JP2002198237A - 漏れ磁束型電力変換トランス - Google Patents
漏れ磁束型電力変換トランスInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 リッツ線等を巻線に使用すると各素線のイン
ダクタンス値にばらつきが生じ、トランスの変換効率が
低下する問題があった。 【解決手段】 漏れ磁束型電力変換トランスにおける一
次巻線および二次巻線の少なくとも一方を、複数のマグ
ネットワイヤ素線からなる集合線を、３組以上用いて編
み上げた編組線で構成する。
ダクタンス値にばらつきが生じ、トランスの変換効率が
低下する問題があった。 【解決手段】 漏れ磁束型電力変換トランスにおける一
次巻線および二次巻線の少なくとも一方を、複数のマグ
ネットワイヤ素線からなる集合線を、３組以上用いて編
み上げた編組線で構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、冷陰極管点灯装置の共
振型インバータ回路や、スイッチング電源、無接点充電
器等の共振型コンバータに用いられる漏れ磁束型の電力
変換トランスの構造に関するものである。
振型インバータ回路や、スイッチング電源、無接点充電
器等の共振型コンバータに用いられる漏れ磁束型の電力
変換トランスの構造に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】各種の電気機器の小型化に伴い、それら
の電源装置に対しても小型化及び高周波化、電力変換効
率の向上、低ノイズ化などの強い改善要求がある。この
ため、高効率で低ノイズである特長を有するＺＶＳ（ゼ
ロボルトスイッチング）あるいはＺＣＳ（ゼロカレント
スイッチング）動作の技術による、いわゆる共振型回路
方式が一般的に用いられている。共振型回路方式におい
ては主に電力変換トランスの漏れインダクタンスが利用
されるので、一次巻線及び二次巻線の磁気回路間に大き
な空隙が設けられる（以下、このような磁気回路構造を
とる電力変換トランスを漏れ磁束型電力変換トランスと
呼ぶことにする）。
の電源装置に対しても小型化及び高周波化、電力変換効
率の向上、低ノイズ化などの強い改善要求がある。この
ため、高効率で低ノイズである特長を有するＺＶＳ（ゼ
ロボルトスイッチング）あるいはＺＣＳ（ゼロカレント
スイッチング）動作の技術による、いわゆる共振型回路
方式が一般的に用いられている。共振型回路方式におい
ては主に電力変換トランスの漏れインダクタンスが利用
されるので、一次巻線及び二次巻線の磁気回路間に大き
な空隙が設けられる（以下、このような磁気回路構造を
とる電力変換トランスを漏れ磁束型電力変換トランスと
呼ぶことにする）。
【０００３】電磁誘導方式によって電力を伝送する無接
点充電装置の電力変換トランスにおいては、充電器側に
一次巻線、コードレス機器側に二次巻線が設けられる。
機能上、一次巻線と二次巻線は分離されるので、互いの
磁気回路間には大きな空隙が形成され、漏れ磁束型の電
力変換トランスとなる。このため、無接点充電装置にも
共振型回路方式が用いられる。電力変換トランスの漏れ
インダクタンス成分とコンデンサを組み合わせて共振型
コンバータ回路を構成し、高周波発振させて一次巻線か
ら二次巻線に電力が伝送される。
点充電装置の電力変換トランスにおいては、充電器側に
一次巻線、コードレス機器側に二次巻線が設けられる。
機能上、一次巻線と二次巻線は分離されるので、互いの
磁気回路間には大きな空隙が形成され、漏れ磁束型の電
力変換トランスとなる。このため、無接点充電装置にも
共振型回路方式が用いられる。電力変換トランスの漏れ
インダクタンス成分とコンデンサを組み合わせて共振型
コンバータ回路を構成し、高周波発振させて一次巻線か
ら二次巻線に電力が伝送される。
【０００４】図３は、無接点充電装置用の電力変換トラ
