JP2002232203A - 高性能マイクロ波フィルタ - Google Patents
高性能マイクロ波フィルタInfo
- Publication number
- JP2002232203A JP2002232203A JP2001394166A JP2001394166A JP2002232203A JP 2002232203 A JP2002232203 A JP 2002232203A JP 2001394166 A JP2001394166 A JP 2001394166A JP 2001394166 A JP2001394166 A JP 2001394166A JP 2002232203 A JP2002232203 A JP 2002232203A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- resonator
- resonators
- composite
- mode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/207—Hollow waveguide filters
- H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
- H01P1/2084—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure with dielectric resonators
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電界および磁界パターンを含むハイブリッド
電磁ファミリの電磁共振モードに対応する共振周波数を
有し、単一モード共振器を有する高性能マイクロ波フィ
ルタを提供すること。 【解決手段】 フィルタは、前記の隣接した共振器の２
つのそれぞれの電界ａ２、ｂ２における摂動を生成で
き、摂動されない電界ａ１、ｂ１の間で比較的大きな大
きさの結合を生ずることを特徴とする。
電磁ファミリの電磁共振モードに対応する共振周波数を
有し、単一モード共振器を有する高性能マイクロ波フィ
ルタを提供すること。 【解決手段】 フィルタは、前記の隣接した共振器の２
つのそれぞれの電界ａ２、ｂ２における摂動を生成で
き、摂動されない電界ａ１、ｂ１の間で比較的大きな大
きさの結合を生ずることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高性能マイクロ波
フィルタに関する。より詳細には、本発明は、衛星送信
システムの広帯域通信チャネル用入力または出力マルチ
プレクサにおいて使用するのに特に適したマイクロ波フ
ィルタの設計および開発に関するもので、これらのフィ
ルタは、窓、プローブまたはループにより互いに結合さ
れた、任意の形状の金属空洞に含まれた誘電体共振器に
より物理的に実現される。
フィルタに関する。より詳細には、本発明は、衛星送信
システムの広帯域通信チャネル用入力または出力マルチ
プレクサにおいて使用するのに特に適したマイクロ波フ
ィルタの設計および開発に関するもので、これらのフィ
ルタは、窓、プローブまたはループにより互いに結合さ
れた、任意の形状の金属空洞に含まれた誘電体共振器に
より物理的に実現される。
【０００２】
【従来の技術】マルチメディアアプリケーションと関連
する通信サービスに対する新たな要求により、衛星送信
システムにおいてますます広い通信チャネルを使用する
ことが必要とされており、このことにより、衛星通信ペ
イロード（ｐａｙｌｏａｄ）の種々のサブシステムにお
いて、これまで通常使用されてきたものより数桁大き
な、すなわち、現在の約０．６％の相対帯域幅から２％
の帯域幅（３００ＭＨｚ〜１４ＧＨｚの帯域幅）を通す
帯域幅を持つマイクロ波フィルタの使用が示唆されてい
る。
する通信サービスに対する新たな要求により、衛星送信
システムにおいてますます広い通信チャネルを使用する
ことが必要とされており、このことにより、衛星通信ペ
イロード（ｐａｙｌｏａｄ）の種々のサブシステムにお
いて、これまで通常使用されてきたものより数桁大き
な、すなわち、現在の約０．６％の相対帯域幅から２％
の帯域幅（３００ＭＨｚ〜１４ＧＨｚの帯域幅）を通す
帯域幅を持つマイクロ波フィルタの使用が示唆されてい
る。
【０００３】前記アプリケーションは、宇宙のアプリケ
ーションを意図されているために寸法および容積が低減
される必要があるのと同様に、非常に複雑なフィルタ伝
達関数を含む厳しい電気的仕様を要求する。
ーションを意図されているために寸法および容積が低減
される必要があるのと同様に、非常に複雑なフィルタ伝
達関数を含む厳しい電気的仕様を要求する。
【０００４】より広い帯域幅を得ることを可能にする、
誘電共振フィルタおよび導波路共振フィルタなどの種々
の従来解法が存在する。しかし、前記解法は、品質ファ
クタ、温度安定性および近いスプリアス信号（そしてそ
の結果として帯域内歪み）に関して電気特性が劣るため
に、または、比較的大きな寸法と重さを有することによ
る、欠点を有している。
誘電共振フィルタおよび導波路共振フィルタなどの種々
の従来解法が存在する。しかし、前記解法は、品質ファ
クタ、温度安定性および近いスプリアス信号（そしてそ
の結果として帯域内歪み）に関して電気特性が劣るため
に、または、比較的大きな寸法と重さを有することによ
る、欠点を有している。
【０００５】誘電体共振器に基づくフィルタは、小さい
容積、電気的特徴である高い温度安定性および高品質フ
ァクタ、低スプリアス信号に関する優れた電気特性およ
び複雑な伝達関数を実行する機能を持つために、宇宙の
アプリケーションにおいてこれまで広範に使用されてき
た。
容積、電気的特徴である高い温度安定性および高品質フ
ァクタ、低スプリアス信号に関する優れた電気特性およ
び複雑な伝達関数を実行する機能を持つために、宇宙の
アプリケーションにおいてこれまで広範に使用されてき
た。
【０００６】通常使用されている単一モード構成は、基
本モード、すなわち、モードＴＥ０ １δに基づく構成
で、アイリス（ｉｒｉｓ）、プローブ、ループなどで実
現されるクロス結合を通して送信およびゼロ等化を得て
いる。この技術に関する最も大きな困難は、必要な新た
な帯域幅（相対帯域幅の約２％）を得るために、誘電体
共振器の位置を互いに近づける幾何学的形状に頼らざる
を得ないことにある。これらの幾何学的形状は、品質フ
ァクタが劣り、より狭い帯域幅に対して採用されたもの
に比べて電気パラメータである温度に関してより大きな
変動を持つという欠点を有する。さらに、これらの幾何
学的形状により課される設計上の制約により、通過帯域
に非常に近いか、または、その内部に、電気特性を劣化
させ、仕様への対応を妨げるスプリアスモードが最終的
に存在しないことを保証することは、設計、工場生産お
よび調整の観点から、不可能か、または、非常にコスト
が高くなる。
本モード、すなわち、モードＴＥ０ １δに基づく構成
で、アイリス（ｉｒｉｓ）、プローブ、ループなどで実
現されるクロス結合を通して送信およびゼロ等化を得て
いる。この技術に関する最も大きな困難は、必要な新た
な帯域幅（相対帯域幅の約２％）を得るために、誘電体
