JP2002299960A - Fm detector and fm receiver - Google Patents
Fm detector and fm receiverInfo
- Publication number
- JP2002299960A JP2002299960A JP2001102885A JP2001102885A JP2002299960A JP 2002299960 A JP2002299960 A JP 2002299960A JP 2001102885 A JP2001102885 A JP 2001102885A JP 2001102885 A JP2001102885 A JP 2001102885A JP 2002299960 A JP2002299960 A JP 2002299960A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- output
- phase shift
- detector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信において
FM検波を行うクワドラチャ検波器およびFM受信機に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a quadrature detector and an FM receiver for performing FM detection in wireless communication.
【0002】[0002]
【従来の技術】現在一般的に使用されているFM検波器
としてのクワドラチャ検波器の構成を図6に示す。本構
成では入力端子1に入力したFM信号は分岐され、一方
の信号はgm-Cフィルタ等を用いた移相回路2により位相
シフト(移相)されてからミキサ3に入力し、他方の信
号はそのままミキサ3に入力する。よって、このミキサ
3において、周波数が等しく位相の異なる2つの信号間
で乗算処理が行われる。移相回路2は入力信号の中心周
波数に対して90度の奇数倍の位相シフトを行うように
設定されており、周波数変調された信号が移相回路2に
入力されると、入力信号周波数に応じて移相量が変動す
る。この移相変動量がミキサ3の低周波出力となるた
め、ミキサ3の出力をローパスフィルタ(LPF)4に
通すことで出力端子5にベースバンド出力が得られる。
このとき、移相回路2による遅延時間および移相変動量
はキャリア信号に対する移相量にほぼ比例する。2. Description of the Related Art FIG. 6 shows a configuration of a quadrature detector as an FM detector generally used at present. In this configuration, the FM signal input to the input terminal 1 is branched, and one signal is phase-shifted (phase-shifted) by a phase shift circuit 2 using a gm-C filter or the like, and then input to the mixer 3 and the other signal is input. Is input to the mixer 3 as it is. Therefore, in the mixer 3, a multiplication process is performed between two signals having the same frequency and different phases. The phase shift circuit 2 is set so as to perform a phase shift of an odd multiple of 90 degrees with respect to the center frequency of the input signal, and when the frequency-modulated signal is input to the phase shift circuit 2, the phase shift circuit 2 The amount of phase shift varies accordingly. Since this phase shift amount becomes a low-frequency output of the mixer 3, a baseband output is obtained at the output terminal 5 by passing the output of the mixer 3 through a low-pass filter (LPF) 4.
At this time, the delay time and the amount of phase shift variation by the phase shift circuit 2 are substantially proportional to the amount of phase shift for the carrier signal.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】ところで近年の無線シ
ステムにおいては、周波数有効利用の目的から変調指数
の小さい変調方式が多く用いられる。このため従来のF
M検波器において、キャリア信号に対する移相回路2の
移相量を小さくすると、充分な検波出力が得られず受信
感度が低下するという問題があった。また、感度を確保
するために移相回路2の移相量を大きくすると、移相回
路2による遅延時間が大きくなり受信されたデータ間で
干渉を起こすという問題があった。In recent wireless systems, modulation schemes having a small modulation index are often used for effective use of frequency. For this reason, the conventional F
In the M detector, when the phase shift amount of the phase shift circuit 2 with respect to the carrier signal is reduced, there is a problem that a sufficient detection output cannot be obtained and the receiving sensitivity is reduced. In addition, when the phase shift amount of the phase shift circuit 2 is increased to secure the sensitivity, there is a problem that the delay time of the phase shift circuit 2 increases and interference occurs between received data.
【0004】また、従来のFM受信機では、複素バンド
パスフィルタやRCポリフェーズフィルタから出力する
直交信号出力を直交でない差動信号に戻す回路を経由し
て上記したFM検波器に入力していたので、周波数変調
指数の増大が難しく、感度向上が困難であった。In a conventional FM receiver, an orthogonal signal output from a complex band-pass filter or RC polyphase filter is input to the above-described FM detector via a circuit for returning the signal to a non-orthogonal differential signal. Therefore, it is difficult to increase the frequency modulation index, and it is difficult to improve the sensitivity.