ンスの一例を示すもので、10は送電側、20は受電側（コ
ードレス機器側）である。送電側10には二つのボビン12
が取付けてある。これらのボビン12は図４に断面で示す
ように筒形の巻軸12ａを備えている。それぞれの巻軸12
ａには一次巻線13が巻回してあり、そのリード線はボビ
ン12に取付けられた端子11に接続してある。二つの一次
巻線13は、端子11及び図示しないプリント基板の導体パ
ターンを介して直列に接続して用いられる。15は二つの
脚15ａを有するＵ字形の磁性体からなるコアである。二
つのボビン12は、それぞれの巻軸12ａの孔に脚15ａを挿
入してコア15に固定してある。
ンスの一例を示すもので、10は送電側、20は受電側（コ
ードレス機器側）である。送電側10には二つのボビン12
が取付けてある。これらのボビン12は図４に断面で示す
ように筒形の巻軸12ａを備えている。それぞれの巻軸12
ａには一次巻線13が巻回してあり、そのリード線はボビ
ン12に取付けられた端子11に接続してある。二つの一次
巻線13は、端子11及び図示しないプリント基板の導体パ
ターンを介して直列に接続して用いられる。15は二つの
脚15ａを有するＵ字形の磁性体からなるコアである。二
つのボビン12は、それぞれの巻軸12ａの孔に脚15ａを挿
入してコア15に固定してある。
【０００５】受電側20も同様の構成である。端子21付き
の二つのボビン22の巻軸22ａに二次巻線23をそれぞれ巻
回してある。これら二つの一次巻線23も、端子21及び図
示しないプリント基板の導体パターンを介して直列に接
続して用いられる。25は二つの脚25ａを有するＵ字形の
磁性体からなるコアである。二つのボビン22は、それぞ
れの巻軸22ａの孔に脚25ａを挿入してコア25に固定して
ある。
の二つのボビン22の巻軸22ａに二次巻線23をそれぞれ巻
回してある。これら二つの一次巻線23も、端子21及び図
示しないプリント基板の導体パターンを介して直列に接
続して用いられる。25は二つの脚25ａを有するＵ字形の
磁性体からなるコアである。二つのボビン22は、それぞ
れの巻軸22ａの孔に脚25ａを挿入してコア25に固定して
ある。
【０００６】このような電力変換トランスには高周波の
大電流が流れるので、トランスの変換効率にはコア15、
25の材料特性の他に高周波での巻線抵抗が問題となる。
低周波トランスの巻線線材には、絶縁被覆された単線の
マグネットワイヤ（以下、素線という）が一般に使用さ
れる。一方、高周波トランスでは、表皮効果や近接効果
（漏れ磁束による渦電流損失）の影響を低減するため
に、細い複数本の素線を束ねた束線や、数本の束線を撚
って形成したリッツ線が用いられる。束線やリッツ線を
巻線に使用すると、同じ断面積の単線の場合に比べて表
皮効果による損失が減少するうえ占積率が向上し、高周
波での実効抵抗を低減できる。
大電流が流れるので、トランスの変換効率にはコア15、
25の材料特性の他に高周波での巻線抵抗が問題となる。
低周波トランスの巻線線材には、絶縁被覆された単線の
マグネットワイヤ（以下、素線という）が一般に使用さ
れる。一方、高周波トランスでは、表皮効果や近接効果
（漏れ磁束による渦電流損失）の影響を低減するため
に、細い複数本の素線を束ねた束線や、数本の束線を撚
って形成したリッツ線が用いられる。束線やリッツ線を
巻線に使用すると、同じ断面積の単線の場合に比べて表
皮効果による損失が減少するうえ占積率が向上し、高周
波での実効抵抗を低減できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが大出力タイプ
の漏れ磁束型電力変換トランスになると、巻線抵抗を低
減するために素線の線径を太くするか、あるいは素線数
を増やした束線やリッツ線を使用することになる。素線
の線径を太くすると、単線の場合と同様に巻線の占積率
