JP2002157029A

JP2002157029A - 直流安定化電源装置

Info

Publication number: JP2002157029A
Application number: JP2000354346A
Authority: JP
Inventors: Hirohisa Warita; 浩久和里田
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2000-11-21
Filing date: 2000-11-21
Publication date: 2002-05-31

Abstract

(57)【要約】【課題】直流安定化電源装置の消費電力を削減する。【解決手段】ｐｎｐ型のパワートランジスタ１１を駆
動するドライブ用トランジスタ２１ａには、エミッタ面
積の少ないトランジスタｎ１１がカレントミラー接続さ
れており、トランジスタｎ１１および抵抗Ｒ１２には、
パワートランジスタ１１のベース電流Ｉｂに応じ、より
少ない電流Ｉ１２が流れる。ベース電流Ｉｂが通常負荷
のレベルになり、抵抗Ｒ１２での電圧降下が大きくなる
と、ベース電流検出回路３１は、ベース電流Ｉｂに応じ
た電流Ｉ１１を出力し始める。この場合、定電流回路３
３は、過熱保護回路３２へ電流供給を開始する。また、
過熱保護回路３２は、ベース電流検出回路３１からの電
流Ｉ１１に基づいて、過電流を検出する。さらに、定電
流回路３４は、エラーアンプ２３へ追加の駆動電流を供
給し始め、通常負荷に見合った応答速度で動作させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源からの入力電
圧を所定の定電圧に安定化させて、負荷に供給する直流
安定化電源装置に関し、特に、低消費電力で動作可能な
直流安定化電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば、コンピュータのＣＰＵやシステ
ムＬＳＩなど、所定の定電圧で動作する機器へ、直流電
圧を供給するために、従来から、直流安定化電源装置が
広く使用されている。

【０００３】図１２に示すように、上記直流安定化電源
装置１０１は、例えば、商用電源線からの交流電力を整
流する回路や、電池などの電源１０３から供給された電
力を、パワートランジスタ１１１を介して、負荷１０２
へ供給している。その際、エラーアンプ１２３は、出力
電圧Ｖｏｕｔを分圧抵抗１２２ａ・１２２ｂで分圧した
値Ｖａｄｊと、基準電圧発生回路１２４で生成した基準
電圧Ｖｒｅｆとを比較して、両者の誤差がなくなるよう
に、ドライブ用トランジスタ１２１を駆動することで、
上記パワートランジスタ１１１のベース電流Ｉｂを調整
する。さらに、パワートランジスタ１１１は、ベース電
流Ｉｂに応じて出力電流Ｉｏｕｔを制御する。これによ
り、負荷１０２の負荷状態や、電源１０３からの入力電
圧Ｖｉｎが変動しても、直流安定化電源装置１０１は、
出力電圧Ｖｏｕｔを、所定の値Ｖｏに保つことができ
る。なお、上記エラーアンプ１２３は、入力端子Ｔｉｎ
を介して電源１０３から供給される電力で動作してい
る。

【０００４】ここで、上記降圧型の直流安定化電源装置
１０１におけるパワートランジスタ１１１の電力損失Ｗ
は、以下の式（１）に示すように、Ｗ＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）・Ｉｏｕｔ …（１）で示される。したがって、低損失な直流安定化電源装
置、あるいは、入出力間電圧差が小さい直流安定化電源
装置が要求される場合には、パワートランジスタ１１１
として、ｐｎｐ型のパワートランジスタが使用される。
また、多くの出力電流Ｉｏｕｔが必要とされる場合は、
ドライブ用トランジスタ１２１として、ダーリントン接
続されたｎｐｎ型のトランジスタ１２１ａ・１２１ｂが
使用される。

【０００５】また、直流安定化電源装置１０１には、パ
ワートランジスタ１１１を素子破壊から保護するため
に、過熱や過電流を検出した場合、出力電圧Ｖｏｕｔに
拘らず、パワートランジスタ１１１を強制的に遮断する
保護回路が設けられている。

【０００６】一例として、図１２に示す過電流保護回路
１３５では、ドライブ用トランジスタ１２１ａのエミッ
タと、接地端子Ｔｇとの間に、ベース電流検出用の抵抗
Ｒ１０１が設けられており、抵抗Ｒ１０１の電圧降下
が、ｎｐｎ型のトランジスタｎ１０１のしきい値電圧Ｖ
ｂｅ（ｎ１０１）を超えると、当該トランジスタｎ１０
１が導通して、ドライブ用トランジスタ１２１ｂのベー
スを接地する。これにより、過電流が発生したときに、
パワートランジスタ１１１を強制的に遮断して、パワー
トランジスタ１１１を素子破壊から保護できる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成の直流安定化電源装置１０１では、消費電力の削減が
難しいという問題を生ずる。

【０００８】具体的には、上記構成では、ベース電流Ｉ
ｂの流路上に設けられた抵抗Ｒ１０１で、トランジスタ
ｎ１０１をオン／オフ駆動しているため、ベース電流Ｉ
ｂが最大の時点（過電流と検出する時点）において、抵
抗Ｒ１０１での電圧降下（Ｉｂ・Ｒ１０１）が、しきい
値電圧Ｖｂｅ（ｎ１０１）、すなわち、約０．７Ｖ程度
になるように、抵抗Ｒ１０１の抵抗値を設定する必要が
ある。したがって、当該抵抗Ｒ１０１にて、Ｉｂ²・Ｒ
１０１の電力が、常時、消費されてしまう。なお、本明
細書中では、説明の便宜上、抵抗の抵抗値を、抵抗と同
じ参照符号で説明する。

【０００９】また、直流安定化電源装置１０１が正常動
作可能な入力電圧Ｖｉｎの最小値Ｖｉｎ（ｍｉｎ）は、
以下の式（２）に示すように、Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＝Ｖｂｅ（ｎ１０１）＋Ｖｂｅ（１２１ａ）＋Ｖｂｅ（１２１ｂ）＋ α ≒ ０．７＋０．９＋０．７＋０．３〔Ｖ〕 ≒ ２．６〔Ｖ〕 …（２）となる。なお、Ｖｂｅ（）は、（）内のトランジスタの
ベース−エミッタ間電圧であり、αは、エラーアンプ１
２３に必要な電圧である。

【００１０】ここで、近年のＣＰＵは、動作速度の向上
と消費電力削減との双方を実現するために、電源電圧が
低下している。したがって、これらのＣＰＵやシステム
ＬＳＩなどの機器では、例えば、１．２〔Ｖ〕以下の入
力電圧が必要とされることも少なくない。

【００１１】ところが、上記の構成では、上述したよう
に、最小入力電圧Ｖｉｎ（ｍｉｎ）が２．６〔Ｖ〕に達
するため、出力電圧を１．２〔Ｖ〕設定とした場合、入
出力間電圧差が１．４〔Ｖ〕となる。この場合、上述の
式（１）で算出される直流安定化電源装置１０１の消費
電力を削減することが難しく、例えば、出力電流Ｉｏｕ
ｔが１〔Ａ〕の場合、パワートランジスタ１１１の消費
電力だけでも、１．４〔Ｗ〕にも達してしまう。

【００１２】ここで、ベース電流検出用の抵抗における
電圧降下を削減して、直流安定化電源装置の消費電力を
削減するために、例えば、図１３に示す直流安定化電源
装置１０１ａも使用されている。当該直流安定化電源装
置１０１ａは、ベース電流検出用の抵抗Ｒ１０１での電
圧降下が０．３〔Ｖ〕〜０．４〔Ｖ〕程度でも、パワー
トランジスタ１１１を遮断可能な回路であり、過電流保
護回路１３５ａには、ｎｐｎ型のトランジスタｎ１１１
・ｎ１１２からなるカレントミラー回路が設けられてい
る。

【００１３】当該カレントミラー回路の入力端としての
トランジスタｎ１１１のコレクタには、互いにカレント
ミラー接続されたｐｎｐ型のトランジスタｐ１２１〜ｐ
１２５からなる定電流回路１３３から、所定の定電流が
印加される。一方、出力端としてのトランジスタｎ１１
２のコレクタは、エラーアンプ１２３の出力端Ｏに接続
されている。

【００１４】また、トランジスタｎ１１２のエミッタ
は、分圧用の抵抗Ｒ１１１・Ｒ１１２の接続点に接続さ
れており、抵抗Ｒ１１１・Ｒ１１２は、上記基準電圧発
生回路１２４で生成された基準電圧Ｖｒｅｆが、ｐｎｐ
型のトランジスタｐ１１３およびｎｐｎ型のトランジス
タｎ１１４を介して与えられると、当該基準電圧Ｖｒｅ
ｆを分圧して、０．３〔Ｖ〕〜０．４〔Ｖ〕の電圧Ｖａ
を生成し、トランジスタｎ１１２のエミッタに印加して
いる。

【００１５】一方、トランジスタｎ１１１のエミッタ
は、ベース電流検出用の抵抗Ｒ１０１と、ドライブ用ト
ランジスタ１２１ａとの接続点に接続されている。ま
た、抵抗Ｒ１０１の抵抗値は、過電流検出時における電
圧降下が、電圧Ｖａと同じになるように設定されてい
る。

【００１６】上記構成において、短絡などが発生して、
パワートランジスタ１１１のベース電流Ｉｂが増加し、
抵抗Ｒ１０１での電圧降下（Ｉｂ・Ｒ１０１）が上記電
圧Ｖａを超過すると、トランジスタｎ１１１およびｎ１
１２からなるカレントミラー回路が動作を開始する。こ
れにより、エラーアンプ１２３の出力から、定電流回路
１３３から供給される電流量と同じ量の電流が当該カレ
ントミラー回路に引き込まれ、エラーアンプ１２３の出
力が低下して、過電流保護がかかる。

【００１７】当該構成では、図１２に示す直流安定化電
源装置１０１とは異なり、ベース電流Ｉｂの流路上の抵
抗Ｒ１０１における電圧降下が、０．３〔Ｖ〕〜０．４
〔Ｖ〕程度のしきい値を超えた時点で、パワートランジ
スタ１１１を遮断できる。

【００１８】したがって、ベース電流Ｉｂが同じとする
と、抵抗Ｒ１０１の抵抗値を削減でき、抵抗Ｒ１０１で
の消費電力（Ｉｂ・Ｒ１０１）を削減できる。また、直
流安定化電源装置１０１ａの最小入力電圧Ｖｉｎ（ｍｉ
ｎ）は、以下の式（３）に示すように、Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＝Ｖａ＋Ｖｂｅ（１２１ａ）＋Ｖｂｅ（１２１ｂ）＋ α ≒ ０．３＋０．９＋０．７＋０．３〔Ｖ〕 ≒ ２．２〔Ｖ〕 …（３）となり、パワートランジスタ１１１での消費電力も、上
述と同じ数値例（１．２〔Ｖ〕かつ１〔Ａ〕出力）を使
った場合で、１〔Ｗ〕と削減できる。

【００１９】また、図１３では、過熱保護回路１３２も
設けられている。当該過熱保護回路１３２では、上記基
準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ１３１・Ｒ１３２で分圧した電
圧Ｖｂが、ｎｐｎ型のトランジスタｎ１３１に印加され
ている。電圧Ｖｂは、トランジスタｎ１３１のしきい値
電圧Ｖｂｅ（ｎ１３１）の温度特性に応じて設定され、
所望の設定温度（過熱と判断する温度）になると、トラ
ンジスタｎ１３１が導通するように設定される。

【００２０】例えば、パワートランジスタ１１１を高出
力で連続運転するなどして、パワートランジスタ１１１
の温度が上昇すると、トランジスタｎ１３１の温度も上
昇して、トランジスタｎ１３１のしきい値電圧Ｖｂｅ
（ｎ１３１）が低下する。トランジスタｎ１３１の温度
が上述の設定温度に達して、しきい値Ｖｂｅ（ｎ１３
１）が上記定電圧Ｖｂを下回ると、トランジスタｎ１３
１が導通して、トランジスタｎ１３２を遮断する。な
お、トランジスタｎ１３１およびｎ１３２のコレクタに
は、上記定電流回路１３３から定電流が供給されてい
る。

