせの寸法(dimentionality)は、エネルギーを与えられたアンテナ部材の数を乗算したトーンの数と等しい。
発明の説明で述べたように、本発明の一態様を記述する数学的形式主義は、受信信号のコードおよびアンテナ局面の双方を同様に扱う。したがって信号処理によって自動的に、符号化された他の信号とのクロストークが最小限であるコードを生み出すだけでなく、他のビームに照らされたユーザからの干渉を最小限にするビームの形成にもつながる。これらの効果は、通常は別個にもたらされるものであり、それぞれコードナリング、ナルステアリングとして知られている。これについては、「発明の詳細」の章で詳述する。
（チャンネル反応、平準化、および信号抽出）
この点の議論は、チャンネル反応の影響についてのいかなる記述も含まない。図５に示す「チャンネル反応」マトリクスによって、チャンネル反応に因る歪みを形式主義に導入できる。同図において、５２で示す受信データ「ＲＤ」は、図４に示す拡散データとはもはや等しくはなく、チャンネル反応「ＣＲ」によって歪められる。受信データは、５２に示すように、拡散データとチャンネル反応の産物である。この影響は、図３の例で用いた番号と共に５３に示す。図示されるように、逆拡散データ５４は、もはやオリジナルデータ値を有さず、チャンネル反応によって歪められた番号を有する。この歪みを訂正するために、コード逆拡散マトリクスは、チャンネル歪みを「平準化する」条件を含まなくてはならない。
本発明の一実施の形態において、このチャンネル反応ベクトルは、パイロット信号を送信して、チャンネルによって信号に生じた歪みに注目することで決定される（「パイロット駆動平準化」）。他の実施の形態では、チャンネル反応の影響は、送信データに関連する信号対雑音干渉比(signal-to-noise-and-interference)を最大化させる「逆拡散マトリクス」を単純に適応的に算出することで「平準化」される（データ駆動平準化）。算出された最適システムパラメータは、チャンネル反応の数学的表現を含んでもよい。これらのチャンネル反応パラメータを、基地局あるいは遠隔端末で使用して、チャンネル歪みを「平準化」してもよい。これらのパラメータは、リンクのどちら側で使用してもよい。これは、少なくとも短時間であれば、チャンネルは相互的であるからである。もちろん、遠隔端末ではなく中央でこうした計算を同様に行ってもよい。本発明のこの態様において主要なことは、ある種の計算が再利用できることである。したがって、受信信号に用いた逆拡散重みを、最小限の変更を加えただけで、再使用して、次の通信の信号を拡散できる。後方指向性と呼ぶ処理である。さらに、基地局で算出された重みを、遠隔端末で再使用できるかもしれない。
もちろん、最適システムパラメータの計算や、組み合わされた信号からの、各ユーザに関連するデータの適応抽出は、基地局で見られたり、また送信される全システム信号を考慮ながら、行われる。したがって、遠隔端末は、遠隔端子自身が受信し、基地局が受信しない干渉信号を考慮するために、自分自身の逆拡散重みを計算してもよい。簡単にするためには、遠隔端末においては、ビーム重みを計算するのではなく、固定ビームパターンを用いればよい。これは、遠隔端末はどこに固定基地局があるかを知っており、一旦そのビームパターンが固定されてしまえば、再度最適化する必要がないからである。
（変調形式）
ここまでは、信号を０と１として示してきたが、搬送波は、高次ＱＡＭなどの多数の信号変調形式のいずれかによって変調させてもよい。このような例示する形式では、複合スペクトルは、図６に学習を助けるように示すようになる。この図では、図２に示すようなトーン集合は、ｘ軸に示されている。様々なトーン集合に使われる異なるコードは、ｚ軸に示される。最後に、ＱＡＭ変調に関連する配列は、円としてｙ軸に示される。電圧を加えられる特定の配列ポイントは、閉じた円として示す。ｚ軸を「つぶし」て取得する複合スペクトルは、ｘ−ｚ次元に示す。にじみは、特定のトーンの電圧を加えられた全ての配列の複合を表わす。
（時分割双方向）
本発明の一つの実施形態では、本発明による効率的な帯域幅の送信技法が、時分割双方向（ＴＤＤ）構成と組み合わされる。このＴＤＤ構成はすなわち、チャンネルが、タイムスロットに分割され、アップリンク送信とダウンリンク送信が、隣接するタイムスロットで交互に生じる。単純なＴＤＤ構成を図７に示す。この図に示すように、交互のタイムスロットでは、情報がアップリンク（基地局から遠隔局）で送信され、次にダウンリンク（遠隔局から基地局）で送信される。ガード時間が選択され、マルチパスによる遅延時間を可能にする。全ての遠隔局と基地局が同期化され、全ての遠隔局が同じ時間に送信し、全ての基地局が同じ時間に送信することもできる。広く知られたＧＰＳの技術をこのような同期化に使用できる。
上に示すように、ＴＤＤの使用と、チャンネルの応答はＴＤＤ周期に比べて変化が遅いという仮定とによって、少なくとも与えられた場所において受信及び送信の、接触するサイクルの間、拡散及び逆拡散を交換して使用することを可能にする。同様に、第一の場所で計算された「拡散／逆拡散マトリックス」の大きな部分を第二の場所で再使用できる場合もある。例えば、基地局で、前のＴＤＤ周期の間に計算された重みを遠隔局で使用できる。この重みから各ユーザの情報を引き出すことができ、基地局での重みの計算は、基地で受信した信号の信号対雑音及び干渉比を最大にするように行われる。この実施形態では、基地がその遠隔局へ遠隔局の適切な「チャンネル等化コード」または「重み」をＴＤＤ形式を使って送信する。遠隔局は、重みの少なくともいくつかの再計算を行う場合もあるが、基地局で行われた重み分析のいくつかに頼る場合もある。これにより、計算の大きな部分は基地局、又は遠隔局から離れたほかの場所で行われることができる。これにより、数が多い遠隔局のコスト及び複雑さを、少なからず低減する。
もちろん、この本発明のもう一つの実施形態を実施するには、一つのアップリンク及び一つのダウンリンクタイムスロットの周期の間、最適化のパラメータが比較的一定である必要がある。その後は、周期毎に新しく計算された最適化パラメータを決定でき、遠隔局に送信できる。
（オンデマンドの帯域幅）
上に記載したように、本発明は特に、要求があり次第（オンデマンド）、様々な帯域幅を提供するようにうまく適合されている。このような追加の帯域幅の提供は、単純に、要請をしたユーザに、より多くのトーンまたはコードを割り当てるか、又はより高次の変調形式で送信するかによって達成される。
（本発明の詳細な例示）
（ＤＭＴ−ＳＣと適合アンテナアレイ処理との類比）
スペクトルマルチアクセス技法の使用を伴う本発明の態様は、適合アンテナアレイ信号の数学的な描写と数学的に類似し、理解を助けるための図１４に関係してよりよく理解できる。この図では、１０は、離散マルチトーンスタックキャリア（ＤＭＴ−ＳＣ）の数学的な描写である。１０では、ベースバンド信号、ｄ（ｔ）が、拡散コードと掛けられ、この拡散コードは、トーン周波数と関連するキャリヤの重み、ｇkの集合からなる。これは直接的な連続拡散スペクトルとは違うことを理解すべきであり、この直接的な連続拡散スペクトルでは、ベースバンド信号が重みを加えられたキャリヤではなくＰＮコードによって掛けられる。１０の表現は、２０のようなブロック形式に書き直すことができる。ここで、ｇkに関連して重みを付ける運算は、指数の運算から分離され、この指数の運算は図において「逆周波数チャンネル化」、例えば逆ＦＦＴとして示す。本発明のこの態様の重要な点は、出願人がこの表現方法が、適合アンテナアレイの表現方法に類似していることを認識した点であり、適合アンテナアレイの表現方法では、ベースバンド信号が開口ベクトルによって掛けられる。
ＤＭＴ−ＳＣ逆拡散動作を、理解を助けるための図１５に示し、出願人は、この動作も適合アンテナアレイ処理の類似した表現方法に類似することを発見した。１０では、広帯域信号ｘ（ｔ）が帯域フィルタＢＰＦを通され、次に逆拡散コードｗ（ｔ）に掛けられ、元の信号ｄ（ｔ）を取得する。このｗ（ｔ）は通常は図１５の拡散コードの逆関数である。逆拡散における重みを、例えば信号対雑音の最大化のために、適切に計算することにより、チャンネルでの歪みや他の干渉信号を自動的に修正できる。２０では、図１４同様に、逆拡散動作がここでも指数係数から分離される。ここで、受信信号ｘ（ｔ）は、干渉項ｉ（ｔ）と、送信信号ｓ（ｔ）に歪み項ｈ（ｔ）を掛けたものとの和として示される。図１４から、送信信号ｓ（ｔ）はｇ掛けるｄ（ｔ）と等しく、図１５の式３０が導かれる。出願人は、この方程式が、適合アンテナアレイの出力を表わす方程式と類似していることを認識した。
本発明の一つの態様によれば、このＤＭＴ−ＳＣと適合アンテナアレイ処理との類似によって、空間の式とスペクトルの式とが一つの数学的な式に組み合わさる可能性につながる。この一つの数学的な式は、一つの統一されたスペクトル／空間計算によって解くことができる。これはまた、適合アンテナアレイのヌルステアリング（ｎｕｌｌ ｓｔｅｅｒｉｎｇ）と一般的なＣＤＭＡ、特にＤＭＴ−ＳＣにおいてのコードヌリング（ｃｏｄｅ ｎｕｌｌｉｎｇ）との更なる類似の発見にもつながる。本発明のもう一つの態様によれば、以前に概算されたスペクトル拡散及びビームステアリングの重みに逆拡散の重みを設定する代わりに、信号質のなんらかの一般的な測定基準を最大化するように逆拡散重みを適合して計算する。このなんらかの基準は、チャンネルから直接測定された特性又は機械的な適合動作、又はこの二つの組み合わせである。
（時分割双方向）
エアリンタの実施形態で使われるＴＤＤ信号プロトコルを図７に示す。図７には、二つの５ＭＨｚの周波数帯域が８０ＭＨｚ離れて示されていることに注目したい。一つの実施形態では、同一のデータが両方の５ＭＨｚの帯域上に送信され、マルチパスフェード効果を低減する。二つの帯域間の８０ＭＨｚの間隙が、同じマルチパスフェードが両方の帯域と干渉しないことを保証する。これに加え、５ＭＨｚの周波数帯域は、４個の１ＭＨｚの副帯域に分けられ、各５ＭＨｚの帯域の下部及び上部の５００Ｈｚが、ガード帯域として指定される。下部の５ＭＨｚ帯域の４個の１ＭＨｚの副帯域は、上部の５ＭＨｚ帯域の対応する副帯域と調和される。つまり、例えば、下部の５ＭＨｚ帯域の第一副帯域が上部の５ＭＨｚ帯域の第一副帯域に複製を作られる、などである。
一つの好適な実施形態では、基地局から遠隔局への送信期間と、遠隔局から基地局への送信期間（Ｔsymbol）が、約３４０ミリ秒である。一つの実施形態では、送信と受信の間のガードタイム（Ｔguard）が約３５ミリ秒であり、総合再訪時間（Ｔrevisit）は約７５０ミリ秒である。既に述べられたように、また、より詳しく以下に説明するように、Ｔrevisitの選択されたどの長さの期間であっても、実質上同一のチャンネル特性が観察されることを保証するために、エアチャンネルで重大な変化が起こりそうな時間の量よりも、Ｔrevisitが小さいことは重要である。
前方送信バーストと後方送信バーストとの間のガードタイム、Ｔguard'は、マルチパス反射を相当に減衰することを可能にするために十分な長さである必要がある。基地と基地との干渉のため、前方送信バーストと後方送信バーストとの間に十分なガードタイムが必要になる。本発明の一つの実施形態では、４個の前方バーストが、介入する後方バースト無しに送信され、次に４個の後方バーストが送信される。４個のバーストの間のガードタイムは、４個のバーストの最後のガードタイムに比べて、非常に小さい。これにより、基地と基地との干渉を低減する。
（信号処理の高いレベルでの視点）
図８は、信号のフローチャートであり、本発明の一つの実施形態で、基地局と遠隔局との間のエアインタフェース上で送信される音、映像、音声、又はデータ信号に対して実行される信号処理ステップを概して示す。図８に示すように、信号（音、映像、音声またはデータを含んでもよい）が、通信リンクから入力端末１０１０に供給される。この信号は次に、信号全体が一つのパケットとして送信時間Ｔpacketで送信できるように、デジタル形式でパケット化される。ブロック１０１２内に示すように、パケット化された信号は次に、直交振幅変調（ＱＡＭ）で符号化され、エラー符号化（例えば、広く知られたリードソロモン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）及び／又は格子状符号化技法などを使う）される。もちろん、本発明のほかの利点がある実施形態では、二進位相シフトキー（Ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）（ＢＰＳＫ）又はＭ進位相シフトキー（Ｍ−ａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）（ＭＰＳＫ）を、ＱＡＭの代わりに用いてもよいことを理解すべきである。
写像装置１０１２は、写像計画に基づき、ｎビットの２進数の値を表わす複素数を出力する。例えば、もし１６ＱＡＭが使われた場合、符号器１０１２は、４ビットの２進数の値を出力し、２４＝１６なので、１６通りの値のうちの一つを出力する。同様に、もし２５６ＱＡＭが使われた場合、２８＝２５６なので、符号器１０１２は、８ビットの２進数の値を表わす２５６の複素数を出力する。写像装置に入るビットは、チャンネルエラーに対して保護するために、前方エラー修正で符号化されてもよい。
符号化された信号は次に、ブロック１０１３内に示すように、周波数帯域の一部に拡散される。本発明の実施形態によれば、ＤＭＴ−ＳＣ拡散技法が使われ、符号化された信号を、全体の周波数スペクトルの中のいくつかの周波数トーンに拡散する。符号化されたキャリア信号を拡散するために使う方法は、以下に図９の信号処理フロー図を参照にしてより詳しく説明する。
（マルチトーンを使っての並列データ送信）
信号を複数のキャリアに分割し、送信すること−並列送信−は、例えば、レオナルド・Ｊ・シミニジュニア（Leonard J．Cimini Jr.）による「Analysis and Simulation of a Digital Mobile Channel Using Orthogonal Frequency Division Multiplexing」,IEEE Transactions on Communications Vol．Com 33，No．7，July 1985という論文で説明されている。簡単には、並列送信とは、直列のデータストリームを並列のデータストリームに変換し、異なる離散キャリアトーンを並列の各データストリームで変調する技法である。
例えば、４個のトーンを含むキャリア（トーン集合と呼ばれる）の集合を考慮する。直列のデータストリームは次に４個の並列データストリームに分割され、この分割は４個目の記号ごとにその記号をトーンの特定の一つに割り当て行われる。例えば、１番目、５番目、及び９番目の記号が第一のトーンに割り当てられ、２番目、６番目、そして１０番目の記号が第二のトーンに割り当てられる、などなどである。従って、トーン集合の第一のトーンは、第一の並列データストリームへの記号の値の出力に対応する振幅と位相に設定され、トーン集合の第二のトーンは第二の並列データストリームへの記号の値の出力に対応する振幅と位相に設定されるなどである。本発明の特定の有利な実施形態では、トーン間の間隔は、注意深く選択され、直交周波数分割多重放送（orthogonal frequency division multiplexing）（ＯＦＤＭ）を提供する。
変調計画などのＰＮコード方法を図９に示す。上述のように、並列データストリーム中のデータは、同一のデータであっても異なるデータであってもよい。この技法の主な利点は、処理された信号が事実上、元のデータストリームのフーリェ変換であることを示すことができ、列をなすコヒーレント復調器が事実上、フーリェ逆変換であることである。本発明の一つの態様では、これらの技法を使い、高速フーリェ変換（ＦＦＴ）及び高速フーリェ逆変換（ＩＦＦＴ）処理の計算上の利点を取得する。
（ＤＭＴ−ＳＣの詳細）
本発明の例示する実施形態では、エアリンクに割り当てられた全体の帯域幅は、１８５０から１９９０ＭＨｚの範囲で１０ＭＨｚである。この全体の帯域幅は、二つの５ＭＨｚの帯域に分割され、一方を下部ＲＦ帯域、もう一方を上部ＲＦ帯域と呼ぶ。下部ＲＦ帯域の最低周波数と上部ＲＦ帯域（ＤＦ）の最低周波数との間の間隔は、８０ＭＨｚである。ネットワークのベース周波数（Ｆbase）は、下部ＲＦ帯域の最低周波数として定義される。
下部及び上部ＲＦ帯域は、さらに副帯域に副分割される。各帯域の最初及び最後の０．５ＭＨｚは、ガード帯域として指定され、したがって使用されない。各帯域の残存の４ＭＨｚは、次に４個の副帯域に副分割され、連続した番号０から３を与えられる。各副帯域は、下部ＲＦ帯域の周波数の集合と上部ＲＦ帯域のもう一つの周波数の集合を含む。拡張子Ｌは下部ＲＦ帯域内の集合を示し、拡張子Ｕは上部ＲＦ帯域内の集合を示す。
一つの実施形態では、全体で２５６０の周波数トーンが、８ＭＨｚの使用可能な帯域幅に等間隔で存在する。各帯域には１２８０のトーンが存在し、各副帯域には６４０のトーンが存在する（下部帯域に３２０の周波数、上部帯域に３２０の周波数）。トーン間の間隔（Ｄｆ）は、単純に８ＭＨｚ割る２５６０で、３．１２５ＫＨｚである。トーンは更に、４個のトーンを含むトーン集合にまとめてもよく、そして２０個のトーン集合からなるトーンパーティションにまとめてもよい。その他の方法として、トーンを２０個のトーンを含むトーンクラスタにまとめ４個のトーンクラスタからなるトーンパーティションにまとめることもできる。トラヒックチャンネルは、少なくとも一つのトラヒックパーティションを必要とする。制御及びアクセスチャンネルは、５ＭＨｚスロット内のトラヒックチャンネルに沿って散在させてもよい。以下に更に説明するようにデータはトーン集合上で重複する。
トーンのまとめはまた、トーンのユーザへの割り当ての標準化を可能にし、通常の仕方での企図される計算を可能にする。例えば、各ユーザはトラヒックパーティションの倍数のみに割り当てられる。全体の送信帯域を副帯域に分割することによって、低いサンプルレート及びきびしくないＤＳＰ要求を許す（処理された帯域は相当に小さな帯域幅に拡散されているため）。こｒに加え、パーティションは、受信したベクトルの次元数を低減するために便利な分割を提供する。これは、選択されたトーン集合の値を組み合わせて達成される（すなわち、各クラスタ集合内の対応するトーン集合の値）。これは、自由度の数の低減を伴うが、このようなトレードオフは、正確にデータを複合するために自由度の数を最大にする必要がないシステムでは、便利な場合がある。したがって、トーン集合ベクトルの次元数を低減することにより、処理コストは、相当に削減される。
上述のように、別個のトーンに変調された信号が、他のトーンを重なりお互いに干渉しないことを保証するために、トーン集合は１／Ｔ、記号レート、の間隔で間を空けられている。もちろん、送信中はなんらかのゆがみが生じなんらかの干渉が発生する場合もあるが、エラー修正技法を付け加えることにより除去することもできる。
（ＤＭＴ−ＳＣの使用）
上述のように信号は、適切なコードまたは重みを使って割り当てられたトーンに最初に拡散してもよい。これらのコードは、与えられた空間的なセル内で直交してもよく、隣り合う空間的なセル内の同じトーンビンにランダムで割り当てられてもよい。よって、拡散コードは隣り合う空間的なセルで再使用でき、また隣り合う空間的なセルとランダムな相関関係であってもよい。基地局で行われる最初のコードの割り当ては、直交であってもよいが、適合等化の過程で行われる重みの調整に応答して、拡散コードは通常は、通信ネットワークがいくらかの時間活動した後で、直交しないコードに発展し、又は適合する。以下により詳細に説明するように、与えられた空間的セル内で使われる拡散コードの基準は、直交ではなく一次独立性が有利である。拡散コードの隣り合う空間セルでのランダム相関は、自動的に設定されたコードヌリング技法によって補償され、この技法は一次重みづけを使って送信された信号の相関部分を無効にする。
図８のブロック１０１３に表すように、一旦ＤＭＴ−ＳＣ変調技法と関連付けられた拡散コードが、符号化されたデータ信号に割り当てられると、和ブロック１０２５に示すように処理された信号は一次的に合計される。ブロック１０１１から１０１３に対応するブロック１０２１から１０２３に示すように、同様の信号処理手続きが、到来する他の信号に使われる。ブロック１０３０に示すようにこれらの信号は、合計装置１０２５で合計され、図７に示す５ＭＨｚの副帯域内のキャリア周波数を割り当てられる。
上述のように、適合等化の間は、コードは一般には非直交となり、全体の通信ネットワーク１００においてのＳＩＮＲを最大化する。しかし、通信システム１００を通じての自由度の数を最大にするには、与えられた空間的セルの中の複素数拡散ベクトルの一次的独立性を維持することが好適である。一次的に独立した複素数のベクトルとは、システム内のほかの複素数ベクトルの組み合わせの和、又はスカラー倍数として表現することができないベクトルである。よって、一次的な独立性を拡散コードに沿って維持することによって、一次式のマトリックス集合を導くことができ、各システム変数（すなわちデータ記号）を独特に複合することを可能にする。拡散コードが、より一次的に依存するようになる範囲において、データ記号の中で区別する能力がより困難になる。しかし、いくつかの適用法では、帯域フィルタの値が最初に確立され、その後、システムはこれらの制約の中で動作しなくてはならない。
拡散信号は、キャリア毎に一次的に加えられ全体のＤＭＴ−ＳＣ波形を取得する。この信号を逆拡散するためには、受信した信号が検出され、マトリックス形式に変換される。受信したベクトルは、スカラーの因数（拡散コードのビット数に比例する）と、拡散コードを含むマトリックスとを掛けられる。この結果のベクトルは、逆拡散データ記号を出力として提供する。この例から、拡散コードが一次的に独立している限りは拡散コードのビット数と同じだけのデータビット数が独特に逆拡散できることが導ける。
データの拡散に戻ると、一旦符号化された拡散スペクトル信号が周波数キャリア帯域に割り当てられると、信号は、離散周波数領域からアナログの時間領域へと高速フーリェ逆変換及びアナログ−デジタル変換器を使って変換されてもよい。ＩＦＦＴ及びＦＦＴを使ってＯＦＤＭを提供することにより、この技術分野で広く知られているような複数の変調器を必要としない。これは、ＤＭＴ−ＳＣ変調技法に関係する計算が、周波数領域では、時間領域に比べて集中的ではないからである。この理由のため、信号処理の大部分は、好適には周波数領域で行われ（暗号化、フィルタなどのモデム動作を除く）、送信の前の最後のステップの一つとして時間領域に変換される。
帯域幅の考慮に基づき、同一のユーザからの信号は一以上の拡散コード及び一以上のトラヒックパーティションに割り当てられる。異なる拡散コード及び追加のトラヒックパーティションを割り当て、更なる帯域幅を要求するユーザ装置（遠隔局の一つを介して通信する装置）に提供することは、設置の視点からは特に、科学的な精密さと簡潔さを備えている（ＴＤＭＡを使う帯域幅の割り当てに比べて）。これは、新しい拡散コード及びトーン集合の割り当てが、数学的に単純であり、逆拡散ベクトルへの数字的な変化のみを必要とするか（新しいトーン集合の再割り当てのため）又は受信側の帯域フィルタの帯域幅の増加又は減少のみを必要とする（新しいトーン集合の再割り当てのため）からである。
（ＤＭＴ−ＳＣに関連した利点）
ＤＭＴ−ＳＣの使用は、本発明のシステムで大きな利点を得られる。例えば、ＤＭＴ−ＳＣを使うことにより、チャンネル特性を離散した点で評価することができ、これにより、複素数ベクトルとしてマトリックス形式で正確に表わすことができる。よって、各トーン集合内で選択されたトーンは、周波数帯域のすみからすみまで分配された指針として指定することができるため、有限数の複素数値の単純な評価の結果が、チャンネルの正確な評価となる。さらに、理論上は、チャンネルのゆがみは単純な複素数共役乗法によって離散したトーン周波数で補償できる。すなわち、離散したトーンが使われたため、チャンネルがトーン集合周波数の正確な点での動作のみに影響を及ぼし、トーン間の全体のチャンネル応答を知る必要が無い。もしチャンネルがこれらの離散した点で定義されると、受信したトーンは適切な複素数、振幅、及び位相で掛けられチャンネルを等化することのみが必要となる。これは、正確な等化を単純な複素数乗法で達成することを意味する。このチャンネル等化計算は、逆拡散／拡散の重みの計算に含むこともでき、この重みの計算は信号対雑音及び干渉比などの信号の特性を向上又は最適化する。
また、ＤＭＴ−ＳＣの使用によって、アンテナアレイ時間拡散の等化が非常に単純なことを保証する。マルチプルエレメントアンテナアレイでは、波がアレイにぶつかる時に空間的に分割されたセンサによって波形の受信の間に時間遅延が観測される。非常に広い帯域のシステムでは、この遅延が拡散を発生する。しかし、ＤＭＴ−ＳＣを使うことによりこの拡散は、計れるベクトルの離散した値として表わすことができ、これは、応答が周波数の離散点のみで評価されるからである。
更に、システムの各ユーザが異なるＱＡＭ（又は他のＭ進数）の配列の大きさで動作することもできる。これは、直接的な連続拡散スペクトルのように、記号が帯域幅全体に拡散していないからである。むしろ、ＤＭＴ−ＳＣでは、記号が様々な大きさの周波数ビンに拡散され、各ユーザが最適な大きさのＱＡＭ配列（すなわち与えられたＳＩＮＲで許される最高次）を持つことができる。これにより、総合的なシステムの容量を増加させ、これはシステムが最小公分母（全てのチャンネルが動作できるＱＡＭ又はＭ進数配列の大きさ）に制約されないからである。これに加え、低い配列の大きさでは、信号を復調するために低い信号対雑音比が必要とされ、この低い信号対雑音比の要求を使い基地局の範囲を拡張し、さらなるシステムの柔軟性を提供することができる。
ＤＭＴ−ＳＣ変調はまた、特定の通信技術と組み合わせて使用することにより、いくつかの予想されなかった利点を提供する。第一に、ＤＭＴ−ＳＣ拡散は柔軟な拡散帯域幅及び利得率（すなわち与えられた信号は、望まれるままの帯域幅に拡散できる）を可能にするため、チャンネルのスペクトル分岐度を活用するのに特に有利である。すなわち、チャンネルは、他の帯域よりも応答が良い特定の帯域を持つため、信号を選択的により望ましい帯域に拡散できる。
これに加え、ＤＭＴ−ＳＣはまた、コードヌリングの使用を許可し、従来のＣＤＭＡの再使用容量をはるかに越えた通信リンクの再使用容量の向上を実現する。直接的な連続又は周波数ホップの代わりにＤＭＴ−ＳＣが使われるため、拡散コードの選択された部分は、逆拡散器内で無効にできる。よって、拡散コードの、干渉拡散コードと共通しない部分のみが逆拡散される。さらに、ＤＭＴ−ＳＣは、様々な帯域幅のシステム内に設置された時に特に有利である。これは、帯域幅の割り当てがこのようなシステムでは高度に柔軟であり、追加のトーンの要求するユーザへの適切な割り当てによって設置できるからである。要約すると、ＤＭＴ−ＳＣは、干渉信号を無効にする解決法を提供する。
最後に、ＤＭＴ−ＳＣは、マルチエレメントアンテナアレイシステムに適用される時に有利である。このシステムでは、マトリックス計算が処理動作の大半を構成する。この技術分野には広く知られるように、マトリックスの次元数が増大するにしたがって、共変マトリックスを逆さにするために必要な計算動作は、マトリックスの次元数の三乗に比例して増加する。よって、処理する力は、マトリックスの次元数の三乗に比例して増加し、したがって、処理回路のコストもそのように増加する。よって、急騰するコストを避けるために、拡散及び逆拡散計算を行うために使われるマトリックスの次元数を制限することは有利である。マルチエレメントアンテナアレイシステムでは、アンテナセンサエレメントの数を変更しシステムのビーム形成能力を向上させることが望ましい時もあるので、このようなシステムは、通常はマトリックスの次元数の増加を招く（各センサがマトリックスの要素に対応するため）。しかし、ＤＭＴ−ＳＣシステムでは、もしセンサがアンテナアレイに追加されると、マトリックスの次元数は、各トーン集合のトーン数を低減することで維持することができる。
このマトリックスの次元数の維持が可能なのは、各センサの信号の振幅及び位相の重み付けを行う時に使った数学的形式が、トーン集合の各トーンの振幅及び位相の重み付けを行う時に使った数学的形式に類似しているからである。よって、アンテナアレイの複数のセンサとトーン集合の複数のトーンとの間には類比が存在する。したがって、同一のマトリックスを使いセンサエレメントとトーンとの両方の重みを決定でき、もしセンサエレメントの数が増加すれば、トーンの数を低減して補償（すなわち同じマトリックスの次元数を維持する）でき、又はその反対を実行できる。更に、事実上同じＳＴＮＲがこのようなシステムでは維持され、これは、トーンの数で失われた自由度が、ビームの数で回復できるからである。特に、本発明のコストは、直接的な連続拡散スペクトルを使ったその他のシステムのコストが容量の三乗に比例して増加するのに対し、容量におよそ比例して増加する。
一旦信号がＤＭＴ−ＳＣ変調されると、信号はアンテナに出力され送信される。ＤＭＴ−ＳＣは、適切な信号を適切なユーザ装置に方向づけすることを可能にする（すなわち以下に説明するアンテナビーム形成によって）。
（ビーム形成）
本発明の一つの態様によれば、適合アンテナアレイがビーム形成アルゴリズムと共に使われ、各空間的なセル内で空間的な多様性を達成しＳＤＭＡを設置する。すなわち、アンテナから出力された信号は、異なるアンテナセンサを異なる信号利得によって選択的に電力を供給ことにより方向的に形成される。これにより、空間的なセルの一部にある遠隔端末が、空間的セルの異なる部分にある他の遠隔端末が基地局と通信できる間に、この二つの端末が同一のトーン集合及びコードを使っていても同じ基地局と通信できる。本発明の固定された設置において、すなわち遠隔アクセス端末が基地局との通信の間、相当には動かず通常は空間セル内にとどまる場合においては、エアリンクにおいて使われるビーム形成アルゴリズムは、空間セルに入る又は出る移動遠隔装置を考慮する必要が無いことを理解すべきである。一つの有利な実施形態では、各空間セルが、４個のセクターに分割され、各セクターが４個の副帯域ペアの一つにおいて送信及び受信する。
上述のように、本発明のビーム形成方法は、コードの使用と同様、本発明の全体的な適合等化方法と別個のものとしてみるべきではない。むしろ、アンテナセンサに選択的に電力を供給する（送信している間）ために使われる方法又は異なるセンサエレメントで受信された信号に選択的に重みを付ける（受信している間）ために使われる方法は、ＳＩＮＲを最大化するために使われる全体の方法に含まれる。ビーム形成方法と全体的なＳＩＮＲの最大化の方法との関係は、以下により詳しく説明する。
（コードヌリング）
本発明による、拡散スペクトル技術（特にＤＭＴ−ＳＣ）及び方向的なアンテナの好適なエアリンク内での使用により、コード及び空間での一次的な重みづけを使って、いくつかのエラー取り消しの利点を可能にし、この利点は、コードヌリング及びヌルステアリングに類似した効果を含む。
コードヌリングは、隣の空間セルから放射される非直交信号間を区別するために使われる。ここでも、コードヌリング方法は、本発明のＳＩＮＲ最大化方法に関して理解されるべきである。すなわち、コードヌリング方法は、コード領域に対してＳＩＮＲを最大化させる方法の一部として考慮されるべきである。コードヌリング方法のこのような理解の仕方は、図１０に関連してさらに詳しく説明される。
もし、同一の空間セル内又はビームで発生した信号が全て直交拡散コードを持っていた場合、交差変調が無いことを保証するには直交で十分なため、コードヌリングは通常必要でないことを理解すべきである。しかし、上述のように、特定の空間セル内で使われる拡散コードは、好適には一次独立性を持つが、直交でない場合もある。さらに、隣接する空間セルのトランシーバが、ローカルの空間セルに使われる拡散コードとランダムな相関関係を持つ拡散コードを用いている場合もある。
各通信チャンネルに関連する拡散の重みを調節することにより、基地局は、これらの信号を同じトーン集合で交差相関し「隣接」信号による干渉を減ずることができる。一つの実施形態では、基地局が同一のトーン集合に割り当てられた異なる信号を拡散するために使われる拡散コードを持ち、この情報を使って他のコードからの干渉をヌリングするための適切な重みを最初に計算できる。
上述のように、離散したデータ信号を拡散するために使われる拡散コードが直交の時は、拡散データは、逆拡散過程で精密に回復される。しかし、拡散コードが直交でない場合（隣接する空間セルに使われる拡散コードの場合など）は、交差変調が生じる場合もあり、データ信号は、単純な逆拡散によっては精密には区別されない（すなわちコードヌリング無しの逆拡散）。
この現象を補償するために、コードヌリングの重みが逆拡散器で使われる。受信した信号に存在する交差変調を無効にすることによって、受信機によって適切なデータビットの値が出力される。複素数の拡散の重みが一次独立している限りは、また、ＳＮＲが十分に高い限りは、この方法によって・確な記号の値を区別することができる。上のコードヌリング手続きは、ＳＩＮＲを最大化する全体の重みを導く過程で本質的に設置されるものと理解されたい。
（ヌルステアリング）
コードヌリングに加えて、図１１及び図１２に示す、スペクトル拡散を含まない例示方向アンテナは、ヌル領域（すなわちアンテナが到来信号を減衰する領域又は非常に低いアンテナ利得が存在する領域）を含む信号を形成する。これらのヌル領域は、パターンになって形成されることができ、これによりヌルが基地の干渉器（例えば、干渉信号源又は干渉マルチパス反射）に方向づけられる。このような方法により、空間領域では、干渉信号はあまり強調されない。以下により詳しく説明されるように、ヌルステアリングをコードヌリングと共に使うことにより、大いに利点を得られる。
本発明の一つの態様によれば、ヌルステアリングと個一づヌリングを行う方法の間には相当は類似点が存在するため、相当な処理時間及び複雑化を節約できる。特に、ヌルステアリングを達成するための数学的形式が、コードヌリングを達成するための数学的形式に類似する。この類似に基づき、トーン集合のトーンが複素数の重みで掛けられ、トーンの振幅と位相とが変更されたように、アンテナエレメントから出力され受信された信号の利得及び比較的位相が、乗法の重みの集合によって変更される。この複素数の重みによる乗法は、コードヌリング−スペクトルの考え−とヌルステアリング−空間的な考え−との両方のためにマトリクス形式で表すことができる。よってスペクトルのコード領域で行われる計算は、空間領域で行われる計算に形式的に対応する。したがって、ヌルステアリングは、コードヌリングを使うシステムで、単純に、複素数の重みを計算するために使うマトリックスに余分な次元を追加し、信号にこれらの重みを掛け、行うことができる。
図１０は、概して、コード及び空間領域で計算された重みが、ＳＩＮＲを最大化させるためにどのように使われるかを示す。図１０は、主に概念的な図であり、ＳＩＮＲを最大化する方法で起こる実際の処理ステップを示す意味のためではないことに注目すべきである。図１０に示すように、３次元のグラフが、コード、空間、ＳＩＮＲの間の関係をに描く。特に、コード及び空間領域は一つの平面で示され、ＳＩＮＲは、コード及び空間領域によって定義される平面に垂直に描かれている。ＳＩＮＲは、０から１のスケールで描かれ、ここで０の値は、雑音及び干渉のみで構成された信号を示し、１の値は、興味対象の信号のみで構成された信号を示す。
グラフのコード領域軸は、各トーンに適用できる様々な重みの値を表し、グラフの空間領域軸は、各アンテナエレメントに適用できる重みの値を表す。図１０のグラフに示されるように、コード及び空間値の正しい組み合わせで適用された特定の重みによって、１に近いＳＩＮＲを導くことができ、図１０に示す「ピーク」に収束するコード及び空間の重みを計算することにより、最適な信号の検出が達成される。コード及び空間領域の重みを変更しピークＳＩＮＲの収束が達成される方法は、ＳＩＮＲを最大化する方法の部分を参照して以下により詳しく説明される。本発明は、空間とスペクトルとの拡散及び逆拡散を組み合わせ、受信した信号から最適に干渉を除去する。
空間領域で重みを計算する方法の一部を形成するヌルステアリング手続きに戻り、図１３に示すヌルステアリング方法は、各基地局にユーザ容量の増加を提供する。図１３に示すように、第一のビーム「ビームＡ」は、アンテナ１２０によってビーム形成技法を使って、特定の空間領域方向づけされる（すなわち信号の強度は、固線に囲まれて示された領域で強い）。第二のビーム「ビームＢ」は、アンテナ１２０によって異なる空間領域に方向づけられる（図１３に破線で囲まれた領域）。両方の信号が側波帯を含み、この側波帯は通常は珍説下信号空間に干渉を発生させ、主要ビームと側波帯との間にヌル領域を発生させる。もちろん、いくつかの側波帯及びヌル領域を含む、より複雑なビームパターンを用いてもよいことを理解されたい。
本発明の一つの実施形態によれば、ビームＡとビームＢのヌル領域は、各干渉トランシーバ（例えば、予定しているトランシーバと同じトーン集合及び／又はコードで動作するトランシーバ）の方向に配置される。よって、図１３に示すように、ビームＡが遠隔局Ａに対して方向づけられている（遠隔局Ａが予定される受信者であるため）のに対し、ビームＡのヌルは遠隔局Ｂに対して向けられている（遠隔局Ｂが干渉者であるため）。同様に、ビームＢは遠隔局Ｂに向けられ（遠隔局Ｂが予定される受信者であるため）、ビームＢのヌルは遠隔局Ａに向けられる（遠隔局Ａが干渉者であるため）。同様の重み付け計画が、遠隔局が送信し基地局が受信する時にも観測される。同一のヌルステアリング原理を適用し隣接する基地局による干渉を低減することもできる。
マルチパス反射装置を干渉信号源として処理し、これらの反射装置からの信号を無効にするようにヌル領域を配置できることに注目したい。しかし、一つの実施形態では、もし反射装置が時間に対して変化が少ない場合、反射した干渉者は、無効にされない。その代わりに反射した信号は位相シフトされ、建設的干渉を提供しＳＩＮＲを増加するという利点を得られる。
アンテナアレイが提供できるヌル解像度（すなわちヌルの程度での近さ）は、いくつかの要因に依存する。二つの主要な要因は、アンテナセンサエレメントの間隔と到来信号のＳ／Ｎ比である。例えば、もし開口の大きさが十分に大きい場合（例えばもしセンサエレメントが十分に離れている場合）、結果としてよりよいヌル解像度が生じる。また、もし受信した興味対象信号のＳ／Ｎ比が十分に高ければ、興味対象信号の一部がヌル内に実際に配置されることができる（これにより信号の多少の利得が失われるが、干渉者の利得ヌルと興味対象信号の利得ヌルとの全体的な比は、干渉者と対象信号の検出との効果的な相殺を可能にする）。例えば、もし１５ｄＢの利得が与えられたチャンネルのリンクを閉じるために必要であり、興味対象信号のＳ／Ｎ比が３０ｄＢで干渉者のＳ／Ｎ比が６０ｄＢであった場合、もし−７０ｄＢのヌルが干渉者に配置され、興味対象信号が−１５ｄＢで同一のヌルであれば、干渉者は正味利得が−１０ｄＢで、興味対象は１５ｄＢの正味利得を得られ、これにより干渉者は相殺され、リンクは閉じられる。よって、より高いＳ／Ｎ比は、ヌルを興味対象信号の近くに配置することを可能にし、より高いヌル解像度が達成される。本発明の一つの有利な実施形態によれば、与えられたヌルの深さは相殺されるべき干渉者の強度に比例することに注目したい。これに加え、システムによって提供される周波数の多様性のため、もし二つの干渉する遠隔局のステアリングベクトルが、通信リンクを閉じるために必要な処理利得を提供するために十分に明確であれば、ヌルはお互いに対して比較的近くに配置されることができる。
もう一つの実施形態では、遠隔端末はまた、一つの好適な実施形態の方向アンテナを含み、遠隔端末もまたヌルステアリングをできる。図１６はアンテナ利得（デシベルで測定）と方向（角度で測定）の関係を示すグラフである。図１６には、いくつかの基地局が十字記号で示してあり、他の遠隔局（非直交コードを持つ）は小さな円で示される。
予想される最悪の筋書きでは、遠隔局は、３つの基地局から等距離の場所に（すなわち六角形の空間セルの頂点上）に位置する。この場合は図１６には、実質上同じ信号強度で送信する３つの十字記号で示す。これらの基地局は、遠隔アンテナのゼロ方向から約０°，９０°、−９０°に示される。
通常は、各基地局が同じレベル（すなわち−８５ｄＢで）で受信し、遠隔局が受信する時に、３つの基地局の間に十分な干渉が生じる。しかし、遠隔局の方向アンテナによって適用されたビーム形成の重みのため、干渉する基地局（すなわち±９０°の基地局）は、企図される基地局（すなわち０°の基地局）に比較して約５０ｄＢ（すなわち１２０ｄＢ引く７０ｄＢ）減衰される。よって、受信遠隔アンテナからのビームは、企図される基地局で最大の利得を持つように及び一番干渉が強い基地局で最小の利得（ヌル）を持つように形成されるという事実のため、遠隔端末は、興味対象信号と干渉信号の差別をより容易に行うことができる。すなわち、遠隔端末で用いられるビーム形成及びヌルステアリングによって、基地局と同じ方法で、より高い信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）が取得できる。
遠隔端末がコードヌリングを用いてもいいことに注目すべきである。もう一つの実施形態では、最初のコードヌリングの重みが、基地局内で計算され、遠隔端末に送信される。遠隔端末はその後、送信された重みを適合し各遠隔局の特定の干渉環境で必要とされるように、ＳＩＮＲを最大化する。最初の重みを計算し、それを遠隔端末に送信することにより、集約した計算の大半を遠隔局で行う必要をなくす。よって、遠隔端末は、より高い費用効果で作ることができる。
本発明の一つの態様は「逆方向性」と呼ばれ、この態様では、信号を送信し受信するために基地局内で使われる拡散及び逆拡散の重みを、基地局が適合し、通信ネットワーク内の総体的なＳＩＮＲを最大化する。もう一つの実施形態では、これは例えば、通信ネットワーク１００中の平均ビットエラー率（ＢＥＲ）を監視し、各基地局及び各遠隔端末の拡散の重みを変更しＢＥＲを減らすことによって行われる。
（逆拡散重み適合アルゴリズム）
本発明の一つの実施形態では、トラヒックの確立段階では、既知の振幅と位相を持つ一連のパイロットトーンが、周波数スペクトル全体で送信される。パイロットトーンは既知のレベル（例えば０ｄＢ）にあり、約３０ＫＨｚの間隔で配置され、チャンネル応答（すなわち通信チャンネル特性によって持ち込まれた振幅及び位相の歪み）を送信された帯域幅全体で正確に表現する。チャンネルのゆがみを補償するために、チャンネル応答の複素逆関数（振幅成分と位相成分を持つ）が計算され、到来信号によって掛けられる。これによりトラヒック確立段階での重みを開始する。
特定の場合では、チャンネルによって誘導されたフェードが、十分な信号対雑音比を提供するには深すぎ、これらの深いヌルが発生するトーンクラスタが削り取られる（すなわち捨てられ逆拡散では信号に考慮されない）。
チャンネル応答は時間が経つに連れて変化するので、複素共役補償の重みの集合が定期的に再計算され、正確なチャンネル評価を保証する。
チャンネル等化のもう一つの方法は、チャンネル効果（例えば雑音及び既知の干渉者による）をデータ方向方法で等化する。すなわち既知の一列の信号（例えばパイロットトーンの集合）のかわりに、重みを受信した信号に適用し、データ信号の選択された特性を検出する。例えば、もしＰＳＫ変調技法がデータに使われた場合、一定のパワー係数が受信信号に予測される。その他の方法として、ＱＡＭ信号では、データが振幅−位相信号配列平面で検出され、実質上、同心円の輪を持つ。よって、もしチャンネルが等化され所望の信号特性が取得された場合、送信された記号は受信者に正確に復号化された可能性が高い。この一般的な技法は、特性復旧技法と呼ばれる。本発明の一つの実施形態では、復旧された性質は、有限のＱＡＭ又はＭ−ＰＳＫ記号のアルファベットである。
もちろん、本発明によって使われるチャンネル等化方法は、本発明による他の信号の重み付け及び復号化の方法（下に記載する）から概念的に分割可能であるが、チャンネル等化方法は、複数の相殺及び逆拡散方法を内在的に含む場合もあることは当業者には理解できるであろう。したがって、ＳＩＮＲを最大化するために使われる本発明の適合チャンネル等化方法は、干渉相殺と信号逆拡散及び復号方法に関連する下に説明する追加の方法から分割した方法として考慮されるべきではない。むしろ、本発明の適合チャンネル等化方法は、複数の下に示す方法を含むと理解すべきである。
（相互関係及び逆方向性）
ＴＤＤを使うことにより、符号化された信号の送信及び受信の際にチャンネル千渉を補償するために使われる一次重み係数は、局で再計算される必要が無いため、本発明の実施において、ＴＤＤは特に有効である。基地局においての送信と受信との間の短時間の期間、送信及び受信は同じ周波数帯域で少しの時間の間隔のみで生じるという事実（ＴＤＤ）、そして遠隔アクセス端末が基地局に対しては止まっているという事実は、チャンネルがおよそ相反することを保証する。すなわち、既知と遠隔端末との間のエアチャンネルの性質（すなわち送信信号にゆがみを持ち込む性質）が、実質上受信と送信の両方で同一である。よって、局において、実質上同じ重みを、受信での信号の逆拡散と送信での信号の拡散との両方に使うことができる。この逆方向性の原理に従って、基地局は、受信時に逆拡散の重みを計算する時に、送信拡散の重みの計算の大半を実行できる。送信拡散の重みは、単に受信逆拡散の重みのスカラーの倍数である。同様に、この逆方向性の原理に従って、遠隔局は受信時に逆拡散の重みを計算する時に、送信拡散の重みの計算の大半を実行できる。
本発明のもう一つの実施形態によれば、基地局が重みを遠隔局に送信し、遠隔局での次の受信に使うことができる。この方法により、集中した計算の大部分が基地局内で単独に実行されるため、遠隔局での処理が低減される。よって、禁止するほど複雑化されるかわりに、遠隔局を適切な大きさで妥当な値段で作ることができる。
各遠隔端末は、他の遠隔局及び基地に対して、通信ネットワーク上で異なる空間的な関係をもって位置するため、各遠隔端末は、遠隔局が割り当てられた基地局に送信する又は基地局から受信する信号のＳＩＮＲを最大化するために個別に設定された等化の重みを有利に使用する。これは、いくつかの方法で達成できる。例えば、基地局が、遠隔局に送信された信号を、計算された重みの集合によって予備強調してもよい。この予備強調はチャンネルのゆがみをほぼ補償するので、遠隔局は、基地局で計算されるほどには、集中した重み調整計算を実行する必要が無い。よって、遠隔局は、本発明のこの特徴を設置するために、禁止するほどに複雑化した処理回路を含む必要がない。
本発明の一つの態様によれば、最適な送信の重みが基地局で受信された信号に基づいて計算される。これは、逆方向性と呼ばれる。逆方向性適合等化が使用され、受信と送信の両方に使われる重みの集合が決定される時は、ネットワーク中に及ぶ逆方向性適合等化が達成される。よって、システム全体にわたるチャンネル特性が本発明のこの態様によって考慮される。