共振器の位置を互いに近づける幾何学的形状に頼らざる
を得ないことにある。これらの幾何学的形状は、品質フ
ァクタが劣り、より狭い帯域幅に対して採用されたもの
に比べて電気パラメータである温度に関してより大きな
変動を持つという欠点を有する。さらに、これらの幾何
学的形状により課される設計上の制約により、通過帯域
に非常に近いか、または、その内部に、電気特性を劣化
させ、仕様への対応を妨げるスプリアスモードが最終的
に存在しないことを保証することは、設計、工場生産お
よび調整の観点から、不可能か、または、非常にコスト
が高くなる。
【０００７】一方、これまで、２つのモードが単一空洞
において生成される、二重モード構成にも頼ってきた。
前記構成のいくつかを、以下に示す：２つの縮退したＨ
ＥＭモードを使用する構成、ＴＥ０１δおよびＴＭ
０１δモードを使用する構成、およびＴＥ０１δおよび
ＨＥＭ１１δモードを使用する構成。あるいは、ＴＥ
０１δモードで動作するいくつかの空洞およびＨＥＭ
１１δモードで動作する他の空洞、または、異なるモー
ドのどんな他の組合せをも備える、「混合モード」とも
呼ばれる単一モードハイブリッドフィルタに頼ってき
た。この場合、空洞のそれぞれには１つのモードしか存
在しないということを理解することが、単一モード構成
の問題点である。
において生成される、二重モード構成にも頼ってきた。
前記構成のいくつかを、以下に示す：２つの縮退したＨ
ＥＭモードを使用する構成、ＴＥ０１δおよびＴＭ
０１δモードを使用する構成、およびＴＥ０１δおよび
ＨＥＭ１１δモードを使用する構成。あるいは、ＴＥ
０１δモードで動作するいくつかの空洞およびＨＥＭ
１１δモードで動作する他の空洞、または、異なるモー
ドのどんな他の組合せをも備える、「混合モード」とも
呼ばれる単一モードハイブリッドフィルタに頼ってき
た。この場合、空洞のそれぞれには１つのモードしか存
在しないということを理解することが、単一モード構成
の問題点である。
【０００８】これら最後の２つの構成（二重および混合
モード）は、品質ファクタ、電気パラメータである温度
に関するより低い安定性または通過帯域に非常に近い
か、その内部のスプリアスモードによる通過帯域内の歪
みに関連して、ＴＥ０１σ単一モード構成に対してすで
に説明したのと同じ欠点をもたらす。
モード）は、品質ファクタ、電気パラメータである温度
に関するより低い安定性または通過帯域に非常に近い
か、その内部のスプリアスモードによる通過帯域内の歪
みに関連して、ＴＥ０１σ単一モード構成に対してすで
に説明したのと同じ欠点をもたらす。
【０００９】宇宙のアプリケーションに対するマイクロ
波フィルタの実施形態において使用される、より広い帯
域幅を有するフィルタが得られる別の技術は、空の金属
空洞に基づく技術である。この技術には、しかし、同じ
電気特性が望まれる場合、フィルタがより大きなサイズ
と容積を持つ欠点があり、誘電体共振器で行うよりも設
計が複雑になる。
波フィルタの実施形態において使用される、より広い帯
域幅を有するフィルタが得られる別の技術は、空の金属
空洞に基づく技術である。この技術には、しかし、同じ
電気特性が望まれる場合、フィルタがより大きなサイズ
と容積を持つ欠点があり、誘電体共振器で行うよりも設
計が複雑になる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】このように、その構成
が、非常に広い範囲の帯域幅を持ったフィルタの設計を
可能にする一方で、衛星通信チャネルに対する厳しい仕
様により要求される優れた電気特性を有する、サイズが
小さく重さが軽いマイクロ波フィルタを可能にする必要
がある。本発明の高性能マイクロ波フィルタは、この目
標を達するのに必要な特徴を有している。
が、非常に広い範囲の帯域幅を持ったフィルタの設計を
可能にする一方で、衛星通信チャネルに対する厳しい仕
様により要求される優れた電気特性を有する、サイズが
小さく重さが軽いマイクロ波フィルタを可能にする必要
がある。本発明の高性能マイクロ波フィルタは、この目
標を達するのに必要な特徴を有している。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本明細書における発明
は、新たな要求に対して必要とされる帯域幅に達する宇
宙アプリケーションの通信チャネル用マイクロ波フィル
タ、特に、当技術分野において知られている従来チャネ
ルに関して、幾桁も帯域幅仕様を増加させる、マルチメ
ディアアプリケーションに関連するマイクロ波フィルタ
の単純な方法による実現を可能にする。これらのアプリ
ケーションは、送信および／またはゼロ等化を含むこと
ができる複雑な伝達関数を実現することの必要性を示唆
する電気仕様を課する。
は、新たな要求に対して必要とされる帯域幅に達する宇
宙アプリケーションの通信チャネル用マイクロ波フィル
タ、特に、当技術分野において知られている従来チャネ
ルに関して、幾桁も帯域幅仕様を増加させる、マルチメ
ディアアプリケーションに関連するマイクロ波フィルタ
の単純な方法による実現を可能にする。これらのアプリ
ケーションは、送信および／またはゼロ等化を含むこと
ができる複雑な伝達関数を実現することの必要性を示唆
する電気仕様を課する。
【００１２】本発明により提案されている解決策は、新
たなアプリケーションにより要求される帯域を得ること
を可能にする一方、衛星通信チャネルの厳しい電気仕様
に対応する、帯域内（挿入損失の変動、グループ遅延の
変動など）および帯域外（除去）の両方の、複雑な応答
と適切な特性を可能にする。前記解決策は、また、誘電
体共振器に基づいたフィルタを使用する利点、すなわ
ち、高い温度安定性を持ち、かつ、高い品質ファクタ値
を持つ、サイズが小さく、容積が小さいフィルタを可能
にする利点を保持している。
たなアプリケーションにより要求される帯域を得ること
を可能にする一方、衛星通信チャネルの厳しい電気仕様
に対応する、帯域内（挿入損失の変動、グループ遅延の
変動など）および帯域外（除去）の両方の、複雑な応答
と適切な特性を可能にする。前記解決策は、また、誘電
体共振器に基づいたフィルタを使用する利点、すなわ
ち、高い温度安定性を持ち、かつ、高い品質ファクタ値
を持つ、サイズが小さく、容積が小さいフィルタを可能
にする利点を保持している。
【００１３】説明した特徴を達成する、本発明により提
案された解決策は、結合共振器の技術により実現された
フィルタからなる。本発明において、前記共振器は、単
一モードタイプである。すなわち、全ての共振器に対し
て同じである単一共振モードにより、フィルタの中心周
波数（所望のフィルタ応答を得るために使用される周波
数）で単一の共振がそれぞれの共振器に存在し、残りの
共振モードによる共振産物が、所望のフィルタ応答にお
いて歪みを生じないように十分に離れた周波数に配置さ
れる。前記共振器のそれぞれ（以下、複合共振器）は、
金属空洞により、また、通常非常に低い誘電定数を持つ
材料により形成された支持部により金属空洞の中心に配
置された、高い誘電定数を持つ材料により形成された共
振要素（誘電体共振器と呼ばれる）により形成される。
共振要素の、および、共振要素の支持部の、金属空洞の
