JP2002272091A - Voltage doubler dc/dc converter - Google Patents
Voltage doubler dc/dc converterInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、倍電圧昇圧型D
C/DCコンバータに関し、詳しくは、PHS、携帯電
話等の携帯型の電話機、電子ブック、PDAなどの携帯
型電子機器の電源回路として利用される昇圧型DC/D
Cコンバータにおいて、電力供給用コンデンサのコンデ
ンサ鳴りを防止することができる倍電圧昇圧型DC/D
Cコンバータに関する。The present invention relates to a double voltage boosting type D
More specifically, a C / DC converter is a step-up DC / D used as a power supply circuit of a portable electronic device such as a PHS, a portable telephone such as a portable telephone, an electronic book, and a PDA.
In a C converter, a double voltage boost type DC / D capable of preventing the noise of the power supply capacitor
It relates to a C converter.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来、PHS、携帯電話等の携帯型の電
話機、携帯型電子機器など、電池駆動の電子装置にあっ
ては、電池電圧より高い電圧で動作する、例えば、送信
回路や液晶バックライトのLED素子駆動回路が設けら
れている。そのためその内部には、電池電圧を昇圧する
DC/DCコンバータが電源回路の1つとして設けられ
る。一方、この種の電池駆動の電子装置では、装置自体
の小型化、軽量化が進み、電源回路自体が小型化され、
かつ、低消費電力のものが要求されている。そこで、こ
の種の装置の電源回路では、LED素子の駆動回路とし
て、チャージポンプ回路等によるスイッチド・キャパシ
タ方式で充電電荷の転送をして、いわゆる倍電圧整流に
対応する倍電圧昇圧回路を構成し、昇圧電圧をレギュレ
ータにより定電圧に安定化してLED駆動電圧等を生成
している。これにより装置の小型化と低消費電力とを実
現している。これに着目して電源回路自体もチャージポ
ンプ回路等の倍電圧整流型の、いわゆるスイッチド・キ
ャパシタ型(チャージポンプ昇圧型)のDC/DCコン
バータを利用されてきている。2. Description of the Related Art Conventionally, in a battery-driven electronic device such as a portable telephone such as a PHS or a portable telephone, a portable electronic device, etc., a device operating at a voltage higher than the battery voltage, for example, a transmission circuit or a liquid crystal backing. A light LED element drive circuit is provided. Therefore, a DC / DC converter for boosting the battery voltage is provided therein as one of the power supply circuits. On the other hand, in this type of battery-driven electronic device, the size and weight of the device itself have been reduced, and the power supply circuit itself has been reduced in size.
In addition, a device with low power consumption is required. Therefore, in the power supply circuit of this type of device, as a driving circuit for the LED element, a charge boosting circuit corresponding to so-called voltage doubler rectification is configured by transferring charge by a switched capacitor method using a charge pump circuit or the like. Then, the boosted voltage is stabilized to a constant voltage by a regulator to generate an LED drive voltage and the like. As a result, miniaturization of the device and low power consumption are realized. Paying attention to this, the power supply circuit itself is a so-called switched capacitor type (charge pump step-up type) DC / DC converter of a voltage doubler rectification type such as a charge pump circuit.
【0003】図3は、その回路の一例である。図3にお
いて、DC/DCコンバータ10は、発振回路(OS
C)13の発振周波数でスイッチングするチャージポン
プ回路(倍電圧昇圧回路)12を有している。これによ
りリチウムイオン電池11から、例えば、3.6V程度
(3.0V〜4.2V)の電圧を持つ電力を受けてこれ
を所定の周波数でスイッチングしてコンデンサC1(第
1のコンデンサ)に充電し前記のスイッチングに対して
相補的にON/OFFするスイッチングによりコンデン
サC1に充電された電荷を実質的に倍電圧にしてコンデ
ンサC2(第2のコンデンサ)に転送してこれを充電す
る、いわゆる倍電圧整流を繰り返してコンデンサC2に
7.2V程度の電圧を発生する。FIG. 3 shows an example of the circuit. 3, the DC / DC converter 10 includes an oscillation circuit (OS
C) a charge pump circuit (double voltage booster circuit) 12 that switches at the oscillation frequency of 13; As a result, for example, power having a voltage of about 3.6 V (3.0 V to 4.2 V) is received from the lithium ion battery 11 and is switched at a predetermined frequency to charge the capacitor C1 (first capacitor). The charge charged in the capacitor C1 is substantially doubled by the switching which is turned on / off complementarily to the above-mentioned switching, and is transferred to the capacitor C2 (second capacitor) to be charged. By repeating the voltage rectification, a voltage of about 7.2 V is generated in the capacitor C2.