もちろん、本発明のほかの態様と同様に、本発明による相反及びシステム中に及ぶ逆方向性の態様は、移動環境においても適用法があることを理解されたい。特に、もしＴＤＤシステムでの送信と受信との間の期間が十分に小さい場合、チャンネルは又、移動トランシーバに対しても相反し上述と同様の原理が移動環境に適用できる。
（ゾーン制御）
本発明の特に好適な実施形態では、ゾーンコントローラを使い、隣接する空間セル内でお互いに対して近い遠隔端末間の干渉のリスクを最低限にできる。本発明のこの態様によれば、ゾーンコントローラは、各遠隔局及び各基地局の割り当てられたゾーン内での位置を通知される。干渉しそうな遠隔端末は、異なるコード及びトーン集合を割り当てられ、干渉のリスクを最低限にする。
（要求がある帯域幅）
本発明の一つの態様によれば、二方向通信が、複数の遠隔ユーザ装置と電話ネットワークとの間に高い帯域幅の基地局を介して、ユーザ毎に確立される。各速隔ユーザ装置は、活動化された時に高帯域幅の基地局との通信を、遠隔ユーザ装置内に含まれる遠隔端末の一つに遠隔ユーザ装置が望む帯域幅を示すことで開始する。遠隔端末は、空気（エア）を通じた制御チャンネル（すなわちエアリンク）を介して基地局と通信する。高帯域幅の基地局は次に、要求された帯域幅に関する情報を、図１７に示す中央帯域幅コントローラに送信する。中央帯域幅コントローラは、要求された帯域幅を要求している遠隔ユーザ装置に割り当てられるか否かを決定する。この方法により、帯域幅は、ユーザ装置の種類及び送信されるデータの種類に基づいて、動的に割り当てられる。上述のように、要求するユーザに追加のトーン集合を割り当てることにより、様々な量の帯域幅を割り当てることができる。
（ＩＩＩ本発明の特定の実施形態）
以下の説明は、本発明の特定の実施形態であり、上述の説明の多くの態様を含む。しかしこれは、いずれの形でも、本発明の範囲を制限すると解釈されるべきではない。
（周波数の定義）
本発明のこの特定の実施形態のエアリンクのために割り当てられる全体の帯域幅は、１８５０から１９９０ＭＨｚの範囲で１０ＭＨｚである。この全体の帯域幅は二つの５ＭＨｚ帯域に分割され、下部ＲＦ帯域、上部ＲＦ帯域と呼ぶ。下部ＲＦ帯域の最低周波数と上部ＲＦ帯域の最低周波数との間の間隔（ＤＦ）は８０ＭＨｚである。この実施形態のベース周波数（Ｔbase）は下部ＲＦ帯域の最低周波数として定義される。図１８はこの実施形態の可能な動作帯域を示す。
下部及び上部ＲＦ帯域は更に、図１９に示すように副帯域に副分割される。各ＲＦ帯域の最初及び最後の０．５ＭＨｚは、ガード帯域として指定され、したがって使われない。各ＲＦ帯域の残存する４ＭＨｚは、４個の副帯域に副分割され、０から３まで番号を付けられる。さらに、接尾語「Ａ」は、下部ＲＦ帯域内の副帯域を示し、「Ｂ」は上部ＲＦ帯域の副帯域を示す。副帯域はペアにされ、各副帯域のペアが下部ＲＦ帯域の副帯域の一つと上部ＲＦ帯域の副帯域の一つを含む。
合計で２５６０のトーン（キャリア）が使用可能な８ＭＨｚ内に等間隔で存在する。各帯域には１２８０のトーンが存在する。トーン間の間隔（Ｄｆ）はしたがって、ＭＨｚ割る１２８０、又は３．１２５ｋＨｚである。
トーンの全体的な集合は、最低の周波数のトーンから順番に、０から２５５９まで番号を付けられる。Ｔｉは、ｉ番目のトーンの周波数とすると、
０≦ｉ≦１２７９では、
Ｔi＝ｆbase＋ｆguard＋Ｄｆ／２＋（ｉ）（Ｄｆ）
であり、１２８０≦ｉ≦２５５９では、
Ｔi＝ｆbase＋ＤＦ＋ｆguard＋Ｄｆ／２＋（ｉ）（Ｄｆ）
であり、ここでｆbaseは、表２．３で定義されたベース周波数、ｆguardは０．５ＭＨｚ、Ｄｆは３．１２５ｋＨｚ、ＤＦは８０ＭＨｚである。これと同じように、この関係は、
０≦１≦１２７９では、
Ｔi＝ｆbase＋５００＋（ｉ＋１／２）（３．１２５ｋＨｚ）
で、１２８０≦ｉ≦２５５９では
Ｔi＝ｆbase＋８０５００＋（ｉ＋１／２）（３．１２５ｋＨｚ）
と表すことができる。
各副帯域ペアは、６４０のトーンを含む（下部帯域に３２０の周波数と上部帯域に３２０の周波数）。各副帯域へのトーンの写像を図２０に示す。２５６０のトーンの集合はトーンの空間である。トーン空間のトーンは二つの種類のデータを送信するために使われる。トラヒックデータとオーバーヘッドデータである。トラヒックの送信に使われるトーンはトラヒックトーンであり、残りのトーンはオーバーヘッドトーンである。
本発明のもう一つの実施形態によれば、トーンは３つまたは４つの副帯域に分配されることができ、この副帯域は大きな周波数のギャップで引き離されている。この大きなギャップにより、副帯域のいずれにも発生する可能性のある干渉又はフェードへの免疫を増加させる。
（トラヒックトーン）
トラヒックトーンはＰ0からＰ31として表す３２のトラヒックパーティションに分割されている（この実施形態ではトラヒックチャンネルが少なくとも一つのトラヒックパーティションを必要とする）。各トラヒックパーティションは図２１に示すように７２のトーンを含む。トーンのｉ番目のトラヒックパーティション（Ｐｉ）への写像を表２．５に示す。
（オーバーヘッドトーン）
オーバーヘッドトーンは以下のチャンネルで使われる。
前方（フォワード）チャンネル：
基地によって遠隔装置へ制御情報を送信するために使われる共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）と、
基地から全ての遠隔装置に送信される放送情報を送信するために使われる放送チャンネル（ＢＲＣ）と、
基地によって例えばパイロット信号、フレーム同期化情報を送信するために使われる遠隔装置同期化チャンネル（ＲＳＣ）。
逆チャンネル；
遠隔装置から基地にメッセージを送信するために使われる共通アクセスチャンネル（ＣＡＣ）と、
遠隔装置のＴＤＤのタイミングを調整するために使われる遅延補償チャンネル（ＤＣＣ）。
各副帯域のペアのために、各チャンネルにトーンの一つのグループが割り当てられる。これらのトーンのグループは、それらのチャンネルの名前とそれらの副帯域ペア索引（０，１，２，又は３）で呼ばれる。例えば、副帯域ペア２のＣＬＣチャンネルは、ＣＬＣ2と示される。
各副帯域ペアには二つの異なるＣＡＣが存在する。ＣＡＣi,0とＣＡＣi,1であり、ｉは副帯域ペア索引である。この二つのチャンネルは、請求されて使われても（ＳＣＡＣ）、請求されずに使われても（ＵＣＡＣ）よい。ｉ番目の副帯域のこれらのチャンネルの各々へのトーンの割り当てを図２３に示す。与えられたチャンネル内での全てのトーンに索引が提供される。トーン空間内の、絶対的なトーンの索引は、図２３に示す関係から決定できる。例えば：
前方チャンネルの場合、副帯域ペア２のＣＬＣチャンネルの１３番目のトーンが、ＣＬＣ2（１３）で示され、その絶対的なトーン索引は、
ＣＬＣ2（１３）＝Ｔ230.2+1460＝Ｔ2100
である。
逆チャンネルでは、副帯域ペア２の最初のＣＡＣチャンネルの１３番目のトーンがＣＡＣ2,0（１３）で示され、その絶対的なトーン索引は上と同一である。図２４は、トーン空間の異なるトーングループへの分割を示す絵図である。
（時間定義）
ＴＤＤが基地及び遠隔装置によって使われ、データ及び制御情報を同一の周波数チャンネルで両方の方向に送信する。基地から遠隔装置への送信は、前方送信と呼ばれ、遠隔装置から基地への送信は逆送信と呼ばれる。
図２５に示すように、前方送信の期間はＴforwardであり、逆送信の期間はＴreverseである。遠隔装置又は基地からの再発送信の間の時間は、ＴＤＤの周期であるＴＴＤである。Ｔf-guardの継続時間のガード期間が前方送信と逆送信との間に挿入され、Ｔr-guardの継続時間のガード時間が逆送信と前方送信との間に挿入される。
図２６に示すように、ＴＤＤの周期毎に、各方向に４つの連続した送信バーストが存在する。データは、各バーストで複数のトーンを使って送信される。バーストの継続時間はＴburstである。Ｔb-guardの継続時間のガード期間が各バーストの間に挿入される。図２７にＴＤＤのパラメータの値を示す。
前項で定義したＴＤＤ構成と同期し順応させることに加え、基地と遠隔装置の両方は、フレーム構成と同期化する必要がある。図２８にフレーム構成を示す。図に示す最小の時間の単位は、ＴＤＤの周期である。二つのＴＤＤの周期は副フレームを形成し、８個の副フレームがフレームを形成し、３２フレームが超フレームを形成する。
フレーム同期化は、超フレームのレベルで実行される。フレーム及び副フレームの境界は超フレームの境界から決定される。
この実施形態では、全ての空間セルにおいて、全ての使用可能な周波数を潜在的に再使用できる。しかし、最初は２の再使用係数が使われる。各遠隔装置は、空間セル内の場所及び副帯域ペアのトラヒックの負荷に基づいて副帯域ペアに割り当てられる。図２９に示すように、各遠隔装置はその位置に基づき、４個の副帯域ペアのうちの二つを割り当てられてもよい。例えば、図２９の空間セルの北東部分に位置する遠隔装置は、副帯域ペア０または副帯域ペア２を割り当てられることができる。もちろん、この再使用戦略は、容量を最大潜在容量の半分に低減する。図３０に示すように、同じ副帯域ペア割り当てが全ての空間セルで使われる。
（前方チャンネル形式）
物理層は、望まれる送信の範囲（又は質）に基づいて３つの可能な設置方法がある。物理層は、３つの動作モードを提供することで帯域幅効率（ビット／記号）と送信適用範囲との間のトレードオフを管理する。
高容量モード（狭い範囲）：３ビット／記号
中容量モード（中間範囲）：２ビット／記号
低容量モード（広い範囲）：１ビット／記号
各モードは、コード化された変調計画において異なる詳細を用い、したがって多少異なる形式を用いる。それにもかかわらず、３つのモードには、豊富な対称、重複、及び共通の要素が存在する。
高容量モード 高容量モードでは、一つのトラヒックパーティションが一つのトラヒックチャンネルに使われる。中及び低容量モードでは、それぞれ二つ及び三つのトラヒックパーティション使われる。基地は、その空間セル内の複数の遠隔装置に情報を送信する。この項は、６４キロビット／秒のトラヒックチャンネルと４ｋｂｐｓのリンク制御チャンネル（ＬＣＣ）との、基地から単一の遠隔装置への送信形式を説明する。図３１に、高容量モードのための基地送信機の上部物理層を示すブロック図を示し、一つの前方チャンネルバーストのデータ処理を示す（上部と下部物理層との境界は、ベースバンド信号が周波数トーンに変換されるところである。これにより下部物理層は様々なモード及び送信方向の共通エレメントとしてみることができる）。大きな影を付けられた範囲は、基地で一つのトラヒックチャンネルに必要な処理を示す。図の残りは様々なトラヒックチャンネルがどう組み合わされるかを示す。図の各ブロックの詳細は、この項内で説明される。
２進数源が、データを６４キロビット／秒で基地送信機に届ける。これは、一つの前方送信バーストで４８ビットに変換される。
情報ビットは三重データ暗号化標準（ＤＥＳ）アルゴリズムに基づいて暗号化される。
暗号化されたビットは、次に、データランダム化ブロッタでランダム化される。ビットから８進数への変換ブロックがランダム化した２進数の列を３ビット記号の一列に変換する。この一連の記号は１６の記号ベクトルに変換される（この説明では、ベクトルは通常列ベクトルを参照する。ベクトルは、そうでないという表示がない限り、通常は複素数である。一般的に、列ベクトルは強調された小文字で示し、行ベクトルは同じ文字を移項し上付きＴで示す。もう一つの広く使われここでも使われるベクトルは、共役移項ベクトルであり、エルミートと呼ぶ。）。ＬＣＣからの一つの記号が足されて、１７個の記号のベクトルを形成する。
１７記号ベクトルは、トレリス符号化される。トレリス符号化は、最上位記号（ベクトルの最初のエレメント）から開始し、順次続けられ、ベクトルの最後のエレメント（ＬＣＣ記号）まで続く。この処理は、たたみ込み符号化を用いて入力信号（０と７の間の整数）をもう一つの記号（０と１５の間）に変換し、符号化された記号を対応する１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）信号コンステレーション点に写像する。トレリス符号器の出力はしたがって、１７個のエレメントのベクトルであり、各エレメントが１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）コンステレーション信号のセット内の信号である（信号という用語は通常信号コンステレーション点を意味する）。
リンク保持パイロット信号（ＬＭＰ）が加えられ１８記号ベクトルを形成し、ＬＭＰがベクトルの最初のエレメントとなる。この結果の（１８ｘ１）のベクトルｄfwdは（１８ｘ１８）の前方スミアマトリックスＣfwd-smearによって予め掛けられ、（１８ｘ１）ベクトルｂを生じる。
ベクトルｂはエレメント毎に（１８ｘ１）の利得予備エンファシスベクトルｇfwd（ｐ）と掛けられもう一つの（１８ｘ１）ベクトルｃを生じ、ここでｐはトラヒックチャンネル索引を示し［０，Ｍbase］の範囲内である。Ｍbaseは一つのトラヒックパーティションで同時に運ぶことのできるトラヒックチャンネルの最大数を表す。ベクトルｃはその後（１ｘ３２）前方空間及びスペクトル拡散ベクトルｇH fwd（ｐ）で掛けられ、（１８ｘ３２）のマトリックスＲ（ｐ）を生じる。３２という数は、空間拡散係数４とスペクトル拡散係数８を掛けた結果導き出される。１８ｘ３２のマトリックスは、運ばれる全てのトラヒックチャンネルに対応し、次に組み合わされて結果として１８ｘ３２のマトリックスＳfwdを生じる。
マトリックスＳfwdは、８個（１８ｘ４）の副マトリックス（Ａ0からＡ7）にパーティションされる（４つの列のグループによって）（索引０から７は、これらの記号が最終的に送信されるアンテナエレメントに対応する）。各副マトリックスは、一つのトラヒックパーティション（図３１にはパーティションＡで示す）内でトーンに写像され下部物理層に送られ、この写像は、図２２に示した写像に基づく。
下部物理層は、ベースバンド信号を離散フーリェ移転（ＤＦＴ）周波数ビンに配置し、ここではデータが時間領域に変換され、対応するアンテナエレメント（０から７）に送信され、空気中に送信される。下部物理層の詳細は以下に説明する。
この処理は、次の前方送信バーストで送信される、次の４８ビットの２進数データの最初から繰返される。２進数データの変換の様々なステップを、図３２に示す。図を簡略に保つために、拡散及びトラヒックチャンネル組合わせ機能は一つのステップで示す。
（ミディアムキャパシティモード）
ミディアムキャパシティモードにおけるベース発信機の上位物理的層を表すブロック図を、図３３に示す。ハイキャパシティモードとミディアムキャパシティモードとの伝送形式の主な差異は、異なるトレリス符号化方式の使用である。ミディアムキャパシティモードでは、８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）のレート２／３トレリス符号器（１６ＱＡＭまたは１６ＰＳＫのレート３／４と比較して）と、一つの順方向伝送バーストにおいて二つのトラフィック区分（ＡおよびＢ）とを使用する。
２進ソースは、２進データをベース発信機へ６４ｋビット／秒にて配信する。一つの順方向チャンネルバーストに対して、このデータは４８ビットに翻訳される。これらの情報ビットは、トリプルＤＥＳアルゴリズムに従って暗号化される。暗号化ビットは続いて、データランダム化ブロックにおいてランダム化される。次にビットツービット変換ブロックが、ランダム化された２進シーケンスを、２ビットのシンボルのシーケンスに変換する。このシンボルシーケンスは、２４個のシンボルから成るベクタ（ベクトル）に変換される。ＬＣＣからの２個のシンボルが追加され、さらにシーケンスの終端に１（ones）が８個挿入され、３４個のシンボルによるベクタが形成される。（ＬＣＣからの２個のシンボルは、３ビットのＬＣＣ情報しか伝達しない。第二ＬＣＣシンボルの最も重要でないビットＬＳＢは、常に１に設定されている。）
３４個のシンボルのベクタは、トレリス符号化される。トレリス符号化は、最も重要なシンボル（ベクタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（第二ＬＣＣシンボル）まで順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化（convolutional encoding）を利用する。この符号化は、入力シンボル（０から３の間の整数）を他のシンボル（０から７の間）に変換し、符号化されたシンボルを、各々に対応する８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）信号コンステレーション（配座）点（signal constellation point）にマッピングする。従ってトレリス符号器の出力は３４個の要素から成るベクタであって、その各要素は、８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）コンステレーション信号の集合内の信号である。
３４要素ベクタは、二つの１７要素ベクタに分割される。各ベクタにはＬＭＰが追加され、二つの１８要素ベクタｄfwdおよびｄ'fwdが形成される。ここで、ＬＭＰがこれらのベクタの第一要素である。得られた各ベクタに、（１８×１８）順方向スミアリングマトリックス（forward smearing matrix）Ｃfwd-smearをプレ乗算し、さらに別の二つの（１８×１）ベクタｂおよびｂ'を生成する。続いてベクタｂおよびｂ'は要素ごとに、二つの（１８×１）ケインプレエンファシスベクタｇfwd（Ｐ）およびｇ'fwd（Ｐ）が乗算され、二つの（１８×１）ベクタｃおよびｃ'が得られる。ここで（ｐ）は、トラフィックチャンネル指数を表す。各ベクタには、それぞれに対応する（１×３２）順方向空間およびスペクトル拡散ベクタ（ｇH fwd（ｐ）またはｇ'H fwd（Ｐ））がポスト乗算され、二つの（１８×３２）マトリックスＲ（ｐ）およびＲ'（ｐ）が生成される。
トラフィック区分Ａにて伝送されるすべてのトラフィックチャンネルに対応する多様な１８×３２マトリックスを結合し、１８×３２マトリックスＳfwdを生成する。同様に、トラフィック区分Ｂにて伝送されるトラフィックチャンネルからのマトリックスを結合し、１８×３２マトリックスＳ'fwdを生成する。
マトリックスＳfwdは、（４列ずつのグループにて）８個の（１８×４）サブマトリックス（Ａ0からＡ7）に区分される。各サブマトリックスは、図２２において説明したマッピングに従って区分Ａにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。同様にマトリックスＳ'fwdは、８個の（１８×４）サブマトリックス（Ａ'0からＡ'7）に区分される。各サブマトリックスは、図２２において説明したマッピングに従って区分Ｂにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。
下位物理的層は、ベースバンド信号をＤＦＴ周波数ビン内に配置する。そこでデータは時間領域に変換され、それぞれに対応するアンテナ要素（０から７）へ送られて大気中に発信される。
上記の工程が、次の順方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際のさまざまなステップを、図３４に示す。図示の簡素化のため、拡散機能およびトラフィックチャンネル結合機能は一つのステップとして表す。
ローキャパシティモードにおけるベース発信機の上位物理的層を表すブロック図を、図３５に示す。
（ローキャパシティモード）
ハイキャパシティモードとローキャパシティモードとの伝送形式の主な差異は、異なるトレリス符号化方式の使用である。ローキャパシティモードでは、レート１／２トレリス符号器（ハイキャパシティモードのレート３／４符号器に対して）を用いる。一つの順方向伝送バーストにて４８ビットを伝送するために、三つのトラフィック区分（Ａ、Ｂ、およびＣ）を使用する。
２進ソースは、２進データをベース発信機へ６４ｋビット／秒にて配信する。一つの順方向チャンネルバーストに対して、このデータは４８ビットに翻訳される。これらの情報ビットは、トリプルＤＥＳアルゴリズムに従って暗号化される。暗号化ビットは続いて、データランダム化ブロックにおいてランダム化される。これらの４８ビットが、一つのベクタに生成される。ＬＣＣからの３個のシンボルが追加されて、５１個のシンボルのベクタが形成される。この５１シンボルのベクタを、トレリス符号化する。トレリス符号化は、最も重要なシンボル（ベクタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（第三ＬＣＣシンボル）まで順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化を利用する。この符号化は、２進の入力シンボル（０または１）を他のシンボル（０、１、２、または３）に変換し、符号化されたシンボルを、各々に対応するＱＰＳＫ信号コンステレーション点にマッピングする。従ってトレリス符号器の出力は５１個の要素から成るベクタであって、その各要素は、ＱＰＳＫコンステレーション信号の集合内の信号である。
５１要素ベクタは、三つの１７要素ベクタに分割される。各ベクタにはＬＭＰが追加され、三つの１８要素ベクタｄfwd、ｄ'fwd、およびｄ''fwdが形成される。ここで、ＬＭＰがこれらのベクタの第一要素である。得られた各ベクタに、（１８×１８）順方向スミアリングマトリックスＣfwd-smearをプレ乗算し、さらに三つの（１８×１）ベクタｂ、ｂ'、およびｂ''を生成する。続いてベクタｂ、ｂ'、およびｂ''は要素ごとに、各々に対応する（１８×１）ゲインプレエンファシスベクタｇfwd（ｐ）、ｇ'fwd（ｐ）、およびｇ''が乗算され、三つの（１８×１）ベクタｃ、ｃ'、およびｃ''が得られる。ここでｐは、トラフィックチャンネル指標を表す。各ベクタには、各々に対応する（１×３２）順方向空間およびスペクトル拡散ベクタ（ｇH fwd（ｐ）、ｇ'H fwd（ｐ）、またはｇ''H fwd（ｐ））がポスト乗算され、三つの（１８×３２）マトリックスＲ（ｐ）、Ｒ'（ｐ）、およびＲ''（ｐ）が生成される。
トラフィック区分Ａにて伝送されるトラフィックチャンネルに対応する多様な１８×３２マトリックスを結合し、１８×３２マトリックスＳfwdを生成する。同様に、トラフィック区分ＢおよびＣにて伝送されるトラフィックチャンネルからのマトリックスを結合し、それぞれ１８×３２マトリックスＳ'fwdおよびＳ''fwd生成する。マトリックスＳfwdは、（４列ずつのグループにて）８個の（１８×４）サブマトリックス（Ａ0からＡ7）に区分される。各サブマトリックスは、図２２において説明したマッピングに従って区分Ａにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。マトリックスＳ'fwdは、８個の（１８×４）サブマトリックス（Ａ'0からＡ'7）に区分される。各サブマトリックスは、図２２において説明したマッピングに従って区分Ｂにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。同様にマトリックスＳ''fwdは、８個の（１８×４）サブマトリックス（Ａ''0からＡ''7）に区分される。各サブマトリックスは、図２２において説明したマッピングに従って区分Ｃにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。下位物理的層は、ベースバンド信号をＤＦＴ周波数ビン内に配置する。そこでデータは時間領域に変換され、それぞれに対応するアンテナ要素（０から７）へ送られて大気中に発信される。
上記の工程が、次の順方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際のさまざまなステップを、図３６に示す。図示の簡素化のため、拡散機能およびトラフィックチャンネル結合機能は一つのステップとして表す。同様に、暗号化およびランダム化機能も、一つのステップとして表す。
（暗号化／解読）
６４ｋｂｐｓの２進ソースは、ビットを暗号化モジュールへ４８ビットずつ配信する。暗号化機能は、図３７に示すとおり、ＤＥＳアルゴリズムの三段カスケードから成る。
（トレリス符号化／復号化）
トレリス符号化技術は、たたみ込み符号化から成り、その後に信号マッピングが続く。物理的層の三つのモードでは、異なるトレリスコードを使用する。ハイキャパシティモードでは、１６ＰＳＫおよび１６ＱＡＭの、二つの信号コンステレーションが可能である。
１６ＰＳＫコンステレーションのためのレート３／４たたみ込み符号器を、図３８に示す。このたたみ込み符号器は、８状態（8-state）（ｋ＝４）14のレート１／２マザー符号器を用いる。このマザー符号器は、３ビットの入力シンボルのうち１ビットを符号化し、残りのビットは符号化せずに通過させる。
１６ＰＳＫコンステレーションのためのレート１／２たたみ込み符号器は、８進法の表記にて生成多項式（Ｇ0＝０４、Ｇ１＝１３）によって説明され得る。
等価の多項式表現は、以下のとおりである：
Ｇ0＝Ｄ
Ｇ1＝Ｄ3＋Ｄ2＋１
１６ＱＡＭコンステレーションのためのレート３／４たたみ込み符号器を、図３９に示す。このたたみ込み符号器は、８状態（ｋ＝４）のレート１／２マザー符号器を用いる。このマザー符号器は、３ビットの入力シンボルのうち１ビットを符号化し、残りのビットは符号化せずに通過させる。
１６ＱＡＭコンステレーションのためのレート１／２たたみ込み符号器は、８進法の表記にて生成多項式（Ｇ0＝１７、Ｇ1＝１３）によって説明され得る。等価の多項式表現は、以下のとおりである：
Ｇ0＝Ｄ3＋Ｄ2＋Ｄ＋１
Ｇ1＝Ｄ3＋Ｄ2１
入力シンボルの二つの最も高位のビット（ｘ2、ｘ1）は符号化されずに通過され、出力シンボルの二つの最も高位のビット（ｙ3、ｙ2）を形成する。入力シンボルの最下位ビット（ｘ0）は、レート１／２マザー符号器（影付きボックスとして図示する）に入り、出力シンボルの二つの最も下位のビット（ｙ1、ｙ0）を生成する。
トレリス符号化工程の次のステップは、１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ）コンステレーション内の信号上に出力シンボルをマッピングすることである。１６ＱＡＭおよび１６ＰＳＫコンステレーションのための特定のマッピングを、図４０に示す。
得られたトレリス符号器出力は、図４０に示す１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ）コンステレーション内に存在可能な１６個のコンプレックス数のうちの一つである。各コンステレーション点（信号）の実際値を、図４１に示す。コンステレーション上の点は、信号の平均エネルギーが１になるように選択されている。
ミディアムキャパシティモードでは、レート２／３トレリスコードを、８ＱＡＭまたは８ＰＳＫ信号マッピングと共に用いる。８ＰＳＫコンステレーションのためのたたみ込み符号器を、図４２に示す。このたたみ込み符号器は、３２状態（ｋ＝６）のレート１／２マザー符号器を用いる。このマザー符号器は、２ビットの入力シンボルのうち１ビットを符号化し、残りのビットは符号化せずに通過させる。このレート１／２たたみ込み符号器は、８進法の表記にて生成多項式（Ｇ0＝１０、Ｇ1＝４５）によって説明され得る。等価の多項式表現は、以下のとおりである：
Ｇ0＝Ｄ2
Ｇ1＝Ｄ5＋Ｄ3＋Ｄ2＋１
８ＱＡＭコンステレーションのためのたたみ込み符号器を、図４３に示す。このたたみ込み符号器は、３２状態（ｋ＝６）のレート１／２マザー符号器を用いる。このマザー符号器は、２ビットの入力シンボルのうち１ビットを符号化し、残りのビットは符号化せずに通過させる。このレート１／２たたみ込み符号器は、８進法の表記にて生成多項式（Ｇ0＝５３、Ｇ1＝７５）によって説明され得る。等価の多項式表現は、以下のとおりである：
Ｇ0＝Ｄ5＋Ｄ4＋Ｄ2＋１
Ｇ1＝Ｄ5＋Ｄ3＋Ｄ2＋１
入力シンボルの最高位ビット（ｘ1）は符号化されずに通過され、出力シンボルの最高位ビット（ｙ2）を形成する。入力シンボルの最下位ビット（ｘ0）は、レート１／２マザー符号器に入り、出力シンボルの二つの最も下位のビット（ｙ1、ｙ0）を生成する。
トレリス符号化工程の次のステップは、８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）コンステレーション内の信号上に出力シンボルをマッピングすることである。８ＱＡＭおよび８ＰＳＫコンステレーションのための特定のマッピングを、図４４に示す。得られたトレリス符号化出力は、図４４に示す８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）コンステレーション内に存在可能な８個のコンプレックス数のうちの一つである。各コンステレーション点（信号）の実際値を、図４５に示す。コンステレーション上の点は、信号の平均エネルギーが１になるように選択されている。
ローキャパシティモードでは、事実Ｌ標準的であるレート１／２符号器（図４６に示す）を、ＱＰＳＫマッピングと共に用いる。入力シンボルの唯一のビット（ｘ0）がレート１／２マザー符号器に入り、出力シンボルの二つのビット（ｙ1、ｙ0）を生成する。
トレリス符号化王程の次のステップは、ＱＰＳＫコンステレーション内の信号上に出力シンボルをマッピングすることである。自然マッピング（natural mapping）と呼ばれるＱＰＳＫコンステレーションのための特定のマッピングを、図４６に示す。得られたトレリス符号化出力は、図４７に示すＱＰＳＫコンステレーション内に存在可能な４個のコンプレックス数のうちの一つである。各コンステレーション点（信号）の実際値を、図４８に示す。コンステレーション上の点は、信号の平均エネルギーが１になるように選択されている。
（クラスタ（cluster）スミアリング／デスミアリング（desmearing））
このセクションにて、スミアリングマトリックスＣfwd-smearを定義する。スミアリングブロックへの入力は、（１８×１）ベクタｄfwdである。したがって、スミアリング演算の出力（ベクタｂ）は、ｄfwdと（１８×１８）スミアリンダマトリックスＣfwd-smearとのマトリックス乗算によって表現される。すなわち、
ｂ＝Ｃfwd-smearｄfwd
Ｃfwd-smearは、以下に示す一定値のマトリックスである。
Figure 2008187721
 ここで、
ａ＝（ｒLMF／（１＋ｒLMP））1/2
ｂ＝（１／（１＋ｒLMP））1/2
である。ｒLMPは、パイロット値対データベキの比率（ratio of pilot to data power）であり、物理的層によって供給され得るパラメータであって、その数値は公称（nominally）１に設定される。
（ゲインプレエンファシス）
このセクションにて、図３１に示すケインプレエンファシスマトリックスｇfwd（ｐ）を説明する。ゲインプレエンファシスブロックへの入力は、（１８×１）ベクタｂである。ゲインプレエンファシス演算の出力（ベクタｃ）は、ベクタｂとゲインプレエンファシスベクタｇfwd（ｐ）との要素ごとの乗算値である。
ｃ＝ｂ・ｇfwd（Ｐ）
ここで、・は要素ごとのベクタ乗算を表す。ｇfwd（ｐ）の要素は、ベースにて受信した情報を用いて算出される。これらの重みの算出は、実施例によって異なる。
（スペクトルおよび空間拡散）
このセクションにて、図３１に示す（１×３２）順方向空間およびスペクトル拡散ベクタｇHｆｗｄ（Ｐ）を定義する。スペクトルおよび空間拡散ブロックへの入力は、１８要素ベクタＣである。スペクトルおよび空間拡散演算の出力（１８×３２）マトリックスＲ（ｐ）は、ｃと（１×３２）スペクトルおよび空間拡散ベクタｇH fwd（ｐ）とのマトリックス乗算値である。
Ｒ（ｐ）＝ｃｇH fwd（ｐ）
ここで、
ｇH fwd（Ｐ）＝［ｇ0ｇ1ｇ2．．．ｇ30ｇ31］
ベクタｇH fwd（ｐ）の要素は、伝送中に渡って計算される発信拡散の重みである。これらの重みの算出のためのアルゴリズムは、実施例によって異なる。しかし、手順を明確にするために、これらの重みの算出のための特定のアルゴリズムを以下に説明する。
ベースは、逆方向チャンネルにて受信した最新データに基づいて、新しい重みを算出する。発信拡散の重みは、受信した重みに、各自４つの受信周波数を有する８個のアンテナの入力を用いてスケーリンク（比例尺）を適用したもの（scaled version）である。受信重みベクタｗH rev（ｐ）は、図４９に示すように空間およびスペクトル成分にマッピングされた３２要素（ｗ0〜ｗ31）を含む。
ベースのトラフィック確立手順において、発信重み（ｇ0〜ｇ31）が以下の等式によって計算される。
ｇH fwd（ｐ）＝ａfwd（ｎ）ｈ（ｋfwdwH rev（ｐ））
ここで、ｋfwdはベース発信定数である。ａfwd（ｎ）は、ｎ番目のパケットに対するベースゲインランプアップ係数である。そしてｈ（．）は、自身の変数のノルムを２３ｄＢｍまでに制限する関数である。
‖ｖ‖2＜２３ｄＢｍの時、
ｈ（ｖ）＝ｖ
さもなければ、
ｈ（ｖ）＝２３ｄＢｍ（スケール係数）（ｖ／‖ｖ‖2）
ベース定常手順においては、受信重みは以下の等式を用いて適応的に(adaptively）計算される。
ｗrev（ｐ）＝Ｒ-1 xxｒxy
ここで、
ｗrev（ｐ）は（３２×１）重みベクタであり、
ｒxyは、受信した（３２×１）ベクタｘと逆拡散データｙとの（３２×１）相互相関ベクタの推定値に、チャンネル等化（equalization）重みの推定値を乗算したものであり、
Ｒ-1 xxは、受信したベクタＸの（３２×３２）反転自己相関マトリックスの推定値である。（Ｒ-1 xxは、帰納的変形グラムーシュミット（ＲＭＧＳ）アルゴリズム（Recursive Modified Gramm-Schmidt algorithm）を用いて算出してもよい。）
ｒxvは、再スミアリンダステップおよびゲインプレエンファシス再適用ステップ後の逆拡散データに対して相互相関する。
受信重み（ｗ0〜ｗ31）は、図４９に示すマッピングに従って、空間およびスペクトル成分にマッピングされる。発信重み（ｇ0〜ｇ31）は、受信重みにスケーリングを適用した値である。スケーリングは、以下の等式に従って為される。
ｇH fwd（ｐ）＝ｋfwdｗH rev（ｐ）
ここで、ｋfwdはベース定常発信定数である。
相関推定は、８つの逆方向チャンネルバーストに渡って計算される。新しい逆拡散の重みは、遅延なく８つの逆方向チャンネルバーストに適用される。重みは、バースト４つ分の遅延後に、８つの順方向チャンネルバーストに適用される。相関推定は、ベキ指数平均化ブロック総和（exponentially averaged block summation）を通じて為される。指数関数的減衰定数（exponential decay constant）は暫定的に、公称値０．７とされる。
図８５に、スペクトルおよび空間重みの適応的解法の実施形態の例示的フローチャートを示す。
（順方向（フォワード）制御チャンネル伝送フォーマット）
共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）チャンネル伝送における物理的層のブロック図を、図５０に示す。ＣＬＣメッセージは、６４ビットの２進シーケンスである。ビットツー双ビット変換ブロックは、２進シーケンスを、２ビットシンボルから成る長さ３２のシーケンスに変換する。ベクタ形成ブロックは、シンボルシーケンスを（３２×１）ベクタに変換する。得られたベクタの各要素を、ＱＰＳＫ信号コンステレーション中の各々に対応する信号内にマッピングし、さらに別の（３２×１）ベクタＳを生成する。ＱＰＳＫ信号におけるマッピングを、図５１に示す。
得られたベクタは、二つの並行経路に進められる。第一経路ではベクタｓは直接、スペクトルおよび空間拡散へ送られる。そのスペクトルおよび空間拡散は、ベクタｓに（１×３２）拡散ベクタｇH clcをポスト乗算することを含む。
ｇH clc＝［ｇ０ｇ１ｇ２．．．ｇ３０ｇ３１］
（ｇH clcは、以下にてさらに説明する。）得られた（３２×３２）マトリックスは、Ｄclcである。続いてマトリックスＤclcは、アンテナデマルチプレクサに送られ、（４列ずつのグループにて）８個の（３２×４）サブマトリックスＡ0からＡ7に区分される。これらの各サブマトリックスの要素は最終的には、それぞれアンテナ０から７へ伝送される。
第二経路では、ベクタｓはコードゲーティングされる。コードゲーティング演算は、（３２×１）ベクタＳと（３２×１）コートゲーティングベクタＹclcとの要素ごとの乗算であると説明される。生成される（３２×１）ベクタＳ'は、
ｓ＝ｓ・１clc
ベクタｉclcは、以下にて説明する。
得られた（３２×１）ベクタｓ'は、スペクトルおよび空間拡散へ送られる。そのスペクトルおよび空間拡散は、ベクタｓ'に（１×３２）拡散ベクタｇclc Hをポスト乗算することを含む。得られた（３２×３２）マトリックスは、Ｄ'clcである。続いてマトリックスＤ'clcは、アンテナデマルチプレクサに送られ、（４列ずつのグループにて）８個の（３２×４）サブマトリックスＡ'0からＡ'7に区分される。これらの各サブマトリックスの要素（Ａ0からＡ7）および（Ａ'0からＡ'7）は続いて、タイムデマルチプレクサへ伝送され、さらに（４行ずつのグループにて）８個の（４×４）サブマトリックスに区分される。それにより、１２８個の（４×４）マトリックス（Ｄ0からＤ63）および（Ｄ'0からＤ'63）が生成される。
一つの６４ビットＣＬＣメッセージの伝送には、１６の順方向チャンネルバーストまたは４つのＴＤＤ周期を要する。これらの各バーストにおいては、８個（各アンテナに１個）の（４×４）マトリックスがトーン上にマッピングされ、下位物理的層へ送られて大気中に発信される。インタリーブおよびトーンマッピング機能は、以下にて説明される。
ベクタｇclcは、（８×１）空間拡散ベクタｄと（４×１）スペクトル拡散ベクタｆとのクロネッカー積であると定義される。
ｇclc＝ｋｒｏｎ（ｄ，ｆ）
ここで、ｄは
Figure 2008187721
 であり、ｆは
Figure 2008187721
 である。生成されるベクタｇclcは、以下のとおりである。
Figure 2008187721
 ｇclc Hは、ｇclcの共役転置である。
拡散ベクタｆは、（４×４）アダマールマトリックスＨ4のうちの一列であり、ベースにてランダムに選択され得る。
拡散ベクタｄは、（８×７２）ＣＬＣ空間拡散の重み表のｋ番目の列である。列指数ｋは、パラメータＣＬＣビームを通じてＭＡＣ層によって供給される。
（４×４）アダマールマトリックスはＨNと表記され、以下の帰納によって得られる：Ｈ2Nは、
Figure 2008187721
 に等しい。ここで、Ｈ0は１にて初期化される。たとえば、４×４アダマールマトリックス（Ｈ4）は以下のとおりである。
Figure 2008187721
 コードゲーティングベクタｉclcは、
ｉclc＝ｂclc・ｈclc
ここで、ベクタｈclcは、すべて１のベクタ（ones vector）である（３２×３２）アダマールマトリックス（Ｈ32）の０番目の列である。（３２×１）ベクタｂclcのｉ番目の要素は、以下のとおりである。
ｂclc＝ｅj2pikｏｆｆｓｅｔ/32
ｋoffset（０から３１の間の整数）は、伝送ベースのためのベース局オフセットコード（ＢＳＯＣ）である。
（インタリーブ）
各ＣＬＣ伝送には、１６のバースト（バースト０からバースト１５）が含まれる。各アンテナに対して、インタリーバは各バースト内にて、１６の可能な（４×４）マトリックスのうちの一つを出力する。図５２に、インタリーバが使用する伝送順序を示す。
（トーンマッピング）
大気中に発信するトーン上にマッピングすべき（４×４）マトリックスは、１２８個ある。図５３に、インタリーバの出力側におけるトーン内への（４×４）マトリックスのマッピングを示す。図２３を用いて、絶対トーン指数（absolutetone indices）を得ることができる。
（放送チャンネル）
ＢＲＣチャンネル伝送の物理的層に関するブロック図を、図５４に示す。このブロック図は、図５０に示すＣＬＣに関するものと近似している。しかし、完全を期すためおよび細かい差異を指摘するため、ＢＲＣ伝送フォーマットの詳細をこのセタションにて示す。
順方向におけるＣＬＣ伝送とＢＲＣ伝送との主な差異は、以下のとおりである。
ベースは、すべての（４つのサブバンドペアにおける）ＢＲＣチャンネルを使用するが、ＣＬＣでは、チャンネル選択は作動中のサブバンドペアに基づく。
ベースは、１０の空間ビーム（順次作動される）生成することで、一つの半球におけるすべてのＲＵをカバーする。すなわちＢＲＣメッセージの放送には、ＣＬＣメッセージの伝送の１０倍の時間がかかる。
ＢＲＣメッセージは、６４ビットの２進シーケンスである。ビットツー双ビット変換ブロックは、２進シーケンスを、２ビットシンボルから成る長さ３２のシーケンスに変換する。ベクタ形成ブロックは、シンボルシーケンスを（３２×１）ベクタに変換する。得られたベクタの各要素を、ＱＰＳＫ信号コンステレーション中の各々に対応する信号内にマッピングし、さらに別の（３２×１）ベクタｓを生成する。ＱＰＳＫ信号におけるマッピングは、ＣＬＣに関して図５１に示すものと同一である。
得られたベクタは、二つの並行経路に進められる。第一経路ではベクタｓは直接、スペクトルおよび空間拡散へ送られる。そのスペクトルおよび空間拡散は、ベクタｓに（１×３２）スペクトルおよび空間拡散ベクタｇbrc Hをポスト乗算することを含む。
ｇH brc＝［ｇ０ｇ１ｇ２．．．ｇ３０ｇ３１］
ｇbrc Hは、以下にて説明する。
得られた（３２×３２）マトリックスは、Ｄbrcである。続いてマトリックスＤbrcは、アンテナデマルチプレクサに送られ、（４列ずつのグループにて）８個の（３２×４）サブマトリックスＡ0からＡ7に区分される。これらの各サブマトリックスの要素は最終的には、それぞれアンテナ０から７へ伝送される。
第二経路では、ベクタｓはコードケーティングされる。コードゲーティングは、（３２×１）ベクタｓと（３２×１）コートゲーティングベクタｉbrcとの要素ごとの乗算であると説明される。生成される（３２×１）ベクタｓ'は、
ｓ'＝ｓ・Ｙclc
ベクタＹbrcは、以下にて説明する。
得られた（３２×１）ベクタｓ'は、スペクトルおよび空間拡散へ送られる。そのスペクトルおよび空間拡散は、ベクタｓ'に（１×３２）拡散ベクタｇbrc Hをポスト乗算することを含む。得られた（３２×３２）マトリックスは、Ｄ'brcである。続いてマトリックスＤ'brcは、アンテナデマルチプレクサに送られ、（４列ずつのグループにて）８個の（３２×４）サブマトリックスＡ'0からＡ'7に区分される。これらの各サブマトリックスの要素（Ａ0からＡ7）および（Ａ'0からＡ'7）は続いて、タイムデマルチプレクサへ伝送され、さらに（４行ずつのグループにて）８個の（４×４）サブマトリックスに区分される。それにより、１２８個の（４×４）マトリックス（Ｄ0からＤ63）および（Ｄ'0からＤ'63）が生成される。
一つの空間ビームにおいて、６４ビットＢＲＣメッセージの伝送には、１６の順方向チャンネルバーストまたは４つのＴＤＤ周期を要する。これらの各バーストにおいては、８個（各アンテナに１個）の（４×４）マトリックスがトーン上にマッピングされ、下位物理的層へ送られて大気中に発信される。インタリーブおよびトーンマッピング機能は、以下にて説明される。
１０の異なる方向の空間的ビームを得るために処理は１０回繰り返され、空間的セルの中のすべてのＲＵが放送メッセージを検出できる。
ベクタｇbrcは、（８×１）空間拡散ベクタｄと（４×１）スペクトル拡散ベクタｆとのクロネッカー積であると定義される。
ｇbrc＝ｋｒｏｎ（ｄ，ｆ）
ここで、ｄは
Figure 2008187721
 であり、ｆは
Figure 2008187721
 である。生成されるベクタｇbrcは、以下のとおりである。
Figure 2008187721
 ｇbrc Hは、ｇbrcの共役転置である。拡散ベクタｆは、（４×４）アダマールマトリックスＨ4のうちの一列であり、ベースにてランダムに選択され得る。拡散ベクタｄは、ＢＲＣ空間拡散の重み表のうちの一列であり、その表はこの文献の次の公開物にて説明される。ベースは、すべてのサブバンドペアにて同時に伝送する。各サブバンドペアにおいて、１０の異なる空間ビームを生成し順次作動させることにより、空間セル内のすべてのＲＵをカバーする。
コードゲーティングベクタｉbrcは、
ｉbrc＝ｂbrcｈbrc
ここで、ベクタｈbrcは、すべて１のベクタである（３２×３２）アダマールマトリックス（Ｈ32）の０番目の列である。（３２×１）ベクタｂclcのｉ番目の要素は、以下のとおりである。
ｂbrc＝ｅj2pikｏｆｆｓｅｔ/32
ｋoffset（０から３１の間の整数）は、伝送ベースのためのＢＳＯＣである。
各空間ビームにおける各ＢＲＣ伝送には、１６のバースト（バースト０からバースト１５）が含まれる。各アンテナに対して、インタリーバは各バースト内にて、１６の可能な（４×４）マトリックスのうちの一つを出力する。インタリーブのルールは、図５２に示すＣＬＣインタリーブルールと同一である。空間ビームは、全部で１０ある。したがってこの工程は、各空間ビームに対して１回ずつ、順次１０回繰り返される。
大気中に発信するトーン上にマッピングすべき（４×４）マトリックスは、１２８個ある。図５５に、インタリーバの出力側におけるトーン内への（４×４）マトリックスのマッピングを示す。図２３を用いて、絶対トーン指数を得ることができる。
放送チャンネル信号は、空間的にビーム形成され、各サブバンドペア当たり１０の所定ビームパターンを用いて順次発信される。それにより、４つの放送チャンネル信号（各サブバンドペアに１つ）が、各空間セルにおいて同時に掃引される。それを、図５６に示す。
各ＢＲＣメッセージの伝送には、４０のＴＤＤ周期または１２０ｍｓを要する。新しいＢＲＣメッセージの開始は、偶数フレーム境界（even frame boundaries）においてのみ可能である。４つの各サブバンドペアは、同じＢＲＣメッセージを同時に発信する。一つの空間セルにおいて、さらには本実施形態のシステムのすべてのベースにおいて、ＢＲＣビーム掃引は同期的である。ＢＲＣビームは、時計周りのパターンにて掃引される。
（逆方向チャンネルフォーマット）
順方向チャンネルにおいて、物理的層は３つの異なる実現形式がある。これらのモードは、以下のように呼ばれる。
ハイキャパシティモード（短距離）：３ビット／シンボル
ミディアムキャパシティモード（中距離）：２ビット／シンボル
ローキャパシティモード（長距離）：１ビット／シンボル
（ハイキャパシティモード）
ハイキヤパシティモードにおけるリモートユニット発信機の上位物理的層を表すブロック図を、図５７に示す。
２進ソースは、２進データをリモートユニット発信機へ６４ｋビット秒にて配信する。一つの逆方向チャンネルバーストに対して、このデータは４８ビットに翻訳される。これらの情報ビットは、トリプルＤＥＳアルゴリズムに従って暗号化される。暗号化ビットは続いて、データランダム化ブロックにおいてランダム化される。