寸法および幾何学的形状は、以下の条件、すなわち、 ・複合共振器内で、図１に示されている電界パターンを
有するモードを考えて、それぞれの複合共振器におい
て、当初から縮退した２つの直交ＨＥＭ１１モードのた
だ１つにより、ただ１つの共振がフィルタの中心周波数
で生成されること、 ・フィルタ応答を得るのに使用されない、たとえば、Ｈ
ＥＭ１１モードを含む、残りの共振モードによる共振産
物が、所望のフィルタ応答を歪ませないように十分に離
れた周波数に配置されていることを満足するように設計
される。
案された解決策は、結合共振器の技術により実現された
フィルタからなる。本発明において、前記共振器は、単
一モードタイプである。すなわち、全ての共振器に対し
て同じである単一共振モードにより、フィルタの中心周
波数（所望のフィルタ応答を得るために使用される周波
数）で単一の共振がそれぞれの共振器に存在し、残りの
共振モードによる共振産物が、所望のフィルタ応答にお
いて歪みを生じないように十分に離れた周波数に配置さ
れる。前記共振器のそれぞれ（以下、複合共振器）は、
金属空洞により、また、通常非常に低い誘電定数を持つ
材料により形成された支持部により金属空洞の中心に配
置された、高い誘電定数を持つ材料により形成された共
振要素（誘電体共振器と呼ばれる）により形成される。
共振要素の、および、共振要素の支持部の、金属空洞の
寸法および幾何学的形状は、以下の条件、すなわち、 ・複合共振器内で、図１に示されている電界パターンを
有するモードを考えて、それぞれの複合共振器におい
て、当初から縮退した２つの直交ＨＥＭ１１モードのた
だ１つにより、ただ１つの共振がフィルタの中心周波数
で生成されること、 ・フィルタ応答を得るのに使用されない、たとえば、Ｈ
ＥＭ１１モードを含む、残りの共振モードによる共振産
物が、所望のフィルタ応答を歪ませないように十分に離
れた周波数に配置されていることを満足するように設計
される。
【００１４】フィルタを形成することができる複数の複
合共振器の間の結合は、容量性アイリス、誘導性アイリ
ス、容量性プローブ、誘導性ループ、または他の結合手
段、すなわち、電磁エネルギーを１つの複合共振器から
別の共振器へ伝えることを可能にする手段により実現さ
れる。
合共振器の間の結合は、容量性アイリス、誘導性アイリ
ス、容量性プローブ、誘導性ループ、または他の結合手
段、すなわち、電磁エネルギーを１つの複合共振器から
別の共振器へ伝えることを可能にする手段により実現さ
れる。
【００１５】結合は、また、電磁エネルギーの複合共振
器への入力および入力とは別に複合共振器からの電磁エ
ネルギーの出力を可能にする、容量性アイリス、誘導性
アイリス、容量性プローブ、誘導性ループ、または他の
結合手段により実現される、入力結合および別の出力結
合を有している。
器への入力および入力とは別に複合共振器からの電磁エ
ネルギーの出力を可能にする、容量性アイリス、誘導性
アイリス、容量性プローブ、誘導性ループ、または他の
結合手段により実現される、入力結合および別の出力結
合を有している。
【００１６】したがって、本発明の目的は、それぞれが
空洞および前記空洞内に収容された誘電体共振器を備え
ている複数の複合共振器、および隣接して配置された２
つの複合共振器の間にある少なくとも１つの結合手段を
備えているマイクロ波フィルタであって、前記複合共振
器が、単一モードタイプであり、電界および磁界パター
ンを含むハイブリッド電磁ファミリの電磁共振モードに
対応する共振周波数を有し、隣接する空洞の少なくとも
２つの誘電体共振器が、同じ基準平面または平行な基準
平面に配置され、前記基準平面が、誘電体共振器を２つ
の対称な半分に分離し、また、２つの縮退した直交モー
ドのフィールドパターンが本質的に等しく、互いに関し
て９０°まで回転しており、前記各々の共振器の、それ
ぞれ当初から縮退した共振モードが、共振周波数を変え
ることにより、摂動させられ、フィルタが、連続して結
合された複合共振器を横切る信号に対する主経路、およ
び、空間的に隣接し、信号の主経路を画定するシーケン
スとは連続しない、２つの複合共振器の間において少な
くとも１つのクロス結合により提供された信号に対する
少なくとも１つの別の経路を提供することを特徴とする
マイクロ波フィルタを提供することである。
空洞および前記空洞内に収容された誘電体共振器を備え
ている複数の複合共振器、および隣接して配置された２
つの複合共振器の間にある少なくとも１つの結合手段を
備えているマイクロ波フィルタであって、前記複合共振
器が、単一モードタイプであり、電界および磁界パター
ンを含むハイブリッド電磁ファミリの電磁共振モードに
対応する共振周波数を有し、隣接する空洞の少なくとも
２つの誘電体共振器が、同じ基準平面または平行な基準
平面に配置され、前記基準平面が、誘電体共振器を２つ
の対称な半分に分離し、また、２つの縮退した直交モー
ドのフィールドパターンが本質的に等しく、互いに関し
て９０°まで回転しており、前記各々の共振器の、それ
ぞれ当初から縮退した共振モードが、共振周波数を変え
ることにより、摂動させられ、フィルタが、連続して結
合された複合共振器を横切る信号に対する主経路、およ
び、空間的に隣接し、信号の主経路を画定するシーケン
スとは連続しない、２つの複合共振器の間において少な
くとも１つのクロス結合により提供された信号に対する
少なくとも１つの別の経路を提供することを特徴とする
マイクロ波フィルタを提供することである。
【００１７】本発明の一態様によれば、前記複合共振器
の実質的に摂動されない各共振モードのそれぞれの電界
パターンが平行配置される。
の実質的に摂動されない各共振モードのそれぞれの電界
パターンが平行配置される。
【００１８】本発明の別の態様によれば、実質的に摂動
されないモードの前記それぞれのフィールドパターン
が、複合共振器の中心における電界の方向も前記共振器
の間の結合手段により供給された結合の方向に垂直に配
置されるように向けられる。
されないモードの前記それぞれのフィールドパターン
が、複合共振器の中心における電界の方向も前記共振器
の間の結合手段により供給された結合の方向に垂直に配
置されるように向けられる。
【００１９】本発明の別の態様によれば、実質的に摂動
されないモードの前記それぞれのフィールドパターン
が、集成共振器の中心の電界における方向が、前記共振
器の間の結合手段として働くプローブを横切る平面に平
行および垂直であるように向けられる。
されないモードの前記それぞれのフィールドパターン
が、集成共振器の中心の電界における方向が、前記共振
器の間の結合手段として働くプローブを横切る平面に平
行および垂直であるように向けられる。
【００２０】本発明の別の態様によれば、直交モードの
共振周波数の分離を引き起こす前記摂動が、非対称幾何
学的形状または１以外の異なる対称軸上の寸法間のアス
ペクト比を持つ対称幾何学的形状の空洞により、フィル
タの複合共振器において得られる。
共振周波数の分離を引き起こす前記摂動が、非対称幾何
学的形状または１以外の異なる対称軸上の寸法間のアス
ペクト比を持つ対称幾何学的形状の空洞により、フィル
タの複合共振器において得られる。
【００２１】本発明の別の態様によれば、フィルタの複
合共振器における直交モードの前記分離が、空洞におけ