【0004】可変周波数発振回路13は、リチウムイオ
ン電池11からの電力を受けて発振し、チャージポンプ
回路12に所定の周波数でデューティ比50%のパルス
を出力する。そして、チャージポンプ回路12で昇圧さ
れた出力側の電圧Voを出力電圧検出回路14で検出し
てそれを可変周波数発振回路13に帰還して出力電圧V
oが一定の電圧になるように可変周波数発振回路13の
発振周波数を制御している。これにより出力電圧Voの
安定化を図る。なお、出力電圧検出回路14は、出力電
圧を検出するための分圧抵抗回路14aと誤差増幅器1
4bとで構成されていて、分圧抵抗回路14aの抵抗R
1と抵抗R2の接続点Nの電圧Vsが誤差増幅器14bの
(+)入力端子に加えられる。それが誤差増幅器14b
の(−)入力端子の基準電圧Vrefと比較されて、接続
点Nの電圧が基準電圧Vrefに一致するように制御電圧
(あるいは制御電流)を発生して、それを可変周波数発
振回路13に送出する。The variable frequency oscillating circuit 13 receives power from the lithium ion battery 11 and oscillates, and outputs a pulse having a predetermined frequency and a duty ratio of 50% to the charge pump circuit 12. Then, the output voltage Vo boosted by the charge pump circuit 12 is detected by the output voltage detection circuit 14 and is fed back to the variable frequency oscillation circuit 13 to output the output voltage V
The oscillation frequency of the variable frequency oscillation circuit 13 is controlled so that o becomes a constant voltage. Thereby, the output voltage Vo is stabilized. The output voltage detecting circuit 14 includes a voltage dividing resistor circuit 14a for detecting the output voltage and the error amplifier 1
4b, and the resistance R of the voltage dividing resistor circuit 14a.
The voltage Vs at the connection point N between 1 and the resistor R2 is applied to the (+) input terminal of the error amplifier 14b. That is the error amplifier 14b
Is compared with the reference voltage Vref of the (-) input terminal to generate a control voltage (or control current) so that the voltage at the connection point N matches the reference voltage Vref, and sends it to the variable frequency oscillation circuit 13. I do.
【0005】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなスイッチド・キャパシタ型DC/DCコンバータに
あっては、コンデンサC2は、容量の大きな電解コンデ
ンサあるいはセラミックスコンデンサが外付けされて使
用される。コンデンサC2にセラミックスコンデンサを
接続すると、待機時等の負荷電流が少ないときに異常音
が発生する。それは、負荷電流が少ないときには可変周
波数発振回路13の周波数が低下して可聴周波数の範囲
に入り、出力電圧が一定になるように制御されるからで
ある。このとき、コンデンサC2の充放電周波数が可聴
周波数範囲に入ることから、その電力でコンデンサC2
が駆動されてコンデンサ鳴りが発生する。このような振
動は、携帯型の小型、軽量な電子機器では、その筐体ま
で反響するばかりでなく、他の電子回路の動作に悪影響
を与える。この発明の目的は、このような従来技術の問
題点を解決するものであって、電力供給用コンデンサの
コンデンサ鳴りを防止することができる倍電圧昇圧型D
C/DCコンバータを提供することにある。However, in such a switched capacitor type DC / DC converter, an electrolytic capacitor or a ceramic capacitor having a large capacity is externally used as the capacitor C2. When a ceramic capacitor is connected to the capacitor C2, an abnormal sound is generated when the load current is small, such as during standby. This is because when the load current is small, the frequency of the variable frequency oscillation circuit 13 is reduced so as to enter the audible frequency range, and the output voltage is controlled to be constant. At this time, since the charging / discharging frequency of the capacitor C2 falls within the audio frequency range, the capacitor C2
Is driven and a capacitor noise is generated. Such vibration not only affects the housing of a portable small and lightweight electronic device, but also adversely affects the operation of other electronic circuits. SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve such a problem of the prior art, and it is an object of the present invention to provide a double voltage boosting type D which can prevent the noise of a power supply capacitor.
It is to provide a C / DC converter.
