JP2002247863A - 連系用電力変換装置 - Google Patents
連系用電力変換装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 装置全体で小型化およびコスト低減が図れる
と共に、装置全体の総合的な変換効率を向上させること
にある。 【解決手段】 スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6により直流電
源２の直流電力を交流電力に変換する三相インバータ１
１を具備した連系用電力変換装置において、直流電源２
の出力を昇圧して電流パルス列を生成する共振昇圧チョ
ッパ回路１２を設け、共振昇圧チョッパ回路１２により
裁断された電流パルス列を交互に印加するためのスイッ
チ回路１７の出力側に絶縁用高周波トランス８を配設
し、その絶縁用高周波トランス８の二次側に整流回路１
０を介して三相インバータ１１を接続し、共振昇圧チョ
ッパ回路１２から出力される電流パルス列をスイッチ回
路１７、絶縁用高周波トランス８及び整流回路１０を介
して三相インバータ１１により直接的に交流電流に変換
し、その交流電流に基づく有効電力を電力系統に注入す
る。
と共に、装置全体の総合的な変換効率を向上させること
にある。 【解決手段】 スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6により直流電
源２の直流電力を交流電力に変換する三相インバータ１
１を具備した連系用電力変換装置において、直流電源２
の出力を昇圧して電流パルス列を生成する共振昇圧チョ
ッパ回路１２を設け、共振昇圧チョッパ回路１２により
裁断された電流パルス列を交互に印加するためのスイッ
チ回路１７の出力側に絶縁用高周波トランス８を配設
し、その絶縁用高周波トランス８の二次側に整流回路１
０を介して三相インバータ１１を接続し、共振昇圧チョ
ッパ回路１２から出力される電流パルス列をスイッチ回
路１７、絶縁用高周波トランス８及び整流回路１０を介
して三相インバータ１１により直接的に交流電流に変換
し、その交流電流に基づく有効電力を電力系統に注入す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は連系用電力変換装置
に関し、詳しくは、太陽電池や燃料電池などの直流電源
を有する直流発電設備に使用され、電力系統に連系され
て直流電力を交流電力に変換するための連系用電力変換
装置に関する。
に関し、詳しくは、太陽電池や燃料電池などの直流電源
を有する直流発電設備に使用され、電力系統に連系され
て直流電力を交流電力に変換するための連系用電力変換
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、電力貯蔵システムのように直流
電力を交流電力に変換し、電力系統に連系させる場合、
従来、ＰＷＭインバータと連系リアクトルによる連系用
電力変換装置が多く用いられている。
電力を交流電力に変換し、電力系統に連系させる場合、
従来、ＰＷＭインバータと連系リアクトルによる連系用
電力変換装置が多く用いられている。
【０００３】この連系用電力変換装置を構成するＰＷＭ
インバータ１は、図４に示すようにパルス幅変調される
電圧形三相インバータで、フルブリッジ構成のスイッチ
ング素子Ｓ1〜Ｓ6からなり、各スイッチング素子Ｓ1〜
Ｓ6に還流用ダイオードＤ1〜Ｄ6が並列に接続されてい
る。このＰＷＭインバータ１の直流側に太陽電池や燃料
電池などの直流電源２が接続され、この直流電源２の出
力を電解コンデンサ３に充電し、その充電電圧をＰＷＭ
インバータ１のスイッチングにより交流変換する。この
ＰＷＭインバータ１の交流側には連系リアクトル４、交
流コンデンサからなるフィルタ回路５が接続され、連系
トランス６を介して系統電源７に接続することにより電
力系統と連系している。
インバータ１は、図４に示すようにパルス幅変調される
電圧形三相インバータで、フルブリッジ構成のスイッチ
ング素子Ｓ1〜Ｓ6からなり、各スイッチング素子Ｓ1〜
Ｓ6に還流用ダイオードＤ1〜Ｄ6が並列に接続されてい
る。このＰＷＭインバータ１の直流側に太陽電池や燃料
電池などの直流電源２が接続され、この直流電源２の出
力を電解コンデンサ３に充電し、その充電電圧をＰＷＭ
インバータ１のスイッチングにより交流変換する。この
ＰＷＭインバータ１の交流側には連系リアクトル４、交
流コンデンサからなるフィルタ回路５が接続され、連系
トランス６を介して系統電源７に接続することにより電
力系統と連系している。
【０００４】この電力変換装置では、ＰＷＭインバータ
１の出力側基本波周波数を、連系される周波数と同一に
して、連系リアクトル４を介して電力系統に連系し、Ｐ
ＷＭインバータ１の出力側電圧の基本波の振幅を調整す
ることにより無効電力を制御し、また、ＰＷＭインバー