る誘電体共振器の非対称または中心からずれた配置によ
り得られる。
合共振器における直交モードの前記分離が、空洞におけ
る誘電体共振器の非対称または中心からずれた配置によ
り得られる。
【００２２】本発明の別の態様によれば、フィルタの複
合共振器における直交モードの前記分離が、複合共振器
の中心に対して中心をずらして配置された、スラグまた
はポストのような、調整要素を配置することにより得ら
れる。
合共振器における直交モードの前記分離が、複合共振器
の中心に対して中心をずらして配置された、スラグまた
はポストのような、調整要素を配置することにより得ら
れる。
【００２３】本発明の別の態様によれば、フィルタの複
合共振器における直交モードの前記分離が、前述の摂動
のどんな組合せによっても得られる。
合共振器における直交モードの前記分離が、前述の摂動
のどんな組合せによっても得られる。
【００２４】本発明の別の態様によれば、直交モードの
前記分離が、前述されたものの間から異なるタイプの複
合共振器を使用することにより得られる。
前記分離が、前述されたものの間から異なるタイプの複
合共振器を使用することにより得られる。
【００２５】本発明の、こうした特徴および他の特徴
を、付属する図面の助けを借りて以下でより詳細に説明
する。
を、付属する図面の助けを借りて以下でより詳細に説明
する。
【００２６】
【発明の実施の形態】図１は、２つの空洞ＡおよびＢが
見られ、その断面が実質的に四角形である、マイクロ波
フィルタの例を示す。それぞれの空洞内で、実質的に中
心位置に、誘電体共振器Ｒが収容される。空洞Ａと空洞
Ｂの間には、２つの誘電体共振器Ｒの間の結合を可能に
する窓Ｗの形のアイリスが存在する。空洞Ａと対応する
誘電体共振器により形成された複合共振器において、複
合共振器の中心の電界で特徴付けられたフィールドパタ
ーンａ１およびａ２を持つ電気的にハイブリッドなファ
ミリの共振モードが動作周波数で励起され、空洞Ｂと対
応する誘電体共振器により形成された複合共振器におい
て、同様に、集成共振器の中心の電界で特徴付けられた
フィールドパターンｂ１およびｂ２を持つ電気的にハイ
ブリッドなファミリの共振モードが励起される。図１に
おいてわかるように、それぞれの金属空洞および誘電体
共振器により形成された全容積におけるフィールド分布
は、空洞の対称性により、ａ１およびａ２で特徴付けら
れたモードに対するのと実質的に同じであるが、互いに
９０°まで回転している。同じことがｂ１およびｂ２で
特徴付けられたモードに関して起こる。この同じフィー
ルド分布のために、モードａ１により蓄積された電気お
よび磁気エネルギーは、モードａ２のエネルギーと等し
く、そのため、それぞれの共振周波数が等しい。同じよ
うに、ｂ１およびｂ２の共振周波数が等しい。ａ１とａ
２およびｂ１とｂ２のモード対に対して、それらが同じ
共振周波数を有するために、縮退モード対という言葉が
与えられ、それらのフィールドパターンが互いに関して
９０°まで回転しているために、それらは直交してい
る。より理解をし易くするために、本発明に関する技術
において、図に示されていないが、誘電体共振器を２つ
の対称な半分に分離し、２つの縮退した直交モードのフ
ィールドパターンが等しく、互いに関して９０°まで回
転している平面である基準平面を画定する。この図にお
いて、画定された基準平面は、紙面の平面と一致する。
見られ、その断面が実質的に四角形である、マイクロ波
フィルタの例を示す。それぞれの空洞内で、実質的に中
心位置に、誘電体共振器Ｒが収容される。空洞Ａと空洞
Ｂの間には、２つの誘電体共振器Ｒの間の結合を可能に
する窓Ｗの形のアイリスが存在する。空洞Ａと対応する
誘電体共振器により形成された複合共振器において、複
合共振器の中心の電界で特徴付けられたフィールドパタ
ーンａ１およびａ２を持つ電気的にハイブリッドなファ
ミリの共振モードが動作周波数で励起され、空洞Ｂと対
応する誘電体共振器により形成された複合共振器におい
て、同様に、集成共振器の中心の電界で特徴付けられた
フィールドパターンｂ１およびｂ２を持つ電気的にハイ
ブリッドなファミリの共振モードが励起される。図１に
おいてわかるように、それぞれの金属空洞および誘電体
共振器により形成された全容積におけるフィールド分布
は、空洞の対称性により、ａ１およびａ２で特徴付けら
れたモードに対するのと実質的に同じであるが、互いに
９０°まで回転している。同じことがｂ１およびｂ２で
特徴付けられたモードに関して起こる。この同じフィー
ルド分布のために、モードａ１により蓄積された電気お
よび磁気エネルギーは、モードａ２のエネルギーと等し
く、そのため、それぞれの共振周波数が等しい。同じよ
うに、ｂ１およびｂ２の共振周波数が等しい。ａ１とａ
２およびｂ１とｂ２のモード対に対して、それらが同じ
共振周波数を有するために、縮退モード対という言葉が
与えられ、それらのフィールドパターンが互いに関して
９０°まで回転しているために、それらは直交してい
る。より理解をし易くするために、本発明に関する技術
において、図に示されていないが、誘電体共振器を２つ
の対称な半分に分離し、２つの縮退した直交モードのフ
ィールドパターンが等しく、互いに関して９０°まで回
転している平面である基準平面を画定する。この図にお
いて、画定された基準平面は、紙面の平面と一致する。
【００２７】アイリスＶにより、空洞Ａの任意の共振モ
ードを空洞Ｂの任意の共振モードに結合させることがで
きる。しかし、結合値は、結合される共振モードのフィ
ールド分布に依存する。したがって、図１の場合、フィ
ールドモードａ１およびｂ１（平行）の間の結合は、実
現しようとするフィルタの帯域幅に対して適当な値を有
するが、フィールドモードａ２およびｂ２の間の結合は
十分な値を持たず、したがって、それらは望ましくない
モードである。
ードを空洞Ｂの任意の共振モードに結合させることがで
きる。しかし、結合値は、結合される共振モードのフィ
ールド分布に依存する。したがって、図１の場合、フィ
ールドモードａ１およびｂ１（平行）の間の結合は、実
現しようとするフィルタの帯域幅に対して適当な値を有
するが、フィールドモードａ２およびｂ２の間の結合は
十分な値を持たず、したがって、それらは望ましくない
モードである。
【００２８】これら望ましくないモードがフィルタ応答
を歪ませることを防ぐために、モードａ２およびｂ２の
共振周波数をフィルタの中心周波数から実質的に除去す
る状況が引き起こされる。このことは、共振モードの摂
動を生成すること、たとえば、それぞれの誘電体共振器
空洞アセンブリの間の対称配置を破壊することにより達
成され、それにより、モードａ２およびｂ２のフィール
ド分布がモードａ１およびｂ１のフィールド分布と異な
り、それにより、蓄積された電気および／または磁気エ
ネルギーも異なり、異なる共振周波数が得られる。共振
モードの摂動は、対称配置の破壊により、前記モードの
共振周波数が変化し、直交モードの分離を生ずるという
意味で理解されなければならない。
を歪ませることを防ぐために、モードａ２およびｂ２の
共振周波数をフィルタの中心周波数から実質的に除去す
る状況が引き起こされる。このことは、共振モードの摂
動を生成すること、たとえば、それぞれの誘電体共振器
