JP2002513248A - 変調を行なう方法および装置 - Google Patents
変調を行なう方法および装置Info
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
直交変調回路において用いる位相基準信号を生成する方法および装置を開示する。直交変調回路は、信号スプリッタ（１３０），第１および第２信号コンディショニング回路（１０４，１０６），局部発振器（１２６）ならびにコンバイナ（１２８）を含む。前述の方法は、局部発振器によって第１および第２位相基準信号（１１１，１１３）を発生することを含む。また、この方法は、第１および第２符号情報信号（２２５，２２３）を対応する第１および第２位相変調器（２４０，２４２）に与えることも含む。最後に、この方法は、第１位相変調器（２４０）によって第１位相基準信号（１１１）を変調して第１変調位相基準信号（１３１）を生成し、第２位相変調器（２４２）によって第２位相基準信号（１１３）を変調して第２位相変調基準信号（１３３）を生成することを含む。次いで、位相変調基準信号（１３１，１３３）を振幅変調し、結合し、続いて送信する。
Description
（発明の分野） 本発明は、一般的に、変調に関し、特にディジタル信号の修正された直交変調
を行なう方法および装置に関する。 （発明の背景） 多くの用途において、従来からのディジタル変調方式は、それなりの性能を発
揮する。しかしながら、より高い柔軟性および洗練性（sofistication）を有す
る変調が絶対的に必須となっている用途も他に存在する。必要とされる柔軟性向
上をもたらすディジタル変調技術では、大きな帯域幅容量(bandwidth capabilit
y)を有するディジタル／アナログ変換器の使用が必要となる。高い柔軟性を必要
とする用途の一例として、無関係で全般に異なる２種類の情報を同時に送ること
が望ましい衛星チャネルが考えられる。この場合、異なるレート，異なるパワー
および異なるフォーマットを有する２つの非同期データ・ストリームを処理可能
な変調方式が必要となろう。サンプル・レートの上昇および帯域幅の拡大に対処
するために高い柔軟性を必要とする用途の例には、 この他にもTelecommunicati
ons Industry Association Interim Standard 95A (TIA/EIA IS-95A) に明記さ
れているような、直接シーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）セルラ通
信システムがある。尚、この規格のことを以降ＩＳ−９５Ａと呼ぶことにする。
ＩＳ−９５Ａによれば、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおいて用いられる符号化通信
信号は、共通の１．２５ＭＨｚ帯域幅、つまり、スペクトル拡散で、基地サイト
のカバレッジ・エリア内で通信する移動機または携帯無線電話機のような通信ユ
ニットからシステムの基地サイトに送信される信号から成る。無線周波数（ＲＦ
）スペクトルの各１．２５ＭＨｚ帯域幅部分は、一般に、キャリア周波数と呼ば
れ、ＣＤＭＡ通信信号に関連する多数の同期，ページングおよびディジタル・ボ
イス・チャネルを搬送することができる。
を行なう方法および装置に関する。 （発明の背景） 多くの用途において、従来からのディジタル変調方式は、それなりの性能を発
揮する。しかしながら、より高い柔軟性および洗練性（sofistication）を有す
る変調が絶対的に必須となっている用途も他に存在する。必要とされる柔軟性向
上をもたらすディジタル変調技術では、大きな帯域幅容量(bandwidth capabilit
y)を有するディジタル／アナログ変換器の使用が必要となる。高い柔軟性を必要
とする用途の一例として、無関係で全般に異なる２種類の情報を同時に送ること
が望ましい衛星チャネルが考えられる。この場合、異なるレート，異なるパワー
および異なるフォーマットを有する２つの非同期データ・ストリームを処理可能
な変調方式が必要となろう。サンプル・レートの上昇および帯域幅の拡大に対処
するために高い柔軟性を必要とする用途の例には、 この他にもTelecommunicati
ons Industry Association Interim Standard 95A (TIA/EIA IS-95A) に明記さ
れているような、直接シーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）セルラ通
信システムがある。尚、この規格のことを以降ＩＳ−９５Ａと呼ぶことにする。
ＩＳ−９５Ａによれば、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおいて用いられる符号化通信
信号は、共通の１．２５ＭＨｚ帯域幅、つまり、スペクトル拡散で、基地サイト
のカバレッジ・エリア内で通信する移動機または携帯無線電話機のような通信ユ
ニットからシステムの基地サイトに送信される信号から成る。無線周波数（ＲＦ
）スペクトルの各１．２５ＭＨｚ帯域幅部分は、一般に、キャリア周波数と呼ば
れ、ＣＤＭＡ通信信号に関連する多数の同期，ページングおよびディジタル・ボ
イス・チャネルを搬送することができる。
【０００１】 ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおいて要求されるような、複雑なディジタル変調方
式は、直交変調技術を用いて送信機を実施する必要がある。直交変調回路は、当
技術分野では既知である。直交変調回路は、２つのディジタル的にエンコードし
たデータ・ストリームを利用して、キャリア信号のサイン成分およびコサイン成
分を独立して振幅変調する。２つのディジタル的にエンコードしたデータ・スト
リームのことを、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）位相信号と呼ぶ。Ｉ信号は、
数学的には、最終的に得られる変調信号のベースバンド形式における実数成分を
表し、一方Ｑ信号は、数学的には、最終的に得られる変調信号のベースバンド形
式の虚数成分を表す。ＩおよびＱ信号の和によって、一組の二次元信号ベクトル
即ちシンボルが一義的に作成される。
式は、直交変調技術を用いて送信機を実施する必要がある。直交変調回路は、当
