JP2002185288A - 演算増幅器を備えた能動フィルタ - Google Patents
演算増幅器を備えた能動フィルタInfo
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/126—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a single operational amplifier
- H03H11/1278—Modifications to reduce detrimental influences of amplifier imperfections, e.g. limited gain-bandwith product, limited input impedance
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、較的高い通過帯域の周波数に対し
て規定された特性を有する能動ローパスフィルタを構成
するための、高い電流ドレインの欠点を回避する能動フ
ィルタ回路を提供することを目的とする。 【解決手段】 能動フィルタ回路中に内蔵されたＲＣネ
ットワーク(R1,R2,C1,C2) と共に、特定されたローパス
特性を決定するように作用し、この特定されたローパス
特性の整数部分である周波数応答特性を有する演算増幅
器(Op)を具備している能動フィルタ回路を特徴とする。
て規定された特性を有する能動ローパスフィルタを構成
するための、高い電流ドレインの欠点を回避する能動フ
ィルタ回路を提供することを目的とする。 【解決手段】 能動フィルタ回路中に内蔵されたＲＣネ
ットワーク(R1,R2,C1,C2) と共に、特定されたローパス
特性を決定するように作用し、この特定されたローパス
特性の整数部分である周波数応答特性を有する演算増幅
器(Op)を具備している能動フィルタ回路を特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高次のローパスフ
ィルタを構成するのに役立つ演算増幅器を備えた能動フ
ィルタ回路に関する。
ィルタを構成するのに役立つ演算増幅器を備えた能動フ
ィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】よく知られているように、高次のローパ
スフィルタは、フィードバックを行わずに２次のセクシ
ョンまたは２次のセクションと１次のセクションとを縦
続接続することによって構成可能である。このようなフ
ィルタ回路によって、インダクタの使用が回避される
が、一般には演算増幅器である理想化された増幅器の形
態の能動回路が必要になる。この理想化された増幅器で
は、能動的な負または正のフィードバックが行われ、ま
た、各ローパスフィルタ内部またはその外部ではフィー
ドバックが確実に発生しないようにされている。
スフィルタは、フィードバックを行わずに２次のセクシ
ョンまたは２次のセクションと１次のセクションとを縦
続接続することによって構成可能である。このようなフ
ィルタ回路によって、インダクタの使用が回避される
が、一般には演算増幅器である理想化された増幅器の形
態の能動回路が必要になる。この理想化された増幅器で
は、能動的な負または正のフィードバックが行われ、ま
た、各ローパスフィルタ内部またはその外部ではフィー
ドバックが確実に発生しないようにされている。
【０００３】演算増幅器を備えた種々の形態の２次ロー
パスフィルタが知られており、図１に示されている３つ
の演算増幅器を備えた能動フィルタ回路、図２に示され
ている多重の負のフィードバックが行われる能動フィル
タ回路、および図３に示されている単一の正のフィード
バックが行われる能動フィルタ回路が含まれる。これら
全ての回路は、一般的に知られている下式のような伝達
関数により２次のローパスフィルタの伝達関数を生成す
る：
パスフィルタが知られており、図１に示されている３つ
の演算増幅器を備えた能動フィルタ回路、図２に示され
ている多重の負のフィードバックが行われる能動フィル
タ回路、および図３に示されている単一の正のフィード
バックが行われる能動フィルタ回路が含まれる。これら
全ての回路は、一般的に知られている下式のような伝達
関数により２次のローパスフィルタの伝達関数を生成す
る：
【数１】 ここで、 ｐ＝ラプラス演算子 ωg ＝ローパスフィルタのカットオフ周波数 ｖ´＝ローパスフィルタのパスバンド利得 ａ＝伝達関数の第１のフィルタ係数 ｂ＝伝達関数の第２のフィルタ係数である。
【０００４】伝達関数Ｇ（ｐ）のディメンジョンのない
フィルタ係数ａおよびｂは、各ＲＣネットワークに適し
たパラメータを選択することによって設定される。これ
らの係数で、一般的に異なるフィルタ係数を有するフィ
ルタであるこのようなローパスフィルタを直列に接続
し、フィードバックを行わないことにより、予め定めら
れた特性を有するフィルタが構成されることができる。
異なったフィルタタイプの既知の例は、ベッセル、バタ
ーワースおよびチェビシェフフィルタである。これらの
フィルタタイプは、フィルタ係数ａi およびｂi が異な
っているだけである。さらに詳細な説明は、たとえば文
献（ U.Tietze and Ch.Schenk,“Halbleiter-Schaltung
stechnik”,10th Edition,Springer-Verlag,1003,ISBN
3-540-56184-6,in Chapter 14.1,“Theoretische Grund
lagen von Tiefpaβfiltern ”,pages 391 to 413 ）に
記載されている。
フィルタ係数ａおよびｂは、各ＲＣネットワークに適し
たパラメータを選択することによって設定される。これ
らの係数で、一般的に異なるフィルタ係数を有するフィ
ルタであるこのようなローパスフィルタを直列に接続
し、フィードバックを行わないことにより、予め定めら
れた特性を有するフィルタが構成されることができる。
異なったフィルタタイプの既知の例は、ベッセル、バタ
ーワースおよびチェビシェフフィルタである。これらの
フィルタタイプは、フィルタ係数ａi およびｂi が異な
っているだけである。さらに詳細な説明は、たとえば文
献（ U.Tietze and Ch.Schenk,“Halbleiter-Schaltung
stechnik”,10th Edition,Springer-Verlag,1003,ISBN
3-540-56184-6,in Chapter 14.1,“Theoretische Grund
lagen von Tiefpaβfiltern ”,pages 391 to 413 ）に
記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】これらの既知の回路の
欠点は、ローパスフィルタの高いカットオフ周波数にお
いて、増幅器の伝達関数がローパスフィルタの所望の伝