【００２１】さらに、トランジスタｎ１３２が遮断され
ると、トランジスタｎ１３３が導通して、エラーアンプ
１２３の出力が接地され、発熱源としてのパワートラン
ジスタ１１１が強制的に遮断される。この結果、温度上
昇が抑制され、パワートランジスタ１１１を過熱による
素子破壊から保護できる。

【００２２】ところで、上記構成の直流安定化電源装置
１０１ａでは、ベース電流検出用の抵抗Ｒ１０１の電圧
降下量と、最小入力電圧Ｖｉｎ（ｍｉｎ）とが低減され
ているので、当該パワートランジスタ１１１および抵抗
Ｒ１０１における消費電力が削減されている。

【００２３】ところが、上記回路構成では、過電流保護
回路１３５ａおよび過熱保護回路１３２の双方に、定電
流回路１３３から定電流が供給されており、過熱および
過電流が発生していない間であっても、所定の電力が消
費されている。

【００２４】この消費電力を削減するために、例えば、
特開平２０００−１１２５４０号では、過電流や過熱を
検出する必要がない軽負荷状態の場合に、上記定電流回
路１３３による電流供給を停止させる直流安定化電源装
置が開示されている。当該直流安定化電源装置の過電流
保護回路として、図１３に示す過電流保護回路１３５ａ
を使用するとすると、図１４に示す直流安定化電源装置
１０１ｂとなる。具体的には、例えば、上記抵抗Ｒ１０
１とトランジスタ１２１（１２１ｂ）との間に、抵抗Ｒ
１４１が配されており、ベース電流Ｉｂが増加して、抵
抗Ｒ１４１のトランジスタ１２１側端部の電圧（Ｉｂ・
（Ｒ１４１＋Ｒ１０１））が、所定のしきい値を下回っ
ている場合、ベース電流検出回路１３１は、負荷１０２
の負荷状態が軽負荷であると判定して、定電流回路１３
３ｂを停止させる。これにより、軽負荷時における両保
護回路１３５ａ・１３２は、電力を消費することなく、
動作停止する。この結果、直流安定化電源装置１０１ｂ
の消費電力を削減できる。

【００２５】しかしながら、図１４の構成では、図１３
の構成と比較して、ベース電流Ｉｂの流路上に配される
抵抗の抵抗値の合計が増えるため、軽負荷時における保
護回路１３５ａ・１３２の消費電力を大きく削減できる
一方で、当該抵抗における消費電力は、軽負荷の期間お
よび通常負荷の期間の双方で増大してしまう。また、抵
抗値の合計が増えるため、最小入力電圧Ｖｉｎ（ｍｉ
ｎ）の低減が難しい。したがって、軽負荷の期間が短い
場合や、負荷１０２への入力電圧（Ｖｏ）が低い場合な
どには、十分に消費電力を低減できない虞れがある。

【００２６】一方、ＣＰＵやシステムＬＳＩなどの機器
では、動作周波数の増加と低電圧動作化とが、益々進ん
でおり、出力電圧が低い場合であっても、消費電力の少
ない直流安定化電源装置が強く要望されている。

【００２７】本発明は、上記の問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、低消費電力で動作可能な直流
安定化電源装置を実現することにある。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明に係る直流安定化
電源装置は、入力端子および出力端子間に介在する電力
制御素子と、上記電力制御素子の出力電圧に応じて変化
する検出信号の値と所定の値との誤差を検出する誤差増
幅器と、当該誤差増幅器の指示に応じて、上記電力制御
素子の出力電圧が所定の値となるように、上記電力制御
素子を制御する制御手段とを有する直流安定化電源装置
において、上記課題を解決するために、負荷状態を検出
する負荷状態検出手段と、負荷状態が軽負荷の場合、重
負荷の場合に比べて、上記誤差増幅器の電流駆動能力を
低く制御する駆動能力設定手段とを備えていることを特
徴としている。

【００２９】上記構成によれば、軽負荷になると、駆動
能力設定手段によって、誤差増幅器の電流駆動能力が、
重負荷の場合よりも小さくなる。ここで、一般に、電気
（電子）回路では、回路の容量成分の存在によって、電
流駆動能力を大きくすると、応答速度が向上する一方
で、消費電力が増大する傾向がある。また、電流駆動能
力を低く設定すると、応答速度が低下するものの、消費
電力を削減できる。したがって、誤差増幅器の電流駆動
能力を重負荷時よりも低く設定することで、重負荷時よ
りも消費電力を削減できる。

【００３０】一方、軽負荷時において、誤差増幅器の電
流駆動能力が低くなると、誤差の変化に対する、誤差増
幅器の応答速度は、遅くなる。ところが、軽負荷時に
は、重負荷時よりも、負荷の消費電力が少ないので、負
荷変動に起因する出力電圧変動の速度も、重負荷時より
遅くなっている。したがって、誤差増幅器の応答速度が
遅くても、何ら支障なく、出力電圧を所定の値に保つこ
とができる。

【００３１】これらの結果、出力電圧の安定化を阻害す
ることなく、直流安定化電源装置の消費電力を削減でき
る。なお、負荷状態検出手段や駆動能力設定手段を設け
ることで、設けない場合よりも消費電力が微増したとし
ても、直流安定化電源装置は、重負荷の期間が軽負荷の
期間よりも短いことが多いので、軽負荷時における消費
電力の大幅減の方が、重負荷時における消費電力の微増
に比べて、全期間に渡る直流安定化電源装置の消費電力
低減への寄与が大きい。

【００３２】また、本発明に係る直流安定化電源装置
は、上記課題を解決するために、上記駆動能力設定手段
に代えて、負荷状態が軽負荷の場合、重負荷の場合に比
べて、上記誤差増幅器の応答速度を低く設定する応答速
度設定手段を備えていてもよい。

【００３３】当該構成によれば、軽負荷時になると、応
答速度設定手段によって、誤差増幅器の応答速度が低く
設定される。ここで、一般に、電気（電子）回路では、
回路の容量成分の存在によって、応答速度を向上しよう
とすると、大きな電流駆動能力が必要となり、消費電力
が増大する。一方、低い応答速度でよければ、必要な消
費電力を低減しやすい。また、上述したように、軽負荷
時には、応答速度が低くても、出力電圧を所定の値に維
持できる。したがって、軽負荷時に誤差増幅器の応答速
度を低く設定することで、出力電圧の安定化を阻害する
ことなく、直流安定化電源装置の消費電力を削減でき
る。

【００３４】さらに、本発明に係る直流安定化電源装置
は、上記課題を解決するために、上記誤差増幅器が差動
入力対を含んでいると共に、上記駆動能力設定手段に代
えて、負荷状態が軽負荷の場合、重負荷の場合に比べ
て、上記差動入力対に流れる電流の合計を制限する電流
調整手段を備えていてもよい。

【００３５】当該構成によれば、軽負荷になると、電流
調整手段によって、誤差増幅器の差動入力対に流れる電
流の合計が重負荷の場合よりも小さくなり、軽負荷時の
消費電力を削減できる。ここで、差動入力対に流れる電
流の合計が少なくなると、差動入力対の電流駆動能力が
小さくなるので、誤差増幅器において、誤差の変化に対
する応答速度が遅くなる。ところが、上述したように、
軽負荷時には、応答速度が低くても、出力電圧を所定の
値に維持できる。したがって、軽負荷時に、誤差増幅器
の差動入力対に流れる電流の合計を制限することで、出
力電圧の安定化を阻害することなく、直流安定化電源装
置の消費電力を削減できる。

【００３６】また、上記各構成に加えて、上記電力制御
素子は、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタで構成さ
れ、上記制御手段は、上記電力制御素子のベース電流を
制御するドライブ用トランジスタを備えていると共に、
上記負荷状態検出手段は、上記ドライブ用トランジスタ
にカレントミラー接続され、当該ドライブ用トランジス
タよりもエミッタ面積が狭く設定された検出用トランジ
スタと、当該検出用トランジスタを流れる検出用電流を
電圧に変換する検出用抵抗と、変換された電圧が所定の
しきい値を下回っている場合、軽負荷と判定する判定部
とを含んでいる方が望ましい。

【００３７】当該構成において、ドライブ用トランジス
タと検出用トランジスタとは、互いにカレントミラー接
続されており、しかも、検出用トランジスタの方がエミ
ッタ面積が狭く設定されている。したがって、検出用ト
ランジスタを流れる検出用電流の電流量は、ベース電流
よりも少なく、しかも、例えば、比例など、ベース電流
に応じた値となる。当該検出用電流は、検出用抵抗で電
圧に変換され、当該電圧が所定のしきい値を超えている
か否かで、重負荷／軽負荷が判定される。

【００３８】ここで、電力制御素子のベース電流が検出
用抵抗を流れる従来技術では、検出用抵抗を流れる電流
量は、電力制御素子の駆動に十分な程度に大きく設定す
る必要があるので、検出用抵抗での消費電力を削減する
ことが難しい。

【００３９】これに対して、上記本願発明の構成では、
ドライブ用トランジスタにカレントミラー接続された検
出用トランジスタによって、ベース電流に応じ、しか
も、ベース電流よりも電流量の少ない検出用電流を作成
し、当該検出用電流が検出用抵抗を流れている。この結
果、負荷の軽重を検出用抵抗を用いて判定しているにも
拘らず、上記従来技術に比べて、検出用抵抗で消費する
電力を削減でき、直流安定化電源装置全体の消費電力を
削減できる。

【００４０】また、上記従来技術では、ベース電流の流
路に検出用抵抗が配されているため、電力制御素子のベ
ース電位は、検出用抵抗の電圧降下分だけ押し上げら
れ、電力制御素子が動作可能な入力電圧の下限も、当該
電圧降下分だけ上昇する。

【００４１】これに対して、上記本願発明の構成では、
ベース電流の流路から検出用抵抗を除外できるので、上
記従来技術よりも、電力制御素子のベース電位を低く設
定できる。この結果、より低い入力電圧で動作でき、消
費電力の低い直流安定化電源装置を実現できる。

【００４２】一方、本発明に係る直流安定化電源装置
は、入力端子および出力端子間に介在し、ｐｎｐ型のバ
イポーラトランジスタで構成された電力制御素子と、上
記電力制御素子の出力電圧に応じて変化する検出信号の
値と所定の値との誤差を検出する誤差増幅器と、上記電
力制御素子のベース電流を制御するドライブ用トランジ
スタを備え、当該誤差増幅器の指示に応じて、上記電力
制御素子の出力電圧が所定の値となるように、上記電力
制御素子を制御する制御手段と、上記電力制御素子のベ
ース電流を検出して、負荷状態を検出する負荷状態検出
手段とを有する直流安定化電源装置において、上記課題
を解決するために、以下の手段を講じたことを特徴とし
ている。

【００４３】すなわち、上記負荷状態検出手段は、上記
ドライブ用トランジスタとカレントミラー接続され、当
該ドライブ用トランジスタよりもエミッタ面積が狭く設
定された検出用トランジスタと、当該検出用トランジス
タを流れる検出用電流を電圧に変換する検出用抵抗と、
変換された電圧が所定のしきい値を下回っている場合、
軽負荷と判定する判定部とを備えていることを特徴とし
ている。

【００４４】当該構成では、上述の判定部を有する直流
安定化電源装置と同様に、ドライブ用トランジスタにカ
レントミラー接続された検出用トランジスタによって、
ベース電流に応じ、しかも、ベース電流よりも電流量の
少ない検出用電流を作成して、当該検出用電流を検出用
抵抗で電圧に変換した後、当該電圧によって、軽負荷か
否かを判定している。したがって、負荷の軽重に拘ら
ず、負荷状態の検出に要する電力消費も削減できる。加
えて、上述の判定部を有する直流安定化電源装置と同様
に、ベース電流の流路上から、ベース電流の流路から検
出用抵抗を除外できるので、上記従来技術よりも、電力
制御素子のベース電位を低く設定できる。したがって、
直流安定化電源装置は、より低い入力電圧で動作でき
る。これらの結果、負荷状態を検出できるにも拘らず、
消費電力の低い直流安定化電源装置を実現できる。

【００４５】また、上記構成に加えて、上記電力制御素
子を過熱または過電流から保護する保護手段と、上記負
荷状態検出手段が軽負荷と判定した場合に、上記保護手
段への電力供給を遮断する電力供給制御手段とを備えて
いる方が望ましい。

