JP2002508062A

JP2002508062A - ダイオードのインターリーブされた２レベル電流による温度測定およびそのための２レベル電流源

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Publication number: JP2002508062A
Application number: JP50562699A
Authority: JP
Inventors: ロカスシオ，ジェイムス・ジェイソン; サーバー，チャールス・レイモンド・ジュニア
Original assignee: マキシム・インテグレーテッド・プロダクツ・インコーポレーテッド
Priority date: 1997-06-30
Filing date: 1998-06-19
Publication date: 2002-03-12
Also published as: US5990725A; WO1999000650A1; EP1007922A1; TW380310B

Abstract

(57)【要約】較正なしでかつ処理変動と温度変動に関係なくダイオードを流れる測定電流のきわめて正確な比率を提供する、ダイオード上にインターリーブされた２レベル電流による温度測定とそのための２レベル電流源。２レベル電流源は、複数Ｎ個の電流源を使用し、高電流が、Ｎ個の個別の電流源の合計からなり、低電流が、個別の電流源のうちのいずれか１つからなり、温度測定は、Ｎの高電流／低電流測定シーケンスを使用し、各シーケンスごとにＮ個の個別の電流源のうちの異なる１つを使用して行われる。Ｎの値の適切な選択と、ダイオードの温度が上昇または低下しているときのＮの各測定シーケンスにおける２つの電流の適切な順序付けにより、Ｎの測定シーケンスの始め、Ｎの測定シーケンスの終わり、またはその途中におけるダイオードの温度を表す出力温度が与えられる。本発明の結果を達成する代替方法が開示される。

Description

【発明の詳細な説明】ダイオードのインターリーブされた２レベル電流による温度測定およびそのための２レベル電流源発明の背景１．発明の分野本発明は、バンドギャップ温度センサの分野に関する。２．従来の技術従来技術において、バンドギャップ温度センサは周知である。そのような温度センサは、ｐｎ接合における温度と電流密度によるｐｎ接合の順方向電圧降下の変化に基づく。１つの形態では、２つのほぼ同一のトランジスタを、それを流れる異なる電流、したがってそれに対応する異なる電流密度により動作させる。２つのトランジスタの順方向電圧降下の差に比例した出力が得られる。その出力は絶対温度に比例する。もう１つの形態において、特に本発明において対象とする形態は、ダイオードやダイオード接続トランジスタなどの１つのｐｎ接合を利用し、最初にある電流、したがってある電流密度で動作させ、次に第２の電流、したがって第１の電流密度と異なる第２の電流密度で動作させる。この場合も、２つの動作条件下の順方向電圧降下の差は、絶対温度に比例する。いずれの場合も、ベース・エミッタ電圧またはｐｎ接合ダイオードの両端の順方向電圧降下は、次の式で表わすことができる。Ｖ＝Ｖ_go（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）＋ｎＫＴ／ｑｌｎ（Ｔ₀／Ｔ）ここで、Ｖ_BE＝ｐｎ接合の両端の電圧降下Ｖ_go＝絶対零度まで外挿された半導体バンドギャップＶ_BEO＝温度Ｔ₀と対応する電流Ｉ_coにおけるｐｎ接合Ｖｑ＝電子電荷ｎ＝構造因子２つの同一のｐｎ接合が電流密度Ｊ１およびＪ２で動作するとき、あるいは本発明におけるように、単一のｐｎ接合が、最初にｐｎ接合電流Ｊ１で動作され、次にｐｎ接合電流Ｊ２で動作されるとき、上記の式から、ｐｎ接合順方向電圧降下の差ΔＶは、次のように表わすことができる。 ΔＶ＝（ＫＴ／ｑ）ｌｎ（Ｊ１／Ｊ２）したがって、順方向電圧降下の差は、絶対温度に正比例する。しかしながら、また、上記の式から、温度に対する順方向電圧降下の差の感度のスケール・ファクタは、電流密度の比に依存することが分かる。この比が適切に制御されないと、摂氏１度のマイクロボルトで表した順方向電圧降下の差の温度感度のスケール・ファクタも適切に制御されない。従来技術においては、異なりかつ比例した２つの電流は、実質的に異なるサイズのトランジスタを使用する電流ミラーにより生成され、したがって、一方の電流は、他方の電流の一部分に過ぎないことになる。２つの電流の比率は、主にトランジスタのサイズに依存するため、電流比の妥当な制御を達成することは可能である。