ビットから８進値への変換ブロックは、ランダム化された２進シーケンスを、３ビットシンボルのシーケンスに変換する。このシンボルシーケンスは、１６個のシンボルから成るベクタに変換される。ＬＣＣからの１個のシンボルが追加されて、１７個のシンボルのベクタが形成される。
この１７シンボルのベクタを、トレリス符号化する。トレリス符号化は、最も重要なシンボル（ベクタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（ＬＣＣシンボル）まで順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化を利用する。この符号化は入力シンボル（０から７の間の整数）を、他のシンボル（０から１５の間）に変換し、その各々に対応する１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ）信号コンステレーション点にマッピングする。従ってトレリス符号器の出力は１７個の要素から成るベクタであって、その各要素は、１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ）コンステレーション信号の集合内の信号である。
ＬＭＰが追加され、１８要素ベクタが形成される。ここで、ＬＭＰがこのベクタの第一要素である。得られたベクタｄrevに、（１８×１８）逆方向スミアリングマトリックスＣrev-smearをプレ乗算し、（１８×１）ベクタｂを生成する。続いてベクタｂには、（１×４）逆方向拡散ベクタｇH revがポスト乗算され、（１８×４）マトリックスＳrevが生成される。マトリックスＳrevの要素は、図２２にて説明したマッピングに従ってトラフィック区分Ａにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。下位物理的層はベースバンド信号を、それらの各々に対応するＤＦＴ周波数ビンに配置する。そこでデータは時間領域に変換され、大気中への発信のために送られる。
上記の工程が、次の逆方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際のさまざまなステップを、図５８に示す。
（ミディアムキャパシティモード）
ミディアムキャパシティモードにおけるリモートユニット発信機の上位物理的層を表すブロック図を、図５９に示す。
２進ソースは、２進データをリモートユニット発信機へ６４ｋビット／秒にて配信する。一つの逆方向チャンネルバーストに対して、このデータは４８ビットに翻訳される。これらの情報ビットは、トリプルＤＥＳアルゴリズムに従って暗号化される。暗号化ビットは続いて、データランダム化ブロックにおいてランダム化される。ビットツー双ビット変換ブロックは、ランダム化された２進シーケンスを、２ビットシンボルのシーケンスに変換する。このシンボルシーケンスは、２４個のシンボルから成るベクタに変換される。ＬＣＣからの２個のシンボルが追加され、さらにシーケンスの終端に８個の１が挿入されて、３４個のシンボルのベクタが形成される。
この３４シンボルのベクタを、トレリス符号化する。トレリス符号化は、最も重要なシンボル（ベクタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（第二のＬＣＣシンボル）まで順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化を利用する。この符号化は入力シンボル（０から３の間の整数）を、他のシンボル（０から７の間）に変換し、その各々に対応する８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）信号コンステレーション点にマッピングする。従ってトレリス符号器の出力は３４個の要素から成るベクタであって、その各要素は、８ＱＡＭ（または８ＰＳＫ）コンステレーション信号の集合内の信号である。
３４要素ベクタは、二つの１７要素ベクタに分割される。各ベクタにはＬＭＰが追加され、二つの１８要素ベクタｄrevおよびｄ'revが形成される。ここで、ＬＭＰがこれらのベクタの第一要素である。得られた各ベクタｄrevおよびｄ'revに、（１８×１８）逆方向スミアリングマトリックスＣrev-smearをプレ乗算し、さらに別の二つの（１８×１）ベクタｂおよびｂ'を生成する。それらの各ベクタには、（１×４）逆方向拡散ベクタ（ｇH revまたはｇ'H rev）がポスト乗算され、二つの（１８×４）マトリックスＳrevおよびＳ'revが生成される。マトリックスＳrevの各要素は、図２２にて説明したマッピングに従ってトラフィック区分Ａにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。マトリックスＳ'revの要素は、同様にトラフィック区分Ｂにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。下位物理的層は、ベースバンド信号をＤＦＴ周波数ビンに配置する。そこでデータは時間領域に変換され、大気中への発信のために送られる。
上記の工程が、次の逆方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際のさまざまなステップを、図６０に示す。
（ローキャパシティモード）
ローキャパシティモードにおけるリモートユニット発信機の上位物理的層を表すブロッタ図を、図６１に示す。２進ソースは、２進データをリモートユニット発信機へ６４ｋビット／秒にて配信する。一つの逆方向チャンネルバーストに対して、このデータは４８ビットに翻訳される。これらの情報ビットは、トリプルＤＥＳアルゴリズムに従って暗号化される。暗号化ビットは続いて、データランダム化ブロックにおいてランダム化される。これらの４８ビットは、一つのベクタに生成される。ＬＣＣから３ビットが追加され、５１ビットのベクタが形成される。
この５１ビットベクタを、トレリス符号化する。トレリス符号化は、最も重要なシンボル（ベクタの第一要素）から始められ、ベクタの最後の要素（第三のＬＣＣビット）まで順次続けられる。この工程では、たたみ込み符号化を利用する。この符号化は、２進入力シンボル（０または１）を、他のシンボル（０、１、２、または３）に変換し、その各々に対応するＱＰＳＫ信号コンステレーション点にマッピングする。従ってトレリス符号器の出力は５１個の要素から成るベクタであって、その各要素は、ＱＰＳＫコンステレーション信号の集合内の信号である。５１要素ベクタは、三つの１７要素ベクタに分割される。各ベクタにはＬＭＰが追加され、三つの１８要素ベクタｄrev、ｄ'rev、およびｄ''revが形成される。ここで、ＬＭＰがこれらのベクタの第一要素である。得られた各ベクタに（１８×１８）逆方向スミアリンダマトリックスＣrev-smearをプレ乗算し、さらに別の三つの（１８×１）ベクタｂ、ｂ'、およびｂ''を生成する。それらの各ベクタには、（１×４）逆方向拡散ベクタ（ｇH rev、ｇ'H rev、またはｇ''H rev）がポスト乗算され、三つの（１８×４）マトリックスＳrev、Ｓ'rev、およびＳ''revが生成される。マトリックスＳrevの要素は、図２２にて説明したマッピングに従ってトラフィック区分Ａにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。マトリックスＳ'revおよびＳ''revの要素は、同様にそれぞれ、トラフィック区分ＢおよびＣにおけるトーン内にマッピングされ、下位物理的層へ伝送される。下位物理的層は、ベースバンド信号をＤＦＴ周波数ビンに配置する。そこでデータは時間領域に変換され、大気中への発信のために送られる。
上記の工程が、次の逆方向チャンネル伝送バーストによって伝送される次の４８ビットの２進データに対して始めから繰り返される。２進データの変換の際のさまざまなステップを、図６２に示す。
暗号化機能は、上述した順方向チャンネルのためのものと同一である。
三つのキャパシティモードすべてのトレリス符号化方式は、上述した順方向チャンネルにおけるものと同一である。
以下のセクションにおいて、スミアリングマトリックスＣrev-smearを特定する。スミアリングブロックへの入力は、（１８×１）ベクタＤrevである。スミアリング演算の出力（ベクタｂ）は、ｄrevと（１８×１８）スミアリングマトリックスＣrev-smearとのマトリックス乗算によって表現される。すなわち、
ｂ＝Ｃrev-smearｄrev
Ｃfwd-smearは、以下に示す一定値のマトリックスである。
Figure 2008187721
 ここで、
ａ＝（ｒLMP／（１＋ｒLMP））1/2
ｂ＝（１／（１＋ｒLMP））1/2
である。ｒLMPは、パイロット値対データベキの比率（ratio of pilot to data power）であり、物理的層によって供給され得るパラメータであって、その数値は公称１に設定される。
ｄiｓは、リモートユニット固有のクラスタスクランブリングベクタｄsmearの要素である。ｄsmearは１７要素ベクタであり、ローカル空間セルおよび隣接する空間セル内にて、ベースが特定のトラフィック区分において一人のユーザから受信したスミアリングデータが、同じトラフィック区分において他のユーザと相関しないことを確実にするために用いられる。ｄsmearは、以下によって表される。
Figure 2008187721
 または
Figure 2008187721
 ｄsmearのｉ番目の要素は、ｅif smear (i)と表示され、ここでfsmear（ｉ）は、各リモートユニットに対して固有のシーケンスを作成する擬似乱数生成器によって生成された０から２ｐの間の実数である。擬似乱数生成器の詳細は、実施例によって異なり、ベースにて必要な情報ではない。
（スペクトル拡散）
このセクションにて、図５７に示す（１×４）逆方向スペクトル拡散ベクタｇH revを定義する。スペクトル拡散ブロックへの入力は、（１８×１）ベクタｂである。スペクトルおよび空間拡散演算の出力（１８×４）マトリックスＳrevは、ｂと（１×４）スペクトル拡散ベクタｇH revとのマトリックス乗算値である。
Ｓrev＝ｂｇH rev
ここで、
ｇH rev＝［ｇ0ｇ1ｇ2．．．ｇ30ｇ31］
ベクタｇH revの要素は、伝送中に渡って計算される発信拡散の重みである。これらの重みの算出のためのアルゴリズムは、実施例によって異なる。しかし、手順を明確にするために、これらの重みの算出のための特定のアルゴリズムを以下に説明する。
リモートユニットは、順方向チャンネルにて受信した最新データに基づいて、新しい発信重みを算出する。発信拡散の重みは、受信した重みに、１つのアンテナに対して４つの受信周波数を用いてスケーリングを適用したものである。
受信重みベクタｗH fwdは、図６３に示すようにスペクトル成分にマッピングされた４要素（ｗ0〜ｗ3）を含む。
リモートユニットのトラフィック確立手順において、発信重み（ｇ0〜ｇ3）は以下の等式によって計算される。
ｇH rev（ｐ）＝ａrev（ｎ）ｐrevｗH fwd
ここでａrev（ｎ）は、ｎ番目のパケットに対するベースケインランプアップ係数である。そしてｐrevは、以下の等式によって規定される、リモートユニットのパワー管理係数である。
ｐrev＝１pｋfwd＋（１−１p）ｋrev（ｐloss（ｎ，ｐ）／‖（ｗfwd（ｐ））‖
ここで、
ｌpは、公称０．９７に設定される、指数関数的減衰または「忘却係数（forget factor）」であり、
ｐlossは、リモートユニット同期パイロットトーン（ＲＳＰ）を用いて測定される、ベース−リモートユニット間チャンネルゲインの逆数であり、
ｋrevは、ベース受信パワーのターゲット値（公称−１０３ｄＢｍ）であり、
ｎはバースト指数であり、
ｐはリンク指数である。
リモートユニットのトラフィック確立手順において、受信重みは以下の等式を用いて適応的に計算される。
ｗfwd＝Ｒ-1 xxｒxd
ここで、
ｗfwdは（４×１）受信重みベクタであり、
ｒxdは、受信した（４×１）ベクタｘとＬＭＰ（または所望のデータ）ｄとの（４×１）相互相関ベクタの椎定値であり、
Ｒ-1 xxは、受信したベクタｘの（４×４）反転自己相関マトリックスの推定値である。
リモートユニット定常手順においては、受信重みは以下の等式を用いて適応的に計算される。
ｗfwd＝Ｒ-1 xxｒxy
ここで、
ｗfwdは（４×１）重みベクタであり、
ｒxyは、受信した（４×１）ベクタｘと逆拡散データｙとの（４×１）相互相関ベクタの推定値であり、
Ｒ-1 xxは、受信したベクタｘの（４×４）反転自己相関マトリックスの推定値である。
受信重み（ｗ0〜ｗ3）は、図６３に示すマッピングに従って、スペクトル成分にマッピングされる。発信重み（ｇ0〜ｇ3）は、受信重みにスケーリングを適用した値である。スケーリングは、以下の等式に従って為される。
ｇH rev（ｐ）＝ｐrevｗH fwd
ここでｐrevは、上記にて定義したリモートユニットパワー管理係数である。
相関推定は、４つの順方向チャンネルバーストに渡って計算される。新しい逆拡散の重みは、遅延なく４つの順方向チャンネルバーストに適用される。重みは、バースト８つ分の遅延後に、８つの逆方向チャンネルバーストに適用される。相関推定は、ベキ指数平均化ブロック総和を通じて為される。指数関数的減衰定数は暫定的に、公称値０．７とされる。
（逆方向制御チャンネル伝送フォーマット）
共通アクセスチャンネル（ＣＡＣ）での請求および非請求（solicited and unsolicited）チャンネル伝送における物理的層のブロック図を、図６４に示す。
ＣＡＣメッセージは、５６ビットの２進シーケンスであり、トレーニングシーケンス、情報ビット、およびＣＲＣパリティビットによって構成される。ベクタ形成ブロックは、２進シーケンスを（５６×１）ベクタに変換する。得られたベクタの各要素を、ＢＰＳＫ信号コンステレーション中の各々に対応する信号内にマッピングし、さらに別の（５６×１）ベクタｓを生成する。ＢＰＳＫ信号におけるマッピングを、図６５に示す。
得られたベクタは、二つの並行経路に進められる。第一経路ではベクタｓは直接、スペクトル拡散へ送られる。そのスペクトル拡散は、ベクタｓに（１×２）スペクトル拡散ベクタｇcac Hをポスト乗算することを含む。
ｇH cac＝［１ １］
得られた（５６×２）マトリックスは、Ｄcacであり、以下のように示される。
Figure 2008187721
 ここでｓ（ｋ）は、ベクタｓのｋ番目の要素である。続いてマトリックスＤcacはデマルチプレクサに送られ、（８列ずつのグループにて）７個の（８×２）サブマトリックスＤ0からＤ6に区分される。
第二経路では、ベクタｓはコードゲーティングされる。コードゲーティング演算は、（５６×１）ベクタｓと（５６×１）コートゲーティングベクタＹcacとの要素ごとの乗算であると説明される。生成される（５６×１）ベクタｓ'は、
ｓ'＝ｓ・ｉcac
ベクタｉcacは、以下にて説明する。
得られた（５６×１）ベクタｓ'は、スペクトル拡散へ送られる。そのスペクトル拡散は、ベクタｓ'に（１×２）スペクトル拡散ベクタｇcac Hをポスト乗算することを含む。得られた（５６×２）マトリックスは、Ｄ'cacである。
Figure 2008187721
 ここでｓ'（ｋ）は、ベクタｓ'のｋ番目の要素である。続いてマトリックスＤ'cacは、デマルチフルクサに送られ、（８列ずつのグループにて）７個の（８×２）サブマトリックスＤ'0からＤ'6に区分される。
一つの５６ビットＣＡＣメッセージの伝送には、１４の逆方向チャンネルバーストを要する。これらの各バーストには、１４個の（８×２）マトリックスのうちの１個がトーン上にマッピングれ、下位物理的層へ送られて大気中に発信される。インタリーブおよびトーンマッピング機能は、以下にて説明される。
コードゲーティングベクタｉcacは、
ｉcac＝ｂcac・ｈcac
であり、
ｂcac＝ｅj2pikｏｆｆｓｅｔ/56
である。ここでｂcac（ｉ）は、（５６×１）ベクタｂcacのｉ番目の要素である。ｋoffsetは受信ベースのためのＢＳＯＣであり、０から３１までの値である。各リモートユニットに対して、請求ＣＡＣコードキーおよび非詰求ＣＡＣコードキーである、一対のコードキーが指定される。これらのコードキーは、０から６３の間の整数である。
ベクタｈcacの５６要素は、（６４×６４）アダマールマトリックス（Ｈ64）のｋ番目の列の最初の５６要素である。ここでｋは、発信するリモートユニットのための請求または非請求コードキーの値であり、ＣＡＣ伝送の種類によって異なる。たとえば、あるリモートユニットの請求コードキーが１３という数字であり、非請求コードキーは数字１５であった場合：
ＳＣＡＣ伝送では、ベクタｈcacの要素は、（６４×６４）アダマールマトリックスの１３番目の列の最初の５６要素であり、
ＵＣＡＣ伝送では、ベクタｈcacの要素は、（６４×６４）アダマールマトリックスの１５番目の列の最初の５６要素である。
各ＣＡＣ伝送には、１４のバースト（バースト０からバースト１３）が含まれる。インタリーバは各バースト内にて、１４の可能な（８×２）マトリックス（Ｄ0からＤ6）または（Ｄ'0からＤ'6）のうちの一つを出力する。図６６に、インタリーバが使用する伝送順序を示す。各サブバンドペアには、二つのＣＡＣが含まれる。リモートユニットは、自身のＭＡＣ層から受信したＣＡＣ ＩＤパラメータに基づき、これらのチャンネルのうちの一つを使用する。ＣＡＣ ＩＤが０の場合、ＣＡＣi,0が選択される。ＣＡＣ ＩＤが１の場合、ＣＡＣi,1が選択される。図６７に、インタリーバの出力側におけるトーン内への（８×２）マトリックスのマッピングを示す。
（下層物理層フォーマット）
本実施形態の下層物理層のための送信機の機能は、図６８のブロック図により説明できる。下層物理層の機能は、順方向チャネル（通信路）および逆方向チャネルで同じである。
順方向チャネルでは、トラフィックチャネル通信のため、図６８に示されるプロセスを８つの異なるアンテナ素子について並列に８回行う。さらに、ベースは種々のユーザに対するデータを同じＤＦＴビンに組合わせ、処理の要件を少なくすることができる。トラフィックおよび制御情報は重ならない周波数トーンで伝送されるため、これらを（ベースまたはリモートユニットにおいて）同時に送信することにより、処理をさらに削減することができる。しかし、これらの技術はその実現例に依存するものであり、ＤＦＴ動作の機能的な特徴を変えるものではない。図６８に示されるように、複合ベースバンド信号がトーンマッピングブロックに入力され、ここでトラフィックまたは制御チャネルへの一意的なマッピングによってトーンに割当てられる。
トーンマッピングされた複合信号は、下層サブバンドおよび上層サブバンドトーンにデマルチプレクスされ、その対応するＤＦＴビンに入れられる。残りのＤＦＴビンはゼロで満たされ、逆ＤＦＴ動作が行われて、データを時間領域に変換する。次に、離散的な時間領域サンプルがアナログ信号に変換され、適切なＲＦ周波数に変換されて、アンテナを介して送信される。
サブバンド対は４つ存在するため、ＤＦＴブロック対も４つあり、各ＤＦＴブロックは使用可能な帯域幅１ＭＨｚにわたる。１つのＤＦＴブロックにおける隣接するビン間の間隔は３．１２５ｋＨｚである。各ＤＦＴブロックは５１２のビンを有し、そのうち使用されるビンは３２０だけである。各ＤＦＴブロックにおける対応のＤＦＴビンへのトーンマッピングが図６９に示される。図７０は、トーンマッピングを描写したものである。図示のように、１つのＤＦＴブロックの周波数スパンは１．６ＭＨｚであり、データ送信に使われるのは１ＭＨｚにすぎない。各ビンについての実際の周波数とトーンとの関係をここで説明する。
逆ＤＦＴ動作を行ってベースバンド信号を時間領域に変換する。この動作を数学的に表現すると次のようになる。
ｘ（ｎ）＝ＳＸ（ｋ）ej2pnk/512
ここで、Ｘ（ｋ）は周波数領域における複合ベースバンド信号（ＤＦＴブロックのｋ番目のビンの内容）であり、ｘ（ｎ）は時間領域サンプルのｎ番目の実数値成分である。逆ＤＦＴ動作は、高速フーリェ逆変換（ＩＦＦＴ）技術を用いて行つてもよい。
ＩＤＦＴ動作後に得られるベースバンド送信信号は実数でなくてはならない。次に、実数値時間領域サンプル出力が、送信のために適切なアナログ波形および適切なＲＦ周波数に変換される。
（エアリンク物理層電力出力特性）
順方向チャネルにおけるベース送信の電力出力特性は、逆方向チャネルにおけるリモートユニットのそれとは異なる。
ベースからあるリモートユニットへの順方向チャネル送信は、接続が持続されている間、ある一定の電力レベルに維持される。電力レベルは、電力管理アルゴリズムを用いて接続開始前にベース無線管理エンティティ（ＲＭＥ）によって決定される。
順方向ＲＦチャネル送信は、トラフィック確立期間中の１８０ｍｓランプアップ期間（２４０順方向チャネルバースト）によって開始される。ランプアップは、ベースと所与のリモートユニットとの間で接続が確立されてから開始される。この期間中に送信されるデータは、既知のリンクメンテナンスパイロットである。２４０チャネルバースト（１８０ｍｓｅｃ）後に最大（安定状態）電力に達し、接続中維持される。
以下の式は、安定状態電力に関する順方向チャネルランプアップスケジュールを示す。
ｎ＜２４０のとき
ａfwd（ｎ）＝（１−ｅ-5(8[n/8]／（１−ｅ-5））2
それ以外 ａfwd（ｎ）＝１
ここでｎは送信開始に関しての順方向チャネルバースト数である。
リモートユニットからそのベースへの逆方向チャネル送信は、適応的に変化され、すべてのＲＵからそれらのベースで受けた電力が比較的一定のレベルに確実に維持されるようにする。リモートユニット電力管理アルゴリズムはその実現例に依存する。このアルゴリズムの一例については逆方向チャネルフォーマットに関するセクションで説明する。
逆方向ＲＦチャネル送信は、トラフィック確立期間中、１８０ｍｓランプアップ期間（２４０逆方向チャネルバースト）によって開始される。ランプアップは、リモートユニットとそのベースとの間で接続が確立されてから開始される。この期間中に送信されるデータは既知のＬＭＰである。２４０逆方向チャネルバースト（１８０ｍｓｅｃ）後に最大（安定状態）電力に達する。
以下の式は、安定状態電力に関しての逆方向チャネルランプアップスケジュールを示す。
ｎ＜２４０のとき
ａrev（ｎ）＝（１−ｅ-5(8[n/8])／（１−ｅ-5））2
それ以外
ａrev（ｎ）＝１
ここでｎは送信開始に関しての逆方向チャネルバースト数である。
（「概念を証明する」実施形態）
これまで包括的に説明した信号処理手順は、高帯域幅基地局１１０および無線アクセス局１８７，１９２内の回路によって「概念を証明する」実施形態において実現できる。さらに、本発明の動的帯域幅割当て方法は、以下に示す通信ネットワーク１００の回路内で「概念を証明する」実施形態において実現される。
図７１は、帯域幅効率の高いオンデマンド帯域幅通信ネットワーク１００の一実現例の主要な構造を成す要素を示す概略のブロック図である。具体的には、通信ネットワーク１００は複数のフルレート高帯域幅無線アクセス局１９２とローレート高帯域幅無線アクセス局１８７とを含んで示される。一般に、フルレート高帯域幅無線アクセス局１９２は、基地局１１０と多数の加入者１３０との間の通信を与えることができ、一方、ローレート高帯域幅無線アクセス局１８７は、基地局１１０と一度に１または２，３の加入者のみとの通信を与えることができる。
加入者１３０は、ケーブル、または他の通信リンクを介してフルレートまたはローレート高帯域幅無線アクセス局１９２，１８７と通信する。高帯域幅無線アクセス局は無線通信チャネルを介して基地局１１０と双方向に通信してエアリンクを形成する。基地局１１０の構造および動作と、フルレートおよびローレート高帯域幅無線アクセス局１９２，１８７の構造および動作は図７２および図７３を参照して後により詳細に説明する。
基地局１１０とフルレートおよびローレート高帯域幅無線アクセス局１９２，１８７によってサブシステム１５０が構成される。サブシステム１５０は、陸線１７０を介してテレコミュニケーションネットワーク１６０と双方向に通信し、陸線１７０は、たとえば銅ケーブルまたは光ファイバ接続等を含んでもよい。または、リンク１７０はマイクロ波リンクを含んでもよい。当該分野では周知であるように、テレコミュニケーションネットワーク１６０は、たとえば、公衆交換電話網や、移動電話交換オフィス（ＭＴＳＯ）、専用データ網、モデムバンク、または構内回線等を含んでもよい。
図７４は、オンデマンド帯域幅通信ネットワーク１００の主要な機能的および構造的要素をより詳細に示す、簡略化された概略のブロック図である。図７４において通信ネットワーク１００は、複数の加入者ユニット（たとえば、コンピュータ１３１、電話１３２、公衆交換網と通信する複数の電話１４０、またはローカルエリアネットワーク内の複数のコンピュータ端末１４５）を公衆もしくは専用データまたは電話網１５０−１５６）に接続するように示される。公衆データ網１５０、専用データ網１５２、専用電話網１５４、および公衆電話網１５６は、包括的にブロック１６０で示される複数のネットワークインタフェースを介して、それぞれ線１６３，１６４，１６５，および１６６に沿って非同期テレコミュニケーションマルチプレクサ（ＡＴＭ）１６２と通信する。非同期テレコミュニケーションマルチプレクサ１６２は、多重化スイッチとして動作し、通信リンク１７０を介して高帯域幅基地局１９２と接続する。通信リンク１７０は、有利には、光ファイバリンク、銅線、またはマイクロ波送信リンクを含む。高帯域幅基地局１１０は、アンテナ１２０を介して受信局に無線周波出力信号を与える。
帯域幅デマンドコントローラ１７５は、高帯域幅基地局１１０、非同期テレコミュニケーションマネジャスイッチ１６２、およびネットワークインタフェース１６０と、それぞれ線１７６，１７７，および１７８を介して通信する。帯域幅デマンドコントローラ１７５はまた、線１７９を介してインテリジェントサービスノード１８０とも通信する。インテリジェントサービスノード１８０は、線１８２を介してＡＴＭスイッチ１６２と通信する。オンデマンド帯域幅通信ネットワーク１００の上述の要素は、オンデマンド帯域幅通信システム１００のテレコミュニケーションネットワーク側１８３を構成する。テレコミュニケーションネットワーク側１８３は、アンテナ１８５を介してローレート高帯域幅無線アクセス局１８７と、またはアンテナ１９０を介してフルレート高帯域幅無線アクセス局１９２と通信する。無線アクセス局１８７は、電話１３２およびコンピュータ１３１を含む複数の加入者ユニットに接続する。無線アクセス局１９２は、通信リンク１９４を介して無線アクセス局１９２に接続する公衆交換網１９５を介して多数の加入者１４０と通信するように構成されている。フルレート無線アクセス局１９２はさらに、通信リンク１９６を介して無線アクセス局１９２に接続するローカルネットワーク１９７を介しでコンピュータ端末１４５に接続する。各加入者ユニット１３１，１３２，１４０および１４５は、通信システム１００の要素１８５−１９７とともに、オンデマンド帯域幅通信システム１００の加入者ネットワーク側１９９を構成する。
高帯域幅基地局１１０、エアリンクを介して高帯域幅基地局１１０と通信する高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２、および帯域幅デマンドコントローラ１７５は、オンデマンド帯域幅通信システム１００の中核をなす。図７４には高帯域幅基地局１００が１つしか示されていないが、高帯域幅通信システム１００内には有利に複数の高帯域幅基地局が含まれることが理解されるであろう。高帯域幅基地局１１０の各々は、１ないし数百の同時双方向ユーザをサポートできる。各ユーザは前もって、または通信中随時、毎秒８キロビットないし１．５４４メガビットの帯域幅を要求し得る。さらに、各高帯域幅基地局１１０は１または複数の送信および受信アンテナ１２０を有してもよい。高帯域幅基地局１１０は、その関連のアンテナ１２０とともに塔の上、建物の上、建物の内部、または他の好都合な位置に配置できる高帯域幅無線トランシーバである。
帯域幅コントローラ１７５は、高帯域幅基地局１１０と関連する。帯域幅デマンドコントローラ１７５は、無線アクセス局１８７，１９２から基地局１１０に送信された情報をモニタするインテリジェンスを与える。すなわち、所与の無線アクセス局１８７，１９２にどれだけの帯域幅を与えるかを基地局１１０に指示するために、無線アクセス局１８７，１９２から送信された情報が帯域幅デマンドコントローラ１７５内のインテリジェンスに変換される。図７４には高帯域幅基地局１１０とは別個の要素として図示されているが、帯域幅デマンドコントローラ１７５は基地局１１０と一体であっても、基地局１１０に局所的に装着されても、遠隔にあって通信リンク１７６を介して基地局１１０に接続されてもよい。帯域幅デマンドコントローラ１７５はさらに、通信ネットワーク１８３全体において各通信リンクに割当てられた帯域幅が、高帯域幅基地局１１０の特定のチャネルに割当てられた帯域幅と一致する事を確実にする中央帯域幅コントローラとして作用する。したがって、帯域幅デマンドコントローラ１７５は、非同期テレコミュニケーションマルチプレクサスイッチ１６２、およびネットワークインタフェース１６０内で割当てられた帯域幅を制御する。さらに、帯域幅デマンドコントローラ１７５は、ユーザデータを適切なネットワーク１５０−１５６に送るのを管理するのに用いられる帯域幅情報をインテリジェントサービスノード１８０に伝える。インテリジェントサービスノード１８０は、ネットワークインタフェース１６０、および帯域幅の変更を管理するためにＡＴＭスイッチ１６２を制御できる。
図７４に示されるように、無線アクセス局１８７，１９２は、オンデマンド帯域幅通信システム１００内に含まれる複数の高帯域幅無線アクセス局の例示的なものである。１つまたはそれ以上の高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２は、エアインタフェースを利用して１つまたはそれ以上の高帯域幅基地局１１０と通信することができる。さらに、無線アクセス局１８７，１９２の各々は、電話１３２と標準コンピュータ１３１の間の接続、さらに電話網インタフェース（ＰＢＸ）１９５、および端末１４５とＬＡＮ１９７を含むコンピュータネットワーク等の１つ以上のインタフェースをサポートすることができる。高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２は、無線アクセス局１８７，１９２に接続された装置の帯域幅のニーズを解釈して、これらの帯域幅のニーズをエアインタフェースおよび基地局１１０を介して帯域幅デマンドコントローラ１７５に伝える。有利に、帯域幅デマンドコントローラ１７５は、さらに、これらの帯域幅の要求をＡＴＭスイッチ１６２、またはインテリジェントサービスノード１８０、およびネットワークインタフェース１６０に伝えることができる。
動作において、接続された加入者ユニット（コンピュータ１３１、電話１３２、ＰＢＸ１９５、ＬＡＮ１９７等）の１つが高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２の１つへの接続を介して帯域幅を要求する。無線アクセス局１８７，１９２は、アクセスおよび帯域幅に対する要求をアンテナ１８５，１９０、エアインタフェース、およびアンテナ１２０を介して高帯域幅基地局１１０に送信する。アクセスの要求は、使用エリア内のすべての加入者が利用できる通信制御チャネルを介して行われる。２つの加入者が同時に接続を要求した場合には、ランダムアクセスプロトコルを使用してどちらのユニットに通信制御チャネルの制御を許可するかを決定する。
高帯域幅基地局１１０は、帯域幅の要求をすべて帯域幅デマンドコントローラ１７５に伝える。帯域幅デマンドコントローラは、要求された帯域幅の割り当てを行い、有利に、テレコミュニケーションネットワーク側１８３（インテリジェントサービスノード１８０、ＡＴＭスイッチ１６２、およびネットワークインタフェース１６０を含む）内のシステム資源を手配する。帯域幅デマンドコントローラ１７５が割当てに利用できる帯域幅の量を定め、これを要求された帯域幅と比較すると、帯域幅デマンドコントローラ１７５は要求された帯域幅を直ちに割当てるか、または利用可能な量の帯域幅を用いて交渉プロセスを開始する。この帯域幅の交渉は、帯域幅デマンドコントローラ１７５と無線アクセス局１８７，１９２との間で基地局１１０およびエアインタフェースを介して行われる。
このように、無線アクセス局１８７，１９２は、要求された帯域幅が利用可能であるという確認を受け取ってデータ送信を開始するか、または、帯域幅デマンドコントローラ１７５からより小さい帯域幅の提示を受け取る。より小さい帯域幅の提示が高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２に送信されると、無線アクセス局１８７，１９２は接続された装置またはネットワークが提示された帯域幅で効果的に動作できるかどうかを判断する。接続された装置またはネットワークが提示された帯域幅で効果的に動作できる場合は、無線アクセス局１８７，１９２は提示された帯域幅でデータの送信を開始する。しかし、無線アクセス局１８７，１９２が提示された帯域幅は接続された装置またはネットワークの動作にとって十分でないと判断した場合には、無線アクセス局１８７，１９２は接続された装置またはネットワークにアクセス不可であることを知らせ、さらに、帯域幅デマンドコントローラ１７５に（基地局１１０およびエアインタフェースを介して）提示された帯域幅を無線アクセス局１８７，１９２が使用しないことを知らせる。
適切な帯域幅が利用できる場合には、帯域幅コントローラはこの帯域幅を割当てて、要求している加入者との通信チャネルを確立する。したがって、たとえば電話加入者ユニット１３２が毎秒８Ｋｂのデータ速度（ある帯域幅に対応する）が必要であることを示し、一方、コンピュータ加入者ユニット１３１が高帯域幅基地局１１０と効果的な通信を確立するために毎秒１２８Ｋｂの合計送信速度（さらにある帯域幅に対応する）が必要と示す可能性がある。通信ネットワーク１００が要求された量の帯域幅を提供できない場合、交渉プロセスが始まり、高帯域幅基地局１１０が要求された帯域幅より小さい、代わりの帯域幅を、要求している加入者ユニットに無線アクセス局１８７を介して送信する。要求している加入者ユニットは、高帯域幅基地局１１０に、割当てられた帯域幅が加入者ユニットの通信ニーズにとって適切かどうかを知らせる。
以下により詳細に説明するように、帯域幅デマンドコントローラ１７５は、予め規定された帯域幅割当て手順にしたがって、１つ以上の周波数トーンセットおよび１つ以上の拡散コードを加入者ユニットに割当てることによって帯域幅を割当てる。各トーンセットおよび拡散コードはさらなる係数だけ帯域幅を増大する。有利な一実施形態では、通信チャネルを規定するのに、帯域幅は８Ｋビット／秒という小さい量から１．５４４Ｍビット／秒という大きい量まで割当てることができる。
要求した加入者１３０に対して通信チャネルが確立されると、人の音声の通信またはコンピュータ間の通信をデジタル形式で表すデータが高帯域幅基地局１１０と高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２との間で送信される。以下により詳細に説明するように、デジタル符号化信号は前方誤り訂正と信号拡散および他の変調技術を含む。
通信するすべての無線アクセス局１８７，１９２から高帯域幅基地局１１０によって受信されたデータは、非同期テレコミュニケーション多重化データストリームに多重化され、通信リンク１７０を介してＡＴＭスイッチ１６２に送信される。ＡＴＭスイッチ１６２において、データストリームは、インテリジェントサービスノード１８０の助けをオプションで得て、適切なネットワークインタフェース１６０に切りかえられ（すなわちデマルチプレクスされ）、そこから適切なネットワーク１５０−１５６へと至る。
以下により詳細に説明するように、帯域幅デマンドコントローラ１７５はまた、ネットワークインタフェース１６０およびＡＴＭスイッチ１６２に対する帯域幅の割当ても制御する。この態様で、通信リンク全体にわたって（すなわち加入者からデータまたは電話網まで）割当てられた帯域幅を、各加入者ユニットのニーズに従って柔軟に割当てることができる。さらに、好適な実施形態では、エアインタフェースを介した帯域幅と陸線接続を介した帯域幅は適切に整合されることが保証されている。
高帯域幅無線アクセス局１８７，１９２に接続される装置またはネットワークがもう帯域幅を必要としなくなると、無線アクセス局１８７，１９２は基地局１１０への送信を停止し、帯域幅デマンドコントローラに帯域幅が解放されて再割り当てができるようになったことを知らせる。
（「概念を証明する実施形態」−リモート端末ハードウェア）
図７２は、フルレート高帯域幅無線アクセス局１９２の主要な機能的要素を示す機能ブロック図である。説明の便宜上、ローレート高帯域幅無線アクセス局１８７が単一の加入者１３０のみに通信アクセスを与えること以外は、ここで説明するフルレート高帯域幅無線アクセス局１９２はローレート高帯域幅無線アクセス局１８７と構造も動作も実質的に同一であることを理解されたい。図７２に示されるように、フルレート高帯域幅無線アクセス局１９２はアンテナ１２０と双方向に接続する送受信スイッチ３００を含む。アンテナ１２０の構造および動作は、後に図６および図７を参照してより詳細に説明する。送受信スイッチ３００は受信モードにおいてはダウンコンバータ３０５に、送信モードにおいてはアップコンバータ３０７に接続する。送受信スイッチ３００はさらに同期回路３１２から同期およびパケットタイミングデータを受信する。
ダウンコンバータ３０５は、スイッチ３００を介してアンテナ１２０から無線信号を受信する。さらに、ダウンコンバータ３０５は同期回路３１２からアナログ−デジタルコンバータクロックと局部発振器基準を受信する。ダウンコンバータ３０５は復調器３１０と通信し、これがダウンコンバータ３０５に自動利得制御レベルのフィードバックを与える。復調器３１０は同期回路３１２と双方向に通信し、コードヌリング回路３１５に出力を与える。コードヌリング回路３１５は、同期回路３１２に周波数エラー信号を与えるとともに、多次元トレリス復号器３２０と通信する。多次元トレリス復号器３２０は、デジタルデータインタフェース３２５に接続する。デジタルデータインタフェース３２５はリモート制御回路３３０と双方向通信する。リモート制御回路３３０は復調器回路３１０、コードヌリング回路３１５、および多次元トレリス復号器３２０からの入力を受ける。制御回路３３０はさらに状態信号を送信し、基地局１１０からコマンド信号を受信する（図７４を参照）。さらに、リモート制御回路３３０は多次元トレリス符号器３３５に軸パラメータを出力し、符号器３３５がデジタルインタフェース３２５と通信する。多次元トレリス符号器３３５はＳＣＭＡ符号化回路３４０と通信する。ＳＣＭＡ符号化回路３４０はさらにコードヌリング回路３１５からの入力を受信する。ＳＣＭＡ符号化回路３４０は変調器回路３４５に信号を出力し、回路３４５は同期回路３１２からの入力も受信する。さらに、変調回路３４５は同期回路３１２とともにアップコンバータ３０７に入力を与える。アップコンバータ３０７は、送受信スイッチ３００が送信モードにあるとき、データ信号を送受信スイッチに出力する。この信号はアンテナ１２０を介し、複数の加入者１３０にエラーインタフェースを介して出力される。
動作において、データパケットを受信するのに適切な時間になると、送受信スイッチ３００はアンテナ１９０をダウンコンバータ３０５へと切り替える。ダウンコンバータ３０５は送信周波数（たとえば約２ギガヘルツ）で信号を取りこみ、これをデジタル化に適した周波数に変換する。次にＤＭＴ−ＳＣ復調器が高速フーリェ変換（ＦＦＴ）を行い、個々の周波数ビンをコードヌリングネットワーク３１５に与える。先に簡単に説明したように、コードヌリングネットワーク３１５は非直交拡散コードを有する送信による干渉を相殺するために、逆拡散コードにコードヌリング重みを与える。コードヌリングネットワーク３１５はＤＭＴ−ＳＣ復調器３１０によって与えられた復調信号を逆拡散し、出力復調シンボルを生成する。
復調されたシンボルは、プラグマティックビタビ復号方法に従ってシンボルを復号するために、多次元トレリス復号器に入力として与えられる。受信ビットは多次元トレリス復号器３２０の出力で与えられる。受信ビットはデジタルデータインタフェース３２５を通過し、これが一実施形態ではＴ１リンクのためのデータインタフェースとして機能する。
送信側では、送信すべきデータがＴ１リンクを介してデジタルデータインタフェース３２５に入力され、トレリス符号化のために多次元トレリス符号器３３５に入力される。もちろん、リードソロモンエラー符号化や、ＱＡＭまたはＢＰＳＫシンボル符号化等の他の種類のエラー符号化およびシンボル符号化が符号器３３５内で行われることが理解されるであろう。符号化されたシンボルは拡散回路３４０に入力され、ここで拡散コードと適切なコード重みが入力シンボルに与えられる。拡散シンボルは、ブロック３４５内に表されるようにＤＭＴ−ＳＣ変調され、結果として得られる信号がアップコンバータ３０７を介して高周波数帯に変換される。送受信スイッチ３００はアップコンバータ３０７をアンテナ１９０に接続するように切り替えられて、変調および符号化されたデータ信号がアンテナ１９０を介して送信される。
無線アクセス端末１８７，１９２の１つが設置されて最初にオンラインとなった直後は、無線アクセス局１８７，１９２は割当てられた基地局１１０の位置に関する情報を得ていない。さらに、リモートアクセス局１８７，１９２は、リモート局１８７，１９２の環境における他の送信機および反射器から生じる干渉に関する情報を得ていない。したがって、初期化の際に各リモートは基地局の位置と、そのすぐ隣接した環境における様々な干渉および反射器の位置を「知る」必要がある。リモートインストーラはリモートアンテナアレイを最も近い基地局１１０の方向に向けるため、そのリモートが受信する最も強い信号は一般に０度の方向のあたりからのものである。リモートは次に、最も近傍の基地局１１０から受信した信号に対して最大のＳＩＮＲを得るように形成するビームを微調整または適応的に調整する。
無線アクセス局１９２がベース１１０に送信するとき、基地局１１０はリモートから送信される各信号を同じ電力レベルで受信するものと期待する。したがって、ＤＭＴ−ＳＣ復調器３１０から無線アクセス局１９２内のリモート制御３３０に利得制御レベルが報告される。この自動利得制御レベル（ＡＧＣＬ）はまた、ＤＭＴ−ＳＣ変調器３１０からアップコンバータ３０７にも送信され、電力増幅器（アップコンバータ３０７内には図示せず）の利得を調整できるようにする。この態様で、基地局１１０はリモートアクセス端末１８７，１９２から送信された信号が適切なレベルで基地局１１０に到達することを確かにすることができる。
無線アクセス局１８７，１９２はまた同期化も行わなくてはならない。すなわち、リモートアクセス端末１８７，１９２はＴＤＤシステム内で動作するように予めプログラムされているが、無線アクセス局が最初にオンラインとなったときに、無線アクセス局１８７，１９２は送信パッケージと受信パッケージとの違い、およびパケット転送の正確なタイミングに関する具体的情報を判断する必要がある。その後、リモート端末１８７，１９２は、ＤＭＴ−ＳＣ信号に対する周波数同期を得て、リモートが基地局１１０と同じ周波数および位相で動作するようにしなくてはならない。このため、ＤＭＴ−ＳＣ復調器３１０はパケット参照を生成し、同期回路３１２はこれを用いて基本的な送受信タイミング（すなわちＴ／Ｒスイッチ３００に対するパケットタイミング）を確立する。さらに、パケットタイミングは復調器３１０に受信ゲートとして、変調器３４５に送信ゲートとして与えられ、リモートアクセス局１８７，１９２が適切な間隔で送受信を行うようにする。
コードヌリングネットワーク３１５内で、波形の測定が行われ、周波数エラーを測定する。測定された周波数エラーは同期回路３１２に与えられて、無線アクセス局１８７，１９２が基地局１１０と周波数および位相固定できるようにする。この同期情報は同期回路３１２からアップコンバータ３０７およびダウンコンバータ３０５に局部発振器基準およびデジタル−アナログコンバータクロック（または逆にアナログ−デジタルコンバータクロック）として送信される。
コードヌリングネットワーク３１５はまた、マルチタスクチャネルの特性（すなわちマルチパスチャネルの周波数応答）を推定する。チャネルの推定値は拡散回路３４０に与えられ、プリエンファシス機能を行ってマルチパスチャネルを適応的に等化できるようにする。さらに、コードヌリングネットワーク３１５はリモート制御回路３３０にＳＩＮＲおよび受信電力の推定値を与える。また、ビット誤り率（ＢＥＲ）の推定値が多次元トレリス復号器３２０からリモート制御回路３３０に与えられる。リモート制御回路３３０はこれらのパラメータを用いて加入者（たとえばＰＢＸまたはＬＡＮ）とのデジタルデータインタフェース３２５を介したデータの流れを制御する。さらに、リモート制御回路３３０へのこれらの入力パラメータに基づく状態信号が加入者に転送される。状態信号は加入者に無線アクセス端末が適切に動作しているかどうかを知らせる。
無線アクセス端末１８７，１９２がネットワーク１００に最初にダイヤルする時（すなわちリモートがベースとの接続を確立しようとする時）、ベースはリモート１８７，１９２に、利用する適切な開始コード、どのトーンセットを送受信するか等を含むアクセスパラメータのセットを与えて、基地局１１０とリモート局１８７，１９２との間の通信チャネルを確立できるようにする。
図２１Ａおよび図２１Ｂは、リモートアクセス端末１８７，１９２内のデジタルアーキテクチャを示す。リモートデジタルアーキテクチャは、層処理加速器（ＬＰＡ）カード２１１０および送信ＬＰＡカード２１２０と双方向に通信するインタフェースカード２１００を含む。
インタフェースカード２１００（後の図７６により詳細に示される）は、イーサネット（登録商標）インタフェースカード、衛星航法システム（ＧＰＳ）インタフェースおよび他の制御インタフェースを含む。イーサネット（登録商標）インタフェースは、アップルマッキントッシュ等のモニタリングコンピュータと双方向に通信し、ＧＰＳインタフェースは基地局送信から同期化のためのタイミングデータを導出し、制御インタフェースは同調器を制御するためのプリンタ制御ビットを出力する。インタフェースカード２１００は、有利にはテキサスインスツルメンツから入手可能なＰＭＳ３２０Ｃ４０デジタル信号処理チップ（「Ｃ４０」）を含む３つのデジタル信号処理チップをさらに含む。また、ビタビ復号器とＴ１および統合サービスデジタル通信網（ＩＳＤＮ）インタフェースがインタフェースカード２１００に含まれ、Ｔ１通信リンクおよびＩＳＤＮ通信リンクと加入者との間のインタフェースを与える。
図７５Ａに示されるように、インタフェースカード２１００はまた、図上、線が引かれている、さらに別のＰＭＳ３２０Ｃ４０デジタル信号処理チップと、さらに別のビタビ、Ｔ１、ＩＳＤＮインタフェースを含む。これは、これらのチップがインタフェースカード２１００上に物理的には存在するものの、リモートデジタルサブシステム内では使用されていないことを示している。一般に基地局１１０でも同じインタフェースカードが使用される。これは、リモート１８７，１９２および基地局１１０に個別のカードを設けるよりも、リモートおよびベースの両方に対して単一のインタフェースカードを製造する方が安価だからである。