が低下してしまう問題がある。線径を細くして素線数を
増やした場合は、中心軸近くの素線は常に中心軸付近に
位置し、表面近くの素線は常に表面付近を通ることにな
り、各素線の位置関係に偏りが出る。このようなリッツ
線や束線を漏れ磁束型電力変換トランスの巻線に使用す
ると、各素線の鎖交磁束数や磁束分布が異なってくるの
で各々の素線のインダクタンス値にばらつきが生じる。
このために電力変換トランスの変換効率が低下する問題
があった。
の漏れ磁束型電力変換トランスになると、巻線抵抗を低
減するために素線の線径を太くするか、あるいは素線数
を増やした束線やリッツ線を使用することになる。素線
の線径を太くすると、単線の場合と同様に巻線の占積率
が低下してしまう問題がある。線径を細くして素線数を
増やした場合は、中心軸近くの素線は常に中心軸付近に
位置し、表面近くの素線は常に表面付近を通ることにな
り、各素線の位置関係に偏りが出る。このようなリッツ
線や束線を漏れ磁束型電力変換トランスの巻線に使用す
ると、各素線の鎖交磁束数や磁束分布が異なってくるの
で各々の素線のインダクタンス値にばらつきが生じる。
このために電力変換トランスの変換効率が低下する問題
があった。
【０００８】特に漏れ磁束型電力変換トランスは空隙側
からの漏れ磁束が多く発生する構造となっているので、
コアの表面寄りに巻回された素線と空隙寄りに巻回され
た素線ではインダクタンスの値に差が生じる。複数本の
素線からなる束線やリッツ線の構成は、電気的には各素
線からなるコイルを並列接続したものとなる。各素線同
士は電磁結合しており素線間に相互インダクタンスがあ
るので、インダクタンスの値に差があるとインダクタン
スの差分以上の電流偏り現象が発生する。すなわち、イ
ンダクタンスの小さい素線に電流が集中して流れる現象
が起きる。その結果、巻線損失が増大し、等価的に巻線
抵抗が増加することになる。以下、この電流偏り現象に
ついて、並列接続した２本のコイルを例にとり説明す
る。
からの漏れ磁束が多く発生する構造となっているので、
コアの表面寄りに巻回された素線と空隙寄りに巻回され
た素線ではインダクタンスの値に差が生じる。複数本の
素線からなる束線やリッツ線の構成は、電気的には各素
線からなるコイルを並列接続したものとなる。各素線同
士は電磁結合しており素線間に相互インダクタンスがあ
るので、インダクタンスの値に差があるとインダクタン
スの差分以上の電流偏り現象が発生する。すなわち、イ
ンダクタンスの小さい素線に電流が集中して流れる現象
が起きる。その結果、巻線損失が増大し、等価的に巻線
抵抗が増加することになる。以下、この電流偏り現象に
ついて、並列接続した２本のコイルを例にとり説明す
る。
【０００９】図５に示すように、巻線抵抗ｒが同じでイ
ンダクタンスがそれぞれＬ１、Ｌ２である２個のコイル
１、２に周波数ｆの交流電圧Ｅを印加した場合を考え
る。コイル１、２間の相互インダクタンスをＭ、結合係
数をｋとすると、次の関係式が成立する。 Ｅ＝（ｒ＋ｊωＬ１）・ｉ１＋ｊωＭ・ｉ２ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１） Ｅ＝（ｒ＋ｊωＬ２）・ｉ２＋ｊωＭ・ｉ１ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（２）
ンダクタンスがそれぞれＬ１、Ｌ２である２個のコイル
１、２に周波数ｆの交流電圧Ｅを印加した場合を考え
る。コイル１、２間の相互インダクタンスをＭ、結合係
数をｋとすると、次の関係式が成立する。 Ｅ＝（ｒ＋ｊωＬ１）・ｉ１＋ｊωＭ・ｉ２ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１） Ｅ＝（ｒ＋ｊωＬ２）・ｉ２＋ｊωＭ・ｉ１ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（２）