より高い精度を必要とする場合は、ウェハ段階で回路トリミングを行ってより正確な電流比を得ることができる。しかしながら、その場合でも、２つの電流は、必要な温度範囲にわたって互いを追跡しなくなり、その結果、わざわざ回路トリミングを行っても、温度測定の精度が制限される。本発明の１つの態様は、事実上、電流源における処理変動および温度変動に依存しない正確な電流比率を有するｐｎ接合温度センサを流れる電流を作り出すことである。また、従来技術においては、温度測定のために単一ｐｎ接合に２つの連続した異なる電流を流すとき、そのｐｎ接合に第１の電流を流したときと第２の電流を流したときとの間にｐｎ接合の温度が変化すると、測定に誤差が生じる。本発明では、この問題を克服し、たとえば、測定サイクルの始め、測定サイクルの終わり、温度測定の途中における温度に温度測定を正確に反映させることができる。発明の簡単な要旨本発明は、較正なしで、かつ処理変動と温度変動にかかわらず、ダイオードを流れる測定電流のきわめて正確な比を得ることができる、ダイオードのインターリーブされた２レベル電流源による温度測定とそのための２レベル電流源を提供する。２レベル電流源は、複数であるＮ個の電流源を使用し、高電流が、Ｎ個の個別の電流源の合計からなり、低電流が、個別の電流源のうちの１つの電流源からなり、温度測定は、Ｎ回の高電流／低電流測定シーケンスを使用し、それぞれのシーケンスにＮ個の個別の電流源のうちの異なる電流源を使用して行われる。ダイオードの温度が上昇または低下しているときにＮの値を適切に選択し、Ｎ回の測定シーケンスのそれぞれで２つの電流を適切に順序づけすることにより、Ｎ回の測定シーケンスの始め、Ｎ回の測定シーケンスの終わり、またはその途中におけるダイオードの温度を表す出力温度が提供される。本発明の結果を達成する代替方法が開示される。図面の簡単な説明図１は、本発明を組み込むシステムの概念的ブロック図である。図２は、本発明の電流源の好ましい実施形態の回路図である。図３は、測定クロック信号と図２のＮＯＲゲートの出力の第１の代表的な波形図である。図４は、測定クロック信号と図２のＮＯＲゲートの出力の第２の代表的な波形図である。図５は、測定クロック信号と図２のＮＯＲゲートの出力の第３の代表的な波形図である。図６は、測定クロック信号と図２のＮＯＲゲートの出力の第４の代表的な波形図である。図７は、測定クロック信号と図２のＮＯＲゲートの出力の第５の代表的な波形図である。本発明の詳細な説明最初に図１を参照すると、本発明を組み込むシステムの概念的ブロック図を見ることができる。この図に示したように、ｐｎ接合ダイオード２０が、何らかの形のクロック／デコーダ２４によって制御された電流源２２に接続されている。ｐｎ接合ダイオード２０へのリード２６および２８には、アナログ変換器３０が接続され、その出力がｐｎ接合２０の温度を出力するカウンタ３２に接続されている。好ましい実施形態において、アナログ−ディジタル変換器は、差動電圧入力の大きさにより、クロック２４からのｎ個のクロック・パルスに対して、０〜ｎ個の出力パルスを出力する差動アナログ−ディジタル変換器である。また、好ましい実施形態において、カウンタ３２は、アナログ−ディジタル変換器３０の出力パルスに応答し、クロック／デコーダ２４からの制御信号に応じてカウント・アップまたはカウント・ダウンするアップ／ダウン・カウンタであり、温度測定サイクルの最終出力は、ｐｎ接合ダイオード２０の温度を表すカウンタの最終カウントである。この一般的なタイプの温度測定システムにおける電流源の機能は、ｐｎ接合の両端の順方向電圧降下を異なる２つの電流密度でそれぞれ測定することができるように、ｐｎ接合２０に第１と第２の電流したがって第１と第２の電流密度を有効に与えることである。これらの順方向電圧降下の差は絶対温度に比例する。この目的のため、好ましい実施形態において、アナログ−ディジタル変換器３０からの出力パルスは、ｐｎ接合ダイオード２０が高電流密度で動作している期間中はカウンタ３２によってカウント・アップされ、ｐｎ接合ダイオード２０が低電流密度で動作している期間中はカウント・ダウンされ、正味カウントは、順方向電圧降下の差であり、したがって絶対温度に比例する。（本明細書に示したすべての例において、カウンタ３２と類似のカウンタが使用されるか、電圧が何か他の技法で測定されるかに関わらず、電流シーケンスの順序に関係なく低電流測定値が高電流測定値から減算される。）図１のシステムは、システムが、特定の要件に依存する様々な形態および／または温度検出システムを使用するさらに大きなシステムにおいて実現されるときの概念に過ぎない。