【００４６】当該構成によれば、軽負荷と判定される
と、電力供給制御手段が、保護手段への電力供給を遮断
するので、軽負荷時の消費電力を削減できる。また、軽
負荷時には、直流安定化電源装置の出力電力（負荷の消
費電力）が小さいので、過電流や過熱が発生しない。し
たがって、軽負荷時に、過熱および過電流の少なくとも
一方からの保護手段を停止させても、何ら支障なく、電
力制御素子を過熱および過電流から保護でき、電力制御
素子、および、直流安定化電源装置に接続された機器を
破壊から保護できる。なお、軽負荷の状態で短絡などが
発生すると、過電流によって電力制御素子が素子破壊さ
れる前に、上記検出用電流が上記しきい値を超える程度
にベース電流が増加して、保護手段が動作を再開するの
で、電力制御素子や上記機器を破壊から保護できる。

【００４７】また、上記保護手段が過電流保護回路の場
合、上記構成に加えて、上記電力供給制御手段は、上記
検出用電流が所定の値を超えた場合にのみ、当該検出用
電流に応じた量の過電流検出用電流を出力すると共に、
上記過電流検出保護回路は、過電流検出用電流を電圧に
変換する過電流検出用抵抗と、変換された電圧が所定の
しきい値を上回っている場合、過電流と判定する過電流
判定部とを備えている方が望ましい。

【００４８】当該構成において、負荷の消費電力が大き
くなって、検出用電流が所定の値を超える程度に、電力
制御素子のベース電流が増大すると、電力供給制御手段
は、検出用電力に応じた量の過電流検出用電流を出力す
る。さらに、過電流保護回路において、当該過電流検出
用電流は、過電流検出用抵抗によって電圧に変換され、
過電流判定部が当該電圧としきい値とを比較して、過電
流か否かを判定する。

【００４９】過電流保護回路が動作中に、負荷の消費電
力が、さらに増大して、ベース電流が増大すると、それ
に伴って、検出用電流および過電流検出電流も増大す
る。そして、過電流検出用電流を変換した電圧が、しき
い値を超えると、過電流判定部が過電流と判定し、例え
ば、電力制御素子の出力電圧に拘らず、電力制御素子の
ベース電流を抑制するなどして、電力制御素子を素子破
壊から保護する。

【００５０】ここで、過電流検出用電流は、軽負荷時に
は、流れていない。したがって、過電流検出用抵抗で電
流を電圧に変換して過電流か否かを判定しているにも拘
らず、軽負荷時には、過電流検出用抵抗での電力消費が
発生せず、直流安定化電源装置の消費電力を削減でき
る。

【００５１】さらに、上述の検出用電流と同様、過電流
検出用電流は、ベース電流の変化に伴って変化するもの
の、ベース電流とは別の電流なので、ベース電流の流路
上から、過電流検出用抵抗を除外できる。したがって、
過電流を検出しているにも拘らず、直流安定化電源装置
は、より低い入力電圧で動作でき、消費電力を削減でき
る。

【００５２】また、特に、直流安定化電源装置の出力電
圧が低く、出力電流が大きい場合には、上述のドライブ
用トランジスタを有する構成に加えて、上記制御手段
は、上記誤差増幅器の出力に応じ、当該誤差増幅器の電
流駆動能力よりも大きな電流駆動能力で、上記ドライブ
用トランジスタを駆動する電流増幅手段を含み、さら
に、上記入力端子とは別に、上記誤差増幅器の駆動電力
を供給するための電力供給端子が設けられている方が望
ましい。

【００５３】当該構成では、電流増幅手段がドライブ用
トランジスタを駆動しているので、ドライブ用トランジ
スタおよび電力制御素子の直流電流増幅率が同じであっ
ても、出力電流の大きな直流安定化電源装置を実現でき
る。

【００５４】ここで、比較の対象として、例えば、電力
制御素子にトランジスタをダーリントン接続するなどし
て、電流を増幅する手段をドライブ用トランジスタと電
力制御素子との間に設けると、上記本発明の構成と同じ
く、直流安定化電源装置の出力電流を増大できるが、こ
の場合は、上記手段の追加によって、電力制御素子単体
で使用する場合と比べて、直流安定化電源装置の入力電
圧の下限値や、入出力間の電位差が増加してしまうの
で、直流安定化電源装置の消費電力が増大する虞れがあ
る。

【００５５】ところが、本発明の構成では、誤差増幅器
とドライブ用トランジスタとの間に電流増幅手段が設け
られているので、上記比較対象と比べて、電力制御素子
が動作可能な入力電圧の下限値、および、入出力間の電
位差を低く設定できる。

【００５６】なお、電流増幅手段によって、上記比較対
象と比べて、電力制御素子のベース電流が増大している
が、上述したように、ベース電流の流路から負荷などの
検出用の抵抗成分を除去できるので、ベース電流が増加
しても、消費電力の増大を抑制できる。

【００５７】ここで、誤差増幅器とドライブ用トランジ
スタとの間に電流増幅手段が設けられているので、誤差
増幅器の電源電圧の下限を低下させることは難しい。し
たがって、入力端子から供給される電力によって、誤差
増幅器が動作している場合、入力電圧を低く設定するこ
とができない。ところが、上記本発明の構成では、入力
端子とは別に、誤差増幅器の電力供給用の電力供給端子
が設けられているので、誤差増幅器の電源電圧に拘ら
ず、入力電圧を低下させることができる。

【００５８】これらの結果、負荷が要求する出力電圧、
すなわち、直流安定化電源装置が保つべき出力電圧が低
い場合であっても、直流安定化電源装置の入出力電位差
を削減できる。この結果、出力電流が多く、しかも、消
費電力の少ない直流安定化電源装置を実現できる。

【００５９】なお、上述したように、電流増幅手段の追
加によって、誤差増幅器など、電力制御素子の制御回路
の動作電圧を低くすることは難しくなるが、電力制御素
子は、制御回路に比べて、パワーがかかっており、素子
自体を流れる電流量が多いため、電力損失が多くなりが
ちである。また、制御回路の方が回路構成が複雑であ
り、電流増幅手段を設けなくても精度や増幅率など他の
要因から動作電圧を低くできないことが多い。したがっ
て、電力制御素子の入力電圧を低下させて、消費電力を
削減する方が、直流安定化電源装置全体の消費電力を削
減できる。

【００６０】

【発明の実施の形態】本発明の一実施形態について図１
ないし図１１に基づいて説明すると以下の通りである。
すなわち、図１に示すように、本実施形態に係る直流安
定化電源装置１は、出力端子Ｔｏｕｔから負荷２へ印加
する出力電圧Ｖｏｕｔが、所定の定電圧Ｖｏとなるよう
に、例えば、電池などの電源３から供給される電力を安
定化して出力する装置であって、例えば、コンピュータ
のＣＰＵ（Central ProcessingUnit ）やシステムＬＳ
Ｉなどの機器へ、所定の定電圧を供給する際の電源とし
て、好適に使用されている。

【００６１】本実施形態に係る直流安定化電源装置１
は、実装を容易にするために１パッケージ化されてお
り、電源３からの入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子
Ｔｉｎと上記出力端子Ｔｏｕｔとの間に設けられたｐｎ
ｐ型のパワートランジスタ１１、並びに、当該パワート
ランジスタ１１のベース電流を上記出力電圧Ｖｏｕｔに
応じて制御する制御用ＩＣ１２が、１つのパッケージＰ
ＫＧに封止されている。なお、上記パワートランジスタ
１１が特許請求の範囲に記載の電力制御素子およびバイ
ポーラトランジスタに対応し、制御用ＩＣ１２が制御手
段に対応する。

【００６２】上記制御用ＩＣ１２には、上記パワートラ
ンジスタ１１のベースに接続され、互いにダーリントン
接続されたｎｐｎ型のドライブ用トランジスタ２１ａ・
２１ｂと、上記出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して、分圧値Ｖ
ａｄｊを生成する抵抗２２ａ・２２ｂと、当該両抵抗２
２ａ・２２ｂによる分圧値Ｖａｄｊと、予め定められた
基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、両者が一致するよう
に、上記両トランジスタ２１ａ・２１ｂの制御端子とな
るトランジスタ２１ｂのベース電位を制御するエラーア
ンプ（誤差増幅器）２３と、上記基準電圧Ｖｒｅｆを生
成する基準電圧発生回路２４とを備えている。なお、上
記トランジスタ２１ａが、特許請求の範囲に記載のドラ
イブ用トランジスタに対応し、トランジスタ２１ｂが電
流増幅手段に対応する。

【００６３】上記両抵抗２２ａ・２２ｂの抵抗値および
上記基準電圧Ｖｒｅｆは、安定化する際の目標となる定
電圧Ｖｏを両抵抗２２ａ・２２ｂで分圧したときの分圧
値Ｖａｄｊが、基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように設定
される。なお、パワートランジスタ１１のエミッタは、
上記入力端子Ｔｉｎに接続されており、コレクタは、出
力端子Ｔｏｕｔに接続されている。また、上記トランジ
スタ２１ｂのエミッタは、トランジスタ２１ａのベース
に接続されており、トランジスタ２１ａのエミッタは、
接地端子Ｔｇを介して接地されている。さらに、トラン
ジスタ２１ｂのコレクタは、電源ラインＬ１に接続され
ており、トランジスタ２１ａのコレクタは、パワートラ
ンジスタ１１のベースに接続されている。

【００６４】上記エラーアンプ２３は、例えば、図２に
示すように、差動入力対としてのｎｐｎ型のトランジス
タｎ１・ｎ２を備えており、それぞれのベースには、上
記基準電圧Ｖｒｅｆおよび分圧値Ｖａｄｊが、各々印加
されている。これにより、トランジスタｎ１には、基準
電圧Ｖｒｅｆに応じた量のコレクタ電流が流れ、トラン
ジスタｎ２には、分圧値Ｖａｄｊに応じたコレクタ電流
が流れる。また、上記両トランジスタｎ１・ｎ２のエミ
ッタは、互いに接続された後、抵抗Ｒ１を介して接地さ
れており、抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ１で規定さ
れる量の定電流Ｉ１＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｂｅ（ｎ１））／
Ｒ１を、両トランジスタｎ１・ｎ２のエミッタへ供給で
きる。

【００６５】本実施形態に係る直流安定化電源装置１で
は、詳細は後述するように、通常負荷状態の間、上記入
力対ｎ１・ｎ２の両エミッタには、定電流回路３４から
追加の定電流Ｉ２が供給され、上記定電流Ｉ１と合わせ
て、合計Ｉ１＋Ｉ２の電流が供給される。一方、軽負荷
状態の間は、定電流Ｉ２の供給が停止され、上記入力対
ｎ１・ｎ２は、上記定電流Ｉ１で駆動される。したがっ
て、上記定電流Ｉ１は、エラーアンプ２３の電流駆動能
力が、軽負荷時における出力電圧Ｖｏｕｔの変動をキャ
ンセル可能な電流駆動能力となるように設定されてお
り、例えば、抵抗Ｒ１の抵抗値を大きく設定するなどし
て、通常負荷時に必要な電流よりも少ない値に設定され
ている。

【００６６】さらに、エラーアンプ２３には、互いにカ
レントミラー接続されたｐｎｐ型のトランジスタｐ３・
ｐ４が設けられており、トランジスタｎ１のコレクタ電
流と同量の電流を、トランジスタｐ４のコレクタから出
力できる。同様に、ｐｎｐ型のトランジスタｐ５・ｐ６
からなるカレントミラー回路が設けられており、上記ト
ランジスタｎ２のコレクタ電流と同量の電流が、トラン
ジスタｐ６のコレクタから出力される。

【００６７】また、エラーアンプ２３には、互いに、カ
レントミラー接続されたｎｐｎ型のトランジスタｎ７・
ｎ８が設けられており、トランジスタｎ７のコレクタ
は、上記トランジスタｐ６のコレクタに接続されてい
る。また、トランジスタｎ８のコレクタは、上記トラン
ジスタｐ４のコレクタに接続されている。ただし、両ト
ランジスタｎ７・ｎ８のベースは、抵抗Ｒ２を介して接
続されており、入力端となるトランジスタｎ７のコレク
タは、トランジスタｎ７のベースに接続されている。ま
た、トランジスタｎ８のベースとコレクタとは、コンデ
ンサＣ１を介して接続されている。