タ１の出力側電圧の基本波の位相を調整することにより
有効電力を制御するようにしている。
１の出力側基本波周波数を、連系される周波数と同一に
して、連系リアクトル４を介して電力系統に連系し、Ｐ
ＷＭインバータ１の出力側電圧の基本波の振幅を調整す
ることにより無効電力を制御し、また、ＰＷＭインバー
タ１の出力側電圧の基本波の位相を調整することにより
有効電力を制御するようにしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図４に示す
電力変換装置では、太陽電池や燃料電池などの直流電源
２から定格電流を取り出そうとすると、その出力電流に
伴って発電電圧が低下することがあり、その場合、ＰＷ
Ｍインバータ１の変換出力電圧も低下することになる。
従って、定格電力を取り出そうとすると、このようなＰ
ＷＭインバータ１は低電圧・大電流タイプとなり、電力
変換装置のロスが大きくなり、変換効率が非常に悪いと
いう問題が発生してくる。
電力変換装置では、太陽電池や燃料電池などの直流電源
２から定格電流を取り出そうとすると、その出力電流に
伴って発電電圧が低下することがあり、その場合、ＰＷ
Ｍインバータ１の変換出力電圧も低下することになる。
従って、定格電力を取り出そうとすると、このようなＰ
ＷＭインバータ１は低電圧・大電流タイプとなり、電力
変換装置のロスが大きくなり、変換効率が非常に悪いと
いう問題が発生してくる。
【０００６】また、図４の電力変換装置では、ＰＷＭイ
ンバータ１を電力系統と連系させるために連系トランス
６を使用しているが、この連系トランス６がインバータ
側と系統電源側との電圧を整合させる機能と、インバー
タ側と系統電源側とを絶縁する機能を兼ね備えたもので
ある。そのため、連系トランス６自体が大型であり、商
用周波数に対応させていることから小型化が困難であっ
た。また、ＰＷＭインバータ１の交流側電圧が特殊であ
るため、専用の連系トランス６を使用する必要があり、
装置のコスト低減を図ることが困難であった。
ンバータ１を電力系統と連系させるために連系トランス
６を使用しているが、この連系トランス６がインバータ
側と系統電源側との電圧を整合させる機能と、インバー
タ側と系統電源側とを絶縁する機能を兼ね備えたもので
ある。そのため、連系トランス６自体が大型であり、商
用周波数に対応させていることから小型化が困難であっ
た。また、ＰＷＭインバータ１の交流側電圧が特殊であ
るため、専用の連系トランス６を使用する必要があり、
装置のコスト低減を図ることが困難であった。
【０００７】前述した大型で高価な連系トランス６を使
用せず、装置の小型化およびコスト低減を実現容易にし
た電力変換装置を図５に示す。この電力変換装置は、イ
ンバータ側と系統電源側との絶縁機能だけを有する高周
波トランス８を使用し、その一次側（直流発電側）にあ
る直流電源２との間に、フルブリッジ構成のスイッチン
グ素子Ｓ7〜Ｓ10および還流ダイオードＤ7〜Ｄ10からな
る高周波インバータ９を設け、フルブリッジ構成のダイ
オードＤ11〜Ｄ14からなる整流回路１０を前記高周波ト
ランス９の二次側に接続している。
用せず、装置の小型化およびコスト低減を実現容易にし
た電力変換装置を図５に示す。この電力変換装置は、イ
ンバータ側と系統電源側との絶縁機能だけを有する高周
波トランス８を使用し、その一次側（直流発電側）にあ
る直流電源２との間に、フルブリッジ構成のスイッチン
グ素子Ｓ7〜Ｓ10および還流ダイオードＤ7〜Ｄ10からな
る高周波インバータ９を設け、フルブリッジ構成のダイ
オードＤ11〜Ｄ14からなる整流回路１０を前記高周波ト
ランス９の二次側に接続している。
【０００８】この電力変換装置の場合、連系トランス６
を使用せずに小型で安価な高周波トランス８を設けたこ
とにより、装置全体の小型化およびコスト低減が容易に
実現できる。しかしながら、高周波トランス８の一次側
に高周波インバータ９を設けると共にその二次側にＰＷ
Ｍインバータ１を設けていることから、二段のインバー
タを必要とし、装置全体の総合的な変換効率を低下さ
せ、部品点数も増加してコストアップを招来するという
問題があった。
を使用せずに小型で安価な高周波トランス８を設けたこ
とにより、装置全体の小型化およびコスト低減が容易に
実現できる。しかしながら、高周波トランス８の一次側
に高周波インバータ９を設けると共にその二次側にＰＷ
Ｍインバータ１を設けていることから、二段のインバー
タを必要とし、装置全体の総合的な変換効率を低下さ
せ、部品点数も増加してコストアップを招来するという
問題があった。
【０００９】そこで、本発明は、前記問題点に鑑みて提
案されたもので、その目的とするところは、装置全体で
小型化およびコスト低減が図れると共に、装置全体の総
合的な変換効率を向上させ得る連系用電力変換装置を提