クロック／デコーダ２４は、たとえば、特定の用途により、何らかの形態のシーケンサまたはマイクロコントローラ、あるいはより大きなプロセッサを使用したシステムの一部分でもよい。同様に、アナログ−ディジタル変換器３０および／またはカウンタ３２は、任意の特定の用途にも便利なように容易に他の形態をとることができる。しかしながら、本発明に特に重要なのは、電流源２２である。特に、ｐｎ接合２０の両端の順方向電圧降下の差ΔＶは、（ＫＴ／ｑ）ｌｎ（Ｊ１／Ｊ２）と等しく、温度の変化に対するΔＶのスケール・ファクタは、使用する２つの電流密度の比に依存する。したがって、使用する２つの電流の大きさは、そのスケール・ファクタに影響を及ぼさないように変化してもよいが、２つの電流の比は、システムの温度ならびにダイオードの温度に関係なく一定に維持されなければならない。さらに、製造中に回路トリミングを行うか、スケール・ファクタを調整する何らかの他の用意をしない限り、電流比の変化、システムごとの違い、システムの動作中の温度範囲により、実質的な誤差が生じる。本発明において、電流源２２は、システムの集積回路の組立てプロセスの変化および動作温度の変化にもかかわらず、事実上各ユニットに正確な電流比を提供する独特な電流源である。図２に、本発明の電流源２２の好ましい実施形態を示す。この図において、１０個のＮＯＲゲートであるＮＯＲ０〜ＮＯＲ９が用意され、各ＮＯＲゲートは、１つの入力が、デコーダ（図１のクロック／デコーダ２４）から１０本の線のうちの１本に接続され、第２の入力ＨＬが、他のＮＯＲゲートのそれぞれの第２の入力と共通に接続される。各ＮＯＲゲートの出力は、各ｐチャネル・トランジスタＰ０〜Ｐ９のゲートを制御し、このｐチャネル・トランジスタはそれぞれ、第２のｐチャネル・トランジスタＰ１０〜Ｐ１９のそれぞれと直列に接続される。したがって、任意の１つのＮＯＲゲートの出力Ａ〜Ｊがハイのとき、各ｐチャネル・トランジスタＰ０〜Ｐ９のうちの１つがターンオフし、それに対して任意のＮＯＲゲートの出力Ａ〜Ｊがローのとき、各ｐチャネル・トランジスタＰ０〜Ｐ９がターンオンする。ｐチャネル・トランジスタＰ１０〜Ｐ１９のゲートはすべて、ダイオード接続された、ｐチャネル・トランジスタＰ２０のゲートとドレインに共通に接続される。ｐチャネル・トランジスタＰ２０のソースは、ｐチャネル・トランジスタＰ２１のドレインに接続され、トランジスタＰ２１のソースは、電圧源Ｖに、トランジスタＰ０〜Ｐ９のソースと並列に接続される。ｐチャネル・トランジスタＰ２１のゲートは、アースに接続され、ｐチャネル・トランジスタＰ１０〜Ｐ１９のドレインは、共通に接続され、電流源出力Ｉを構成する。ｐチャネル・トランジスタＰ０〜Ｐ２１はすべて、、当然ながら、一般に任意の実際の集積回路におけるトランジスタの特性に小さな自然な差はあるが、同じサイズであり、同じ集積回路に形成された実質的に「同一」のトランジスタである。図２の回路において、基準電流ＩＲＥＦが、ダイオード接続トランジスタＰ２０に加えられ、またゲートがアースに接続されているためにｐチャネル・トランジスタＰ２１にも与えられる。ｐチャネル・トランジスタＰ１０〜Ｐ１９とｐチャネル・トランジスタＰ２０の間の共通ゲート接続のため、トランジスタＰ２０は、電流ミラーとしてはたらき、ｐチャネル・トランジスタＰ１０〜Ｐ１９のうちの対応するｐチャネル・トランジスタＰ０〜ｐ９がオンとなっている任意の１つまたは複数のトランジスタＰ１０〜Ｐ１９に電流ＩＲＥＦをミラーリングさせる。トランジスタＰ０〜Ｐ９が、ｐチャネル・トランジスタであるため、これらのｐチャネル・トランジスタは、ＮＯＲゲートのＮＯＲ０〜ＮＯＲ９のそれぞれの出力Ａ〜Ｊがローの場合にオンになる。任意のある時間にｐチャネル・トランジスタＰ０〜Ｐ９のうちの１つだけがオンである場合、電流源の出力電流Ｉは、動作トランジスタの整合の精度の範囲内で基準電流ＩＲＥＦと等しくなる。一方、トランジスタＰ０〜Ｐ９がすべてターンオンした場合、電流源の出力電流Ｉは、やはり動作トランジスタの整合に依存する精度に対して、ＩＲＥＦの１０倍に等しくなる。その点において、ゲートのアース接続のために常にオンであるトランジスタＰ２１の目的は、トランジスタＰ０〜Ｐ９のどれがオンであってもその間に生じるいかなる電圧降下をも整合させることであり、その結果、各ｐチャネル・トランジスタＰ１０〜Ｐ１９のゲート−ソース電圧は、ｐチャネル・トランジスタＰ２０のゲート−ソース電圧と正確に整合し、したがって基準電流ＩＲＥＦは、正確にミラーリングされる。当然ながら、そのときそのｐチャネル・トランジスタＰ０〜Ｐ９がオフの場合には、ｐチャネル・トランジスタＰ１０〜Ｐ１９のそれぞれに電流は流れない。