達関数の実数周波数および位相特性に影響を及ぼす可能
性があることである。これを回避するか、あるいは影響
を無視できる程度にするために、負のフィードバックが
行われる演算増幅器の遷移周波数ｆT は、所望のローパ
スフィルタ特性のはるか外側になければならない。ロー
パスフィルタの高いカットオフ周波数を実現するには、
演算増幅器の遷移周波数が、要求される正確度に応じて
少なくとも２０乃至１００倍だけローパスフィルタのカ
ットオフ周波数より高いことが必要である。各寄生また
は負荷キャパシタンスの高周波電荷反転は演算増幅器の
高い電流ドレインを伴い、高い遷移周波数を実現するこ
とは全く不可能である。
欠点は、ローパスフィルタの高いカットオフ周波数にお
いて、増幅器の伝達関数がローパスフィルタの所望の伝
達関数の実数周波数および位相特性に影響を及ぼす可能
性があることである。これを回避するか、あるいは影響
を無視できる程度にするために、負のフィードバックが
行われる演算増幅器の遷移周波数ｆT は、所望のローパ
スフィルタ特性のはるか外側になければならない。ロー
パスフィルタの高いカットオフ周波数を実現するには、
演算増幅器の遷移周波数が、要求される正確度に応じて
少なくとも２０乃至１００倍だけローパスフィルタのカ
ットオフ周波数より高いことが必要である。各寄生また
は負荷キャパシタンスの高周波電荷反転は演算増幅器の
高い電流ドレインを伴い、高い遷移周波数を実現するこ
とは全く不可能である。
【０００６】本発明の目的は、比較的高い通過帯域の周
波数に対して規定された特性を有する能動ローパスフィ
ルタを構成するための、高い電流ドレインの欠点を回避
する能動フィルタ回路を提供することである。
波数に対して規定された特性を有する能動ローパスフィ
ルタを構成するための、高い電流ドレインの欠点を回避
する能動フィルタ回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によると、この目
的は、能動フィルタ回路に含まれた演算増幅器の周波数
応答特性を無視するのではなく、それをローパスフィル
タの周波数応答特性中に組込むことによって達成される
（請求項１参照）。
的は、能動フィルタ回路に含まれた演算増幅器の周波数
応答特性を無視するのではなく、それをローパスフィル
タの周波数応答特性中に組込むことによって達成される
（請求項１参照）。
【０００８】ローパスフィルタの周波数応答特性は、演
算増幅器の遷移周波数ｆT を選択的に特定することによ
って達成されることが可能であり、この遷移周波数ｆT
は、ＲＣネットワークと周波数応答特性を有する１以上
の実数ｒｅａｌ演算増幅器とから構成される各ローパス
フィルタの所望の伝達関数Ｇ（ｐ）によって決定され
る。これによって、遷移周波数ｆT が比較的低く、した
がって電流消費量の少ない演算増幅器が使用可能にな
る。
算増幅器の遷移周波数ｆT を選択的に特定することによ
って達成されることが可能であり、この遷移周波数ｆT
は、ＲＣネットワークと周波数応答特性を有する１以上
の実数ｒｅａｌ演算増幅器とから構成される各ローパス
フィルタの所望の伝達関数Ｇ（ｐ）によって決定され
る。これによって、遷移周波数ｆT が比較的低く、した
がって電流消費量の少ない演算増幅器が使用可能にな
る。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
およびその好ましい実施形態をさらに詳細に説明する。
図１は、３つの演算増幅器を備えている既知の比較的複
雑な２次のローパスフィルタの概略回路図を示してい
る。２次には２つの時定数が必要とされ、それらは６つ
の抵抗Ｒ，Ｒ，Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 およびＲ4 と共に２つ
のキャパシタＣAおよびＣB によって決定される。
およびその好ましい実施形態をさらに詳細に説明する。
図１は、３つの演算増幅器を備えている既知の比較的複
雑な２次のローパスフィルタの概略回路図を示してい
る。２次には２つの時定数が必要とされ、それらは６つ
の抵抗Ｒ，Ｒ，Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 およびＲ4 と共に２つ
のキャパシタＣAおよびＣB によって決定される。
【００１０】図２は、多重の負のフィードバックが行わ
れる２次の能動ローパスフィルタの別の既知の回路図を
示している。多重の負のフィードバックの結果、回路は
図１のものよりはるかに簡単になり、演算増幅器は１個
でよい。２つの時定数は、２つのキャパシタＣ1 および
Ｃ2 と３つの抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 およびＲ3 から構成された
多重の負のフィードバック路におけるＲＣネットワーク
によって形成される。ノードおよびメッシュ解析技術を
使用することによって、伝達関数Ｇ（ｐ）を得ることが
できる。モノリシック集積回路の技術を使用して回路が
構成される場合、キャパシタおよび抵抗が妥当な値を確
実に有するように注意しなければならない。
れる２次の能動ローパスフィルタの別の既知の回路図を
示している。多重の負のフィードバックの結果、回路は
図１のものよりはるかに簡単になり、演算増幅器は１個
でよい。２つの時定数は、２つのキャパシタＣ1 および
Ｃ2 と３つの抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 およびＲ3 から構成された
多重の負のフィードバック路におけるＲＣネットワーク
によって形成される。ノードおよびメッシュ解析技術を
使用することによって、伝達関数Ｇ（ｐ）を得ることが
できる。モノリシック集積回路の技術を使用して回路が
構成される場合、キャパシタおよび抵抗が妥当な値を確
実に有するように注意しなければならない。
【００１１】図３は、単一の正のフィードバックが行わ
れる２次の能動ローパスフィルタの同様に知られている
回路図を示している。ここでもまた、４つの抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2，（α−１）Ｒ3 およびＲ3 と共に２つのキャパシ
タＣ1 およびＣ2 が２つの時定数を決定する。
れる２次の能動ローパスフィルタの同様に知られている
回路図を示している。ここでもまた、４つの抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2，（α−１）Ｒ3 およびＲ3 と共に２つのキャパシ
タＣ1 およびＣ2 が２つの時定数を決定する。
【００１２】図１乃至３の回路例は、２次の能動ローパ
スフィルタを構成する多くの方法があることを示すため
に選択されている。全ての回路変形に対して、式（１）
に基づく上記の伝達関数Ｇ（ｐ）が該当する。しかしな
がら、演算増幅器は、理想的である、すなわち、少なく
とも周波数依存伝達関数を有しないか、あるいはその周