【0005】本発明は以上のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、変調指数の小さいFM信号を
高感度かつ高精度に検彼することを可能にしたFM検波
器およびFM受信機を提供することである。The present invention has been made in view of the above points, and has as its object to provide an FM detector and an FM detector capable of detecting an FM signal having a small modulation index with high sensitivity and high accuracy. It is to provide a receiver.
【0006】[0006]
【課題を解決するための手段】このために請求項1の発
明は、入力信号を逓倍する逓倍回路と、該逓倍回路から
出力するキャリア信号に対して90度の奇数倍の位相シ
フトを行う移相回路と、該移相回路の出力信号と前記逓
倍回路の出力信号とを乗算するミキサと、該ミキサの出
力信号を入力するローパスフィルタとを具備することを
特徴とするFM検波器とした。For this purpose, a first aspect of the present invention provides a multiplying circuit for multiplying an input signal and a phase shifter for performing a 90-degree odd-numbered phase shift on a carrier signal output from the multiplying circuit. An FM detector comprising: a phase circuit; a mixer that multiplies an output signal of the phase shift circuit and an output signal of the multiplier circuit; and a low-pass filter that inputs an output signal of the mixer.
【0007】請求項2の発明は、入力高周波信号を90
度位相の異なる2個の中間周波信号にダウンコンバート
する直交ミキサ回路と、該直交ミキサ回路から出力する
前記2個の中間周波信号を入力してイメージ信号除去お
よびチャネル選択を行う複素バンドパスフィルタと、該
複素バンドパスフィルタの出力信号を入力してFM検波
を行う請求項1の発明のFM検波器とを具備することを
特徴とするFM受信機とした。According to a second aspect of the present invention, the input high-frequency signal is
A quadrature mixer circuit for down-converting to two intermediate frequency signals having different degrees of phase, a complex bandpass filter for inputting the two intermediate frequency signals output from the quadrature mixer circuit and performing image signal removal and channel selection. And an FM detector according to the first aspect of the present invention for performing FM detection by inputting an output signal of the complex bandpass filter.
【0008】請求項3の発明は、入力高周波信号を90
度位相の異なる2個の中間周波信号にダウンコンバート
する直交ミキサ回路と、該直交ミキサ回路から出力する
前記2個の中間周波信号を入力してイメージ信号除去を
行うRCポリフェーズフィルタと、該RCポリフェーズ
フィルタから出力する2個の中間周波信号を入力してチ
ャネル選択を行う2個のバンドパスフィルタと、該2個
のバンドパスフィルタの出力信号を入力してFM検波を
行う請求項1の発明のFM検波器とを具備することを特
徴とするFM受信機とした。According to a third aspect of the present invention, the input high-frequency signal is
A quadrature mixer circuit for down-converting to two intermediate frequency signals having different phase degrees, an RC polyphase filter for inputting the two intermediate frequency signals output from the quadrature mixer circuit and removing an image signal, 2. The two band-pass filters for performing channel selection by inputting two intermediate frequency signals output from the polyphase filter, and performing FM detection by inputting output signals of the two band-pass filters. An FM receiver comprising the FM detector of the invention.
【0009】[0009]
【発明実施の形態】[第1の実施形態]図1は本発明の
第1の実施形態のFM検波器のブロック図ある。本実施
形態では、図6に示した回路の入力端子1と移相回路2
およびミキサ3との間に、N逓倍回路6を挿入してい
る。よって、入力端子1に入力したFM信号はまずこの
N逓倍回路6でN逓倍される。このためキャリア周波数
および変調指数がN倍になる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS [First Embodiment] FIG. 1 is a block diagram of an FM detector according to a first embodiment of the present invention. In the present embodiment, the input terminal 1 and the phase shift circuit 2 of the circuit shown in FIG.
An N-multiplier circuit 6 is inserted between the mixer and the mixer 3. Therefore, the FM signal input to the input terminal 1 is first multiplied by N in the N multiplying circuit 6. Therefore, the carrier frequency and the modulation index become N times.
【0010】本実施形態で用いるN逓倍回路6は、例え
ば図2に示すような回路で構成することができる。図2
において、601、602は差動接続のペアトランジス
タ(NMOSFET)、603はそのペアトランジスタ
601、602のソースに接続された定電流源、604
は同ソースに接続されたローパスフィルタ又はバンドパ
スフィルタである。The N-multiplier circuit 6 used in the present embodiment can be constituted, for example, by a circuit as shown in FIG. FIG.