さらに、インタフェースカード２１００は、受信機のデジタル−アナログコンバータからサンプルデータを受信するＧリンク受信機と、送信機のデジタル−アナログコンバータにサンプルデータを送信するＧリンク送信機とを含む。
デジタル−アナログコンバータから受信したサンプルデータは、インタフェースカード２１００内のＧリンク受信機を通過する。Ｇリンク受信機は受信した波形データを受信ＬＰＡカード２１１０（図７５Ｂ）に与える。ＬＰＡカード２１１０については、図７７Ａ−７７Ｄを参照して以下により詳細に説明する。簡単に言えば、受信ＬＰＡカード２１１０は１対のシャープ製ＬＨ９１２４（９１２４）デジタル信号処理チップ２１１２，２１１４と、１対のテキサスインスツルメンツ製ＴＭＳ３２０Ｃ４０デジタル信号処理チップ２１１６，２１１８を含む。
受信ＬＰＡカード２１１０は受信データを復調し、復調データをインタフェースカード２１００内のＴＭＳ３２０Ｃ４０ ＤＳＰチップの１つに与える。さらなるデジタル信号処理を行った後、データが復号され、Ｔ１インタフェースを介して加入者に送信される。もちろん、無線アクセス端末がローレート無線アクセス端末１８７の１つを含む場合、Ｔ１リンクではなく適切な通信リンクがインタフェースカード２１００に接続することが理解されるであろう。
データを送信すべき場合、Ｔ１インタフェースまたは他の通信リンクによって供給される情報が、図７５Ａに示されるようにインタフェースカード２１００に入力され、インタフェースカード２１００内の一連のデジタル信号処理チップを通過する。インタフェースカード２１００から出力された送信データは送信ＬＰＡカード２１２０に入力される。送信ＬＰＡカード２１２０は受信ＬＰＡカード２１１０とほぼ類似したアーキテクチャを有する。送信ＬＰＡカード２１２０は、インタフェースカード２１００内のＧリンク送信機を介して送信機のアナログ−デジタルコンバータに送信するのに適切な送信波形データに送信データを変換する。
図７６は、無線アクセス端末１８７，１９２のデジタル信号処理アーキテクチャ内の各デジタル信号処理チップによって実行される一般的な処理ステップを示すソフトウェアブロック図である。具体的には、ＴＭＳ３２０Ｃ４０デジタル信号処理チップ２１０２，２１０６によって制御信号が発生され、デジタル信号処理チップ２１０４，２１０６によってシンボル変調（たとえばトレリス符号化、リードソロモン、およびＱＡＭ，ＢＰＳＫ，またはＭ−ＡＲＹ変調を含む）が行われる。
受信ＬＰＡ内において、９１２４デジタル信号プロセッサ２１１２はＣ４０デジタル信号プロセッサ２１１６とともに高速フーリェ変換に関連する動作を行う。９１２４デジタル信号プロセッサ２１１４はＣ４０デジタル信号処理チップ２１１８とともに本発明のコードヌリングおよび適応等化の局面に関する処理ステップを行う。同様の態様で、送信ＬＰＡ２１２０内において、Ｃ４０デジタル信号処理チップ２１２４は、９１２４デジタル信号処理チップ２１２８とともに、高速フーリェ逆変換（ＩＦＦＴ）に関するデジタル信号処理ステップを行い、一方、ＤＳＰチップ２１２２および２１２６は、本発明に従って変調を与えるのに使用する信号拡散動作を行う。
図７８Ａ−７８Ｃは、リモート端末１８７，１９２のインタフェースカード２１００上の主要なデジタル信号処理Ｃ４０チップをサポートするのに使用するデジタルアーキテクチャを示す、より詳細なブロック図である。デジタル信号処理チップ２１０２によって受信されたデータを予め調整(precondition)するのにいくつかのインタフェースサポート回路を使用する。特に、送受信制御インタフェース回路、イーサネット（登録商標）インタフェース回路、消去可能プログラマブル論理装置（ＥＰＬＤ）同期回路、および汎用非同期式レシーバ／トランスミッタ（ＵＡＲＴ）は、ＤＳＰチップ２１０２とインタフェースカード２１００の外部回路との間のインタフェースとして作用する。さらに、プログラマブル読み出し専用メモリ（ＰＲＯＭ）／ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、電気消去可能ＰＲＯＭ，受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）入力回路、および複数の発光ダイオード（ＬＥＤ）スイッチドライバはすべて、共通のバスを介してＤＳＰチップ２１０２と通信する。
Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１０４はまた、インタフェース回路によってサポートされる。すなわち、統合サービスデジタル通信網（ＩＳＤＮ）インタフェースおよびＴ１インタフェースは、ＩＳＤＮおよびＴ１機器への接続を与え、一方、サポートするビタビ符号器／復号器、およびＰＲＯＭ／ＲＡＭは、共通の双方向バスを介してＤＳＰチップ２１０４に対してデジタル信号処理サポートを与える。
打合わせ線ＦＦＴデータおよびＤＳＰチップ２１０４からの信号の受信に加えて、Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１０６は、双方向共通バスを介してＰＲＯＭ／ＲＡＭおよびコーデックと双方向に通信する。ＤＳＰ２１０６と通信するコーデックは、打合わせ線ヘッドセットと双方向に通信する。
Ｇリンク受信機は、Ｇリンク送信機およびＥＰＬＤにクロック同期信号を与える。さらに、受信Ｇリンクは、Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１０２と通信するＲＳＳＩ入力にＲＳＳＩデータを送信する。受信Ｇリンク回路から同期信号を受信するＥＰＬＤは、受信アドレス、フレーム同期信号、および送信アドレスを制御出力として与える。
動作において、ＤＳＰチップ２１０２，２１０４，２１０６の各々は、ルックアップテーブルとして使用するためおよびデータの記憶および検索のためにローカルＰＲＯＭ／ＲＡＭを使用する。Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１０２は、ＲＳＳＩ入力データを受信して、自動ゲーム制御（ＡＧＣ）を行う。つまり、信号強度を示すものがＲＳＳＩ入力を介してＤＳＰチップ２１０２に与えられ、リモート端末１８７，１９２が受信利得を自動的に調整できるようにすることで、信号が適切なレベルで受信されるようにする。イーサネット（登録商標）インタフェースにより、リモート端末１８７，１９２がデータをローカルコンピュータまたはオペレータに送信することが可能となる。送受信制御インタフェース回路は、制御ビットをリモート端末１８７，１９２の無線周波数エレクトロニクスに送って、ＲＦエレクトロニクスを制御する。ＥＰＬＤ同期回路は、ＴＤＤ同期を達成するために、リモート端末１８７，１９２の受信機内のＲＦ回路からの検波器出力を受信する。ＵＡＲＴ回路は、リモート端末１８７，１９２によって使用されるユニバーサル衛星航法システム（ＧＰＳ）時間クロックの入力を与える。さらに、電気消去可能ＰＲＯＭにより、無線アクセス端末１８７，１９２は１種の統計的記録として種々のテストの情報を記憶することが可能となる。
図７８Ａ−７８Ｃに示される他のサポート回路の動作は当業者には周知であり、本発明を完全に理解するために詳細に説明しなくてはならないというものではない。
図７７Ａ−７７Ｄは、リモート端末１８７，１９２のＬＰＡカード２１１０，２１２０のより詳細なブロック図であって、シャープ製ＬＨ９１２４ ＤＳＰチップ、およびテキサスインスツルメンツ製ＴＭＳ３２０Ｃ４ ＤＳＰチップの動作をサポートするのに使用するサポート回路を示す。図７７Ａ−７７Ｄには受信ＬＰＡカード２１１０しか図示されていないが、ＬＰＡカード２１１０と送信ＬＰＡカード２１２０とはアーキテクチャがほぼ同じであり、本質的に同じ説明が両方のＬＰＡカードに当てはまることを理解されたい。直交形式の入力データ（たとえば、２４の同相ビットおよび２４の直交ビット）が、４８ビット入力バスを介してダブルバッファ２４０２への入力として与えられる。ダブルバッファ２４０２の第１の部分は入力アドレスおよび制御ビットによって制御され、ダブルバッファ２４０２の第２の部分はアドレスジェネレータ２４０４によって制御される。アドレスジェネレータ２４０４はバス２４０６を介してＴＭＳ３２０Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１１６と通信する。
ダブルバッファ２４０２は双方向バスを介してシャープ製ＬＨ９１２４デジタル信号処理チップ２１１２と通信するとともに、先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ２４０８への入力としてデータを供給する。好適な一実施形態では、ＦＴＦＯは５Ｋ Ｘ ４８ビットバッフアを含む。ＦＩＦＯ２４０８は、ＤＳＰチップ２１１２およびダブルバッファ２４１０と通信する。ダブルバッファ２４０２と同様に、ダブルバッファ２４１０は有利には１対の３２Ｋ Ｘ ４８ビットＲＡＭを含む。さらに、ダブルバッファ２４１０は、バッファ２４０６と通信するアドレスジェネレータ２４１２の制御下にある。ダブルバッファ２４１０はバス２４０６を介してＤＳＰチップ２１１６と双方向に通信する。
シャープ製ＤＳＰチップ２１１２はさらに、サイン／コサインルックアップテーブル２４１４から入力を受ける。サイン／コサインルックアップテーブル２４１４は方形−極線(rectangular-to-polar)コンバータ２４１６からの入力を受ける。コンバータ２４１６は一実施形態では、ＧＥＣプレツシー(GEC Plessey)からモテル番号ＰＤＳＰ１６３３０として市販されている信号処理チップを含む。さらに、ＤＳＰチップ２１１２は、シーケンサ２４１８から順序付け（シーケンシング）データを受信する。シーケンサ２４１８もまたバス２４０６と通信する。デジタル信号処理チップ２１１２の出力はダブルバッファ２４２０への入力として与えられる。ダブルバッファ２４２０の構造は、ダブルバッファ２４０２および２４１０とほぼ類似している。ダブルバッファ２４２０の第１の部分はアドレスジェネレータ２４２２の制御下にある。ジェネレータ２４２２は、バス２４０６を介してＤＳＰチップ２１１６から信号を受信する。
ＬＰＡカード２１１０の残りの半分（第２の半分）のアーキテクチャは、上述した半分（第１の半分）とほぼ類似している。つまり、直交形式の入力データ（例えば２４の同相ビットおよび２４の直交ビット）が、ダブルバッファ２４２０の第１の半分からバッファ２４２０の第２の半分への入力として与えられる。ダブルバッファ２４２０の第２の半分は、アドレスジェネレータ２４２４を介して制御される。アドレスジェネレータ２４０４は、バス２４２６を介してＴＭＳ３２０Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１１８と通信する。
ダブルバッファ２４２０は双方向バスを介してシャープ製ＬＨ９１２４デジタル信号処理チップ２１１４と通信するとともに、先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ２４２８への入力としてデータを供給する。好適な一実施形態では、ＦＩＦＯ２４２８は５Ｋ Ｘ ４８ビットバッファを含む。ＦＩＦＯ２４２８はＤＳＰチップ２１１２およびダブルバッファ２４３０と通信する。ダブルバッファ２４２０と同様に、ダブルバッファ２４３０は有利には１対の３２Ｋ Ｘ ４８ビットＲＡＭを含む。さらに、ダブルバッファ２４３０は、バッファ２４２６と通信するアドレスジェネレータ２４３２の制御下にある。ダブルバッファ２４３０はバス２４２６を介してＤＳＰチップ２１１８と双方向に通信する。
シャープ製ＤＳＰチップ２１１４はさらに、サイン／コサインルックアップテーブル２４３４から入力を受ける。サイン／コサインルックアップテーブル２４３４は方形−極線コンバータ２４３６からの入力を受ける。コンバータ２４３６は一実施形態では、ＧＥＣプレッシーからモデル番号ＰＤＳＰ１６３３０として市販されている信号処理チップを含む。さらに、ＤＳＰチップ２１１４は、シーケンサ２４３８から順序付け（シーケンシング）データを受信する。シーケンサ２４３８もまたバス２４２６と通信する。デジタル信号処理チップ２１１４の出力はバッファ２４４０への入力として与えられる。バッファ２４４０は有利には３２Ｋ Ｘ ４８ＲＡＭを含む。バッファ２４４０は、アドレスジェネレータ２４４２の制御下にあり、ジェネレータ２４４２はＤＳＰチップ２１１８からバス２４２６を介して信号を受信する。
Ｃ４０ ＤＳＰチップ２１１６および２１１８はそれぞれ、ＵＡＲＴ回路２４５０，２４５２を介してＧＰＳタイミングを受信する。さらに、ＤＳＰチップ２１１６，２１１８の各々はそれぞれのＲＡＭチップ２４５４，２４５６と通信し、これらのＲＡＭチップは有利には１２８Ｋ Ｘ ３２ランダムアクセスメモリを含む。
ＤＳＰチップ２１１６，２１１８はさらに、それぞれローカルバス２４６４，２４７４を介して、それぞれＥＰＲＯＭ２４６０，２４７０およびそれぞれＲＡＭ２４６２，２４７２と通信する。有利な一実施形態では、ＥＰＲＯＭ２４６０，２４７０は５１２Ｋ Ｘ ８メモリを含み、一方ＲＡＭ２４６２，２４７２は１２８Ｋ Ｘ ３２ＲＡＭを含む。一対の内部通信ポートがＤＳＰ回路２１１６，２１１８間の通信を与え、一方、２対の入出力外部通信ポートがＤＳＰチップ２１１６，２１１８の各々に接続する。
動作において、ＤＳＰチップ２１１６，２１１８は、それぞれのメモリ２４６０，２４６２，２４７０，２４７２を使用して、コード拡散またはコードヌリング処理動作および高速フーリェ変換と関連する処理を行う。一方、ダブルバッファ２４０２は直交形式の入力データシンボルを集める。ダブルバッファ２４０２は、あるパケットからデータが収集されている間に前のパケットからのデータを処理できるように設けられる。
図７７Ａ−７７Ｄからわかるように、２つの実質的に同一の処理エンジンがダブルバッファ２４２０に分離されて設けられる。有利な一実施形態では、９１２４ＤＳＰ２１１２，２１１４の各々は４０ｍＨｚのサンプル速度で動作し、６つの乗算器を含んでいて、データがほぼリアルタイムで流れることができるようにする。
「概念の証明(Proof-of-Concept)実施形態」−基地局ハードウェア）
図７３は、図７４に示される基地局１１０の主要機能要素を示す機能ブロック図である。図７３に示すように、基地局１１０は、複数のアンテナ１２０を双方向に通信する送信／受信スイッチ４００を含む。スイッチ４００は、受信モードにおいてはダウンコンバータ（周波数逓降変換器）４０５と通信し、送信モードにおいては、アップコンバータ４０７と通信する。ダウンコンバータ４０５はさらに、周波数基準回路４０９からの入力を受信し、復調器４１０に出力する。復調器４１０は、自動利得制御レベルをダウンコンバータ４０５にフィードバックするとともに、パケットタイミング発生器４１２からの入力を受信する。パケットタイミング発生器４１２は、周波数基準回路４０９からのアナログ−デジタル変換クロック入力を受信する。
復調器４１０は、ビーム形成及びコードヌリング回路（beam forming and code-nulling circuit）４１５への入力を供給する。ビーム形成及びコードヌリング回路４１５は、多次元トレリス（trellis）デコーダ４２０と通信し、デコーダ４２０は、ネットワーク／データインタフェース回路４２５と双方向の通信を行う。
ネットワーク／データインタフェース回路４２５は、通信ネットワーク１６０（図７４参照のこと）に出力を出すと共にここからの入力を受信する。さらに、ネットワーク／データインタフェース回路４２５は、パケットタイミング発生器４１２に出力信号を供給し、かつベース制御回路４３０と双方向に通信する。ベース制御回路４３０は、復調器４１０、ビーム形成及びコードヌリング回路４１５、及び多次元トレリスデコーダ４２０から、入力を受信する。ベース制御回路４３０は、さらに、通信ネットワーク１６０内のオペレータステーション（図示せず）とも双方向に通信する。
ネットワーク／データインタフェース回路４２５は、多次元トレリスエンコーダ４３５と通信する。多次元トレリスエンコーダ４３５は、レトロアクティブ（逆向き）ビーム形成ネットワーク及びＳＣＭＡ回路４４０に出力を供給する。
ネットワーク４４０は、ビーム形成コードヌリング回路４１５及びベース制御回路４３０からも入力を受信する。レトロアクティブビーム形成ＳＣＭＡネットワーク４４０は、変調器４４５に出力を供給し、変調器４４５はパケットタイミング発生器４１２からも入力を受信する。最後に、変調器４４５は周波数基準回路４０９とともに、アップコンバータ４０７に入力を供給し、アップコンバータ４０７は、送受信スイッチ４００が送信モードにあるときに出力を供給する。アップコンバータにより供給された信号は、アンテナ１２０により、種々の高帯域幅無線アクセスステーション１９２、１８７に送信される。
基地局の動作は、無線アクセスステーション１８７，１９２の操作と実質的に同様である。具体的には、送受信スイッチ４００がアンテナアレイ１２０をダウンコンバータ４０５に切り換える。ダウンコンパータ４０５は、信号を送信周波数（例えば、約２ギガヘルツ）で受け取り、これをデジタル化に適した周波数に変換する。続いて、マルチセンサＤＭＴ−ＳＣ復調器４１０が高速フーリェ変換（ＦＦＴ）を行い、個別の周波数ビンをビーム形成コードヌリングネットワーク４１５に示す。すでに簡単に説明したように、コードヌリングネットワーク４１５は、非直交型拡散コードを有する送信による干渉を相殺するために、逆拡散（despreading）コードに対してコードヌリング及びビーム形成重みを供給する。コードヌリングネットワーク４１５は、さらに、マルチセンサＤＭＴ−ＳＣ復調器４１０により提供された復調信号を逆拡散し、出力復調シンボルを生成する。
復調シンボルは、実用的Ｖｉｔｅｒｂｉ復号方法に従ってこれを復号するために、多次元トレリスデコーダ４２０に入力として供給される。多次元トレリスデコーダ４２０の出力には、受信ビットが供給される。受信ビットは、デジタルデータインタフェース４２５を通過するが、このデジタルデータインタフェース４２５は、１実施形態においてはＴ３／ＳＯＮＥＴインターフェースリンクとして機能する。
送信側においては、送信すべきデータはＴ３／ＳＯＮＥＴリンクを介して入力し、多次元トレリスエンコーダ４３５に入力されてトレリスコード化される。当然ながら、Reed-Solomonエラーコーディング及びＱＡＭまたはＢＰＳＫシンボルエンコーディングなど゛、他のタイプのエラーコード化及びシンボルコード化がエンコーダ４３５において行われる。コード化されたシンボルは、ビーム形成及びコード拡散回路４４０に入力し、ここで、拡散コード及び適当なビーム形成ヌルステアリングコード重み（null-steering code weight）が入力シンボルに供給される。拡散シンボルは、ブロック４４５内に表されるように、ＤＭＴ−ＳＣ変調され、結果として生成された信号はアップコンバータ４０７を介して高周波数帯域に変換される。つづいて、送受信スイッチ４００が切り換えられてアップコンバータ４０７がアンテナアレイ１２０に接続され、変調されコード化されたデータ信号はアンテナ１２０を介して送信される。
基地局１１０の同期のために、全基地１１０はＧＰＳ時間にロックされる。このようにして、通信ネットワーク１００がいかに大きくなろうとも、すべての基地局１１０は常に適当なＴＤＤ同期を有する。よって、基地局１１０は、常に同時に送信及び受信を開始する。パケットタイミング発生器４０９においては、周波数基準はＧＰＳに基づき（derived）、これを用いて送受信スイッチ４００を制御する。これは、タイミングを複数のリモート端末により送信された波形から求める必要がないため、特に効果的である。リモート端末１８７，１９２はその同期タイミングを基地局１１０から求めているので、これらの端末はＧＰＳ時間に同期される。
パケットタイミング発生器４１２はタイミング発生器４０９からクロック信号を受信するので、送信及び受信ゲート信号（gating signal）を変調器４４５及び復調器４１０にそれぞれ供給することができる。
別の実施形態においては、前記基地局１１０及びリモート端末１８７，１９２に対して、ネットワークインタフェース４２５を介してネットワークから供給されるユニバーサルタイミングメカニズムを確立することもできる。かかる実施形態においては、インタフェース４２５にクロックを供給するために特別に定義されたＡＴＭ適合層を用いることができる。Ｔ３またはＳＯＮＥＴリンクによって管理情報及び接続パワー制御情報を供給することもできる。このような情報はベース制御装置４３０に供給することができる。ベース制御装置は、適当な信号を、セットアップの接続のために無線信号ネットワークを通じてリモート端末１８７，１９２に送信し、他の管理機能を実行する。
さらに、ダウンコンバータ４０５及びアップコンバータ４０７は、完全には整合しないようにわずかな不完全性を含んだ個別のＲＦ電子を含んでいる。このため、送信／受信補償は、付加的な補償重みを用いて行われる。この補償の目的は、送受信ＲＦ電子によって信号に導入された位相及び振幅の差を補償することである。補償重みの印加により、送信側において、受信側と同一のビームパタンが生成される。
図７９Ａから７９Ｄは、基地局１１０内の全体的なデジタル信号処理アーキテクチャレイアウトを示す概略ブロックである。基地局１１０は、無線周波数シャシー部２５００及びディジタルシャシー部２５１０内に配置されている。マルチエレメントアンテナアレイ１２０は、図７９Ａから７９Ｄにおいては簡単に図示するために４つのアンテナを含んで示され、対応する送受信モジュール２５１２に接続されている。各送受信モジュール２５１２は、送受信スイッチ４００，及び受信器、送信器、増幅器を含む。本発明の効果的な態様によれば、各アンテナエレメントには個別の増幅器が設けられている。アンテナアレイ全体に電力を供給する単一の大型増幅器ではなく、このように増幅器が分配された構成を用いることにより、電力を節約できる。さらに、増幅器に欠陥が発生した場合、アンテナアレイ全体ではなく複数のアンテナエレメントのうちの１つのみが使えなくなる。従って、本発明においては、アンテナ異常の発生時の信号品質の低下が小さい。
アナログ−デジタル変換器／デジタル−アナログ変換器の対２５１５は、受信又は送信された信号をアナログディジタル変換及びディジタルアナログ変換する。デジタル化された受信信号は、ディジタルシャシー２５１０に入力され、一方、デジタル送信信号はディジタルシャシー２５１０の出力として供給される。
ディジタルシャシー２５１０は、複数の３２ビットバスを介して複数の受信器ＬＰＡ２５２０に出力を供給するＧリンタインターフェース回路を含む。ＬＰＡ２５２０は、ＦＦＴ及びチャネル推定（channel estimation）を平行して行う（例えば、ＬＰＡの１つが偶数シンボルのそれぞれに信号処理を行う一方で、他のＬＰＡは奇数受信シンボルに同等の信号処理ステップを行う）。
ＬＰＡ２５２０は、ＬＰＡ２５２０及びＬＰＡ２１１０及び２１２０と構造が実質的に同様であるＬＰＡ２５３０に処理された信号を供給する。ＬＰＡ２５３０はＱＲ分解を行い、分解された信号をＬＰＡカード２５４０に出力する。
ＬＰＡカード２５４０はヌルステアリング及びコードヌリング処理に含まれる行列演算を行う。ＬＰＡカード２５４０内で算出された逆方向性重み（retrodirective weights）は、送信パスにおいて、ＬＰＡカード２５５０への入力として供給され、データ拡散、ビーム形成、及びＩＦＦＴ生成に用いられる。
さらなるＬＰＡカード２５６０が、送信／受信較正（すなわちＴ／Ｒ補償）のデジタル信号処理エンジンとして供給されている。Ｔ／Ｒ較正ＬＰＡカード２５６０は、Ｇリンクインターフェース、アナログ−デジタル／デジタル−アナログ変換器、及び送信／受信較正モジュール２５７０を介してプローブアンテナ２５６５と通信する。送信／受信較正モジュール２５７０は、受信器、送信器、送信増幅器、及び送信／受信スイッチを含む。すでに簡単に説明したように、プローブアンテナの目的は、基地局１１０を通過する送信器及び受信器のパスによる歪みを補償することである。すなわち、送信／受信モジュール２５１２は、送信及び受信された信号中に相当量の歪み及び位相遅延を発生させるので、これらの歪みを補償して送受信信号を正確に生成する必要がある。プローブアンテナパスはリモートステーションと同様に作用するので、基地局１１０がアンテナアレイ１２０からの送信を受けている場合、この情報はプローブ２５６５において受信される。逆に、プローブアンテナが送信を行っている場合、アンテナアレイ１２０はプローブアンテナ２５６５によって送信された既知の信号を受信している。送信／受信較正ＬＰＡカード２５６０内で行われる信号処理により、送受信器パスを通過する差分振幅及び位相を決定することができる。よって、基地局１１０は、プローブアンテナ２５６５によって送受信された信号によってこれらの歪みを補償することができる。
ＧＰＳアンテナ２５８０はＧＰＳタイミングを受信して基地局１１０内の局所発振器のそれぞれに基準クロックを供給する。これにより、無線通信システム１００全体を通じて正確な同期が得られることが保証される。
図６及び図７には、本発明のシステムにおいて用いることのできる指向性アンテナアレイ１２０の別の実施形態が示されている。基地局アンテナ実施の第１の例が１２０ａとして全体的に示されている。アンテナ１２０ａは、ＲＡＤＩＸテクノロジー社(Mountain View，California)から入手可能な保護レドーム（ＲＡＤＯＭＥ）５０５、一般的に円筒型のハウジング５０７及び支持ポール５１０を含む円形パッチスロットアレイアンテナである。複数のマルチエレメント垂直パッチアレイ５１５が、図６において切り取り内部図で示されている。各パッチアレイ５１５は、本発明を適切に実施するために必要なビーム形成能力を供給するために、無線周波数信号を指向的に発することができる。１実施形態においては、円筒部分５０７の高さは約１８インチで、レドーム５０５の直径は約５から１６インチである。
効果的な１実施形態においては、アンテナ１２０ａは４つのマイクロストリップパッチアンテナの垂直方向のスタックを含む。これらのスタックのうちの４つがそれぞれ４つの９０°の四分円をカバーするように向けられている。従って、合計１６個のマイクロストリップフレアノッチアンテナの円周スタック（各垂直方向スタックは８つのノッチを含む）がベースアンテナ１２０ａに含まれている。リモート及びベースアンテナのいずれに対しても、好ましいセンサエレメントスペースは、２分の１波長である。
図７は、本発明の基地局アンテナの第２の実施形態を、１２０ｂで示している。アンテナ１２０ｂは、レドーム５２０、概して円筒形の部分５２５、及び支持ポール５３０を含む。レドーム５２０は直径が約１８から２４インチで、円筒部分５２５の高さは約１４インチである。切り取り内部図において示されるように、アンテナ１２０ｂはフレア状の円形ホーン構造５３５並びに複数の単極送信素子５４０を含む。単極素子５４０は、本発明の最適な操作に必要とされるような、ビーム形成の目的で使用できる。
図８０は、図７２に示されたダウンコンバータ３０５の主要構成素子を示すトランシーバブロック図である。図８０に示されるように、アンテナ１９０と送信／受信スイッチ３００は、バンドパスフィルタ７０２，７０４に接続され、バンドパスフィルタ７０２，７０４はそれぞれ増幅器７０６，７０８に接続されている。フィルタ７０２及び増幅器７０６を通過する経路はダウンコンバータ３０５の一部である受信パスを構成し、増幅器７０８及びバンドパスフィルタ７０４を通過する経路はアップコンバータ回路３０７の一部である送信パスの一部である送信パスの部分を構成する。増幅器７０６の出力及び増幅器７０８の入力はスイッチ７１０に接続される。スイッチ７１０は、ダウンコンバータ３０５及びアップコンバータ３０７にそれぞれ関連する送信及び受信パスの間の切り替えに用いられる。
図７２においては、アップコンパータ３０７とダウンコンバータ３０５は機能的に別個のブロックとして示されているが、同一構造の素子を用いて、送信器及び受信機パス内で増幅器及びソーフィルタ（saw filters）を再使用するアーキテクチャにおいてアップコンバータとダウンコンバータいずれの機能をも行うことができる。スイッチ７１０はバンドパスフィルタ７１２に接続されている。効果的な１実施形態においては、バンドパスフィルタ７１２は１，８６５ＭＨｚから１，９５０ＭＨｚの間の帯域周波数を有する。バンドパスフィルタ７１２は、１６６７．５ＭＨｚの共振周波数（oscillation frequency）を有する第１局所発振器からの入力を受信する周波数乗算器７１５に接続されている。乗算器７１５は、復調器３１０（図７２参照）からの利得制御入力を受信するデジタル減衰回路７２０に接続される。デジタル減衰器７２０は、スイッチ回路７２２を介して増幅器７２４に接続される。スイッチ回路７２２は、送信器及び受信器パスのいずれにおいても増幅器７２４が双方向に使用できるようにする。すなわち、第１の方向に切り替えられると、増幅器７２４の出力はデジタル減衰回路７２０に接続され、第２のモードに切り替わると、増幅器７２４の入力がデジタル減衰回路７２０に接続される。同一の増幅器（すなわち増幅器７２４）を送信及び受信のいずれのパスにおいても使用することにより、いずれのパスにおいても同一の増幅器特性が得られ、その結果、送信及び受信の補償が非常に簡単になる。スイッチネットワーク７２２は、さらに加算回路（summing circuit）７２５に接続されている。
受信モードでの演算においては、加算回路７２５は信号分割器（signal splitter）として作用し、送信モードでは加算回路７２５は入力信号の対を線形に加算する。加算回路７２５は、対応する素子を有する並列増幅及びフィルタリングパスに接続されている。加算回路７２５への１入力は２７０ＭＨｚの中心周波数及び１．５ＭＨｚの帯域幅を有するソーバンドパスフィルタ７３０を含む。対応するソーバンドパスフィルタ７３２は、２００ＭＨｚの中心周波数及び１．５ＭＨｚの帯域幅を有する。バンドパスフィルタ７３０，７３２は、それぞれ、スイッチネットワーク７３４，７３６を介して増幅器７３８，７４０に接続されている。ここでも、スイッチネットワーク７３４，７３６が、送信及び受信のいずれのパスにおいても同一の増幅器特性が得られることを保証する。好適には、増幅器７３８，７４０は、増幅ファクタを提供する。スイッチ回路７３４，７３６は対応するソーバンドパスフィルタ７４２，７４４に接続されている。バンドパスフィルタ７４２は、約２８０ＭＨｚの中心周波数及び１．５ＭＨｚの帯域幅を有する。一方、バンドパスフィルタ７４４は、２００ＭＨｚの中心周波数と１．５ＭＨｚの帯域幅を有する。バンドパスフィルタ７４２，７４４はそれぞれスイッチネットワーク７４６，７４８を介して対応する増幅器７５０，７５２に接続されている。増幅器７５０，７５２は、増幅係数を効果的に供給する。スイッチネットワーク７４６，７４８は、対応する乗算器７５４，７５６に接続されている。乗算器７５４は、２８１．２５ＭＨｚで発振する局所発振器入力信号を受信し、乗算器７５６は、約２０１．２５ＭＨｚで発振する局所発振器入力信号を受信する。
乗算器７５４，７５６は、ローパスフィルタ７５８，７６０に接続され、ローパスフィルタ７５８，７６０はそれぞれが対応するスイッチ７６２，７６４に接続されている。スイッチ７６２は増幅器７６６の入力を受信し、増幅器７６８に出力信号を供給する。一方、スイッチ７６４は増幅器７７０から入力信号を受信し、増幅器７７２に出力信号を供給する。本発明の効果として、増幅器７６６から７７２は、増幅係数を有する。増幅器７６６，７７０は送信パスの一部を形成し、よって図７２のアップコンバータ３０７に適切に属する。一方、増幅器７６８，７７２は受信パスに属し、よって図７２のダウンコンバータ３０５に適切に属する。増幅器７６６，７７０はそれぞれデジタル−アナログ変換器７７４，７７８に接続されている。デジタル−アナログ変換器７７４，７７８もさらにアップコンバータ３０７の一部を含み、同期回路３１２からデジタル−アナログクロックパルスを受信する。増幅器７６８，７７２はアナログ−デジタル変換器７７６，７８０に接続され、ダウンコンバータ３０５の一部を含み、同期回路３１２（図７２参照のこと）からアナロダ−デジタル変換クロック入力を受信する。
デジタル−アナログ変換器７７４，７７８への入力は変調回路３４５から受信され、アナログ−デジタル変換器７７６，７８０の出力は復調回路３１０の入力として供給される。
図８０に示されるアップ及びダウンコンバータ回路の動作について、受信パスについてまず説明し、次に送信パスに関して説明する。受信モードにおいては、アンテナ１２０によりピックアップされた信号は、スイッチ３００に送信され、バンドパスフィルタ７０２を通過して、対象の周波数帯域（すなわち、１，８６５ＭＨｚから１，９５０ＭＨｚのあいだの周波数）の範囲にない信号を減衰する。濾波された信号は、次に、増幅器７０６において増幅係数により増幅される。増幅器７０６の出力はスイッチ７１０の入力として供給され、スイッチ７１０によって、増幅された信号がバンドパスフィルタ７１２を通過し、指定されたバンドパス領域外の所望されない信号が更に濾波される。
フィルタ７１２を通過した信号は、乗算器７１５において、１，６６７．５ＭＨｚの局所発振周波数により乗算される。よって、乗算器７１５は、約２ＧＨｚの範囲から２００から３００ＭＨｚ範囲への信号の第１ダウン変換を発生させるべく使用できる同期検出器として作用する。ダウン変換されたこの信号は、デジタル減衰回路７２０により減衰され、増幅器７２４によって増幅係数で増幅される。ダウン変換された信号は、信号分割器７２５において分割され、この結果、この信号の一部分はソーバンドパスフィルタ７３０に入力され、一方、これと同一の信号部分はソーバンドパスフィルタ７３２に入力される。
バンドパスフィルタ７３０に入力された信号部分は、濾波されて、２７９．２５ＭＨｚから２８０．７５ＭＨｚのあいだの周波数外の信号が減衰される。このように濾波された信号は、増幅器７３８により係数で増幅され、フィルタ７３０と実質的に同一の特性を有するフィルタ７４２を通過して再び濾波される。濾波された信号は増幅器７５０において増幅信号により再び増幅され、この信号が乗算器７５４に入力される。乗算器７５４は、２８１．２５ＭＨｚの発振信号を乗算することにより、増幅器７５０から出力された信号を実質的にベースバンド信号に変換する。ベースバンド信号はローパスフィルタ７５８を通過し、ここからスイッチ７６２を介して増幅器７６８に入力として供給される。増幅器７６８は係数によりベースバンド信号を増幅する。この信号がアナログ−デジタル変換器７７６によってディジタルデータに変換される。
信号分割器７２５によって出力された信号の第２部分は、信号分割器７２５の信号出力の第１部分が従ったのと実質的に同様のパスに従うが、信号の第２部分は、１９９．２５ＭＨｚから２００．７５ＭＨｚの間の帯域幅を通過すべく濾波される点が異なる。さらに第２の信号部分は、乗算器７５６において、２０１．２５ＭＨｚの局所発振信号によって同期的に検出される。このように、アンテナ１２０によって受信された信号は、非同期式に検出され、バンドベースレベルにダウン変換され、復調器３１０によって復調されるデジタル情報を供給すべくデジタル化される。
高帯域幅の基地局１１０により送信される信号の送信パスは、信号処理ステップの順序が逆である点を除き、ダウンコンバータを通過するのと実質的に同様にアップコンバータを通過する。具体的には、変調されたデジタル信号が、デジタル−アナログ変換器７７４及び７７８の入力として機能し、生成されたアナログ信号が増幅器７６６及び７７０によってそれぞれ増幅される。増幅された信号はスイッチ回路７６２，７６４を通過し、それぞれのローパスフィルタ７５８，７６０によって濾波される。アナログ信号は、第１のパスに沿って、２８１．２５ＭＨｚの局所発振信号での変調（すなわち乗算）によりアップ変換される。一方、第２の信号は、２０１．２５ＭＨｚの発振信号で変調によりアップ変換される。変調された第１の信号は増幅器７５０，７３８により増幅され、フィルタ７４２，７３０により濾波され、２００と７９．２５ＭＨｚから２８０．７５ＭＨｚの間に十分に定められた信号が供給される。一方、第２の信号も同様に、増幅器７５２，７４０により増幅され、フィルタ７４４，７３２により濾波されて、１９９．２５ＭＨｚから２００．７５ＭＨｚの周波数範囲内に十分に定められた信号が供給される。バンドパスフィルタ７３０及び７３２から出力された２つの信号波、加算回路７２５に入力として供給される。２つの入力信号は、加算回路７２５によって線形に加算され、増幅器７２４によって増幅される。デジタル減衰回路７２０が増幅された出力信号を減衰し、乗算器７１５が１，６６７．５ＭＨｚの発振周波数による乗算によって、この信号をさらにアップ変換する。このようにして、通信情報を含んだオリジナル入力信号は、送信周波数範囲にアップ変換される。続いて、送信される信号は、フィルタ７１２において１，８６５から１，９５０ＭＨｚの間に濾波され、スイッチ７１０を通過後に増幅器７０８において増幅される。増幅された送信信号は、さらにバンドパスフィルタ７０４において濾波されて、この濾波及び増幅された信号が、送信／受信スイッチ３００を介してアンテナ１２０への出力として供給される。
図８０Ａは、同期回路３１２の主要な内部機能素子を示す概略ブロック図である。図８０Ａに示されるように、同期回路３１２は、データクロック（図示せず）からの２ビット入力を有する４０ＭＨｚ基準発振器７８７（reference oscillator）に接続された周波数制御装置７８５を含む。４０ＭＨｚ基準発振器７８７は、８分割（divide-by-eight）バイナリカウンタ７８９に信号を出力し、カウンタ７８９は、局所発振器７９１，７９３及び７９５に出力信号基準を供給する。局所発振器７９１は１，６６７．５ＭＨｚの発振周波数を供給し、発振器７９３，７９５はそれぞれ２８１．２５ＭＨｚ及び２０１．２５ＭＨｚの発振周波数を提供する。８分割バイナリカウンタ７８９は、さらに、アナログ−デジタル及びデジタル−アナログ変換器７７４から７８０のそれぞれにクロック入力パルスを供給する。
図８１は、図７３に示された基地局１１０内のダウンコンバータ４０５の主要な素子を示す概略ブロック図である。具体的には、アンテナ１２０は、送信／受信スイッチ４００が受信モードにあるあいだにスイッチ４００を介してバンドパスフィルタ８０２に接続される。フィルタ８０２は、約１，８６５ＭＨｚ及び１，９５０ＭＨｚ以下の周波数を通過させる。フィルタ８０２は増幅器８０４の入力に接続され、増幅器８０４は、フィルタ８０２と実質的に同一の特性を有する第２のバンドパスフィルタ８０６に接続されている。フィルタ８０６は乗算器８０９に入力を供給し、乗算器８０９は、局所発振器（図８１には示されていない）からも１，６６７．５ＭＨｚの発振周波数において、入力を受信する。乗算器８０９の出力は、復調回路４１０として（図７３を参照）利得制御入力フィーを受信するデジタル減衰器８１１に接続されている。デジタル減衰器８１１の出力は増幅係数を有する増幅器８１３への入力として作用する。
増幅器８１３からの増幅された信号出力は、例えば６つの実質的に同一部分に信号を分割する信号分割器８１５に入力される。信号分割器８１５から出力された６つの信号のそれぞれは、実質的に同一の方法によって、濾波され、増幅され、ダウン変換され、デジタル化される。
第１の信号は、帯域幅１．５ＭＨｚで２８１．５ＭＨｚの中心周波数を有するバンドパスフィルタ８１７に入力される。バンドパスフィルタ８１７の出力は、増幅係数を有する増幅器８１９への入力として機能する。増幅器８１９の出力は、バンドパスフィルタ８１７と実質的に同一の特性を有するバンドパスフィルタ８２１への入力となる。バンドパスフィルタ８２１の出力は増幅係数を有する増幅器８２３に接続され、増幅器８２３の出力は乗算器８２５の入力として作用する。乗算器８２５はさらに、２８２．５ＭＨｚの局所発振入力を受信することにより、ローパスフィルタ８２７に接続された出力を有する同期検出回路として作用する。ローパスフィルタ８２７の出力は増幅器８２９への入力として作用し、増幅器８２９の出力はアナログ−デジタル変換器８３１への入力として作用する。アナログ−デジタル変換器８３１はさらに、周波数基準回路４０９（図７３参照）からの１０ＭＨｚクロック入力を受信する。アナログ−デジタル変換器８３１の出力は図７３の復調回路４１０への入力として機能する。
信号分割器８１５からの信号出力の第２部分は、２８０ＭＨｚの中心通過周波数および１．５ＭＨｚの帯域幅を有するソーバンドパスフィルタ８３３に入力される。バンドパスフィルタ８３３は増幅器８３５の入力に接続され、増幅器８３５は、バンドパスフィルタ８３３と実質的に同一の特性を有するバンドパスフィルタ８３７に信号を出力する。フィルタ８３７の出力は、増幅係数を有する増幅器８３９への入力として作用する。増幅器８３９の出力は、乗算回路８４１の入力に接続され、乗算回路８４１は２８２．５ＭＨｚの局所発振信号をさらに受信する。乗算回路８４１の出力はローパスフィルタ８４３への入力として機能し、ローパスフィルタ８４３は増幅係数を有する増幅器８４５の入力に接続される。増幅器８４５からの出力は、１０ＭＨｚのアナログ−ディジタルクロックに作用する（operates off of）アナログ−デジタル変換器に入力される。１０ＭＨｚのクロックは図７３の周波数基準回路４０９から受信される。アナログ−デジタル変換器８４７の出力は、復調介路４１０への入力として作用する（図７３参照）。
信号分割器８１５による信号出力の第３部分は、２７８．５ＭＨｚの中心通過周波数及び１．５ＭＨｚの帯域幅を有するバンドパスフィルタ８４９に入力される。バンドパスフィルタ８４９の出力は、増幅係数を有する増幅器８５１の入力に入り、増幅器８５１の出力は、フィルタ８４９と実質的に同一のバンドパス特性を有するバンドパスフィルタ８５３の入力に接続される。フィルタ８５３の出力は、増幅器８５５の入力に接続され、増幅器８５５は、ローパスフィルタ８５９及び増幅器８６１を介してアナログ−デジタル変換器８６３に接続される乗算器８５７に接続されている。増幅器８５５，乗算器８５７，ローパスフィルタ８５９，増幅器８６１及びアナログ−デジタル変換器８６３は対応する素子８２３，８２５，８２７，８２９及び８３１と実質的に同一であり、実質的に同一に機能する。
信号分割器８１５からの信号出力の第４部分は、２０１．５ＭＨｚの中心バンドパス周波数及び１．５ＭＨｚの帯域幅を有するバンドパスフィルタ８６５に入力される。バンドパスフィルタ８６５の出力は、増幅器８６６の入力として機能し、増幅器８６６は、バンドパスフィルタ８６５と実質的に同一の濾波特性を有するバンドパスフィルタ８６７に接続された出力を有する。バンドパスフィルタ８６７の出力は、増幅係数を有する増幅器８６８の入力に接続されている。増幅器８６８の出力は、２０２．５ＭＨｚの局所発振周波数をさらに受信する乗算器８６９に接続されている。よって、乗算器８６９は、ダウン変換されたベースバンド信号をローパスフィルタ８７０に出力する同期検出器として作用する。ローパスフィルタ８７０は、増幅係数を有する増幅器８７１に入力を供給し、増幅器８７１の出力は、周波数基準回路４０９から１０ＭＨｚのアナログ−デジタル変換クロックを受信するアナログ−デジタル変換器８７２への入力となる。アナログ−デジタル変換器８７２の出力は、復調回路４１０（図７３参照）への入力として機能する。
信号分割器８１５による信号出力の第５及び第６部分は、バンドパスフィルタ８７３，８８１、増幅器８７４，８８２、バンドパスフィルタ８７５，８８３、増幅器８７６，８８４、乗算器８７７，８８５、ローパスフィルタ８７８，８８６及び増幅器８７９，８８７をそれぞれ介して、アナログ−デジタル変換器８８０，８８８にそれぞれ入力される。分割器８１５からアナログ−デジタル変換器８８０，８８８の間の各回路素子は、信号分割器８１５からアナログ−デジタル変換器８７２の間の対応する素子と実質的に同一であるが、バンドパスフィルタ８７３及び８７５が２００ＭＨｚの中心周波数を有し、バンドパスフィルタ８８１および８８３が１９８．５ＭＨｚの中心通過周波数を有する点が異なる。
基地局１１０のダウンコンバータの動作は、高帯域幅基地局１１０のダウンコンバータの動作と実質的に同様である。より詳細には、アンテナ１２０に受信され、スイッチ４００により受信パスに切り替えられた信号は、フィルタ８０２，８０６及び増幅器８０４により濾波され増幅される。続いて、信号は、乗算器８０９内の同期検出器により低周波数バンドにダウン変換される。第１のダウン変換ステップの後、信号は減衰器８１１によりデジタルで減衰され、続いて増幅器８１３により増幅される。信号は、複数の実質的に同一の信号に分割され、各信号は異なる検出パスを通る。各検出パスは、検出された信号を異なるベースバンド周波数領域にダウン変換する以外は、それぞれが実質的に同一である。したがって、例えば、分割信号の第１部分は、バンドパスフィルタ８１７，８２１によって２８１．５ＭＨｚの中心周波数で濾波され、増幅器８１９，８２３により増幅される。濾波された信号は乗算器８２５によって同期的に検出され、ベースバンドに変換される。ベースバンド信号は、ローパスフィルタ８２７、増幅器８２９、及びアナログ−デジタル変換器８３１で濾波され、増幅され、デジタル化される。この検出シーケンスが、以下の点を除き、信号分割器８１５によって出力された６つの信号部分のそれぞれについて実施的に同一である。すなわち、各バンドパスフィルタは異なる中心周波数で動作し、異なる乗算器への入力である局所発振信号は、下の３つの信号部分と上の３つの信号部分とでは異なる。
図８１Ａは周波数基準回路４０９の主要な内部コンポーネントを示す簡素化された概略ブロック図である。図８１Ａに示されるように、周波数基準回路４０９は、周波数制御回路８９０、４０ＭＨｚ基準発振器８９１及び４分割回路８９２を含む。４分割回路８９２は、局所発振器８９３，８９４及び８９５ならびにアナログ−デジタル変換回路及びデジタル−アナログ変換回路のそれぞれ（図８２参照）に出力を供給する。局所発振器８９３は１，６６７．５ＭＨｚの出力信号を供給し、局所発振器８９４及び８９５はそれぞれ２８１．２５及び２０１．．２５ＭＨｚの発振信号を供給する。