【0006】[0006]
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るためのこの発明の倍電圧昇圧型DC/DCコンバータ
の特徴は、直流電源と、基準電圧を発生する基準電圧発
生回路と、直流電源から電力を受けて基準電圧と検出電
圧との差に応じて周波数が制御される可変周波数発振回
路と、直流電源の出力と可変周波数発振回路の出力とを
受けて直流電源の出力を制御された周波数で第1のスイ
ッチ回路をスイッチングしてそのON状態のときに第1
のコンデンサに充電しスイッチングに対して相補的にO
N/OFFするスイッチングにより第2のスイッチ回路
をスイッチングしてそのON状態において第1のコンデ
ンサに充電された電荷を実質的に倍電圧にして第2のコ
ンデンサに転送してこれを充電することにより昇圧する
昇圧回路と、この昇圧回路の出力電圧に応じて検出電圧
を発生する出力電圧検出回路とを備え、負荷電流値が所
定値よりも小さいときに可変周波数発振回路の発振周波
数が可聴周波数の上限を超える値になるように第2のス
イッチ回路がONしたときにこの第2のスイッチ回路が
所定の抵抗値を持つか、これに直列に所定の抵抗値の抵
抗が挿入されるものである。SUMMARY OF THE INVENTION In order to achieve the above object, a double voltage boosting DC / DC converter according to the present invention is characterized by a DC power supply, a reference voltage generating circuit for generating a reference voltage, and a DC power supply. A variable frequency oscillation circuit whose frequency is controlled according to the difference between the reference voltage and the detection voltage, and an output of the DC power supply and an output of the variable frequency oscillation circuit, and the output of the DC power supply is controlled. The first switch circuit is switched at the frequency and the first
Of the capacitor and complementarily to O
The second switch circuit is switched by N / OFF switching, and in the ON state, the electric charge charged in the first capacitor is substantially doubled, transferred to the second capacitor, and charged. A booster circuit that boosts the voltage; and an output voltage detection circuit that generates a detection voltage in accordance with the output voltage of the booster circuit. When the load current value is smaller than a predetermined value, the oscillation frequency of the When the second switch circuit is turned on so as to exceed the upper limit, the second switch circuit has a predetermined resistance value, or a resistor having a predetermined resistance value is inserted in series with this. .
【0007】[0007]
【発明の実施の形態】このように、この発明にあって
は、ON状態において第1のコンデンサに充電された電
荷を実質的に倍電圧にして第2のコンデンサに転送する
第2のスイッチ回路に対して直列に所定の抵抗値の抵抗
が挿入して、負荷電流値が所定値よりも小さいときに第
2のコンデンサの倍電圧の充電電圧を低く抑える。これ
により、倍電圧の充電電圧を目標電圧に近い値に設定で
きるので、発振周波数の制御が頻繁に行われるようにな
り、負荷電流値が小さいときであっても発振回路の発振
周波数を可聴周波数を超える方向に移行させて発振させ
ることができる。しかも、倍電圧の充電電圧も低く抑え
られるので、電力供給用の第2のコンデンサのコンデン
サ鳴りを防止することができる。なお、電力供給用の第
2のコンデンサは、通常は外付けされる。As described above, according to the present invention, in the ON state, the second switch circuit transfers the charge charged in the first capacitor to the second capacitor after substantially double the voltage. When the load current value is smaller than the predetermined value, the charging voltage of the doubled voltage of the second capacitor is suppressed low. As a result, the charging voltage of the doubled voltage can be set to a value close to the target voltage, so that the oscillation frequency is frequently controlled, and the oscillation frequency of the oscillation circuit is set to the audible frequency even when the load current value is small. Can be oscillated by shifting in the direction exceeding In addition, the charging voltage of the doubled voltage can be suppressed low, so that the noise of the second power supply capacitor can be prevented. It should be noted that the second capacitor for supplying power is usually provided externally.