技術分野では既知である。直交変調回路は、２つのディジタル的にエンコードし
たデータ・ストリームを利用して、キャリア信号のサイン成分およびコサイン成
分を独立して振幅変調する。２つのディジタル的にエンコードしたデータ・スト
リームのことを、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）位相信号と呼ぶ。Ｉ信号は、
数学的には、最終的に得られる変調信号のベースバンド形式における実数成分を
表し、一方Ｑ信号は、数学的には、最終的に得られる変調信号のベースバンド形
式の虚数成分を表す。ＩおよびＱ信号の和によって、一組の二次元信号ベクトル
即ちシンボルが一義的に作成される。
【０００２】 直交変調技術を利用したＤＳ−ＣＤＭＡ送信機では、同相（Ｉ）および直交（
Ｑ）位相成分信号は、局部発振器が発生するキャリア信号のサイン成分およびコ
サイン成分を以下のように振幅変調する際に用いられる。最初に、同相（Ｉ）お
よび直交（Ｑ）位相信号を、対応する振幅変換器によって、Ｎビット幅の振幅サ
ンプルに変換する。次に、２つのディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を利用
して、ＩおよびＱディジタル振幅サンプルを対応するアナログ信号に変換し、こ
れらを対応する信号調整回路に入力し、ついでキャリア信号のサイン成分および
コサイン成分を振幅変調するために用いる。究極的な目標は、エラーのない信号
を送信することである。
Ｑ）位相成分信号は、局部発振器が発生するキャリア信号のサイン成分およびコ
サイン成分を以下のように振幅変調する際に用いられる。最初に、同相（Ｉ）お
よび直交（Ｑ）位相信号を、対応する振幅変換器によって、Ｎビット幅の振幅サ
ンプルに変換する。次に、２つのディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を利用
して、ＩおよびＱディジタル振幅サンプルを対応するアナログ信号に変換し、こ
れらを対応する信号調整回路に入力し、ついでキャリア信号のサイン成分および
コサイン成分を振幅変調するために用いる。究極的な目標は、エラーのない信号
を送信することである。
【０００３】 Ｄ／Ａ信号変換によって、広い帯域幅にわたって最適な直交変調性能が得られ
ることは明らかである。帯域幅容量拡大の必要性、併せてエラーのない信号を発
生するという要望のために、ＤＳ−ＣＤＭＡのような広帯域セルラ・システムに
伴う高サンプル・レートおよび広い帯域幅に対処可能な、高いビット分解能を有
するＤ／Ａ変換器の使用が必要になっている。しかしながら、広帯域Ｄ／Ａ変換
器のコストは、それらが必要とするビット分解能に指数的に比例する。例えば、
９ビットＤ／Ａ変換器は、２9に比例する複雑度およびコストを有し、一方８ビ
ットＤ／Ａ変換器は、２8に比例する複雑度およびコストを有する。したがって
、Ｄ／Ａ変換器の帯域幅分解能が１ビット減少すると、必要なゲート数に関して
その複雑度が低下し、機器のコストは格段に削減されることになる。
ることは明らかである。帯域幅容量拡大の必要性、併せてエラーのない信号を発
生するという要望のために、ＤＳ−ＣＤＭＡのような広帯域セルラ・システムに
伴う高サンプル・レートおよび広い帯域幅に対処可能な、高いビット分解能を有
するＤ／Ａ変換器の使用が必要になっている。しかしながら、広帯域Ｄ／Ａ変換
器のコストは、それらが必要とするビット分解能に指数的に比例する。例えば、
９ビットＤ／Ａ変換器は、２9に比例する複雑度およびコストを有し、一方８ビ
ットＤ／Ａ変換器は、２8に比例する複雑度およびコストを有する。したがって
、Ｄ／Ａ変換器の帯域幅分解能が１ビット減少すると、必要なゲート数に関して
その複雑度が低下し、機器のコストは格段に削減されることになる。
【０００４】 したがって、ディジタル信号の修正された直交変調を行なう方法および装置に
おいて、Ｄ／Ａ変換器の帯域幅容量を維持しつつ、直交変調回路において必要と
されるＤ／Ａ変換器のビット分解能を低下させることが求められている。 （図面の詳細な説明） 概して言えば、直交変調回路において用いる位相基準信号を生成する方法およ
び装置を開示する。直交変調回路は、信号スプリッタ，第１および第２信号調整
回路，局部発振器およびコンバイナを含む。前述の方法は、スプリッタにおいて
ディジタル信号ストリームを変換即ち分割し、直交（Ｑ）および同相（Ｉ）キャ
リア信号を生成する段階を含む。次に、直交（Ｑ）および同相（Ｉ）キャリア信
号を対応する振幅変換器に入力し、対応するＮビット幅の振幅サンプルを生成す
る。本方法は、更に、第１振幅変換器が第１符号情報信号を第１位相変調器に与
えることを含み、第１符号情報信号は、Ｎビット幅の振幅サンプルの第Ｎビット
を表す。振幅サンプルは直交（Ｑ）位相キャリア信号から得られる。加えて、本
方法は、第２振幅変換器が第２符号情報信号を第２位相変調器に与えることを含
み、第２符号情報信号は、Ｎビット幅の振幅サンプルの第Ｎビットを表す。振幅
サンプルは、同相（Ｉ）キャリア信号から得られる。また、本方法は、局部発振
器が第１および第２位相基準信号を発生することを含み、第１位相基準信号を第
２位相基準信号から９０度移相させる。更に、本方法は、第１位相変調器によっ
て、第１符号情報信号を用いて第１位相基準信号を変調し、第１ミキサにおいて
用いる第１変調位相基準信号を生成し、第２位相変調器によって、第２符号情報
信号を用いて第２位相基準信号を変調し、第２ミキサにおいて用いる第２変調位
相基準信号を生成することが可能である。最後に、本方法は、コンバイナにおい
て第１および第２ミキサから出力される第１および第２変調信号を結合し、最終
変調信号(resultant modulated signal)を形成し、続いてこれを通信信号として
送信アンテナから送信することを含む。
おいて、Ｄ／Ａ変換器の帯域幅容量を維持しつつ、直交変調回路において必要と
されるＤ／Ａ変換器のビット分解能を低下させることが求められている。 （図面の詳細な説明） 概して言えば、直交変調回路において用いる位相基準信号を生成する方法およ
び装置を開示する。直交変調回路は、信号スプリッタ，第１および第２信号調整
回路，局部発振器およびコンバイナを含む。前述の方法は、スプリッタにおいて
ディジタル信号ストリームを変換即ち分割し、直交（Ｑ）および同相（Ｉ）キャ
リア信号を生成する段階を含む。次に、直交（Ｑ）および同相（Ｉ）キャリア信