信号ＨＬがハイのとき、すべてのＮＯＲゲートの出力はローである。これにより、ｐチャネル・トランジスタＰ０〜Ｐ９がすべてターンオンし、電流ＩＲＥＦの１０倍の出力電流Ｉが出力される。信号ＨＬがローのとき、ｐチャネル・トランジスタＰ０〜Ｐ９がオンかどうかは、デコーダから各ＮＯＲゲートへの第２の入力がハイかどうかによって決まる。したがって、デコーダの出力を使用して、トランジスタＰ０〜Ｐ９のうちの任意の１つまたは複数をターンオンすることができる。デコーダを使用してトランジスタＰ０〜Ｐ９をすべてターンオンすることもできるが、信号ＨＬをハイに駆動させてそれを行うと便利である。本発明の電流源の動作の背後にある概念を次のように説明することができる。最初に、すべてのトランジスタＰ０〜Ｐ９をターンオンし、ｐｎ接合ダイオード２０（図１）を流れる全部で１０のミラー電流成分（ＩＲＥＦの約１０倍）の合計と等しい電流を与え、ｐｎ接合２０の両端の順方向電圧降下を測定する。次に、信号ＨＬを再びローに駆動し、デコーダの出力すなわち１０のデコーダのうちの１つの出力を使用して、ｐチャネル・トランジスタＰ０をターンオンする。これにより、すべてのトランジスタＰ１０〜Ｐ１９にミラーされる電流（ほぼＩＲＥＦ）と等しいダイオード２０のｐｎ接合を流れる電流Ｉを与え、順方向電圧降下を再び測定し、すべてのトランジスタＰ０〜Ｐ９がオンの状態で達成された値から、好ましくはディジタル方式で減算する。最初の状態では、２つの電流は、トランジスタの整合のために良好な精度の１０：１の比となる。しかしながら、不完全な整合のために、電流密度の比において第２の状態の誤差が予想されることがある。本発明において、温度測定は、説明している実施形態では、高電流と低電流の順方向電圧降下の測定の１つのシーケンスではなく、そのような１０のシーケンスによって行われ、１０の低電流がそれぞれ、異なるそれぞれの電流ミラーｐチャネル・トランジスタＰ１０〜Ｐ１９を流れる電流として行われる。したがって、たとえば、トランジスタＰ０〜Ｐ９がすべてターンオンされて、ｐｎ接合ダイオード２０の両端の高電流の順方向電圧降下が測定され、次にトランジスタＰ０以外のすべてがターンオフされて、ダイオード２０の両端の低電流の順方向電圧降下が測定される。次に、トランジスタＰ０〜Ｐ９がすべて再びターンオンされ、ｐｎ接合ダイオード２０の両端の高電流の電圧降下が測定され、次にトランジスタＰ１以外がすべてターンオフされて、ｐｎ接合２０の両端の低電流の電圧降下が測定され、その他のトランジスタも同様に行われる。これは、全部で１０回連続して繰り返され、最後に、最後の低電流の順方向電圧降下の測定ためにトランジスタＰ９がターンオンされる。それぞれ個別のシーケンスで使用される高電流が、高電流／低電流の電流シーケンスの間に使用される個々の低電流の合計と等しいため、平均の低電流は、実質的に、高電流のちょうど１０分の１でなければならない。（一般に、高電流のＮ分の１。ここで、Ｎは、合計する個別の電流成分の数と等しく、好ましい実施形態においては１０である。）。平均の低電流と平均の高電流との正確な比率１対１０が、回路トリミングなしでかつ電圧Ｖまたは基準電流ＩＲＥＦを特別に制御することなく達成され、それらの特性以外は、測定サイクル全体においてずっと一定でなければならないことに注意されたい。したがって、電流源ＩＲＥＦは、任意の周知の従来技術の電流源でよく、システムの動作温度範囲内で適切な電流範囲内に留まるような、あまり温度の影響を受けない電流源であることが好ましい。図３に、前述の１０の高電流／低電流シーケンスを示す。この図において、主測定クロック信号、すなわちダイオード電圧のそれぞれの電圧降下の読取りをゲート制御する信号が、図の上部に示され、その下に、図２のＮＯＲゲートＮＯＲ０〜ＮＯＲ９の出力を表す信号Ａ〜Ｊがそれぞれ示される。前述の説明により、第１の測定クロック・サイクルにおいて、信号Ａ〜Ｊはすべてローであり、トランジスタＰ０〜Ｐ９がすべてターンオンし、その結果、図１のｐｎ接合ダイオード２０を流れる電流である図２の電流Ｉは、約１０倍のＩＲＥＦになる。第２の測定クロック・サイクルで、信号Ａはローのままであるが、信号Ｂ〜Ｊはすべてにハイになり、その結果、ダイオード２０を流れる電流は、トランジスタＰ１０からミラーされたようなほぼＩＲＥＦになる。第３のクロック・サイクルで、信号Ａは、やはりローのままであり、残りの信号Ｂ〜Ｊが再びローになり、トランジスタＰ０〜Ｐ９が再びターンオンし、その結果、図２の回路の出力電流Ｉが、再び約１０ＩＲＥＦになり、以下同様に続く。