【0008】[0008]
【実施例】図1は、この発明の倍電圧昇圧型DC/DC
コンバータを適用した一実施例のスイッチド・キャパシ
タ型DC/DCコンバータのブロック図、図2は、この
発明における発振回路の周波数特性と出力電流との関係
の説明図である。なお、図3と同一の構成要素は同一の
符号で示し、その説明を割愛する。図1において、1
は、リチウムイオン電池11の電力で駆動されるスイッ
チド・キャパシタ型DC/DCコンバータであって、チ
ャージポンプ回路12の4個のスイッチ回路がMOSF
ETトランジスタ(以下トランジスタ)Tr1〜Tr4で
構成され、トランジスタTr3,Tr4のゲート電圧がイ
ンバータ2から供給されている。しかも、ここでは、イ
ンバータ2の出力信号のレベルが出力信号レベル調整回
路3により調整される。なお、図中、pチャネルトラン
ジスタTr1と,nチャネルトランジスタTr2は、コン
デンサC1を充電する2つのスイッチ回路である。トラ
ンジスタTr1のソースは、電池11の電源ライン(電
圧Vin)に接続され、トランジスタTr2のソースは、
グランドGNDに接続され、コンデンサC1は、トラン
ジスタTr1のドレインとトランジスタTr2のドレイン
との間に接続されている。pチャネルトランジスタTr
3,Tr4は、コンデンサC1の電圧を倍電圧にしてコン
デンサC2に転送する2つのスイッチ回路である。トラ
ンジスタTr3のソースは、電池11の電源ライン(電
圧Vin)に接続され、そのドレイン側は、コンデンサC
1に接続されているトランジスタTr2のドレインに接続
されている。トランジスタTr4のソースは、出力端子
7に接続されたコンデンサC2の端子に接続され、その
ドレイン側は、コンデンサC1に接続されているトラン
ジスタTr1のドレインに接続されている。コンデンサ
C2の出力端子7に接続されていない側の端子は、グラ
ンドGNDに接続されている。そして、出力端子7には
レギュレートされた出力電圧Voが発生する。FIG. 1 shows a double-voltage step-up DC / DC according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a switched-capacitor type DC / DC converter according to an embodiment to which a converter is applied, and FIG. 2 is an explanatory diagram showing a relationship between a frequency characteristic and an output current of an oscillation circuit according to the present invention. Note that the same components as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In FIG. 1, 1
Is a switched capacitor type DC / DC converter driven by the power of the lithium ion battery 11, and four switch circuits of the charge pump circuit 12 are MOSF
ET transistors (hereinafter, transistors) Tr1 to Tr4 are provided, and gate voltages of the transistors Tr3 and Tr4 are supplied from the inverter 2. Moreover, here, the level of the output signal of the inverter 2 is adjusted by the output signal level adjusting circuit 3. In the figure, a p-channel transistor Tr1 and an n-channel transistor Tr2 are two switch circuits for charging the capacitor C1. The source of the transistor Tr1 is connected to the power line (voltage Vin) of the battery 11, and the source of the transistor Tr2 is
The capacitor C1 is connected to the ground GND, and is connected between the drain of the transistor Tr1 and the drain of the transistor Tr2. p-channel transistor Tr
Reference numerals 3 and 4 denote two switch circuits for transferring the voltage of the capacitor C1 to the capacitor C2 by doubling the voltage. The source of the transistor Tr3 is connected to the power supply line (voltage Vin) of the battery 11, and the drain of the transistor Tr3 is connected to the capacitor C3.
It is connected to the drain of the transistor Tr2 connected to 1. The source of the transistor Tr4 is connected to the terminal of the capacitor C2 connected to the output terminal 7, and the drain side is connected to the drain of the transistor Tr1 connected to the capacitor C1. The terminal of the capacitor C2 on the side not connected to the output terminal 7 is connected to the ground GND. Then, a regulated output voltage Vo is generated at the output terminal 7.
【0009】DC/DCコンバータ1から出力電力を受
ける負荷6には、例えば、負荷6側とカレントミラー接
続されたカレントミラー回路による負荷電流検出回路4
が設けられていて、これにより検出された負荷電流が電
流/電圧変換回路(I/V)5を介して出力信号レベル
調整回路3に電圧信号として加えられる。インバータ2
は、CMOSトランジスタTr5,Tr6とで構成され、
pチャンネルのトランジスタTr5のソースが電池11
の電源ライン(電圧Vin)に接続され、nチャンネルの
トランジスタTr6のソースが出力信号レベル調整回路
3を介して接地(グランドGNDに接続)されている。
出力信号レベル調整回路3は、例えば、ボルテージフォ
ロアあるいはnチャネルMOSトランジスタ等で構成さ
れ、トランジスタTr6のソースの電圧レベルを設定す
る電圧可変回路であって、可変する電圧の制御電圧信号
を、ボルテージフォロアの入力あるいはnチャンネルト
ランジスタのゲートにI/V5から受ける。これによ
り、出力信号レベル調整回路3が制御されることで、ト
ランジスタTr5,Tr6のドレイン同士が接続されたイ
ンバータ2のLowレベル(以下“L”)の出力電圧が
レベル調整される。The load 6 receiving the output power from the DC / DC converter 1 includes, for example, a load current detecting circuit 4 including a current mirror circuit connected to the load 6 by a current mirror.