号を対応する振幅変換器に入力し、対応するＮビット幅の振幅サンプルを生成す
る。本方法は、更に、第１振幅変換器が第１符号情報信号を第１位相変調器に与
えることを含み、第１符号情報信号は、Ｎビット幅の振幅サンプルの第Ｎビット
を表す。振幅サンプルは直交（Ｑ）位相キャリア信号から得られる。加えて、本
方法は、第２振幅変換器が第２符号情報信号を第２位相変調器に与えることを含
み、第２符号情報信号は、Ｎビット幅の振幅サンプルの第Ｎビットを表す。振幅
サンプルは、同相（Ｉ）キャリア信号から得られる。また、本方法は、局部発振
器が第１および第２位相基準信号を発生することを含み、第１位相基準信号を第
２位相基準信号から９０度移相させる。更に、本方法は、第１位相変調器によっ
て、第１符号情報信号を用いて第１位相基準信号を変調し、第１ミキサにおいて
用いる第１変調位相基準信号を生成し、第２位相変調器によって、第２符号情報
信号を用いて第２位相基準信号を変調し、第２ミキサにおいて用いる第２変調位
相基準信号を生成することが可能である。最後に、本方法は、コンバイナにおい
て第１および第２ミキサから出力される第１および第２変調信号を結合し、最終
変調信号(resultant modulated signal)を形成し、続いてこれを通信信号として
送信アンテナから送信することを含む。
【０００５】 また、本発明は、局部発振器の位相を調節し、変更直交変調を行なう装置につ
いても記載する。この装置は、第１および第２位相基準信号を発生する局部発振
器を含み、第１基準信号は第２基準信号から９０度移相されている。また、本装
置は、入力として第１位相基準信号および第１符号情報信号を有し、第１変調位
相基準信号を出力する第１位相変調器と、入力として第２位相基準信号および第
２符号情報信号を有し、第２変調位相基準信号を出力する第２位相変調器とを含
む。
いても記載する。この装置は、第１および第２位相基準信号を発生する局部発振
器を含み、第１基準信号は第２基準信号から９０度移相されている。また、本装
置は、入力として第１位相基準信号および第１符号情報信号を有し、第１変調位
相基準信号を出力する第１位相変調器と、入力として第２位相基準信号および第
２符号情報信号を有し、第２変調位相基準信号を出力する第２位相変調器とを含
む。
【０００６】 第１図を参照すると、従来技術のディジタル信号の直交変調を行なうために用
いられるアップコンバータ回路１００のブロック図が示されている。ＣＤＭＡ移
動局の送信経路におけるアップコンバータを用いて、回路１００を例示する。デ
ィジタル信号ストリーム１０１は、信号スプリッタ１３０に入力し、信号スプリ
ッタ１３０はディジタル信号ストリーム１０１を、直交（Ｑ）位相および同相（
Ｉ）成分と一般的に呼ばれている２つの対応する成分信号に変換即ち分割する。
信号スプリッタ１３０は、マッピング関数を与え、これによって、ディジタル信
号ストリーム１０１の入来ビットが、最終的な変調出力信号のベースバンド・バ
ージョンを表す情報にマップされる。したがって、信号スプリッタ１３０の動作
によって、ディジタル信号ストリーム１０１の実部成分および虚部成分を表す、
同相（Ｉ）成分信号１０５および直交（Ｑ）位相成分信号１０３を生成する。デ
ィジタル信号ストリーム１０１は、適当なディジタル・データ源であればそのい
ずれからでもよいが、第１図では、信号送信経路におけるスプレッダ・ブロック
（第４図と関連付けて論ずる）からの出力として示されている。
いられるアップコンバータ回路１００のブロック図が示されている。ＣＤＭＡ移
動局の送信経路におけるアップコンバータを用いて、回路１００を例示する。デ
ィジタル信号ストリーム１０１は、信号スプリッタ１３０に入力し、信号スプリ
ッタ１３０はディジタル信号ストリーム１０１を、直交（Ｑ）位相および同相（
Ｉ）成分と一般的に呼ばれている２つの対応する成分信号に変換即ち分割する。
信号スプリッタ１３０は、マッピング関数を与え、これによって、ディジタル信
号ストリーム１０１の入来ビットが、最終的な変調出力信号のベースバンド・バ
ージョンを表す情報にマップされる。したがって、信号スプリッタ１３０の動作
によって、ディジタル信号ストリーム１０１の実部成分および虚部成分を表す、
同相（Ｉ）成分信号１０５および直交（Ｑ）位相成分信号１０３を生成する。デ
ィジタル信号ストリーム１０１は、適当なディジタル・データ源であればそのい
ずれからでもよいが、第１図では、信号送信経路におけるスプレッダ・ブロック
（第４図と関連付けて論ずる）からの出力として示されている。
【０００７】 直交（Ｑ）位相成分信号１０３は、振幅変換器１３４に入力され、振幅変換器
１３４は直交（Ｑ）位相成分信号１０３をＮビット幅の振幅サンプルに変換する
。振幅サンプル１０７は、振幅サンプルが作成された時点において、Ｑ位相成分
信号１０３が正または負のどちらであったかを示す、第Ｎビットを含む。第Ｎビ
ットのことを符号情報信号と呼ぶ場合もある。最終までのＮ−１ビットとして示
される、振幅サンプルの残りのビットは、サンプルのタイム・フレームにおける
Ｑ位相成分信号１０３の大きさを示す。最終までのＮ−１ビットを、大きさ情報
信号（magnitude information signal）と呼ぶ場合もある。同様に、同相（Ｉ）
成分信号１０５は振幅変換器１３６に入力され、振幅変換器１３６同相（Ｉ）成
分信号１０５を、Ｎビット幅の振幅サンプル、例えば、振幅サンプル１０９に変
換する。
１３４は直交（Ｑ）位相成分信号１０３をＮビット幅の振幅サンプルに変換する
。振幅サンプル１０７は、振幅サンプルが作成された時点において、Ｑ位相成分
信号１０３が正または負のどちらであったかを示す、第Ｎビットを含む。第Ｎビ
ットのことを符号情報信号と呼ぶ場合もある。最終までのＮ−１ビットとして示
される、振幅サンプルの残りのビットは、サンプルのタイム・フレームにおける
Ｑ位相成分信号１０３の大きさを示す。最終までのＮ−１ビットを、大きさ情報
信号（magnitude information signal）と呼ぶ場合もある。同様に、同相（Ｉ）
成分信号１０５は振幅変換器１３６に入力され、振幅変換器１３６同相（Ｉ）成
分信号１０５を、Ｎビット幅の振幅サンプル、例えば、振幅サンプル１０９に変
換する。
【０００８】 振幅サンプル１０７内に含まれる情報は全て、信号調整回路１０４に導出され