601 and 602 are differentially connected pair transistors (NMOSFETs), 603 is a constant current source connected to the sources of the pair transistors 601 and 602,
Is a low-pass filter or a band-pass filter connected to the same source.
【0011】このN逓倍回路6では、差動ペアトランジ
スタ601、602に差動信号を入力することで、全波
整流信号が得られる。全彼整流信号には、入力信号の偶
数倍の高調波(入力周波数をfoとすると、2fo,4f
o,6fo,・・・)が含まれるため、ローパスフィルタ
に通すことで2逓倍信号を得ることができ、またバンド
パスフィルタに通すことで4逓倍以上の任意の偶数逓倍
信号を得ることができる。In the N multiplying circuit 6, a full-wave rectified signal is obtained by inputting a differential signal to the differential pair transistors 601 and 602. All rectified signals include harmonics of even multiples of the input signal (assuming the input frequency is fo, 2fo, 4f
o, 6fo,...), a doubled signal can be obtained by passing through a low-pass filter, and an arbitrary even-numbered signal of 4 times or more can be obtained by passing through a band-pass filter. .
【0012】入力したFM信号はN逓倍回路6によるN
逓倍後に分岐され、一方の信号は移相回路2により位相
シフトされてからミキサ3に入力し、他方の信号はその
ままミキサ3に入力するので、このミキサ3において、
周波数が等しく位相の異なる2つの信号間で乗算処理が
行われる。移相回路2は入力信号の中心周波数に対して
90度の奇数倍の位相シフトを行うように設定されてお
り、周波数変調された信号が移相回路2に入力される
と、入力信号周波数に応じて移相量が変動する。ミキサ
3の出力はこの移相変動量に比例する成分を持つため、
ミキサ出力をローパスフィルタ4に通すことで出力端子
5にベースバンド出力が得られる。The input FM signal is converted into N by the N multiplying circuit 6.
After being multiplied and branched, one signal is phase-shifted by the phase shift circuit 2 and then input to the mixer 3, and the other signal is input to the mixer 3 as it is.
A multiplication process is performed between two signals having the same frequency and different phases. The phase shift circuit 2 is set so as to perform a phase shift of an odd multiple of 90 degrees with respect to the center frequency of the input signal. When a frequency-modulated signal is input to the phase shift circuit 2, the phase shift circuit 2 changes the input signal frequency. The amount of phase shift varies accordingly. Since the output of mixer 3 has a component proportional to the amount of phase shift,
The baseband output is obtained at the output terminal 5 by passing the mixer output through the low-pass filter 4.
【0013】このベースバンド出力の振幅は、移相回路
2のキャリア信号に対する移相量および変調指数に比例
し、キャリア周波数に反比例する。故に移相回路2によ
る遅延時間が同じ場合(移相量がキャリア周波数に比例
する場合)、ベースバンド出力の振幅は変調指数に比例
し、キャリア周波数に依存しない。したがって、遅延時
間が従来と同じ移相回路を用いた場合、本実施の形態は
従来技術と比較してベースバンド出力振幅がN倍にな
り、感度がN倍向上する。The amplitude of the baseband output is proportional to the phase shift amount and modulation index of the carrier signal of the phase shift circuit 2, and is inversely proportional to the carrier frequency. Therefore, when the delay time by the phase shift circuit 2 is the same (when the amount of phase shift is proportional to the carrier frequency), the amplitude of the baseband output is proportional to the modulation index and does not depend on the carrier frequency. Therefore, when the delay time uses the same phase shift circuit as that in the related art, the present embodiment increases the baseband output amplitude by N times and improves the sensitivity by N times compared to the related art.
【0014】[第2の実施の形態]図3は本発明の第2
の実施形態のFM受信機のブロック図である。図3にお
いて、6Aは2逓倍回路、7はRF(FM高周波)信号
の入力端子、8、9はミキサ、10はローカル信号入力
端子、11はそのローカル信号をπ/2だけ位相シフト
するπ/2移相器、12は複素バンドパスフィルタであ
り、他は図1と同じである。[Second Embodiment] FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention.