【００６８】上記構成では、トランジスタｎ８のコレク
タからは、トランジスタｎ１のコレクタ電流と同量の電
流が引き込まれ、トランジスタｐ４のコレクタからは、
トランジスタｎ２のコレクタ電流と同量の電流が出力さ
れる。この結果、エラーアンプ２３の出力端Ｏとしての
トランジスタｐ４・ｎ８の接続点からは、分圧値Ｖａｄ
ｊに対する基準電圧Ｖｒｅｆの差（Ｖｒｅｆ−Ｖａｄ
ｊ）に応じた量の電流が出力される。これにより、エラ
ーアンプ２３は、基準電圧Ｖｒｅｆと分圧値Ｖａｄｊと
の差に応じて、ドライブ用トランジスタ２１ａ・２１ｂ
を駆動できる。なお、エラーアンプ２３の電流駆動能力
は、入力対ｎ１・ｎ２のエミッタ電流の合計に応じて決
定される。

【００６９】ここで、図１に示す直流安定化電源装置１
において、例えば、負荷２の負荷状態が、それまでより
も軽くなったり、電源３からの入力電圧Ｖｉｎが、それ
までよりも高くなるなどして、出力端子Ｔｏｕｔの出力
電圧Ｖｏｕｔが僅かに上昇すると、上記分圧値Ｖａｄｊ
が基準電圧Ｖｒｅｆよりも僅かに大きくなる。これによ
り、エラーアンプ２３は、分圧値Ｖａｄｊの方が大きい
と判定して、ドライブ用トランジスタ２１ｂのベース電
位を低下させる。したがって、ドライブ用トランジスタ
２１ａを通過する電流、すなわち、パワートランジスタ
１１のベース電流Ｉｂが減少する。ここで、パワートラ
ンジスタ１１の出力電流Ｉｏｕｔは、パワートランジス
タ１１の直流電流増幅率をｈｆｅとすると、Ｉｄ・ｈｆ
ｅなので、ベース電流Ｉｂの減少に伴って、パワートラ
ンジスタ１１の出力電流Ｉｏｕｔが少なくなり、出力電
圧Ｖｏｕｔが低下する。

【００７０】これとは逆に、負荷２の負荷状態が重くな
ったり、入力電圧Ｖｉｎが低下するなどして、出力電圧
Ｖｏｕｔが僅かに減少しようとすると、エラーアンプ２
３がドライブ用トランジスタ２１のベース電位を増大さ
せて、パワートランジスタ１１のベース電流Ｉｂを増加
させる。これにより、出力電流Ｉｏｕｔが増加して、出
力電圧Ｖｏｕｔが増加する。

【００７１】ここで、エラーアンプ２３が分圧値Ｖａｄ
ｊの変動によって出力電圧Ｖｏｕｔの変動を検出する際
の精度、および、直流安定化電源装置１が出力電圧Ｖｏ
ｕｔの変動を打ち消すように出力電流Ｉｏｕｔを制御す
る際の応答速度は、入力電圧Ｖｉｎや負荷２の負荷状態
の変動などに起因する出力電圧Ｖｏｕｔの変動が、負荷
２の動作に影響しないように、十分高精度かつ高速に設
定されている。したがって、直流安定化電源装置１は、
入力電圧Ｖｉｎや負荷２の負荷状態の変動に拘らず、所
定の定電位Ｖｏを負荷２に印加し続けることができる。

【００７２】さらに、制御用ＩＣ１２には、上記基準電
圧発生回路２４の電源として、当該基準電圧発生回路２
４へ所定の定電流を供給する定電流回路２５と、後述す
る過熱および過電流保護回路３２・３５のいずれかが保
護動作を指示した場合、あるいは、制御端子Ｔｃを介し
て外部から、直流安定化電源装置１の動作停止が指示さ
れた場合に、上記定電流回路２５を動作停止させるオン
／オフ回路２６とが設けられている。また、上記定電流
回路２５は、入力端子Ｔｉｎから供給された電力で動作
している。これにより、過熱や過電流が検出された場
合、あるいは、外部から動作停止が指示された場合、基
準電圧発生回路２４への電力供給が停止され、基準電圧
発生回路２４での電力消費が防止される。なお、基準電
圧発生回路２４の動作停止に伴って、基準電圧Ｖｒｅｆ
が低下すると、出力電圧Ｖｏｕｔが高い場合と同様に、
パワートランジスタ１１のベース電流Ｉｂが制限され、
パワートランジスタ１１を遮断できる。

【００７３】ここで、本実施形態に係る直流安定化電源
装置１では、消費電力を削減するために、パワートラン
ジスタ１１のベース電流Ｉｂの流路上に抵抗を設けるこ
となく、ベース電流Ｉｂが所定のレベルを超えているか
否かを判定し、所定のレベルを超えている場合にのみ、
ベース電流Ｉｂに応じた電流Ｉ１１を出力するベース電
流検出回路３１と、電流Ｉ１１に基づいて負荷２の負荷
状態が所定のレベルを超えている場合と判定した場合に
のみ、保護手段の１つとしての過熱保護回路３２へ電流
を供給する定電流回路（電力供給制御手段）３３と、上
記電流Ｉ１１に基づいて負荷状態が所定のレベルを超え
ている場合にのみ、エラーアンプ２３へ駆動電流を供給
して、エラーアンプ２３の駆動電流を増大させる定電流
回路３４と、上記電流Ｉ１１を電源にすると共に、上記
電流Ｉ１１に基づいて、パワートランジスタ１１の過電
流を検出する過電流保護回路３５とを備えている。な
お、ベース電流検出回路３１が、特許請求の範囲に記載
の負荷状態検出手段、および、保護手段の１つとしての
過電流保護回路３５への電力供給制御手段に対応してい
る。また、定電流回路３４が、特許請求の範囲に記載の
駆動能力設定手段、応答速度設定手段および電流調整手
段に対応し、電流Ｉ１１が過電流検出用電流に対応して
いる。

【００７４】上記ベース電流検出回路３１には、検出用
トランジスタとして、上記ドライブ用トランジスタ２１
ａにカレントミラー接続され、当該トランジスタ２１ａ
のエミッタ面積に対して１／Ｘのエミッタ面積を有する
ｎｐｎ型のトランジスタｎ１１が設けられており、当該
トランジスタｎ１１のコレクタ−エミッタ間に、ベース
電流Ｉｂの１／Ｘの電流Ｉ１２（検出用電流）を流すこ
とができる。なお、Ｘは、１より大きい数であり、その
値は、出力電流容量などを考慮して適切な値に設定され
る。また、上記トランジスタ２１ａ・ｎ１１のエミッタ
は、それぞれ接地されており、トランジスタ２１ａのベ
ースは、抵抗Ｒ１１を介して、トランジスタ２１ａのエ
ミッタに接続されている。

【００７５】さらに、ベース電流検出回路３１は、判定
部として、互いにカレントミラー接続されたｐｎｐ型の
トランジスタｐ１２・ｐ１３を備えており、さらに、負
荷の検出用抵抗として、上記両トランジスタｐ１２・ｐ
１３のベースおよび電源ラインＬ１の間に接続された抵
抗Ｒ１２が設けられている。また、上記トランジスタｐ
１２のコレクタは、自らのベースに接続されていると共
に、当該カレントミラー回路の入力端子として、上記ト
ランジスタｎ１１のコレクタに接続されている。なお、
両トランジスタｐ１２・ｐ１３のエミッタには、上記電
源ラインＬ１を介して、電源電圧Ｖｉｎが印加されてい
る。

【００７６】これにより、電流Ｉ１２による抵抗Ｒ１２
の電圧降下（Ｉ１２・Ｒ１２）が、両トランジスタｐ１
２・ｐ１３のしきい値電圧Ｖｂｅ（ｐ１３）を超えて、
両トランジスタｐ１２・ｐ１３がカレントミラー回路と
して動作可能になると、ベース電流検出回路３１は、出
力端子としてのトランジスタｐ１３のコレクタから、以
下の式（４）に示すように、Ｉ１１＝Ｉ１２ − Ｖｂｅ（ｐ１３）／Ｒ１２＝１／Ｘ・Ｉｂ − Ｖｂｅ（ｐ１３）／Ｒ１２ …（４）の出力電流Ｉ１１を出力できる。

【００７７】これとは逆に、電流Ｉ１２による抵抗Ｒ１
２の電圧降下が、上記しきい値Ｖｂｅ（ｐ１３）を超え
ない場合、すなわち、以下に示すように、Ｖｂｅ（ｐ１３）＞１／Ｘ・Ｉｂ・Ｒ１２ …（５）が成立する場合は、両トランジスタｐ１２・ｐ１３がカ
レントミラー回路として動作できず、出力電流Ｉ１１
は、略０となる。なお、本実施形態に係るベース電流検
出回路３１は、定電流回路３４・３３および過電流保護
回路３５の３者に、電流Ｉ１１を出力しているので、図
２ないし図４に示すように、上記トランジスタｐ１３と
して、３つのトランジスタｐ１３ａ〜ｐ１３ｃが設けら
れている。

【００７８】一方、上記定電流回路３４は、上記出力電
流Ｉ１１が所定の値Ｉ１１（ｌｉｍ）を超えた場合に、
エラーアンプ２３へ追加の電流Ｉ２の供給を開始する回
路であって、例えば、図２に示すように、予め定められ
た定電流Ｉ２を出力する定電流源Ｉ２と、ｎｐｎ型のト
ランジスタｎ２１・ｎ２２からなり、上記定電流源Ｉ２
と同量の電流を、上記エラーアンプ２３へ供給するカレ
ントミラー回路と、上記トランジスタｎ２１および上記
定電流源Ｉ２の間に配されたｎｐｎ型のトランジスタｎ
２３と、一端が、当該トランジスタｎ２３のベースおよ
び上記ベース電流検出回路３１のトランジスタｐ１３
（ｐ１３ａ）に接続された抵抗Ｒ２１とを備えている。
なお、抵抗Ｒ２１の抵抗値は、ベース電流検出回路３１
が通常負荷と判定して電流Ｉ１１の出力を開始して、当
該電流Ｉ１１が上記所定値Ｉ１１（ｌｉｍ）を超えた場
合に、トランジスタｎ２３が導通するように、より詳細
には、Ｖｂｅ（ｎ２３）＋Ｖｂｅ（ｎ２１）＝Ｉ１１
（ｌｉｍ）・Ｒ２１となるように設定されている。

【００７９】上記ベース電流検出回路３１が軽負荷と判
定している場合、ベース電流検出回路３１の出力電流Ｉ
１１は、略０であり、トランジスタｎ２３は、定電流源
Ｉ２とトランジスタｎ２１との間を遮断している。これ
により、エラーアンプ２３には、追加の定電流Ｉ２が供
給されない。これとは逆に、ベース電流検出回路３１が
通常負荷と判定すると、電流Ｉ１１が抵抗Ｒ２１に供給
され、トランジスタｎ２３が導通する。これにより、エ
ラーアンプ２３の差動入力対ｎ１・ｎ２のエミッタへ、
トランジスタｎ２３と、トランジスタｎ２１・ｎ２２か
らなるカレントミラー回路とを介して、追加の定電流Ｉ
２を供給できる。

【００８０】また、定電流回路３３は、上記出力電流Ｉ
１１が所定の値を超えた場合に、過熱保護回路３２へ駆
動用の電流を供給する回路であって、図３に示すよう
に、ｎｐｎ型のトランジスタｎ３１・ｎ３２からなるカ
レントミラー回路を備えている。当該カレントミラー回
路の入力端、すなわち、トランジスタｎ３１のコレクタ
には、ベース電流検出回路３１のトランジスタｐ１３ｂ
から電流Ｉ１１が供給されており、トランジスタｎ３１
・ｎ３２の互いに接続されたベースは、抵抗Ｒ３１を介
して接地されている。また、定電流回路３３には、ｐｎ
ｐ型のトランジスタｐ３３・ｐ３４からなるカレントミ
ラー回路が設けられており、上記トランジスタｎ３２か
ら供給される電流と同量の電流Ｉ３２を、トランジスタ
ｐ３４のコレクタから、抵抗Ｒ３２へ出力できる。さら
に、定電流源Ｉ３１と、接地ラインＬ２との間には、定
電流Ｉ３１の供給／供給停止を制御するために、ｎｐｎ
型のトランジスタｎ３５が設けられており、当該トラン
ジスタｎ３５のベースは、抵抗Ｒ３２のトランジスタｐ
３４側の一端に接続されている。また、定電流回路３３
は、ｐｎｐ型のトランジスタｐ３６〜ｐ３８からなるカ
レントミラー回路を備えており、定電流源Ｉ３１が定電
流Ｉ３１を供給している間、当該電流Ｉ３１と同量の電
流を、当該カレントミラー回路の出力端となるトランジ
スタｐ３７・ｐ３８から、過熱保護回路３２に出力でき
る。