供することにある。
案されたもので、その目的とするところは、装置全体で
小型化およびコスト低減が図れると共に、装置全体の総
合的な変換効率を向上させ得る連系用電力変換装置を提
供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の技術的手段として、本発明は、スイッチング素子のオ
ンオフにより直流電源の直流電力を交流電力に変換する
三相インバータを具備した連系用電力変換装置におい
て、前記直流電源の出力を昇圧して電流パルス列を生成
する共振昇圧チョッパ回路を設け、その共振昇圧チョッ
パ回路により裁断された電流パルス列を交互に印加する
ためのスイッチ回路の出力側に絶縁用高周波トランスを
配設し、その絶縁用高周波トランスの二次側に整流回路
を介して前記三相インバータを接続し、前記共振昇圧チ
ョッパ回路から出力される電流パルス列を前記スイッチ
回路、絶縁用高周波トランスおよび整流回路を介して前
記三相インバータにより直接的に交流電流に変換し、そ
の交流電流に基づく有効電力を電力系統に注入すること
を特徴とする（請求項１）。
の技術的手段として、本発明は、スイッチング素子のオ
ンオフにより直流電源の直流電力を交流電力に変換する
三相インバータを具備した連系用電力変換装置におい
て、前記直流電源の出力を昇圧して電流パルス列を生成
する共振昇圧チョッパ回路を設け、その共振昇圧チョッ
パ回路により裁断された電流パルス列を交互に印加する
ためのスイッチ回路の出力側に絶縁用高周波トランスを
配設し、その絶縁用高周波トランスの二次側に整流回路
を介して前記三相インバータを接続し、前記共振昇圧チ
ョッパ回路から出力される電流パルス列を前記スイッチ
回路、絶縁用高周波トランスおよび整流回路を介して前
記三相インバータにより直接的に交流電流に変換し、そ
の交流電流に基づく有効電力を電力系統に注入すること
を特徴とする（請求項１）。
【００１１】請求項１の連系用電力変換装置では、小型
で安価な絶縁用高周波トランスを使用することにより、
装置全体の小型化およびコスト低減を図ることができる
と共に、前記絶縁用高周波トランスの二次側のみに三相
インバータを設けているので、装置全体の総合的な変換
効率が低下することはない。
で安価な絶縁用高周波トランスを使用することにより、
装置全体の小型化およびコスト低減を図ることができる
と共に、前記絶縁用高周波トランスの二次側のみに三相
インバータを設けているので、装置全体の総合的な変換
効率が低下することはない。
【００１２】また、直流電源の出力を昇圧する共振昇圧
チョッパ回路を設けたことにより、直流電源の発電電圧
が低下しても三相インバータの変換出力が低下すること
はなく、変換効率の向上が図れる。なお、この共振昇圧
チョッパ回路は、小型の直流リアクトルを具備し、その
回路損失も小さい。
チョッパ回路を設けたことにより、直流電源の発電電圧
が低下しても三相インバータの変換出力が低下すること
はなく、変換効率の向上が図れる。なお、この共振昇圧
チョッパ回路は、小型の直流リアクトルを具備し、その
回路損失も小さい。
【００１３】さらに、共振昇圧チョッパ回路により生成
された電流パルス列を、スイッチ回路により交互に印加
して前記絶縁用高周波トランスを介して整流回路により
整流した上で、三相インバータにより直接的に交流電流
に変換するようにしたから、共振昇圧チョッパ回路の出
力電流を電圧に変換せず、そのまま三相インバータのス
イッチング素子に入力するので、直流電源の出力を充電
していた従来の電解コンデンサが不要となり、連系リア
クトルの小型化、インバータ損失の低減化を図ることが
できて変換効率の向上が実現容易となる。
された電流パルス列を、スイッチ回路により交互に印加
して前記絶縁用高周波トランスを介して整流回路により
整流した上で、三相インバータにより直接的に交流電流
に変換するようにしたから、共振昇圧チョッパ回路の出
力電流を電圧に変換せず、そのまま三相インバータのス
イッチング素子に入力するので、直流電源の出力を充電
していた従来の電解コンデンサが不要となり、連系リア
クトルの小型化、インバータ損失の低減化を図ることが
できて変換効率の向上が実現容易となる。
【００１４】前記請求項１に記載した連系用電力変換装
置において、前記絶縁用高周波トランスの二次巻線に接
続されたフルブリッジ構成の整流用ダイオードにより前
記整流回路を構成し、その整流回路と三相インバータと
の間に相選択用ダイオードを介挿した構成とすることが
可能である（請求項２）。
置において、前記絶縁用高周波トランスの二次巻線に接
続されたフルブリッジ構成の整流用ダイオードにより前
記整流回路を構成し、その整流回路と三相インバータと
の間に相選択用ダイオードを介挿した構成とすることが
可能である（請求項２）。
【００１５】また、前記請求項１に記載した連系用電力