It is a block diagram of the FM receiver of an embodiment. In FIG. 3, 6A is a doubler circuit, 7 is an RF (FM high frequency) signal input terminal, 8 and 9 are mixers, 10 is a local signal input terminal, and 11 is a π / which phase-shifts the local signal by π / 2. 2 is a phase shifter, and 12 is a complex bandpass filter, and the other components are the same as those in FIG.
【0015】本実施形態では、RF信号をミキサ8、9
とπ/2移相器11からなる直交ミキサ回路によりダウ
ンコンバートした後、複素バンドパスフィルタ12によ
りチャネル選択およびイメージ信号の除去を行う。この
後、第1の実施形態に示したFM検波器により復調を行
う。本実施例ではN逓倍回路6として2逓倍回路6Aを
用いるFM検波器の場合を示している。In this embodiment, the RF signals are transmitted to the mixers 8 and 9.
After down-conversion by a quadrature mixer circuit composed of a .pi. / 2 phase shifter 11, channel selection and image signal removal are performed by a complex band-pass filter 12. Thereafter, demodulation is performed by the FM detector described in the first embodiment. In the present embodiment, an FM detector using a doubler circuit 6A as the N multiplier circuit 6 is shown.
【0016】ここで、複素バンドパスフィルタ12の出
力は直交差動信号であるため、図4に示すようなトラン
ジスタを使った一般的な回路で2逓倍回路6Aを構成す
る。図4において、611、612はペアトランジスタ
(NMOSFET)、613は負荷抵抗、614、61
5はペアトランジスタ(NMOSFET)、616は負
荷抵抗、617は定電流源である。ここでI,Qはミキ
サ8、9から出力する直交入力信号を表し、−I,−Q
はそれぞれの反転入力信号を表す。本実施形態では、従
来技術と比較してベースバンド出力振幅が2倍になり、
感度が2倍向上する。Since the output of the complex band-pass filter 12 is a quadrature differential signal, the doubling circuit 6A is formed by a general circuit using transistors as shown in FIG. In FIG. 4, reference numerals 611 and 612 denote pair transistors (NMOSFETs), 613 denotes a load resistor, and 614 and 61.
5 is a pair transistor (NMOSFET), 616 is a load resistor, and 617 is a constant current source. Here, I and Q represent the quadrature input signals output from the mixers 8 and 9, and -I and -Q
Represents each inverted input signal. In the present embodiment, the baseband output amplitude is doubled as compared with the related art,
The sensitivity is doubled.
【0017】[第3の実施の形態]図5は本発明の第3
の実施形態のFM受信機のブロック図である。図5にお
いて、13はRCポリフェーズフィルタ、14、15は
バンドパスフィルタであり、他は図3と同じである。[Third Embodiment] FIG. 5 shows a third embodiment of the present invention.
It is a block diagram of the FM receiver of an embodiment. 5, 13 is an RC polyphase filter, 14 and 15 are bandpass filters, and the other components are the same as those in FIG.
【0018】本実施形態では、RF信号をミキサ8、9
とπ/2移相器11からなる直交ミキサ回路によりダウ
ンコンバートした後、RCポリフェーズフィルタ13に
よりイメージ信号を除去し、さらにバンドパスフィルタ
14,15でチャネル選択を行う。この後、第1の実施
形態に示したFM検波器により復調を行う。本実施形態
でもN逓倍回路6として2逓倍回路6Aを用いるFM検
波器の場合を示している。本実施形態においても、従来
技術と比較してベースバンド出力振幅が2倍になり、感
度が2倍向上する。In this embodiment, the RF signals are transmitted to the mixers 8 and 9.
After down-conversion by a quadrature mixer circuit composed of a .pi. / 2 phase shifter 11, the image signal is removed by an RC polyphase filter 13, and channel selection is performed by band-pass filters 14 and 15. Thereafter, demodulation is performed by the FM detector described in the first embodiment. The present embodiment also shows a case of an FM detector using a doubler circuit 6A as the N multiplier circuit 6. Also in this embodiment, the baseband output amplitude is doubled and the sensitivity is doubled as compared with the related art.