る。信号調整回路１０４は、ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１０８，ロ
ー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）１１２，および利得調節器１１６を含む。概して
言えば、信号調整回路１０４は、振幅サンプル１０７を濾波しその利得を増大さ
せることにより、その変調能力を最適化する。振幅サンプル１０７は、Ｄ／Ａ変
換器１０８によって、ディジタル信号ストリームからアナログ・ストリーム１３
１に変換される。
る。信号調整回路１０４は、ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１０８，ロ
ー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）１１２，および利得調節器１１６を含む。概して
言えば、信号調整回路１０４は、振幅サンプル１０７を濾波しその利得を増大さ
せることにより、その変調能力を最適化する。振幅サンプル１０７は、Ｄ／Ａ変
換器１０８によって、ディジタル信号ストリームからアナログ・ストリーム１３
１に変換される。
【０００９】 Ｄ／Ａ変換器１０８へのクロック入力１４１は、Ｄ／Ａ変換器１０８によって
作成されるアナログ信号が、クロック・レートおよび既知のサンプリング理論に
よって支配される、既知の周波数応答を有して形成されることを保証する。更に
、クロック入力１４１は、変換プロセスが、信号スプリッタ１３０ならびにそれ
ぞれ直交（Ｑ）位相信号１０３および同相（Ｉ）キャリア信号１０５に対する振
幅変調器１３４，１３６によって行われるデータ発生プロセスと実質的に同期す
ることも保証する。最終的な送信信号は、設計制約を満たす十分な精度で作成さ
れる。信号の精度は、Ｄ／Ａ変換器１０８，１１０におけるビット数即ちビット
分解能に指数的に比例する。表現の精細度(precision)は１／２n、即ち、Ｄ／Ａ
変換器１０８，１１０から得られる最も小さい振幅サンプルに比例する。アナロ
グ信号１３１は、ＬＰＦ１１２において濾波され、Ｑ位相成分信号１０３の不要
なイメージ(extraneous image)を除去する。不要なイメージは、サンプリング・
プロセスによって生ずる。ＬＰＦ１１２は、濾波したアナログ・ストリーム１３
５を出力し、次いで、利得調節器１１６においてその利得を調節し、ミキシング
および／または変調に適した大きさ調整信号１１９を生成する。同様に、振幅サ
ンプル１０９は、Ｄ／Ａ変換器１１０によって、ディジタル信号ストリームから
アナログ・ストリーム１３３に変換される。アナログ信号１３３は、ＬＰＦ１１
４によって濾波され、Ｉ位相成分信号１０５の不要なイメージを除去する。不要
なイメージは、サンプリング・プロセスによって生ずる。ＬＰＦ１１４は、濾波
したアナログ・ストリーム１３７を出力し、次いで利得調節器１１８においてそ
の利得を調節し、ミキシングおよび／または変調に適した大きさ調整信号１２１
を生成する。
作成されるアナログ信号が、クロック・レートおよび既知のサンプリング理論に
よって支配される、既知の周波数応答を有して形成されることを保証する。更に
、クロック入力１４１は、変換プロセスが、信号スプリッタ１３０ならびにそれ
ぞれ直交（Ｑ）位相信号１０３および同相（Ｉ）キャリア信号１０５に対する振
幅変調器１３４，１３６によって行われるデータ発生プロセスと実質的に同期す
ることも保証する。最終的な送信信号は、設計制約を満たす十分な精度で作成さ
れる。信号の精度は、Ｄ／Ａ変換器１０８，１１０におけるビット数即ちビット
分解能に指数的に比例する。表現の精細度(precision)は１／２n、即ち、Ｄ／Ａ
変換器１０８，１１０から得られる最も小さい振幅サンプルに比例する。アナロ
グ信号１３１は、ＬＰＦ１１２において濾波され、Ｑ位相成分信号１０３の不要
なイメージ(extraneous image)を除去する。不要なイメージは、サンプリング・
プロセスによって生ずる。ＬＰＦ１１２は、濾波したアナログ・ストリーム１３
５を出力し、次いで、利得調節器１１６においてその利得を調節し、ミキシング
および／または変調に適した大きさ調整信号１１９を生成する。同様に、振幅サ
ンプル１０９は、Ｄ／Ａ変換器１１０によって、ディジタル信号ストリームから
アナログ・ストリーム１３３に変換される。アナログ信号１３３は、ＬＰＦ１１
４によって濾波され、Ｉ位相成分信号１０５の不要なイメージを除去する。不要
なイメージは、サンプリング・プロセスによって生ずる。ＬＰＦ１１４は、濾波
したアナログ・ストリーム１３７を出力し、次いで利得調節器１１８においてそ
の利得を調節し、ミキシングおよび／または変調に適した大きさ調整信号１２１
を生成する。
【００１０】 局部発振器１２６は、外部周波数基準に同期した基準周波数を発生する。基準
周波数は、９０度ずれた２つの成分から成る。第１成分は、ここでは第１基準位
相信号１１１と呼ぶ基準周波数のサイン成分である。第２成分は、ここでは第２
基準位相信号１１３と呼ぶ基準周波数のコサイン成分である。第１基準位相信号
１１１は、ミキサ１２０に向けて送出され、ミキサ１２０は、直交（Ｑ）位相成
分信号１０３から得られた、大きさ調整信号１１９を受信する。同様に、第２基
準信号１１３は、ミキサ１２２に向けて送出され、ミキサ１２２は、同相（Ｉ）
成分信号１０５から得られた、大きさ調整信号１２１を受信する。ミキサ１２０
，１２２は、周波数変換器として作用し、第１基準位相信号１１１のような信号
を、大きさ調整信号１１９のような別の信号と「混合」することにより、所望の
出力信号を生成する。
周波数は、９０度ずれた２つの成分から成る。第１成分は、ここでは第１基準位
相信号１１１と呼ぶ基準周波数のサイン成分である。第２成分は、ここでは第２
基準位相信号１１３と呼ぶ基準周波数のコサイン成分である。第１基準位相信号
１１１は、ミキサ１２０に向けて送出され、ミキサ１２０は、直交（Ｑ）位相成
分信号１０３から得られた、大きさ調整信号１１９を受信する。同様に、第２基
準信号１１３は、ミキサ１２２に向けて送出され、ミキサ１２２は、同相（Ｉ）
成分信号１０５から得られた、大きさ調整信号１２１を受信する。ミキサ１２０
，１２２は、周波数変換器として作用し、第１基準位相信号１１１のような信号
を、大きさ調整信号１１９のような別の信号と「混合」することにより、所望の