【００１０】（１）式と（２）式から、電流ｉ１、ｉ２
の比は ｉ１／ｉ２＝（ｒ＋ｊω（Ｌ２−Ｍ））／（ｒ＋ｊω（Ｌ１−Ｍ））‥‥（３） となる。（３）式の分子と分母を１／ωＬ１で割り、α
＝（Ｌ２／Ｌ１）1/2 、β＝ｒ／ωＬ１、Ｍ／Ｌ１＝ｋ
・αを代入すると、ｉ１／ｉ２の絶対値は
の比は ｉ１／ｉ２＝（ｒ＋ｊω（Ｌ２−Ｍ））／（ｒ＋ｊω（Ｌ１−Ｍ））‥‥（３） となる。（３）式の分子と分母を１／ωＬ１で割り、α
＝（Ｌ２／Ｌ１）1/2 、β＝ｒ／ωＬ１、Ｍ／Ｌ１＝ｋ
・αを代入すると、ｉ１／ｉ２の絶対値は
【数１】 となる。
【００１１】周波数ｆが高いのでβが無視でき、小さい
巻線抵抗ｒも無視できるものとすると、（４）式は ｜ｉ１／ｉ２｜＝（α2 −ｋ・α）／（１−ｋ・α） ‥‥‥‥‥‥‥（５） （５）式を基に、コイル１、２のインダクタンスの比Ｌ
２／Ｌ１、すなわちα2と、コイル１、２間の電流の偏
りを示す｜ｉ１／ｉ２｜の関係をグラフで表すと図６の
ようになる。なお、図中の一点鎖線Ｄ、破線Ｅ、実線Ｆ
は、結合係数ｋをそれぞれ０．９９０、０．９８５、
０．９８０としたときの特性である。
巻線抵抗ｒも無視できるものとすると、（４）式は ｜ｉ１／ｉ２｜＝（α2 −ｋ・α）／（１−ｋ・α） ‥‥‥‥‥‥‥（５） （５）式を基に、コイル１、２のインダクタンスの比Ｌ
２／Ｌ１、すなわちα2と、コイル１、２間の電流の偏
りを示す｜ｉ１／ｉ２｜の関係をグラフで表すと図６の
ようになる。なお、図中の一点鎖線Ｄ、破線Ｅ、実線Ｆ
は、結合係数ｋをそれぞれ０．９９０、０．９８５、
０．９８０としたときの特性である。
【００１２】図６から、インダクタンス比の僅かな差で
コイル１、２間には大きな電流偏りが発生することが分
かる。この傾向は結合係数ｋが高いほど顕著に現れる。
コイル１、２に発生するトータル巻線損失ＷＬは、電流
ｉ１、ｉ２をトータル電流Ｉの分流比率ρで表すと ＷＬ＝２ｒＩ2 （（ρ−０．５）2 ＋０．２５） となる。すなわち、電流ｉ１、ｉ２が等しいρ＝０．５
のときにトータル巻線損失ＷＬは最小となり、トータル
電流Ｉが同じでも電流ｉ１、ｉ２に偏りが生じた場合は
トータル巻線損失ＷＬが増加する。
コイル１、２間には大きな電流偏りが発生することが分
かる。この傾向は結合係数ｋが高いほど顕著に現れる。
コイル１、２に発生するトータル巻線損失ＷＬは、電流
ｉ１、ｉ２をトータル電流Ｉの分流比率ρで表すと ＷＬ＝２ｒＩ2 （（ρ−０．５）2 ＋０．２５） となる。すなわち、電流ｉ１、ｉ２が等しいρ＝０．５
のときにトータル巻線損失ＷＬは最小となり、トータル
電流Ｉが同じでも電流ｉ１、ｉ２に偏りが生じた場合は
トータル巻線損失ＷＬが増加する。
【００１３】以上述べたように、素線間のインダクタン
スがばらつきを生じ易い束線やリッツ線では巻線損失が
大きくなり、等価的に高周波での実効抵抗が増加するこ
とになる。そこで本発明は、高周波における実効抵抗が
小さく、変換効率のよい電力変換トランスを提供するこ
とを目的とするものである。
スがばらつきを生じ易い束線やリッツ線では巻線損失が
大きくなり、等価的に高周波での実効抵抗が増加するこ
とになる。そこで本発明は、高周波における実効抵抗が
小さく、変換効率のよい電力変換トランスを提供するこ
とを目的とするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、第１のコアの
脚に巻装された一次巻線と、第２のコアの脚に巻装され
この一次巻線に電磁結合する二次巻線とを備え、第１の
コアの脚と第２のコアの脚との間に空隙が形成された漏
れ磁束型電力変換トランスにおいて、一次巻線および二
次巻線の少なくとも一方を、複数のマグネットワイヤ素
線からなる集合線を、３組以上用いて編み上げた編組線
で構成したことを特徴とする。