図８２は、基地局１１０の送信パスに沿ったアップコンバータ４０７（図７３参照）の主要な内部コンポーネントを示す概略ブロック図である。アンテナ１２０は、スイッチ４００が送信モードにあるときにスイッチモード４００を介してバンドパスフィルタ９０２に接続される。バンドパスフィルタ９０２は、１，８６５ＭＨｚと１，９５０ＭＨｚの間の周波数を通過させる。バンドパスフィルタ９０２は、増幅係数を有する電力増幅器９０４の出力に接続されている。電力増幅器９０４の入力は、バンドパスフィルタ９０２と実質的に同一の周波数通過特性を有するバンドパスフィルタ９０６に接続されている。バンドパスフィルタ９０６の入力は、１，６６７．５ＭＨｚの発振周波数を有する局所発振器からの第１の入力とデジタル減衰回路９１０からの第２の入力とを受信する乗算器９０８の出力に接続されている。デジタル減衰回路９１０は、変調回路４４５（図７３参照）からの利得制御入力を受信する。デジタル減衰回路９１０の入力は、電力増幅器９１２に接続され、電力増幅器９１２は、加算回路９１４から入力を受信する。１実施形態においては、加算回路９１４は６つの個別入力を受信し、これらを線形に加算して増幅器９１２の出力に供給する。加算回路９１４への６つの入力のそれぞれは、１．５ＭＨｚの帯域幅を有するバンドパスフィルタに接続されている。具体的には、バンドパスフィルタ９２０，９３０，９４０，９５０，９６０および９７０が、加算回路９１４への入力として機能する。バンドパスフィルタ９２０，９３０，９４０，９５０，９６０および９７０、それぞれ、２８１．５ＭＨｚ、２８０ＭＨｚ、２７８．５ＭＨｚ、２０１．５ＭＨｚ、２００ＭＨｚ、１９８．５ＭＨｚの中心通過周波数を有する。バンドパスフィルタ９２０−９７０は、それぞれ、増幅器９２１−９７１の出力に接続されている。増幅器９２１−９７１は、それぞれ、バンドパスフィルタ９２２−９７２から入力を受信する。バンドパスフィルタ９２２−９７２は、バンドパスフィルタ９２０−９７０と実質的に同一の周波数パス特性を有する。各パンドパスフィルタ９２２−９７２は、増幅回路９２３−９７３の出力に接続されている。
増幅回路９２３−９７３は各乗算器９２４−９７４の出力に接続されている。乗算器９２４，９３４，９４４は２８２．５ＭＨｚの発振周波数で局所発振器の入力信号を受信し、乗算器９５４，９６４，９７４は、２０２．５ＭＨｚの局所発振入力を受信する。各乗算器９２４−９７４は、対応するローパスフィルタ９２５−９７５に接続されている。これらのローパスフィルタは、各増幅器９２６−９７６の出力から入力を受信する。各増幅器９２６−９７６は、デジタル−アナログ変換器９２７−９７７からそれぞれ入力を受信する。デジタル−アナログ変換器９２７−９７７のそれぞれは、１０ＭＨｚのデジタル−アナログ変換クロック入力信号を、４分割バイナリカウンタ８９２（図８１Ａ参照）の出力から受信し、さらに図７３に示した変調回路４４５から入力を受信する。
動作においては、変調されたデータ信号がデジタル−アナログ変換器９２７−９７７への入力として機能する。デジタル−アナログ変換器９２７−９７７は変調されたディジタルデータ信号をアナログ信号に変換し、この信号が増幅器９２６−９７６により増幅され、さらにローパスフィルタ９２５−９７５によって濾波される。ローパスフィルタ９２５−９７５の出力は、乗算器９２４−９７４のそれぞれの１入力として入力される。乗算器９２４−９７４の第２の入力は、２８２．５ＭＨｚ、２０２．５ＭＨｚのいずれかの局所発振入力を受信する。このように、ローパスフィルタ９２５−９７５からの信号出力は、第１に高周波数レベルにアップ変換される。乗算器９２４−９７４により出力されたアップ変換された信号は、続いて、増幅器９２３−９７３及び９２１−９７１、及びフィルタ９２２−９７２および９２０−９７０により増幅され、濾波される。フィルタ９２０−９７０の出力が加算回路９１４に入力され、ここで６つの入力端子に印加された信号のそれぞれが線形に加算される。
加算回路９１４により加算された出力は、電力増幅器９１２の入力となる。電力増幅器９１２の出力はデジタル減衰回路９１０に入力され、信号増幅器９１２からの信号出力に付与される利得制御を微調整する。デジタル減衰回路９１０の出力は乗算器９０８の第１の入力として作用する。乗算器９０８の第２の入力は、１，６６７．５ＭＨｚの局所発振信号である。よって、乗算器９０８は、デジタル減衰回路９１０からの信号出力を基地局１１０の送信周波数にアップ変換すべく機能する。乗算器９０８の出力は、フィルタ９０２，９０６により濾波され、増幅器９０４により増幅される。フィルタ９０２からの出力は送信モードのスイッチ４００の入力となり、スイッチ４００はアップコンバートされ増幅されたこの信号をアンテナ１２０に中継する。
（帯域幅を動的に割り付ける方法）
帯域幅要求制御装置（図７４参照）によって実行される帯域幅割り付け方法が、図８３に示される。この方法はスタートブロック３３００において開始する。
帯域幅割り付け方法が開始されると、初期化機能が行われる。これには、図８３に示すように、例えば基地局１００またはリモート端末１８７，１９２を最後に使用してからアンテナセンサエレメントの数が変更されているかの判断が含まれる。例えば、基地局１００またはリモートアクセス端末１８７，１９２の空間的解像能力を強化し、基地またはリモート局が入来する信号をより正確に弁別（discriminate できるようにすることが望ましい。このような場合、基地局１１０またはリモート端末１８７，１９２は、より多数のセンサエレメントを有し、当業界で周知のように、基地またはリモート局により高程度の指向的弁別性または空間的分割性を与える新たなアンテナがインストールされている間は、非作動状態となる。新しいアンテナのインストールが完了すると、インストーラにより基地局１１０またはリモート局１８７，１９２が再起動され、判定ブロック３３０５に示されるように、アンテナエレメントの数が変わっているかを判定するテストが行われる。アンテナエレメントの数が変わっている場合、制御手順は活動ブロック３３１０に進み、トーンセット内のトーンの数が再決定され（例えば、アンテナエレメントの数が増加した場合にはより小さい数にする）、センサ及びトーンセット内のトーンに付与される複合重み（complex weight）を計算するために用いる行列が同一の次元数（dimensionality）を維持するようにする。上述したように、処理コストが上昇することなく、本質的に同一のＳＴＮＲが維持される。活動ブロック３３１０で実行されるような初期化のあと、制御は判定ブロック３３１５にすすみ、新しいユーザが帯域幅を要求しているか否かの判断がなされる。しかしながら、判定ブロック３３０５において、アンテナエレメントの数が変わっていないと判断された場合には、方法手順は判定ブロック３３０５から直ちに判定ブロック３３１５に進む。
判定ブロック３３１５において、新しいユーザがアクセスチャネルを通過する帯域幅を要求していないと判断されると、制御はサブルーチンブロック３３２０に進み、ここで、通信リンク内においてすでに割り付けられた帯域幅割当を必要に応じて修正し、ＳＩＮＲを最大化する。新しいユーザが制御アクセスチャネル全体の帯域幅を要求していると判断されるまで、制御作業はサブルーチンブロック３３２０から判定ブロック３３１５に戻る。
新しいユーザが帯域幅を要求すると、制御手順は活動ブロック３３２５に進み、どのくらいの帯域幅が要求されているかが判定される。すでに説明したように、要求された帯域幅は、送信されたデータ（例えば、音声、ビデオ、データなど）並びに送信装置の種類に基づき子測される。例えば、個人用の電話機で送信されている場合、１秒につきわずか８キロビットの帯域幅が要求されている可能性があり、また、ＰＢＸに接続されたＰ−１リンクは、１，５４４ＭＨｚの帯域幅を要求する。１実施形態においては、要求を行う装置は、要求された装置の帯域幅要求をリモート局１８７，１９２に示す初期化または識別信号を送信する。
活動ブロック３３２５において要求された帯域幅の量が決定すると、制御手順は判定ブロック３３３０に進む。すなわち、通信チャネルが要求側の装置に適合する十分な自由帯域幅を有するかどうかが判断される。新しいユーザが要求する最適な帯域幅に適合する十分な自由帯域幅をチャネルが持たない場合、この方法の制御は調整段階（arbitration phase）に進み、まず、判定ブロック３３３５においてユーザがより小さい帯域幅を使用できるかどうかが判定される。ユーザが、要求したより小さい帯域幅では動作できない場合、ユーザとの接続が切られ、活動ブロック３３４０に示されるように、通信チャネルへのアクセスが拒否される。一方、ユーザがより小さい帯域幅で動作可能であることが判断された場合、活動ブロック３３４５において示されるように、基地局１１０は、リモート局１８７，１９２を介してユーザにより低い帯域幅の要求を求める。制御は活動ブロック３３２５に戻り、要求される帯域幅の量が再び決定される。もちろん、ユーザがト分にソフィスティケートされていて、基地局の提案した帯域幅が、ユーザの通信装置の通常の動作を行うのに十分であるか否かを判断できる場合には、基地局はリモート局１８７，１９２を介して、ユーザに許容できる帯域幅を提案して提示してもよい。
一方、通信チャネルが要求側のユーザに適合する十分な自由帯域幅を有すると判断された場合、制御は判定ブロック３３３０から判定ブロック３３５０に進み、ここで、自由なトーンセットがあるか否かを判定するテストが行われる。すなわち、要求側のリモート端末１８７，１９２の領域の他のユーザにまだ割り付けられていないトーンセットがあるかどうかが判断される。要求側のルームまたは端末１８７，１９２の領域内に自由なトーンセットがあれば、制御プロセスは活動ブロック３３５５に進み、ユーザに関連付けられたリモート局からリモート空間セル内の基地局へのデータ送信に使用する１つ以上の自由トーンセットをユーザに割り付ける。続いて、制御は活動ブロック３３５５から活動ブロック３３６０に進む。しかしながら、判定ブロック３３５０において、自由トーンセットがないと判断された場合には、制御は活動ブロック３３６５に進み、リモート局１８７，１９２と基地局１１０とのあいだのデータ送信のために、１つ以上の現在使用中のトーンセットがユーザに割り付けられる。ユーザが非常に高い帯域幅を要求している場合には、複数のトーンセットをそのユーザに割り付けることも可能である。さらに、トーンセットは、４つの約１ＭＨｚのバンドに分類されているので、複数のトーンセットが単一のユーザに割り付けられて、独立した通信チャネルを確立する場合、これらのトーンセットは通常同じ１ＭＨｚバンドの範囲にある。
制御プロセスが活動ブロック３３５５，３３６５のいずれかから活動ブロック３３６０に進むと、１つ以上のコード（すなわち、割り付けられたトーンセット内の種々のトーンを変調するために用いられる拡散コード）がユーザに割り付けられ、この新しいユーザに接続されたリモート局に近接するリモート局によって同一コード（すなわち同一のトーンセットのコード）が使用されていないことが確認される。このように、同じトーンセット及びコード割り当てを有するユーザを空間的に分離することにより最大限の周波数及びコード再使用が実現する。もちろん、上述の適合されたチャネル等化方法によれば、オンラインでは一般的にそうではない、最初にリモート端末に割り当てられた拡散コードは、十分に定められたコードであり、ＳＩＮＲを最大化する線形の適合化された拡散重みを構成する。したがって、新しく割り付けられたコードが、新しいユーザに割り当てられたリモート端末と同じ近接範囲にあるリモート端末に割り当てられた拡散重みのいずれかと同一である可能性は非常に高い。既に詳しく説明したように、新しいそれぞれのユーザに割り当てられた拡散コードを修正するための基準により、所与の空間セルサイト内の各ユーザに少なくとも１自由度を与えるために拡散重みは線形に独立していることが要求される。
制御プロセスは、活動ブロック３３６０から判定ブロック３３７０に進み、ここで、ユーザに割り付けられたトーンセット及びコードの数が与えられ、最大コンステレイションサイズ（すなわち、任意のＭ−ａｒｙ変調フォーマットに対して）が、要求された帯域幅の維持に十分であるかが判断される。すなわち、新たに定められた通信チャネルが十分に高いコンストレイションサイズに耐えれば、要求された帯域幅は、要求側のユーザを満足させる。しかしながら、チャネルが新しいユーザの操作に要求される帯域幅を維持するための必要なコンストレイションサイズを扱えるほど必ずしも十分な抵抗性がない場合、記載される方法にしたがって、更なるコードまたはトーンセットをユーザに割り付けなければならない。新たに要求された通信チャネルに対してトーンセット、コード及び変調フォーマットが決定すると、制御はサブルーチンブロック３３２０に進み、帯域幅割り当てが必要に応じて修正され、ＳＩＮＲが最大化される。続いて、制御は判定ブロック３３１５に戻り、上記のプロセスが繰り返される。
（本発明の別の実施形態：複数離散トーンに対する適合的ビーム形成及びこれに続く結果的な信号の結合）
図８４Ａ及び図８４Ｂには、本発明の別の実施形態が示される。ここでは、スペクトル理及び空間的処理は分離されている。空間的重みは、各キャリア周波数に対して独立的に算出される。空間的重みは、やはり個別に計算されたスペクトル重みと乗算されて、合成重みが生成される。すなわち、合成された空間的／スペクトルビームフォーマは、独立的に動作する個別のスペクトルビームフォーマと個別の空間的ビームフォーマとに分解される。図８４Ａには、アンテナＭ−１までによって受信された信号が空間的ビームフォーマによって処理され、係数Ａ０からＡＮ−１を生成する方法が示される。さらに図８４Ａには、アンテナ０からＭ−１において受信された信号がいかにスペクトルビームフォーマにより処理され、係数Ｂ０からＢＮ−１が生成されるかが示される。図８４Ｂは、空間的係数Ａ０がどのようにトーン周波数０に付与され、その結果がスペクトル係数Ｂ０によっていかに独立的に操作され、その結果の信号がアンテナ０からＭ−１において送信されるかを示す。
同様に、図８４Ｂは、空間的係数ＡＮ−１がどのようにトーン周波数ｎ−１に付与され、その結果がスペクトル係数ＢＮ−１によっていかに独立的に操作され、その結果の信号がアンテナ０からＭ−１において送信されるかを示す。このように、どのように空間的重みが各キャリア周波数に対して独立的に計算され、この空間的重みが、別に計算されたスペクトルと乗算されて合成重みを生成するかわかる。
この別の実施形態の１形式においては、基地局及びリモートユニットは、２つのサブバンドのそれぞれに１つずつが含まれる２つのトーンまでを交換可能である。２つのサブバンド間を８０ＭＨｚ分離させることにより、トーンが十分に離れて拡散するため、１つのサブバンドにおけるノイズバースト及び干渉信号により他方のサブバンドにおける劣化が生じることはない。２つのトーンは空間的拡散及び逆拡散により別々に処理され、その後合成されて結果的な信号を生成する。この別の実施形態は、ノイズ及び干渉に対する適当な免疫性を保持しつつ、計算が簡素化されるという利点を有する。
受信局においては、マルチエレメントアンテナアレイにより受信された各トーンは、受信ビーム形成のプロセスに類似するプロセスにおいて空間的に逆拡散される。結果として得られた信号が合成される。第１の信号合成方法は、等価利得合成であり、この方法では信号が加算される。信号合成の別の方法は、最大定量（ration）合成であり、この方法ではよりよいＳＴＮＲを有する２つのトーンから出力信号が選択される。
送信局においては、この別の実施形態は第１のトーンで変調されたデータ信号を空間的に拡散する。この空間的拡散では、送信ビーム形成に類似したプロセスにおいて空間的拡散コードが使用される。別に、この実施形態では、第２のトーンで変調されたデータ信号を空間的に拡散する。これら２つの空間的に拡散された信号が合成され、マルチエレメントアンテナアレイから送信され、スペクトル的及び空間的に拡散した送信された拡散信号を形成する。
この別の実施形態は、受信感度の空間的方向を所望の信号ソースの方向に適応的に位置決めするか、干渉ソースからの受信感度を減少させるかの少なくもいずれかをおこなう空間的逆拡散ステップを有することができる。この別の実施形態は、さらに、送信された逆拡散信号の送信された信号エネルギーを受信された拡散信号のソースに向けて適合的に位置決めするか、送信された信号エネルギーをインタフェースに向けて適合的に減少させるかの少なくともいずれかを行う拡散ステップを有することができる。この実施形態は、ＴＤＤプロトコル内で十分に機能する。
図８５Ａは、基地局において実行される計算ステップを示した、好適な実施形態のフロー図である。基地局の送信部において、ライン５においてトラフィックシンボルがスメア（smear）行列ステップ１０に入力される。リンクメンテナンスパイロット信号が、ライン７において、デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）データ処理ＲＡＭ１２に入力される。保存されたパイロット信号がＲＡＭ１２からリンクメンテナンスパイロット（＊ＬＭＰ）レジスタ１４に出力され、１入力としてスメアステップ１０に供給される。スメアマトリクス１６はスメアステップ１０へも供給される。スメアマトリクス１６の出力もスメアステップ１０に供給される。スメアステップ１０の出力は、利得強調ステップ２０に供給される。利得ＲＡＭ２５からの出力値が利得強調ステップ２０に供給され、その出力値はビーム形成拡散ステップ３０に供給される。拡散ＲＡＭ２５の拡散重みはビーム形成拡散ステップに供給される。ライン４０において、ビーム形成拡散ステップからＸベクトルが出力され、さらに送信器に送られてリモート局に送信される。
基地局における信号処理の受信側においては、受信器からのＸベクトルはオンライン５０においてビーム形成逆拡散ステップ６０に入力される。逆拡散重みづけＲＡＭ６２は逆拡散重みをビーム形成逆拡散ステップ６０に供給する。ビーム形成逆拡散ステップ６０からの信号出力は、利得強調ステップ７０に印加される。利得ＲＡＭ２５からの出力値も利得強調ステップ７０に供給される。利得ＲＡＭ２５からの値は、利得強調ステップ７０に供給される。利得強調ステップから出力された値は逆スメアステップ８０に供給される。利得強調ステップ７０からのパイロット信号のための値は、ＬＭＰレジスタ７２に保存され、逆スメアステップ８０に入力される。さらに、逆スメア行列がステップ７４から逆スメアステップ８０に供給される。この結果、逆スメアステップ８０から出力されるトラフィックシンボルが使用され、さらに基地局において分配できるようになる。ＬＭＰレジスタ７２から出力されたパイロット信号は、ＬＭＰデジタル信号処理ＤＰＲＡＭ７６に保存され、ライン７８において出力される。
拡散及び逆拡散の計算に使用される種々の値は、図８５Ａに示すように更新される。ライン５０のＸベクトル入力は、更新重みステップ５４に入力される。ライン５０のＸベクトル入力は、データ補正ステップ９３にも入力され、その出力は更新重みステップ５４に供給される。更新重みステップ５４から出力された更新済みの重み値は、有効重みステップ５６に送られ、さらに逆拡散ＲＡＭ６２に出力される。トラフィック確立サポート８６は特性マップ８４に値を供給し、特性マップ８４はライン８２からのトラフィック信号処理し、スメアステップ８９にその出力を供給する。ライン８１のメンテナンスパイロット信号は、デジタル信号処理ＤＰＲＡＭ８３に入力され、ＤＰＲＡＭの出力はＬＭＰレジスタ８５に供給され、ＬＭＰレジスタ８５の出力はスメアステップ８９に供給される。スメアステップ８９にはスメア行列８７も入力される。スメアステップ８９の出力は、利得デエンファシスステップ９１に供給され、利得デエンファシスステップ９１の出力は、データ補正ステップ９３に入力される。データ補正ステップ９３の出力はすでに説明したように、更新重み付けステップ５４に入力される。さらに、スメアステップ８９からの出力は、エレメントワイズ利得共拡散（element-wise gain convariance）ステップ６４に供給される。エレメントワイズ利得共拡散ステップ６４への別の入力は、ビーム形成逆拡散ステップ６０の出力から供給される。エレメントワイズ利得共拡散ステップ６４の出力は、エレメントのブロック正規化ステップ６６に供給され、さらにエレメントワイズ結合（conjugation）ステップ６８に供給される。エレメントワイズ結合ステップ６８は、出力値を利得ＲＡＭ２５に出力する。このようにして、基地局は、本発明に従って、ライン５０における受信された信号ベクトルに対する逆拡散動作と、ライン５におけるトラフィックシンボル入力を送信するための拡散動作とのいずれをも行うことができる。
図８５Ｂには共通アクセスチャネル信号の処理が示されている。送信器からの２つの共通アクセスチャネル（ＣＡＣ）信号が処理される。入力ライン１０２において受信される第１の信号が処理され、ＲＭＧＳ自動相関ステップ１０４に供給され、その出力はデジタル信号行列ステップ１０６に入力される。デジタル信号行列ステップ１０６の出力は、デジタル信号処理装置に入力される。ライン１０２の共通アクセスチャネル信号は、選択アンゲートパケット（select ungated packets）ステップ１０８及び選択ゲートパケット（select gated packets）ステップ１１０にも供給される。選択アンゲートパケット１０８の出力は、減算奇偶パケット（subtract even/odd packet）ステップ１１２に供給される。選択ゲートバケット１１０の出力は、供給コードキー（apply code key）ステップ１１４に供給される。ＣＡＣコードキーステップ１１６からの値も供給コードキーステップ１１４に供給される。供給コードキーステップ１１４の出力も、減算奇偶パケットステップ１１２に供給される。減算奇偶パケットステップ１１２からの出力は、ＲＭＧＳ自動相関ステップ１１８に供給され、その出力はさらに計算Ｔ行列ステップ１０６に供給される。計算Ｔ行列ステップ１０６からの出力は、デジタル信号処理装置に供給される。
ライン１２０において受信器から入力された２つのＣＡＣ信号のうちの第２の信号は、選択アンゲートパケットステップ１２２及び選択ゲートパケットステップ１２４に供給される。選択アンゲートパケットステップ１２２の出力は、１入力として、結合型ゲート／アンゲートパケットステップ１２６に供給される。選択ゲートパケットステップ１２４からの出力は、供給コードキーステップ１２８に供給される。供給コードキーステップ１２８は、ＣＡＣコードステップ１３０からの信号も受信する。供給コードキーステップ１２８の出力は、結合型ゲート／アンゲートパケットステップ１２６の第２の入力であり、ここからの出力は、供給逆拡散重み付けステップ１３２に供給される。デジタル信号処理装置からの信号は、回転された重みＲＡＭ１３４に供給され、その出力は計算逆拡散重みステップ１３６に供給される。計算逆拡散重みステップ１３６の出力は、供給逆拡散重み１３２に供給され、その出力はデジタル信号処理装置に送られる。このように、図８５Ｂに示されたステップにより、共通アクセスチャネル信号の処理が実行される。
本発明の好ましい実施形態を詳細に説明したが、当業者には、発明の範囲または本質を逸脱することなく、明瞭な修正を本発明に行えることが明らかである。例えば、本発明のシステムに従って、ＰＳＫ、ＢＰＳＫ及びＱＡＭ以外の信号コンステレイションフォーマットを使用することもできる。さらに、システムは、ＳＩＮＲではなく、ビットエラーレート（ＢＥＲ）を最適化することもできる。また、トーンセット中のトーンの数、バンドにおけるトーンセット及びクラスタセットの数は、特定のアプリケーションに基づき選択できる。選択された周波数バンドは、特定の条件による要求に従って変更することができる。マルチパス環境に基づきＴＤＤフォーマットを変更して、連続するＴＤＤフレームにおいて有効的な静的チャネルが観察されることを保証することもできる。定数率（constant modulus）など以外の信号特性に基づき、ＳＩＮＲを最大化することできる。
したがって、前述の説明は例示的であり、限定的でないとされ、本発明の範囲は以下の請求の範囲から決定すべきである。
（付録）
以下の５つの付録において、「離散マルチトーン拡散スペクトル」という用語、および「ＤＭＴ−ＳＳ」という省略表記は、「離散マルチトーンスタックトキャリア」および「ＤＭＴ−ＳＣ」に対応する。
付録Ａ−無線ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための改良されたネットワークアクセス方法（４３４２）
付録Ｂ−離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための優先度メッセージング方法（４３４３）
付録Ｃ−離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムにおける動作クオリティとメンテナンスデータのための遠隔局のポーリング方法（４３４８）
付録Ｄ−離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式に用いる電力管理法（４３８２）
付録Ｅ−離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおけるネットワーク逆指向性のための方法付録無線ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための改良されたネットワークアクセス方法（２４５５／４３４２）
（関連出願の説明）
ここで開示されている発明は、以下の同時係属米国特許出願、すなわち
（１） アラモウチ・ディー・ストラーツ（Ａｌａｍｏｕｔｉ，Ｄ．Ｓｔｏｌａｒｚ）他による「ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための垂直適応アンテナアレイ」と題する、本特許出願と同日に出願され、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービスに譲渡された、ここで引用している米国特許出願第 号と、
（２） フール（Ｈｏｏｌｅ）他による「ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおける機能品質および保全データのための遠隔装置をポーリングするための方法」と題する、本特許出願と同日に出願され、ＡＴ＆Ｔに譲渡された、ここで引用している米国特許出願第 号と、に関連するものである。
（発明の背景）
（１．発明の分野）
本発明は、通信システムおよび動作方法に関する。特に、本発明は、無線ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信システムおよび動作方法に関する。
（２．背景の説明）
無線通信システム、例えばセルラおよびパーソナル通信システムは、限定スペクトル帯域幅で動作する。このようなシステムは、多数の無線ユーザに優れたサービスを提供するために、限定帯域幅資源をかなり効率的に利用しなければならない。限定帯域幅を効率的に利用するために、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）プロトコルが無線通信システムによって使用されている。このプロトコルは、固有のコードを用いて、各ユーザのデータ信号と他のユーザのデータ信号とを区別する。特定の上方が伝送される固有のコードを知ることによって、通信チャネルの受信側で各ユーザのメッセージを分離および再構成することが可能になる。
引用したアラモウチ他の特許出願に記載されているパーソナル・ワイヤレス・アクセス・ネットワーク（ＰＷＡＮ）は、ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として周知のＣＤＭＡプロトコルの形態を利用して、基地局と複数個の遠隔装置との間で効率的に通信を行う。このプロトコルでは、重み付き離散周波数またはトーンのセットによってユーザのデータ信号が変調される。この重みは、広範囲に亘る周波数に及ぶ多数の離散トーン上でデータ信号を分散した拡散コードである。この重みは、実構成要素がトーンの振幅を変調する複素数であり、一方、復合構成要素は、トーンの位相を変調するものである。重み付きトーンセットにおける各トーンは、同一データ信号を保持する。送信側における複数のユーザは、同一トーンセットを用いてそのデータを伝送することが可能であるが、トーンセットを共有する各ユーザは、異なるセットの拡散コードを有する。特定のユーザに対する重み付きトーンセットは受信側に送られ、そこで、ユーザの拡散コードに関する逆拡散コードで処理され、ユーザのデータ信号を回復する。受信機における空間的に分離されたアンテナの各々に対して、受信されたマルチトーン信号が時間領域信号から周波数領域信号に変換される。逆拡散重みは、各アンテナエレメントによって受信された信号の各周波数構成要素に割り当てられる。逆拡散重みの値は、受信された信号と組み合わされて、特定のマルチトーンセットおよび送信位置を特徴とする個別に送信された信号の最適の近似値を得る。ＰＷＡＮシステムは、合計２５６０個のディスクリートトーン（キャリア）が、１８５０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚまでの範囲内で、８ＭＨｚの利用可能帯域幅で均等に間隔をあけている。トーンの間隔は、３．１２５ＫＨｚである。トーンのセットの合計は、最低周波数トーンから始まり、０から２５５９まで連続して番号付けされる。このトーンを用いて、基地局と複数個の遠隔装置との間にトラヒックメッセージおよびオーバーヘッドメッセージを送る。トラヒックトーンは、３２０個のトラヒック区画に分割され、各トラヒックチャネルは７２個のトーンのうち少なくとも１個のトラヒック区画を必要とする。
さらに、ＰＷＡＮシステムは、オーバーヘッドトーンを利用して、同期を確立し、基地局と遠隔装置との間で制御情報を通過させる。基地局がコモンリンクチャネル（ＣＬＣ）を用いて、遠隔装置に制御情報を送る。コモン・アクセス・チャネル（ＣＡＣ）を用いて、遠隔装置から基地局にメッセージを送る。１個に集約されたトーンが、各チャネルに割り当てられている。これらのオーバーヘッドチャネルは、全ての遠隔装置によって共通に使用され、基地局と制御メッセージを交換している。ＰＷＡＮシステムにおいては、基地局および速隔装置が時分割二重化（ＴＤＤ）を用いて、同一マルチトーン周波数チャネル上で両方向にデータおよび制御情報を伝送する。基地局から遠隔装置への伝送は順方向伝送と呼ばれ、遠隔装置から基地局への伝送は逆方向伝送と呼ばれる。遠隔装置または基地局からの回帰伝送にかかる時間は、ＴＤＤ期間である。ＴＤＤ期間毎に、各方向に４回連続して伝送が行われる。データは、多数のトーンを用いて各バーストで伝送される。基地局および遠隔装置は、ＴＤＤタイミング構造に同期して、それに従わなければならない。また、基地局および遠隔装置の両方は、フレーミング構造に同期しなければならない。全ての遠隔装置および基地局は、全ての遠隔装置が同時に伝送し、その後、全ての基地局が同時に伝送するように同期されなければならない。遠隔装置が最初にパワーアップすると、基地局から同期が得られ、それによって、規定されたＴＤＤ時間フォーマット内で制御およびトラヒックメッセージを交換できるようになる。遠隔装置はまた、基地局と同一の周波数および位相で動作するように、ＤＭＴ−ＳＳ信号に対する周波数および位相同期を獲得しなければならない。
既存の無線システムでは、セットアップメッセージがネットワークスイッチに送られ、一般加入電話網（ＰＳＴＮ）での呼び出しを確立する前に、遠隔装置と基地局との間でトラヒックリンクが確立される。遠隔装置トラヒックリンクの確立は、接続が確立するのをユーザが「待つ」間、時間を浪費し、貴重な帯域幅を使用することになる。また、セットアップメッセージがネットワークスイッチに送られるまで、遠隔ユーザは、電話が「オフフック」になるとすぐにダイヤルトーンを受信するワイヤラインシステムとは異なり、ダイヤルトーンを受信しない。従って、スペクトラム拡散無線システムにおいて、「待機期間」を除去して、他のユーザのための帯域幅を保存する必要がある。さらに、遠隔装置が「オフフック」になり、それによって、ワイヤラインシステムと同一のサービスレベルを複製するとすぐに遠隔ユーザにダイヤルトーンを送る必要がある。
（発明の要約）
無線ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信方法およびシステムが開示されており、これは、遠隔ユーザの、通信システム、例えばＰＳＴＮにおけるネットワークスイッチへの接続において、遠隔ユーザと基地局との間の無線リンク上で接続を確立する際に呼び出しセットアップ時間を最小限にする。呼び出しセットアップ時間を最小限にすることにより、貴重な帯域幅がシステムの他のユーザに利用可能となる。このシステムにおいて、遠隔局は多数の加入者に仕え、各加入者は、送信機／受信機を介して無線リンク上で基地局に結合される。無線リンクは、制御メッセージのためのコモンリンクチャネル（ＣＬＣ）と、トラヒッタのためのコモンアクセスチャネル（ＣＡＣ）とを備える。メッセージは、ＰＷＡＮを用いて、遠隔局と基地局との間で交換される。基地局は、通信ネットワーク、例えばＰＳＴＮにおけるネットワークスイッチに結合される。呼び出しセットアップ時間を最小限にするために、加入者の電話が「オフフック」になると、基地局と遠隔局との間でトラヒックチャネルが確立される前に、遠隔局がＣＡＣ上でスイッチに最初のセットアップリクエストメッセージを送る。セットアップリクエストメッセージは、遠隔局ＩＤと、加入者回線番号とを含む。セットアップリクエストメッセージに応答して、基地局は、データベースにアクセスし、ネットワークスイッチによって使用するために特定の加入者および関連のプロフィールを識別する。同時に、基地局は、遠隔ユーザと基地局との間の無線トラヒック接続を開始し、セットアッププロセッサを起動し、セットアップリクエストメッセージを処理のためのネットワークスイッチに送る。ネットワークスイッチは、セットアップリクエストメッセージを受け取ると、遠隔局における加入者にダイヤルトーンを送る。基地局が、無線伝搬または他の問題により、遠隔ユーザと基地局との間にトラヒックチャネルを確立することができない場合、基地局によってエラープロセッサが起動される。エラープロセッサは、ネットワークスイッチに信号または命令を発信し、セットアップ接続を逆アセンブルまたは「破壊」する。トラヒックチャネルが確立される前にネットワークスイッチにセットアップメッセージを送ることにより、呼び出しセットアップ時間が最小限にされ、帯域幅が保存され、遠隔ユーザがワイヤライン通信と同等のダイヤルトーンを受け取る。
（図面の簡単な説明）
図８６Ａ１は、ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信を利用し、且つ本発明の原理を導入した無線リンク上で基地局に結合された複数個の遠隔局を示すブロック図である。
図８６Ａ２は、図８６Ａ１における基地局のブロック図である。
図８６Ａ３は、図８６Ａ１および図８６Ａ２の発明の動作を実現するフロー図である。
（好ましい実施の形態の説明）
図８６Ａ１においては、遠隔局［Ｘ」と遠隔局［Ｙ］とが、データトラヒックのためのトラヒックチャネル、ならびに制御情報のためのコモンアクセスチャネル（ＣＡＣ）およびコモンリンクチャネル（ＣＬＣ）を用いて無線リンク上で基地局「Ｚ」に結合される。各遠隔局は、伝送するためのディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散プロトコルを使用する送信機／受信機に結合された複数の加入者を含む。遠隔局と基地局との間の通信は、上記エス・アラモウチ（Ｓ．Ａ１ａｍｏｕｔｉ）他およびイー・フール（Ｈｏｏｌｅ）他の出願に記載されている方法で行われる。
基地局は、各チャネルが遠隔局に結合された受信器／送信機を備える。基地局は、遠隔局との間でメッセージを処理する際に用いる加入者拡散重みおよび逆拡散重みのためのデータベースをさらに備える。呼び出しセットリクエストメッセージをネットワークスイッチに伝送する際に、基地局における呼び出しセットアッププロセッサが使用される。以下で述べるように、基地局と遠隔局との間でトラヒックリンクが確立できない時、基地局によってエラープロセッサが起動される。最終的に、基地局は、一般加入電話網等に仕えるネットワークスイッチへの回線リンクに結合される。
引用したアラモウチ他の特許出願に記載されたパーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、基地局をさらに詳細に説明する。基地局は、そのセル内の多数の遠隔局に情報を伝送する。伝送フォーマットは、基地局と遠隔局との間の４ｋｂｐｓリンクコントロールチャネル（ＬＣＣ）と共に、６４ｋビット／秒トラヒックチャネルのためのものである。２進ソースは、送信側の送信機に６４ｋビット／秒でデータを送る。これは、１送信バーストで４８ビットに翻訳する。情報ビットは、トリプルデータ暗号化規格（ＤＥＳ）アルゴリズムに従って暗号化される。暗号化されたビットは、その後、データランダム化ブロックにおいてランダム化される。８進変換ブロックに対するビットは、ランダム化された２進シーケンスを３ビット記号のシーケンスに変換する。記号シーケンスは、１６個の記号ベクトルに変換される。ベクトルの用語は、一般に、複素数である列ベクトルを示す。ＬＣＣからの１個の記号が追加されて、１７個の記号のベクトルを形成する。
１７−記号ベクトルは、トレリスコード化される。トレリスコード化は、最上位記号（ベクトルの最初のエレメント）で始まり、ベクトルの最後のエレメント（ＬＣＣ記号）まで順次継続される。このプロセスは、重畳コード化を採用しており、この重畳コード化は、入力記号（０から７までの整数）を他の記号（０から１５まで）に変換し、コード化された記号をその対応する１６ＱＡＭ８（または１６ＰＳＫ）信号配列点にマップする。従って、トレリスエンコーダの出力は、１７個のエレメントのベクトルであり、ここでは、各エレメントが、１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ）配列信号セット内の信号である。（以下、信号という用語は、一般に信号配列点を示す。）
リンク保守パイロット信号（ＬＭＰ）を加算して、ＬＭＰをその最初のエレメントとする１８信号ベクトルを形成する。その結果生じる（１８ｘ１）ベクトルに、予め（１８ｘ１８）順方向スミアリングマトリックスを掛けて、（１８ｘ１）ベクトルｂを生成する。
ベクトルｂは、エレメント方式で（１８ｘ１）利得プリエンファシスベクトルが掛けられ、別の（１８ｘ１）ベクトルＣを得る。ｐは、トラヒックチャネルインデックスを示し、整数である。ベクトルＣには、（１ｘ３２）順方向空間スペクトル拡散ベクトルが後に掛けられ、（１８ｘ３２）マトリックスＲ（ｐ）を得る。番号３２は、スペクトル拡散係数４と空間拡散係数８とを掛けて得られる。（同一トラヒック区画上の）保持された全てのトラヒックチャネルに対応する１８ｘ３２個のマトリックスが、その後、組み合わされ（加算され）、その結果、１８ｘ３２マトリックスＳを生成する。
マトリックスＳは、８個の（１８ｘ４）サブマトリックス（Ａ0ないしＡ7）に（４桁のグループにより）分割される。（インデックス０ないし７は、これらの記号が最終的に伝送されるアンテナエレメントに対応する。）各サブマトリックスは、１個のトラヒック区画内でトーンにマップされる。
下位物理層は、離散フーリェ変換（ＤＦＴ）周波数ビットの帯域幅信号を配置し、ここでは、データが、時間領域に変換され、空中で伝送するための対応するアンテナエレメント（０ないし７）に送られる。
このプロセスは、次の４８ビットの２進データが次の順方向伝送バーストで伝送されるために、最初から繰り返される。
図８６Ａ２においては、基地局がスペクトルおよび空間逆拡散プロセッサ３１２をさらに備え、これは、既に引用したエス・アラモウチ他の出願に従って、拡散および逆拡散データベースと相互作用する。プロセッサはデコーダに結合され、このデコーダは、呼び出しで発信する加入者データを発生するために、ベクトル逆アセンブリバッファ３１６に出力を送る。デコーダはまた、加入者データベースバッファに結合され、この加入者データベースバッファは、加入者の名前、番号に関する情報、および例えば加入者プロフィールを含む他の標準加入者情報を備える。データベースバッファの出力は、以下でより詳細に述べるように、呼び出しセットアッププロセッサ３３０またはエラープロセッサ３２２に送られる。プロセッサ３３０および３２２は、ネットワークスイッチ２０２に接続される。
図８６Ａ１および図８６Ａ２の動作は、図８６Ａ３を参照して以下で述べる。ステップ７１０において、遠隔局に結合された加入者は、呼び出しを発信して、その局で「オフフック」状態を開始する。セットアップ接続リクエストは、ステップ７２０において遠隔局によって開始される。遠隔局は、セットアップリクエストメッセージ、遠隔局ＩＤおよび加入者回線番号をＣＡＣトーンを用いて基地局に送る。基地局は、ステップ７３０においてセットアップ接続リクエストに応答し、データベース３２０にアクセスして、加入者を識別し、加入者プロフィールを得る。同時に、ステップ７４０および７４３において、基地局は、遠隔局へのトラヒックチャネルの確立を開始し、セットアップリクエスト、遠隔ユーザＩＤ、加入者回線番号および加入者プロフィールをネットワークスイッチ２０２に送る。ネットワークスイッチは、ステップ７４５において、セットアップを開始し、速隔局における加入者にダイヤルトーンを送る。トラヒックチャネルを確立するプロセスの間、基地局は、ステップ７４２において、トラヒックチャネルが遠隔局と基地局との間で確立されたかどうかを決定するためのテストを実施する。チャネルの無線伝搬特徴によって、リンクが確立できない場合もある。リンクが確立できない場合、テスト７４２からの「ｎｏ」状態がエラープロセッサ３２２を起動し、ステップ７４４においてネットワークスイッチに、論理装置への信号を送り、この論理装置は、基地局がセットアップリクエストメッセージを既に送っている場合、ネットワークスイッチに信号を送ってＰＳＴＮにおける呼び出しセットアップを逆アセンブルまたは「破壊」する。論理装置の信号に応答して、ステップ７４９におけるネットワークスイッチがＰＳＴＮ接続を「破壊」し、プロセスが終了する。トラヒックチャネルが完了した場合、「ｙｅｓ」状態が論理装置に信号を送り、もし呼び出しセットアップが既に開始されており、ダイヤルトーンがネットワークスイッチによって加入者に送られている場合、ネットワークスイッチは、ステップ７４７において呼び出しを完了する。
本発明は、特定の実施の形態に関して述べたが、添付の請求の範囲に規定されたように本発明の精神および範囲を逸脱することなく様々な変更が可能である。
（付録）
離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための優先度メッセージング方法
２４５５／４３４３
（関連出願への相互参照）
ここに開示する発明は、同時係属中のSiavash, Alamouti, Doug Stolarz, Joel Beckerによる米国特許出願「離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための垂直適応アンテナアレイ」、出願番号 に関連する。該出願は本願と同日出願であり、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービスに譲渡されたものであり、本出願に参照として組み込む。
（発明の背景）
（発明の分野）
本出願は、無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおける通信システム及び方法の改良に関する。
（関連技術の説明）
無線通信システム、例えばセルラ及びパーソナル通信システムなどは、限定されたスペクトル帯域を越えて動作する。それらシステムは、多くのユーザに対して良いサービスを提供するために、少ない帯域資源を高い効率で利用しなければならない。コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）プロトコルは、限られた帯域を効率的に利用するために、無線通信システムで利用されている。このプロトコルは、各ユーザのデータ信号を他のユーザのデータ信号から区別するために、一意的なコードを利用している。ある情報を伝送する際に用いている一意的なコードが分かっていると、通信チャネルの受信端で各ユーザのメッセージを分離して再構成することができる。
適応ビームフォーミング技術は、無線サービス業者に、広いカバー範囲、大容量、高品質のサービスを約束する技術となった。この技術に基づき、無線通信システムは、そのカバー能力、システム容量及び性能を著しく改善することができる。Alamouti, Stolarzらによる前記参考出願におけるパーソナル・ワイヤレス・アクセス・ネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、離散マルチトーンスペクトラム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプロトコルを適応ビームフォーミングと組み合わせることにより、基地局と複数のリモートユニットとの間の効率のよい通信を可能にしている。ＰＷＡＮシステムは、通常の、優先度の高いトラヒックチャネルでシステム管理情報を送ることを避けている。この代わりに、システム管理情報は、リンク制御チャネル上にメッセージとして送られる。システム制御情報には２つのタイプがある。第一は、比較的重要であるが時間的な厳密さは要求されない、例えばソフトウエアダウンロードなどのような、システム管理メッセージである。第二は、コール制御メッセージや接続メッセージ、コール制御の受信確認、シグナリングなどのように、時間的に厳密さが要求されるシステム管理メッセージである。リンク制御チャネルは、これらシステム制御メッセージのすべてを送るために利用できる唯一のチャネルである。時間的に厳密さが要求されるシステム、管理メッセージが、時間的に厳密さが要求されないメッセージよりも高い優先度が付与されることを保証する方法が求められる。
（発明の概要）
ここに開示する発明は、無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムおいて少ないスペクトル帯域を最も効率よく利用するための新たな方法である。本発明は、リンク制御チャネルを介した遠隔局と基地局との間のシステム管理メッセージの交換を管理し、これにより時間的に厳密さが要求されるシステム管理メッセージに対し、時間的に厳密さが要求されないシステム管理メッセージよりも高い優先度が付与されるようにする。本発明は、遠隔局から基地局へ送られるシステム管理メッセージ、又は、基地局から遠隔局へ送られるシステム管理メッセージのどちらにでも適用することができる。
以下は、基地局に対してシステム管理メッセージを送る遠隔局の処理の概要である。遠隔局と基地局は、無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムの一部である。遠隔局は、この例では送信局であるが、優先メッセージプロセッサを備え、このプロセッサは、システム管理メッセージ群がリンク制御チャネルを介して伝送されるときの順序を選択する。選択の順序は、メッセージに要求される時間的な厳密さによる。より高い時間的な厳密さを要求されるメッセージは早く送信されるように選択される。送信局の優先メッセージプロセッサは、例えばコール制御メッセージ、接続メッセージ、コール制御に対する受信確認メッセージ及びシグナリングメッセージなどが、システムステータスメッセージやソフトウエアダウンロードなどよりも、より高い時間的な厳密さが要求されるものとしてランク付けするようにプログラムされている。送信局から送信されるバーストサイズは、固定ビット長、例えば４８ビットである。送信対象のメッセージがそのバーストサイズより長い場合は、送信局の優先メッセージプロセッサはそのメッセージを複数のセグメントに分割する。本発明に関して言えば、１ビット長の優先割込フラグが各メッセージセグメント同士の間に含まれ、どのセグメントがメッセージ中の最初に生じたセグメントかを識別できるようにしている。これにより、送信局と受信局が強調して、時間的な厳密さの要求レベルの異なるシステム管理メッセージの通信を管理することができる。