【００８１】上記構成では、パワートランジスタ１１の
ベース電流Ｉｂが増加して、Ｉｂ／Ｘ・Ｒ１２がＶｂｅ
（ｐ１２）を超えた時点で、ベース電流検出回路３１か
ら、電流Ｉ１１＝Ｉｂ／Ｘ−Ｖｂｅ（ｐ１２）／Ｒ１２
の供給が開始され、ベース電流Ｉｂのさらなる増加に伴
って、Ｉ１１・Ｒ３１がＶｂｅ（ｎ３１）を超えた時点
で、トランジスタｐ３３およびｐ３４からなるカレント
ミラー回路から、電流Ｉ３２＝Ｉ１１−Ｖｂｅ（ｎ３
１）／Ｒ３１の供給が開始される。さらに、ベース電流
Ｉｂが増加して、Ｉ３２・Ｒ３２がＶｂｅ（ｎ３５）を
超えた時点で、定電流回路３３は、過熱保護回路３２へ
定電流Ｉ３１の供給を開始する。なお、各電流は、電流
Ｉｂ、Ｉ１２、Ｉ１１、Ｉ３２の順で電流量が少なく、
しかも、電流Ｉ１１は、電流Ｉ１２が所定のレベルを超
えるまで流れない。また、電流Ｉ３２は、電流Ｉ１１が
所定のレベルを超えるまで流れない。したがって、定電
流回路３３自体で消費する電力は低く抑えられている。

【００８２】一方、過熱保護回路３２は、基準電圧発生
回路２４から供給される基準電圧Ｖｒｅｆを分圧して、
電圧Ｖｂを生成する抵抗Ｒ４１・Ｒ４２と、上記定電流
回路３３のトランジスタｐ３７と接地ラインＬ２との間
に配され、ベースに上記電圧Ｖｂが印加されるｎｐｎ型
のトランジスタｎ４１と、上記定電流回路３３のトラン
ジスタｐ３８と接地ラインＬ２との間に配され、上記両
トランジスタｐ３７・ｎ４１の接続点にベースが接続さ
れたｎｐｎ型のトランジスタｎ４２と、エラーアンプ２
３の出力端Ｏと接地ラインＬ２との間に配され、上記両
トランジスタｐ３８・ｎ４２の接続点にベースが接続さ
れたｎｐｎ型のトランジスタｎ４３とを備えている。

【００８３】上記抵抗Ｒ４１・Ｒ４２の抵抗値は、上記
トランジスタｎ４１のしきい値電圧Ｖｂｅ（ｎ４１）の
温度特性に合わせて設定され、過熱保護回路３２が過熱
と判断すべき設定温度におけるしきい値電圧Ｖｂｅ（ｎ
４１）と、両抵抗Ｒ４１・Ｒ４２で生成される電圧Ｖｂ
とが一致するように設定される。ここで、電圧Ｖｂは、
以下の式（６）に示すように、Ｖｂ＝Ｒ４２／（Ｒ４１＋Ｒ４２）・Ｖｒｅｆ …（６）で設定される。また、一般に、トランジスタのベース−
エミッタ間電圧Ｖｂｅは、以下の式（７）に示すよう
に、Ｖｂｅ＝Ｋ／Ｔ／ｌｎ（Ｉｃ／Ｉｓ） …（７）のような温度特性を持っている。したがって、例えば、
約１５０℃で保護をかける場合、電圧Ｖｂが、約０．４
〔Ｖ〕となるように、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２の抵抗値が設
定される。

【００８４】また、過電流保護回路３５は、ベース電流
検出回路３１から供給される電流Ｉ１１が所定のレベル
を超えた場合に、エラーアンプ２３の出力端Ｏから電流
を引き込む回路であって、例えば、図４に示すように、
ベース電流検出回路３１のトランジスタｐ１３ｃと接地
ラインＬ２との間に配され、過電流検出用抵抗としての
抵抗Ｒ５１と、エラーアンプ２３の出力端Ｏと接地ライ
ンＬ２との間に配され、上記抵抗Ｒ５１のトランジスタ
ｐ１３ｃ側の一端にベースが接続されたｎｐｎ型のトラ
ンジスタ（過電流判定部）ｎ５１とを備えている。上記
抵抗Ｒ５１の抵抗値は、ベース電流Ｉｂが過電流と判断
されるレベルの場合にベース電流検出回路３１から供給
される電流Ｉ１１（ｍａｘ）によって抵抗Ｒ５１で発生
する電圧降下（Ｉ１１（ｍａｘ）・Ｒ５１）が、トラン
ジスタｎ５１のしきい値電圧Ｖｂｅ（ｎ５１）となるよ
うに設定されている。なお、電流Ｉ１１は、電流Ｉ１２
よりも少なく、しかも、電流Ｉ１２が所定のレベルを超
えるまで流れない。したがって、過電流保護回路３５の
消費電流は低く抑えられている。

【００８５】上記構成において、図１に示すベース電流
検出回路３１のトランジスタｎ１１には、負荷２の負荷
状態の軽重に拘らず、パワートランジスタ１１のベース
電流Ｉｂの１／Ｘの電流Ｉ１１が流れている。

【００８６】ここで、負荷２の負荷状態が軽負荷で、上
記不等式（５）が成立する場合、ベース電流検出回路３
１の出力電流Ｉ１１は、略０となる。この状態では、過
熱および過電流保護回路３２・３５には、電力が供給さ
れておらず、両保護回路３２・３５は、電力を消費する
ことなく動作停止している。さらに、上記ベース電流検
出回路３１の指示に従って、定電流回路３４も、エラー
アンプ２３へ、追加の駆動電流Ｉ２を供給しない。した
がって、エラーアンプ２３は、予め定められた駆動電流
Ｉ１で動作している。この結果、後述する通常負荷の場
合、すなわち、定電流回路３４がエラーアンプ２３に追
加の電流Ｉ２を供給し、エラーアンプ２３がＩ１＋Ｉ２
の駆動電流で動作する場合に比べて、エラーアンプ２３
の消費電力を低減できる。

【００８７】ところで、この状態（軽負荷の状態）で
は、両保護回路３２・３５が動作していないので、両保
護回路３２・３５は、パワートランジスタ１１を過熱お
よび過電流から保護できない。ところが、軽負荷の状態
では、通常負荷の場合に比べて、パワートランジスタ１
１の出力電流Ｉｏｕｔが少ないため、パワートランジス
タ１１が過熱することがない。また、出力電流Ｉｏｕｔ
が低いレベルにあるので、過電流も発生しない。このよ
うに、過熱および過電流が発生しないので、両保護回路
３２・３５が動作停止していても、パワートランジスタ
１１を素子破壊から保護できる。なお、例えば、負荷２
の短絡などが発生すると、過電流が発生するが、この場
合は、パワートランジスタ１１の出力電流Ｉｏｕｔは、
通常負荷と判定されるレベルを超えた後で、過電流と判
定されるレベルを超過する。したがって、過電流が発生
する前に、過電流保護回路３５が動作を再開して、パワ
ートランジスタ１１を素子破壊から保護できる。

【００８８】また、軽負荷の状態では、エラーアンプ２
３の駆動電流は、通常負荷の状態よりも低い値に制限さ
れているため、エラーアンプ２３の消費電力が削減され
ている一方で、電流駆動能力も低下している。この結
果、直流安定化電源装置１の応答時間、すなわち、エラ
ーアンプ２３が誤差を検出してから、当該エラーアンプ
２３が、上記誤差を打ち消すように、ドライブ用トラン
ジスタ２１ａ・２１ｂを介し、パワートランジスタ１１
のベース電流を制御するまでの応答時間は、通常負荷の
状態よりも遅くなっている。ところが、軽負荷の状態で
は、負荷２の消費電流（直流安定化電源装置１の出力電
流Ｉｏｕｔ）が少ないので、通常負荷の場合と比較し
て、負荷変動に起因する出力電圧Ｖｏｕｔの変動速度が
遅くなっている。したがって、上記応答速度が遅くて
も、直流安定化電源装置１は、何ら支障なく、出力電圧
Ｖｏｕｔを所定の値Ｖｏに保ち続けることができる。

【００８９】一方、負荷２の消費電力が増大すると、制
御用ＩＣ１２は、ベース電流Ｉｂを増大させて、より多
くの出力電流Ｉｏｕｔを負荷２に供給する。ここで、ベ
ース電流Ｉｂが増大して、上述の不等式（５）が成立し
なくなると、上記ベース電流検出回路３１は、負荷２の
負荷状態が通常負荷であると判定し、上記式（４）に示
すように、ベース電流Ｉｂに応じた量の電流Ｉ１１を出
力し始める。

【００９０】さらに、定電流回路３４は、電流Ｉ１１に
よるベース電流検出回路３１からの指示に従って、エラ
ーアンプ２３へ、追加の駆動電流Ｉ２を供給し始める。
したがって、エラーアンプ２３の駆動電流は、軽負荷時
の駆動電流Ｉ１よりも大きな値（Ｉ１＋Ｉ２）となる。
これにより、エラーアンプ２３の電流駆動能力が増大す
るので、直流安定化電源装置１の応答時間が短縮され
る。この結果、通常負荷状態のように、軽負荷時に比べ
て、出力電流Ｉｏｕｔが多く、負荷変動に起因する出力
電圧Ｖｏｕｔの変動速度が速い状態であっても、直流安
定化電源装置１は、何ら支障なく、出力電圧Ｖｏｕｔを
所望の値Ｖｏに保ち続けることができる。

【００９１】これにより、通常負荷時における直流安定
化電源装置１の特性（例えば、出力電圧Ｖｏｕｔの負荷
依存性など）を損なうことなく、軽負荷時におけるエラ
ーアンプ２３の消費電力を削減でき、直流安定化電源装
置１の消費電力を削減できる。なお、上記駆動用の定電
流Ｉ１およびＩ２の値は、軽負荷時に必要な応答速度
と、通常負荷時に必要な応答速度とに応じて設定され
る。

【００９２】加えて、通常負荷状態になると、定電流回
路３３は、電流Ｉ１１によるベース電流検出回路３１か
らの指示に従って、過熱保護回路３２へ定電流の供給を
開始する。また、過電流保護回路３５は、電流Ｉ１１を
電源として動作を開始し、当該電流Ｉ１１に基づいて、
ベース電流Ｉｂが所定のレベルを超えているか否かを監
視し始める。この状態で過熱または過電流が発生する
と、両保護回路３２・３５の少なくとも１つ（発生を検
出した回路）は、エラーアンプ２３の出力を強制的に低
下させるなどして、出力電圧Ｖｏｕｔに拘らず、パワー
トランジスタ１１を強制的に遮断する。これにより、パ
ワートランジスタ１１自体の破損や、直流安定化電源装
置１に接続された機器の破損を防止できる。

【００９３】なお、上述したように、各保護回路３２・
３５の指示に従って、オン／オフ回路２６が、基準電圧
発生回路２４へ供給する電力を遮断する。これにより、
基準電圧Ｖｒｅｆの発生が不要な過電流または過熱を検
出した期間中、基準電圧発生回路２４は、電力を消費す
ることなく、動作を停止する。

【００９４】このように、過熱や過電流からの保護が必
要な通常負荷時にのみ、各保護回路３２・３５が動作す
るので、素子破壊からの保護機能を損なうことなく、軽
負荷時における各保護回路３２・３５の電力消費を防止
でき、直流安定化電源装置１の消費電力を削減できる。