図３から、ｐｎ接合ダイオードに流れる電流が、個別の電流ミラー・トランジスタＰ１０〜Ｐ１９のうちの連続したものによって生成されるとき、ほぼ１０倍のＩＲＥＦとほぼＩＲＥＦとに実質的に交番することが分かる。本発明のもう１つの側面は、１０の高電流／低電流シーケンスの間の図１のｐｎ接合ダイオード２０の温度の変化の影響である。この点において、熱時定数が長くかつ比較的高速の回路が使用される多くの用途において、全部で１０の（または、他の数Ｎが使用される場合でも）高電流／低電流シーケンスの間に、ｐｎ接合に小さな温度変化がある場合がある。しかしながら、構造が小さく加熱速度または冷却速度が早いいくつかの用途では、測定サイクル中のｐｎ接合における実質的な温度変化、すなわち測定サイクル全体におけるの温度の上昇、あるいは測定サイクル全体における温度の低下があることがある。温度測定サイクルにおける線形的に変化する温度の影響を検討する。図３の高電流／低電流シーケンスを使用する例示的実施形態において、出力は、次の式に比例する。ここで、数字の添え字は、電圧が測定される相対時間を指す。しかしながら、それぞれの電圧の読み取りは、前の読みの温度Ｔと異なる温度Δ Ｔで行われる。したがって、などとなり、ここで、Ｖ1L、Ｖ3Lなどは、測定が、Ｖ1H、Ｖ3Hなどと同じ時間に行われた場合に測定される電圧である。したがって、出力に関する上記の式を、次のように書き直すことができる。測定した平均電圧は、次のように表わすことができる。１０の高電流と低電流との電流比を使用して、シリコンのｐｎ接合は、温度によるｐｎ接合電圧降下（Ｖ）の変化が、温度による２つのｐｎ接合電圧降下（Δ Ｖ）の差の１０倍にきわめて近いという特性を示す。したがって、電流比が１０の場合、測定される平均電圧は、次の式にきわめて近い。したがって、それぞれ高電流の次に低電流がある１０のシーケンスを使用し電流比１０を使用する測定の最終的な結果は、測定サイクルの始めにおけるｐｎ接合の温度と等しい。図４に示したように、それぞれの低電流の次に高電流がある１０のシーケンスがあり、その後再び電流比１０を使用するというように１０のシーケンスを逆にすると、前述のタイプの分析から、測定される平均電圧が、次の式にきわめて近いことがわかる。ここで、それぞれの低電流の次に高電流がある１０のシーケンスを使用し電流比１０を使用する測定の最終的な結果は、測定サイクルの終わりにおけるｐｎ接合の温度と等しい。図５のようにそれぞれ低電流の次に高電流がある５つのシーケンスと、それぞれ高電流の次に低電流がある次の５つのシーケンス、あるいは図６のように、それぞれ高電流の次に低電流がある５つのシーケンスと、それぞれ低電流の次に高電流がある次の５つのシーケンスの、１０のシーケンスを使用して測定を行う場合、測定される平均電流は、次の式に比例する。したがって、測定される平均電圧は、測定サイクルの始めと終りの間の途中においてｐｎ接合の温度に比例する。また、５つのシーケンスと５つのシーケンスをどのように混ぜても同じ結果になる。最初の電流測定時間、ハイまたはローが、半分の測定時間に短縮され、他の半分が、最後の全シーケンスの後で繰り返された場合は、図１のシステムにおける一貫したハイ／ローの基準に関して類似の結果が得られる。さらに他の代替として、図７の電流シーケンスを検討する。この場合、最後の高電流セグメントとともに高電流／低電流の１０のシーケンスがあり、全部で２１の個別の電流のセグメントがある。したがって、この場合も１０対１の電流比を使用し、最初から２０の電流セグメントによる本発明による電圧の測定は、測定サイクルの始めにおける温度を測定し、最後から２０の電流セグメントにわたる前述の電圧の測定は、測定サイクルの終わりにおける温度を測定する。したがって、２１のセグメント測定サイクルの始めにおけるカウンタ出力（図１）を知り、最初の高電流セグメントの後、最初の２０の電流セグメントの後、最後（２１番目）のセグメントの後のカウンタ出力に注意することにより、測定サイクルの始めの温度、測定サイクルの終わりの温度、および温度測定サイクル中の温度の変化率を決定することができる。これにより、温度変化率を決定するために連続した測定サイクルを２つだけ使用するよりも約２倍早くを温度の変化率を決定することができる。同じ一般的なプロセスを使用して、低電流セグメントと共に２１のセグメントの測定サイクルの始めと終わりを使用して、測定サイクルの始めの温度と、測定サイクルの終わりの温度と、温度測定サイクルの間の温度の変化率を決定することができる。