一例として、遠隔局が、複数セグメントを持つ第一のメッセージをリンク制御チャネルを介して基地局に送っている最中であるとする。この第一のメッセージは、例えば時間的な厳密さの要求度の低いステータスメッセージであると、遠隔局の優先メッセージプロセッサで評価される。その第一のメッセージの最初のセグメントは、１にセットされた優先割込フラグを有し、これは最初のセグメントであることを示す。そのメッセージの他のセグメントの優先割込フラグは０にセットされており、これは最初のセグメントでないことを示す。０にセットされたフラグを持つセグメントが、優先メッセージプロセッサで送信対象にスケジューリングされた時に、遠隔局がローカルの加入者から入力されたオフフック信号のようなコール制御メッセージ信号を受ける。遠隔局の優先メッセージプロセッサは、このコール制御メッセージが、現在送信中のステータスメッセージよりも時間厳守であることを判断する。本発明では、遠隔局の優先メッセージプロセッサは、第一のメッセージを切り捨てる。優先メッセージプロセッサは、その第二のメッセージをバーストサイズのセグメントに分割し、各セグメントに優先度フィールドを設ける。優先メッセージプロセッサは、最初のセグメントの優先割込フラグに値１を割り当て、リンク制御チャネルを介して基地局へそのセグメントを送信するようにする。優先メッセージプロセッサは、その第二のメッセージの他のセグメントの優先割込フラグには値０を割り当て、あとのバーストでリンク制御チャネルを介して送信するために、バッファに貯める。その後、遠隔局は、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散されたデータ部を有するデータトラヒック信号を含む第一の離散マルチトーンスペクトラム拡散信号を含むバーストを送信する。遠隔局は、そのバーストで、第二の離散マルチトーンスペクトラム拡散信号も送信する。この第二の拡散信号には、コール制御メッセージの最初のメッセージセグメントを含むメッセージセグメント信号及び優先割込フラグ部が、複数の離散的なリンク制御チャネル周波数に拡散されている。
本発明では、基地局は第一の拡散信号と第二の拡散信号を含んだバーストを受信する。基地局は、受信した第一の拡散信号を逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散し、データ部を再生する。基地局は、受信した第二の拡散信号を逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散し、メッセージセグメント部と優先割込フラグ部を再生する。基地局は優先メッセージプロセッサを有し、これがリンク制御チャネルからコール制御メッセージの最初のメッセージセグメントを受信する。次に基地局の優先メッセージプロセッサは、もし優先割込フラグが第一の値である１であれば、基地局のメッセージセグメントバッファをリセットし、そのバッファにコール制御信号の最初のメッセージセグメントを格納する。優先割込フラグの第一の値１は、時間厳守のメッセージセグメントに対応する。この処理は、基地局にて、より時間厳守のコール制御メッセージを、第一のメッセージすなわちステータスメッセージと置き換える。
そのコール制御メッセージの残りのセグメントがリンク制御チャネルを介して基地局の優先メッセージプロセッサに受信されると、基地局の優先メッセージプロセッサは、それら残りのセグメントを、前述の最初に受信したメッセージに結合する。これは、それら残りのセグメントの優先割込フラグが第二の値０であるからである。優先割込フラグの第二の値０は、複数のセクメントを持つメッセージの中の最初のセグメントでないメッセージセグメントに対応する。
本発明の別の態様では、基地局が、自己のメッセージ処理能力を、送信中の低優先度のメッセージから、リンク制御チャネルで受信したより時間厳守のメッセージへと割り当て直す。本発明に関して、基地局は、今拡散信号を送信しており、この拡散信号は、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された出力データトラヒック信号と、複数のリンク制御周波数に拡散された出力メッセージセグメント信号とを含んでいるとする。これは、遠隔局との時分割二重セッションの送信インターバルの間に起こる。基地局からの出力メッセージセグメント信号は、遠隔局へのソフトウエアダウンロードのような、低優先度メッセージの一部である。時分割二重セッションの次の受信インターバルの間、基地局は拡散信号を受信しており、この拡散信号には、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された入力データトラヒック信号と、複数の離散的なリンク制御周波数に拡散された入力メッセージセグメント信号が含まれる。基地局は、基地局で受信した信号を逆拡散重みを用いて逆拡散する。その後、基地局は、そのメッセージセグメント信号における優先割込フラグの値を検出する。本発明の別の態様では、基地局は、第二の出力メッセージセグメント信号の次に予定された送信を中止することにより、メッセージ処理能力を再割り当てする。基地局は、基地局のメッセージセグメントバッファのリセットをも実行し、入力メッセージセグメント信号をそこに格納する。これらのステップは、優先割込フラグが第一の値１を持つ場合に、基地局により実行される。優先割込フラグの第一の値１は、時間厳守のメッセージセグメントに対応する。一方、優先割込フラグが第二の値０の場合は、基地局は、その入力メッセージセグメント信号を、既に受信したメッセージセグメントに結合する。優先割込フラグの第二の値０は、複数のセグメントを持つメッセージの中の最初のセグメントではないメッセージセグメントに対応する。この方法で、本発明は、遠隔局と基地局との間でのリンク制御チャネルを介するシステム制御メッセージの交換を管理し、時間厳守のシステム管理メッセージが、時間厳守でないメッセージより優先されるようにする。
本発明は、帯域がユーザの数や彼らが必要とする量に比べて少ないセルラ通信やパーソナル通信などの無線通信の分野で有用な応用がある。そのような応用は、例えばモバイルシステム、固定システム、又は最低限モバイルシステムに適用可能である。しかしながら、本発明には他の、無線方式でない、通信システムにも同様に適用できる。
（図面の簡単な説明）
図面において、
図８６Ｂ１は、基地局に対して送信している遠隔局を含むＰＷＡＮシステムの構成図である。
図８６Ｂ２は、送信側としての遠隔局Ｘの構成図である。
図８６Ｂ３は、受信側としての基地局Ｚの構成図である。
図８６Ｂ４は、送信局の優先メッセージプロセッサ２０４のより詳細な構成図である。
図８６Ｂ５は、送信側としての遠隔局と受信側としての基地局の動作を示すフローチャートである。
図８６Ｂ６は、受信局の優先メッセージプロセッサ３２０のより詳細な構成図である。
（好適な実施の形態の説明）
図８６Ｂ１は、参照するAlamouti, Stolarzらの特許出願に記載されたパーソナル・ワイヤレス・アクセス・ネットワーク（ＰＷＡＮ）システムの構成図である。二人のユーザ、アリスとボブは、遠隔局Ｘのところにおり、各々のデータメッセージを基地局Ｚに送信したいと思っている。Ｘ局は、基地局のアンテナ要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄから等距離の位置にある。別の二人のユーザ、チャックとデイブは、遠隔局Ｙのところにおり、やはり各々のデータメッセージを基地局Ｚに送信したいと思っているとする。Ｙ局は、地理的にＸ局とは離れた位置にあり、基地局Ｚのアンテナ要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄから等距離の位置にはない。遠隔局Ｘ及びＹ、基地局Ｚは、離散マルチトーン拡散スペクトラム（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られているＣＤＭＡプロトコルを用い、基地局と複数の遠隔局のユニットとの間の効率的な通信を可能にしている。このプロトコルは、図８６Ｂ１ではマルチトーンＣＤＭＡと示されている。このプロトコルでは、ユーザのデータ信号は、重み付けされた離散周波数、すなわちトーン、の組によって変調されている。重みは、データ信号を、広い周波数範囲をカバーする多くの離散トーンに分配するための拡散重みである。重みは、実数成分と虚数成分とからなる複素数であり、実数成分はトーンの振幅の変調に用い、虚数成分は該トーンの位相の変調に用いる。重み付けされたトーンの組における各トーンは、同じデータ信号を運ぶ。送信局の複数のユーザは、自分のデータを送信するの同じトーンのセットを用いることができるが、その同じトーセットを使う各ユーザは異なる拡散重み群を用いる。あるユーザの重み付けされたトーンセットは、受信局へと送信され、そこでそのユーザの拡散重みに関連する逆拡散重みを用いて処理され、そのユーザのデータ信号が再生される。受信側にある空間的に離れた複数のアンテナの各々について、受信されたマルチトーン信号は時間領域信号から周波数領域信号に変換される。逆拡散重みは、各アンテナ要素で受信された信号の各周波数成分に割り当てられる。逆拡散重みの値は、受信信号に組み合わされ、これにより、あるマルチトーンの組と送信位置とによって特徴づけられる個々の送信信号の最適な近似を得る。
ＰＷＡＮシステムは、１８５０〜１９９０ＭＨＺの範囲の中の８ＭＨＺの利用可能帯域に均等間隔で配置された合計２５６０の離散的なトーン（キャリア）を有する。各トーンの間隔は３．１２５ＭＨＺである。トーンのすべての組は、周波数が最も低いトーンから順に０から２５５９へと連続的に番号が振られている。トーン群は、基地局と複数の遠隔局との間で、トラヒックメッセージとオーバーヘッドメッセージを伝送するために用いられる。トラヒックトーンは、３２のトラヒックパーティションに分割され、各トラヒックチャネルは、７２トーンのトラヒックパーティションを少なくとも１つ必要とする。また、ＰＷＡＮシステムは、基地局と遠隔局との間での同期の確立と制御情報の通知のためにオーバーヘッドトーンを用いる。コモン・リンク・チャネル（ＣＬＣ）が、基地局により、制御情報を遠隔ユニットに送信するために用いられる。コモン・アクセス・チャネル（ＣＡＣ）は、遠隔ユニットから基地局へメッセージを送信するために用いられる。各チャネルに割り当てられたトーン群の１つのグループがある。これらオーバーヘッドチャネルは、遠隔局が制御メッセージを基地局と交換する際に、すべての遠隔局で共用される。
ＰＷＡＮシステムでは、時分割二重（ＴＤＤ）方式が基地局と遠隔ユニットとの間で用いられ、これにより送信データと制御情報とが双方向に同じマルチトーン周波数チャネルを使って送信される。基地局から遠隔ユニットへの送信は、正方向送信と呼ばれ、遠隔ユニットから基地局への送信は逆方向送信と呼ばれる。遠隔ユニット又は基地局からの頻発する送信同士の間の時間が、ＴＤＤ周期である。各ＴＤＤ周期において、各方向に４回の続いた送信バーストが存在する。データは、多重トーンを使って各バーストにて送信される。基地局及び各遠隔ユニットは、ＴＤＤタイミングストラクチャに準拠し、同期しなければならず、基地局と遠隔ユニットの双方はフレーミングストラクチャに同期しなければならない。すべての遠隔ユニット及び基地局は同期し、これによりすべての遠隔ユニットは同時に送信を行い、すべての基地局は同時に送信する。遠隔ユニットは、電源投入されたとき、基地局から同期信号を取得し、これにより制御メッセージ及びトラヒックメッセージを、前述のＴＤＤタイムフォーマットに従って交換することができる。遠隔ユニットは、ＤＭＴ−ＳＳ信号のための周波数同期及び位相同期信号を取得し、これにより遠隔ユニットは基地局と同じ周波数、同じ位相で動作する。
各トーンセットから選択されたトーン群は、前記周波数帯域に全体に分散されるパイロット信号となる。パイロットトーンは、正確なチャネル分析を可能にする既知のデータパターンを伝搬する。既知の振幅及び位相を有する一連のパイロットトーンは、既知のレベルを有し、約３０ｋＨｚの間隔となっており、全送信帯域にわたるチャネル応答（すなわち、通信チャネルの特性によってもたらされた振幅及び位相の歪み）の正確な表現を提供する。
本発明では、新たな方法が無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおける少ないスペクトル帯域の最も効率的な利用を可能にする。本発明では、遠隔局と基地局との間のリンク制御チャネルを介したシステム管理メッセージの交換を管理することにより、時間厳守のシステム管理メッセージが、時間厳守でないメッセージよりも優先されるようにする。本発明は、遠隔局から基地局へシステム管理メッセージを送る場合と、基地局から遠隔局へシステム管理メッセージを送る場合のどちらにも適用できる。
以下では、遠隔局Ｘが基地局Ｚにシステム管理メッセージを送る場合の処理を説明する。遠隔局と基地局とは無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信の一部を構成する。遠隔局は、この例では送信局であるが、図８６Ｂ２及び図８６Ｂ４に示される優先メッセージプロセッサ２０４を有し、このプロセッサが、各システム管理メッセージがリンク制御チャネル（ＬＣＣ）を介して送信される順序を選択する。選択の順序は、各メッセージの時間的な厳密さの要求度合いによる。時間厳守の度合いの強いメッセージほど、先に送信されるように選ばれる。送信局の優先メッセージプロセッサ２０４は、図８６Ｂ４のプログラム４００でプログラムされており、例えばコール制御メッセージ、接続メッセージ、コール制御の受信確認メッセージ、及びシグナリングメッセージなどが、システムステータスメッセージやソフトウエアダウンロードよりも、より時間厳守となるようにランク付けを行う。送信局から送信されるバーストのサイズは、固定ビット長、例えば４８ビットである。送信対象のメッセージがバーストサイズより長ければ、送信局の優先メッセージプロセッサ２０４は、図８６Ｂ４の優先メッセージバッファ４２０を用い、そのメッセージを複数のセグメントに分割する。本発明に関して、長さ１ビットの優先割込フラグ“Ｐ”が、各メッセージセグメントに含まれる。そのフラグは、そのセグメントがあるメッセージの中の最初のセグメントであるかを示す。メッセージの最初のセグメントは、優先割込フラグビットＰ＝１であり、最初に起こる送信バースト時間に送信されることになる。メッセージの最初のセグメント以外の残りのセグメントは、優先割込フラグＰ＝０であり、その後の送信バースト時間に送信されることになる。これにより、送信局と受信局は、異なる時間厳守要求度を持つシステム管理メッセージの通信を協調管理することができる。
一例として、遠隔局Ｘが、複数のセグメントを持つ第一のメッセージを、リンク制御チャネルを介して基地局に送信している最中であるとする。この第一のメッセージは、例えば時間厳守の要求度の低いステータスメッセージであると、遠隔局の優先メッセージプロセッサ２０４で評価される。その第一のメッセージの最初のセグメントは、１にセットされた優先割込フラグ“Ｐ”を有し、これは最初のセグメントであることを示す。そのメッセージの残りのセグメントの優先割込フラグ“Ｐ”は０にセットされており、これは最初のセグメントでないことを示す。０にセットされたフラグを持つセグメントが、優先メッセージプロセッサ２０４で送信対象としてスケジューリングされた時に、遠隔局Ｘがローカルの加入者アリスから入力されたオフフック信号などのコール制御メッセージ信号を受けたとする。遠隔局Ｘの優先メッセージプロセッサ２０４は、このコール制御メッセージが、現在送信中のステータスメッセージよりも時間厳守であることを判断する。本発明では、遠隔局の優先メッセージプロセッサ２０４は、第一のメッセージを切り捨てる。優先メッセージプロセッサは、その第二のメッセージをバーストサイズのセグメントに分割し、各セグメントに優先度フィールドを設ける。優先メッセージプロセッサ２０４は、最初のセグメントの優先割込フラグにＰ＝１の値を割り当て、リンク制御チャネルを介して基地局Ｚへそのセグメントを送信するように指示する。優先メッセージプロセッサ２０４は、第二のメッセージの残りのセグメントの優先割込フラグにはＰ＝０の値を割り当て、あとのバーストでリンク制御チャネルを介して送信するために、優先メッセージバッファ４２０に貯める。その後、遠隔局Ｘは、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散されたデータ部を有するデータトラヒック信号を含む第一の離散マルチトーンスペクトラム拡散信号を含むバーストを送信する。遠隔局Ｘは、そのバーストで、第二の離散マルチトーンスペクトラム拡散信号も送信する。この第二の拡散信号には、コール制御メッセージの最初のメッセージセグメントを含むメッセージセグメント信号及び優先割込フラグ部“Ｐ”が、複数の離散的なリンク制御チャネル周波数に拡散されている。
本発明では、図８６Ｂ３の基地局Ｚは、第一の拡散信号と第二の拡散信号を含んだバーストを受信する。基地局は、受信した第一の拡散信号を、スペクトル・空間逆拡散プロセッサ３１２で、逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散し、データ部を再生する。基地局Ｚは、受信した第二の拡散信号を逆拡散重みを用いて適応的に逆拡散し、メッセージセグメント部と優先割込フラグ部を再生する。基地局は、図８６Ｂ３及び図８６Ｂ６に示される優先メッセージプロセッサ３２０を有し、これがリンク制御チャネルからコール制御メッセージの最初のメッセージセグメントを受信する。次に基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は、もし優先割込フラグ“Ｐ”が第一の値１であれば、基地局のメッセージセグメントバッファ３２２をリセットし、そのバッファにコール制御信号の最初のメッセージセグメントを格納する。優先割込フラグの第一の値１は、時間厳守のメッセージセグメントに対応する。この処理は、基地局Ｚにて、より時間厳守の要求度の高いコール制御メッセージを、第一のメッセージすなわちステータスメッセージと置き換える。
そのコール制御メッセージの残りのセグメントがリンク制御チャネルを介して基地局の優先メッセージプロセッサ３２０に受信されると、基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は、それら残りのセグメントを、メッセージセグメントバッファ３２２にある前述の最初に受信したメッセージに結合する。これは、それら残りのセグメントの優先割込フラグ“Ｐ”が第二の値０であるからである。優先割込フラグの第二の値０は、複数のセグメントを持つメッセージのうち、最初のセグメントでないメッセージセグメントに対応する。
本発明の別の実施例では、図８６Ｂ６に示す基地局の優先メッセージプロセッサ３２０が、自己のメッセージ処理能力を、送信中の低優先度のメッセージから、リンク制御チャネルで受信したより時間厳守のメッセージへと割り当て直す。本発明に関して、基地局は、今拡散信号を送信しており、この拡散信号は、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された出力データトラヒック信号と、複数のリンク制御周波数に拡散された出力メッセージセグメント信号とを含んでいるとする。これは、遠隔局Ｘとの時分割二重セッションの送信期間の間に起こる。基地局からの出力メッセージセグメント信号は、遠隔局へのソフトウエアダウンロードのような、低優先度メッセージの一部である。時分割二重セッションの次の受信期間の間に、基地局Ｚは拡散信号を受信する。この拡散信号には、複数の離散的なトラヒック周波数に拡散された入力データトラヒック信号と、複数の離散的なリンク制御周波数に拡散された入力メッセージセグメント信号が含まれる。基地局は、基地局で受信した信号を、図８６Ｂ３のスペクトル・空間逆拡散プロセッサ３１２で、逆拡散重みを用いて逆拡散する。その後、図８６Ｂ６の基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は、そのメッセージセグメント信号における優先割込フラグ“Ｐ”の値を検出する。
本発明の別の実施例では、基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は、第二の出力メッセージセグメント信号の次に予定された送信を中止することにより、当該基地局のメッセージ処理能力を再割り当てする。この処理が必要とされる例は、遠隔局Ｘが基地局に対し、基地局の素早い応答メッセージの返信を要求するコール制御メッセージを送った時である。優先メッセージプロセッサ３２０は、コール制御メッセージの最初のセダメントにて、優先割込フラグＰ＝１を検出し、これに応じて、基地局内のメッセージセグメントバッファ３２２をリセットする。優先メッセージプロセッサ３２０は、受信メッセージセグメント信号をメッセージセグメントバッファ３２２に格納する。図８６Ｂ６の優先メッセージプロセッサ３２０は、遠隔局から受信したコール制御メッセージが素早い返信を要求していることを検知する。これに応じ、基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は、遠隔局に送信していた優先度の低い前記出力メッセージの最後のセグメント番号を格納する。その後、基地局は、返信メッセージをその遠隔局に送信可能となる。この手法によれば、リクエストメッセージに応じて、返信メッセージを素早く送ることができる。基地局により返信メッセージが送信された後、優先度の低い出力メッセージの送信された最後のセグメントの番号が、優先メッセージプロセッサ３２０により取り出され、その低優先度出力メッセージの次のセグメント番号から、基地局による送信が再開される。また、基地局は、優先割込フラグが第二の値０の場合は、受信メッセージセグメント信号を既に受信したメッセージセグメントと結合する。優先割込フラグの第二の値０は、複数のセグメントからなるメッセージのうちの、最初のセグメントでないメッセージセグメントに対応する。この方法で、本発明は、遠隔局と基地局との間のリンク制御チャネルを介したシステム管理メッセージの交換を管理し、時間厳守のシステム管理メッセージが、時間厳守でないメッセージよりも優先されるようにする。
図８６Ｂ２では、アリスとボブが各々遠隔局Ｘでデータを入力している。送信側のトラヒックデータは、ベクトルフォーメーションバッファ２０２に送られ、送信側のシステム管理情報は優先メッセージプロセッサ２０４に送られる。これらは図８６Ｂ４に詳細に示される。データベクトルは、バッファ２０２からトレリスエンコーダ２０６に出力される。そのデータベクトルは、送信バースト当たり４８ビットのデータメッセージセグメントの形をとる。優先メッセージプロセッサ０４からトレリスエンコーダ２０６に出力されるＬＣＣベクトルは、送信バースト当たり４８ビットの優先メッセージセグメントの形であり、これは４７ビットのメッセージセグメントに１ビットの優先割込フラグを加えて形成される。トレリス符号化されたデータベクトルとＬＣＣベクトルは、それから、スペクトル拡散プロセッサ２０８に出力される。その結果得られるデータトーンとＬＣＣトーンは、それから、プロセッサ２０８から送信機２１０に送られ、基地局へ送信される。
図８６Ｂ５のフロー図７００の最初の４ステップは、遠隔局Ｘが送信側であるときのステップを示している。これらステップにおける遠隔局から基地局への送信の方法は、最初にステップ７１０で遠隔局が図８６Ｂ４の優先メッセージプロセッサ２０４で優先メッセージセグメントを生成し、リンク制御チャネルにベクトルとして入力する。次にステップ７２０で、遠隔局がリンク制御チャネルベクトル及びデータブロックベクトルに対してトレリス符号化を実行する。次にステップ７３０で、遠隔局が、トレリス符号化されたリンク制御チャネルベクトルとデータブロックベクトルに対してスペクトル拡散を実行する。次にステップ７４０で、遠隔局は、リンク制御チャネルトーン及びデータブロックトーンを基地局へ送信する。
参照するAlamouti, Stolarzらの前述の特許出願に記載されたパーソナル・ワイヤレス・アクセス・ネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、１つのトラヒックパーティションが１つのトラヒックチャネルで使用される大容量モードについて、より詳しい説明を提供する。基地局は、そのセル内の複数の遠隔ユニットに対して情報を送信する。伝送フォーマットは、６４キロビット／秒のトラヒックチャネルに対するものであり、基地局と遠隔ユニットとの間の４ｋｂｐｓリンク制御チャネル（ＬＣＣ）を備える。バイナリソースは、データを送信側の送信機に６４キロビット／秒で渡す。これが、１送信バースト当たり４８ビットに変換される。情報ビットは三重データ暗号化標準（ＤＥＳ）アルゴリズムに従って暗号化される。それから、暗号化されたビットはデータ乱数化ブロックで乱数化される。ビット−オクタル変換ブロックが、その乱数化されたバイナリのシーケンスを３ビットシンボルのシーケンスに変換する。そのシンボルは、１６シンボルのベクトルに変換される。ベクトルという用語は、一般に複素数である列ベクトルのことを指す。ＬＣＣからの１つのシンボルが加えられ、１７シンボルのベクトルを形成する。
１７シンボルのベクトルは、トレリス符号化される。トレリス符号化は、最上位シンボル（ベクトルの最初の成分）から始まり、ベクトルの最後の成分（ＬＣＣシンボル）まで順に続けられる。このプロセスは、入力シンボル（０から７までの整数）を他のシンボル（０から１５まで）に変換する畳み込み符号化を用い、符号化したシンボルを対応する１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）の信号点に写像する。トレリスエンコーダの出力は、したがって１７成分のベクトルであり、その各成分は１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）信号点の信号セット内の信号である。（信号という用語は、信号点を意味する。）
リンク保守パイロット信号（ＬＭＰ）が加えられ、１８信号のベクトルが形成される。ＬＭＰはベクトルの最初の成分となる。結果として得られる（１８×１）ベクトルには、（１８×１８）の正方向スミア行列が前から乗算され、（１８×１）のベクトルｂが生成される。
ベクトルｂには、成分ごとに（１８×１）のゲイン・プリエンファシス・ベクトルが乗算され、他の（１８×１）のベクトルｃが生成される。ここで、ｐはトラヒックチャネルのインデクスを示し、整数である。ベクトルＣには、（１×３２）の正方向の空間・スペクトル拡散ベクトルが後ろから乗算され、（１８×３２）行列Ｒ（ｐ）が生成される。３２という数は、スペクトル拡散ファクタ４と空間拡散ファクタ８の乗算の結果である。（同じトラヒックパーティションで伝搬される）すべてのトラヒックチャネルに対応する１８×３２の行列は、それから結合（加算）され、結果として１８×３２の行列Ｓが生成される。
行列Ｓは、（４列のグループにより）８個の（１８×４）部分行列（Ａ0〜Ａ7）に区分される。（０〜７のインデクスは、これらシンボルが最終的に送信されるアンテナ要素に対応している。）各部分行列は、１つのトラヒックパーティション内のトーン群に写像される。
より下位の物理層は、ベースバンド信号を離散フーリェ変換（ＤＦＴ）周波数ビンに置き、ここでデータは時間領域に変換され、対応するアンテナ要素（０〜７）に送られて空中へ送信される。
このプロセスは、最初から繰り返され、バイナリデータの次の４８ビットが次の正方向送信バーストで送信される。
図８６Ｂ３は、受信側としての基地局Ｚの構成図である。データトーンとＬＣＣトーンは、基地局のアンテナＡ，Ｂ，Ｃ及びＤで受信される。受信機３１０はそのデータトーン及びＬＣＣトーンをスペクトル・空間逆拡散プロセッサ３１２に渡す。逆拡散された信号は、プロセッサ３１２からトレリスデコーダ３１４へと出力される。データベクトルは、それから、ベクトル分解（ディスアセンブリ）バッファ３１６へ出力される。ＬＣＣベクトルは、優先メッセージプロセッサ３２０へ出力される。プロセッサ３２０は、図８６Ｂ６に更に詳細に示される。アリスのデータとボブのデータはバッファ３１６から公衆回線網（ＰＳＴＮ）へ出力される。優先メッセージセグメントは、優先メッセージプロセッサ３２０から優先メッセージバッファ３２２へ渡される。そこで、それらセグメントが結合されて１つの完全なメッセージ３２５となり、ライン３３０に出力される。
図８６Ｂ５のフロー図７００の後の５ステップは、受信側としての基地局Ｚを示している。ステップ７５０で、基地局は、リンク制御チャネルトーン及びデータトーンのスペクトル・空間逆拡散を実行する。次にステップ７６０で、基地局は、逆拡散したリンク制御チャネルトーン及びデータブロックトーンをトレリス復号化する。次にステップ７７０で、基地局の優先メッセージプロセッサ３２０は、優先割込フラグＰ＝１であるかを判定する。もしそうならば、優先メッセージプロセッサ３２０は、優先メッセージバッファ３２２をリセットし、新たに受信されたメッセージセグメントをバッファ３２２にロードする。一方、ステップ７８０で、基地局の優先メッセージプロセッサ３２０が、優先割込フラグＰ＝０と判定すると、そのプロセッサは、新たに受信されたメッセージセグメントを、バッファ３２２内の同じメッセージの既受信のメッセージセグメントに結合する。それから、ステップ７９０で、優先メッセージバッファ３２２は、それら複数のメッセージセグメントを組み合わせて完全なメッセージとし、それをライン３３０に出力する。完全なメッセージは、基地局内で処理される場合もあれば、受信データとともに公衆回線網に転送される場合もある。
この手法により、本発明は、遠隔局と基地局との間のリンク制御チャネルを介したシステム制御メッセージの交換を管理し、時間厳守のシステム管理メッセージが時間厳守でないシステム管理メッセージよりも優先されるようにする。
本発明の好適な実施の形態を示したが、当業者ならば、本発明の精神又は本質から逸脱することなく、自明な変形が可能であることを理解されよう。したがって、以上の説明は例示的なものであり、限定的なものであると解されるべきではなく、本発明の範囲は以下の請求の範囲から定められるべきである。
（付録）
離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムにおける動作クオリティとメンテナンスデータのための遠隔局のポーリング方法
２４５５／４３４８
（関連出願に対するクロスリファレンス）
ここで開示されている発明は、Siavash Alamoutiと、Doug Stolarzと、Joel Beckerにより本発明と同臼に出願され、AT&Tワイヤレスサービスに譲渡された「離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムにおける垂直アダプティブアンテナアレイ」という名称の番号 の米国特許出願に対応し、この参照としてここに挿入する。
（発明の背景）
（発明の分野）
この発明は、無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムと方法の改良に関する。
（関連技術の説明）
無線通信システム例えばセルラやパーソナル通信システムは、限られたスペクトル帯域で動作する。これらは多数の利用者に対して良好なサービスを提供するために、この限られた帯域資源を高い効率で利用しなければならない。この限られた帯域を効率よく利用するために、符号分割多重化（CDMA）プロトコルが無線通信システムで用いられている。このプロトコルでは、各利用者のデータ信号を他の利用者のデータ信号から区別するために一意的な符号を用いている。任意の特定情報とともに送信される一意的符号が分かると、通信チャネルの受信端末で各利用者のメッセージの分離及び再構築が可能になる。
広い領域をカバーし、高い許容量を実現し、質の高いサービスを提供するための技術として、適応的にビームを形成する技術がサービス業者から期待されている。この技術によれば、無線通信システムはカバー領域の容量やシステムの容量、そしてパフォーマンスを飛躍的に増大させることができる。パーソナル無線アクセスネットワーク（PWAN）システムについては、参照としたAlamouti，Stolarz他による特許出願で説明されていて、これでは適応的ビーム形成と離散マルチトーンスペクトル拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプロトコルとが、複数の遠隔局と基地局との間での通信を効率的にするために組み合われている。優先度の高いトラヒックチャネルが優先度の低いシステム管理情報の伝送のために普通に使われないようにあらゆる努力が払われなければならない。システム管理情報の一例は遠隔局の動作クオリティとメンテナンスデータである。動作クオリティデータは、例えば、遠隔局において基地局から受信された信号についての、信号対妨害及び雑音信号比（ＳＩＮＲ）の履歴や既定の測定時間内でのパス喪失の履歴を含む。メンテナンスデータは、例えば遠隔局でのセルフテストの結果やバッテリの状況を含む。このような情報はシステムの故障に備えたり、高度なサービスをネットワーク利用者に提供するために用いられるのである。しかしながら、このような情報は、呼制御メッセージのように、より時間厳守の情報が伝達されるべきときにまで、伝達されるべきでない。必要なことは、より時間厳守なメッセージの伝送に悪影響を与えずに、動作クオリティとメンテナンスデータとを遠隔局から基地局に対し伝送する方法である。
（発明の要約）
本発明は、無線離散マルチトーンスペクトル通信システムにおいて限られたスペクトル帯域を最も効率的に利用する新しい方法を提供する。ネットワーク上の各遠隔局は各自、動作クオリティとメンテナンスデータとを集積している。当該遠隔局の基地局とのデータトラヒックセッションがあるときに、遠隔局は信号対妨害及び雑音信号比（ＳＩＮＲ）を基地局から離散マルチトーンスペクトル拡散信号を受信する際に副次的に算出している。遠隔局はこのＳＩＮＲデータをＳＩＮＲ履歴バッファに蓄積して格納している。遠隔局はまた、基地局からの信号受信のパス喪失を算出し、その値をパス喪失履歴バッファに蓄積して格納している。遠隔局はセルフテストプログラムを定期的に実行し、その結果をセルフテスト結果バッファに格納する。さらに、遠隔局はバックアップバッテリの状況をモニタし、その状況をバッテリ状況バッファに格納する。その他の動作クオリティやメンテナンスデータも遠隔局によりモニタされ、格納される。
この発明では、基地局は定期的に離散マルチトーンスペクトル拡散信号を共通リンクチャネルを介して各遠隔局に送信しており、各遠隔局をポーリングしている。この共通リンクチャネル（ＣＬＣ）は、遠隔局に対して基地局から制御情報を送信するのに用いられている。このポーリング信号に対する応答において、各々の遠隔局はポーリング応答プロセッサを起動してポーリングに応答する。このポーリング応答プロセッサは、セルフテストバッファ、バッテリ状況バッファ、ＳＴＮＲ履歴バッファ、そしてパス喪失バッファとにアクセスして動作クオリティとメンテナンスデータとを集積する。動作クオリティとメンテナンスデータメッセージは従って、共通アクセスチャネルを介して基地局に対して送信し返されることになる。
この発明では、遠隔局は動作クオリティとメンテナンスデータとをネットワークの共通アクセスチャネルを介して伝送すべく用意している。遠隔局は動作クオリティとメンテナンスデータとを複数の離散トーン周波数で拡散するための離散マルチトーンスペクトル拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）プロトコルで拡散される共通アクセスチャネルベクトルを生成し、共通アクセスチャネルの拡散信号を形成する。共通アクセスチャネル（ＣＡＣ）は、遠隔局から基地局に対してメッセージを伝送するのに用いられる。トーンのグループが１つ、各チャネルに割り当てられる。これらのオーバーヘッドチャネルは制御メッセージを基地局と交換するときに、すべての遠隔ユニットに共通に用いられる。
基地局が動作クオリティとメンテナンスメッセージとを共通アクセスチャネルトーンを介してポーリングされた遠隔局から受信すると、信号のスペクトル及び空間的な逆拡散を行い、信号をトレリス復号化して動作クオリティ及びメンテナンスデータに関連する共通アクセスチャネルベクトルを取得する。動作クオリティとメンテナンスメッセージ情報は従って、各対応する遠隔局ごとに設けられた動作クオリティ及びメンテナンス・アーカイブ・バッファに格納される。
基地局の動作クオリティプロセッサは、動作クオリティ及びメンテナンスデータを処理し、遠隔プロセッサと基地局との間の任意のチャネルの規格外動作を示すものを検知する。ここで例えば低ＳＩＮＲ等の規格外動作を検出すると、動作クオリティプロセッサは、そのチャネルについての拡散及び逆拡散の重みを更新して、トラヒックチャネルの動作クオリティを改善する。
基地局のメンテナンスプロセッサは、動作クオリティとメンテナンスデータとを処理して遠隔プロセッサにおいて正常でないコンポーネントを示すものを検出する。ここで、例えば低バッテリ容量等の正常でないコンポーネントを検出すると、メンテナンスプロセッサは、システム管理者に対してメンテナンスの注意を出力する。
動作クオリティとメンテナンスデータは他のリアルタイム制御で使われるアラームを始動してもよい。又は動作クオリティとメンテナンスデータはトラヒックチャネルのクオリティや遠隔局が正常動作しているかどうかの長期間レポートの集積のために記録されても構わない。
この場合には、より時間厳守なメッセージの伝送に悪影響を与えることなく、動作クオリティとメンテナンスデータとを遠隔局から基地局に対して伝送できる。
現在、本発明は利用者数や利用者のニーズに比べ帯域が狭い、例えばセルラ通信やパーソナル通信のような無線通信の分野で先進的なものである。
（図面の簡単な説明）
図面において
図８６Ｃ１Ａは、共通リンクチャネルを介して速隔局をポーリングする基地局を示したＰＷＡＮシステムの構成ブロック図である。
図８６Ｃ１Ｂは、動作クオリティとメンテナンスメッセージとを基地局に対して共通アクセスチャネルを介して送信する遠隔局を示したＰＷＡＮシステムの構成ブロック図である。
図８６Ｃ２は、動作クオリティとメンテナンスデータの送信機としての遠隔局Ｘの構成ブロック図である。
図８６Ｃ３は、動作クオリティとメンテナンスデータの受信機としての基地局Ｚの構成ブロック図である。
図８６Ｃ４は、本発明の一連の動作ステップを表すフローチャート図である。
（好適な実施の形態の説明）
図８６Ｃ１Ａは、共通リンクチャネルを介して遠隔局をポーリングする基地局を示したＰＷＡＮシステムの構成ブロック図である。図８６Ｃ１Ｂは、動作クオリティとメンテナンスメッセージとを基地局に対して共通アクセスチャネルを介して送信する遠隔局を示したＰＷＡＮシステムの構成ブロック図である。パーソナル無線アクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、参照としているAlamouti，Stolarz他の特許出願に説明されている。２人の利用者、アリスとボブは遠隔局Ｘにいて、それぞれのデータメッセージを基地局Ｚに送信したい。局Ｘは、基地局ＺのアンテナエレメントＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄから等距離にあるとする。２人の利用者、チャックとデイブは遠隔局Ｙにいて、同様にそれぞれのデータメッセージを基地局Ｚに送信したい。局Ｙは、地理的に局Ｘから離れたところにあって、基地局ＺのアンテナエレメントＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄからも等距離にない。複数の遠隔局ユニットと基地局との間の効率の高い通信を提供するために遠隔局Ｘ及びＹと基地局Ｚは離散マルチトーンスペクトル拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプロトコルの形態を用いる。このプロトコルは図Ｃ１にマルチトーンＣＤＭＡとして図示されている。このプロトコルでは、利用者のデータ信号は重みづけされた離散周波数又はトーンのセットで変調される。重みは、周波数のレンジをカバーする多くの離散トーンにデータ信号を拡散する拡散重みである。この重みはトーンの振幅を変調する働きをする実部と、同じトーンの位相を変調する働きをする虚部とからなる複素数である。重み付けされたトーンのセットの各トーンは、同じデータ信号を伝える。送信局にいる複数の利用者はデータを送信するための同じトーンのセットを使ってもよい。利用者の拡散重みに関連する逆拡散重みで処理し、利用者のデータ信号を再生する受信局に対して、特定の利用者の重み付けされたトーンのセットが送信される。受信機における空間的に隔離配置されたアンテナの各々により、受信されたマルチトーン信号が時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。逆拡散重みは、各アンテナエレメントで受信された各周波数コンポーネントに対応している。逆拡散重みの値は受信された信号を結合して、特定のマルチトーン及び送信場所によって特徴づけられる、送信された個々の信号の最適化して近似する。
ＰＷＡＮシステムは１８５０から１９９０ＭＨｚのレンジの利用可能帯域に、等しく間隔づけられた８ＭＨｚの全部で２５６０個の離散トーン（キャリア）を持つ。各トーンの間隔は、３．１２５ｋＨｚである。全部のトーンのセットは、最低周波数のトーンから始めて０から２５５９番まで順番に番号付けされている。トーンはトラヒックメッセージや、複数の遠隔ユニットと基地局との間でのオーバーヘッドメッセージを搬送するのに用いられる。トラヒックトーンは３２のトラヒック部分に分割され、各トラヒックチャネルには少なくとも７２トーンからなる１つのトラヒックパーティションが要求されている。
さらに、ＰＷＡＮシステムは、同期を確立し基地局と遠隔局との間での制御情報を授受するためにオーバーヘッドトーンを用いている。共通リンクチャネル（ＣＬＣ）は、基地局により遠隔ユニットに対する伝送制御情報の伝送のために用いられている。共通アクセスチャネル（ＣＡＣ）は、遠隔ユニットから基地局へのメッセージの伝送に使われる。各チャネルには１つのトーンのグループが割り当てられている。これらのオーバーヘッドチャネルは、制御メッセージを基地局との間で交換するときにはすべての遠隔ユニットにより共通して使われる。
ＰＷＡＮシステムでは、時分割二重（ＴＤＤ）が基地局と遠隔ユニットとの間でデータと制御情報とを同一のマルチトーン周波数チャネルで双方向に送受するのに用いられている。基地局から遠隔ユニットへの伝送はフォワード伝送と呼ばれ、遠隔ユニットから基地局への伝送はリバース伝送と呼ばれている。遠隔ユニット又は基地局からの再帰的な伝送の時間間隔はＴＤＤ周期である。すべてのＴＤＤ周期で４つの連続した伝送バーストが各方向に存在する。データはマルチプルトーンを用いて各バーストで伝送される。基地局と各遠隔ユニットとはＴＤＤタイミング構造に同期し、かつ従わなければならず、基地局と遠隔ユニットの両方がフレーム構造に同期しなければならない。すべての遠隔ユニットと基地局は同期しなければならず、従ってすべての遠隔ユニットは同時に伝送し、そのためすべての基地局は同時に伝送を行う。ある遠隔局に最初に電源が投入されると、上記のＴＤＤタイムフォーマットに従って制御とトラヒックメッセージとを交換するために基地局から同期を捕捉する必要がある。この遠隔ユニットはまた、遠隔局が基地局と同じ周波数かつ同じ位相で動作するために、ＤＭＴ−ＳＳ信号の周波数と位相の同期も捕捉する必要がある。
各トーンのセットのうち、選択されたトーンがパイロットとして周波数帯域に亘って拡散される。パイロットトーンにより、既知のデータパターンが搬送され、これにより適切なチャネルの確立が可能になっている。既知の振幅及び位相を持った一連のパイロットトーンが既知のレベルを持ち、かつ約３０ｋＨｚだけ離れて配置され、伝送帯域全体で正確なチャネル応答（例えば通信チャネルの特性によって導入される振幅と位相の歪み）を示す。
本発明では、限られたスペクトル帯域を最も効率的に利用する無線離散マルチトーンスペクトル拡散通信システムを実現する新しい方法を提供する。ネットワークの各遠隔局は各自の動作タオリティとメンテナンスデータを集めている。遠隔局が基地局との間で行う各データトラヒックセッションの合間に、図８６Ｃ２の遠隔局Ｘが信号対妨害及び雑音比（ＳＩＮＲ）を基地局Ｚから受信された離散マルチトーンスペクトル拡散信号により副次的に演算する。遠隔局はＳＩＮＲデータをＳＩＮＲ履歴バッファ２２４に蓄積して格納する。遠隔局は、また基地局から受信した信号のパス喪失を算出し、その値をパス喪失履歴バッファ２２６に蓄積して格納する。遠隔局は、定期的にセルフテストプログラムを実行してその結果をセルフテスト結果バッファ２２０に格納する。そして、遠隔局はバックアップバッテリの状況を監視してバッテリ状況バッファ２２２に格納する。その他の動作クオリティとメンテナンスデータとを遠隔局によりさらに監視してバッファに格納してもよい。
本発明では、基地局Ｚは定期的に離散マルチトーンスペクトル拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）信号を共通リンクチャネルを介して各遠隔局に伝送し、図８６Ｃ１Ａに示すように各遠隔局をポーリングする。共通リンクチャネル（ＣＬＣ）は、基地局により伝送制御情報を遠隔局に伝送するのに用いられる。同時に、公衆電話回線網（ＰＳＴＮ）からのデータトラヒックも基地局Ｚに到来し、データトラヒックＤＭＴ−ＳＳトーンに変換されて遠隔局に伝送される。入力部２３０で遠隔局Ｘが受信した基地局からのポーリング信号への応答において、図８６Ｃ２の各遠隔局はポーリング応答プロセッサ２２８を起動してポーリングに応答する。ポーリング応答プロセッサ２２８はセルフテストバッファ２２０、バッテリ状況バッファ２２２、ＳＩＮＲ履歴バッファ２２４及びパス喪失バッファ２２６にアクセスして動作クオリティとメンテナンスデータメッセージとを集積する。メッセージは共通アクセスチャネルベクトルとして形成され、トレリス符号化器２０６とスペクトル拡散プロセッサ２０８に入力され、共通アクセスチャネルトーンを生成する。動作クオリティとメンテナンスデータメッセージとを含む共通アクセスチャネルトーンは送信機２１０によりＤＭＴ−ＳＳ信号として基地局Ｚに対して共通アクセスチャネル上で伝送される。