Is provided, and the detected load current is applied as a voltage signal to the output signal level adjustment circuit 3 via the current / voltage conversion circuit (I / V) 5. Inverter 2
Is composed of CMOS transistors Tr5 and Tr6,
The source of the p-channel transistor Tr5 is the battery 11
And the source of the n-channel transistor Tr6 is grounded (connected to the ground GND) via the output signal level adjusting circuit 3.
The output signal level adjustment circuit 3 is, for example, a voltage follower or an n-channel MOS transistor, and is a voltage variable circuit that sets the voltage level of the source of the transistor Tr6. Or the gate of the n-channel transistor receives from I / V5. Thus, the output signal of the inverter 2 to which the drains of the transistors Tr5 and Tr6 are connected is adjusted to a low level (hereinafter “L”) by controlling the output signal level adjusting circuit 3.
【0010】このレベル調整は、待機状態など、負荷電
流Ioが定常使用状態の電流値Iより低い電流のとき
に、インバータ2の出力が本来の“L”(グランドGN
D)よりも高い所定の電圧に調整され、これによりトラ
ンジスタTr3,Tr4の内部インピーダンスを所定の値
にする。負荷電流Ioが定常使用状態の電流値I以上に
なると、I/V5の電圧が大きくなり、出力信号レベル
調整回路3のボルテージフォロアのシンク側のトランジ
スタあるいはnチャネルMOSトランジスタがONとな
って、インバータ2の“L”出力が実質的にグランドG
ND電位になる。In this level adjustment, when the load current Io is lower than the current value I in the normal use state, such as in a standby state, the output of the inverter 2 is set to the original "L" (ground GND).
The voltage is adjusted to a predetermined voltage higher than D), thereby setting the internal impedance of the transistors Tr3 and Tr4 to a predetermined value. When the load current Io exceeds the current value I in the steady use state, the voltage of the I / V5 increases, and the transistor on the sink side of the voltage follower of the output signal level adjustment circuit 3 or the n-channel MOS transistor turns on, and the inverter 2 is substantially at ground G
It becomes ND potential.
【0011】ここでは、このインバータ2の出力の
“L”のレベル調整により、トランジスタTr3,Tr4
は、ソース−ドレイン間の抵抗値が変化する。負荷電流
Ioが定常使用状態の電流値I未満のときには、インバ
ータ2の“L”出力がグランドGNDより高い所定の電
圧に調整されるので、トランジスタTr3,Tr4がON
になっても所定の抵抗値、例えば、10Ω〜20Ω程度
が直列に入る。そこで、コンデンサC1の電圧を倍電圧
にしてコンデンサC2に転送するときに、スイッチ回路
に2つのトランジスタの抵抗成分が直列に加わってコン
デンサC2の電圧がその分低くなる。これにより、負荷
電流Ioが定常使用状態の電流値I未満のときには、目
標電圧より上で目標電圧に近いところに昇圧電圧を設定
することができる。その結果、負荷電流Ioが小さい電
流値のときには、コンデンサC2の電圧は、目標電圧よ
り上で目標電圧に近いチャージ電圧から目標制御電圧以
下にすぐに低下することになる。これによりチャージポ
ンプ回路12は、次の電力供給のスイッチング動作に入
ることになり、その制御周波数が高い方に移行する。し
かも、このときのコンデンサC2の駆動最高電圧は、倍
電圧よりも低く、コンデンサC2に加わる負荷電圧も低
い。このとき、トランジスタT3,Tr4のON時の抵抗
値は、可変周波数可変周波数発振回路13の発振周波数
が可聴周波数の上限以上になるように選択される。この
両者の作用により電力供給用の外付けコンデンサC2の
コンデンサ鳴りが防止される。その結果、可変周波数発
振回路13の発振周波数特性は、図2に示すように、待
機状態のような負荷電流Ioが小さい電流値のときであ
っても20kHz以上になる。また、そうなるように、
インバータ2の出力の“L”を調整する。なお、図中、
縦軸は、可変周波数発振回路13の発振周波数であり、
横軸は、負荷6に対する出力電流Ioの値である。Here, the transistors Tr3 and Tr4 are controlled by adjusting the level of the output of the inverter 2 to "L".
