JP2002158729A - 受信機回路 - Google Patents
受信機回路Info
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- agc amplifier
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＩchとＱchのベースバンド信号用のＡ／Ｄコ
ンバータのビット数の余裕を不要にし、低コストでＢＥ
Ｒ劣化のない復調信号を得る。 【解決手段】 多値変調されたＲＦ信号を低雑音アンプ
２、３で増幅し、ＢＰＦ４を介し直交ミキサ５に入力
し、ＩchとＱchのベースバンド信号に分離し、ＡＧＣア
ンプ７、８で可変増幅し、ＬＰＦ９、10を通し、Ａ／Ｄ
コンバータ11、12でディジタル変換し出力する。ＬＰＦ
９、10からの信号を分岐し、直交ミキサ13と加算回路15
で再度合成し、検波回路16で検波し、ＡＧＣ制御電圧と
し、ＡＧＣアンプ７、８に帰還し、増幅度を制御し、Ａ
／Ｄコンバータ11、12の入力信号のレベルを一定にす
る。なお局部発振回路６の基準発振器を直交ミキサ13用
の局部発振回路用に共用してもよい。
ンバータのビット数の余裕を不要にし、低コストでＢＥ
Ｒ劣化のない復調信号を得る。 【解決手段】 多値変調されたＲＦ信号を低雑音アンプ
２、３で増幅し、ＢＰＦ４を介し直交ミキサ５に入力
し、ＩchとＱchのベースバンド信号に分離し、ＡＧＣア
ンプ７、８で可変増幅し、ＬＰＦ９、10を通し、Ａ／Ｄ
コンバータ11、12でディジタル変換し出力する。ＬＰＦ
９、10からの信号を分岐し、直交ミキサ13と加算回路15
で再度合成し、検波回路16で検波し、ＡＧＣ制御電圧と
し、ＡＧＣアンプ７、８に帰還し、増幅度を制御し、Ａ
／Ｄコンバータ11、12の入力信号のレベルを一定にす
る。なお局部発振回路６の基準発振器を直交ミキサ13用
の局部発振回路用に共用してもよい。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＱＡＭ(Quadrature
Amplitude Modulation) 等のディジタル多値変調方式を
用いる受信機回路に係り、コストをかけずに復調信号の
ＢＥＲ(Bit ErrorRatio) の劣化を低減するものに関す
る。
Amplitude Modulation) 等のディジタル多値変調方式を
用いる受信機回路に係り、コストをかけずに復調信号の
ＢＥＲ(Bit ErrorRatio) の劣化を低減するものに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＱＡＭ等のディジタル多値変調方式を用
いる受信装置には、例えば、図３に示すＩＦ（中間周波
数）方式や、図４に示すダイレクトコンバージョン方式
のものがある。図３のＩＦ方式では、入力端子41からの
ＲＦ信号を低雑音アンプ42で増幅し、ＡＧＣアンプ43で
所定の信号レベルに制御し、ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）44で帯域外のイメージ信号等を除去し、ミキサ45で
局部発振回路46からの信号を用いてＩＦ周波数に変換
し、ＢＰＦ47で帯域外の不要成分を取り除き、直交ミキ
サ48で局部発振回路49からの信号を用いてＩch（チャン
ネル）とＱchのベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄコン
バータ50、51でディジタル信号に変換し、復調回路に送
出する。ＡＧＣアンプ43の利得制御は、Ａ／Ｄコンバー
タ50、51の出力をディジタル処理部52で処理して得たＡ
ＧＣ制御電圧をＡＧＣアンプ43に帰還して行うが、受信