脚に巻装された一次巻線と、第２のコアの脚に巻装され
この一次巻線に電磁結合する二次巻線とを備え、第１の
コアの脚と第２のコアの脚との間に空隙が形成された漏
れ磁束型電力変換トランスにおいて、一次巻線および二
次巻線の少なくとも一方を、複数のマグネットワイヤ素
線からなる集合線を、３組以上用いて編み上げた編組線
で構成したことを特徴とする。
【００１５】
【作用】編組線を構成する各集合線及び素線は、コアの
中心軸から編組線内部において上下左右に位置を変えな
がら編まれているので、巻線経路が均一化され、コア及
び空隙からの距離に偏りがなくなる。その結果、巻線部
の片側に空隙が設けられる磁気構造においても各素線間
のインダクタンス値の差は小さく抑えられる。
中心軸から編組線内部において上下左右に位置を変えな
がら編まれているので、巻線経路が均一化され、コア及
び空隙からの距離に偏りがなくなる。その結果、巻線部
の片側に空隙が設けられる磁気構造においても各素線間
のインダクタンス値の差は小さく抑えられる。
【００１６】
【実施例】図１は本発明の電力変換トランスにおける巻
線線材として使用する編組線50の一実施例を示してい
る。編組線50は５本の素線51ａを横一列に並べた集合線
51を複数本用い、これを円筒形に編み上げてから押しつ
ぶして偏平な平編組線に成形してある。本発明は、この
ような編組線50を線材として使用した漏れ磁束型電力変
換トランスの構成を特徴とする。
線線材として使用する編組線50の一実施例を示してい
る。編組線50は５本の素線51ａを横一列に並べた集合線
51を複数本用い、これを円筒形に編み上げてから押しつ
ぶして偏平な平編組線に成形してある。本発明は、この
ような編組線50を線材として使用した漏れ磁束型電力変
換トランスの構成を特徴とする。
【００１７】本発明は、図３の電力変換トランスは勿
論、図７に示すような簡略な構造の無接点充電装置用の
電力変換トランスにも同様に適用できる。図３に対応す
る部分には図７においても同一符号を付してあり、10は
送電側、20は受電側である。送電側10のボビン12の巻軸
12ａに一次巻線13を巻回し、受電側20ボビン22の巻軸22
ａに二次巻線23を巻回してある。15、25は、それぞれ脚
15ａ、25ａを有するコアである。
論、図７に示すような簡略な構造の無接点充電装置用の
電力変換トランスにも同様に適用できる。図３に対応す
る部分には図７においても同一符号を付してあり、10は
送電側、20は受電側である。送電側10のボビン12の巻軸
12ａに一次巻線13を巻回し、受電側20ボビン22の巻軸22
ａに二次巻線23を巻回してある。15、25は、それぞれ脚
15ａ、25ａを有するコアである。
【００１８】本発明は、またインバータやコンバータに
用いられる図８のような電力変換トランスにも適用でき
る。このトランスは一つのボビン60と二つのＥＥ形コア
75、85を備えている。ボビン60の筒形の巻軸62には、３
枚の鍔61で区分された二つの巻溝が形成されている。一
方の巻溝に一次巻線73を巻回し、他方の巻溝に二次巻線
83を巻回してある。互いに逆方向から巻軸62の孔に挿入
されたコア75の中央脚75ａとコア85の中央脚85ａは空隙
90を介して対向している。そしてコア75、85の外脚75
ｂ、85ｂ同士が互いに突き合わされた構造である。
用いられる図８のような電力変換トランスにも適用でき
る。このトランスは一つのボビン60と二つのＥＥ形コア
75、85を備えている。ボビン60の筒形の巻軸62には、３
枚の鍔61で区分された二つの巻溝が形成されている。一
方の巻溝に一次巻線73を巻回し、他方の巻溝に二次巻線
83を巻回してある。互いに逆方向から巻軸62の孔に挿入
されたコア75の中央脚75ａとコア85の中央脚85ａは空隙
90を介して対向している。そしてコア75、85の外脚75
ｂ、85ｂ同士が互いに突き合わされた構造である。