【００９５】より詳細には、図３に示すように、過熱保
護回路３２および定電流回路３３では、軽負荷時におい
て、定電流回路３３のトランジスタｐ３６〜ｐ３８が遮
断されている。したがって、図１３に示すように、過熱
保護回路１３２へ常時電流を供給する構成と比較する
と、３×Ｉ３１だけ、すなわち、図１３の部材で表現す
ると、３×（Ｖｒｅｆ−Ｖｂｅ（ｎ１２５）／Ｒ１２
１）だけ、消費電流を削減できる。

【００９６】一方、図１に示すように、上記過電流保護
回路３５は、ベース電流Ｉｂに応じた量の電流Ｉ１１を
電源として動作するだけではなく、当該電流Ｉ１１に基
づいて、過電流を検出している。したがって、過電流を
抵抗で検出する場合、当該抵抗は、ベース電流Ｉｂの流
路ではなく、電流Ｉ１１の流路上に配すればよい。ここ
で、パワートランジスタ１１を駆動するために、ある程
度の電流量が必要となるベース電流Ｉｂとは異なり、電
流Ｉ１１は、過電流を検出可能な範囲で電流量を抑制で
きる。この結果、ベース電流Ｉｂの流路上に過電流検出
用の抵抗を設ける構成と比較して、当該抵抗での消費電
力を大幅に削減できる。

【００９７】さらに、図１３では、直流安定化電源装置
１０１ａ全体の消費電力を削減するために、過電流保護
回路１３５ａでの消費電力よりも、過電流検出用の抵抗
（Ｒ１０１）での電圧降下量の削減を優先した結果、過
電流保護回路１３５ａ単体での消費電力は、図１２の過
電流保護回路１３５よりも増大している。ところが、本
実施形態に係る直流安定化電源装置１では、ベース電流
Ｉｂとは異なり、パワートランジスタ１１を駆動しない
電流Ｉ１１で過電流を検出しているので、過電流検出用
の抵抗（Ｒ１２）での電圧降下量の削減よりも、過電流
保護回路３５単体での消費電力削減や、素子数または占
有面積の削減を優先した回路構成を採用できる。これに
より、過電流保護回路３５単体での消費電力を削減でき
ると共に、素子数や占有面積も削減できる。

【００９８】例えば、図１３の過電流保護回路１３５ａ
では、定電流回路１３３から過電流保護回路１３５ａ
へ、常時電流を供給するために、トランジスタｐ１２１
とｐ１２４とでは、合計２×（Ｖｒｅｆ−Ｖｂｅ（ｎ１
２５）／Ｒ１２１）の電流が流れている。さらに、電圧
Ｖａを生成するために、Ｖｒｅｆ／（Ｒ１１１＋Ｒ１１
２）の電流も常時流れている。加えて、通常負荷時に
は、Ｒ１０１・Ｉｂ²の電力が消費される。

【００９９】これに対して、本実施形態に係る過電流保
護回路３５では、軽負荷時には、電流Ｉ１１が流れてい
ないため、過電流保護回路１３５ａへ定電流を供給する
ために必要な電流、すなわち、２×（Ｖｒｅｆ−Ｖｂｅ
（ｎ１２５）／Ｒ１２１）＋Ｖｒｅｆ／（Ｒ１１１＋Ｒ
１１２）だけ、消費電流を削減できる。加えて、通常負
荷時でも、上記電流を必要とせず、抵抗Ｒ５１での消費
電力（Ｉ１１²／Ｒ５１）だけで、過電流を検出でき
る。

【０１００】一方、素子数および占有面積で比較する
と、図１３に示す過電流保護回路１３５ａおよび定電流
回路１３３のうち、過電流保護に関連する回路は、トラ
ンジスタｎ１２４、ｎ１２５、ｎ１１１、ｎ１１２、ｐ
１１３およびｎ１１４、並びに、抵抗Ｒ１１１、Ｒ１１
２およびＲ１０１で構成されているのに対して、図４に
示す過電流保護回路３５は、抵抗Ｒ５１およびトランジ
スタｎ５１のみであり、素子数および回路の占有面積を
大幅に削減できる。

【０１０１】特に、過電流検出用の抵抗Ｒ１０１は、ベ
ース電流Ｉｂが流れるため、シート抵抗の小さな（例え
ば、２３Ω／□）の抵抗を使用することが望ましく、占
有面積が大きくなりがちである。例えば、Ｉｏｕｔ＝
０．５〔Ａ〕の直流安定化電源装置で、Ｉｂ＝２５〔ｍ
Ａ〕の時点を過電流と検出する場合、抵抗Ｒ５１とし
て、例えば、幅Ｗ＝５０〔μｍ〕、長さＬ＝３４．８
〔μｍ〕の抵抗が使用され、当該抵抗を形成するために
は、抵抗を含む島全体で、約５２００〔μｍ²〕の面積
が必要になる。同様に、Ｉｏｕｔ、Ｉｂが、１．０
〔Ａ〕および５０〔ｍＡ〕の場合で、約８５００〔μｍ
²〕、また、２．０〔Ａ〕および１００〔ｍＡ〕の場合
で、約１５０００〔μｍ²〕の面積が必要になる。

【０１０２】これに対して、本実施形態に係る直流安定
化電源装置１では、過電流や負荷検出用の抵抗がベース
電流Ｉｂの流路から除外されているので、同じ電流で過
電流保護をかける場合であっても、検出用の抵抗（Ｒ１
２、Ｒ５１）を流れる電流量を削減でき、これらの抵抗
の占有面積を大幅に削減できる。

【０１０３】なお、検出用の抵抗がベース電流Ｉｂから
除外されているので、図１２に示すように、ベース電流
Ｉｂの流路上に設けた場合とは異なり、上記回路構成を
採用しても、ドライブ用トランジスタのエミッタ電位の
押し上げが発生せず、最小入力電圧Ｖｉｎ（ｍｉｎ）の
上昇や、入力電圧の上昇によるパワートランジスタでの
消費電力増大も発生しない。

【０１０４】ここで、本実施形態に係る直流安定化電源
装置１は、軽負荷時における各保護回路３２・３５の動
作停止と軽負荷時におけるエラーアンプ２３の駆動電流
削減とによって消費電力を削減しているだけではなく、
上記構成のベース電流検出回路３１を採用することで、
ベース電流Ｉｂの流路上から、ベース電流検出用の抵抗
を除外して、消費電力を削減している。

【０１０５】具体的には、図１４に示す従来の直流安定
化電源装置１０１ｂのように、ベース電流Ｉｂの流路上
に、負荷および過電流検出用の抵抗Ｒ１４１・Ｒ１０１
を設けた場合、これらの抵抗Ｒ１４１およびＲ１０１で
消費される電力Ｗ（Ｒ１４１，Ｒ１０１）は、Ｉｂ²・
（Ｒ１４１＋Ｒ１０１）となる。

【０１０６】ここで、大電流用のトランジスタであるパ
ワートランジスタでは、１００〔ｍＡ〕出力程度の小電
流用のトランジスタに比べて、直流電流増幅率が低く、
ベース電流Ｉｂを余り小さくすることができない。ま
た、負荷の軽重や過電流を判定する際、抵抗Ｒ１４１お
よびＲ１０１での電圧降下（Ｉｂ・（Ｒ１４１＋Ｒ１０
１））の多寡によって、トランジスタなどのスイッチン
グ素子を導通／遮断を制御するので、図１３のように回
路を構成したとしても、抵抗値の合計（Ｒ１４１＋Ｒ１
０１）を余り小さくすることができない。これらの結
果、上記消費電力Ｗ（Ｒ１４１，Ｒ１０１）、および、
最小入力電圧Ｖｉｎ（ｍｉｎ）を小さくすることが難し
い。

【０１０７】これに対して、本実施形態では、負荷の検
出用の抵抗Ｒ１２が、ベース電流Ｉｂの流路ではなく、
ドライブ用トランジスタ２１ａにカレントミラー接続さ
れたトランジスタｎ１１によって生成され、ベース電流
Ｉｂの１／Ｘの量の電流Ｉ１２の流路上に配されてい
る。したがって、負荷状態を検出するための抵抗Ｒ１２
で消費する電力Ｗ（Ｒ１２）は、Ｉ１２²・Ｒ１２＝Ｉ
ｂ²／Ｘ²・Ｒ１２となる。

【０１０８】当該構成では、当該電流Ｉ１２は、パワー
トランジスタ１１の駆動に使用されないので、トランジ
スタｎ１１のエミッタ面積をトランジスタ２１ａのエミ
ッタ面積に比べて十分小さく（Ｘを十分大きく）設定す
ることで、パワートランジスタ１１の直流電流増幅率に
拘りなく、電流Ｉ１２の電流値を小さく設定できる。こ
の結果、従来技術の構成に比べて、検出用の抵抗Ｒ１２
で消費する電力Ｗ（Ｒ１２）を大幅に削減できる。

【０１０９】さらに、上記構成では、抵抗Ｒ１２がベー
ス電流Ｉｂの流路から除外され、ドライブ用トランジス
タ２１ａのエミッタは、接地されている。したがって、
負荷検出用の抵抗に起因するドライブ用トランジスタ２
１ａのエミッタ電位の押し上げが発生しない。この結
果、直流安定化電源装置１が動作するための最小電圧Ｖ
ｉｎ（ｍｉｎ）は、以下の式（８）に示すように、Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＝Ｖｂｅ（２１ａ）＋Ｖｂｅ（２１ｂ）＋ α ≒ ０．９＋０．７＋０．３〔Ｖ〕 ≒ １．９〔Ｖ〕 …（８）となり、上述の式（３）と比べてさえ、上記エミッタ電
位の押し上げ分（約０．３〔Ｖ〕）だけ、最小電圧Ｖｉ
ｎ（ｍｉｎ）が低下する。

【０１１０】これにより、図１２に示す従来技術の消費
電力（１〔Ｗ〕）を算出した場合と同じ数値例（１．２
〔Ｖ〕かつ１〔Ａ〕出力）で、本実施形態の消費電力
は、約０．７〔Ｗ〕となり、パワートランジスタにおけ
る消費電力を、約０．３〔Ｗ〕も削減できる。

【０１１１】ところで、上記直流安定化電源装置１で
は、入力端子Ｔｉｎから供給される電力によって、エラ
ーアンプ２３が含まれる制御用ＩＣ１２を駆動する構成
について説明したが、例えば、負荷２の入力電圧が１．
２〔Ｖ〕以下と特に低い場合など、直流安定化電源装置
１のパッケージＰＫＧに設ける端子数の削減よりも、よ
り消費電力の削減が求められる場合には、例えば、図５
に示すように、パワートランジスタ１１に電力を供給す
る入力端子Ｔｉｎ１と、制御用ＩＣ１２に電力を供給す
る入力端子Ｔｉｎ２とを分けて設ける方が望ましい。な
お、当該入力端子Ｔｉｎ２が特許請求の範囲に記載の電
力供給端子に対応する。

【０１１２】当該構成では、制御用ＩＣ１２の電源電圧
の最小値Ｖｉｎ２（ｍｉｎ）は、上述の式（８）と同じ
く、約１．９ボルトとなるが、パワートランジスタ１１
に入力する電圧の最小値Ｖｉｎ１（ｍｉｎ）は、以下の
式（９）に示すように、Ｖｉｎ１（ｍｉｎ）＝Ｖｃｅ（２１ａ）＋Ｖｂｅ（１１） ≒ ０．３＋０．９ ≒ １．２〔Ｖ〕 …（９）となり、図１の構成に比べて、入力端子Ｔｉｎ１に印加
する入力電圧Ｖｉｎ２をさらに低く設定できる。なお、
上述の式（９）において、Ｖｃｅ（２１ａ）は、ドライ
ブ用トランジスタ２１ａのコレクタ−エミッタ間電圧で
ある。

【０１１３】当該構成では、図１の構成に比べて、パワ
ートランジスタ１１への入力電圧Ｖｉｎ１を削減できる
ので、パワートランジスタ１１の入出力電圧差（Ｖｉｎ
１−Ｖｏｕｔ）を抑制できる。この結果、例えば、１．
０〜１．２〔Ｖ〕程度と、負荷２の入力電圧（目標の出
力電圧Ｖｏ）が極めて低い場合でも、低損失の直流安定
化電源装置１ａを実現できる。