信号レベルの変動が大きい場合、Ａ／Ｄコンバータ50、
51での飽和を避けるため、Ａ／Ｄコンバータのビット数
に余裕が必要で、コストがかかるか、ビット数の余裕が
不足の場合は復調信号のＢＥＲが劣化するという問題が
あった。また、ＡＧＣアンプ43は，入力ＲＦ信号の周波
数が数ＧHz以上の場合、広い周波数利得制御範囲を持つ
ものの実現が困難で、また、高周波段でＡＧＣアンプを
用いると受信信号のＳＮ比に影響を及ぼしやすいという
欠点があった。図４のダイレクトコンバージョン方式
は、ＲＦ信号を周波数変換せずに直交ミキサ61で局部発
振回路62からの信号を用いてベースバンド信号に変換す
るもので、後段のベースバンド用のアンプ63、64と、Ｌ
ＰＦ（ローパスフィルタ）65、66を必要とするが、図３
のミキサ45、局部発振回路46およびＢＰＦ47が不要とな
り、回路の小型化とコストダウンが可能であるが、ＡＧ
Ｃアンプ43やＡ／Ｄコンバータ50、51に関しては図３の
場合と同様の問題があった。
いる受信装置には、例えば、図３に示すＩＦ（中間周波
数）方式や、図４に示すダイレクトコンバージョン方式
のものがある。図３のＩＦ方式では、入力端子41からの
ＲＦ信号を低雑音アンプ42で増幅し、ＡＧＣアンプ43で
所定の信号レベルに制御し、ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）44で帯域外のイメージ信号等を除去し、ミキサ45で
局部発振回路46からの信号を用いてＩＦ周波数に変換
し、ＢＰＦ47で帯域外の不要成分を取り除き、直交ミキ
サ48で局部発振回路49からの信号を用いてＩch（チャン
ネル）とＱchのベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄコン
バータ50、51でディジタル信号に変換し、復調回路に送
出する。ＡＧＣアンプ43の利得制御は、Ａ／Ｄコンバー
タ50、51の出力をディジタル処理部52で処理して得たＡ
ＧＣ制御電圧をＡＧＣアンプ43に帰還して行うが、受信
信号レベルの変動が大きい場合、Ａ／Ｄコンバータ50、
51での飽和を避けるため、Ａ／Ｄコンバータのビット数
に余裕が必要で、コストがかかるか、ビット数の余裕が
不足の場合は復調信号のＢＥＲが劣化するという問題が
あった。また、ＡＧＣアンプ43は，入力ＲＦ信号の周波
数が数ＧHz以上の場合、広い周波数利得制御範囲を持つ
ものの実現が困難で、また、高周波段でＡＧＣアンプを
用いると受信信号のＳＮ比に影響を及ぼしやすいという
欠点があった。図４のダイレクトコンバージョン方式
は、ＲＦ信号を周波数変換せずに直交ミキサ61で局部発
振回路62からの信号を用いてベースバンド信号に変換す
るもので、後段のベースバンド用のアンプ63、64と、Ｌ
ＰＦ（ローパスフィルタ）65、66を必要とするが、図３
のミキサ45、局部発振回路46およびＢＰＦ47が不要とな
り、回路の小型化とコストダウンが可能であるが、ＡＧ
Ｃアンプ43やＡ／Ｄコンバータ50、51に関しては図３の
場合と同様の問題があった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明はこのような点
に鑑み、Ａ／Ｄコンバータの前（直交ミキサの後）から
取出した信号を再度別の直交ミキサで合成し、検波し、
ＡＧＣアンプの利得制御電圧とすることにより、Ａ／Ｄ
コンバータのビット数の余裕を不要にし、また、ダイレ
クトコンバージョン方式を用いることにより、コストを
上昇させずに受信機回路の性能を向上することを目的と
する。
に鑑み、Ａ／Ｄコンバータの前（直交ミキサの後）から
取出した信号を再度別の直交ミキサで合成し、検波し、
ＡＧＣアンプの利得制御電圧とすることにより、Ａ／Ｄ