変換装置において、前記絶縁用高周波トランスの二次巻
線に接続されたハーフブリッジ構成の整流用ダイオード
により整流回路を構成し、その整流回路と三相インバー
タとの間に相選択用ダイオードを介挿した構成とするこ
とが可能である（請求項３）。
変換装置において、前記絶縁用高周波トランスの二次巻
線に接続されたハーフブリッジ構成の整流用ダイオード
により整流回路を構成し、その整流回路と三相インバー
タとの間に相選択用ダイオードを介挿した構成とするこ
とが可能である（請求項３）。
【００１６】さらに、前記請求項１に記載した連系用電
力変換装置において、前記絶縁用高周波トランスの二次
巻線を相ごとに分割し、各二次分割巻線に接続されたハ
ーフブリッジ構成の整流用ダイオードにより整流回路を
構成し、その整流回路の出力に三相インバータを接続し
た構成とすることが可能である（請求項４）。
力変換装置において、前記絶縁用高周波トランスの二次
巻線を相ごとに分割し、各二次分割巻線に接続されたハ
ーフブリッジ構成の整流用ダイオードにより整流回路を
構成し、その整流回路の出力に三相インバータを接続し
た構成とすることが可能である（請求項４）。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明に係る連系用電力変換装置
の実施形態を以下に詳述する。なお、図４および図５と
同一部分には同一参照符号を付す。
の実施形態を以下に詳述する。なお、図４および図５と
同一部分には同一参照符号を付す。
【００１８】図１の実施形態の電力変換装置は、ブリッ
ジ構成のスイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6からなり、各スイッ
チング素子Ｓ1〜Ｓ6に還流用ダイオードＤ1〜Ｄ6が並列
に接続された電圧形三相インバータであるインバータ１
１を具備する。このインバータ１１の直流側に、太陽電
池や燃料電池などの直流電源２による電圧を一定に昇圧
するための共振昇圧チョッパ回路１２が設けられてい
る。インバータ１１の交流側には、交流コンデンサから
なるフィルタ回路５が設けられ、そのフィルタ回路５の
出力側に連系リアクトル４を介して系統電源７が接続さ
れている。
ジ構成のスイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6からなり、各スイッ
チング素子Ｓ1〜Ｓ6に還流用ダイオードＤ1〜Ｄ6が並列
に接続された電圧形三相インバータであるインバータ１
１を具備する。このインバータ１１の直流側に、太陽電
池や燃料電池などの直流電源２による電圧を一定に昇圧
するための共振昇圧チョッパ回路１２が設けられてい
る。インバータ１１の交流側には、交流コンデンサから
なるフィルタ回路５が設けられ、そのフィルタ回路５の
出力側に連系リアクトル４を介して系統電源７が接続さ
れている。
【００１９】この共振昇圧チョッパ回路１２は、前記直
流電源２の出力を昇圧して電流パルス列を生成する。前
記インバータ１１は、共振昇圧チョッパ回路１２で発生
する共振パルス列の密度を正弦波状に分配するＰＤＭ方
式を採用したものである。また、共振昇圧チョッパ回路
１２は、共振スイッチ１３（スイッチング素子Ｓ15およ
び還流ダイオードＤ15）、共振リアクトル１４、共振キ
ャパシタ１５および直流リアクトル１６から回路構成さ
れている。
流電源２の出力を昇圧して電流パルス列を生成する。前
記インバータ１１は、共振昇圧チョッパ回路１２で発生
する共振パルス列の密度を正弦波状に分配するＰＤＭ方
式を採用したものである。また、共振昇圧チョッパ回路
１２は、共振スイッチ１３（スイッチング素子Ｓ15およ
び還流ダイオードＤ15）、共振リアクトル１４、共振キ
ャパシタ１５および直流リアクトル１６から回路構成さ
れている。
【００２０】その共振昇圧チョッパ回路１２により裁断
された電流パルス列を交互に印加するためのスイッチ回
路１７の出力側に絶縁用高周波トランス８を配設する。
スイッチ回路１７は、ハーフブリッジ構成のスイッチン
グ素子Ｓ16，Ｓ17および還流ダイオードＤ16，Ｄ17から
なり、前記高周波トランス８の一次巻線ｍ1に接続され
ている。その絶縁用高周波トランス８の二次側に整流回
路１０を介して前記三相インバータ１１を接続する。整
流回路１０は、フルブリッジ構成の整流用ダイオードＤ
11〜Ｄ14からなり、前記高周波トランス８の二次巻線ｍ
2に接続されている。
された電流パルス列を交互に印加するためのスイッチ回
路１７の出力側に絶縁用高周波トランス８を配設する。
スイッチ回路１７は、ハーフブリッジ構成のスイッチン
グ素子Ｓ16，Ｓ17および還流ダイオードＤ16，Ｄ17から
なり、前記高周波トランス８の一次巻線ｍ1に接続され
ている。その絶縁用高周波トランス８の二次側に整流回
路１０を介して前記三相インバータ１１を接続する。整