【0019】[その他の実施形態]なお、以上説明した
第2および第3の実施形態では、N逓倍回路6として2
逓倍回路6Aを用いたが、変調指数を増大する4逓倍回
路、6逓倍あるいは8逓器倍等の各種逓倍回路を用いて
もよいことは言うまでもない。[Other Embodiments] In the second and third embodiments described above, the N multiplying circuit 6 is a 2
Although the multiplying circuit 6A is used, it goes without saying that various multiplying circuits such as a quadruple multiplying circuit, a six-multiplying circuit, or an eight-multiplier multiplying circuit for increasing the modulation index may be used.
【0020】[0020]
【発明の効果】以上から本発明のFM検波器によれば、
受信FM信号をN逓倍して変調指数を増大させた後にF
M検波するので、変調指数の小さいFM信号を高感度か
つ高精度に検波するFM受信機が実現できる。As described above, according to the FM detector of the present invention,
After multiplying the received FM signal by N to increase the modulation index, F
Since M detection is performed, an FM receiver that detects an FM signal having a small modulation index with high sensitivity and high accuracy can be realized.
【図1】 本発明の第1の実施形態のFM検波器のブロ
ック図である。FIG. 1 is a block diagram of an FM detector according to a first embodiment of the present invention.
【図2】 図1のFM検波器に使用するN逓倍回路の回
路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of an N-multiplier used in the FM detector of FIG. 1;
【図3】 本発明の第2の実施形態のFM受信機のブロ
ック図である。FIG. 3 is a block diagram of an FM receiver according to a second embodiment of the present invention.
【図4】 図3のFM受信機に使用する2逓倍回路の回
路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a doubler used in the FM receiver of FIG. 3;
【図5】 本発明の第3の実施形態のFM受信機のブロ
ック図である。FIG. 5 is a block diagram of an FM receiver according to a third embodiment of the present invention.
【図6】 従来のFM検波器のブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of a conventional FM detector.
1:入力端子、2:移相回路、3:ミキサ、4:ローパ
スフィルタ、5:出力端子、6:N逓倍回路、6A:2
逓倍回路、601,602:ペアトランジスタ、60
3:定電流源、611,612:ペアトランジスタ、6
13:負荷抵抗、614,615:ペアトランジスタ、
616:負荷抵抗、617:定電流源、7:入力端子、
8,9:ミキサ、10:入力端子、11:π/2移相
器、12:複素バンドパスフィルタ、13:RCポリフ
ェーズフィルタ、14,15:バンドパスフィルタ。1: input terminal, 2: phase shift circuit, 3: mixer, 4: low-pass filter, 5: output terminal, 6: N multiplier, 6A: 2
Multiplier circuit, 601, 602: pair transistor, 60
3: constant current source, 611, 612: pair transistor, 6
13: load resistance, 614, 615: pair transistor,
616: load resistance, 617: constant current source, 7: input terminal,
8, 9: mixer, 10: input terminal, 11: π / 2 phase shifter, 12: complex bandpass filter, 13: RC polyphase filter, 14, 15: bandpass filter.
フロントページの続き Fターム(参考) 5K020 CC03 DD05 EE05 FF13 FF15 HH11 HH13 MM02 Continuation of the front page F term (reference) 5K020 CC03 DD05 EE05 FF13 FF15 HH11 HH13 MM02
Claims (3)
路から出力するキャリア信号に対して90度の奇数倍の
位相シフトを行う移相回路と、該移相回路の出力信号と
前記逓倍回路の出力信号とを乗算するミキサと、該ミキ
サの出力信号を入力するローパスフィルタとを具備する
ことを特徴とするFM検波器。1. A multiplication circuit for multiplying an input signal, a phase shift circuit for performing a phase shift of an odd multiple of 90 degrees with respect to a carrier signal output from the multiplication circuit, an output signal of the phase shift circuit, and the multiplication An FM detector comprising: a mixer that multiplies an output signal of a circuit; and a low-pass filter that inputs an output signal of the mixer.
の中間周波信号にダウンコンバートする直交ミキサ回路
と、該直交ミキサ回路から出力する前記2個の中間周波
信号を入力してイメージ信号除去およびチャネル選択を
行う複素バンドパスフィルタと、該複素バンドパスフィ
ルタの出力信号を入力してFM検波を行う請求項1のF
M検波器とを具備することを特徴とするFM受信機。2. A quadrature mixer circuit for down-converting an input high-frequency signal into two intermediate frequency signals having a phase difference of 90 degrees, and an image signal removal by inputting the two intermediate frequency signals output from the quadrature mixer circuit. 2. A complex band-pass filter for performing channel detection and channel selection, and performing FM detection by inputting an output signal of the complex band-pass filter.