コンバータのビット数の余裕を不要にし、また、ダイレ
クトコンバージョン方式を用いることにより、コストを
上昇させずに受信機回路の性能を向上することを目的と
する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の受信機回路では、ディジタル多値変調され
たＲＦ信号を入力し、ＩchとＱchのベースバンド信号に
分離する第１直交ミキサと、同第１直交ミキサからの各
ベースバンド信号を可変増幅するＡＧＣアンプと、同Ａ
ＧＣアンプからの各信号をディジタル信号に変換し復調
回路に出力するＡ／Ｄコンバータとからなるものにおい
て、前記ＡＧＣアンプからの各信号を分岐して合成する
第２直交ミキサと、同第２直交ミキサからの信号を検波
する検波回路とを設け、同検波回路からの電圧を前記Ａ
ＧＣアンプに帰還し、同ＡＧＣアンプの出力信号レベル
が一定になるように利得制御を行う。
め、本発明の受信機回路では、ディジタル多値変調され
たＲＦ信号を入力し、ＩchとＱchのベースバンド信号に
分離する第１直交ミキサと、同第１直交ミキサからの各
ベースバンド信号を可変増幅するＡＧＣアンプと、同Ａ
ＧＣアンプからの各信号をディジタル信号に変換し復調
回路に出力するＡ／Ｄコンバータとからなるものにおい
て、前記ＡＧＣアンプからの各信号を分岐して合成する
第２直交ミキサと、同第２直交ミキサからの信号を検波
する検波回路とを設け、同検波回路からの電圧を前記Ａ
ＧＣアンプに帰還し、同ＡＧＣアンプの出力信号レベル
が一定になるように利得制御を行う。
【０００５】前記第２直交ミキサに用いる局部発振信号
は、前記第１直交ミキサに用いるＰＬＬ局部発振回路を
構成するための基準発振器からの信号を共用するか、ま
たは、基準発振器からの信号の発振周波数を分周または
逓倍して用いる。
は、前記第１直交ミキサに用いるＰＬＬ局部発振回路を
構成するための基準発振器からの信号を共用するか、ま
たは、基準発振器からの信号の発振周波数を分周または
逓倍して用いる。
【０００６】または、ディジタル多値変調されたＲＦ信
号を入力し、ＩchとＱchのベースバンド信号に分離する
第１直交ミキサと、同第１直交ミキサからの各ベースバ
ンド信号を可変増幅するＡＧＣアンプと、同ＡＧＣアン
プからの各信号をディジタル信号に変換し復調回路に出
力するＡ／Ｄコンバータとを具えてなる受信回路部と、
ＩchとＱchのベースバンドの送信信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａコンバータと、同Ｄ／Ａコンバータから
の各信号を合成し、ＲＦ信号にし、送信端子に出力する
第３直交ミキサとを具えてなる送信回路部とを設け、デ
ィジタル多値変調されたＲＦ信号の送信・受信を行うも
のにおいて、前記第３直交ミキサからの信号を検波する
検波回路と、同第３直交ミキサの入力側に、前記ＡＧＣ
アンプの各出力信号から分岐された各信号と前記Ｄ／Ａ
コンバータからの各信号とを切替える第１、第２スイッ
チと、前記第３直交ミキサからの信号を前記送信端子側
と検波回路側とに切替える第３スイッチとを設け、送信
時には、同第１、第２スイッチを同Ｄ／Ａコンバータ側
に、同第３スイッチを同送信端子側にそれぞれ切替え、
受信時には同第１、第２スイッチを同ＡＧＣアンプ側
に、同第３スイッチを同検波回路側にそれぞれ切替え、
同検波回路からの電圧を同ＡＧＣアンプに帰還し、同Ａ
ＧＣアンプの出力信号レベルが一定になるように利得制
御を行う。
号を入力し、ＩchとＱchのベースバンド信号に分離する
第１直交ミキサと、同第１直交ミキサからの各ベースバ
ンド信号を可変増幅するＡＧＣアンプと、同ＡＧＣアン
プからの各信号をディジタル信号に変換し復調回路に出