【００１９】編組線及び束線、リッツ線で一次巻線及び
二次巻線を構成した図８の構造の電力変換トランスをそ
れぞれ試作した。そして周波数を変えながら一次巻線の
実効抵抗を測定した結果を図２に示す。一点鎖線Ａは素
線を編まないでそのまま束ねただけの束線の特性、破線
Ｂは撚りピッチが１０ｍｍのリッツ線の特性、実線Ｃは
編みピッチが５０ｍｍの編組線の特性である。
二次巻線を構成した図８の構造の電力変換トランスをそ
れぞれ試作した。そして周波数を変えながら一次巻線の
実効抵抗を測定した結果を図２に示す。一点鎖線Ａは素
線を編まないでそのまま束ねただけの束線の特性、破線
Ｂは撚りピッチが１０ｍｍのリッツ線の特性、実線Ｃは
編みピッチが５０ｍｍの編組線の特性である。
【００２０】なお、各線材には、同一の線径及び本数の
素線からなるものを用いた。素線の線径は0.08φ-2 UE
W、本数は９６本である。編組線はこのような素線４本
からなる集合線を２４組用意して組紐状に編み上げたも
のを使用した。図２から、束線（一点鎖線Ａ）やリッツ
線（破線Ｂ）に比べ、編組線（実線Ｃ）における高周波
抵抗の増加がきわめて少ないことが分かる。
素線からなるものを用いた。素線の線径は0.08φ-2 UE
W、本数は９６本である。編組線はこのような素線４本
からなる集合線を２４組用意して組紐状に編み上げたも
のを使用した。図２から、束線（一点鎖線Ａ）やリッツ
線（破線Ｂ）に比べ、編組線（実線Ｃ）における高周波
抵抗の増加がきわめて少ないことが分かる。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、各素線の鎖交磁束数や
磁束分布がほぼ均一でインダクタンス差が少なくなり、
実効抵抗が極めて小さく変換効率の極めてよい漏れ磁束
型電力変換トランスを得ることができる。特に、比較的
出力の大きい電力変換トランスに適用した場合に著しい
効果が得られる。
磁束分布がほぼ均一でインダクタンス差が少なくなり、
実効抵抗が極めて小さく変換効率の極めてよい漏れ磁束
型電力変換トランスを得ることができる。特に、比較的
出力の大きい電力変換トランスに適用した場合に著しい
効果が得られる。
【図１】 本発明における編組線の一実施例を示す拡大
平面図
平面図
【図２】 一次巻線の抵抗値の周波数特性図
【図３】 電力変換トランスの一例を示す正面断面図
【図４】 図３の４−４線断面図
【図５】 並列接続した２本のコイルの等価回路図
【図６】 同、２本のコイルのインダクタンス比に対す
る電流比の特性図
る電流比の特性図
【図７】 電力変換トランスの第２の例を示す正面断面
図
図
【図８】 電力変換トランスの第３の例を示す正面断面
図
図
13 一次巻線 15、25 コア 23 二次巻線 50 編組線 51 集合線 51ａ 素線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０１Ｆ 31/06 ５０１Ｂ
Claims (3)
- 【請求項１】 第１のコアの脚に巻装された一次巻線
と、第２のコアの脚に巻装され該一次巻線に電磁結合す
る二次巻線とを備え、第１のコアの脚と第２のコアの脚
との間に少なくとも一つの空隙が形成された漏れ磁束型
電力変換トランスにおいて、一次巻線および二次巻線の
少なくとも一方を、複数のマグネットワイヤ素線からな
る集合線を３組以上用いて編み上げた編組線で構成した
ことを特徴とする漏れ磁束型電力変換トランス。 - 【請求項２】 第１のコアの脚が挿入された筒形の巻軸
を有する第１のボビンと、第２のコアの脚が挿入された
筒形の巻軸を有する第２のボビンとを備え、第１のボビ
ンの巻軸に一次巻線を巻回し、第２のボビンの巻軸に二
次巻線を巻回した請求項１の漏れ磁束型電力変換トラン
ス。 - 【請求項３】 二つの巻溝が設けられた筒形の巻軸を有
するボビンを備え、一方の巻溝に一次巻線を巻回し、他