流回路１０は、フルブリッジ構成の整流用ダイオードＤ
11〜Ｄ14からなり、前記高周波トランス８の二次巻線ｍ
2に接続されている。
【００２１】この整流回路１０とインバータ１１との間
に相選択用ダイオードＤ18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23が介挿さ
れている。つまり、インバータ１１のスイッチング素子
Ｓ1〜Ｓ6の三相各々の入力側（正極側および負極側）に
相選択用ダイオードＤ18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23が介挿され
ている。これらダイオードＤ18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23は、
そのダイオードＤ18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23が接続されたス
イッチング素子Ｓ1〜Ｓ6がスイッチング動作するに際し
て、そのスイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6へ電流を注入し易く
する一方で、スイッチング動作しない他のスイッチング
素子Ｓ1〜Ｓ6への電流注入を防止する逆流防止機能を発
揮する。
に相選択用ダイオードＤ18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23が介挿さ
れている。つまり、インバータ１１のスイッチング素子
Ｓ1〜Ｓ6の三相各々の入力側（正極側および負極側）に
相選択用ダイオードＤ18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23が介挿され
ている。これらダイオードＤ18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23は、
そのダイオードＤ18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23が接続されたス
イッチング素子Ｓ1〜Ｓ6がスイッチング動作するに際し
て、そのスイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6へ電流を注入し易く
する一方で、スイッチング動作しない他のスイッチング
素子Ｓ1〜Ｓ6への電流注入を防止する逆流防止機能を発
揮する。
【００２２】この実施形態の電力変換装置では、まず、
共振昇圧チョッパ回路１２により直流電源２の出力を昇
圧して電流パルス列を生成する。この共振昇圧チョッパ
回路１２による昇圧でもって、直流電源２の発電電圧が
低下しても三相インバータ１１の変換出力が低下するこ
とはなく、変換効率の向上が図れる。また、この共振昇
圧チョッパ回路１２では、共振スイッチ１３、共振リア
クトル１４および共振キャパシタ１５による共振動作に
より、例えばトランジスタ等の短絡用スイッチング素
子、直流リアクトルおよびダイオードから回路構成され
た昇圧チョッパ回路に比べてその動作周波数を高く設定
することができるので、直流リアクトル１６を小型化す
ることができ、共振昇圧チョッパ回路１２の損失も小さ
い。
共振昇圧チョッパ回路１２により直流電源２の出力を昇
圧して電流パルス列を生成する。この共振昇圧チョッパ
回路１２による昇圧でもって、直流電源２の発電電圧が
低下しても三相インバータ１１の変換出力が低下するこ
とはなく、変換効率の向上が図れる。また、この共振昇
圧チョッパ回路１２では、共振スイッチ１３、共振リア
クトル１４および共振キャパシタ１５による共振動作に
より、例えばトランジスタ等の短絡用スイッチング素
子、直流リアクトルおよびダイオードから回路構成され
た昇圧チョッパ回路に比べてその動作周波数を高く設定
することができるので、直流リアクトル１６を小型化す
ることができ、共振昇圧チョッパ回路１２の損失も小さ
い。
【００２３】前記共振昇圧チョッパ回路１２により裁断
された電流パルス列を前記スイッチ回路１７により高周
波トランス８の一次側に交互に印加する。この実施形態
では、絶縁機能だけを有する小型の高周波トランス８を
使用している。この高周波トランス８により直流電源側
とインバータ側を絶縁することができると共に、直流成
分の重畳防止やメンテナンス時の安全性などを確保する
ことができる。また、従来のような大型で高価な連系ト
ランス６（図４参照）が不要となる。さらに、高周波ト
ランス８の二次側のみに三相インバータ１１を設けてい
るので、二段のインバータを有する従来装置（図５参
照）のように装置全体の総合的な変換効率が低下するこ
とはない。
された電流パルス列を前記スイッチ回路１７により高周
波トランス８の一次側に交互に印加する。この実施形態
では、絶縁機能だけを有する小型の高周波トランス８を