力するＡ／Ｄコンバータとを具えてなる受信回路部と、
ＩchとＱchのベースバンドの送信信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａコンバータと、同Ｄ／Ａコンバータから
の各信号を合成し、ＲＦ信号にし、送信端子に出力する
第３直交ミキサとを具えてなる送信回路部とを設け、デ
ィジタル多値変調されたＲＦ信号の送信・受信を行うも
のにおいて、前記第３直交ミキサからの信号を検波する
検波回路と、同第３直交ミキサの入力側に、前記ＡＧＣ
アンプの各出力信号から分岐された各信号と前記Ｄ／Ａ
コンバータからの各信号とを切替える第１、第２スイッ
チと、前記第３直交ミキサからの信号を前記送信端子側
と検波回路側とに切替える第３スイッチとを設け、送信
時には、同第１、第２スイッチを同Ｄ／Ａコンバータ側
に、同第３スイッチを同送信端子側にそれぞれ切替え、
受信時には同第１、第２スイッチを同ＡＧＣアンプ側
に、同第３スイッチを同検波回路側にそれぞれ切替え、
同検波回路からの電圧を同ＡＧＣアンプに帰還し、同Ａ
ＧＣアンプの出力信号レベルが一定になるように利得制
御を行う。
【０００７】この場合、前記第１直交ミキサに用いる局
部発振回路を前記第３直交ミキサに用いる局部発振回路
に共用するようにしてもよい。
部発振回路を前記第３直交ミキサに用いる局部発振回路
に共用するようにしてもよい。
【０００８】なお、前記検波回路の出力信号レベルを測
定する受信信号強度測定部と、同受信信号強度測定部に
よる測定値を表示する表示部とを設け、同表示部により
受信信号の強度を表示するようにする。
定する受信信号強度測定部と、同受信信号強度測定部に
よる測定値を表示する表示部とを設け、同表示部により
受信信号の強度を表示するようにする。
【０００９】
【発明の実施の形態】発明の実施の形態を実施例に基づ
き図面を参照して説明する。図１は本発明による受信機
回路の一実施例の要部ブロック図で、図の１はＲＦ信号
の入力端子、２と３は低雑音アンプ、４はＢＰＦ、５は
第１直交ミキサ、６は局部発振回路、７と８はベースバ
ンド用のＡＧＣアンプ、９と10はＬＰＦ、11と12はＡ／
Ｄコンバータ、13は第２直交ミキサ、14は局部発振回
路、15は加算回路、16は検波回路、17は受信信号強度測
定部、18は表示部である。
き図面を参照して説明する。図１は本発明による受信機
回路の一実施例の要部ブロック図で、図の１はＲＦ信号
の入力端子、２と３は低雑音アンプ、４はＢＰＦ、５は
第１直交ミキサ、６は局部発振回路、７と８はベースバ
ンド用のＡＧＣアンプ、９と10はＬＰＦ、11と12はＡ／
Ｄコンバータ、13は第２直交ミキサ、14は局部発振回
路、15は加算回路、16は検波回路、17は受信信号強度測
定部、18は表示部である。
【００１０】図２は本発明による受信機回路の他の実施
例の要部ブロック図で、図の21はＲＦ信号の入出力端
子、22はスイッチ、23と24はＤ／Ａコンバータ、25、26
は第１、第２スイッチ、27と28はベースバンド用のアン
プ、29は第３直交ミキサ、30は第３スイッチ、31はＡＧ
Ｃアンプ、32はアンプで、その他の符号は図１と同じで
ある。
例の要部ブロック図で、図の21はＲＦ信号の入出力端
子、22はスイッチ、23と24はＤ／Ａコンバータ、25、26
は第１、第２スイッチ、27と28はベースバンド用のアン
プ、29は第３直交ミキサ、30は第３スイッチ、31はＡＧ
Ｃアンプ、32はアンプで、その他の符号は図１と同じで
ある。
【００１１】次に、本発明による受信機回路の動作を説
明する。図１の場合、ＱＡＭ等のディジタル多値変調さ
れたＲＦ信号は入力端子１から入力し、低雑音増幅器
２、３で増幅され、ＢＰＦ４で帯域外のイメージ信号等