波数依存伝達関数が重要な周波数範囲において無視でき
る程度であると仮定されている。反対に、所望のフィル
タパラメータａおよびｂを置換して、回路依存伝達関数
との係数比較を行うことにより、一般的な伝達関数Ｇ
（ｐ）から、各ＲＣネットワークに含まれるキャパシタ
および抵抗に対する条件付き方程式が求められる。“回
路依存伝達関数”とは、各ＲＣネットワークの素子が一
般化されて正規化された形態ではなく、実際の値として
存在する伝達関数を表していることが理解されるであろ
う。
スフィルタを構成する多くの方法があることを示すため
に選択されている。全ての回路変形に対して、式（１）
に基づく上記の伝達関数Ｇ（ｐ）が該当する。しかしな
がら、演算増幅器は、理想的である、すなわち、少なく
とも周波数依存伝達関数を有しないか、あるいはその周
波数依存伝達関数が重要な周波数範囲において無視でき
る程度であると仮定されている。反対に、所望のフィル
タパラメータａおよびｂを置換して、回路依存伝達関数
との係数比較を行うことにより、一般的な伝達関数Ｇ
（ｐ）から、各ＲＣネットワークに含まれるキャパシタ
および抵抗に対する条件付き方程式が求められる。“回
路依存伝達関数”とは、各ＲＣネットワークの素子が一
般化されて正規化された形態ではなく、実際の値として
存在する伝達関数を表していることが理解されるであろ
う。
【００１３】本発明による回路でもまた、係数比較によ
ってＲＣ素子の値が得られることができる。しかしなが
ら、この場合、演算増幅器は、無限の利得と無限のカッ
トオフ周波数を有する理想的な増幅器とはみなされな
い。利得は、その遷移周波数ｆ T またはωT によって簡
単化された形態で規定される周波数依存変数である。こ
れによって、ＲＣネットワークと遷移周波数の相互依存
要素を含む方程式の系が得られる。個々の要素を特定す
ることによって、他の要素が個々の条件方程式によって
計算されることができる。
ってＲＣ素子の値が得られることができる。しかしなが
ら、この場合、演算増幅器は、無限の利得と無限のカッ
トオフ周波数を有する理想的な増幅器とはみなされな
い。利得は、その遷移周波数ｆ T またはωT によって簡
単化された形態で規定される周波数依存変数である。こ
れによって、ＲＣネットワークと遷移周波数の相互依存
要素を含む方程式の系が得られる。個々の要素を特定す
ることによって、他の要素が個々の条件方程式によって
計算されることができる。
【００１４】モノリシック集積の場合の利点は、個々の
要素の値の合同変形（ｊｏｉｎｔｖａｒｉａｔｉｏｎ）
が可能なので、適切な回路設計を使用すれば、いくつか
のステージが直列に接続されても、変形の製造がローパ
スフィルタの特性にほとんど影響を及ぼさないことであ
る。また、ディスクリートなコンポーネントとは違い、
キャパシタは任意に微細に傾斜付け可能（ｇｒａｄａｂ
ｌｅ）である。個々の要素を決定する場合に、集積性お
よび正確度に対する適切性を考慮した最適値を見出すた
めに個々の値は一方が他方に対して平衡にされる。
要素の値の合同変形（ｊｏｉｎｔｖａｒｉａｔｉｏｎ）
が可能なので、適切な回路設計を使用すれば、いくつか
のステージが直列に接続されても、変形の製造がローパ
スフィルタの特性にほとんど影響を及ぼさないことであ
る。また、ディスクリートなコンポーネントとは違い、
キャパシタは任意に微細に傾斜付け可能（ｇｒａｄａｂ
ｌｅ）である。個々の要素を決定する場合に、集積性お
よび正確度に対する適切性を考慮した最適値を見出すた
めに個々の値は一方が他方に対して平衡にされる。
【００１５】以下、図４の回路例によって本発明による
フィルタの伝達関数への演算増幅器の周波数応答特性の
組込みについて説明する。最初に、ノードおよびメッシ
ュ解析によって伝達関数Ｇ（ｐ）＝ｖout ／ｖinが決定
される。これは中心ノードに生じたノード電圧ｖm を使
用して行われ、この中心ノードはまた演算増幅器Ｏpの
反転入力Ｅ1 を形成している。ノードＥ1 の全ての電流
はノード解析による正しい符号により決定され、構成さ
れた演算増幅器Ｏp の反転入力はゼロ電流であるとみな
される。ノードＥ1 に入り、あるいはこれを出た全ての
電流の和はゼロなので、以下の式が得られる：
フィルタの伝達関数への演算増幅器の周波数応答特性の
組込みについて説明する。最初に、ノードおよびメッシ
ュ解析によって伝達関数Ｇ（ｐ）＝ｖout ／ｖinが決定
される。これは中心ノードに生じたノード電圧ｖm を使
用して行われ、この中心ノードはまた演算増幅器Ｏpの
反転入力Ｅ1 を形成している。ノードＥ1 の全ての電流
はノード解析による正しい符号により決定され、構成さ
れた演算増幅器Ｏp の反転入力はゼロ電流であるとみな
される。ノードＥ1 に入り、あるいはこれを出た全ての
電流の和はゼロなので、以下の式が得られる：
【数２】
【００１６】演算増幅器Ｏp の周波数応答特性は、その
遷移周波数ｆT を特定することによって近似的に考慮さ
れる。関連した角周波数はωT ＝２πｆT である。演算
増幅器の入力電圧であるノード電圧ｖm は、以下に示さ
れている遷移周波数：
遷移周波数ｆT を特定することによって近似的に考慮さ
れる。関連した角周波数はωT ＝２πｆT である。演算
増幅器の入力電圧であるノード電圧ｖm は、以下に示さ
れている遷移周波数：
【数３】 を介してその出力電圧ｖout と関連付けられる。
【００１７】式（２）および（３）から、ある再調整を
行った後で、図４の回路の素子しか含まれていない回路
依存性伝達方程式Ｇ（ｐ）＝ｖout ／ｖinが得られる：
行った後で、図４の回路の素子しか含まれていない回路
依存性伝達方程式Ｇ（ｐ）＝ｖout ／ｖinが得られる：
【数４】 伝達関数の基本式（１）との係数比較のために、 ｖ´＝Ｒ2 ／Ｒ1 ：ローパスフィルタの通過帯域利得 τ1 ＝Ｒ1 ・Ｃ1 ：第１の時定数 τ2 ＝Ｒ2 ・Ｃ2 ：第２の時定数 の置換により、式（４）は以下の式（５）に変換され
る：
る：
【数５】
【００１８】式（１）と式（５）との係数比較によっ
て、各ローパスフィルタおよび各フィルタカットオフ周
波数ωg のそれぞれに対して特性係数ａおよびｂがｖ
´、τ1、τ2 およびωT の関数として得られる：
て、各ローパスフィルタおよび各フィルタカットオフ周
波数ωg のそれぞれに対して特性係数ａおよびｂがｖ
´、τ1、τ2 およびωT の関数として得られる：
【数６】
【００１９】入力抵抗Ｒ1 および遷移周波数ωT が与え
られた場合、図４のＲＣネットワークの他の素子は所望
のフィルタカットオフ周波数ωg の関数として次式：
られた場合、図４のＲＣネットワークの他の素子は所望
のフィルタカットオフ周波数ωg の関数として次式：
【数７】 から得られる。
【００２０】以下、演算増幅器の遷移周波数の必要とさ
れる減少を図５の概略的な周波数応答特性のグラフで表
されている１実施形態によって説明する。このグラフ
は、２つの直列接続された２次のローパスフィルタを使