使用している。この高周波トランス８により直流電源側
とインバータ側を絶縁することができると共に、直流成
分の重畳防止やメンテナンス時の安全性などを確保する
ことができる。また、従来のような大型で高価な連系ト
ランス６（図４参照）が不要となる。さらに、高周波ト
ランス８の二次側のみに三相インバータ１１を設けてい
るので、二段のインバータを有する従来装置（図５参
照）のように装置全体の総合的な変換効率が低下するこ
とはない。
【００２４】この高周波トランス８の二次側に接続され
た整流回路１０では、フルブリッジ構成のダイオードＤ
11〜Ｄ14により高周波トランス８の二次側出力を整流す
る。この整流回路１０の出力を、相選択用ダイオードＤ
18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23を介して三相インバータ１１によ
り直接的に交流電流に変換し、その交流電流に基づく有
効電力を電力系統に注入する。このように共振昇圧チョ
ッパ回路１２の出力電流を電圧に変換せず、そのまま三
相インバータ１１のスイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6に入力す
るので、従来、直流電源２または整流回路１０の出力を
充電していた大型の電解コンデンサ３（図４及び図５参
照）が不要となり、連系リアクトル４の小型化、インバ
ータ損失の低減化を図ることができて変換効率の向上が
実現容易となる。
た整流回路１０では、フルブリッジ構成のダイオードＤ
11〜Ｄ14により高周波トランス８の二次側出力を整流す
る。この整流回路１０の出力を、相選択用ダイオードＤ
18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23を介して三相インバータ１１によ
り直接的に交流電流に変換し、その交流電流に基づく有
効電力を電力系統に注入する。このように共振昇圧チョ
ッパ回路１２の出力電流を電圧に変換せず、そのまま三
相インバータ１１のスイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6に入力す
るので、従来、直流電源２または整流回路１０の出力を
充電していた大型の電解コンデンサ３（図４及び図５参
照）が不要となり、連系リアクトル４の小型化、インバ
ータ損失の低減化を図ることができて変換効率の向上が
実現容易となる。
【００２５】なお、前記実施形態では、高周波トランス
８の二次側に設けた整流回路１０を、フルブリッジ構成
のダイオードＤ11〜Ｄ14により回路構成したが、図２に
示す他の実施形態のようにハーフブリッジ構成の二つの
ダイオードＤ11，Ｄ13により整流回路２０を構成するこ
とも可能である。つまり、高周波トランス８の二次巻線
ｍ2の両端と一方（正極側）の相選択用ダイオードＤ18
〜Ｄ20との間に二つの整流用ダイオードＤ11，Ｄ13を介
挿し、他方（負極側）の相選択用ダイオードＤ 21〜Ｄ23
を高周波トランス８の二次巻線ｍ2の中間点に接続す
る。
８の二次側に設けた整流回路１０を、フルブリッジ構成
のダイオードＤ11〜Ｄ14により回路構成したが、図２に
示す他の実施形態のようにハーフブリッジ構成の二つの
ダイオードＤ11，Ｄ13により整流回路２０を構成するこ
とも可能である。つまり、高周波トランス８の二次巻線
ｍ2の両端と一方（正極側）の相選択用ダイオードＤ18
〜Ｄ20との間に二つの整流用ダイオードＤ11，Ｄ13を介
挿し、他方（負極側）の相選択用ダイオードＤ 21〜Ｄ23
を高周波トランス８の二次巻線ｍ2の中間点に接続す
る。
【００２６】このように回路構成すれば、一つの相にお
ける整流用ダイオードと相選択用ダイオードの使用個数
（図１の実施形態では４個であるのに対して図２の実施
形態では３個）を減少させることができる。
ける整流用ダイオードと相選択用ダイオードの使用個数
（図１の実施形態では４個であるのに対して図２の実施
形態では３個）を減少させることができる。
【００２７】さらに、図３に示す他の実施形態のように
高周波トランス１８の二次巻線ｍ2を相ごとに分割し、
その三つに分割された二次分割巻線ｍ21〜ｍ23について
ハーフブリッジ構成の二つのダイオードＤ111〜Ｄ113，
Ｄ131〜Ｄ133により整流回路３０を構成するようにして
もよい。つまり、高周波トランス８のそれぞれの二次分
割巻線ｍ21〜ｍ23の両端に二つの整流用ダイオードＤ
111〜Ｄ113，Ｄ131〜Ｄ1 33を接続し、他方の相選択用ダ
イオードＤ21〜Ｄ23を各二次分割巻線ｍ21〜ｍ23の中間
点に接続する。
高周波トランス１８の二次巻線ｍ2を相ごとに分割し、
その三つに分割された二次分割巻線ｍ21〜ｍ23について
ハーフブリッジ構成の二つのダイオードＤ111〜Ｄ113，
Ｄ131〜Ｄ133により整流回路３０を構成するようにして