任意の時間に温度の変化率だけを測定したい場合は、任意の２つの高電流出力電圧を、間隔をおいた別々の時間に測定して互いに減算するか、任意の２つの低電流出力電圧を、間隔をおいた別々の時間に測定して互いに減算することができ、いずれの場合も、温度に比例しかつ各測定間の時間に反比例する接続電圧の差が与えられる。これは、本発明によって提供される正確な電流比を利用しないが、制限された測定が望ましい場合は、可能性ある本発明のさらに他の動作モードである。以上のことは、低電流に使用され高電流のために合算される個別の電流源の数が１０で、２つのシーケンスの数もやはり１０のときに、説明した条件下で精度が次の式のようになるため、よく当てはまる。しかしながら、低電流用でかつ実質的に１０と異なる高電流用に合算された数の個別の電流源を使用すると、測定サイクル中の温度の変化率による温度測定の誤差が生じるだけである。したがって、１０が好ましい。いかなる種類の修正も必要とせずに測定サイクル中の温度変化率による誤差を最小にするために、少なくとも８〜１２の範囲のような１０にきわめて近い値を使用することが望ましい。当然ながら、時間による温度変化率が線形でない測定サイクル中の温度の変化は、温度変化の特性に依存する異なる結果を引き起こす。したがって、温度の測定サイクルを、予想される温度変化率に対して可能な適切な程度までできるだけ適切に短く維持することが好ましく、それにより測定サイクル中に生じる温度変化が、小さくなり、実質上時間と比例するようになる。一般的な意味において、Ｍ個の電流源とＮ回のシーケンスを使用することができる。その際、各シーケンスは１つの高電流セグメントと１つの低電流セグメントからなる。高電流セグメントは、２≦Ｈ≦Ｎの場合に、任意の１つの高電流セグメントにＨ個の電流源を使用することができる。Ｈ＜Ｍの場合は、Ｈ個の電流源を使用するＮの高電流セグメントを、各電流源がＮのシーケンスにわたって高電流に同じ回数を使用されるように変更しなければならない。低電流セグメントは、任意の１つの電流セグメントにＬ個の電流源を使用することができ、ここで、１≦Ｌ＜Ｈであり、それにより、使用されるＬ個の電流源は、各電流源がＮのシーケンスにわたって低電流用に同じ回数使用されるように変更される。たとえば、６つの電流源（Ｍ＝６）を使用し、Ｈ＝４とＬ＝２を使用する次の６のシーケンス（Ｎ＝６）を検討すると、高電流／低電流の比率２が与えられる。ここに、各電流源は、高電流セグメントに４回、低電流セグメントに２回使用される。それぞれの高電流にＨ個の電流源を使用するシーケンスがＮ回ある場合、本発明を十分に利用するためには、高電流に使用される全電流源が、Ｍで均等に割り切れなければならず、すなわちＨＮ／Ｍ＝整数でなければならない。また、Ｎのシーケンスが各低電流にＬ個の電流源を使用する場合、本発明を十分に利用するために、低電流に使用される電流源の合計は、やはりＭで均等に割り切れなければならず、すなわちＬＮ／Ｍ＝整数でなければならない。上の例では、Ｎ＝Ｍであるため、ＨとＬは、２≦Ｈ≦Ｍと１≦Ｌ＜Ｈによってのみ制限される。しかしながら、必ずＮとＭが等しくなるように制限される必要はない。８のシーケンス（Ｎ＝８）が、６つの電流源（Ｍ＝６）と共に使用される場合、ＨＮ／Ｍ＝整数でかつＬＮ／Ｍ＝整数であるためには、ＨとＬの選択が、３と６に制限される必要がある。Ｈ＞Ｌであるため、Ｈは６になり、Ｌは３になり、この場合も電流比２対１である。６つの電流源による８つのシーケンスで示したＨとＬに関する他の選択は、それぞれの電流源を、高電流用に同じ回数使用し、低電流用に同じ回数使用することができなくなる。好ましい実施形態のように、１０個の電流源を使用するが、シーケンスを８回しか使用しない場合は、比率を２対１にするために、Ｈは、１０個すべての電源源の使用に制限され、Ｌは、同時に５個の電流源の使用に制限される。最終的に、低電流用に個々に使用され高電流用に合算される電流源（Ｍ）の数と、２つの電流シーケンス（Ｎ）の数が等しいとき（Ｍ＝Ｎ）、次の式は、Ｎ＝１０のときに最も正確である。しかしながら、Ｍ≠Ｎを使用することによって、各電流源を高電流用に所定の回数だけ使用できるようにし、低電流用にそれよりも少ない所定の回数だけ使用できるようにして、本発明の電流比の正確さを保持しながら、測定サイクルの始めまたは終わりにおける温度を正確に測定するＭ、Ｎ、ＨおよびＬの組合せが可能である。以上の操作方法はいずれも、それぞれの個別の電流源を単独であるいはこの方法を実施するために必要とされるような１つまたは複数の他の電流源と一緒に制御する機能を使用して、同じまたは異なる数の電流源により、図１のシステムおよび図２の回路と共に使用することができる。