用して構成されており、カットオフ周波数ωg の付近で
急峻な下向きの傾斜を示す４次のチェビシェフローパス
フィルタの周波数応答特性｜Ｇ（ｊω）｜を対数グラフ
で示している。特定されなければならない通過帯域にお
ける２つの値Ａmax およびＡmin の比は“リップル”と
呼ばれている。示されている実施形態において、リップ
ルの量は非常に小さく、すなわちＡmax ／Ａmin ＝０．
０１ｄＢである。遠い減衰はローパスフィルタの４次の
設計によって決定され、−８０ｄＢ／ディケードの周波
数応答特性を示す。２π・８．２４−ＭＨｚのカットオ
フ周波数ωg から約２π・６０ＭＨｚの遠い周波数ωs
までの転移領域において、通過帯域信号のレベルをほぼ
−７０ｄＢに低下させようとした場合、能動フィルタの
振幅および位相応答特性は少なくともこの周波数範囲内
において予め定められた特性に対応しなければならな
い。
れる減少を図５の概略的な周波数応答特性のグラフで表
されている１実施形態によって説明する。このグラフ
は、２つの直列接続された２次のローパスフィルタを使
用して構成されており、カットオフ周波数ωg の付近で
急峻な下向きの傾斜を示す４次のチェビシェフローパス
フィルタの周波数応答特性｜Ｇ（ｊω）｜を対数グラフ
で示している。特定されなければならない通過帯域にお
ける２つの値Ａmax およびＡmin の比は“リップル”と
呼ばれている。示されている実施形態において、リップ
ルの量は非常に小さく、すなわちＡmax ／Ａmin ＝０．
０１ｄＢである。遠い減衰はローパスフィルタの４次の
設計によって決定され、−８０ｄＢ／ディケードの周波
数応答特性を示す。２π・８．２４−ＭＨｚのカットオ
フ周波数ωg から約２π・６０ＭＨｚの遠い周波数ωs
までの転移領域において、通過帯域信号のレベルをほぼ
−７０ｄＢに低下させようとした場合、能動フィルタの
振幅および位相応答特性は少なくともこの周波数範囲内
において予め定められた特性に対応しなければならな
い。
【００２１】さらに、直流電圧およびたとえば５００ｋ
Ｈｚより低い周波数等の低い信号周波数を抑制するつも
りなら、これらの周波数範囲は１または２つの直列接続
されたハイパスフィルタによって簡単に減衰されること
ができる。これは、図５では破線のハイパスフィルタの
下向きの傾斜ＨＰによって表されており、このＨＰは＋
４０ｄＢ／ディケードの周波数応答特性を示している。
このようなハイパスフィルタの下向きの傾斜は、たとえ
ば図１乃至４に示されているようにキャパシタを各フィ
ルタ入力と抵抗Ｒ1 との間に挿入することにより能動ロ
ーパスフィルタと容易に結合可能である。
Ｈｚより低い周波数等の低い信号周波数を抑制するつも
りなら、これらの周波数範囲は１または２つの直列接続
されたハイパスフィルタによって簡単に減衰されること
ができる。これは、図５では破線のハイパスフィルタの
下向きの傾斜ＨＰによって表されており、このＨＰは＋
４０ｄＢ／ディケードの周波数応答特性を示している。
このようなハイパスフィルタの下向きの傾斜は、たとえ
ば図１乃至４に示されているようにキャパシタを各フィ
ルタ入力と抵抗Ｒ1 との間に挿入することにより能動ロ
ーパスフィルタと容易に結合可能である。
【００２２】説明されている実施形態では、チェビシェ
フローパスフィルタのリップルの量はＡmax ／Ａmin ＝
０．０１ｄＢ、すなわち比較的小さい。予め定められた
カットオフ周波数ωg は２π・８．２４ＭＨｚである。
所望のリップルのために、−３ｄＢのカットオフ周波数
は高く、すなわちほぼ１２ＭＨｚである。要求される遠
い周波数ωs に関して、能動ローパスフィルタは約２π
・６０ＭＨｚまでの周波数範囲をカバーし、この周波数
範囲はフィルタカットオフ周波数ωg ＝２π・８．２４
ＭＨｚよりはるかに高い。演算増幅器の遷移周波数がＲ
Ｃネットワークの周波数応答特性によって無視できる程
度にすることができる場合、フィルタカットオフ周波数
ωg より上の２０という低いファクターの結果、遷移周
波数ｆT＝１６４．８ＭＨｚが得られるが、これは、演
算増幅器の電流ドレインが高いだけで通常のモノリシッ
ク集積技術により実現可能である。しかしながら本発明
によると、これは実質的にもっと低い遷移周波数により
実現可能である。所望の周波数減衰は、６０ＭＨｚの範
囲内の遷移周波数だけが必要な演算増幅器を備えた能動
フィルタ回路により得られることができる。
フローパスフィルタのリップルの量はＡmax ／Ａmin ＝
０．０１ｄＢ、すなわち比較的小さい。予め定められた
カットオフ周波数ωg は２π・８．２４ＭＨｚである。
所望のリップルのために、−３ｄＢのカットオフ周波数
は高く、すなわちほぼ１２ＭＨｚである。要求される遠
い周波数ωs に関して、能動ローパスフィルタは約２π
・６０ＭＨｚまでの周波数範囲をカバーし、この周波数
範囲はフィルタカットオフ周波数ωg ＝２π・８．２４
ＭＨｚよりはるかに高い。演算増幅器の遷移周波数がＲ
Ｃネットワークの周波数応答特性によって無視できる程
度にすることができる場合、フィルタカットオフ周波数
ωg より上の２０という低いファクターの結果、遷移周
波数ｆT＝１６４．８ＭＨｚが得られるが、これは、演
算増幅器の電流ドレインが高いだけで通常のモノリシッ
ク集積技術により実現可能である。しかしながら本発明
によると、これは実質的にもっと低い遷移周波数により
実現可能である。所望の周波数減衰は、６０ＭＨｚの範
囲内の遷移周波数だけが必要な演算増幅器を備えた能動
フィルタ回路により得られることができる。
【００２３】図６は、能動フィルタ回路における増幅器
として使用されることのできるＣＭＯＳ技術における演
算増幅器Ｏp の回路図を示している。示されている例
は、寄生振動に可能な限り感応しないように、とくにこ
の寄生振動が別のサブ回路と同じチップ上で生じる場合
には、それに感応しないようにほぼ対称的である。
として使用されることのできるＣＭＯＳ技術における演
算増幅器Ｏp の回路図を示している。示されている例
は、寄生振動に可能な限り感応しないように、とくにこ
の寄生振動が別のサブ回路と同じチップ上で生じる場合
には、それに感応しないようにほぼ対称的である。
【００２４】図６の回路図は４つの回路ブロックを示し
ている。ブロック1 はバイアス回路を含み、このバイア
ス回路は、ブロック2 の中に示されている平衡入力増幅
器に対して供給される電流Ｉを発生する。２つのブロッ
ク3 ，4 は互いに関して対称的であり、それぞれ入力増
幅器2 に接続された出力増幅器を形成する。第２の出力
増幅器4 は第１の出力増幅器3 に関して対称的なので、
図６には第２の出力増幅器4 の内部回路を示していな
い。
ている。ブロック1 はバイアス回路を含み、このバイア
ス回路は、ブロック2 の中に示されている平衡入力増幅
器に対して供給される電流Ｉを発生する。２つのブロッ
ク3 ，4 は互いに関して対称的であり、それぞれ入力増
幅器2 に接続された出力増幅器を形成する。第２の出力