方の巻溝に二次巻線を巻回するとともに、第１のコアの
脚および第２のコアの脚をそれぞれ逆方向から該巻軸に
挿入し、空隙を介して対向させた請求項１の漏れ磁束型
電力変換トランス。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000397835A JP2002198237A (ja) | 2000-12-27 | 2000-12-27 | 漏れ磁束型電力変換トランス |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000397835A JP2002198237A (ja) | 2000-12-27 | 2000-12-27 | 漏れ磁束型電力変換トランス |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002198237A true JP2002198237A (ja) | 2002-07-12 |
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ID=18862907
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000397835A Pending JP2002198237A (ja) | 2000-12-27 | 2000-12-27 | 漏れ磁束型電力変換トランス |
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|---|---|
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007034677A1 (ja) * | 2005-09-26 | 2007-03-29 | Mayekawa Mfg. Co., Ltd. | 食肉屠体の処理装置及び方法 |
| JP4762245B2 (ja) * | 2005-09-26 | 2011-08-31 | 株式会社前川製作所 | 食肉屠体の処理装置及び方法 |
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-
2000
- 2000-12-27 JP JP2000397835A patent/JP2002198237A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007034677A1 (ja) * | 2005-09-26 | 2007-03-29 | Mayekawa Mfg. Co., Ltd. | 食肉屠体の処理装置及び方法 |
| US7686679B2 (en) | 2005-09-26 | 2010-03-30 | Mayekawa Mfg. Co., Ltd. | Carcass processing apparatus and method |
| JP4762245B2 (ja) * | 2005-09-26 | 2011-08-31 | 株式会社前川製作所 | 食肉屠体の処理装置及び方法 |
| JP2012243880A (ja) * | 2011-05-17 | 2012-12-10 | Murata Mach Ltd | トランス、非接触給電システム、高周波用トランスの製造方法 |
| JP2020038899A (ja) * | 2018-09-04 | 2020-03-12 | 日立金属株式会社 | 高周波トランスおよびそれを用いた電源回路 |
| JP7121924B2 (ja) | 2018-09-04 | 2022-08-19 | 日立金属株式会社 | 高周波トランスおよびそれを用いた電源回路 |
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