本発明では、遠隔局Ｘは動作クオリティとメンテナンスメッセージとをネットワークの共通アクセスチャネルを介して伝送するために準備する。遠隔局は離散マルチトーンスペクトル拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）プロトコルを用いて拡散される共通アクセスチャネルベクトルを形成して、動作クオリティとメンテナンスデータメッセージとを複数の離散トーン周波数に亘って拡散し、共通アクセスチャネルの拡散信号を形成する。共通アクセスチャネル（ＣＡＣ）は遠隔局から基地局へのメッセージの伝送に用いられる。各チャネルについてトーンのグループの１つが割り当てられている。これらのオーバーヘッドチャネルは制御メッセージを基地局と交換する際にすべての遠隔ユニットによって共通に用いられる。
図８６Ｃ３の基地局Ｚが動作クオリティとメンテナンスメッセージをポーリングされた遠隔局Ｘから共通アクセスチャネルトーンで受信したとき、基地局は信号のスペクトル及び空間的な逆拡散をスペクトル及び空間的逆拡散プロセッサ３１２で行い、信号のトレリス復号化をトレリス復号器３１４で行って、動作クオリティとメンテナンスデータに関連した共通アクセスチャネルベクトルを取得する。動作クオリティとメンテナンスデータは、そして、遠隔局ごとに設けられた動作クオリティ及びメンテナンスデータ・アーカイブ・バッファ３２０に格納される。
基地局の動作クオリティプロセッサ３３２は、動作クオリティ及びメンテナンスデータを処理し、遠隔プロセッサと基地局との間の任意のチャネルの規格外動作を示すものを検知する。ここで例えば低ＳＩＮＲ等の規格外動作を検出すると、動作クオリティプロセッサ３２２は、バッファ３４０内の、そのチャネルについての拡散及び逆拡散の重みを更新して、トラヒックチャネルの動作クオリティを改善する。
基地局のメンテナンスプロセッサ３３０は、動作クオリティとメンテナンスデータとを処理して遠隔プロセッサにおいて正常でないコンポーネントを示すものを検出する。ここで、例えば低バッテリ容量等の正常でないコンポーネントを検出すると、メンテナンスプロセッサ３３０は、システム管理者に対してメンテナンスの注意データ３５０を出力する。
動作クオリティとメンテナンスデータは他のリアルタイム制御で使われるアラームを始動してもよい。又は動作クオリティとメンテナンスデータはトラヒックチャネルのクオリティや遠隔局が正常動作しているかどうかの長期間レポートの集積のために記録されても構わない。
この場合には、より時間厳守なメッセージの伝送に悪影響を与えることなく、動作クオリティとメンテナンスデータとを遠隔局から基地局に対して伝送できる。
参照としたAlamouti， Stolarz他による特許出願に記載されている、パーソナル無線アクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、１つのトラヒックパーティションが１つのトラヒックチャネルで用いられる、より詳しい高容量モードについての説明がある。基地局はそのセル内の複数の遠隔ユニットに対して情報を伝送する。伝送のフォーマットは基地局と遠隔局との間の４ｋｂｐｓのリンク制御チャネル（ＬＣＣ）とともに６４ｋｂｉｔ／ｓｅｃのトラヒックチャネル向けである。バイナリソースは、送信者となる送信機に対してデータを６４ｋｂｉｔｓ／ｓｅｃで伝送している。この送信機は一度の伝送バーストで４８ビットを伝送する。情報ビットは、トリプルデータ標準暗号化（ＤＥＳ）アルゴリズムによって暗号化される。暗号化されたビットはデータ乱数化ブロックで乱数化される。１ビット８進変換ブロックは、乱数化された一連のバイナリを３ビットのシンボルの列に変換する。このシンボル列は１６のシンボルベクトルに変換される。ベクトルという言葉は一般に複素数の列ベクトルを指す。ＬＣＣからのシンボルの一つが加算されて１７シンボルからなるベクトルが形成される。
この１７シンボルのベクトルはトレリス符号化される。トレリス符号化は、最上位シンボル（ベクトルの最初の要素）から始めて、ベクトルの最下位要素（ＬＣＣシンボル）まで続けて行われる。このプロセスは、入力されたシンボル（０から７までの整数）を他のシンボル（０から１５）に変換し、符号化シンボルを対応する１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）の信号点に写す、たたみ込み符号化を用いて行われる。トレリス符号化器の出力は従って、１７要素からなるベクトルであり、各要素は、１６ＱＡＭ（又は１６ＰＳＫ）の信号のセットに含まれる。（信号という用語は信号点をも一般に指している。）
リンクメンテナンスパイロット信号（ＬＭＰ）がベクトルの最初の要素として加えられて、１８信号ベクトルをなす。この結果としての（１８×１）ベクトルは（１８×１８）の前方スミアリング行列が予め乗算されて（１８×１）のベクトルが得られる。
ベクトルｂは、要素ごとに（１８×１）のゲイン・プリエンファシス・ベクトルを乗算されてもう一つのベクトルｃとなり、ここでｐはトラヒックチャネルインデックスであり、かつ整数であるとする。ベクトルｃは、後から（１×３２）の前方空間及びスペクトル拡散ベクトルを乗算されて（１８×３２）の行列Ｒ（ｐ）となる。数値３２は、スペクトル拡散の要素４と、空間拡散の要素８との乗算から得られたものである。この１８×３２の行列はすべてのトラヒックの搬送チャネル（同一のトラヒックパーティション上の）に対応し、結合（加算）されて結果としての１８×３２行列Ｓを生成する。
行列Ｓは、（４列のグループごと）に８個の（１８×４）の部分行列（Ａ0からＡ7）（添字０から７は、シンボルが最終的に伝送されるアンテナエレメントに対応する）に分けられる。各部分行列は、１トラヒックパーティション内のトーンに写される。
下位の物理層は、ベースバンド信号を離散フーリェ変換（ＤＦＴ）周波数のビンに変換し、データは時間領域に変換されて対応するアンテナ要素（０から７）
に送られ、無線で伝送される。
この処理は、続く先の伝送バーストで伝送される、次の４８ビットのバイナリデータまで最初から繰り返して行われる。
図８６Ｃ４は、本発明の一連の動作ステップを表すフローチャート７００である。
ステップ７１０では、遠隔局は基地局とのセッションでのＳＩＮＲ及びパス喪失を含む、動作クオリティデータを監視してバッファする。ステップ７２０では、遠隔局はセルフテスト結果とバッテリ状況を含むメンテナンスデータを監視してバッファする。ステップ７３０では、基地局がポーリング信号を共通リンクチャネルトーンで遠隔局に伝送する。ステップ７４０では、遠隔局がバッファ内の動作クオリティデータとメンテナンスデータをアクセスしメッセージベクトルに集積し、共通アクセスチャネルトーンで基地局に伝送する。遠隔局は同時にデータトラヒックチャネルトーンを基地局に伝送している。ステップ７５０で基地局は共通アクセスチャネルトーンとデータトラヒックトーンのスペクトル及び空間的な逆拡散を行う。ステップ７６０で基地局はトレリス復号化を行って動作クオリティとメンテナンスメッセージに関連している共通アクセスチャネルベクトルを再生する。ステップ７７０で基地局は動作クオリティとメンテナンスメッセージをアーカイブする。ステップ７８０で基地局は動作クオリティを調査して、逆拡散及び拡散重みを更新し、遠隔局との間で確立されている、そのチャネルのクオリティを最大にする。ステップ７９０で基地局はメンテナンスデータを調査して、当該速隔局の修理又は動作不良コンポーネントの置き換えのためのメンテナンスの注意を出力する。この方法では、より時間厳守のメッセージの伝送に悪影響を与えることなく、動作クオリティとメンテナンスデータとを遠隔局から基地局へ伝送することができる。
好適な実施の形態が上記のように詳細に記載されているからといって、当該技術について通常の能力を有する者が、発明の骨子や要旨を変えることなく自明の変更を加えることができるのはいうまでもない。従って、上記の説明は例示であって限定的に捉えるべきではなく、発明の範囲は後述するクレームによって決定されるべきである。
（付録）
離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式に用いる電力管理法
２４５５／４３８２
（関連出願についての説明）
本出願に開示の発明は、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービス社(AT&T Wireless Services，Inc.)から同日即時特許出願として出願されたシアバシュ（Siavash）、アラモウティ(Alamouti)、ダグ ストラーツ(Doug Stolarz)、およびジョエル ベッカー(Joel Becker)の名称「離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式に用いる垂直式適応アンテナアレイ（VERTICAL ADAPTIVE ANNTENA ARRAY FOR A DISCRETE MULTITONE SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM）」の同時係属米国特許出願第 号に関し、この特許を参考文献として引用する。
本出願に開示の発明は、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービス社(AT&T Wireless Services，Inc.)から同日即時特許出願として出願されたエリオット フール（Elliott Hoole）の名称「送／受信補正(TRANSMIT/RECEIVE COMPENSATION)」の同時係属米国特許出願第 号に関し、この特許を参考文献として引用する。
本出願に開示の発明は、ＡＴ＆Ｔワイヤレスサービス社(AT&T Wireless Services，Inc.)から同日即時特許出願として出願されたクルゴリー ヴェンチミラ(Gregory Veintimilla)の名称「離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式において遠隔局と基地局との同期ロックを示す方法（METHOD TO INDICATE SYNCHRONIZATION LOCK OF A REMOTE STATION WITH A BASE STATION IN A DISCRETE MULTITONE SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM）」の同時係属米国特許出願第 号に関し、この特許を参考文献として引用する。
（発明の背景）
（発明の分野）
本発明は、ワイヤレス離散マルチトーンスペクトラム拡散通信方式における通信方式および方法の改良に関する。
（関連技術の説明）
ワイヤレス通信方式、例えば、セルラおよびパーソナル通信方式は、限られたスペクトル帯域幅を用いて運用される。大入口のユーザに良好なサービスを提供するには、乏しい帯域幅資源を極めて効率的に用いなければならない。コード分割多元接続（ＣＤＭＡ）プロトコルは、限られた帯域幅を効率的に用いるためにワイヤレス通信方式で用いられてきている。このプロトコルは、ユニークなコードを用いて、各ユーザのデータ信号を他のユーザの信号データから区別する。特定の情報の伝送に付加されたユニークなコードを知ることによって、通信チャンネルの受信端で各ユーザのメッセージを分離し、再構成することが可能となる。
参考文献の一つであるアラモウティ、ストラーツらの特許出願明細書に記載のパーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）方式では、離散マルチトーンスペクトラム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプロトコルの一形式が用いられ、基地局と複数の遠隔局との間で効率的な通信が行われる。このプロトコルでは、ユーザの信号は、重み付けされた離散周波数つまりトーンのセットで変調される。重み(ウェイト；weight)は、広域周波数をカバーする多数の離散トーン上にデータ信号を分散するスプレッド(拡散；spread)コードである。ウェイトは、複素数であり、実数成分はトーンの振幅を変調する作用の成分であり、虚数成分は同じトーンの位相を変調する作用の成分である。重み付けされたトーンセット中の各トーンは同じデータ信号を備える。伝送局の複数のユーザは、同じトーンセットを用いて各自のデータを伝送することが出来るが、トーンセットを共有するユーザ各自は拡散コードの異なるセットを保有する。特定のユーザに対して重み付けされたトーンセットが受信局へ伝送され、受信局でユーザの拡散コードに関連するデスプレッド(逆拡散；despread)コードで処理され、ユーザのデータ信号が回復される。レシーバの所の空間分離アンテナ各々に対して、受信されたマルチトーン信号が時間ドメイン信号から周波数ドメイン信号へ変換される。逆拡散ウェイトが各アンテナ素子で受信された信号の周波数成分各々に割り当てられる。逆拡散ウェイトの値を、受信信号と一緒にすると、特定のマルチトーンセットと伝送位置とで特性化された独立伝送信号の最適化された概略値が得られる。本発明のＰＷＡＮ方式は、１８５０〜１９９０ＭＨＺの範囲の利用可能帯域８ＭＨＺに均等に配置された全部で２５６０個の離散したトーン（搬送波）を備える。トーン間隔は３．１２５ｋＨｚである。トーンの全セットには、最も低い周波数のトーンからスタートして逐次０から２５５９までの数がつけられている。これらのトーンは、基地局と複数の遠隔ユニットとの間のトラヒック（情報）メッセージとオーバーへッドメッセージとを搬送するために用いられる。トラヒックトーンは３２のトラヒック区分に分割される。各トラヒックチャネルは少なくとも７２トーンのトラヒック区分を要求する。
更に、ＰＷＡＮ方式は、オーバーヘッドトーンを用いて、同期を行い、基地局と遠隔ユニットとの間に制御情報を通す。共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）を基地局が用い、遠隔ユニットへ制御情報を伝達する。共通アクセスチャンネル（ＣＡＣ）を用いて、遠隔局から基地ユニットへメッセージを伝達する。各チャンネルに割り当てられるトーンダルーピングが一つある。これらのオーバーヘッドチャンネルは、遠隔ユニットが基地局と制御メッセージを交換している時に遠隔ユニット全部に共通に用いられる。
ＰＷＡＮ方式では、基地局と遠隔ユニットとで時分割二重化（ＴＤＤ）が用いられ、データと制御情報とが同じマルチトーン周波数チャンネル上で双方向に伝送される。基地局から遠隔ユニットへの伝送は、フォワード伝送と称され、遠隔ユニットから基地局への伝送は、リバース伝送と称される。遠隔ユニットまたは基地局いずれからの双方向伝送の間の時間は、ＴＤＤ期間である。ＴＤＤ期間毎に各方向に４回の連続的な伝送バーストがある。データは各バースト時にマルチトーンを用いて伝送される。基地局と各遠隔ユニットとは、同期し、ＴＤＤタイミング構造に一致しなければならず、基地局と遠隔ユニットとは双方ともフレーミング構造に同期しなければならない。遠隔ユニットと基地局とは全部、遠隔ユニット全部が同時に伝送し、基地局全部が同時に伝送するように同期されねばならない。ある遠隔ユニットが最初に電源が人ると、このユニットは基地局からの同期を得て、所定のＴＤＤ時間フォーマット内で制御情報とトラヒックメッセージとを交換できるようになる。また、遠隔ユニットは、ＤＭＴ−ＳＳ信号に対して周波数同期と位相同期を得て、遠隔ユニットが基地局と同一の周波数と位相とでオペレーションしているようにしなければならない。
ＰＷＡＮ方式では、トーン周波数の幾つかはパイロットトーンであり、基地局から遠隔ユニットへ、あるいは遠隔ユニットから基地局へ既知のシンボルを伝送するのに用い、局の同期を行うことが出来るようにする。参考文献の一つであるフールの特許出願明細書および参考文献の一つであるヴェンチミラの特許出願明細書には、これらの機能が幾つか論じられている。
ＰＷＡＮ方式では、指向性ヌル点形成とコードヌル化手順に含まれるマトリクス操作が行われる。ＰＷＡＮ方式で逆拡散ウェイトから計算される逆方向ウェイトが伝送パスに提供され、データ拡散、ビーム成形、逆高速フーリェ変換（ＩＦＦＴ）生成に当たって用いられる。
ＰＷＡＮ方式の態様の一つに従えば、適応アンテナアレイをビーム成形アルゴリズムに関連して用い、各セル内で空間ダイバーシチを行い、ＳＤＭＡを組み込む。すなわち、アンテナによる信号出力を、異なる信号ゲインで異なるアンテナセンサを選択的に給電することによって、指向性を持つように形成し、セルの一部分の遠隔ターミナルが基地局と交信できている場合に、同じトーンセットと同じコードを用いているにかかわらず、セルの他の部分の他の遠隔ターミナルも同じ基地局と交信できるようにする。ここで理解しなければならないのは、現行のＰＷＡＮ方式の固定的組み込に当たっては、つまり、遠隔の接続ターミナルが通信の際に実質的に動かず、通信の際にセル内に留まっている場合には、エアリンクに用いられるビーム成形アルゴリズムは、セルを出たり入ったりする移動遠隔ユニットを考慮する必要はないことである。有利な態様の一つでは、各セルは四つのセクターに分割され、各セクターが四つのサブバンドペアの一つ上を送受信するようにする。
上記のように、ＰＷＡＮ方式のビーム成形方法は、コード使用と同じように、ＰＷＡＮ方式の総括適応等化方法と別個なものと考えてはならない。むしろ、アンテナセンサを（送信の際に）選択的に給電したり、あるいは（受信の際に）異なるセンサ素子に受けた信号に選択的に重み付けしたりするのは、ＳＩＮＲを最大化するために用いられる総括方法に包摂されるのである。ビーム成形法とＳＴＮＲ法の総括最大化法との関係は、より詳細に以下に記載する。
スペクトラム拡散技術（特にＤＭＴ−ＳＳ）とＰＷＡＮ方式の好ましいエアリンク内での指向性アンテナとを用いれば、コードと空間とのリニア重み付けによって誤差解消を行える利点が幾つか生ずる。これらの利点としては、コードヌル化や指向性ヌル点形成に相似な効果が挙げられる。
コードヌル化は、隣接セルから発する非直交の信号の間を区別するために用いられる。また、コードヌル化法は、ＰＷＡＮ方式のＳＩＮＲ法の最大化に関連して理解されねばならない。すなわち、コードヌル化法は、コードドメインに関してＳＩＮＲを最大化する方法の部分として考える必要がある。
理解すべきは、同一のセルまたはビーム内で発生される信号が全て直交拡散コードならば、直交性はクロス変調がないことを確実にするに十分であるので、コードヌル化は普通は必要でないことである。しかし、上記のように、特定のセル内で用いられる拡散コードは、好ましくは線形的に独立であるけれども、必ずしも直交であるとは限らない。更に、隣接セル内のトランシーバが、ローカルセルで用いられる拡散コードとランダム相関にある拡散コードを採用している可能性もある。
各通信に関連する拡散ウェイトを調整することによって、基地局は、同じトーンセット上のこれらの信号をクロス相関して、「隣接」信号に基づく干渉を無くしてしまうことができる。態様の一つでは、基地局は、同じトーンセットに割り当てられた異なる信号を拡散するために用いられる拡散コードを保有するので、この情報を用いて、他のコードからの干渉を無効にするために適切なウェイトを始めに計算することができる。
上記に論じたように、別々のデータ信号を拡散するのに用いられる拡散コードが直交している場合は、拡散されたデータは、逆拡散に当たって正確に復元することができる。しかし、拡散コードが直交していない場合は（当該拡散コードが隣接セルでも用いられている場合がそうである）、クロス変調が起こり、単純な逆拡散（すなわち、コードヌル化を行わない逆拡散）では、データ信号を正確には区別できない可能性がある。
この現象を補正するためには、コードヌル化ウェイトを受信信号ベクトルで乗積する。受信信号に存在するクロス変調を無効化することによって、データビットの適切な値がレシーバから出力される。複素数拡散ウェイトが線形的に独立である限り、正確なシンボル値を、本方法によって区別することができる。上に記載のコードヌル化手順は、ＳＩＮＲを最大化する総括ウェイトを導出するに当たって本質的に組み込まれるものであることが理解されよう。
コードヌル化に加えて、指向性アンテナは、ヌル領域（すなわち、アンテナが到来信号を減衰させる領域、またはアンテナ利得が非常に低い領域）を含む信号を形成する。これらのヌル領域の形成パターンは、既知の干渉波（例えば、干渉する信号源または干渉するマルチパスリフレクタからの）がヌル点に向かうように形成することができる。より詳細に以下に論じるように、指向性のヌル点形成をコードヌル化に関連して用いると、極めて大きい利点が得られる。
本発明のＰＷＡＮ方式の態様の一つに従えば、処理の時間と手順の複雑さとを双方とも顕著に節約することが可能となる。ヌル指向性形成とコードヌル化とを行う方法には顕著な相似性が存在するからである。具体的に言えば、ヌル指向性形成に用いられる数学的表現式は、コードヌル化に用いられる表現式と相似である。この相似性に従えば、トーンセット中のトーンを、複素数ウェイトで乗積してトーンの振幅と位相とを変えるのと同じように、出力信号とアンテナ素子で受信された信号のゲインと相対位相とがウェイト乗積によって変えられる。複素数ウェイトのこの乗積は、コードヌル化−スペクトル概念と指向性ヌル点形成−空間概念双方に対してマトリクス形式で表示することができる。従って、スペクトルコードドメインで行われる計算が、空間ドメインで行われる計算に形式的に対応する。その結果、指向性ヌル点形成は、複素数ウェイトを計算しこれらのウェイトで信号を乗積するのに用いられるマトリクスにもう一つ別のディメンジョンを単に加えることによって、コードヌル化を用いるシステムで行うことが可能となる。
多元セルから構成されるワイヤレス通信方式で必要なことは、遠隔局と基地局から伝送される信号の電力レベルを制御し、信号を目的の到着先に確実に至らしめながら、干渉を最小限に抑える能力である。
（発明の要約）
本発明は、ＤＭＴ−ＳＳワイヤレスネットワーク中の遠隔局および基地局が送信する信号の電力レベルを制御して、信号を目的の到着先に確実に至らしめながら、干渉を最小限に抑えるものである。本発明によれば、先ず基地局は前準備された初期フォワード信号電力レベルでフォワードパイロットトーンを遠隔局へ伝送することから始める。遠隔局で受信された信号の電力レベルは、前準備された初期フォワード信号電力レベルより小さいので、この差は、基地局と遠隔局との間のチャンネル損失の指標となる。遠隔局は、測定したチャンネル損失値を記憶する。次に、遠隔局は前準備された初期リバース信号電力レベルでリバースパイロットトーンを基地局へ伝送し続ける。基地局で受信された信号の電力レベルは、前準備された初期リバース信号電力レベルより小さいので、この差は、基地局と遠隔局との間のチャンネル損失の指標となる。基地局は、測定したチャンネル損失値を記憶する。
基地局は、遠隔局から受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するための逆拡散ウェイトを準備する。次に、基地局は、逆方向性原理を用いて、ＤＭＴ−ＳＳ信号を遠隔局へ伝送するための拡散ウェイトを計算する。基地局で計算された拡散ウェイトには、基地局に記憶されたチャンネル損失測定値に基づいたファクタでチャンネル損失を回復するためのファクタが含まれるので、遠隔局へ伝送されるフォワード信号は、所望の受信信号電力レベルで遠隔局に到達することになる。
速隔局は、基地局から受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するための逆拡散ウェイトを準備する。次に、遠隔局は、逆方向性原理を用いて、ＤＭＴ−ＳＳ信号を基地局へ伝送するための拡散ウェイトを計算する。遠隔局で計算された拡散ウェイトには、遠隔局に記憶されたチャンネル損失測定値に基づいたファクタでチャンネル損失を回復するためのファクタが含まれるので、基地局へ伝送されるリバース信号は、所望の受信信号電力レベルで基地局に到達することになる。
このような方法で、本発明は、遠隔局および基地局が送信する信号の電力レベルを制御して、信号を目的の到着先に確実に至らしめながら、干渉を最小限に抑える。
現在では、本発明の有利な適用先は、ワイヤレス通信分野、例えば、セルラ通信またはパーソナル通信分野であり、これらの分野ではユーザの数や必要性に比較して帯域幅が少ない状況にある。適用先としては、移動体通信、固定体通信、あるいは最小限に移動性の通信方式にも考えられる。しかし、本発明は、他の非ワイヤレス通信方式にも同様に有利に適用可能である。
（図面の簡単な説明）
図８６Ｄ１Ａは、パーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）のアーキテクチャ図であり、基地局Ｚが、前準備された初期フォワード信号電力レベルでフォワードパイロットトーンを遠隔局Ｘと遠隔局Ｙとへ伝送している図を示す。
図８６Ｄ１Ｂは、図８６Ｄ１Ａのパーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）のアーキテクチャ図であり、遠隔局Ｘが、前準備された初期リバース信号電力レベルでリバースパイロットトーンを基地局Ｚへ伝送している図を示す。
（好ましい態様についての議論）
図８６Ｄ１Ａは、パーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）のアーキテクチャ図であり、基地局Ｚが、前準備された初期フォワード信号電力レベルでフォワードパイロットトーンを遠隔局Ｘと遠隔局Ｙとへ伝送しているのを示す。遠隔局Ｘで受信された信号の電力レベルは、前準備された初期フォワード信号電力レベルより小さいので、この差は、基地局と遠隔局Ｘとの間のチャンネル損失の指標となる。遠隔局は、測定したチャンネル損失値を記憶する。
図８６Ｄ１Ｂは、図８６Ｄ１Ａのパーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）のアーキテクチャ図であり、遠隔局Ｘが、前準備された初期リバース信号電力レベルでリバースパイロットトーンを基地局Ｚへ伝送しているのを示す。基地局Ｚで受信された信号の電力レベルは、前準備された初期リバース信号電力レベルより小さいので、この差は、基地局と遠隔局Ｘとの間のチャンネル損失の指標となる。基地局は、測定したチャンネル損失値を記憶する。基地局は、逆方向性電力管理ユニットを備える。基地局は、遠隔局Ｘから受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するための逆拡散ウェイトを準備する。次に、基地局は、逆方向性原理を用いて、ＤＭＴ−ＳＳ信号を遠隔局へ伝送するための拡散ウェイトを計算する。基地局で計算された拡散ウェイトには、基地局に記憶されたチャンネル損失測定値に基づいたファクタでチャンネル損失を回復するためのファクタが含まれるので、遠隔局Ｘへ伝送されるフォワード信号は、所望の受信信号電力レベルで遠隔局Ｘに到達することになる。
遠隔局は、逆方向性電力管理ユニットを備える。遠隔局は、基地局Ｚから受信したＤＭＴ−ＳＳ信号を逆拡散するための逆拡散ウェイトを準備する。次に、遠隔局Ｘは、逆方向性原理を用いて、ＤＭＴ−ＳＳ信号を基地局Ｚへ伝送するための拡散ウェイトを計算する。遠隔局Ｘで計算された拡散ウェイトには、遠隔局Ｘに記憶されたチャンネル損失測定値に基づいたファクタでチャンネル損失を回復するためのファクタが含まれるので、基地局Ｚへ伝送されるリバース信号は、所望の受信信号電力レベルで基地局Ｚに到達することになる。
このように得られた本発明は、遠隔局および基地局が送信する信号の電力レベルを制御して、信号を目的の到着先に確実に至らしめながら、干渉を最小限に抑えることができる。
図８６Ｄ１Ａは、参考文献の一つであるアラモウティらの特許出願明細書に記載のパーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）方式を示す。二人のユーザ、アリスとボブが遠隔局Ｘに位置し、基地局Ｚとそれぞれデータメッセージを交換する。局Ｘは、基地局Ｚのアンテナ素子ＡとＢとから等距離に位置する。他の二人のユーザ、チャックとデイブが遠隔局Ｙに位置し、彼らも基地局Ｚとそれぞれデータメッセージを交換する。局Ｙは、局Ｘに較べては地理的に遠くにあり、基地局Ｚのアンテナ素子ＡとＢとからは等距離にはない。遠隔局ＸとＹと、基地局Ｚとは、基地局と複数の遠隔局との間の効率的な通信を行うために、離散マルチトーンスペクトラム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られるＣＤＭＡプロトコルという形式を用いる。このプロトコルは、図８６Ｄ１ＡではマルチトーンＣＤＭＡとして示されている。このプロトコルでは、ユーザの信号は、ウェイト付けされた離散周波数つまりトーンのセットで変調される。ウェイトとは、広域周波数をカバーする多数の離散トーン上にデータ信号を分散する拡散コードである。ウェイトは、複素数であり、実数成分はトーンの振幅を変調する作用の成分であり、虚数成分は同じトーンの位相を変調する作用の成分である。ウェイト付けされたトーンセット中の各トーンは同じデータ信号を備える。伝送局の複数のユーザは、同じトーンセットを用いて各自のデータを伝送することが出来るが、トーンセットを共有するユーザ各自は拡散コードの異なるセットを保有する。特定のユーザに対して重み付けされたトーンセットが受信局へ伝送され、受信局でユーザの拡散コードに関連する逆拡散コードで処理され、ユーザのデータ信号が回復される。レシーバの所の空間分離アンテナ各々に対して、受信されたマルチトーン信号が時間ドメイン信号から周波数ドメイン信号へ変換される。逆拡散ウェイトが各アンテナ素子で受信された信号の周波数成分各々に割り当てられる。逆拡散ウェイトの値を受信信号と一緒にすると、特定のマルチトーンセットと伝送位置とで特性化された独立伝送信号の最適化された概略値が得られる。本発明のＰＷＡＮ方式は、１８５０〜１９９０ＭＨＺの範囲の利用可能帯域８ＭＨＺに均等に配置された全部で２５６０個の離散したトーン（搬送波）を備える。トーン間隔は３．１２５ｋＨｚである。トーンの全セットには、最も低い周波数のトーンからスタートして逐次０から２５５９までの数がつけられている。これらのトーンは、基地局と複数の遠隔ユニットとの間のトラヒック（情報）メッセージとオーバーヘッドメッセージとを搬送するために用いられる。トラヒックトーンは、３２個のトラヒックパーティションに分割され、各トラヒックチャンネルは、７２トーンで構成されるトラヒックパーティション少なくとも一個を要する。
更に、ＰＷＡＮ方式は、オーバーヘッドトーンを用いて、同期を行い、基地局と遠隔ユニットとの間に制御情報を通す。共通リンクチャンネル（ＣＬＣ）を基地局が用い、遠隔ユニットへ制御情報を伝達する。共通アクセスチャンネル（ＣＡＣ）を用いて、遠隔局から基地ユニットへメッセージを伝達する。各チャンネルに割り当てられるトーングルーピングが一つある。これらのオーバーヘッドチャンネルは、遠隔ユニットが基地局と制御メッセージを交換している時に遠隔ユニット全部に共通に用いられる。
ＰＷＡＮ方式では、基地局と遠隔ユニットとで時分割二重化（ＴＤＤ）が用いられ、データと制御情報とが同じマルチトーン周波数チャンネル上で双方向に伝送される。基地局から遠隔ユニットへの伝送は、フォワード伝送と称され、遠隔ユニットから基地局への伝送は、リバース伝送と称される。遠隔ユニットまたは基地局いずれからの双方向伝送の間の時間は、ＴＤＤ期間である。ＴＤＤ期間毎に各方向に４回の連続的な伝送バーストがある。データは各バースト時にマルチトーンを用いて伝送される。基地局と各遠隔ユニットとは、同期し、ＴＤＤタイミング構造に一致しなければならず、基地局と遠隔ユニットとは双方ともフレーミング構造に同期しなければならない。遠隔ユニットと基地局とは全部、遠隔ユニット全部が同時に伝送し、基地局全部が同時に伝送するように同期されねばならない。ある遠隔ユニットが最初に電源が入ると、このユニットは基地局からの同期を得て、所定のＴＤＤ時間フォーマット内で制御情報とトラヒックメッセージとを交換できるようになる。また、遠隔ユニットは、ＤＭＴ−ＳＳ信号に対して周波数同期と位相同期を得て、遠隔ユニットが基地局と同一の周波数と位相とでオペレーションしているようにしなければならない。
各トーンセット内に選択されたトーンは、周波数帯域全体に分散されたパイロットと称される。パイロットトーンは、既知のデータパターンを備えているので、これを用いて正確なチャンネル予測が可能である。既知の振幅と位相とを有する一連のパイロットトーンは、既知のレベルを有し、約３０ｋＨｚの間隔で配置され、全伝送帯域にわたってチャンネル応答（すなわち、通信チャンネル特性によってもたらされる振幅と位相の歪み）を正確に示す。
参考文献の一つであるアラモウティらの特許出願明細書にはパーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）方式について、より詳細なシステム説明が行われている。基地局はセル内の多元遠隔ユニットへ情報を伝送する。伝送フオーマットは、基地局と遠隔ユニットとの間で４キロビット／秒のリンク制御チャンネル（ＬＣＣ）と共に６４キロビット／秒のトラヒックチャンネルに対する。バイナリソースは、６４キロビット／秒でデータを送り手のトランスミッタへ伝達する。これは、伝達バースト一回で４８ビットに変換する。情報ビットは、トリプルデータ暗号化規格（ＤＥＳ）に従って暗号化される。暗号化されたビットは、次いでデータランダム化ブロックでランダム化される。８進変換ブロックへ該ビットを送ると、ランダム化されたバイナリーシーケンスが３ビットシンボルのシーケンスに変換される。シンボルシーケンスは１６要素ベクトルへ変換される。ベクトルという術語は、一般に複素数であるカラムベクトルを一般には意味する。リンク制御チャンネル（ＬＣＣ）からシンボル１個を加えて１７個のシンボルで構成されるベクトルを生成する。
１７シンボルのベクトルは、トレリス(trellis)符号化される。トレリス符号化は、最も有意なシンボル（ベクトルの最初の要素）で始まり、ベクトルの最後の要素（ＬＣＣシンボル）に至るまで順次継続して行われる。この処理は、畳み込み符号化を用い、入力シンボル（０と７との間の整数）を別のシンボル（０と１５との間）へ変換し、符号化されたシンボルを対応する１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ）信号コンステレーション(constellation)点へマッピングする。従って、トレリス符号化器の出力は１７要素のベクトルで、この場合各要素は１６ＱＡＭ（または１６ＰＳＫ）コンステレーション信号のセット内の信号である。（信号という術語は、一般に信号コンストレーション点を称する。）
リンクメンテナンスパイロット（ＬＭＰ）信号を加えて、１８要素の信号ベクトルを作る。ＬＭＰはこのベクトルの最初の要素である。得られた（１８×１）ベクトルに（１８×８）フォーワードスミア(smear)マトリクスを前乗積して（１８×１）ベクトルｂを作る。
ベクトルｂに（１８×１）利得前強調ベクトルを要素毎に乗積して、別の（１８×１）ベクトルｃを作る。ベクトルｃには、（１×３２）フォワード空間およびスペクトル拡散ベクトルを後乗積して、（１８×３２）マトリクスＲ（ｐ）を作る。ここにｐはトラヒックチャンネルインデックスを示し、整数である。３２という数字は、スペクトル拡散ファクタ４を空間拡散ファクタ８に乗積することによって得られるものである。（同じトラヒックパーティション上に）搬送されたトラヒックチャンネル全てに対応する１８×３２マトリクスは、次いで一緒に合わされ（加算され）、１８×３２マトリクスＳが得られる。
マトリクスＳは、（４列をグループ化して）８個の（１８×４）サブマトリクス（Ａ0〜Ａ7）へ区分けされる。（添字０〜７は、これらのシンボルが最終的に伝送されるアンテナ素子に対応する。）各サブマトリクスは、一個のトラヒックパーティション内でトーンにマッピングされる。
低物理層は、ベースバンド信号を離散フーリェ変換（ＤＦＴ）周波数ビンに配置し、ここでデータは時間ドメインに変換され、対応するアンテナ素子（０〜７）に送られ、空中を伝送される。
この処理は、次ぎのフォワード伝送バーストで伝送される次の４８ビットバイナリーデータに対して最初から繰り返される。
遠隔局からのリバースチャンネル伝送は、基地局からのフォーワードチャンネル伝送と相似である。
この項は、スミアマトリクスＣrev=smearを規定する。スミアブロックへの入力は、（１８×１）ベクトルｄrevである。スミア操作の出力（ベクトルｂ）は、ｄrevと（１８×１８）スミアマトリクスＣrev=smearとのマトリクス乗積で説明することができる。すなわち、
ｂ＝Ｃrev=smear ｄrev
Ｃrev=smearは以下に示されるように定数の値が成分のマトリクスである（参考文献のアラモウティらの特許出願明細書を参照のこと）。
ここに、
α＝(ρLMP/(1+ρLMP))1/2
β＝(１/(1+ρLMP))1/2
ρLMPは、パイロット対データの電力比であり、物理層の暫定パラメータで、普通は１に設定される。
δは、遠隔局にユニークなクラスタスクランブルベクトルの要素である。δsmearは、１７要素ベクトルであり、基地局の特定のトラヒックパーティションで受信したユーザからのスミアデータが、ローカルセルと隣接セル中の同じトラヒックパーティション内の他のユーザに無相関であることを確実にするために用いられる。δsmearは、次式で与えられる（参考文献のアラモウティらの特許出願明細書を参照のこと）。δsmearのｉ番目の要素は、ｅjφ smear (i)である。ここで、φsmear(ｉ)は、擬ランダムナンバー発生器で発生される０〜２πの間の実数で、各遠隔ユニットに対するユニークなシーケンスを作る。擬ランダムナンバー発生器の詳細は、実装依存であり、基地局で知る必要はない。
この項は、（１×４）リバーススペクトル拡散ベクトルｇH revを規定する。スペクトル拡散ベクトルブロックへの入力は、（１８×１）ベクトルｂである。スペクトルおよび空間拡散操作の出力（１８×４）マトリクスＳrevは、ｂと（１×４）スペクトル拡散ベクトルｇH revとのマトリクス乗積である。すなわち、
Ｓrev＝ｂｇH rev
ここに、
ｇH rev＝［ｇ0ｇ1ｇ2．．．．ｇ30ｇ31］
ベクトルｇH revの要素は、伝送中にわたって計算される伝送拡散ウェイトである。これらのウェイトを導出するのに用いられるアルゴリズムは実装依存である。しかし、この手順を明解にするため、これらのウェイトを導出する具体的なアルゴリズムを以下に記載する。
遠隔局は、フォーワードチャンネルで最も最近に受信したデータに基づいて新しい伝送ウェイトを導出する。伝送ウェイトは、単一アンテナに対して四個の受信周波数を用いて行われる受信ウェイトのスケール処理バージョンである。
受信ウェイトベクトルｗH fwdは、スペクトル成分へマッピングされる要素４個（ｗ0〜ｗ3）を有する。
遠隔ユニットトラヒック確立手順に対しては、伝送ウェイト（ｇ0〜ｇ3）が、以下の式に従って計算される。
ｇH rev（ｐ）＝αrev(ｎ)πrevｗH fwd
ここに、αrev(n)はｎ番目のパケットに対するベース局利得ランプアップファクタであり、πrevは、以下の式で定義される遠隔ユニット電力管理ファクタである。
πrev＝λpＫfwd＋（１−λp）Ｋrev（πloss(n,p)/abs(ｗfwd(p))）
ここに、
λp＝指数減衰、または「忘却ファクタ」で、普通は０．９７に設定される。
πloss＝遠隔ユニット同期パイロット（ＲＳＰ）トーンを用いて測定された基地局−遠隔ユニットチャンネル利得の逆数
Ｋrev＝目標とする基地局受信電力（普通は−１０３ｄＢｍ）
・ｎ＝バーストインデックス
・ｐ＝リンクインデックス
遠隔ユニットトラヒック確立手順に対しては、受信ウェイトが、以下の式を用いて適応計算される。
Ｗfwd＝Ｒ-1 xxｒxd
ここに、
Ｗfwd＝（４×１）受信ウェイトベクトル
ｒxd＝受信（４×１）ベクトルｘとＬＭＰ（または所望のデータ）ｄの推算した（４×１）クロス相関ベクトル
Ｒ-1 xx＝受信ベクトルｘの推算した（４×４）逆自動相関マトリクス
遠隔ユニット定常状態手順に対しては、受信ウェイトが、以下の式を用いて適応計算される。
Ｗrev＝Ｒ-1 xxｒxy
ここに、
Ｗrev＝（４×１）ウェイトベクトル
ｒxy＝受信（４×１）ベクトルｘと所望のデータｙの推算した（４×１）ロス 相関ベクトル
Ｒ-1 xx＝受信ベクトルｘの推算した（４×４）逆自動相関マトリクス
受信ウェイト（ｗ0〜ｗ3）はスペクトル成分へマッピングされる。伝送ウェイト（ｇ0〜ｇ3）は、受信ウェイトのスケール処理バージョンである。スケール処理は、以下の式に従って行われる。
ｇH rev（ｐ）＝πrevＷH fwd
ここに、πrev＝前に定義した遠隔ユニット電力管理ファクタである。
相関推算は、４個のフォーワードチャンネルバーストの間に計算される。新しい逆拡散ウェイトは、遅延の無い４個のフォーワードチャンネルバーストに適用される。拡散ウェイトは、８バースト遅延後の８個のリバースチャンネルバーストに適用される。相関椎算は、指数平均ブロック総和を用いて行われる。指数減衰定数は、暫定的に通常値が０．７である。
フォーワードチャンネル上のベース局伝送の電力出力特性は、リバースチャンネル上の遠隔ユニット伝送のそれとは異なる。
基地局から所与の遠隔ユニットへのフォーワードチャンネル伝送は、接続が継続している間は固定した電力レベルに維持される。電力レベルは、電力管理アルゴリズムを用いて接続を始める前にベース局ＲＭＥで決定される。
フォワードＲＦチャンネル伝送が、トラヒック確立期問の際に１８０ｍｓランプアップ期間（２４０フォーワードチャンネルバースト）で開始される。ランプアップは、基地局と所与の遠隔ユニットとの間に接続が確立した後に開始する。この期間に伝送されたデータは既知のリンクメンテナンスパイロットである。最大（定常状態）電力には、２４０チャンネルパースト（１８０ｍｓ）後に達し、接続中はそのまま維持される。
以下の式は、定常状態電力に関してフォーワードチャンネルランプアップスケジュールを示す。
αfwd(n)＝(1-ｅ-5(8[n/8])/(1-ｅ-5))2 n<２４０の場合
αfwd(n)＝1 その他の場合
ここにn＝伝送開始に関してフォーワードチャンネルバーストの数。
遠隔ユニットから基地局へのリバースチャンネル伝送を適応変化し、ベース局で遠隔ユニット全てから受信した電力が比較的一定のレベルに確実に維持するようにする。遠隔ユニット電力管理アルゴリズムは実装依存である。このアルゴリズムの一例は、リバースチャンネルフォーマットの節に論じられている。
リバースＲＦチャンネル伝送が、トラヒック確立期問の際に１８０ｍｓランプアップ期間（２４０リバースチャンネルバースト）で開始される。ランプアップは、遠隔ユニットと基地局との間に接続が確立した後に開始する。この期間に伝送されたデータは既知のＬＭＰである。最大（定常状態）電力には、２４０リバースチャンネルバースト（１８０ｍｓ）後に達する。
以下の式は、定常状態電力に関してリバースチャンネルランプアップスケジュールを示す。
αrev(n)＝(1-e-5(8[n/8])/(1-e-5))2 n<２４０の場合
αrev(n)＝1 その他の場合
ここにn＝伝送開始に関してリバースチャンネルバーストの数。
遠隔局が基地局へ伝送する時、基地局は、遠隔局から伝送される信号各々を同じ電力レベルで受信することを期待する。従って、ＤＭＴ−ＳＳ復調器から遠隔局内の遠隔コントロールへ利得コントロールレベルをレポートする。また、この自動利得コントロールレベル（ＡＧＣＬ）を、ＤＭＴ−ＳＳ復調器からアップ変換器へ伝送するので、電力アンプのゲインを調整することができる。このような方法で、基地局は、遠隔局から伝送された信号が適当なレベルで基地局に確実に到着できるようにする。
遠隔局も同期を行わなければならない。すなわち、遠隔局はＴＤＤ方式内でオペレーションするように予めプログラムされているけれども、遠隔局が最初に繋がった時、送信と受信パケット間の区別、並びにパケット転送の正確なタイミングに関する特定の情報は、遠隔局側で決定しなければならない。従って、遠隔局は、ＤＭＴ−ＳＳ信号と周波数同期を取り、遠隔局は、基地局と同じ周波数および位相でオペレーションしなければならない。このため、ＤＭＴ−ＳＳ復調器はパケット参照を発生し、これを同期回路に用いて、基本的な送信／受信タイミング（すなわち、Ｔ／Ｒスイッチに対するパケットタイミング）を確立する。更に、パケットタイミングを、復調器に対する受信ゲートとして、また変調器に対する送信ゲートとして設け、遠隔局が適切な問隔で送受信するようにする。
コードヌル化ネットワーク内で、波形を測定し、周波数誤差を決定する。この周波数誤差測定値を同期回路へ送ると、遠隔局が基地局と周波数および位相ロック状態にさせることができる。この同期情報は、ローカル発振器参照として、またデジタル／アナログ変換器タロック（または逆に、アナログ／デジタル変換器クロック）として同期回路からアップ変換器およびダウン変換器へ伝送される。
コードヌル化ネットワークでは、マルチタスクチャンネルの特性（すなわち、マルチパスチャンネルの周波数応答）も椎算される。チャンネル椎算が拡散回路で行われ、マルチパスチャンネルを適応等化させるために前強調機能を行わせることができる。更に、コードヌル化ネットワークでは、受信電力とＳＩＮＲの椎算も遠隔制御回路に対して行われる。
このようにして得られた本発明は、遠隔局および基地局が送信する信号の電力レベルを制御し、信号を目的の到着先に確実に至らしめながら、干渉を最小限に抑えることが可能である。
本発明の好ましい態様は、上記に詳細に記載したけれども、本発明の精神または本質を逸脱することなく、本発明に明白な部分的改変が可能であることは当業者には明白であろう。従って、前記の記載は、説明目的であり、本発明を限定するものと考えてはならず、本発明の範囲は以下の請求の範囲に鑑みて決められるものである。
（付録）
離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおけるネットワーク逆指向性のための方法
（２４５５／４３８３）
（関連出願に対する相互参照）
本願において開示する本発明は、本特許出願と同日に出願され、エーティーティ社（ＡＴ＆Ｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）に譲渡された、シアバッシュ（Ｓｉａｖａｓｈ）、アラマウチ（Ａｌａｍｏｕｔｉ）、ダグ・シュトラルツ（Ｄｏｕｇ Ｓｔｏｌａｒｚ）およびジョエル・ベッカー（Ｊｏｅｌ Ｂｅｃｋｅｒ）による同時係属米国特許出願、発明の名称「離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムのための垂直適応アンテナアレイ」、出願番号＿＿＿＿、に対する関連発明である。この特許出願は本願に引用して援用する。
本願において開示する本発明は、本特許出願と同日に出願され、エーティーティ社（ＡＴ＆Ｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）に譲渡された、エリオット・フール（Ｅｌｌｉｏｔｔ Ｈｏｏｌｅ）による同時係属米国特許出願、発明の名称「送信／受信補償」、出願番号＿＿＿＿、に対する関連発明である。この特許出願は本願に引用して援用する。