空洞アセンブリの間の対称配置を破壊することにより達
成され、それにより、モードａ２およびｂ２のフィール
ド分布がモードａ１およびｂ１のフィールド分布と異な
り、それにより、蓄積された電気および／または磁気エ
ネルギーも異なり、異なる共振周波数が得られる。共振
モードの摂動は、対称配置の破壊により、前記モードの
共振周波数が変化し、直交モードの分離を生ずるという
意味で理解されなければならない。
【００２９】この解決策の例は、図１と同じフィルタが
見られる図２ａにおいて観察することができるが、違い
は、誘電体共振器ＲがＹ軸に沿ってその位置がずれてお
り、Ｘ軸上に示されている誘電体共振器の前の位置か
ら、Ｘ軸に平行の方向に、距離ｄのところに見られる新
たな方向軸Ｘ’を生じていることである。図２ａにおい
て理解されるように、誘電体共振器Ｒの変位により図１
のフィルタの場合に存在した対称性の破壊が生じる。次
に、この対称性の破壊により、パターンが矢印ａ２およ
びｂ２により表されている電界の摂動が生じる。一方、
電界のパターンａ１およびｂ１は、互いに平行に、か
つ、窓Ｖが画定している幾何学的平面に平行に向いてい
る。
見られる図２ａにおいて観察することができるが、違い
は、誘電体共振器ＲがＹ軸に沿ってその位置がずれてお
り、Ｘ軸上に示されている誘電体共振器の前の位置か
ら、Ｘ軸に平行の方向に、距離ｄのところに見られる新
たな方向軸Ｘ’を生じていることである。図２ａにおい
て理解されるように、誘電体共振器Ｒの変位により図１
のフィルタの場合に存在した対称性の破壊が生じる。次
に、この対称性の破壊により、パターンが矢印ａ２およ
びｂ２により表されている電界の摂動が生じる。一方、
電界のパターンａ１およびｂ１は、互いに平行に、か
つ、窓Ｖが画定している幾何学的平面に平行に向いてい
る。
【００３０】結合の最大値を得る条件の１つは、複合共
振器の電界パターンａ１、ａ２、ｂ１およびｂ２が同じ
主平面にあるか、または、平行な主平面にあることを指
摘しなければならない。少なくともフィールドパターン
ａ１およびｂ１はこの条件を満たさなければならない。
振器の電界パターンａ１、ａ２、ｂ１およびｂ２が同じ
主平面にあるか、または、平行な主平面にあることを指
摘しなければならない。少なくともフィールドパターン
ａ１およびｂ１はこの条件を満たさなければならない。
【００３１】図２ｂ、２ｃおよび２ｄに関する限りで
は、同じ要素は同じアルファベット参照符号を持ってい
る。
は、同じ要素は同じアルファベット参照符号を持ってい
る。
【００３２】図２ｂは、空洞誘電体共振器アセンブリの
実施形態の別の例を示し、前記空洞の断面が矩形で、正
方形ではなく、パターンが参照符号ａ２により特定され
る電界の摂動を生じている。
実施形態の別の例を示し、前記空洞の断面が矩形で、正
方形ではなく、パターンが参照符号ａ２により特定され
る電界の摂動を生じている。
【００３３】代替実施形態の別の例が、図２ｃに示され
ており、摂動は、図２ａの円形誘電体共振器の代わり
に、楕円誘電体共振器の使用により得られる。
ており、摂動は、図２ａの円形誘電体共振器の代わり
に、楕円誘電体共振器の使用により得られる。
【００３４】代替実施形態の別の例が、図２ｄに示され
ており、空洞および誘電体共振器の両方が円形断面を有
し、摂動が、変位軸を利用することにより理解されるよ
うに、誘電体共振器を空洞の一方の側に変位させること
により得られる。
ており、空洞および誘電体共振器の両方が円形断面を有
し、摂動が、変位軸を利用することにより理解されるよ
うに、誘電体共振器を空洞の一方の側に変位させること
により得られる。
【００３５】図２ａ、２ｂ、２ｃおよび２ｄの例は、例
示のためにのみ提示されており、制限するためではない
ことに留意されたい。こうした理由で、摂動を生成す
る、たとえば、スラグを設定する共振または他の従来知
られている手段を用いるような、他の形または他の手段
もまた、本明細書において提案された解決策の目的に対
して有効となることが理解されよう。
示のためにのみ提示されており、制限するためではない
ことに留意されたい。こうした理由で、摂動を生成す
る、たとえば、スラグを設定する共振または他の従来知
られている手段を用いるような、他の形または他の手段
もまた、本明細書において提案された解決策の目的に対
して有効となることが理解されよう。
【００３６】図３において、普遍的な参照符号２により
表された、４つの空洞２１、２２、２３および２４を持
つマイクロ波フィルタ１の例が示されており、それぞれ
の中に誘電体共振器３が配置されている。空洞２１およ
び２２、また２３および２４は、それぞれの窓４により
互いに連通している。空洞２２および２３は、プローブ
１０により互いに連通している。空洞２１および２４
は、別の窓８により互いに連通している。この例の場
合、摂動は、四角形の代わりに、矩形空洞の使用により
得られ、必要とされる高い結合値を達成するために、電
界パターン９を生じている。
表された、４つの空洞２１、２２、２３および２４を持
つマイクロ波フィルタ１の例が示されており、それぞれ
の中に誘電体共振器３が配置されている。空洞２１およ
び２２、また２３および２４は、それぞれの窓４により
互いに連通している。空洞２２および２３は、プローブ
１０により互いに連通している。空洞２１および２４
は、別の窓８により互いに連通している。この例の場
合、摂動は、四角形の代わりに、矩形空洞の使用により
得られ、必要とされる高い結合値を達成するために、電
界パターン９を生じている。
【００３７】フィルタは、フィルタの最終応答における
微細な設定を可能にするために、それぞれの窓の上およ
びそれぞれの誘電体共振器の上またはその側面に、たと
えば、スラグのような調整手段を含むことができる。
微細な設定を可能にするために、それぞれの窓の上およ
びそれぞれの誘電体共振器の上またはその側面に、たと
えば、スラグのような調整手段を含むことができる。
【００３８】この構成により、波は、ポート５を通して
空洞２１に入り、ポート５は、たとえば、プローブのよ
うな、誘電体共振器３と空洞２１のアセンブリを通過す
る信号を導入する任意の手段を備えることができる。平
行に配置された電界９およびそれと直交する電界のそれ
ぞれの成分の摂動の存在により、空洞２１および２２に
実装された複合共振器の間で比較的大きな大きさの結合
が生成される。
空洞２１に入り、ポート５は、たとえば、プローブのよ
うな、誘電体共振器３と空洞２１のアセンブリを通過す
る信号を導入する任意の手段を備えることができる。平
行に配置された電界９およびそれと直交する電界のそれ
ぞれの成分の摂動の存在により、空洞２１および２２に
実装された複合共振器の間で比較的大きな大きさの結合
が生成される。
【００３９】次に、空洞２１および２２に実装された複
合共振器の間に生成されているのに相当する値の結合
が、プローブ１０の使用により、空洞２２および２３に
実装された複合共振器の間に生成され、その結果、その
後、空洞２３に実装された複合共振器から窓４を通して
空洞２４に実装された複合共振器に波が通過し、再び、
比較的大きな大きさの結合が生ずる。最後に、波は、た
とえば、プローブのような、どんな信号抽出機構をも備