出力信号を生成する。
【００１１】 第１図に示すように、ミキサ１２０は、第１基準位相信号１１１を大きさ調整
信号１１９と混合して変調信号１１５を生成し、ミキサ１２２は、第２基準位相
信号１１３を大きさ調整信号１２１と混合して変調信号１１７を生成する。変調
信号１１５，１１７は、コンバイナ（結合器）１２８において結合され、アップ
コンバート信号１１９を形成し、アンテナ１３２を介して送信される。
信号１１９と混合して変調信号１１５を生成し、ミキサ１２２は、第２基準位相
信号１１３を大きさ調整信号１２１と混合して変調信号１１７を生成する。変調
信号１１５，１１７は、コンバイナ（結合器）１２８において結合され、アップ
コンバート信号１１９を形成し、アンテナ１３２を介して送信される。
【００１２】 Ｄ／Ａ変換器１０８，１１０の要求ビット分解能は、振幅変換器１３４，１３
６から得られるビット数と同等である。先に論じたように、振幅サンプル１０７
のようなＮビット幅のディジタル振幅サンプルは、Ｎビット全てを受信するのに
適したビット分解能を有するＤ／Ａ変換器の使用を必要とする。Ｄ／Ａ変換器の
要求ビット分解能の低下は、大幅なコスト削減となる。何故なら、必要なゲート
数に関する複雑度が指数的に減少するからである。
６から得られるビット数と同等である。先に論じたように、振幅サンプル１０７
のようなＮビット幅のディジタル振幅サンプルは、Ｎビット全てを受信するのに
適したビット分解能を有するＤ／Ａ変換器の使用を必要とする。Ｄ／Ａ変換器の
要求ビット分解能の低下は、大幅なコスト削減となる。何故なら、必要なゲート
数に関する複雑度が指数的に減少するからである。
【００１３】 第２図は、第１図に示したようなアップコンバータ回路であり、本発明の好適
実施例にしたがって、変更直交変調に用いる位相基準信号を生成する方法および
装置を更に示す。概して言えば、サインおよびコサイン局部発振成分の発生に伴
う回路の変更を用いて、Ｄ／Ａ変換器の要求ビット分解能を１ビットだけ低下さ
せることにより、送信精度を低下させることなく、信号調整回路に対する大幅な
電力およびコスト削減を図る。
実施例にしたがって、変更直交変調に用いる位相基準信号を生成する方法および
装置を更に示す。概して言えば、サインおよびコサイン局部発振成分の発生に伴
う回路の変更を用いて、Ｄ／Ａ変換器の要求ビット分解能を１ビットだけ低下さ
せることにより、送信精度を低下させることなく、信号調整回路に対する大幅な
電力およびコスト削減を図る。
【００１４】 第２図に示す好適実施例では、局部発振器の構成経路の各々に、位相変調器を
追加する必要がある。また、好適実施例では、対応する振幅変換器１３４，１３
６からの第１符号情報信号２２３および第２符号情報信号２２５を、それらの対
応する大きさ情報信号２０７，２０９から分離することも必要である。第１およ
び第２符号情報信号２２５，２２３は、第１および第２振幅変換器１３４，１３
６から出力される符号ビットを表す。第１および第２大きさ情報信号２０７，２
０９は、第１および第２振幅変換器１３４，１３６から出力される大きさ情報ビ
ットを表す。
追加する必要がある。また、好適実施例では、対応する振幅変換器１３４，１３
６からの第１符号情報信号２２３および第２符号情報信号２２５を、それらの対
応する大きさ情報信号２０７，２０９から分離することも必要である。第１およ
び第２符号情報信号２２５，２２３は、第１および第２振幅変換器１３４，１３
６から出力される符号ビットを表す。第１および第２大きさ情報信号２０７，２
０９は、第１および第２振幅変換器１３４，１３６から出力される大きさ情報ビ
ットを表す。
【００１５】 第１符号情報信号２２３および第２符号情報信号２２５は、次に、Ｄ／Ａ変換
器２０８，２１０ではなく、対応する第１位相変調器２４０および第２位相変調
器２４２に導出される。第１位相変調器２４０から得られる出力をここでは第１
位相変調位相基準信号１３１と呼ぶ。この出力はミキサ１２０に入力される。ミ
キサ１２０は、第１位相変調位相基準信号１３１を大きさ調整信号２１９と混合
し、変調信号１１５を生成する。同様に、第２位相変調器２４２から得られる出
力をここでは第２位相変調位相基準信号１３３と呼ぶ。この出力はミキサ１２２
に入力される。ミキサ１２２は、第２位相変調位相基準信号１３３を大きさ調整
信号２２１と混合し、変調信号１１７を生成する。
器２０８，２１０ではなく、対応する第１位相変調器２４０および第２位相変調
器２４２に導出される。第１位相変調器２４０から得られる出力をここでは第１
位相変調位相基準信号１３１と呼ぶ。この出力はミキサ１２０に入力される。ミ
キサ１２０は、第１位相変調位相基準信号１３１を大きさ調整信号２１９と混合
し、変調信号１１５を生成する。同様に、第２位相変調器２４２から得られる出
力をここでは第２位相変調位相基準信号１３３と呼ぶ。この出力はミキサ１２２
に入力される。ミキサ１２２は、第２位相変調位相基準信号１３３を大きさ調整
信号２２１と混合し、変調信号１１７を生成する。
【００１６】 符号情報信号を用いて第１および第２基準位相信号１１１，１１３に対して１
８０の位相変更を行なうことにより、信号調整回路１０４，１０６の負担を軽減
し、信号上での振幅変化だけをとり扱うことを可能にする。また、符号情報信号
の導出(routing)によって与えられる反転関数をディジタル回路に組み込めば、
入来する大きさ情報信号に応じて、適切な位相を有する局部発信信号を発生する
ことができる。信号調整回路において大きさ情報および位相情報を分離すること
により、最大の変調能力を得るために元来必要な情報を１ビット削減することが
可能になる。信号調整回路への入力から符号情報信号を削除することにより、関
連するＡ／Ｄ変換器のコストを削減し、位相変調器による反転機能を局部発振回
路に追加するだけで済む。
８０の位相変更を行なうことにより、信号調整回路１０４，１０６の負担を軽減
し、信号上での振幅変化だけをとり扱うことを可能にする。また、符号情報信号
の導出(routing)によって与えられる反転関数をディジタル回路に組み込めば、
入来する大きさ情報信号に応じて、適切な位相を有する局部発信信号を発生する
ことができる。信号調整回路において大きさ情報および位相情報を分離すること
により、最大の変調能力を得るために元来必要な情報を１ビット削減することが
可能になる。信号調整回路への入力から符号情報信号を削除することにより、関