増幅器4 は第１の出力増幅器3 に関して対称的なので、
図６には第２の出力増幅器4 の内部回路を示していな
い。
【００２５】反転入力Ｅ1 および非反転入力Ｅ2 を形成
するために、入力増幅器2 は、差動入力段をｐチャンネ
ルトランジスタ対の形態で含み、この入力段はバイアス
回路1 内の電流源、すなわちトランジスタｔ7 （図９参
照）から給電される。出力電流Ｉを制御することによっ
て、入力増幅器2 の相互コンダクタンスｇm を変化させ
ることができる。２つの入力Ｅ1 ，Ｅ2 は差動信号また
は第１および第２の入力電圧ｕ1 ，ｕ2 によって供給さ
れる。差動入力段は差動出力電圧または接地ｕ3 ，ｕ4
と呼ばれる２つの関連した出力電圧から結合する高抵抗
型負荷として、ｐチャンネルカスコードトランジスタ対
を介してｎチャンネル電流バンクに接続されている。ｎ
チャンネル電流バンクのゲート電圧は、補助電圧ｕ7 に
よって固定されている。差動出力電圧または出力電圧ｕ
3 ，ｕ4 の大きさは、差動入力電圧ｖn ＝ｕ1 −ｕ2
（図４および７参照）と、バイアス回路1 によって注入
される電流Ｉの両方に依存する。
するために、入力増幅器2 は、差動入力段をｐチャンネ
ルトランジスタ対の形態で含み、この入力段はバイアス
回路1 内の電流源、すなわちトランジスタｔ7 （図９参
照）から給電される。出力電流Ｉを制御することによっ
て、入力増幅器2 の相互コンダクタンスｇm を変化させ
ることができる。２つの入力Ｅ1 ，Ｅ2 は差動信号また
は第１および第２の入力電圧ｕ1 ，ｕ2 によって供給さ
れる。差動入力段は差動出力電圧または接地ｕ3 ，ｕ4
と呼ばれる２つの関連した出力電圧から結合する高抵抗
型負荷として、ｐチャンネルカスコードトランジスタ対
を介してｎチャンネル電流バンクに接続されている。ｎ
チャンネル電流バンクのゲート電圧は、補助電圧ｕ7 に
よって固定されている。差動出力電圧または出力電圧ｕ
3 ，ｕ4 の大きさは、差動入力電圧ｖn ＝ｕ1 −ｕ2
（図４および７参照）と、バイアス回路1 によって注入
される電流Ｉの両方に依存する。
【００２６】入力増幅器2 の出力信号ｕ3 ，ｕ4 は２つ
の出力増幅器3 ，4 への入力として機能し、出力増幅器
3 ，4 の出力電圧ｕ5 ，ｕ6 は平衡演算増幅器Ｏp およ
び２次のフィルタ段の出力電圧を形成する。２つのプッ
シュプル出力段3 ，4 は、図６のブロック3 中に示され
ているクラスＡＢのプッシュプル回路により構成されて
いることが好ましい。それは、このような回路がノード
Ｐ1 で形成された差動出力電流ｉｄと相補的な出力トラ
ンジスタ対ｔ1 ，ｔ2 のゲート・ソース制御電圧ｕ4 と
の間における良好な線形性を示すためである。２つの直
列接続された電流ミラーｎｍ，ｐｍと、トランジスタｔ
1 の固定したソース電位ｕ8 用の電圧源ｑ8 とを含んで
いる図６に示されているクラスＡＢのプッシュプル回路
の動作は、本出願人の欧州特許出願第 EP 0 460 263 A1
号（国内ではC-1417号）明細書に詳細に記載されてい
る。出力段3 ，4 で使用されている容量性の負のフィー
ドバックは、ミラーの原理に基づいて伝統的な周波数補
償を行う（出力段3 におけるミラーキャパシタＣc 参
照）。このようにして、−２０ｄＢ／ディケードの規定
された減衰の要求は満足されることができる。演算増幅
器の伝達関数Ｇｏp （ｐ）は以下の式によって近似的に
表されることができる：
の出力増幅器3 ，4 への入力として機能し、出力増幅器
3 ，4 の出力電圧ｕ5 ，ｕ6 は平衡演算増幅器Ｏp およ
び２次のフィルタ段の出力電圧を形成する。２つのプッ
シュプル出力段3 ，4 は、図６のブロック3 中に示され
ているクラスＡＢのプッシュプル回路により構成されて
いることが好ましい。それは、このような回路がノード
Ｐ1 で形成された差動出力電流ｉｄと相補的な出力トラ
ンジスタ対ｔ1 ，ｔ2 のゲート・ソース制御電圧ｕ4 と
の間における良好な線形性を示すためである。２つの直
列接続された電流ミラーｎｍ，ｐｍと、トランジスタｔ
1 の固定したソース電位ｕ8 用の電圧源ｑ8 とを含んで
いる図６に示されているクラスＡＢのプッシュプル回路
の動作は、本出願人の欧州特許出願第 EP 0 460 263 A1
号（国内ではC-1417号）明細書に詳細に記載されてい
る。出力段3 ，4 で使用されている容量性の負のフィー
ドバックは、ミラーの原理に基づいて伝統的な周波数補
償を行う（出力段3 におけるミラーキャパシタＣc 参
照）。このようにして、−２０ｄＢ／ディケードの規定
された減衰の要求は満足されることができる。演算増幅
器の伝達関数Ｇｏp （ｐ）は以下の式によって近似的に
表されることができる：
【数８】 図７は、電圧ｕ1 ，ｕ2 に対する入力Ｅ1 ，Ｅ2 と、電
圧ｕ5 ，ｕ6 に対する出力Ｐ1 ，Ｐ2 とを有する図６の
平衡演算増幅器の符号表示を概略的に示している。
圧ｕ5 ，ｕ6 に対する出力Ｐ1 ，Ｐ2 とを有する図６の
平衡演算増幅器の符号表示を概略的に示している。
【００２７】図８は、完全に対称的なローパスフィルタ
回路を形成するための図４のシングルエンドローパスフ
ィルタ回路に対する追加を示している。これは、非反転
出力および反転出力にそれぞれ対応した２つの出力Ｐ1
，Ｐ2 を備えた図６および７の平衡演算増幅器Ｏp に
よって可能になる。図８には、対称的に追加されるコン
ポーネントがアステリスク（＊）を付けて示されてい
る。周波数応答特性はもちろん対称化の影響を受けな
い。
回路を形成するための図４のシングルエンドローパスフ
ィルタ回路に対する追加を示している。これは、非反転
出力および反転出力にそれぞれ対応した２つの出力Ｐ1
，Ｐ2 を備えた図６および７の平衡演算増幅器Ｏp に
よって可能になる。図８には、対称的に追加されるコン
ポーネントがアステリスク（＊）を付けて示されてい
る。周波数応答特性はもちろん対称化の影響を受けな
い。
【００２８】図９はバイアス回路1 の１実施形態を示し
ている。予め定められた電流Ｉを発生するために、バイ
アス回路1 は、極性の異なる２つのクロス結合された電
流ミラーから成る制御回路を備えている。第１の電流ミ
ラーはｐチャンネルトランジスタｔ3 ，ｔ4 を含み、第
２の電流ミラーはｎチャンネルトランジスタｔ5 ，ｔ6
を含んでいる。トランジスタｔ3 ，ｔ6 はダイオードと
して接続され、関連した電流ミラーの電流を規定してい
る。トランジスタのクロス結合は、トランジスタｔ3 ，
ｔ5 およびｔ4 ，ｔ6 のドレイン路を介して行われる。
ｐチャンネル電流ミラーは、２つのトランジスタｔ3 ，
ｔ4 に対して異なったゲート・ソース電圧が供給される
ため、通常の電流ミラー回路配置とは異なっている。図
９に示されている実施形態の定常状態において、ダイオ
ード接続されたトランジスタｔ3のゲート・ソース電圧
は、その大きさがトランジスタｔ4 のゲート・ソース電
圧の２倍である。これは、トランジスタｔ3 のドレイン