えることができる出力手段６を通して、フィルタの外部
に出力を送り出し続ける。例示として、波がたどる経路
がライン７により示されている。
合共振器の間に生成されているのに相当する値の結合
が、プローブ１０の使用により、空洞２２および２３に
実装された複合共振器の間に生成され、その結果、その
後、空洞２３に実装された複合共振器から窓４を通して
空洞２４に実装された複合共振器に波が通過し、再び、
比較的大きな大きさの結合が生ずる。最後に、波は、た
とえば、プローブのような、どんな信号抽出機構をも備
えることができる出力手段６を通して、フィルタの外部
に出力を送り出し続ける。例示として、波がたどる経路
がライン７により示されている。
【００４０】窓８により提供されているクロス結合によ
り、この場合、フィルタ応答において２つの対称送信ゼ
ロが存在することを許すフィルタを形成する全ての複合
共振器を通過する通常経路７に対して、電磁エネルギー
は、矢印１１により示される別の経路を有している。こ
の結合は、クロス結合がフィルタの残りの結合より幾桁
も小さい値を有するという事実により、同一線上のフィ
−ルドパターンを持つ複合共振器の間で実現することが
できる。
り、この場合、フィルタ応答において２つの対称送信ゼ
ロが存在することを許すフィルタを形成する全ての複合
共振器を通過する通常経路７に対して、電磁エネルギー
は、矢印１１により示される別の経路を有している。こ
の結合は、クロス結合がフィルタの残りの結合より幾桁
も小さい値を有するという事実により、同一線上のフィ
−ルドパターンを持つ複合共振器の間で実現することが
できる。
【００４１】このようにして、知られているフィルタよ
り実質的に大きな帯域幅を生成し、また、非常に強い結
合を持つＨＥＭである、単一モードで動作可能なフィル
タが得られる。
り実質的に大きな帯域幅を生成し、また、非常に強い結
合を持つＨＥＭである、単一モードで動作可能なフィル
タが得られる。
【００４２】空洞および誘電体共振器の寸法は、フィル
タの中心周波数がＨＥＭモードの共振周波数に一致する
ように選択される。
タの中心周波数がＨＥＭモードの共振周波数に一致する
ように選択される。
【００４３】本発明は、通常使用される技術に関して重
要な利点を提供している。前記利点のいくつかは、以下
に記載されている。 ・空洞において誘電体共振器を使用することにより、こ
のタイプのフィルタに関して可能である典型的な利点が
得られる。すなわち、温度に関する高い安定性、高い品
質ファクタおよび小さなサイズである。 ・単一モード構成をクロス結合に関係させることによ
り、複雑で、かつ、擬似楕円の伝達関数の実現の単純化
を達成している。 ・調整の単純化。 ・強く結合されている支配的なモードを関係させること
により、高い結合値が得られ、結果として広い帯域幅フ
ィルタが得られる。 ・得られたフィルタ応答は、このモードが残りに対して
優勢であるため、スプリアス効果の存在が認識できない
ため、ほとんど歪みが無く、非常に純粋である。
要な利点を提供している。前記利点のいくつかは、以下
に記載されている。 ・空洞において誘電体共振器を使用することにより、こ
のタイプのフィルタに関して可能である典型的な利点が
得られる。すなわち、温度に関する高い安定性、高い品
質ファクタおよび小さなサイズである。 ・単一モード構成をクロス結合に関係させることによ
り、複雑で、かつ、擬似楕円の伝達関数の実現の単純化
を達成している。 ・調整の単純化。 ・強く結合されている支配的なモードを関係させること
により、高い結合値が得られ、結果として広い帯域幅フ
ィルタが得られる。 ・得られたフィルタ応答は、このモードが残りに対して
優勢であるため、スプリアス効果の存在が認識できない
ため、ほとんど歪みが無く、非常に純粋である。
【００４４】このタイプのフィルタにより、送信ゼロお
よびゼロ等化により、たとえば擬似楕円と呼ばれるよう
な非常に複雑な応答が得られる。
よびゼロ等化により、たとえば擬似楕円と呼ばれるよう
な非常に複雑な応答が得られる。
【図１】複合共振器の電界パターン間の対称状態を示
す、２つの空洞を有するマイクロ波フィルタの概略図に
よる平面図である。
す、２つの空洞を有するマイクロ波フィルタの概略図に
よる平面図である。
【図２ａ】対称性が、それぞれの誘電体共振器の変位に
より乱された、図１のフィルタを表す図である。
より乱された、図１のフィルタを表す図である。
【図２ｂ】誘電体共振器空洞アセンブリの間の対称性に
おける摂動の実施形態の例を示す図である。
おける摂動の実施形態の例を示す図である。
【図２ｃ】誘電体共振器空洞アセンブリの間の対称性に
おける摂動の実施形態の例を示す図である。
おける摂動の実施形態の例を示す図である。
【図２ｄ】誘電体共振器空洞アセンブリの間の対称性に
おける摂動の実施形態の例を示す図である。
おける摂動の実施形態の例を示す図である。
【図３】本発明による４空洞フィルタの例を示す図であ
る。
る。
ａ１、ｂ１、ａ２、ｂ２ 電界パターン Ａ、Ｂ、２、２１、２２、２３、２４ 空洞 Ｒ、３ 誘電体共振器 Ｖ アイリス １ マイクロ波フィルタ ４、８ 窓 ５ ポート ６ 出力手段 １０ プローブ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マヌエル・ヘスス・パデイジヤ・クルツ スペイン国、28760・トレス・カントス・ マドリード、アベニーダ・デ・ビニユエラ ス、２−テルセロ・セ (72)発明者 イシドロ・イダルゴ・カルピンテロ スペイン国、28003・マドリード、ポンサ ーノ、37−クアント・４・プエルタ Ｆターム(参考） 5J006 HC03 HC12 JA01 JA13 LA02 LA11 LA14 LA21 NA01 NB06
Claims (9)
- 【請求項１】 それぞれが空洞（Ａ、Ｂ、２）および前
記空洞内に収容された誘電体共振器（Ｒ、３）を備えて
いる複数の複合共振器と、隣接して配置された２つの複
合共振器の間にある少なくとも１つの結合手段（Ｖ、
４、８）とを備えているマイクロ波フィルタであって、
前記複合共振器が、単一モードタイプであり、電界およ
び磁界パターンを含むハイブリッド電磁ファミリの電磁
共振モードに対応する共振周波数を有し、 隣接する空洞の少なくとも２つの誘電体共振器（Ｒ、
３）が、同じ基準平面または平行な基準平面に配置さ
れ、前記基準平面が、誘電体共振器を２つの対称な半分
に分離し、また、２つの縮退した直交モードのフィール
ドパターンが本質的に等しく、互いに関して９０°まで
回転しており、 前記各々の共振器についての、それぞれ当初から縮退し
た共振モードが、共振周波数を変えることにより摂動さ
せられ、 フィルタが、連続して結合された複合共振器を横切る信
号（７）に対する主経路、および、空間的に隣接し、信
号の主経路を画定するシーケンスとは連続しない、２つ
の複合共振器の間の少なくとも１つのクロス結合により
提供された信号（１１）に対する少なくとも１つの別の
経路を提供することを特徴とするマイクロ波フィルタ。 - 【請求項２】 前記複合共振器の実質的に摂動されない
各共振モードのそれぞれの電界パターン（ａ１、ｂ１）
が平行配置されていることを特徴とする請求項１に記載