を除去し、第１直交ミキサ５に入力し、ミキサ5aと5bに
て、局部発振回路６からの信号と90°移相回路5cで90°
移相された信号とによりＩchとＱchのベースバンド信号
に分離され、それぞれベースバンド用のＡＧＣアンプ
７、８で可変増幅され、ＬＰＦ９、10で隣接ch成分を除
去し、Ａ／Ｄコンバータ11、12でディジタル信号に変換
され、復調回路に出力される。そして、ＡＧＣアンプ
７、８の制御電圧とするため、ＬＰＦ９、10からＡ／Ｄ
コンバータ11、12に入力されるＩchとＱchの信号を分岐
し、第２直交ミキサ13に入力し、ミキサ13a と13b に
て、局部発振回路14からの信号と90°移相回路13c で90
°移相された信号とによりミキシングし、加算回路15を
用いて再度合成し、この信号を検波回路16で検波し、得
られたＡＧＣ制御電圧をＡＧＣアンプ７、８に帰還し、
Ａ／Ｄコンバータ11、12に入力される信号のレベルが一
定になるように増幅度を制御する。これにより、Ａ／Ｄ
コンバータは入力信号レベルの変動が抑えられるので、
ビット数に余裕を持たせてダイナミックレンジを広くと
る必要がなく、コストの低減が可能になる。なお、検波
回路16からの信号で装置全体の様々な制御を行い、ま
た、受信信号強度測定部17で検波回路16の出力レベルを
測定し、表示部18に受信信号の強度を表示するようにす
る。
明する。図１の場合、ＱＡＭ等のディジタル多値変調さ
れたＲＦ信号は入力端子１から入力し、低雑音増幅器
２、３で増幅され、ＢＰＦ４で帯域外のイメージ信号等
を除去し、第１直交ミキサ５に入力し、ミキサ5aと5bに
て、局部発振回路６からの信号と90°移相回路5cで90°
移相された信号とによりＩchとＱchのベースバンド信号
に分離され、それぞれベースバンド用のＡＧＣアンプ
７、８で可変増幅され、ＬＰＦ９、10で隣接ch成分を除
去し、Ａ／Ｄコンバータ11、12でディジタル信号に変換
され、復調回路に出力される。そして、ＡＧＣアンプ
７、８の制御電圧とするため、ＬＰＦ９、10からＡ／Ｄ
コンバータ11、12に入力されるＩchとＱchの信号を分岐
し、第２直交ミキサ13に入力し、ミキサ13a と13b に
て、局部発振回路14からの信号と90°移相回路13c で90
°移相された信号とによりミキシングし、加算回路15を
用いて再度合成し、この信号を検波回路16で検波し、得
られたＡＧＣ制御電圧をＡＧＣアンプ７、８に帰還し、
Ａ／Ｄコンバータ11、12に入力される信号のレベルが一
定になるように増幅度を制御する。これにより、Ａ／Ｄ
コンバータは入力信号レベルの変動が抑えられるので、
ビット数に余裕を持たせてダイナミックレンジを広くと
る必要がなく、コストの低減が可能になる。なお、検波
回路16からの信号で装置全体の様々な制御を行い、ま
た、受信信号強度測定部17で検波回路16の出力レベルを
測定し、表示部18に受信信号の強度を表示するようにす
る。
【００１２】なお、第２直交ミキサ13に用いる局部発振
信号に、第１直交ミキサ５に用いる局部発振回路６（Ｐ
ＬＬ局部発振回路）を構成するための基準発振器からの
信号を共用するか、または、基準発振器からの信号の発
振周波数を分周するか、または逓倍した信号を用いるよ
うにしてもよい。
信号に、第１直交ミキサ５に用いる局部発振回路６（Ｐ
ＬＬ局部発振回路）を構成するための基準発振器からの
信号を共用するか、または、基準発振器からの信号の発
振周波数を分周するか、または逓倍した信号を用いるよ
うにしてもよい。
【００１３】図２は、ディジタル多値変調されたＲＦ信
号の送受信を行うトランシーバ等の例で、送信時は、ス
イッチ22、第１、第２、第３スイッチ25、26、30をそれ