連するＡ／Ｄ変換器のコストを削減し、位相変調器による反転機能を局部発振回
路に追加するだけで済む。
【００１７】 第３図は、本発明の好適実施例にしたがって、変更直交変調に用いる位相基準
信号を生成する方法３００のフロー・チャートである。この方法は、ステップ３
２から開始し、局部発振器１２６は第１および第２位相基準信号１１１，１１３
を発生する。第１位相基準信号１１１は、第２位相基準信号１１３から、位相が
９０度ずれている。
信号を生成する方法３００のフロー・チャートである。この方法は、ステップ３
２から開始し、局部発振器１２６は第１および第２位相基準信号１１１，１１３
を発生する。第１位相基準信号１１１は、第２位相基準信号１１３から、位相が
９０度ずれている。
【００１８】 ステップ３４において、第１振幅変換器１３４が第１符号情報信号２２５を第
１位相変調器２４０に与える。信号スプリッタ１３０から得られた直交位相（Ｑ
）キャリア信号１０３が、第１振幅変換器１３４への入力となる。第１符号情報
信号２２５を第１位相変調器２４０に与える前に、第１振幅変換器１３４は、直
交位相（Ｑ）キャリア信号１０３を受信し、これをＮビット幅の第１振幅サンプ
ル系列に変換する。Ｎビット幅の第１振幅サンプル系列は、対応する第１符号情
報信号２２５を意味する第Ｎビット，および大きさ情報信号２０７を意味するＮ
−１ビット以下の系列を含む。
１位相変調器２４０に与える。信号スプリッタ１３０から得られた直交位相（Ｑ
）キャリア信号１０３が、第１振幅変換器１３４への入力となる。第１符号情報
信号２２５を第１位相変調器２４０に与える前に、第１振幅変換器１３４は、直
交位相（Ｑ）キャリア信号１０３を受信し、これをＮビット幅の第１振幅サンプ
ル系列に変換する。Ｎビット幅の第１振幅サンプル系列は、対応する第１符号情
報信号２２５を意味する第Ｎビット，および大きさ情報信号２０７を意味するＮ
−１ビット以下の系列を含む。
【００１９】 同様に、ステップ３６において、第２振幅変換器１３６は、第２符号情報信号
２２３を第２位相変調器２４２に与える。信号スプリッタ１３０から得られた同
相（Ｉ）キャリア信号１０５が、第２振幅変換器１３６への入力となる。第２符
号情報信号２２３を第２位相変調器２４２に与える前に、第２振幅変換器１３６
は同相（Ｉ）キャリア信号１０５を受信し、これをＮビット幅の第２振幅サンプ
ル系列に変換する。Ｎビット幅の第２振幅サンプル系列は、対応する第２符号情
報信号２２３を意味する第Ｎビット，および大きさ情報信号２０９を意味するＮ
−１ビット以下の系列を含む。
２２３を第２位相変調器２４２に与える。信号スプリッタ１３０から得られた同
相（Ｉ）キャリア信号１０５が、第２振幅変換器１３６への入力となる。第２符
号情報信号２２３を第２位相変調器２４２に与える前に、第２振幅変換器１３６
は同相（Ｉ）キャリア信号１０５を受信し、これをＮビット幅の第２振幅サンプ
ル系列に変換する。Ｎビット幅の第２振幅サンプル系列は、対応する第２符号情
報信号２２３を意味する第Ｎビット，および大きさ情報信号２０９を意味するＮ
−１ビット以下の系列を含む。
【００２０】 次に、ステップ３８において、第１位相変調器２４０によって第１位相基準信
号１１１を変調し、第１変調位相基準信号１３１を生成する。第１位相基準信号
１１１を変調する際、第１符号情報信号２２５を用いる。第１位相基準信号１１
１を第１大きさ調整信号２１９と混合し、第１信号調整回路１０４から出力され
る第１変調信号１１５を生成する。第１信号調整回路１０４は、入力として、第
１振幅サンプル系列に関連する大きさ情報信号２０７を受信している。
号１１１を変調し、第１変調位相基準信号１３１を生成する。第１位相基準信号
１１１を変調する際、第１符号情報信号２２５を用いる。第１位相基準信号１１
１を第１大きさ調整信号２１９と混合し、第１信号調整回路１０４から出力され
る第１変調信号１１５を生成する。第１信号調整回路１０４は、入力として、第
１振幅サンプル系列に関連する大きさ情報信号２０７を受信している。
【００２１】 同様に、ステップ４０において、第２位相変調器２４２によって第２位相基準
信号１１３を変調し、第２位相変調位相基準信号１３３を生成する。第２位相基
準信号１１３を変調する際、第２符号情報信号２２３を用いる。第２位相基準信
号１１３を第２大きさ調整信号２２１と混合し、第２信号調整回路１０６から出
力される、第２変調信号１１７を生成する。第２信号調整回路１０６は、入力と
して、第２振幅サンプル系列に関連する大きさ情報信号２０９を受信している。
最後に、ステップ４２において、第１および第２変調信号をコンバイナ１２８に
おいて結合し、最終的な変調信号１１９を得て、アンテナ１３２を介して送信す
る。
信号１１３を変調し、第２位相変調位相基準信号１３３を生成する。第２位相基
準信号１１３を変調する際、第２符号情報信号２２３を用いる。第２位相基準信
号１１３を第２大きさ調整信号２２１と混合し、第２信号調整回路１０６から出
力される、第２変調信号１１７を生成する。第２信号調整回路１０６は、入力と
して、第２振幅サンプル系列に関連する大きさ情報信号２０９を受信している。
最後に、ステップ４２において、第１および第２変調信号をコンバイナ１２８に
おいて結合し、最終的な変調信号１１９を得て、アンテナ１３２を介して送信す
る。
【００２２】 ＣＤＭＡ移動局の送信機および受信機のような、振幅サンプル・レートの高い
ディジタル無線機は当技術分野では既知である。第４図は、移動局において用い
る送信機４００のブロック図であり、これは第３図の回路を組み込んでいる。デ
ータ・ビット・ストリーム４１７は、音声，ビデオまたはその他の種類の情報で
もよく、可変レート・コーダ４１９に入力し、可変送信データ・レートを有する
一連の送信チャネル・フレームから成る信号４２１を生成する。各フレームのデ
ータ・レートは、データ・ビット・ストリーム４１７の特性に依存する。
ディジタル無線機は当技術分野では既知である。第４図は、移動局において用い
る送信機４００のブロック図であり、これは第３図の回路を組み込んでいる。デ
ータ・ビット・ストリーム４１７は、音声，ビデオまたはその他の種類の情報で
もよく、可変レート・コーダ４１９に入力し、可変送信データ・レートを有する
一連の送信チャネル・フレームから成る信号４２１を生成する。各フレームのデ