のフィルタ。 - 【請求項３】 実質的に摂動されないモードの前記それ
ぞれの電界パターン（ａ１、ｂ１）が、複合共振器の中
心における電界の方向も前記共振器の間の結合手段によ
り供給された結合の方向に垂直に配置されるように向け
られることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。 - 【請求項４】 実質的に摂動されないモードの前記それ
ぞれのフィールドパターンが、複合共振器の中心におけ
る電界の方向が、前記共振器の間の結合手段として働く
プローブを横切る平面に対して平行および垂直であるよ
うに向けられることを特徴とする請求項１に記載のフィ
ルタ。 - 【請求項５】 直交モードの共振周波数の分離を引き起
こす前記摂動が、非対称幾何学的形状の空洞または１以
外の異なる対称軸上の寸法間のアスペクト比を持つ対称
幾何学的形状の空洞により、フィルタの複合共振器にお
いて得られることを特徴とする請求項１から４のいずれ
か一項に記載のフィルタ。 - 【請求項６】 フィルタの複合共振器における直交モー
ドの前記分離が、空洞における誘電体共振器の非対称ま
たは中心からずれた配置により得られることを特徴とす
る請求項５に記載のフィルタ。 - 【請求項７】 フィルタの複合共振器における直交モー
ドの前記分離が、複合共振器の中心に対して中心をずら
して配置された、スラグまたはポストのような、調整要
素を配置することにより得られることを特徴とする請求
項５に記載のフィルタ。 - 【請求項８】 フィルタの複合共振器における直交モー
ドの前記分離が、請求項６または７に記載の摂動のどん
な組合せによっても得られることを特徴とする請求項５
から７のいずれか一項に記載のフィルタ。 - 【請求項９】 直交モードの前記分離が、請求項６また
は７に記載されたものの間から異なるタイプの複合共振
器を使用することにより得られることを特徴とする請求
項１から５のいずれか一項に記載のフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200003144 | 2000-12-29 | ||
| ES200003144 | 2000-12-29 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002232203A true JP2002232203A (ja) | 2002-08-16 |
Family
ID=8496204
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001394166A Withdrawn JP2002232203A (ja) | 2000-12-29 | 2001-12-26 | 高性能マイクロ波フィルタ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6597264B2 (ja) |
| EP (1) | EP1220351B8 (ja) |
| JP (1) | JP2002232203A (ja) |
| CA (1) | CA2366233A1 (ja) |
| ES (1) | ES2676093T3 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0426350D0 (en) * | 2004-12-01 | 2005-01-05 | South Bank Univ Entpr Ltd | Tuneable dielectric resonator |
| US7705694B2 (en) * | 2006-01-12 | 2010-04-27 | Cobham Defense Electronic Systems Corporation | Rotatable elliptical dielectric resonators and circuits with such dielectric resonators |
| WO2010033057A1 (en) * | 2008-09-19 | 2010-03-25 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and arrangement for filtering in a wireless radio communication network |
| CN101533940B (zh) * | 2009-03-25 | 2013-04-24 | 中国航天科技集团公司第五研究院第五〇四研究所 | 公共腔体输入多工器 |
| FR2994029B1 (fr) * | 2012-07-27 | 2014-07-25 | Thales Sa | Filtre accordable en frequence a resonateur dielectrique |
| CN103633402B (zh) * | 2013-12-16 | 2016-08-17 | 华为技术有限公司 | 双工器及具有该双工器的通信系统 |
| EP3145022A1 (en) * | 2015-09-15 | 2017-03-22 | Spinner GmbH | Microwave rf filter with dielectric resonator |
| CN109390644B (zh) * | 2018-12-11 | 2024-04-16 | 深圳市麦捷微电子科技股份有限公司 | 一种双腔四模介质波导滤波器 |
| CN111384499B (zh) * | 2018-12-29 | 2022-04-22 | 深圳市大富科技股份有限公司 | 一种滤波器、双工器以及通讯设备 |
| WO2020231066A1 (ko) * | 2019-05-10 | 2020-11-19 | 주식회사 케이엠더블유 | 복합형 필터 조립체 |
| CN112072237B (zh) * | 2020-08-27 | 2021-12-03 | 电子科技大学 | 一种陶瓷/空气复合介质可调腔体滤波器 |
| CN112019165B (zh) * | 2020-08-27 | 2022-09-30 | 中电科思仪科技股份有限公司 | 基于泵浦杂散高抑止的太赫兹宽带二倍频电路及二倍频器 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS614302A (ja) * | 1984-06-19 | 1986-01-10 | Nec Corp | 誘電体フイルタ |
| US5608363A (en) | 1994-04-01 | 1997-03-04 | Com Dev Ltd. | Folded single mode dielectric resonator filter with cross couplings between non-sequential adjacent resonators and cross diagonal couplings between non-sequential contiguous resonators |