【０１１４】例えば、出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流
Ｉｏｕｔが、１．０〔Ｖ〕かつ１〔Ａ〕とすると、図１
に示す直流安定化電源装置１では、最小入力電圧Ｖｉｎ
（ｍｉｎ）が１．９〔Ｖ〕なので、当該電圧を印加した
場合、パワートランジスタ１１における消費電力は、
０．９〔Ｗ〕となる。これに対して、図５に示す直流安
定化電源装置１ａでは、パワートランジスタ１１への最
小入力電圧Ｖｉｎ１（ｍｉｎ）が１．２〔Ｖ〕なので、
当該電圧を印加した場合、パワートランジスタ１１の消
費電力は、０．２〔Ｗ〕となり、大幅に削減できる。

【０１１５】なお、制御用ＩＣ１２へ印加される最小入
力電圧は、両構成とも、１．９〔Ｖ〕と同じなので、制
御用ＩＣ１２の消費電流が同じ（例えば、５００〔μ
Ａ〕程度）とすると、両構成の制御用ＩＣ１２は、約
０．４５〔μＷ〕と、同じ電力を消費する。

【０１１６】また、これに伴い、本変形例に係る直流安
定化電源装置１ａには、図１に示す電源３に代えて、上
記２種類の電圧Ｖｉｎ１・Ｖｉｎ２を供給可能な電源３
ａが設けられている。ここで、１種類の電圧を生成した
後、抵抗成分による電圧降下を利用して低い方の電圧
（Ｖｉｎ１）を生成すると、上記抵抗成分で電力が消費
されてしまう。したがって、電源３ａとしては、例え
ば、直列に接続したバッテリや、互いに異なる電圧を出
力する２つのバッテリなどを使用する方が好ましい。

【０１１７】ところで、上述の直流安定化電源装置１・
１ａでは、ベース電流検出回路３１が軽負荷と判定した
場合、エラーアンプ２３の駆動電流を削減すると共に、
過熱保護回路３２および過電流保護回路３５への電力供
給を停止しているが、ベース電流Ｉｂの流路上に検出用
の抵抗を設けると共に、保護回路へ常時電力供給する場
合であっても、エラーアンプ２３の駆動電流を抑制する
ことで、直流安定化電源装置の消費電力を、ある程度削
減できる。

【０１１８】ここで、過電流検出用の抵抗と負荷状態検
出用の抵抗との双方を、ベース電流Ｉｂの流路上に設け
ると、両抵抗での電圧降下により最小入力電圧Ｖｉｎ
（ｍｉｎ）が増大して、直流安定化電源装置の消費電力
が増大しやすい。

【０１１９】したがって、以下では、過電流検出用の抵
抗のみをベース電流Ｉｂの流路上に設け、負荷状態は、
図１に示すベース電流検出回路３１で検出する構成につ
いて、図６および図７を参照して説明する。なお、双方
の検出用抵抗をベース電流Ｉｂの流路上に設ける構成と
比較すると、負荷状態検出用の抵抗をベース電流Ｉｂの
流路上に設け、ベース電流検出回路３１と同様の回路で
過電流を検出する構成でも消費電力を削減できるが、軽
負荷の検出レベルの方が、過電流の検出レベルよりも低
く、より高い抵抗値が必要となるので、負荷状態検出用
の抵抗をベース電流Ｉｂの流路から除外する方が好まし
い。

【０１２０】具体的には、図６に示す直流安定化電源装
置１ｂでは、過電流検出用の抵抗Ｒ７１が、ベース電流
Ｉｂの流路上、すなわち、ドライブ用トランジスタ２１
ａと接地ラインＬ２との間に配されており、過電流保護
回路３５に代えて、当該抵抗Ｒ７１の電圧降下に基づい
て、過電流を検出する過電流保護回路３５ｂが設けられ
ている。ここで、過電流保護回路３５ｂは、過電流検出
時における抵抗Ｒ７１での電圧降下を、約０．３〜０．
４〔Ｖ〕程度にまで抑制するために、所定の定電流が常
時流れる構成を採用しており、直流安定化電源装置１ｂ
には、当該電流を過電流保護回路３５ｂに供給する定電
流回路３６ｂが設けられている。なお、本変形例に係る
直流安定化電源装置１ｂからは、図１に示す過熱保護回
路３２および定電流回路３３が省略されている。

【０１２１】上記過電流保護回路３５ｂには、図７に示
すように、ｎｐｎ型のトランジスタｎ７１・ｎ７２から
なるカレントミラー回路が設けられており、当該カレン
トミラー回路の入力端としてのトランジスタｎ７１のコ
レクタには、上記定電流回路３６ｂから定電流Ｉ８１が
供給されている。一方、出力端としてのトランジスタｎ
７２のコレクタは、エラーアンプ２３の出力端Ｏに接続
されている。

【０１２２】さらに、トランジスタｎ７２のエミッタ
は、分圧用の抵抗Ｒ７２・Ｒ７３の接続点に接続されて
おり、抵抗Ｒ７２・Ｒ７３は、上記基準電圧発生回路２
４で生成された基準電圧Ｖｒｅｆが、ｐｎｐ型のトラン
ジスタｐ７３およびｎｐｎ型のトランジスタｎ７４を介
して与えられると、当該基準電圧Ｖｒｅｆを分圧して、
０．３〔Ｖ〕〜０．４〔Ｖ〕の電圧Ｖａを生成し、トラ
ンジスタｎ７２のエミッタに印加できる。

【０１２３】一方、トランジスタｎ７１のエミッタは、
ベース電流検出用の抵抗Ｒ７１と、ドライブ用トランジ
スタ２１ａとの接続点に接続されている。また、抵抗Ｒ
７１の抵抗値は、過電流検出時における電圧降下が、電
圧Ｖａと同じになるように設定されている。

【０１２４】また、定電流回路３６ｂは、基準電圧発生
回路２４による基準電圧Ｖｒｅｆがベースに印加され、
エミッタが抵抗Ｒ８１を介して接地ラインＬ２に接続さ
れたｎｐｎ型のトランジスタｎ８１と、ｐｎｐ型のトラ
ンジスタｐ８２〜ｐ８４からなり、上記トランジスタｎ
８１のコレクタ電流と同量の電流（Ｉ８１）を、トラン
ジスタｐ８３・ｐ８４のコレクタから出力するカレント
ミラー回路とを備えている。なお、抵抗Ｒ８１の抵抗値
は、所定の電流Ｉ８１を出力できるように、すなわち、
（Ｖｒｅｆ−Ｖｂｅ（ｎ８１））／Ｒ８１＝Ｉ８１とな
るように設定されている。

【０１２５】上記構成において、短絡などが発生して、
パワートランジスタ１１のベース電流Ｉｂが増加し、抵
抗Ｒ７１での電圧降下（Ｉｂ・Ｒ７１）が上記電圧Ｖａ
を超過すると、トランジスタｎ７１およびｎ７２からな
るカレントミラー回路が動作を開始する。これにより、
エラーアンプ２３の出力端Ｏから、定電流回路３６ｂか
ら供給される電流量と同じ量の電流（Ｉ８１）が当該カ
レントミラー回路に引き込まれ、エラーアンプ２３の出
力が低下して、過電流保護がかかる。

【０１２６】当該構成では、図１２に示す直流安定化電
源装置１０１とは異なり、ベース電流Ｉｂの流路上の抵
抗（Ｒ１０１、Ｒ７１）における電圧降下が、０．３
〔Ｖ〕〜０．４〔Ｖ〕程度のしきい値を超えた時点で、
パワートランジスタ１１を遮断できる。したがって、図
１３の構成と同様に、検出用の抵抗Ｒ７１での電圧降下
と最小入力電圧Ｖｉｎ（ｍｉｎ）とを抑制でき、検出用
の抵抗Ｒ７１およびパワートランジスタ１１での消費電
力を削減できる。

【０１２７】さらに、当該構成であっても、図１３の構
成とは異なり、定電流回路３４によって、軽負荷時にお
けるエラーアンプ２３の駆動電流Ｉ１が、通常負荷時の
駆動電流（Ｉ１＋Ｉ２）に比べて抑制される。したがっ
て、図１の構成と同様、通常負荷時における直流安定化
電源装置１ｂの特性（例えば、出力電圧Ｖｏｕｔの負荷
依存性など）を損なうことなく、軽負荷時におけるエラ
ーアンプ２３の消費電力を削減でき、直流安定化電源装
置１ｂの消費電力を削減できる。

【０１２８】これとは逆に、エラーアンプ２３の駆動電
流を変更しない場合であっても、例えば、図８に示す直
流安定化電源装置１ｃのように、図１に示すベース電流
検出回路３１と過電流保護回路３５とを使用すれば、負
荷状態と過電流との双方を検出できるにも拘らず、両者
の検出用の抵抗をベース電流Ｉｂの流路上から除外でき
る。なお、当該構成では、図１に示す直流安定化電源装
置１に示す構成のうち、定電流回路３４が省略されてお
り、例えば、図２に示す抵抗Ｒ１の抵抗値の設定などに
よって、エラーアンプ２３の駆動電流を、常時Ｉ１＋Ｉ
２に設定している。また、この場合、直流安定化電源装
置１ｃの回路図は、図９に示すようになる。

【０１２９】当該構成では、図１の構成とは異なり、軽
負荷時におけるエラーアンプ２３の駆動電流を抑制して
いないものの、図１の構成と同様に、負荷状態および過
電流検出用の抵抗をベース電流Ｉｂの流路から除外して
いるので、従来の直流安定化電源装置と比較すると、両
抵抗での消費電力を削減できると共に、両抵抗の電圧降
下による最小入力電圧Ｖｉｎ（ｍｉｎ）の押し上げが発
生しないので、パワートランジスタ１１での消費電力も
削減できる。さらに、当該構成では、軽負荷時に各保護
回路３２・３５への電力供給を中止しているので、常時
電力供給する場合に比べて、軽負荷時における直流安定
化電源装置の消費電力を削減できる。

【０１３０】ところで、ベース電流検出回路３１と過電
流保護回路３５とを併用すれば、両者の検出用の抵抗を
ベース電流Ｉｂの流路上から除外できるので、上述の式
（９）および式（８）に示すように、パワートランジス
タ１１が動作するために必要な最小入力電圧Ｖｉｎ１
（ｍｉｎ）を、制御用ＩＣ１２が動作するために必要な
最小入力電圧Ｖｉｎ２（ｍｉｎ）よりも低く設定でき
る。したがって、出力電圧の目標値Ｖｏが低い場合な
ど、パッケージＰＫＧの端子数削減よりも消費電力削減
の方が求められる場合には、軽負荷時に保護回路への電
流供給を止めるか否かに拘らず、図１０に示すように、
図５と同様、パワートランジスタ１１のエミッタに接続
される入力端子Ｔｉｎ１とは別に、制御用ＩＣ１２へ電
力を供給するための入力端子Ｔｉｎ２を設ける方が望ま
しい。

【０１３１】ここで、本変形例に係る直流安定化電源装
置１ｄでは、図５に示す定電流回路３３に代えて、定電
流回路３３ｄが設けられており、過熱保護回路３２に
は、常時、所定の電流が供給されている。また、上記定
電流回路３３ｄは、図１１に示すように、図７に示す定
電流回路３６ｂの部材Ｒ８１・ｎ８１・ｐ８２〜ｐ８４
と同様に接続された部材Ｒ９１・ｎ９１・ｐ９２〜ｐ９
４を備えており、トランジスタｐ９３およびｐ９４のコ
レクタから、過熱保護回路３２のトランジスタｎ４１お
よびｎ４２の各コレクタへ、所定の定電流を出力でき
る。

【０１３２】

【発明の効果】本発明に係る直流安定化電源装置は、以
上のように、出力電圧の誤差を検出する誤差増幅器と、
負荷状態を検出する負荷状態検出手段と、負荷状態が軽
負荷の場合、重負荷の場合に比べて、上記誤差増幅器の
電流駆動能力を低く制御する駆動能力設定手段とを備え
ている構成である。

【０１３３】上記構成によれば、応答速度が遅くても、
出力電圧を所定の値に保つことができる軽負荷時になる
と、駆動能力設定手段によって、誤差増幅器の電流駆動
能力が、重負荷の場合よりも小さく設定される。これに
より、出力電圧の安定化を阻害することなく、直流安定
化電源装置の消費電力を削減できるという効果を奏す
る。