ぞれTx（送信）側に切換え、受信時は、これらの各スイ
ッチをそれぞれRx（受信）側に切換える。送信時、ベー
スバンドのＩchおよびＱchの信号はＤ／Ａコンバータ2
3、24でアナログ信号に変換され、第１、第２スイッチ2
5、26を経てベースバンド用のアンプ27、28に入力し、
増幅され、第３直交ミキサ29に入力し、ミキサ29a 、29
b で局部発振回路６からの信号を多値変調して合成し、
ＲＦ信号とし、第３スイッチ30を経てＡＧＣアンプ31で
可変増幅し、アンプ32で増幅し、スイッチ22を経てＢＰ
Ｆ４で帯域外の成分を除去し、送信端子（入出力端子2
1）から出力する。
号の送受信を行うトランシーバ等の例で、送信時は、ス
イッチ22、第１、第２、第３スイッチ25、26、30をそれ
ぞれTx（送信）側に切換え、受信時は、これらの各スイ
ッチをそれぞれRx（受信）側に切換える。送信時、ベー
スバンドのＩchおよびＱchの信号はＤ／Ａコンバータ2
3、24でアナログ信号に変換され、第１、第２スイッチ2
5、26を経てベースバンド用のアンプ27、28に入力し、
増幅され、第３直交ミキサ29に入力し、ミキサ29a 、29
b で局部発振回路６からの信号を多値変調して合成し、
ＲＦ信号とし、第３スイッチ30を経てＡＧＣアンプ31で
可変増幅し、アンプ32で増幅し、スイッチ22を経てＢＰ
Ｆ４で帯域外の成分を除去し、送信端子（入出力端子2
1）から出力する。
【００１４】受信時、入出力端子21からのディジタル多
値変調されたＲＦ信号はＢＰＦ４、スイッチ22、低雑音
アンプ２、３を経て第１直交ミキサ５に入力し、Ｉchと
Ｑchのベースバンド信号に分離され、ベースバンド用の
ＡＧＣアンプ７、８およびＬＰＦ９、10を経てＡ／Ｄコ
ンバータ11、12でディジタル信号に変換され、後段に出
力する。そして、ＬＰＦ９、10からの信号をそれぞれ分
岐し、第１、第２スイッチ25、26を経て送信回路用のベ
ースバンド用のアンプ27、28で増幅し、第３直交ミキサ
29に入力し、上記送信の場合と同様に合成し、この信号
を第３スイッチ30を経て検波回路16に入力し、検波を行
い、得られたＡＧＣ制御電圧をＡＧＣアンプ７、８に帰
還し、Ａ／Ｄコンバータ11、12に入力される信号のレベ
ルが一定になるように増幅度を制御する。これにより、
Ａ／Ｄコンバータは入力信号レベルの変動が抑えられる
ので、図１の場合と同様、ビット数に余裕を持たせてダ
イナミックレンジを広くとる必要がなく、コストの低減
が可能になる。受信信号強度測定部17および表示部18の
動作は図１の場合と同様である。なお、上記では、第１
直交ミキサ５に用いる局部発振回路６を第２直交ミキサ
29用に共用するものとしたが、局部発振回路を別々に設
けてもよい。
値変調されたＲＦ信号はＢＰＦ４、スイッチ22、低雑音
アンプ２、３を経て第１直交ミキサ５に入力し、Ｉchと
Ｑchのベースバンド信号に分離され、ベースバンド用の
ＡＧＣアンプ７、８およびＬＰＦ９、10を経てＡ／Ｄコ
ンバータ11、12でディジタル信号に変換され、後段に出
力する。そして、ＬＰＦ９、10からの信号をそれぞれ分
岐し、第１、第２スイッチ25、26を経て送信回路用のベ
ースバンド用のアンプ27、28で増幅し、第３直交ミキサ
29に入力し、上記送信の場合と同様に合成し、この信号
を第３スイッチ30を経て検波回路16に入力し、検波を行
い、得られたＡＧＣ制御電圧をＡＧＣアンプ７、８に帰
還し、Ａ／Ｄコンバータ11、12に入力される信号のレベ
ルが一定になるように増幅度を制御する。これにより、
Ａ／Ｄコンバータは入力信号レベルの変動が抑えられる
ので、図１の場合と同様、ビット数に余裕を持たせてダ
イナミックレンジを広くとる必要がなく、コストの低減
が可能になる。受信信号強度測定部17および表示部18の