したがって、本明細書では、システム、処理変動と温度変動に関係なくかつ較正なしにダイオードに流れる測定電流のきわめて正確な比を提供し、測定プロセス中の温度変化に関係なく温度測定サイクル中の既知の時間における温度を表す温度測定を提供することができる、ダイオードのインターリーブされた２レベル電流による温度測定のためのシステムおよび方法ならびにそのための２レベル電流源を説明した。本発明を、その好ましい実施形態に関して開示し説明したが、当業者には、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなしに形態および詳細における様々な変更を行うことができることを理解されよう。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者サーバー，チャールス・レイモンド・ジュニアアメリカ合衆国・94086・カリフォルニア州・サニーベイル・スモークツリーウエイ・676

Claims

【特許請求の範囲】１．電流出力に共通に接続されたＭ個の電流源を含み、Ｍ個の電流源が、オンとオフに制御式に切換可能であり、Ｍ個の電流源のオンとオフの切換を制御して、Ｍ個の電流源の電流に等しい電流を出力し、Ｍ個の電流源のうちのいずれか１つの電流と等しい電流出力を与える制御回路を含み、この制御回路は、Ｍ個の電流源を制御して、Ｍ個の電流源のうちのいずれか１つの電流と等しい制御出力を与えるときにＭ個の電流源のうちの異なる１つの電流を出力する２レベル電流源。２．制御回路が、Ｍ個の電流源のうちのいずれか１つの電流と等しい電流を出力するようにＭ個の電流源を制御し、Ｍ個の電流源のうちの任意の１つの電流を出力し、制御回路が、Ｍ個の電流源を順々に循環して、Ｍ個の電流源のうちのいずれか１つの電流と等しい電流を出力するときに、Ｍ個すべての電流源の電流を出力をするときの電流出力の１／Ｍ倍に等しい平均電流を出力する請求項１に記載の２レベル電流源。３．Ｍ個の電流源が、単一の電流源からミラーされる電流源である請求項２に記載の２レベル電流源。４．第１と第２の電極と、第１と第２の電極間の導通を制御する制御電極とをそれぞれ有する偶数の複数のトランジスタを含み、複数のトランジスタのうちの第１のトランジスタは、制御電極が第２の電極と、電流源に接続されたダイオードであり、第２のトランジスタが、第１のトランジスタの第１の電極に結合された第２の電極と、供給電圧に結合された第１の電極と、第２のトランジスタをターンオンする電圧への制御電極とを備え、残りの複数のトランジスタは対として結合され、各対の第１のトランジスタが他の対の第１のトランジスタの第２の電極に接続されると共に電流出力に接続された第２の電極を有し、第１のトランジスタの制御電極は他の対の第１のトランジスタの制御電極に接続されるとともにダイオード接続されたトランジスタの制御電極に接続され、第１のトランジスタの第１の電極は対とされた第２のトランジスタの第２の電極に結合され、各対の第１のトランジスタの第１の電極が、対の第２のトランジスタの第２の電極に結合され、各対の第２のトランジスタの第１の電極が電源電圧に結合され、各対の第２のトランジスタの制御電極が、各対の第２のトランジスタのいずれか１つのターンオンを制御する制御回路に結合された２レベル電流源。５．制御回路が、各対の第２のトランジスタの制御電極に結合されたゲートを含み、各ゲートへの第１の制御入力が、すべてのゲートの信号のオンとオフの制御を提供するために互いのゲートへの第１の制御入力に結合され、各ゲートへの第２の制御入力が、それぞれ個別のゲートのオンとオフの制御を提供するために結合された請求項４に記載の２レベル電流源。６．トランジスタが、ＦＥＴトランジスタである請求項４に記載の２レベル電流源。７．第１と第２の電流出力を有する２レベル電流源を提供する方法であって、（ａ）共通の電流出力に電流を送るように結合されたＭ個の電流源を設ける段階と、（ｂ）Ｍ個の電流源をすべてオンにして第１の電流出力を与える段階と、（ｃ）Ｍ個の電流源のうちの１つをオンにして第２の電流出力を与える段階とを含み、（ｄ）段階（ｃ）でオンにされる電流源は、第２の電流が与えられるたびに異なる電流源であり、それにより平均の第２の電流が、第１の電流の１／Ｍ倍と等しくなる方法。８．段階（ａ）で、複数Ｍ個の電流源が、単一電流源からミラーされた電流源である請求項７に記載の方法。９．