路における抵抗Ｒb によって強制される。ドレイン電流
はこの抵抗の両端において電圧降下を発生させ、それは
定常状態で大きさがトランジスタｔ4 のゲート・ソース
電圧に等しい。電流ミラー制御ダイオードを形成するた
めに、トランジスタｔ3 のゲート端子をドレイン端子に
対して、通常のように直接的にではなく抵抗Ｒb の後に
接続する。それによって、ドレイン電流が抵抗Ｒb の両
端で生じさせた電圧降下は、ドレイン端子における電圧
に付加させる。トランジスタｔ4 のゲート端子は、通常
のようにトランジスタｔ3 のゲート端子に接続されるの
ではなく、そのドレイン端子に接続される。
ている。予め定められた電流Ｉを発生するために、バイ
アス回路1 は、極性の異なる２つのクロス結合された電
流ミラーから成る制御回路を備えている。第１の電流ミ
ラーはｐチャンネルトランジスタｔ3 ，ｔ4 を含み、第
２の電流ミラーはｎチャンネルトランジスタｔ5 ，ｔ6
を含んでいる。トランジスタｔ3 ，ｔ6 はダイオードと
して接続され、関連した電流ミラーの電流を規定してい
る。トランジスタのクロス結合は、トランジスタｔ3 ，
ｔ5 およびｔ4 ，ｔ6 のドレイン路を介して行われる。
ｐチャンネル電流ミラーは、２つのトランジスタｔ3 ，
ｔ4 に対して異なったゲート・ソース電圧が供給される
ため、通常の電流ミラー回路配置とは異なっている。図
９に示されている実施形態の定常状態において、ダイオ
ード接続されたトランジスタｔ3のゲート・ソース電圧
は、その大きさがトランジスタｔ4 のゲート・ソース電
圧の２倍である。これは、トランジスタｔ3 のドレイン
路における抵抗Ｒb によって強制される。ドレイン電流
はこの抵抗の両端において電圧降下を発生させ、それは
定常状態で大きさがトランジスタｔ4 のゲート・ソース
電圧に等しい。電流ミラー制御ダイオードを形成するた
めに、トランジスタｔ3 のゲート端子をドレイン端子に
対して、通常のように直接的にではなく抵抗Ｒb の後に
接続する。それによって、ドレイン電流が抵抗Ｒb の両
端で生じさせた電圧降下は、ドレイン端子における電圧
に付加させる。トランジスタｔ4 のゲート端子は、通常
のようにトランジスタｔ3 のゲート端子に接続されるの
ではなく、そのドレイン端子に接続される。
【００２９】トランジスタｔ3 とｔ5 ならびにトランジ
スタｔ4 とｔ6 は、それらの相互接続されたドレイン・
ソース路を介して第１の電流路および第２の電流路をそ
れぞれ提供する。トランジスタｔ3 ，ｔ4 およびｔ5 ，
ｔ6 で異なったｗ／ｌ比を選択することによって、入力
電流と出力電流との間の伝達率が各電流ミラーにおいて
規定される。しかしながら、第１の電流ミラーｔ3 ，ｔ
4 の場合、異なったゲート・ソース電圧がさらに考慮さ
れなければならない。異なったゲート・ソース電圧が２
つのトランジスタｔ3 ，ｔ4 における電流密度を強制的
に異なったものにする。ゲート・ソース電圧の差の大き
さは、第１の電流路中の電流に依存し、各電流密度およ
びしたがって、第１の電流ミラーｔ3 ，ｔ4 の電流伝達
比もまたこの電流に依存する。
スタｔ4 とｔ6 は、それらの相互接続されたドレイン・
ソース路を介して第１の電流路および第２の電流路をそ
れぞれ提供する。トランジスタｔ3 ，ｔ4 およびｔ5 ，
ｔ6 で異なったｗ／ｌ比を選択することによって、入力
電流と出力電流との間の伝達率が各電流ミラーにおいて
規定される。しかしながら、第１の電流ミラーｔ3 ，ｔ
4 の場合、異なったゲート・ソース電圧がさらに考慮さ
れなければならない。異なったゲート・ソース電圧が２
つのトランジスタｔ3 ，ｔ4 における電流密度を強制的
に異なったものにする。ゲート・ソース電圧の差の大き
さは、第１の電流路中の電流に依存し、各電流密度およ
びしたがって、第１の電流ミラーｔ3 ，ｔ4 の電流伝達
比もまたこの電流に依存する。
【００３０】図９のバイアス回路の実施形態において、
トランジスタｔ3 ，ｔ4 とトランジスタｔ5 ，ｔ6 の各
ｗ／ｌ比はそれぞれ１：２および２：１である。したが
って、第２の電流ミラーは、第１および第２の電流路に
おける電流の比を強制的に２：１にする。第１の電流ミ
ラーにおけるトランジスタｔ3 とｔ4 のｗ／ｌ比は１：
２なので、トランジスタｔ3 とｔ4 の電流に対する電流
密度は１：４となる。ＭＯＳトランジスタの場合におけ
るゲート・ソース電圧に対するドレイン電流の２次依存
性のために、第１の電流ミラー中でのこの状態は、トラ
ンジスタｔ3 のゲート・ソース電圧がトランジスタｔ4
のそれの２倍の状態で動作しているものだけに該当す
る。２つの相互接続された電流ミラーは制御回路を形成
しているので、この安定した状態は抵抗Ｒb の値の関数
として、電流値Ｉによって規定される動作状態に対する
供給電圧Ｖddの大きさとは無関係に現れる。したがっ
て、電流Ｉは結局のところＲb の関数である。定常状態
において、値Ｉの制御された電流は第１の電流路中を流
れ、値Ｉ／２の制御された電流は第２の電流路中を流れ
る。電流Ｉの大きさは次の式によって与えられる：
トランジスタｔ3 ，ｔ4 とトランジスタｔ5 ，ｔ6 の各
ｗ／ｌ比はそれぞれ１：２および２：１である。したが
って、第２の電流ミラーは、第１および第２の電流路に
おける電流の比を強制的に２：１にする。第１の電流ミ
ラーにおけるトランジスタｔ3 とｔ4 のｗ／ｌ比は１：
２なので、トランジスタｔ3 とｔ4 の電流に対する電流
密度は１：４となる。ＭＯＳトランジスタの場合におけ
るゲート・ソース電圧に対するドレイン電流の２次依存
性のために、第１の電流ミラー中でのこの状態は、トラ
ンジスタｔ3 のゲート・ソース電圧がトランジスタｔ4
のそれの２倍の状態で動作しているものだけに該当す
る。２つの相互接続された電流ミラーは制御回路を形成
しているので、この安定した状態は抵抗Ｒb の値の関数
として、電流値Ｉによって規定される動作状態に対する
供給電圧Ｖddの大きさとは無関係に現れる。したがっ
て、電流Ｉは結局のところＲb の関数である。定常状態
において、値Ｉの制御された電流は第１の電流路中を流
れ、値Ｉ／２の制御された電流は第２の電流路中を流れ
る。電流Ｉの大きさは次の式によって与えられる：
【数９】 ここで、β´は、ゲート酸化物の厚さおよびトランジス
タｔ3 ，ｔ4 のチャンネルにおける電荷キャリアの移動
度に依存し、したがってこれらのトランジスタの製造プ
ロセス依存性の相互コンダクタンスを規定する技術的パ
ラメータである。トランジスタｔ3 およびｔ4 は同じ導
電型のものであることが都合よく、演算増幅器Ｏp 中の
相互コンダクタンス入力増幅器2 の相互コンダクタンス
決定入力トランジスタに類似した動作点を有している。
当然ながら、トランジスタｔ3 ，ｔ4 の別のｗ／ｌ比お
よび別のゲート・ソース電圧比によって、ＩおよびＩ／
２以外の別の電流比が設定可能である。ＩおよびＩ／２