もよい。つまり、高周波トランス８のそれぞれの二次分
割巻線ｍ21〜ｍ23の両端に二つの整流用ダイオードＤ
111〜Ｄ113，Ｄ131〜Ｄ1 33を接続し、他方の相選択用ダ
イオードＤ21〜Ｄ23を各二次分割巻線ｍ21〜ｍ23の中間
点に接続する。
【００２８】このように回路構成すれば、高周波トラン
ス１８の二次巻線ｍ2を分割して三つの二次分割巻線ｍ
21〜ｍ23としたことにより一方の相選択用ダイオードＤ
18〜Ｄ20を整流用ダイオードＤ11，Ｄ13で兼用させるこ
とができ、一つの相における整流用ダイオードと相選択
用ダイオードの使用個数（図１の実施形態では４個、図
２の実施形態では３個であるのに対して図３の実施形態
では２個）をさらに減少させることができる。
ス１８の二次巻線ｍ2を分割して三つの二次分割巻線ｍ
21〜ｍ23としたことにより一方の相選択用ダイオードＤ
18〜Ｄ20を整流用ダイオードＤ11，Ｄ13で兼用させるこ
とができ、一つの相における整流用ダイオードと相選択
用ダイオードの使用個数（図１の実施形態では４個、図
２の実施形態では３個であるのに対して図３の実施形態
では２個）をさらに減少させることができる。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、小型で安価な絶縁用高
周波トランスを使用することにより、装置全体の小型化
およびコスト低減を図ることができると共に、前記絶縁
用高周波トランスの二次側のみに三相インバータを設け
ているので、装置全体の総合的な変換効率が低下するこ
とはない。
周波トランスを使用することにより、装置全体の小型化
およびコスト低減を図ることができると共に、前記絶縁
用高周波トランスの二次側のみに三相インバータを設け
ているので、装置全体の総合的な変換効率が低下するこ
とはない。
【００３０】また、小型の直流リアクトルを具備し、そ
の回路損失も小さい共振昇圧チョッパ回路を設けたこと
により、直流電源の発電電圧が低下しても三相インバー
タの変換出力が低下することはなく、変換効率の向上が
図れる。
の回路損失も小さい共振昇圧チョッパ回路を設けたこと
により、直流電源の発電電圧が低下しても三相インバー
タの変換出力が低下することはなく、変換効率の向上が
図れる。
【００３１】さらに、共振昇圧チョッパ回路により裁断
された電流パルス列を絶縁用高周波トランスを介してイ
ンバータにより直接的に交流電流に変換するようにした
から、大型の電解コンデンサが不要となり、連系リアク
トルの小型化、インバータ損失の低減化を図ることがで
きて変換効率の向上が図れる。このようにして本発明で
は、全体として総合的に、小型、高効率、安価な電力変
換装置を提供できる。
された電流パルス列を絶縁用高周波トランスを介してイ
ンバータにより直接的に交流電流に変換するようにした
から、大型の電解コンデンサが不要となり、連系リアク
トルの小型化、インバータ損失の低減化を図ることがで
きて変換効率の向上が図れる。このようにして本発明で
は、全体として総合的に、小型、高効率、安価な電力変
換装置を提供できる。
【図１】本発明に係る連系用電力変換装置の実施形態を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】本発明に係る連系用電力変換装置の他の実施形
態を示す回路図である。
態を示す回路図である。
【図３】本発明に係る連系用電力変換装置の他の実施形
態を示す回路図である。
態を示す回路図である。
【図４】連系用電力変換装置の従来例を示す回路図であ
る。
る。
【図５】連系用電力変換装置の他の従来例を示す回路図
である。
である。
２ 直流電源 ８ 絶縁用高周波トランス １０ 整流回路 １１ 三相インバータ １２ 共振昇圧チョッパ回路 １７ スイッチ回路 Ｄ11〜Ｄ14 整流用ダイオード Ｄ18〜Ｄ20，Ｄ21〜Ｄ23 相選択用ダイオード ｍ2 二次巻線 ｍ21〜ｍ23 二次分割巻線 Ｓ1〜Ｓ6 スイッチング素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｚ Ｆターム(参考） 5H007 BB07 CA01 CB05 CB06 CC03 CC12 CC32 DA06 5H420 BB12 CC03 DD03 EA10 EA27 EA45 EA49 EB04 EB09 EB37 EB39 EB40
Claims (4)
- 【請求項１】 スイッチング素子のオンオフにより直流
電源の直流電力を交流電力に変換する三相インバータを
具備した連系用電力変換装置において、前記直流電源の
出力を昇圧して電流パルス列を生成する共振昇圧チョッ
パ回路を設け、その共振昇圧チョッパ回路により裁断さ
れた電流パルス列を交互に印加するためのスイッチ回路
の出力側に絶縁用高周波トランスを配設し、その絶縁用
高周波トランスの二次側に整流回路を介して前記三相イ