An FM receiver, comprising: an M detector.
の中間周波信号にダウンコンバートする直交ミキサ回路
と、該直交ミキサ回路から出力する前記2個の中間周波
信号を入力してイメージ信号除去を行うRCポリフェー
ズフィルタと、該RCポリフェーズフィルタから出力す
る2個の中間周波信号を入力してチャネル選択を行う2
個のバンドパスフィルタと、該2個のバンドパスフィル
タの出力信号を入力してFM検波を行う請求項1のFM
検波器とを具備することを特徴とするFM受信機。3. A quadrature mixer circuit for down-converting an input high-frequency signal into two intermediate frequency signals having a phase difference of 90 degrees, and inputting the two intermediate frequency signals output from the quadrature mixer circuit to remove an image signal. And a channel selection by inputting two intermediate frequency signals output from the RC polyphase filter.
2. The FM detection apparatus according to claim 1, wherein the FM detection is performed by inputting the output signals of the two band-pass filters and the two band-pass filters.
An FM receiver, comprising: a detector.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001102885A JP2002299960A (en) | 2001-04-02 | 2001-04-02 | Fm detector and fm receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001102885A JP2002299960A (en) | 2001-04-02 | 2001-04-02 | Fm detector and fm receiver |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002299960A true JP2002299960A (en) | 2002-10-11 |
Family
ID=18956024
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001102885A Pending JP2002299960A (en) | 2001-04-02 | 2001-04-02 | Fm detector and fm receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2002299960A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5143284B2 (en) * | 2009-07-15 | 2013-02-13 | 三菱電機株式会社 | Mobile receiver |
US8563371B2 (en) | 2010-09-13 | 2013-10-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method of forming semiconductor device |
-
2001
- 2001-04-02 JP JP2001102885A patent/JP2002299960A/en active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5143284B2 (en) * | 2009-07-15 | 2013-02-13 | 三菱電機株式会社 | Mobile receiver |
US8385837B2 (en) | 2009-07-15 | 2013-02-26 | Mitsubishi Electric Corporation | Mobile receiver apparatus |
DE112009005070B4 (en) * | 2009-07-15 | 2014-05-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Mobile receiver device |
US8563371B2 (en) | 2010-09-13 | 2013-10-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method of forming semiconductor device |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6678340B1 (en) | Apparatus for receiving and processing a radio frequency signal | |
RU2115222C1 (en) | Phase-angle corrector for power amplifier feedback circuit (options) | |
JP4335135B2 (en) | Improved mixer having multiple local oscillators and system based thereon | |
JP2002523958A (en) | Low IF receiver | |
JPH1070482A (en) | Receiver | |
JPH0382248A (en) | 90× phase shifter and data receiver | |
US7046979B2 (en) | Receiver for rejecting image signal | |
JP2001045085A (en) | Orthogonal signal generating circuit and orthogonal signal generating method | |
JPH10500550A (en) | Communication receiver | |
JPH02157667A (en) | Phase detector and frequency demodulator | |
JPH0656970B2 (en) | Device for controlling gradient compensation circuit | |
JP4063563B2 (en) | Direct detection circuit | |
JP2002299960A (en) | Fm detector and fm receiver | |
US7107036B1 (en) | Demodulator architecture and associated methods | |
JPS61273005A (en) | Amplitude modulation system receiver | |
US4091453A (en) | Low offset AC correlator | |
JP3178277B2 (en) | Direct conversion receiver | |
JP3793641B2 (en) | Direct conversion receiver | |
JP2837914B2 (en) | AFC device | |
JP3413902B2 (en) | Frequency shift keying data demodulator | |
KR100495867B1 (en) | Receiver and filter arrangement comprising polyphase filters | |
JPS59196655A (en) | Delay detecting circuit | |
JP3923354B2 (en) | Automatic tracking antenna device | |
JP2837916B2 (en) | AFC device | |
JPH0358546A (en) | Phase comparator circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20031209 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070219 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070227 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20070703 |