では、Ｒb に反比例する相互コンダクタンスｇm * が電
流Ｉによりトランジスタｔ3 に対して得られる。電流
源、すなわちトランジスタｔ7 はバイアス回路1 の第１
の電流路ｔ3 ，ｔ4 中の電流Ｉに等しい電流Ｉを入力増
幅器2 に供給するので、入力増幅器2 の相互コンダクタ
ンスｇm は第１の電流路ｔ3 ，ｔ4 中の電流決定抵抗Ｒ
b の値に反比例する：
タｔ3 ，ｔ4 のチャンネルにおける電荷キャリアの移動
度に依存し、したがってこれらのトランジスタの製造プ
ロセス依存性の相互コンダクタンスを規定する技術的パ
ラメータである。トランジスタｔ3 およびｔ4 は同じ導
電型のものであることが都合よく、演算増幅器Ｏp 中の
相互コンダクタンス入力増幅器2 の相互コンダクタンス
決定入力トランジスタに類似した動作点を有している。
当然ながら、トランジスタｔ3 ，ｔ4 の別のｗ／ｌ比お
よび別のゲート・ソース電圧比によって、ＩおよびＩ／
２以外の別の電流比が設定可能である。ＩおよびＩ／２
では、Ｒb に反比例する相互コンダクタンスｇm * が電
流Ｉによりトランジスタｔ3 に対して得られる。電流
源、すなわちトランジスタｔ7 はバイアス回路1 の第１
の電流路ｔ3 ，ｔ4 中の電流Ｉに等しい電流Ｉを入力増
幅器2 に供給するので、入力増幅器2 の相互コンダクタ
ンスｇm は第１の電流路ｔ3 ，ｔ4 中の電流決定抵抗Ｒ
b の値に反比例する：
【数１０】
【００３１】演算増幅器Ｏp の遷移周波数ｆT をＲＣネ
ットワークの抵抗およびキャパシタンスに最適に適合さ
せるために、外部の負のフィードバックネットワークの
抵抗およびキャパシタならびに演算増幅器Ｏp のミラー
キャパシタと同じ製造プロセスでバイアス回路1 の相互
コンダクタンス決定抵抗Ｒb を構成することが推奨され
ている。このようにして、演算増幅器の遷移周波数ｆT
と負のフィードバックのＲＣ時定数の逆数値、すなわち
２πｆT ＝ｇm ／Ｃとの間の同期を得ることができる。
ットワークの抵抗およびキャパシタンスに最適に適合さ
せるために、外部の負のフィードバックネットワークの
抵抗およびキャパシタならびに演算増幅器Ｏp のミラー
キャパシタと同じ製造プロセスでバイアス回路1 の相互
コンダクタンス決定抵抗Ｒb を構成することが推奨され
ている。このようにして、演算増幅器の遷移周波数ｆT
と負のフィードバックのＲＣ時定数の逆数値、すなわち
２πｆT ＝ｇm ／Ｃとの間の同期を得ることができる。
【００３２】供給電圧Ｖddをオンにした時にバイアス回
路1 中の閉ループ制御回路のゼロ電流動作点を移動させ
るには、開始装置5 が必要である。これには、たとえば
接地された高い値の抵抗が含まれてもよく、この抵抗を
流れる電流は電流Ｉと比較して非常に小さいが、閉ルー
プをスタートさせるには十分である。この電流は正常な
動作状態のときは、たとえば、第１の電流ミラーｔ3 ，
ｔ4 または第２の電流ミラーｔ5 ，ｔ6 によって制御さ
れるスイッチによってオフにされてもよい。
路1 中の閉ループ制御回路のゼロ電流動作点を移動させ
るには、開始装置5 が必要である。これには、たとえば
接地された高い値の抵抗が含まれてもよく、この抵抗を
流れる電流は電流Ｉと比較して非常に小さいが、閉ルー
プをスタートさせるには十分である。この電流は正常な
動作状態のときは、たとえば、第１の電流ミラーｔ3 ，
ｔ4 または第２の電流ミラーｔ5 ，ｔ6 によって制御さ
れるスイッチによってオフにされてもよい。
【００３３】図１０は、本発明による能動フィルタ回路
の適用を概略ブロック図で示している。同調装置6 は、
周波数の混合して中間周波数値で出力する。この周波数
混合物にはモノリシック集積回路7 により処理される重
要なチャンネルが含まれている。この実施形態では、こ
のチャンネルは４０ＭＨｚの範囲内であり、周波数ｆ1
の搬送波に割当てられる。重要なチャンネルは、同調装
置において、あるいは表面波フィルタ（示されていな
い）によって周波数混合物から濾波される。モノリシッ
ク集積回路7 の入力にはミキサが設けられており、この
ミキサは一般に直角ミキサであり、さらに処理を行うた
めに４０ＭＨｚのチャンネルをベースバンドまたは低周
波数帯域に変換する。発振器9 は周波数変換に適した信
号ｆ0 を生成する。ミキサ8 は変換されたチャンネルを
所望の低い周波数で出力し、変換された搬送波ｆ2 は差
周波数：ｆ2 ＝ｆ1 −ｆ0 である。
の適用を概略ブロック図で示している。同調装置6 は、
周波数の混合して中間周波数値で出力する。この周波数
混合物にはモノリシック集積回路7 により処理される重
要なチャンネルが含まれている。この実施形態では、こ
のチャンネルは４０ＭＨｚの範囲内であり、周波数ｆ1
の搬送波に割当てられる。重要なチャンネルは、同調装
置において、あるいは表面波フィルタ（示されていな
い）によって周波数混合物から濾波される。モノリシッ
ク集積回路7 の入力にはミキサが設けられており、この
ミキサは一般に直角ミキサであり、さらに処理を行うた
めに４０ＭＨｚのチャンネルをベースバンドまたは低周
波数帯域に変換する。発振器9 は周波数変換に適した信
号ｆ0 を生成する。ミキサ8 は変換されたチャンネルを
所望の低い周波数で出力し、変換された搬送波ｆ2 は差
周波数：ｆ2 ＝ｆ1 −ｆ0 である。
【００３４】混合によって生成された和信号は、ローパ
スフィルタ10によって除去される。ローパスフィルタ10
はアナログデジタル変換器11により後続され、この変換
器11にはデジタル信号処理装置12が接続されている。図
１０における破線の矢印は、ミキサ8 の出力に含まれる
可能性のある妨害信号ｆn を表している。これらの妨害
信号が除去できるようにするために、ローパスフィルタ
10は非常に近接した妨害信号ｆn でさえ十分に抑制する
ために非常に急峻な下向きの傾斜を有しなければならな
い。可能性の高い直接的な妨害信号は、高い振幅を有す
る発振器信号ｆ0 と、減衰の不十分な隣接チャンネルを
含んでいる同調装置6 からの出力信号と、デジタル化ク
ロックにロックされた信号と、および信号処理装置12か
らの信号である。さらに、ミキサおよび存在している信
号の高調波によって生じた小さい振幅の間接的な妨害信
号が存在する。非線形特性で混合した寄生振動を介し
て、これらの信号はまたベースバンドに接近する可能性
がある。本発明によれば、必要な急峻な傾きのローパス
フィルタが構成可能である。これは能動フィルタであ
り、計算が容易で、電流消費量が比較的少なく、後続す
るデジタル化および信号処理に対するモノリシック集積
可能なミキサ8 の最も重要な要求される性能である。
スフィルタ10によって除去される。ローパスフィルタ10
はアナログデジタル変換器11により後続され、この変換
器11にはデジタル信号処理装置12が接続されている。図
１０における破線の矢印は、ミキサ8 の出力に含まれる
可能性のある妨害信号ｆn を表している。これらの妨害
信号が除去できるようにするために、ローパスフィルタ