Changes the resistance value between the source and the drain. When the load current Io is less than the current value I in the steady use state, the "L" output of the inverter 2 is adjusted to a predetermined voltage higher than the ground GND, so that the transistors Tr3 and Tr4 are turned on.
, A predetermined resistance value, for example, about 10Ω to 20Ω is in series. Therefore, when the voltage of the capacitor C1 is doubled and transferred to the capacitor C2, the resistance components of the two transistors are added in series to the switch circuit, and the voltage of the capacitor C2 is reduced accordingly. As a result, when the load current Io is less than the current value I in the steady use state, the boosted voltage can be set at a position higher than the target voltage and close to the target voltage. As a result, when the load current Io is a small current value, the voltage of the capacitor C2 immediately drops from the charge voltage higher than the target voltage and close to the target voltage to the target control voltage or less. As a result, the charge pump circuit 12 starts the switching operation of the next power supply, and the control frequency shifts to the higher one. In addition, the maximum driving voltage of the capacitor C2 at this time is lower than the doubled voltage, and the load voltage applied to the capacitor C2 is also low. At this time, the resistance values of the transistors T3 and Tr4 when ON are selected so that the oscillation frequency of the variable frequency variable frequency oscillation circuit 13 is equal to or higher than the upper limit of the audible frequency. By these actions, the noise of the external power supply capacitor C2 is prevented. As a result, as shown in FIG. 2, the oscillation frequency characteristic of the variable frequency oscillation circuit 13 becomes 20 kHz or more even when the load current Io is a small current value as in the standby state. Also, like that,
The output “L” of the inverter 2 is adjusted. In the figure,
The vertical axis is the oscillation frequency of the variable frequency oscillation circuit 13,
The horizontal axis represents the value of the output current Io for the load 6.
【0012】以上説明してきたが、前記の実施例では、
出力信号レベル調整回路3をボルテージフォロアあるい
はnチャネルMOSトランジスタ等で構成し、負荷電流
Ioが定常使用状態の電流値Iより低い電流のときに、
トランジスタTr3,Tr4の内部インピーダンスを検出
電圧に応じて変化させ、それに応じて可変周波数可変周
波数発振回路13の発振周波数が変化するが、待機時な
ど、定常使用状態の電流値Iより低い電流のときにトラ
ンジスタTr3,Tr4の内部インピーダンスを可変周波
数可変周波数発振回路13の発振周波数が20kHz以
上になるような特定のインピーダンスに設定するような
値に設定してもよい。これは、例えば、出力信号レベル
調整回路3がI/V5の電圧に応じてトランジスタTr
6のソースを一定電圧にするか、グランドGND電位と
するか、いずれかの切換動作をすれば容易に実現でき
る。さらに、トランジスタTr3,Tr4の内部インピー
ダンスを抵抗として用いることに換えて、トランジスタ
Tr3,Tr4のいずれかに直列に抵抗を挿入し、この抵
抗に並列にスイッチ回路を接続してこのスイッチ回路を
ON/OFFしてもよいことはもちろんである。実施例
におけるインバータ出力の論理を負論理として駆動する
場合は、前記の“H”は、LOWレベル(“L”)に変
わる。また、インバータ出力のうちレベル調整されるス
イッチ動作のトランジスタは、トランジスタTr3,T
r4のいずれか一方だけであってもよい。また、実施例
で説明した出力信号レベル調整回路は、一例であって、
この発明は、これに限定されるものではなく、外付けさ
れるコンデンサはセラミックスコンデンサに限定されな
い。さらに、実施例では、リチウム電池を使用した例を
挙げているが、電源は、リチウム電池に限定されるもの
ではなく、強誘電体コンデンサによる電源であっても、
AC商用電源から直流に変換した電源であってもよい。
直流電源であればどのような電源であってもこの発明は
適用できる。なお、この明細書および特許請求の範囲で
使用した倍電圧は、2倍に限定されるものではなく、n
倍(nは2以上の整数)電圧を含むものである。As described above, in the above embodiment,
The output signal level adjusting circuit 3 is constituted by a voltage follower or an n-channel MOS transistor, and when the load current Io is a current lower than the current value I in the steady use state,
The internal impedance of the transistors Tr3 and Tr4 is changed in accordance with the detection voltage, and the oscillation frequency of the variable frequency variable frequency oscillation circuit 13 is changed accordingly. Alternatively, the internal impedance of the transistors Tr3 and Tr4 may be set to a value such that the oscillation frequency of the variable frequency variable frequency oscillation circuit 13 is set to a specific impedance so as to be 20 kHz or more. This is because, for example, the output signal level adjustment circuit 3 controls the transistor Tr in accordance with the voltage of the I / V5.