ンバータを接続し、前記共振昇圧チョッパ回路から出力
される電流パルス列を前記スイッチ回路、絶縁用高周波
トランスおよび整流回路を介して前記三相インバータに
より直接的に交流電流に変換し、その交流電流に基づく
有効電力を電力系統に注入することを特徴とする連系用
電力変換装置。 - 【請求項２】 前記絶縁用高周波トランスの二次巻線に
接続されたフルブリッジ構成の整流用ダイオードにより
前記整流回路を構成し、その整流回路と三相インバータ
との間に相選択用ダイオードを介挿したことを特徴とす
る請求項１に記載の連系用電力変換装置。 - 【請求項３】 前記絶縁用高周波トランスの二次巻線に
接続されたハーフブリッジ構成の整流用ダイオードによ
り整流回路を構成し、その整流回路と三相インバータと
の間に相選択用ダイオードを介挿したことを特徴とする
請求項１に記載の連系用電力変換装置。 - 【請求項４】 前記絶縁用高周波トランスの二次巻線を
相ごとに分割し、各二次分割巻線に接続されたハーフブ
リッジ構成の整流用ダイオードにより整流回路を構成
し、その整流回路の出力に三相インバータを接続したこ
とを特徴とする請求項１に記載の連系用電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001047019A JP2002247863A (ja) | 2001-02-22 | 2001-02-22 | 連系用電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001047019A JP2002247863A (ja) | 2001-02-22 | 2001-02-22 | 連系用電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002247863A true JP2002247863A (ja) | 2002-08-30 |
Family
ID=18908531
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001047019A Pending JP2002247863A (ja) | 2001-02-22 | 2001-02-22 | 連系用電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002247863A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007159190A (ja) * | 2005-12-01 | 2007-06-21 | Yaskawa Electric Corp | 分散電源装置の電力変換装置 |
| JP2010075022A (ja) * | 2008-09-22 | 2010-04-02 | Tabuchi Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2013009578A (ja) * | 2011-05-26 | 2013-01-10 | Panasonic Corp | 交流変換回路、交流変換方法、およびプログラム |
| JP2016525332A (ja) * | 2013-07-15 | 2016-08-22 | ユニバーシティ オブ プリマスＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｏｆ Ｐｌｙｍｏｕｔｈ | 制御装置 |
-
2001
- 2001-02-22 JP JP2001047019A patent/JP2002247863A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007159190A (ja) * | 2005-12-01 | 2007-06-21 | Yaskawa Electric Corp | 分散電源装置の電力変換装置 |
| JP2010075022A (ja) * | 2008-09-22 | 2010-04-02 | Tabuchi Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2013009578A (ja) * | 2011-05-26 | 2013-01-10 | Panasonic Corp | 交流変換回路、交流変換方法、およびプログラム |
| JP2016525332A (ja) * | 2013-07-15 | 2016-08-22 | ユニバーシティ オブ プリマスＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｏｆ Ｐｌｙｍｏｕｔｈ | 制御装置 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030326 |