| US5652556A (en) | 1994-05-05 | 1997-07-29 | Hewlett-Packard Company | Whispering gallery-type dielectric resonator with increased resonant frequency spacing, improved temperature stability, and reduced microphony |
| EP1017122A3 (en) * | 1998-12-28 | 2003-05-28 | Alcatel | Microwave equaliser with internal amplitude correction |
-
2001
- 2001-12-17 ES ES01403270.0T patent/ES2676093T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2001-12-17 EP EP01403270.0A patent/EP1220351B8/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-12-26 JP JP2001394166A patent/JP2002232203A/ja not_active Withdrawn
- 2001-12-26 US US10/025,686 patent/US6597264B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-12-28 CA CA002366233A patent/CA2366233A1/en not_active Abandoned
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1220351A2 (en) | 2002-07-03 |
| EP1220351A3 (en) | 2003-03-12 |
| US20020105394A1 (en) | 2002-08-08 |
| EP1220351B8 (en) | 2018-05-16 |
| US6597264B2 (en) | 2003-07-22 |
| EP1220351B1 (en) | 2018-04-04 |
| CA2366233A1 (en) | 2002-06-29 |
| ES2676093T3 (es) | 2018-07-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Rosenberg et al. | Novel coupling schemes for microwave resonator filters | |
| Rosenberg et al. | Inline TM/sub 110/-mode filters with high-design flexibility by utilizing bypass couplings of nonresonating TE/sub 10/01/modes | |
| EP1990863B1 (en) | Dual band resonator and dual band filter | |
| EP1732158A1 (en) | Microwave filter including an end-wall coupled coaxial resonator | |
| JP2002232203A (ja) | 高性能マイクロ波フィルタ | |
| US6549102B2 (en) | Quasi dual-mode resonator | |
| EP0948077B1 (en) | Dielectric resonator device | |
| US5349316A (en) | Dual bandpass microwave filter | |
| CN112563702B (zh) | 基于hmsiw腔体的小型化双模滤波器及零点调节方法 | |
| CN110268574A (zh) | 微波谐振器、微波滤波器和微波多路复用器 | |
| CN108649310A (zh) | 一种基于四模介质谐振器的独立可控双通带滤波器 | |
| EP0605642A4 (en) | Narrow band-pass, wide band-stop filter. | |
| Lee et al. | Two-layered cross-coupled post-loaded SIW filter with microstrip ports | |
| Miek et al. | Quasi-elliptical stub-based multi-resonance waveguide filters with low manufacturing complexity for mm-wave applications | |
| Liu et al. | A novel method to design triple-mode SIW filter based on the complementary split ring resonators (CSRRs) | |
| US6104262A (en) | Ridged thick walled capacitive slot | |
| US3668565A (en) | Low profile waveguide channel diplexer | |
| Jing et al. | A novel strip-line hybrid triple-mode SIW filter | |
| Ji et al. | A quasi-elliptic response triple-mode SIW bandpass filter with controllable transmission zeros | |
| US20090021327A1 (en) | Electrical filter system using multi-stage photonic bandgap resonator | |
| Fernández‐Prieto et al. | COUPLED‐RESONATOR BALANCED BANDPASS FILTERS WITH COMMON‐MODE SUPPRESSION DIFFERENTIAL LINES | |
| Bradley et al. | Bandpass Filters Using Strip Line Techniques | |
| Tubtongdee et al. | Upper Sideband Improvement by Using Opened-end Stepped-impedance Resonator Filter Structure | |
| WO2004084337A1 (en) | Waveguide frequency-band/polarization splitter | |
| Chongder et al. | Novel Single Substrate Integrated Hexagonal Cavity (SIHC) Based Dual-Band Bandpass Filter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050301 |