6 can be easily realized by performing either one of the switching operation of setting the source to a constant voltage or the ground GND potential. Further, instead of using the internal impedance of the transistors Tr3 and Tr4 as a resistor, a resistor is inserted in series with one of the transistors Tr3 and Tr4, and a switch circuit is connected in parallel with this resistor to turn on / off the switch circuit. Of course, it may be turned off. When the logic of the inverter output in the embodiment is driven as negative logic, the above “H” changes to a LOW level (“L”). In addition, the switching operation of the inverter output whose level is adjusted includes transistors Tr3 and T3.
Only one of r4 may be used. Further, the output signal level adjustment circuit described in the embodiment is an example,
The present invention is not limited to this, and the external capacitor is not limited to a ceramic capacitor. Further, in the embodiment, an example using a lithium battery is given, but the power source is not limited to the lithium battery, and even if the power source is a ferroelectric capacitor,
It may be a power source that is converted from AC commercial power to DC.
The present invention is applicable to any DC power supply. Note that the voltage doubler used in the specification and the claims is not limited to twice, and n
It includes a double voltage (n is an integer of 2 or more).
【0013】[0013]
【発明の効果】以上説明してきたように、この発明にあ
っては、ON状態において第1のコンデンサに充電され
た電荷を実質的に倍電圧にして第2のコンデンサに転送
する第2のスイッチ回路に対して直列に所定の抵抗値の
抵抗が挿入して、負荷電流値が所定値よりも小さいとき
に第2のコンデンサの倍電圧の充電電圧を低く抑える。
これにより、倍電圧の充電電圧を目標電圧に近い値に設
定できるので、発振周波数の制御が頻繁に行われるよう
になり、負荷電流値が小さいときであっても可変周波数
発振回路の発振周波数を可聴周波数を超える方向に移行
させて発振させることができる。その結果、電力供給用
の第2のコンデンサのコンデンサ鳴りを防止することが
できる。As described above, according to the present invention, in the ON state, the second switch which substantially doubles the electric charge charged in the first capacitor and transfers it to the second capacitor. A resistor having a predetermined resistance value is inserted in series with the circuit, and when the load current value is smaller than the predetermined value, the charging voltage of the doubled voltage of the second capacitor is suppressed low.
As a result, the charging voltage of the doubled voltage can be set to a value close to the target voltage, so that the oscillation frequency is frequently controlled, and the oscillation frequency of the variable frequency oscillation circuit is reduced even when the load current value is small. Oscillation can be performed by shifting to a direction exceeding the audible frequency. As a result, it is possible to prevent the noise of the second power supply capacitor.
【図1】図1は、この発明の倍電圧昇圧型DC/DCコ
ンバータを適用した一実施例のスイッチド・キャパシタ
型DC/DCコンバータのブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a switched capacitor type DC / DC converter according to an embodiment to which a doubled voltage step-up DC / DC converter of the present invention is applied.
【図2】図2は、この発明における発振回路の周波数特
性と出力電流との関係の説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a relationship between a frequency characteristic and an output current of the oscillation circuit according to the present invention.
【図3】図3は、従来のスイッチド・キャパシタ型DC
/DCコンバータの一例をしめす説明図である。FIG. 3 shows a conventional switched capacitor type DC.
FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating an example of a / DC converter.
1,10…スイッチド・キャパシタ型DC/DCコンバ
ータ、2…インバータ、3…出力信号レベル調整回路、
4…負荷電流検出回路、5…電流/電圧変換回路(I/
V)、6…負荷、7…出力端子、12…チャージポンプ
回路(倍電圧昇圧回路)、11…リチウムイオン電池、
13…発振回路(OSC)、14…出力電圧検出回路、
C1,C2…コンデンサ、Tr1〜Tr6…トランジスタ、
R1,R2…抵抗。1, 10: switched capacitor type DC / DC converter, 2: inverter, 3: output signal level adjustment circuit,
4: load current detection circuit, 5: current / voltage conversion circuit (I /
V), 6: load, 7: output terminal, 12: charge pump circuit (double voltage booster circuit), 11: lithium ion battery,
13: oscillation circuit (OSC), 14: output voltage detection circuit,
C1, C2: capacitors, Tr1 to Tr6: transistors,
R1, R2 ... resistance.