10は非常に近接した妨害信号ｆn でさえ十分に抑制する
ために非常に急峻な下向きの傾斜を有しなければならな
い。可能性の高い直接的な妨害信号は、高い振幅を有す
る発振器信号ｆ0 と、減衰の不十分な隣接チャンネルを
含んでいる同調装置6 からの出力信号と、デジタル化ク
ロックにロックされた信号と、および信号処理装置12か
らの信号である。さらに、ミキサおよび存在している信
号の高調波によって生じた小さい振幅の間接的な妨害信
号が存在する。非線形特性で混合した寄生振動を介し
て、これらの信号はまたベースバンドに接近する可能性
がある。本発明によれば、必要な急峻な傾きのローパス
フィルタが構成可能である。これは能動フィルタであ
り、計算が容易で、電流消費量が比較的少なく、後続す
るデジタル化および信号処理に対するモノリシック集積
可能なミキサ8 の最も重要な要求される性能である。
【図１】３つの演算増幅器を備えた既知のフィルタ回路
を示す回路図。
を示す回路図。
【図２】多重の負のフィードバックが行われる既知のフ
ィルタ回路を示す回路図。
ィルタ回路を示す回路図。
【図３】単一の正のフィードバックが行われる既知のフ
ィルタ回路を示す回路図。
ィルタ回路を示す回路図。
【図４】本発明の１実施形態のブロック図。
【図５】４次のローパスフィルタの周波数応答特性図。
【図６】平衡演算増幅器の１実施形態を示す回路図。
【図７】図６の平衡演算増幅器に属する素子の符号表示
の概略図。
の概略図。
【図８】対称的な設計の能動ローパスフィルタの概略
図。
図。
【図９】相互コンダクタンス制御用のバイアス回路の１
実施形態の概略図。
実施形態の概略図。
【図１０】ローパスフィルタの適用を示す概略ブロック
図。
図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シュテファン・ノーエ ドイツ連邦共和国、デー − 79104 フ ライブルク・イム・ブライスガウ、ライン シュトラーセ 20 Ｆターム(参考） 5J098 AA03 AA11 AA14 AB02 AB08 AD24 CA02 CB08
Claims (14)
- 【請求項１】 能動フィルタ回路中に内蔵されたＲＣネ
ットワーク(R1,R2,C1,C2) と共に、特定されたローパス
特性を決定するように作用し、この特定されたローパス
特性の積分部分である周波数応答特性を有する演算増幅
器(Op)を具備している能動フィルタ回路。 - 【請求項２】 特定されたローパス特性の領域におい
て、演算増幅器(Op)は−２０ｄＢ／ディケードの本質的
に一定の減衰を示す請求項１記載のフィルタ回路。 - 【請求項３】 ＲＣネットワーク(R1,R2,C1,C2) と演算
増幅器(Op)は、２次のフィルタ回路を形成している請求
項１または２記載のフィルタ回路。 - 【請求項４】 ＲＣネットワーク(R1,R2,C1,C2) は、 第１の抵抗(R1)がフィルタ回路の信号入力(L1)と演算増
幅器(Op)の反転入力(E1)との間に接続され、第１のキャ
パシタ(C1)が反転入力(E1)と固定された基準電位との間
に接続され、 第２の抵抗(R2)および第２のキャパシタ(C2)が反転入力
(E1)と演算増幅器(Op)の出力(P1)との間に接続され、こ
の演算増幅器(Op)の出力はまたフィルタ回路の信号出力
を形成し、 演算増幅器(Op)の非反転入力が固定された基準電位端子
に接続されるように相互接続されている請求項３記載の
フィルタ回路。 - 【請求項５】 演算増幅器(Op)は、演算増幅器の周波数
応答特性をその相互コンダクタンス(gm)およびキャパシ
タ(Cc)によって本質的に決定する相互コンダクタンス増
幅器(2,3,4) を備えている請求項１乃至４のいずれか１
項記載のフィルタ回路。 - 【請求項６】 前記相互コンダクタンス増幅器(2,3,4)
の相互コンダクタンス(gm)は、ＲＣネットワーク(R1,R
2,C1,C2) の抵抗と同じ種類の抵抗を有するバイアス回
路(1) 中の相互コンダクタンス決定抵抗(Rb)の値に反比
例するようにバイアス回路(1) により制御可能である請
求項５記載のフィルタ回路。 - 【請求項７】 バイアス回路(1) 中の電流決定トランジ
スタは、このバイアス回路(1) から給電される相互コン
ダクタンス増幅器(2,3,4) の入力トランジスタと同じ導
電タイプのものであり、本質的に同じ動作点を有してい
る請求項６記載のフィルタ回路。 - 【請求項８】 ＲＣネットワーク(R1,R2,C1,C2) および
演算増幅器(Op)は単一のモノリシック集積回路の一部分
であり、ＲＣネットワークの周波数応答特性決定抵抗(R
1,R2) および、またはキャパシタ(C1,C2) 演算増幅器と
は同じ製造プロセスによって製造されている請求項１乃
至４のいずれか１項記載のフィルタ回路。 - 【請求項９】 相互コンダクタンス(2,3,4) を備えてい
るＲＣネットワーク(R1,R2,C1,C2) および演算増幅器(O
p)は単一のモノリシック集積回路の一部分であり、ＲＣ
ネットワークおよびバイアス回路(1) と関連した相互コ
ンダクタンス増幅器の周波数応答特性および相互コンダ
クタンス決定抵抗(R1,R2,Rb)および、または周波数応答
特性決定キャパシタ(C1,C2,Cc)は同じ製造プロセスによ
って製造されたものである請求項５記載のフィルタ回
路。 - 【請求項１０】 ２より大きい次数のフィルタ回路は、
請求項１乃至９記載のフィルタ回路の少なくとも１つを
組込むことによって構成されている請求項１乃至９のい
ずれか１項記載のフィルタ回路。 - 【請求項１１】 フィルタ回路の前または後において、
信号路が容量的に開かれて直流信号と低い周波数を抑制
する請求項１乃至１０のいずれか１記載のフィルタ回
路。 - 【請求項１２】 演算増幅器(Op)の回路は、演算増幅器
(Op)の反転入力(E1)および非反転入力(E2)と結合された
２つの信号路に関して本質的に平衡しており、演算増幅
器(Op)が反転出力(P2)および非反転出力(P1)を有してい
る請求項１乃至１１のいずれか１項記載のフィルタ回
路。 - 【請求項１３】 ＲＣネットワークは平衡しており、演
算増幅器(Op)の反転入力(E1)および非反転出力(P1)に関
連した第１のＲＣネットワーク(R1,R2,C1,C2) の平衡は
対称的なＲＣネットワーク( R1* , R2* , C1* , C2* )
によって保たれ、この対称的なＲＣネットワークは演算
増幅器の非反転入力(E2)および反転出力(P2)と関連して
おり、第１のＲＣネットワークと同じパラメータを有し
ている請求項１２記載のフィルタ回路。 - 【請求項１４】 次の処理の前に妨害信号(fn)を除去す
るために、チップ上ミキサであることが好ましいミキサ
(8) に後続してフィルタ回路が配置されている請求項１
乃至１３のいずれか１項記載のフィルタ回路。
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