動作は図１の場合と同様である。なお、上記では、第１
直交ミキサ５に用いる局部発振回路６を第２直交ミキサ
29用に共用するものとしたが、局部発振回路を別々に設
けてもよい。
【００１５】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明による受
信機回路によれば、ＡＧＣアンプの増幅度を制御するた
めのＡＧＣ制御電圧をＡ／Ｄコンバータの前から取出
し、ベースバンド用のＡＧＣアンプに帰還するものであ
るから、Ａ／Ｄコンバータの入力信号はレベルの変動が
抑えられるので、Ａ／Ｄコンバータのビット数に余裕を
持たせる必要がなく、コストを低減することができ、か
つ、ＢＥＲ劣化のない精度のよい復調信号を得ることが
できる。また、二つの直交ミキサで局部発振回路を共用
し、また、ダイレクトコンバージョン方式を採用し、Ｒ
Ｆ用のＡＧＣアンプを用いないようにする等により、小
型化し低価格化することが可能になる。
信機回路によれば、ＡＧＣアンプの増幅度を制御するた
めのＡＧＣ制御電圧をＡ／Ｄコンバータの前から取出
し、ベースバンド用のＡＧＣアンプに帰還するものであ
るから、Ａ／Ｄコンバータの入力信号はレベルの変動が
抑えられるので、Ａ／Ｄコンバータのビット数に余裕を
持たせる必要がなく、コストを低減することができ、か
つ、ＢＥＲ劣化のない精度のよい復調信号を得ることが
できる。また、二つの直交ミキサで局部発振回路を共用
し、また、ダイレクトコンバージョン方式を採用し、Ｒ
Ｆ用のＡＧＣアンプを用いないようにする等により、小
型化し低価格化することが可能になる。
【図１】本発明による受信機回路の一実施例の要部ブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】本発明による受信機回路の他の実施例の要部ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】従来の受信機回路の一例の要部ブロック図であ
る。
る。
【図４】従来の受信機回路の他の例の要部ブロック図で
ある。
ある。
１、41 入力端子 ２、３、42 低雑音アンプ ４、44、47 ＢＰＦ ５、13、29 第１、第２、第３直交ミキサ 5a、5b、13a 、13b 、29a 、29b 、45 ミキサ 5c、13c 、29c 90°移相器 ６、14、46、49、62 局部発振回路 ７、８、31 ＡＧＣアンプ ９、10、65、66 ＬＰＦ 11、12、50、51 Ａ／Ｄコンバータ 15 加算回路 16 検波回路 17 受信信号強度測定部 18 表示部 21 入出力端子 22 スイッチ 23、24 Ｄ／Ａコンバータ 25、26、30 第１、第２、第３スイッチ 27、28、32、63、64 アンプ 48、61 直交ミキサ 52 ディジタル処理部
Claims (6)
- 【請求項１】 ディジタル多値変調されたＲＦ信号を入
力し、ＩチャンネルとＱチャンネルのベースバンド信号
に分離する第１直交ミキサと、同第１直交ミキサからの
各ベースバンド信号を可変増幅するＡＧＣアンプと、同
ＡＧＣアンプからの各信号をディジタル信号に変換し復
調回路に出力するＡ／Ｄコンバータとからなるものにお
いて、前記ＡＧＣアンプからの各信号を分岐して合成す
る第２直交ミキサと、同第２直交ミキサからの信号を検
波する検波回路とを設け、同検波回路からの電圧を前記
ＡＧＣアンプに帰還し、同ＡＧＣアンプの出力信号レベ
ルが一定になるように利得制御を行うようにした受信機
回路。 - 【請求項２】 前記第２直交ミキサに用いる局部発振信
号は、前記第１直交ミキサに用いるＰＬＬ局部発振回路
を構成するための基準発振器からの信号を共用するよう