ータ・レートは、データ・ビット・ストリーム４１７の特性に依存する。
【００２３】 エンコーダ・ブロック４２８は、畳み込みエンコーダ４３０およびインターリ
ーバ４３２を含む。畳み込みエンコーダ４３０では、送信チャネル・フレームは
、以降のフレームのデコードを容易にする畳み込みエンコード・アルゴリズムの
ような、既知のアルゴリズムを用いたレート１／３エンコーダによってエンコー
ドすることができる。インターリーバ４３２は、ブロック・インターリーブ技術
のような一般的に既知の技術を用いて、フレームの内容をシャッフル(shuffle)
するように動作する。ディジタル的にコード化されインターリーブされたビット
の各フレームは、６つのコード化ビットから成る９６個のグループを含み、合計
５７６ビットとなる。６コード化ビットの各グループは、ウォルシュ・コード・
シンボルのような、６４シンボルの１つに対するインデックスを表す。ウォルシ
ュ・コード・シンボルは、２の累乗の次元を有するビットの正方マトリクスであ
る、６４×６４アダマール・マトリクスの単一の行または列に対応する。典型的
に、ウォルシュ・コード・シンボルから成るビットを、ウォルシュ・チップと呼
ぶ。
ーバ４３２を含む。畳み込みエンコーダ４３０では、送信チャネル・フレームは
、以降のフレームのデコードを容易にする畳み込みエンコード・アルゴリズムの
ような、既知のアルゴリズムを用いたレート１／３エンコーダによってエンコー
ドすることができる。インターリーバ４３２は、ブロック・インターリーブ技術
のような一般的に既知の技術を用いて、フレームの内容をシャッフル(shuffle)
するように動作する。ディジタル的にコード化されインターリーブされたビット
の各フレームは、６つのコード化ビットから成る９６個のグループを含み、合計
５７６ビットとなる。６コード化ビットの各グループは、ウォルシュ・コード・
シンボルのような、６４シンボルの１つに対するインデックスを表す。ウォルシ
ュ・コード・シンボルは、２の累乗の次元を有するビットの正方マトリクスであ
る、６４×６４アダマール・マトリクスの単一の行または列に対応する。典型的
に、ウォルシュ・コード・シンボルから成るビットを、ウォルシュ・チップと呼
ぶ。
【００２４】 インターリーバ４３２から出力されたフレーム内にある９６個のウォルシュ・
コード・インデックスの各々は、Ｍ進直交変調器（M-ary orthgonal modulator
）４３６に入力される。Ｍ進直交変調器４３６は、好ましくは、６４進直交変調
器である。各入力ウォルシュ・コード・インデックス毎に、Ｍ進直交変調器４３
６は、対応する６４チップ・ウォルシュ・シンボルを発生する。したがって、Ｍ
進直交変調器４３６へ入力される各フレーム毎に、入力ビット・ストリームに基
づいて、９６個の６４チップ・ウォルシュ・シンボル系列が発生される。次いで
、Ｍ進直交変調器４３６は、相関アルゴリズムによって、ビット・ストリームを
表す可能性が非常に高いウォルシュ・コード出力４３９を選択する。
コード・インデックスの各々は、Ｍ進直交変調器（M-ary orthgonal modulator
）４３６に入力される。Ｍ進直交変調器４３６は、好ましくは、６４進直交変調
器である。各入力ウォルシュ・コード・インデックス毎に、Ｍ進直交変調器４３
６は、対応する６４チップ・ウォルシュ・シンボルを発生する。したがって、Ｍ
進直交変調器４３６へ入力される各フレーム毎に、入力ビット・ストリームに基
づいて、９６個の６４チップ・ウォルシュ・シンボル系列が発生される。次いで
、Ｍ進直交変調器４３６は、相関アルゴリズムによって、ビット・ストリームを
表す可能性が非常に高いウォルシュ・コード出力４３９を選択する。
【００２５】 スプレッダ・ブロック４４０は、とりわけ、既知のスクランブリング技術を用
いて、疑似ランダム・ノイズ（ＰＮ）シーケンスを一連のウォルシュ・コード出
力４３９に適用する。典型的に、ＤＳ−ＣＤＭＡでは、スプレッダ・ブロック４
４０は、移動機の一意のＰＮシーケンスを用いて一連のウォルシュ・シンボルを
拡散し、ディジタル信号ストリーム１０１を出力として生成する。
いて、疑似ランダム・ノイズ（ＰＮ）シーケンスを一連のウォルシュ・コード出
力４３９に適用する。典型的に、ＤＳ−ＣＤＭＡでは、スプレッダ・ブロック４
４０は、移動機の一意のＰＮシーケンスを用いて一連のウォルシュ・シンボルを
拡散し、ディジタル信号ストリーム１０１を出力として生成する。
【００２６】 アップコンバータ回路２００は、第２図に関連付けて説明した好適実施例にし
たがって、ディジタル信号ストリーム１０１の変更直交変調を行なう。ディジタ
ル信号ストリーム１０１は、信号スプリッタに入力し、信号スプリッタはディジ
タル信号ストリーム１０１を直交（Ｑ）および同相（Ｉ）キャリア信号に変換即
ち分割する。直交（Ｑ）および同相（Ｉ）キャリア信号は、次に、対応する振幅
変換器に入力され、Ｎビット幅の対応する振幅サンプルを生成する。次に、第１
振幅変換器は、第１符号情報信号を第１位相変調器に与える。第１符号情報信号
は、Ｎビット幅の振幅サンプルの第Ｎビットを表す。振幅サンプルは、直交（Ｑ
）位相キャリア信号から得られる。次に、第２振幅変換器が第２符号情報信号を
第２位相変調器に与える。第２符号情報信号は、Ｎビット幅の振幅サンプルの第
Ｎビットを表す。振幅サンプルは、同相（Ｉ）キャリア信号から得られる。局部
発振器は、第１および第２位相基準信号を発生する。この際、第１位相基準信号
は第２位相基準信号から９０度位相がずれる。第１位相変調器によって、第１符
号情報信号を用いて第１位相基準信号を変調し、第１ミキサで用いる第１変調位
相基準信号を生成する第２位相変調器によって、第２符号情報信号を用いて。第
２位相基準信号を変調し、第２ミキサで用いる第２変調位相基準信号を生成する
。最後に、第１および第２ミキサから出力された第１および第２変調信号をコン
バイナにおいて結合し、最終的な変調信号１１９を形成し、次いで通信信号４０
７として送信アンテナ１３２から送信する。
たがって、ディジタル信号ストリーム１０１の変更直交変調を行なう。ディジタ
ル信号ストリーム１０１は、信号スプリッタに入力し、信号スプリッタはディジ
タル信号ストリーム１０１を直交（Ｑ）および同相（Ｉ）キャリア信号に変換即
ち分割する。直交（Ｑ）および同相（Ｉ）キャリア信号は、次に、対応する振幅
変換器に入力され、Ｎビット幅の対応する振幅サンプルを生成する。次に、第１