温度に応じた信号を提供する方法であって、（ａ）ｐｎ接合を設ける段階と、（ｂ）ｐｎ接合電流を与えるためにｐｎ接合に結合され、Ｍ個の個別の電流源を有し、Ｍ個の電流源のいずれか１つまたはすべてがｐｎ接合電流を与えることができるようにそれぞれ制御可能な電流源を設ける段階と、（ｃ）ｐｎ接合電流を制御して、ｐｎ接合を流れる電流のＭのシーケンスを行う段階であって、各シーケンスが、Ｍ個すべての電流源がｐｎ接合電流を与える高電流と、個々の電流源のうちの１つがｐｎ接合電流を与える低電流とを有し、各シーケンスが、異なる個々の電流源を使用して低電流を与える段階と、（ｄ）ｐｎ接合に高電流がそれぞれ流れる間のｐｎ接合の両端の電圧から、ｐｎ接合に低電流がそれぞれ流れる間のｐｎ接合の両端の電圧を引いた差に応じた信号を出力する段階と、を含む方法。１０．Ｍ個の個別の電流源が、それぞれ個々の電流源に基準電流をミラーさせることによって生成される請求項９に記載の方法。１１．ｐｎ接合を流れる電流の各シーケンスが、最初に高電流を有し次に低電流を有するシーケンスを含む請求項９に記載の方法。１２．ｐｎ接合を流れる電流の各シーケンスが、最初に低電流を有し次に高電流を有するシーケンスを含む請求項９に記載の方法。１３．ｐｎ接合を流れる電流のシーケンスの半分が、最初に高電流を有し次に低電流を有するシーケンスを含み、ｐｎ接合を流れる電流のシーケンスの半分が、最初に低電流を有し次に高電流を有するシーケンスを含む請求項９に記載の方法。１４．第１と第２の電流出力を有する２レベル電流源を設ける方法であって、（ａ）共通の電流出力に電流を送るように結合されたＭ個の電流源を設ける段階と、（ｂ）Ｍ個の電流源から、それぞれ高電流と低電流を有するＮの電流シーケンスを提供する段階とを含み、（ｃ）２≦Ｈ≦Ｍの場合に、Ｍ個の電流源のうちのＨ個をオンにすることにより高電流が与えられ、（ｄ）１≦Ｌ＜Ｍの場合に、Ｍ個の電流源のうちのＬ個をオンにすることによって低電流が与えられ、（ｅ）段階（ｃ）でオンにされた電流源は、高電流が与えられるたびに変更され、それにより各電流源が、電流シーケンスのＮ個の高電流セグメントにわたって同じ回数だけオンにされ、（ｆ）段階（ｄ）でオンにされた電流源は、低電流が与えられるたびに変更され、それにより各電流源が、電流シーケンスのＮ個の低電流セグメントにわたって同じ回数だけオンにされる方法。１５．段階（ａ）において、Ｍ個の電流源が、単一電流源からミラーされた電流源である請求項１４に記載の方法。１６．電流の各シーケンスが、最初に高電流を有し次に低電流を有するシーケンスを含む請求項１４に記載の方法。１７．電流の各シーケンスが、最初に低電流を有し次に高電流を有するシーケンスを含む請求項１４に記載の方法。１８．ｐｎ接合を流れる電流のシーケンスの半分が、最初に高電流を有し次に低電流を有するシーケンスを含み、ｐｎ接合を流れる電流のシーケンスの半分が、最初に低電流を有し次に高電流を有するシーケンスを含む請求項１４に記載の方法。１９．温度に応じた信号を出力する方法であって、（ａ）ｐｎ接合を設ける段階と、（ｂ）ｐｎ接合を流れるｐｎ接合電流を与えるためにｐｎ接合に共通に結合されたＭ個の制御可能な電流源を用意する段階と、（ｃ）高電流と低電流とを有し、Ｍ個の電流源からｐｎ接合にＮの電流シーケンスを実施する段階とを含み、（ｄ）２≦Ｈ≦Ｍの場合に、Ｍ個の電流源のうちのＨ個をオンにすることによって高電流が与えられ、（ｅ）１≦Ｌ＜Ｈの場合に、Ｍ個の電流源のうちＢ個をオンにすることによって低電流が与えられ、（ｆ）段階（ｄ）でオンにされた電流源は、高電流が与えられるたびに、各電流源が、電流シーケンスのＮ個の高電流セグメントにわたって同じ回数だけオンされるように変更され、（ｇ）段階（ｅ）でオンにされた電流源は、低電流が与えられるたびに、各電流源が、電流シーケンスのＮ個の低電流セグメントにわたって同じ回数ターンオンされるように変更され、（ｈ）ｐｎ接合に高電流がそれぞれ流れている間のｐｎ接合の両端の電圧から、ｐｎ接合に低電流がそれぞれ流れている間のｐｎ接合の両端の電圧を引いた差に応じた信号を出力する段階を含む方法。２０．Ｍ個の個別の電流源が、それぞれ個別の電流源に基準電流をミラーさせることによって生成されることを特徴とする請求項１９に記載の方法。２１．ｐｎ接合を流れる電流の各シーケンスが、最初に高電流を有し次に低電流を有するシーケンスを含む請求項１９に記載の方法。２２．ｐｎ接合を流れる電流の各シーケンスが、最初に低電流を有し次に高電流を有するシーケンスを含む請求項１９に記載の方法。２３．ｐｎ接合を流れる電流のシーケンスの半分が、最初に高電流を有し次に低電流を有するシーケンスを含み、ｐｎ接合を流れる電流のシーケンスの半分が、最初に低電流を有し次に高電流を有するシーケンスを含む請求項１９に記載の方法。２４．Ｍ＝Ｎである請求項１９に記載の方法。２５．Ｍ≠Ｎである請求項１９に記載の方法。