Claims (3)
発生回路と、前記直流電源から電力を受けて前記基準電
圧と検出電圧との差に応じて周波数が制御される可変周
波数発振回路と、前記直流電源の出力と前記可変周波数
発振回路の出力とを受けて直流電源の出力を前記制御さ
れた周波数で第1のスイッチ回路をスイッチングしてそ
のON状態のときに第1のコンデンサに充電し前記スイ
ッチングに対して相補的にON/OFFするスイッチン
グにより第2のスイッチ回路をスイッチングしてそのO
N状態において前記第1のコンデンサに充電された電荷
を実質的に倍電圧にして第2のコンデンサに転送してこ
れを充電することにより昇圧する昇圧回路と、この昇圧
回路の出力電圧に応じて前記検出電圧を発生する出力電
圧検出回路とを備え、負荷電流値が所定値よりも小さい
ときに前記可変周波数発振回路の発振周波数が可聴周波
数の上限を超える値になるように前記第2のスイッチ回
路がONしたときにこの第2のスイッチ回路が所定の抵
抗値を持つか、これに直列に所定の抵抗値の抵抗が挿入
されることを特徴とする倍電圧昇圧型DC/DCコンバ
ータ。1. A DC power supply, a reference voltage generating circuit for generating a reference voltage, and a variable frequency oscillation circuit receiving power from the DC power supply and controlling a frequency according to a difference between the reference voltage and a detection voltage. Receiving the output of the DC power supply and the output of the variable frequency oscillating circuit, switching the output of the DC power supply at the controlled frequency to the first switch circuit, and charging the first capacitor when the first switch circuit is ON. The second switch circuit is switched by switching which is turned on / off complementarily to the switching, and the O
In the N state, the charge charged in the first capacitor is substantially doubled, transferred to the second capacitor, and boosted by charging the same; and a booster circuit is provided according to the output voltage of the booster circuit. An output voltage detection circuit for generating the detection voltage, wherein the second switch is such that when the load current value is smaller than a predetermined value, the oscillation frequency of the variable frequency oscillation circuit becomes a value exceeding the upper limit of the audible frequency. A double voltage boosting DC / DC converter characterized in that the second switch circuit has a predetermined resistance value when the circuit is turned on, or a resistor having a predetermined resistance value is inserted in series with the second switch circuit.
ンデンサは、外付けのセラミックスコンデンサであり、
前記昇圧回路はチャージポンプ回路であって、前記第1
および第2のスイッチ回路は、それぞれMOSFETト
ランジスタで構成された2個のトランジスタスイッチ回
路からなり、前記第2のスイッチ回路に直列に挿入され
る所定の抵抗値の抵抗は、前記トランジスタスイッチ回
路がON状態になったときの内部抵抗として設けられ、
前記第1のスイッチ回路のそれぞれのトランジスタスイ
ッチ回路は、前記可変周波数発振回路の出力信号を受
け、前記第2のスイッチ回路のそれぞれのトランジスタ
スイッチ回路は、インバータを介して前記可変周波数発
振回路の出力信号を受ける請求項1記載の倍電圧昇圧型
DC/DCコンバータ。2. The method according to claim 1, wherein the DC power supply is a battery, the second capacitor is an external ceramic capacitor,
The booster circuit is a charge pump circuit, and the first
The second switch circuit includes two transistor switch circuits each including a MOSFET transistor, and a resistor having a predetermined resistance value inserted in series into the second switch circuit is such that the transistor switch circuit is turned on. It is provided as an internal resistance when it becomes a state,
Each transistor switch circuit of the first switch circuit receives an output signal of the variable frequency oscillation circuit, and each transistor switch circuit of the second switch circuit outputs an output signal of the variable frequency oscillation circuit via an inverter. The double voltage step-up DC / DC converter according to claim 1, which receives a signal.
ータの出力信号のレベルを調整するレベル調整回路とを
有し、前記負荷電流検出回路の検出信号に応じて前記レ
ベル調整回路が前記インバータの出力レベルを調整する
ことで前記第2のスイッチ回路がONしたときの抵抗値
が制御される請求項2記載の倍電圧昇圧型DC/DCコ
ンバータ。And a level adjusting circuit for adjusting a level of an output signal of the inverter, wherein the level adjusting circuit adjusts a level of the output signal of the inverter according to a detection signal of the load current detecting circuit. The double voltage boosting DC / DC converter according to claim 2, wherein a resistance value when the second switch circuit is turned on is controlled by adjusting an output level.
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