振幅変換器は、第１符号情報信号を第１位相変調器に与える。第１符号情報信号
は、Ｎビット幅の振幅サンプルの第Ｎビットを表す。振幅サンプルは、直交（Ｑ
）位相キャリア信号から得られる。次に、第２振幅変換器が第２符号情報信号を
第２位相変調器に与える。第２符号情報信号は、Ｎビット幅の振幅サンプルの第
Ｎビットを表す。振幅サンプルは、同相（Ｉ）キャリア信号から得られる。局部
発振器は、第１および第２位相基準信号を発生する。この際、第１位相基準信号
は第２位相基準信号から９０度位相がずれる。第１位相変調器によって、第１符
号情報信号を用いて第１位相基準信号を変調し、第１ミキサで用いる第１変調位
相基準信号を生成する第２位相変調器によって、第２符号情報信号を用いて。第
２位相基準信号を変調し、第２ミキサで用いる第２変調位相基準信号を生成する
。最後に、第１および第２ミキサから出力された第１および第２変調信号をコン
バイナにおいて結合し、最終的な変調信号１１９を形成し、次いで通信信号４０
７として送信アンテナ１３２から送信する。
【００２７】 以上、特定実施例を参照しながら本発明を特定的に示しかつ説明したが、本発
明の精神および範囲から逸脱することなく、形態および詳細において種々の変更
が可能であることは、当業者には理解されよう。
明の精神および範囲から逸脱することなく、形態および詳細において種々の変更
が可能であることは、当業者には理解されよう。
【図１】 従来技術のディジタル信号の直交変調を行なうために用いられるアップコンバ
ータ回路のブロック図。
ータ回路のブロック図。
【図２】 本発明の好適実施例にしたがって、変更直交変調に用いる位相基準信号を生成
する方法および装置を更に示す、第１図に示したようなアップコンバータ回路。
する方法および装置を更に示す、第１図に示したようなアップコンバータ回路。
【図３】 本発明の好適実施例にしたがって、変更直交変調に用いる位相基準信号を生成
するために必要なステップを示すフロー・チャート。
するために必要なステップを示すフロー・チャート。
【図４】 移動局において用いる、第２図のアップコンバータを組み込んだ送信機４００
のブロック図。
のブロック図。
Claims (10)
- 【請求項１】 直交変調回路において用いる位相基準信号を生成する方法であって、前記直交
変調回路は、信号スプリッタ，第１および第２信号調整回路，局部発振器ならび
にコンバイナを含み、当該方法は： 前記局部発振器によって第１および第２位相基準信号を生成する段階； 第１符号情報信号を第１位相変調器に与える段階； 第２符号情報信号を第２位相変調器に与える段階； 前記第１位相変調器によって前記第１位相基準信号を変調し、第１変調位相基
準信号を生成する段階；および 前記第２位相変調器によって前記第２位相基準信号を変調し、第２位相変調位
相基準信号を生成する段階； から成ることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 前記第１位相基準信号は前記第２位相基準信号から９０度位相がずれているこ
とを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 前記信号スプリッタによって、前記ディジタル信号ストリームを対応する１組
の直交位相（Ｑ）および同相（Ｉ）キャリア信号に分割する段階より成ることを
特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項４】 第１振幅変換器によって、前記直交位相（Ｑ）キャリア信号をＮビット幅の第
１振幅サンプル系列に変換する段階；および 第２振幅変換器によって、前記同相（Ｉ）キャリア信号をＮビット幅の第２振
幅サンプル系列に変換する段階； を更に含むことを特徴とする請求項３記載の方法。 - 【請求項５】 前記第１および第２のＮビット幅振幅サンプル系列は、対応する第１および第
２符号情報信号を意味する第Ｎビット，および大きさ情報信号を意味するＮ−１
以下の一連のビットから成ることを特徴とする請求項４記載の方法。 - 【請求項６】 局部発振器の位相を調節し、直交変調を行なう装置であって： 第１および第２位相基準信号を発生する局部発振器； 入力として前記第１位相基準信号および第１符号情報信号を使用し、第１変調
位相基準信号を出力する第１位相変調器；および 入力として第２位相基準信号および第２符号情報信号を使用し、第２変調位相
基準信号を出力する第２位相変調器； から成ることを特徴とする装置。 - 【請求項７】 前記局部発振器は、移相器を更に備え、前記第１位相基準信号を前記第２位相
基準信号から９０度移相することを特徴とする請求項６記載の局部発振器の位相
を調節する装置。 - 【請求項８】 入力として前記ディジタル信号ストリームを使用し、対応する１組の直交位相
（Ｑ）および同相（Ｉ）キャリア信号を出力する信号スプリッタ； 前記直交位相（Ｑ）キャリア信号を、前記第１符号情報信号を意味する第Ｎビ
ットと大きさ情報信号を意味するＮ−１ビット以下の一連のビットとを含むＮビ
ット幅の第１振幅サンプル系列に変換する第１振幅変換器；および 前記同相（Ｉ）キャリア信号を、前記第２符号情報信号を意味する第Ｎビット
と大きさ情報信号を意味するＮ−１ビット以下の一連のビットとを含むＮビット
幅の第２振幅サンプル系列に変換する第２振幅変換器； を更に備えることを特徴とする請求項６記載の局部発振器の位相を調節する装置
。 - 【請求項９】 前記第１位相変調器は、前記第１符号情報信号を用いて前記第１位相基準信号
を変調し、第１変調位相基準信号を形成する手段を更に備えることを特徴とする
請求項６記載の局部発振器の位相を調節する装置。 - 【請求項１０】 前記第２位相変調器は、前記第２符号情報信号を用いて前記第２位相基準信号
を変調し、第２変調位相基準信号を形成する手段を更に備えることを特徴とする
請求項９記載の局部発振器の位相を調節する装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/069,670 US6101225A (en) | 1998-04-29 | 1998-04-29 | Method and apparatus for performing a modulation |
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