本願において開示する本発明は、本特許出願と同日に出願され、エーティーテイ社（ＡＴ＆Ｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）に譲渡された、グレゴリー・ベインティミラ（Ｇｒｅｇｏｒｙ Ｖｅｉｎｔｉｍｉｌｌａ）による同時係属米国特許出願、「離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおいて、基地局を用いて遠隔局に同期ロックを指示するための方法」、出願番号＿＿＿＿、に対する関連発明である。この特許出願は本願に引用して援用する。
（発明の背景）
（発明の分野）
本発明は、無線離散マルチトーンスペクトラム拡散通信システムにおける通信システムおよび通信方法の改善に関する。
（関連技術の説明）
移動電話およびパーソナル通信システムなどの無線通信システムは、限られたスペクトル帯域幅で動作する。無線通信システムは、膨大な数のユーザに良好なサービスを提供するために乏しい帯域幅資源を高度に有効利用しなければならない。符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）プロトコルは、限られた帯域幅を効率的に利用するために無線通信システムによって用いられてきた。このプロトコルは、各ユーザのデータ信号を他のユーザのデータ信号から区別するために独特のコードを用いる。特定のいかなる情報も送信するこの独特のコードの知識は、通信チャンネルの受信端において各ユーザのメッセージの分離および再構成を可能にする。
引用されたアラマウチ（Ａｌａｍｏｕｔｉ）、シュトラルツ（Ｓｔｏｌａｒｚ）らの特許出願に記載されたパーソナル無線アクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）システムは、離散マルチトーンスペクトラム拡散（ＤＭＴ−ＳＳ）として知られている１つのＣＤＭＡプロトコル形態を用いて、基地局と複数の遠隔装置との間で効率的な通信を提供する。このプロトコルにおいて、ユーザのデータ信号は、一連の重み付き離散周波数またはトーンによって変調される。重み付けは、広範囲の周波数をカバーする多くの離散トーンにわたってデータ信号を分配する拡散コードである。重み付けは複素数であって、その実数成分はトーンの振幅を変調するために機能する一方で、重み付けの複素成分は同じトーンの位相を変調するために機能する。重み付けられたトーンセットにおける各トーンは、同一データ信号を生成する。送信局における複数のユーザは、同一トーンセットを使用してデータを送信することが可能であるが、トーンセットを共有する各々のユーザは、拡散コードの異なった組合せを有する。特定のユーザのために重み付けられたトーンセットは、ユーザの拡散コードに関連した逆拡散コードにより処理される受信局に送信され、ユーザのデータ信号を再生する。受信機における空間的に離れたアンテナの各々に対して受信されたマルチトーン信号は時間領域信号から周波数領域信号に変換される。逆拡散重み付けは各アンテナ素子によって受信された信号の各周波数成分に割当てられる。逆拡散重み付けの値は受信された信号と結合されて、特定のマルチトーンセットおよび送信する位置によって特性化された個別送信信号を最適化した近似値を獲得する。ＰＷＡＮシステムは、１８５０〜１９９０ＭＨＺの範囲内の使用可能な８ＭＨＺの帯域幅内に等間隔に配置された総数２５６０の離散トーン（搬送波）を有する。トーン間の間隔は３．１２５ｋＨｚである。トーンの全セットは、最低周波数のトーンから始まり０〜２５５９の通し番号が付される。これらのトーンは基地局と複数の遠隔装置との間でトラヒックメッセージおよびオーバーヘッドメッセージを搬送するために使用される。トラヒックトーンは３２個のトラヒックパーティションに分割され、各トラヒックチャンネルは７２個のトーンのトラヒックパーティションの少なくとも１つを必要とする。
さらに、ＰＷＡＮシステムは、オーバーヘッドトーンを使用して基地局と遠隔装置との間の同期を確立し、また制御情報を通過させる。コモンリンクチャネル（ＣＬＣ）は基地局が使用し、遠隔装置に制御情報を送信する。コモンアクセスチャネル（ＣＡＣ）は遠隔装置から基地局にメッセージを送信するために使用する。各チャネルに割当てられた１つのグループ化されたトーンが存在する。これらのオーバーヘッドチャネルは、すべての遠隔装置が基地局と制御メッセージを交換する時に共通に使用する。
ＰＷＡＮシステムにおいて、時分割多重（ＴＤＤ）は基地局および遠隔装置が使用して、同一マルチトーン周波数チャネルにわたって両方向にデータおよび制御情報を送信する。基地局から遠隔装置への送信は順方向送信と呼称し、速隔装置から基地局への送信は逆方向送信と呼称する。遠隔装置または基地局のいずれかからの反復送信時間はＴＤＤ周期である。すべてのＴＤＤ周期において、各方向に４つの連続送信バーストが存在する。各バーストにおいて、データはマルチトーンを使用して送信される。基地局および各々の遠隔装置は、ＴＤＤタイミング構造に同期させかつ合致しなければならず、また基地局および遠隔装置の両方はフレーミング構造に同期しなければならない。すべての遠隔装置および基地局は、すべての遠隔装置が同時に送信し、その後すべての基地局が同時に送信するために同期をとらなければならない。遠隔装置に最初に電源が投入されたとき、遠隔装置は規定されたＴＤＤ時間フォーマット内の制御およびトラヒックメッセージの交換を可能にするために基地局から同期をとる。遠隔装置は、基地局と同一の周波数および位相で動作するためにＤＭＴ−ＳＳ信号に対する周波数および位相の同期もとらなければならない。
ＰＷＡＮシステムにおいて、トーン周波数のいくつかは、既知の記号を基地局から遠隔装置へ、または遠隔装置から基地局へ送信するために使用され、両者間の同期を可能にするパイロットトーンである。引用したフール（Ｈｏｏｌｅ）およびベインティミラ（Ｖｅｉｎｔｉｍｉｌｌａ）の特許出願は、これらの特性のいくつかを論じている。
ＰＷＡＮシステムは、ヌルステアリングおよびコードナリング手順に関係するマトリックス動作を実行する。ＰＷＡＮシステムによる逆拡散重み付けから算出された逆指向性重み付けは送信経路に供給され、データ拡散、ビーム形成および高速フーリェ逆変換（ＩＦＦＴｓ）を生成する間に使用される。
ＰＷＡＮシステムの１つの態様によると、適応アンテナアレイは各セル内の空間ダイバーシチを達成するためのビーム形成アルゴリズムと連携して使用され、空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）を実現する。すなわち、遠隔端末と基地局が同一トーンセットおよびコードを使用しているにもかかわらず、セルの一部分にある遠隔端末が基地局と通信することが可能でありながら、セルの異なった部分にあるその他の遠隔端末が同じ基地局と通信することが可能であるために、アンテナによる信号出力は、異なった信号利得を有する異なったアンテナセンサを選択的に励起させることによって方向性をもつように形成される。現在のＰＷＡＮシステム、すなわち、基地局との通信中、遠隔アクセス端末は実質的に移動せず、通常は通信中にセル内に留まるＰＷＡＮシステムの一定の実現において、エアリンクにおいて使用されるビーム形成アルゴリズムは、セルから離れまたセル内に入る移動遠隔装置を説明する必要がないことが理解されるべきである。１つの有利な実施の形態において、各セルは４つのセクターに区分され、ここで各セクターは４つの副帯域対の１つで送受信を行う。
前述した通り、ＰＷＡＮシステムのビーム形成方法は、コードの使用と同様に、ＰＷＡＮシステムの全体的な適応等化方法と切り離して考えるべきではない。それどころか、アンテナセンサを選択的に励起するために用いられる方法（送信中）または異なったセンサ素子の受信信号を選択的に重み付けするために用いられる方法（受信中）は、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を最大にするために用いられる包括的な方法に包含される。ＳＩＮＲを全体的に最大化する方法とビーム形成方法との関係を以下に詳細に説明する。
スペクトラム拡散技術（特にＤＭＴ−ＳＳ）およびＰＷＡＮシステムの好ましいエアリンク内での指向性アンテナの使用は、コードおよび空間における直線的重み付けによって、コードナリングおよびヌルステアリングに類似した効果を含む、ある程度の誤差相殺の利点を考慮に入れている。
コードナリングは、隣接するセルから放射する非直交信号問の識別に用いられる。再び、コードナリンク方法は、ＰＷＡＮシステムのＳＩＮＲを最大化する方法の背景の中で理解するべきである。すなわち、コードナリング方法は、コード領域に対してＳＩＮＲを最大化する方法の一部として考慮されるべきである。
同一セルまたはビーム内で生成された信号がすべて直交する拡散コードを有する場合、直交性は混変調が存在しないことを確実にするために十分なため、コードナリングは一般に必要ないことが理解されるべきである。しかし、前述の通り、特定のセル内で使用される拡散コードは直交でなくてもよい。但し、それらは、好ましくは、直線的に独立である。さらに、隣接するセル内の送受信機は、局部セルに使用される拡散コードとランダムな相関を有する拡散コードを用いてもよい。
各々の通信チャネルに関連する拡散重み付けを調整することにより、基地局は同一トーンセットでこれらの信号に相互相関させて、「隣接する」信号による干渉を弱めることが可能である。１つの実施形態において、基地局は同一トーンセットに割当てられた異なった信号を拡散するために用いられる拡散コード有しており、この情報はその他のコードからの干渉をなくすための適切な重み付けを初期に計算するために使用することができる。
これまで論じた通り、明確なデータ信号を拡散するために用いられる拡散コードが直交している時、拡散データは逆拡散中に正確に再生することが可能である。しかし、拡散コードが直交していない場合（隣接するセルに用いられる拡散コードと同様に）、混変調が生じて、データ信号を単純な逆拡散（即ち、コードナリングなしの逆拡散）によって正確に区別することが不可能な場合がある。
この現象を補償するために、コードナリングの重み付けは、受信信号ベクトルが乗算される。受信信号に存在する混変調をなくすことにより、データビットの適切な値は、受信機によって出力される。複素拡散重み付けが直線的に独立している場合、正確な記号値は、この方法によって識別することができる。上記のコードナリング手順は、本質的に、ＳＩＮＲを最大化する全体的な重み付けの誘導中に実行されることが理解されるであろう。
コードナリングに加えて、図１１および１２に示された例示的な指向性アンテナは、ゼロ領域（即ち、アンテナが到来信号を減衰させるかまたは非常に低いアンテナ利得が存在する領域）を含む信号を形成する。これらのゼロ領域はパターン中に形成されて、既知の干渉発生源（例えば、干渉する信号源または干渉するマルチパス反射器）に対してゼロを指向することができる。このように、干渉信号は空間領域において弱められる。以下に詳しく論じる通り、コードナリングと併せてヌルステアリングを使用すれば非常に有利である。
ＰＷＡＮシステムの１つの態様によると、ヌルステアリングおよびコードナリングを実行するための方法間にはかなりの類似性が存在するので、相当な処理時間および複雑さを不要にすることができる。特に、ヌルステアリングを達成するために用いられる数学的形式論はコードナリングを達成するために用いられる形式論と類似している。この類似性によると、トーンセットにおけるトーンは、複素数の重み付けが乗算されてトーンの振幅および位相を変えるように、アンテナ素子により出力および受信された信号の利得および相対位相は、倍数の重み付けセットによって変えられる。この複素数の重み付けによる乗算は、スペクトル概念であるコードナリングおよび空間概念であるヌルステアリングの両方に対してマトリックス形式で表現することができる。このように、スペクトルコード領域において実行された計算は、空間領域において実行された計算に正式に対応する。従って、ヌルステアリングは、複素数の重み付けを計算し、これらの重み付けで信号を乗算するために使用されたマトリックスに特別の寸法値を加算することによって、コードナリングを使用するシステムにおいて単純に実行することができる。
多重セルから成る無線通信システムにおいて必要とされるものは、セル間の干渉に対してネットワーク全体を最適化する能力である。
（発明の要約）
多重の基地局セルのネットワーク全体は、あらゆるセル内のあらゆる通信リンクが、最適化された信号干渉レベルに到達する均衡状態を達成する。セル内の各基地局および各遠隔装置はそれぞれの拡散重み付けに適応して、他のセルからの干渉を最小化する。その後、セル内の各基地局および各遠隔局はそれぞれの拡散重み付けに適応して、他のセルへの干渉信号の送信を最小化する。これは、セル間の干渉に対してネットワーク全体の最適化となるセルのネットワーク全体にわたる結合を作り出す。
発明の１つの態様において、最適の重み付けは、基地局において受信されたすべての信号に基づいて計算される。受信経路にある一連のトーン周波数が送信経路にある一連のトーン周波数と同じであるので、受信するために用いられる拡散重み付けは、送信のための拡散重み付けを計算するのに用いることができる。これは逆指向性の原理である。さらに、逆拡散重み付けの値は、干渉信号に対する受信感度を最小化するように調整されながら、適応性を考慮して計算される。逆拡散重み付けから得られた拡散重み付けも適応性が考慮されるため、それらの値は干渉信号源の方向に送り返された信号強度を弱めるように調整される。ヌルステアリングおよびコードナリングは、逆拡散重み付けおよび拡散重み付けを調整するために使用されて、適応可能に干渉信号の交換を最小化する。ネットワークの各セルにおける受信および送信の両方に対する一連の重み付けを決定するために適応逆指向性を用いる時、ネットワーク全体にわたる適応逆指向性を達成することが出来る。各セル内の基地局および遠隔局はヌルステアリングおよびコードナリングを用いて、他のセル内の局との干渉を弱める。各局における逆拡散重み付けから拡散重み付けの逆指向性の形成は、セルの境界を横断してチャネル最適化を伝達する。逆指向性の原理を用いるこのセルの結合は、システム全体にわたってチャネル特性を最適化する。
現在、本発明は、帯域幅がユーザ数およびユーザニーズと比べて乏しいセルラ通信またはパーソナル通信などの無線通信分野において有利な用途を有する。こうした用途は、移動システム、固定システムまたは最小に移動するシステムにおいてもたらされる。しかし、本発明は他の非無線通信システムにも有利に適用できる。
（図面の簡単な説明）
図８６Ｅ１Ａは、逆指向性結合の第１のステージに係わる２つのセルのネットワーク線図であり、ここでセル１内の基地局Ｂ１は隣接するセル２内の遠隔局Ｒ２からの干渉信号の存在を検出する。基地局Ｂ１は遠隔局Ｒ２方向に対する自局の送信を調整してその信号強度を弱める。
図８６Ｅ１Ｂは、逆指向性結合の第２のステージにおける図８６Ｅ１Ａの２つのセルのネットワーク線図であり、ここで第２のセル内の基地局Ｂ２は第１のセル１内の遠隔局Ｒ１'からの干渉信号の存在を検出する。基地局Ｂ２は遠隔局Ｒ１'方向に対する自局の送信を調整してその信号強度を弱める。
図８６Ｅ１Ｃは、図１Ａおよび１Ｂに似た４つのセルのネットワーク線図であって、セルの境界を横断してシステム全体にわたってチャネル特性を最適化するためのチャネル最適化の伝達を示している。
図８６Ｅ２Ａは、セル１内の基地局Ｂ１と遠隔局Ｒ１'およびセル２内の遠隔局Ｒ２のさらに詳細なブロック線図であり、ここで遠隔局Ｒ２は干渉信号を基地局Ｂ１に送信している。
図８６Ｅ２Ｂは、図８６Ｅ２Ａに似た詳細なブロック線図であって、基地局Ｂ１がセルの境界を横断して、強度が弱められた信号を干渉している遠隔局Ｒ２の方向に送信することを示している。
（好ましい実施の形態の説明）
図８６Ｅ１ＡはＰＷＡＮ通信システムにおける２つのセル１および２のネットワーク線図である。基地局Ｂ１はＤＭＴ−ＳＳプロトコルを用いて遠隔局Ｒ１およびＲ１'と通信する。例えば、表記（Ｂ１−＞Ｒ１'）は基地局Ｂ１から遠隔局Ｒ１'への経路を示す。表記（Ｒ１'−＞Ｂ１）は遠隔局Ｒ１'から基地局Ｂ１に戻る経路を示す。表記（Ｒ２−＞Ｂ１）は隣接セル２内の遠隔局Ｒ２から基地局Ｂ１への経路を示す。セル１内の基地局Ｂ１は隣接するセル２内の遠隔局Ｒ２からの干渉信号の存在を検出する。本発明によると、基地局Ｂ１は遠隔局Ｒ２方向への自局の送信を調整してその信号強度を弱める。
図８６Ｅ２Ａはセル１内の基地局Ｂ１と遠隔局Ｒ１'およびセル２内の遠隔局Ｒ２のさらに詳細なブロック線図であり、ここで遠隔局Ｒ２は基地局Ｂ１に干渉信号を送出している。基地局Ｂ１と同一セル内の遠隔局Ｒ１'は、ＤＭＴ−ＳＳプロトコルを用いて基地局Ｂ１にデータトーンおよびパイロットトーンを送出する。隣接するセル２内の遠隔局Ｒ２も、ＤＭＴ−ＳＳプロトコルを用いて基地局Ｂ１に干渉信号を送出する。基地局Ｂ１は適応したプロセッサを用いて基地局で受信された全信号に基づいて最適の重み付けを計算する。受信経路上の一連のトーン周波数は、送信経路上の一連のトーン周波数と同じなので、受信するために用いられた逆拡散重み付けは、逆指向性の原理を用いて送信のための拡散重み付けを計算するために用いることができる。適応したプロセッサは、遠隔局Ｒ２からの干渉信号に対する受信感度を最小化するように調整された逆拡散重み付けの値を計算する。
図８６Ｅ２Ｂは、図８６Ｅ２Ａに似た詳細なブロック線図であって、基地局Ｂ１がセルの境界を横断して、強度が弱められた信号を干渉している遠隔局Ｒ２の方向に送出していることを示している。逆拡散重み付けから得られた拡散重み付けにも適応性が考慮されて、干渉信号源Ｒ２の方向に送り返される信号の強度を弱めるためにそれらの値は調整される。ヌルステアリングおよびコードナリングは、逆拡散重み付けおよび拡散重み付けを調整するために使用されて、干渉信号の交換を適応可能に最小化する。
図８６Ｅ１Ａは、基地局Ｂ２がＤＭＴ−ＳＳプロトコルを用いて遠隔局Ｒ２およびＲ２'と通信することを示している。図８６Ｅ１Ｂは、逆指向性結合の第２のステージにおける図８６Ｅ１Ａの２つのセルのネットワーク線図であり、ここで第２のセル内の基地局Ｂ２は、第１のセル１内の遠隔局Ｒ１'からの干渉信号の存在を検出する。基地局Ｂ２は遠隔局Ｒ１'方向に自局の送信を調整して、その信号強度を弱める。ネットワークの各セル内の受信および送信の両方に対する一連の重み付けを決定するために適応逆指向性を用いる時、ネットワーク全体にわたる適応逆指向性を達成することができる。各セル内の基地局および遠隔局は、他のセル内の局との干渉を弱めるためにヌルステアリングおよびコードナリングを用いる。各局内の逆拡散重み付けから拡散重み付けの逆指向性の形成は、セルの境界を横断してチャネル最適化を伝達する。
図８６Ｅ１Ｃは、図１Ａおよび図１Ｂに似た、４つのセル１、２、３および４のブロック線図であって、システム全体にわたってチャネル特性を最適化するためにセルの境界を横断してチャネル最適化を伝達することを示している。
図８６Ｅ１Ａも、セル２内の遠隔局Ｒ２が、自局がセル１内の基地局から検出する干渉信号の存在に応答して、セル間の干渉に対して多重セルのネットワークをどのように最適化するかを示している。前述した通り、基地局Ｂ１はセル１内に位置する遠隔局Ｒ１'からの第１の経路（Ｒ１'−＞Ｂ１）で受信された複数の離散トーンにわたり拡散された第１のデータ信号から成る第１の拡散信号を受信している。第１の信号は、セル２内に位置する遠隔局Ｒ２からの干渉経路（Ｒ２−＞Ｂ１）で受信された複数の離散トーンにわたり拡散された干渉信号を更に含む。次に、基地局Ｂ１は、第１の経路（Ｒ１'−＞Ｂ１）および干渉経路（Ｒ２−＞Ｂ１）で受信された拡散信号の特性に基づく第１の逆拡散コードを用いることにより受信された信号を適応可能に逆拡散している。その後、基地局Ｂ１は、第１の経路（Ｒ１'−＞Ｂ１）および干渉経路（Ｒ２−＞Ｂ１）の逆指向性に基づく逆拡散コードから派生された第１の拡散コードを用いて第２のデータ信号を拡散している。第１の拡散コードは、複数の離散トーンにわたって第２のデータ信号を分配しており、第２の遠隔局Ｒ２に対する干渉経路（Ｂ１−＞Ｒ２）において選択的に弱められる第２の拡散信号を形成する。その後、基地局Ｂ１は、第１の遠隔局Ｒ１'に対する第１の経路（Ｂ１−＞Ｒ１'）で第２の拡散信号を送信すると共に、第２の遠隔局Ｒ２に対する干渉経路（Ｂ１−＞Ｒ２）で選択的に弱められた第２の信号を送信することによって継続する。
その後、セル２内の遠隔局Ｒ２は選択的に弱められた第２の拡散信号を受信する。次に、遠隔局Ｒ２は、干渉経路（Ｂ１−＞Ｒ２）で受信された第２の信号の特性に基づく第２の逆拡散コードを用いることにより受信した選択的に弱められた第２の信号を適応可能に逆拡散することによって継続する。その後、遠隔局Ｒ２は、干渉経路（Ｂ１−＞Ｒ２）の逆指向性に基づいて第２の逆拡散コードから得られた第２の拡散コードを用いて第３のデータ信号を拡散することによって継続する。第２の拡散コードは、複数の離散トーンにわたって第３のデータ信号を分配して、第１の基地局Ｂ１に対する干渉経路（Ｒ２−＞Ｂ１）において選択的に弱められる第３の拡散信号を形成する。その後、遠隔局Ｒ２は、第１の基地局Ｂ１に対する干渉経路（Ｒ２−＞Ｂ１）で選択的に弱められた第３の拡散信号の送信することによって継続する。このように、第２のセル内の遠隔局Ｒ２は、自局の逆拡散および拡散重み付けを修正して、基地局Ｂ１に対するセルの境界を横断する干渉信号の交換を最小化する。
本発明の好ましい実施の形態を今まで詳細に説明してきたが、本発明の明白な変形を本発明の精神または本質から逸脱せず作製できることは当業者に対して明らかであろう。従って、前の説明は限定的なものではなく、例として捉えるべきであり、本発明の範囲は以下の請求の範囲を考慮して決定されるべきである。
本発明において、互いに接近して配置された送信機から送られる２セットの離散マルチトーン信号を受信機がいかにして区別するかを示す純粋にスペクトル的な多様性の例を示す図である。 本発明において、互いに離れて配置された送信機から送られる２個の離散モノトーン信号を受信機がいかにして区別するかを示す純粋に空間的な多様性の例を示す図である。 本発明において、互いに離れて配置された送信機から送られる２個の離散マルチトーン信号を受信機がいかに区別するかを示すスペクトル的および空間的多様性の例を示す図である。 固定ワイヤレス通信システムにおける本発明の実施例を示す高レベル概略図である。 マルチトーン送信を簡単に示す図である。 離散マルチトーンスタックキャリア信号フォーマットの使用を簡単に示す図である。 本発明の実施例において使用されるマトリクス形式主義を簡単に示す図である。 チャンネル反応の影響を含む、本発明の実施例において使用されるマトリクス形式主義を簡単に示す図である。 典型的な高次ＱＡＭ変調フォーマットを使用するＤＭＴ−ＳＣを簡単に示す図である。 本発明の実施の形態で使用する一般的な時間分割二重信号およびプロトコルを示す時間図である。 本発明の実施の形態で使用して、高度帯域幅効率を実現するためのメイン信号処理ステップを示す信号処理フロー図である。 符号化されたキャリア信号を拡散するために使用される方法を示す信号処理フロー図である。 信号対干渉プラス雑音比(signal to interference plus noise ratio)、対、送信および受信信号に適用されるコード重みおよび空間的重みを示す３次元プロットである。 基地局アンテナの実施の形態を示す斜視切り取り図である。 基地局アンテナの第２の実施の形態を示す斜視切り取り図である。 本発明のナルステアリングを示す図である。 逆周波数チャンネル化拡散装置の実施例を示す概略図である。 周波数チャンネル化逆拡散装置の実施例を示す概略図ある。 アンテナ利得対角度方向を示す図である。 本発明の高度帯域幅効率化通信ネットワークの特定の適用を示す簡単なブロック図である。 本発明の特定の実施の形態の可能な動作周波数帯域のリストである。 本発明の特定の実施の形態のエアリンクのＲＦバンド／サブバンド組織を示す図である。 本発明の特定の実施の形態の各サブバンド内のトーンを示す図である。 本発明の特定の実施の形態のトラフィックパーティションを示す図である。 ｉ番目のトラフィックパーティションへのトーンマッピングを示す図である。 ｉ番目のサブバンド対に対するチャンネルへのオーバーヘッドトーンマッピングを示す図である。 トラフィックトーンおよびオーバーヘッドトーンへトーン空間の分割を示す図である。 ベースおよび遠隔ユニット送信のための時間分割二重フォーマットを示す図である。 前方および逆チャンネル時間パラメータの詳細を示す図である。 ＴＤＤパラメータ値を示す図である。 物理的層構成を示す図である。 空間セル内でのＡ段階でのサブバンド対振り分けを示す図である。 空間セルにかかるＡ段階でのサブバンド対振り分けを示す図である。 高容量モード用ベース送信機の上部物理層の機能ブロックを示す図である。 高容量前方チャンネル送信のデータ送信を示す図である。 中容量モードにおけるベース発信機上部物理的層の機能ブロック図である。 中容量順方向チャンネル発信を示すデータ変換図である。 低容量モードにおけるベース発信機上部物理的層の機能ブロック図である。 低容量順方向チャンネル発信を示すデータ変換図である。 トリプルＤＥＳ暗号化アルゴリズムを示す図である。 高容量モードにおけるレート３／４、１６ＰＳＫトレリス符号化器のフィードフォワードシフトレジスタの実施例を示す図である。 高容量モードにおけるレート３／４、１６ＱＡＭトレリス符号化器のフィードフォワードシフトレジスタの実施例を示す図である。 高容量モードにて使用するレート３／４、１６ＱＡＭおよび１６ＰＳＫトレリス符号化方式における信号マッピングを示す図である。 高容量モードにて使用するレート３／４、プラグマティック１６ＱＡＭおよび１６ＰＳＫトレリス符号化方式における信号マッピングを示す図である。 中容量モードにおけるレート２／３、８ＰＳＫトレリス符号化器のフィードフォワードシフトレジスタの実施例を示す図である。 中容量モードにおけるレート２／３、８ＱＡＭトレリス符号化器のフィードフォワードシフトレジスタ実施例を示す図である。 中容量モードにて使用するレート２／３、８ＱＡＭおよび８ＰＳＫトレリス符号化方式における信号マッピングを示す図である。 中容量モードにて使用するレート２／３、８ＱＡＭおよび８ＰＳＫトレリス符号化方式における信号マッピングを示す図である。 低容量モードにおけるレート１／２たたみ込み符号化器のフィードフォワードシフトレジスタの実施例を示す図である。 低容量モードにて使用するレート１／２、ＱＰＳＫプラグマティックトレリス符号化方式における信号マッピングを示す図である。 低容量モードにて使用するレート１／２、ＱＰＳＫプラグマティックトレリス符号化方式におけるグレーコードマッピングを示す図である。 アンテナ要素およびトーンに対する受信重みベクトル要素のベースマッピングを示す図である。 ＣＬＣ物理的層のフォーマットを示すブロック図である。 ＣＬＣチャンネルにおけるＱＰＳＫ信号マッピングを示す図である。 ＣＬＣチャンネルにおけるＱＰＳＫ信号マッピングを示す図である。 ＣＬＣインタリーブルールを示す図である。 （４×４）インタリーブマトリックス要素のトーンマッピングを示す図である。 ＢＲＣ物理的層のフォーマットを示すブロック図である。 （４×４）インタリーブマトリックス要素のトーンマッピングを示す図である。 放送チャンネルビーム掃引を示す図である。 高容量モードにおける遠隔ユニット発信機の上位物理的層の図である。 高容量逆方向チャンネル発信のデータ変換図である。 中容量モードにおける遠隔ユニット発信機の上位物理的層の機能ブロック図である。 中容量逆方向チャンネル発信のデータ変換図である。 低容量モードにおける遠隔ユニット発信機の上位物理的層の機能ブロック図である。 低容量逆方向チャンネル発信のデータ変換図である。 受信重みベクトル要素の遠隔ユニットトーンマッピングを示す図である。 ＣＡＣ物理的層フォーマットを示すブロック図である。 ＣＡＣチャンネルにおけるＢＰＳＫ信号マッピングを示す図である。 ＣＡＣチャンネルにおけるＢＰＳＫ信号マッピングを示す図である。 ＣＡＣインタリーブルールを示す図である。 （８×２）インタリーブマトリックス要素のトーンマッピングを示す図である。 ベース送信機の下層物理層の機能ブロックである。 ＤＦＴビンへのトーンマッピングを示す図である。 ＤＦＴビンへのトーンマッピングを示す図である。 本発明のデマンド通信ネットワークの帯域幅の主な構成および機能要素を示すブロック図である。 高度帯域幅遠隔アクセス局の主な機能要素を示す機能ブロック図である。 高度帯域基地局の主な機能成分を示す機能ブロック図である。 高度帯域幅効率化通信システムの一実施例の主な構成および機能要素を示す包括的システム概略ブロック図である。 典型的遠隔アクセス端末内でのデジタルアーキテクチャを示す図である。 典型的遠隔アクセス端末内でのデジタルアーキテクチャを示す図である。 典型的遠隔アクセス端末内でのデジタルアーキテクチャを示す図である。 図７５Ａおよび図７５Ｂのデジタル信号処理アーキテクチャ内で各デジタル信号処理チップによって行われる一般的な処理ステップを示すソフトウェアブロック図である。 図７５Ａおよび図７５ＢのＬＰＡカードのデジタルアーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 図７５Ａおよび図７５ＢのＬＰＡカードのデジタルアーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 図７５Ａおよび図７５ＢのＬＰＡカードのデジタルアーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 図７５Ａおよび図７５ＢのＬＰＡカードのデジタルアーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 図７５Ａおよび図７５ＢのＬＰＡカードのデジタルアーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 図７５Ａおよび図７５Ｂのインタフェースカード上のメインデジタル信号処理チップを支持するために使用されるデジタルアーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 図７５Ａおよび図７５Ｂのインタフェースカード上のメインデジタル信号処理チップを支持するために使用されるデジタルアーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 図７５Ａおよび図７５Ｂのインタフェースカード上のメインデジタル信号処理チップを支持するために使用されるデジタルアーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 図７５Ａおよび図７５Ｂのインタフェースカード上のメインデジタル信号処理チップを支持するために使用されるデジタルアーキテクチャを詳細に示すブロック図である。 本発明の典型的基地局内の包括的なデジタル信号処理アーキテクチャを示す概略ブロック図である。 本発明の典型的基地局内の包括的なデジタル信号処理アーキテクチャを示す概略ブロック図である。 本発明の典型的基地局内の包括的なデジタル信号処理アーキテクチャを示す概略ブロック図である。 本発明の典型的基地局内の包括的なデジタル信号処理アーキテクチャを示す概略ブロック図である。 本発明の典型的基地局内の包括的なデジタル信号処理アーキテクチャを示す概略ブロック図である。 図７４に示す高度帯域幅遠化アクセス局内で有利に使用される二重バンド無線周波数受信機を示す概略ブロック図である。 図７４に示す高度帯域幅遠化アクセス局内で有利に使用される二重バンド無線周波数受信機を示す概略ブロック図である。 図７４に示す高度帯域幅遠化アクセス局内で有利に使用される二重バンド無線周波数受信機を示す概略ブロック図である。 図８０に示す同期回路のメイン内部機能要素を示す概略ブロック図である。 図７４に示す高度帯域幅基地局内で有利に実行されるに二重バンド無線周波数受信機を示す概略ブロック図である。 図７４に示す高度帯域幅基地局内で有利に実行されるに二重バンド無線周波数受信機を示す概略ブロック図である。 図７４に示す高度帯域幅基地局内で有利に実行されるに二重バンド無線周波数受信機を示す概略ブロック図である。 図８１に示す周波数基準回路のメイン内部機能要素を示す簡略化された概略ブロック図である。 本発明によりって構成された基地局内で有利に実行される型の二重バンド無線送信機を示す概略ブロック図である。 本発明によりって構成された基地局内で有利に実行される型の二重バンド無線送信機を示す概略ブロック図である。 本発明によりって構成された基地局内で有利に実行される型の二重バンド無線送信機を示す概略ブロック図である。 図７４に示す帯域幅デマンドコントローラによって実行される帯域幅振り分け方法を示す図である。 スペクトル的処理と空間的処理が分離している、本発明の別の実施の形態を示す図である。 スペクトル的処理と空間的処理が分離している、本発明の別の実施の形態を示す図である。 スペクトル的および空間的重みの適応解法(solution)を示すフローチャートである。 スペクトル的および空間的重みの適応解法(solution)を示すフローチャートである。 スペクトル的および空間的重みの適応解法(solution)を示すフローチャートである。 スペクトル的および空間的重みの適応解法(solution)を示すフローチャートである。 スペクトル的および空間的重みの適応解法(solution)を示すフローチャートである。 スペクトル的および空間的重みの適応解法(solution)を示すフローチャートである。 スペクトル的および空間的重みの適応解法(solution)を示すフローチャートである。 ディスクリートマルチトーンスペクトラム拡散通信を利用し、且つ本発明の原理を導入した無線リンク上で基地局に結合された複数個の遠隔局を示すブロック図である。 図８６Ａ１における基地局のブロック図である。 図８６Ａ１および図８６Ａ２の発明の動作を実現するフロー図である。 基地局に対して送信している遠隔局を含むＰＷＡＮシステムの構成図である。 送信側としての遠隔局Ｘの構成図である。 受信側としての基地局Ｚの構成図である。 送信局の優先メッセージプロセッサ２０４のより詳細な構成図である。 送信側としての遠隔局と受信側としての基地局の動作を示すフローチャートである。 受信局の優先メッセージプロセッサ３２０のより詳細な構成図である。 共通リンクチャネルを介して速隔局をポーリングする基地局を示したＰＷＡＮシステムの構成ブロック図である。 動作クオリティとメンテナンスメッセージとを基地局に対して共通アクセスチャネルを介して送信する遠隔局を示したＰＷＡＮシステムの構成ブロック図である。 動作クオリティとメンテナンスデータの送信機としての遠隔局Ｘの構成ブロック図である。 動作クオリティとメンテナンスデータの受信機としての基地局Ｚの構成ブロック図である。 本発明の一連の動作ステップを表すフローチャート図である。 パーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）のアーキテクチャ図であり、基地局Ｚが、前準備された初期フォワード信号電力レベルでフォワードパイロットトーンを遠隔局Ｘと遠隔局Ｙとへ伝送している図を示す。 図８６Ｄ１Ａのパーソナルワイヤレスアクセスネットワーク（ＰＷＡＮ）のアーキテクチャ図であり、遠隔局Ｘが、前準備された初期リバース信号電力レベルでリバースパイロットトーンを基地局Ｚへ伝送している図を示す。 逆指向性結合の第１のステージに係わる２つのセルのネットワーク線図であり、ここでセル１内の基地局Ｂ１は隣接するセル２内の遠隔局Ｒ２からの干渉信号の存在を検出する。基地局Ｂ１は遠隔局Ｒ２方向に対する自局の送信を調整してその信号強度を弱める。 逆指向性結合の第２のステージにおける図８６Ｅ１Ａの２つのセルのネットワーク線図であり、ここで第２のセル内の基地局Ｂ２は第１のセル１内の遠隔局Ｒ１'からの干渉信号の存在を検出する。基地局Ｂ２は遠隔局Ｒ１'方向に対する自局の送信を調整してその信号強度を弱める。 図１Ａおよび１Ｂに似た４つのセルのネットワーク線図であって、セルの境界を横断してシステム全体にわたってチャネル特性を最適化するためのチャネル最適化の伝達を示している。 セル１内の基地局Ｂ１と遠隔局Ｒ１'およびセル２内の遠隔局Ｒ２のさらに詳細なブロック線図であり、ここで遠隔局Ｒ２は干渉信号を基地局Ｂ１に送信している。 図８６Ｅ２Ａに似た詳細なブロック線図であって、基地局Ｂ１がセルの境界を横断して、強度が弱められた信号を干渉している遠隔局Ｒ２の方向に送信することを示している。
JP2008027087A 1997-02-24 2008-02-06 高帯域幅効率化通信 Expired - Fee Related JP4602426B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US80461997A 1997-02-24 1997-02-24
US08/993,721 US6359923B1 (en) 1997-12-18 1997-12-18 Highly bandwidth efficient communications

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP53698498A Division JP4175521B2 (ja) 1997-02-24 1998-02-24 高帯域幅効率化通信

Publications (3)

Publication Number Publication Date
JP2008187721A JP2008187721A (ja) 2008-08-14
JP2008187721A5 true JP2008187721A5 (ja) 2008-09-25
JP4602426B2 JP4602426B2 (ja) 2010-12-22

Family

ID=27122710

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP53698498A Expired - Fee Related JP4175521B2 (ja) 1997-02-24 1998-02-24 高帯域幅効率化通信
JP2008027088A Expired - Fee Related JP4602427B2 (ja) 1997-02-24 2008-02-06 高帯域幅効率化通信
JP2008027087A Expired - Fee Related JP4602426B2 (ja) 1997-02-24 2008-02-06 高帯域幅効率化通信

Family Applications Before (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP53698498A Expired - Fee Related JP4175521B2 (ja) 1997-02-24 1998-02-24 高帯域幅効率化通信
JP2008027088A Expired - Fee Related JP4602427B2 (ja) 1997-02-24 2008-02-06 高帯域幅効率化通信

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP0966797B8 (ja)
JP (3) JP4175521B2 (ja)
CA (2) CA2283859C (ja)
DE (1) DE69833187T2 (ja)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6928062B2 (en) * 2002-10-29 2005-08-09 Qualcomm, Incorporated Uplink pilot and signaling transmission in wireless communication systems
US7042857B2 (en) 2002-10-29 2006-05-09 Qualcom, Incorporated Uplink pilot and signaling transmission in wireless communication systems
US20050135457A1 (en) * 2003-12-19 2005-06-23 Molisch Andreas F. Ultra wide bandwidth transmitter with tone grouping and spreading
US8611283B2 (en) 2004-01-28 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Method and apparatus of using a single channel to provide acknowledgement and assignment messages
US8891349B2 (en) 2004-07-23 2014-11-18 Qualcomm Incorporated Method of optimizing portions of a frame
US8831115B2 (en) 2004-12-22 2014-09-09 Qualcomm Incorporated MC-CDMA multiplexing in an orthogonal uplink
US8238923B2 (en) 2004-12-22 2012-08-07 Qualcomm Incorporated Method of using shared resources in a communication system
JP4744577B2 (ja) * 2008-09-12 2011-08-10 パナソニック株式会社 送信装置及び送信方法
WO2012108411A1 (ja) 2011-02-10 2012-08-16 日本電気株式会社 符号化／復号化処理プロセッサ、および無線通信装置
US10484063B1 (en) 2018-05-04 2019-11-19 At&T Intellectual Property I, L.P. Transmission of beamforming weight coefficients from digital baseband unit to remote radio unit
US10367568B1 (en) 2018-08-08 2019-07-30 At&T Intellectual Property I, L.P. Determining precoding coefficients for fronthaul links in a cloud radio access network
CN109368272A (zh) * 2018-10-29 2019-02-22 彩虹显示器件股份有限公司 一种高精度平板玻璃传送装置
CN109412576B (zh) * 2018-12-13 2024-04-12 江苏航天大为科技股份有限公司 多路交流高压信号矩阵冲突检测控制器
EP3900284B1 (en) * 2018-12-17 2023-11-08 U-blox AG Estimating one or more characteristics of a communications channel
CN111415498A (zh) * 2020-05-06 2020-07-14 天津七一二通信广播股份有限公司 一种基于lte-r网络的铁路施工防护设备

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI111580B (fi) * 1994-06-13 2003-08-15 Nokia Corp Tehonsäätömenetelmä ja -järjestely handoverin yhteydessä matkaviestinjärjestelmässä
JP2944459B2 (ja) * 1995-04-07 1999-09-06 日本電気株式会社 移動通信システムにおける送信電力制御方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4602427B2 (ja) 高帯域幅効率化通信
US6480522B1 (en) Method of polling second stations for functional quality and maintenance data in a discrete multitone spread spectrum communications system
JP2008187721A5 (ja)
JP2008187722A5 (ja)
US6584144B2 (en) Vertical adaptive antenna array for a discrete multitone spread spectrum communications system
US6600776B1 (en) Vertical adaptive antenna array for a discrete multitone spread spectrum communications system
WO1998037654A9 (en) Vertical adaptive antenna array for a discrete multitone spread spectrum communications system
JP4955661B2 (ja) 多アンテナシステムのための低複雑性ビーム形成
JP5897680B2 (ja) 無線周波数ホッピング通信システムにおける干渉キャンセルを用いたソフト・ハンドオフ
US6560209B1 (en) Method for frequency division duplex communications
US7418043B2 (en) Software adaptable high performance multicarrier transmission protocol
WO1998037638A2 (en) Highly bandwidth-efficient communications
JP2002523969A (ja) スタックキャリアディスクリートマルチトーン通信技術
MXPA02009370A (es) Metodo y aparato para medir y reportar informacion de estado de canal en un sistema de comunicaciones de alta eficiencia, alto desempe°o.
WO2008055442A1 (en) Waveform modulated wireless rural area network (wran) systems and modulation and multiple access techniques for wireless communication systems