にした請求項１記載の受信機回路。 - 【請求項３】 前記第２直交ミキサに用いる局部発振信
号は、前記第１直交ミキサに用いるＰＬＬ局部発振回路
を構成するための基準発振器からの信号の発振周波数を
分周または逓倍して用いるようにした請求項１記載の受
信機回路。 - 【請求項４】 ディジタル多値変調されたＲＦ信号を入
力し、ＩチャンネルとＱチャンネルのベースバンド信号
に分離する第１直交ミキサと、同第１直交ミキサからの
各ベースバンド信号を可変増幅するＡＧＣアンプと、同
ＡＧＣアンプからの各信号をディジタル信号に変換し復
調回路に出力するＡ／Ｄコンバータとを具えてなる受信
回路部と、ＩチャンネルとＱチャンネルのベースバンド
の送信信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ
と、同Ｄ／Ａコンバータからの各信号を合成し、ＲＦ信
号にし、送信端子に出力する第３直交ミキサとを具えて
なる送信回路部とを設け、ディジタル多値変調されたＲ
Ｆ信号の送信・受信を行うものにおいて、前記第３直交
ミキサからの信号を検波する検波回路と、同第３直交ミ
キサの入力側に、前記ＡＧＣアンプの各出力信号から分
岐された各信号と前記Ｄ／Ａコンバータからの各信号と
を切替える第１、第２スイッチと、前記第３直交ミキサ
からの信号を前記送信端子側と検波回路側とに切替える
第３スイッチとを設け、送信時には、同第１、第２スイ
ッチを同Ｄ／Ａコンバータ側に、同第３スイッチを同送
信端子側にそれぞれ切替え、受信時には同第１、第２ス
イッチを同ＡＧＣアンプ側に、同第３スイッチを同検波
回路側にそれぞれ切替え、同検波回路からの電圧を同Ａ
ＧＣアンプに帰還し、同ＡＧＣアンプの出力信号レベル
が一定になるように利得制御を行うようにした受信機回
路。 - 【請求項５】 前記第１直交ミキサに用いる局部発振回
路を前記第３直交ミキサに用いる局部発振回路に共用す
るようにした請求項４記載の受信機回路。 - 【請求項６】 前記検波回路の出力信号レベルを測定す
る受信信号強度測定部と、同受信信号強度測定部による
測定値を表示する表示部とを設け、同表示部により受信
信号の強度を表示するようにした請求項１、２、３、４
または５記載の受信機回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000352857A JP2002158729A (ja) | 2000-11-20 | 2000-11-20 | 受信機回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000352857A JP2002158729A (ja) | 2000-11-20 | 2000-11-20 | 受信機回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002158729A true JP2002158729A (ja) | 2002-05-31 |
Family
ID=18825698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000352857A Pending JP2002158729A (ja) | 2000-11-20 | 2000-11-20 | 受信機回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002158729A (ja) |
-
2000
- 2000-11-20 JP JP2000352857A patent/JP2002158729A/ja active Pending
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