【０１３４】本発明に係る直流安定化電源装置は、以上
のように、上記駆動能力設定手段に代えて、負荷状態が
軽負荷の場合、重負荷の場合に比べて、上記誤差増幅器
の応答速度を低く設定する応答速度設定手段を備えてい
る構成である。

【０１３５】当該構成によれば、応答速度が遅くても、
出力電圧を所定の値に保つことができる軽負荷時になる
と、応答速度設定手段によって、誤差増幅器の応答速度
が低く設定される。これにより、出力電圧の安定化を阻
害することなく、直流安定化電源装置の消費電力を削減
できるという効果を奏する。

【０１３６】本発明に係る直流安定化電源装置は、以上
のように、上記誤差増幅器が差動入力対を含んでいると
共に、上記駆動能力設定手段に代えて、負荷状態が軽負
荷の場合、重負荷の場合に比べて、上記差動入力対に流
れる電流の合計を制限する電流調整手段を備えている構
成である。

【０１３７】当該構成によれば、応答速度が遅くても、
出力電圧を所定の値に保つことができる軽負荷時になる
と、電流調整手段によって、誤差増幅器の差動入力対に
流れる電流の合計が重負荷の場合よりも小さくなる。こ
れにより、出力電圧の安定化を阻害することなく、直流
安定化電源装置の消費電力を削減できるという効果を奏
する。

【０１３８】本発明に係る直流安定化電源装置は、上記
各構成に加えて、上記電力制御素子は、ｐｎｐ型のバイ
ポーラトランジスタで構成され、上記制御手段は、上記
電力制御素子のベース電流を制御するドライブ用トラン
ジスタを備えていると共に、上記負荷状態検出手段は、
上記ドライブ用トランジスタにカレントミラー接続さ
れ、当該ドライブ用トランジスタよりもエミッタ面積が
狭く設定された検出用トランジスタと、当該検出用トラ
ンジスタを流れる検出用電流を電圧に変換する検出用抵
抗と、変換された電圧が所定のしきい値を下回っている
場合、軽負荷と判定する判定部とを含んでいる構成であ
る。

【０１３９】当該構成では、ドライブ用トランジスタに
カレントミラー接続された検出用トランジスタによっ
て、ベース電流に比例し、しかも、ベース電流よりも電
流量の少ない検出用電流を作成し、当該検出用電流を検
出用抵抗で電圧に変換して、負荷を判定する。この結
果、負荷の軽重を検出用抵抗を用いて判定しているにも
拘らず、検出用抵抗で消費する電力を削減でき、直流安
定化電源装置全体の消費電力を削減できるという効果を
奏する。

【０１４０】さらに、ベース電流の流路から検出用抵抗
を除外できるので、電力制御素子のベース電位を低く設
定できる。この結果、より低い入力電圧で動作でき、消
費電力の低い直流安定化電源装置を実現できるという効
果を併せて奏する。

【０１４１】本発明に係る直流安定化電源装置は、以上
のように、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタで構成さ
れた電力制御素子の負荷状態を検出する負荷状態検出手
段を備え、当該負荷状態検出手段は、上記電力制御素子
を駆動するドライブ用トランジスタにカレントミラー接
続され、当該ドライブ用トランジスタよりもエミッタ面
積が狭く設定された検出用トランジスタと、当該検出用
トランジスタを流れる検出用電流を電圧に変換する検出
用抵抗と、変換された電圧が所定のしきい値を下回って
いる場合、軽負荷と判定する判定部とを含んでいる構成
である。

【０１４２】当該構成では、ドライブ用トランジスタに
カレントミラー接続された検出用トランジスタによっ
て、ベース電流に比例し、しかも、ベース電流よりも電
流量の少ない検出用電流が作成され、当該検出用電流を
検出用抵抗で電圧に変換した後、当該電圧によって、軽
負荷か否かを判定している。したがって、負荷の軽重に
拘らず、負荷状態の検出に要する電力消費も削減できる
という効果を奏する。

【０１４３】さらに、ベース電流の流路から検出用抵抗
を除外できるので、電力制御素子のベース電位を低く設
定できる。この結果、より低い入力電圧で動作でき、消
費電力の低い直流安定化電源装置を実現できるという効
果を併せて奏する。

【０１４４】加えて、ベース電流の流路上から、ベース
電流の流路から検出用抵抗を除外できるので、電力制御
素子のベース電位を低く設定でき、消費電力の低い直流
安定化電源装置を実現できるという効果を併せて奏す
る。

【０１４５】本発明に係る直流安定化電源装置は、上記
構成に加えて、上記電力制御素子を過熱または過電流か
ら保護する保護手段と、上記負荷状態検出手段が軽負荷
と判定した場合に、上記保護手段への電力供給を遮断す
る電力供給制御手段とを備えている構成である。

【０１４６】当該構成によれば、直流安定化電源装置の
出力電力（負荷の消費電力）が小さく、過電流や過熱が
発生しない軽負荷になると、電力供給制御手段が、保護
手段への電力供給を遮断する。これにより、過電流や過
熱からの保護機能を損なうことなく、直流安定化電源装
置の消費電力を削減できるという効果を奏する。

【０１４７】本発明に係る直流安定化電源装置は、以上
のように、上記構成に加えて、上記保護手段が過電流保
護回路であり、上記電力供給制御手段は、上記検出用電
流が所定の値を超えた場合にのみ、当該検出用電流に応
じた量の過電流検出用電流を出力すると共に、上記過電
流検出保護回路は、過電流検出用電流を電圧に変換する
過電流検出用抵抗と、変換された電圧が所定のしきい値
を上回っている場合、過電流と判定する過電流判定部と
を備えている構成である。

【０１４８】上記構成によれば、過電流検出用電流が軽
負荷時に流れていないので、軽負荷時には、過電流検出
用抵抗での電力消費が発生しない。また、過電流検出用
電流は、上述の検出用電流と同様、ベース電流の変化に
伴って変化するものの、ベース電流とは別の電流なの
で、ベース電流の流路上から、過電流検出用抵抗を除外
でき、過電流を検出しているにも拘らず、直流安定化電
源装置は、より低い入力電圧で動作できる。これらの結
果、消費電力の少ない直流安定化電源装置を実現できる
という効果を奏する。

【０１４９】本発明に係る直流安定化電源装置は、上述
のドライブ用トランジスタを有する構成に加えて、上記
制御手段は、上記誤差増幅器の出力に応じ、当該誤差増
幅器の電流駆動能力よりも大きな電流駆動能力で、上記
ドライブ用トランジスタを駆動する電流増幅手段を含
み、さらに、上記入力端子とは別に、上記誤差増幅器の
駆動電力を供給するための電力供給端子が設けられてい
る構成である。

【０１５０】当該構成では、電流増幅手段がドライブ用
トランジスタを駆動しており、ベース電流とは別の電流
で負荷などを検出しているので、ドライブ用トランジス
タおよび電力制御素子の直流電流増幅率が同じであって
も、検出用抵抗での消費電力を増大させることなく、出
力電流の大きな直流安定化電源装置を実現できる。

【０１５１】また、誤差増幅器とドライブ用トランジス
タとの間に電流増幅手段が設けられているので、誤差増
幅器の電源電圧の下限を低下させることは難しいが、入
力端子とは別に、誤差増幅器の電力供給用の電力供給端
子が設けられているので、誤差増幅器の電源電圧に拘ら
ず、入力電圧を低下させることができる。

【０１５２】これらの結果、負荷が要求する出力電圧、
すなわち、直流安定化電源装置が保つべき出力電圧が低
い場合であっても、直流安定化電源装置の入出力電位差
を削減できる。この結果、出力電流が多く、しかも、消
費電力の少ない直流安定化電源装置を実現できるという
効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示すものであり、直流安
定化電源装置の要部構成を示すブロック図である。

【図２】上記直流安定化電源装置において、エラーアン
プおよび定電流回路の構成例を示す回路図である。

【図３】上記直流安定化電源装置において、過熱保護回
路、および、当該過熱保護回路へ電流を供給する定電流
回路の構成例を示す回路図である。

【図４】上記直流安定化電源装置において、過電流保護
回路の構成例を示す回路図である。

【図５】上記直流安定化電源装置の変形例を示すもので
あり、出力電圧が低い場合に特に好適な直流安定化電源
装置の要部構成を示すブロック図である。

【図６】上記直流安定化電源装置の他の変形例を示すも
のであり、過電流をベース電流の流路上の抵抗で検出す
る直流安定化電源装置の要部構成を示すブロック図であ
る。

【図７】上記直流安定化電源装置の構成例を示す回路図
である。

【図８】上記直流安定化電源装置のさらに他の変形例を
示すものであり、エラーアンプに常時一定の駆動電流を
供給する直流安定化電源装置の要部構成を示すブロック
図である。

【図９】上記直流安定化電源装置の構成例を示す回路図
である。

【図１０】上記直流安定化電源装置のまた別の変形例を
示すものであり、直流安定化電源装置の要部構成を示す
ブロック図である。

【図１１】上記直流安定化電源装置の構成例を示す回路
図である。

【図１２】従来技術を示すものであり、直流安定化電源
装置の要部構成を示すブロック図である。

【図１３】他の従来技術を示すものであり、過電流検出
用の抵抗での電圧降下が削減された直流安定化電源装置
の構成例を示す回路図である。

【図１４】さらに他の従来技術を示すものであり、軽負
荷状態に保護回路への電力供給を中止可能な直流安定化
電源装置の要部構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１１パワートランジスタ（電力制御素子；バイポー
ラトランジスタ）１２制御用ＩＣ（制御手段）２１ａドライブ用トランジスタ２１ｂトランジスタ（電流増幅手段）２３エラーアンプ（誤差増幅器）３１ベース電流検出回路（負荷状態検出手段；電力
供給制御手段）３２過熱保護回路（保護手段）３３定電流回路（電力供給制御手段）３４定電流回路（駆動能力設定手段；応答速度設定
手段；電流調整手段）３５・３５ｂ過電流保護回路（過電流保護手段）Ｉ１１電流（過電流検出用電流）Ｉ１２電流（検出用電流）Ｉｂベース電流ｎ１・ｎ２トランジスタ（差動入力対）ｎ１１トランジスタ（検出用トランジスタ）ｎ５１トランジスタ（過電流判定部）ｐ１２・ｐ１３（ｐ１３ａ〜ｐ１３ｃ）トランジスタ
（判定部）Ｒ１２抵抗（検出用抵抗）Ｒ５１抵抗（過電流検出用抵抗）Ｔｉｎ・Ｔｉｎ１入力端子Ｔｉｎ２入力端子（電力供給端子）Ｔｏｕｔ出力端子Ｖｏｕｔ出力電圧Ｖａｄｊ分圧値（検出信号の値）Ｖｒｅｆ基準電圧（所定の値）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力端子および出力端子間に介在する電力
制御素子と、上記電力制御素子の出力電圧に応じて変化
する検出信号の値と所定の値との誤差を検出する誤差増
幅器と、当該誤差増幅器の指示に応じて、上記電力制御
素子の出力電圧が所定の値となるように、上記電力制御
素子を制御する制御手段とを有する直流安定化電源装置
において、負荷状態を検出する負荷状態検出手段と、負荷状態が軽負荷の場合、重負荷の場合に比べて、上記
誤差増幅器の電流駆動能力を低く制御する駆動能力設定
手段とを備えていることを特徴とする直流安定化電源装
置。
【請求項２】入力端子および出力端子間に介在する電力
制御素子と、上記電力制御素子の出力電圧に応じて変化
する検出信号の値と所定の値との誤差を検出する誤差増
幅器と、当該誤差増幅器の指示に応じて、上記電力制御
素子の出力電圧が所定の値となるように、上記電力制御
素子を制御する制御手段とを有する直流安定化電源装置
において、負荷状態を検出する負荷状態検出手段と、負荷状態が軽負荷の場合、重負荷の場合に比べて、上記
誤差増幅器の応答速度を低く設定する応答速度設定手段
とを備えていることを特徴とする直流安定化電源装置。
【請求項３】入力端子および出力端子間に介在する電力
制御素子と、差動入力対を含み、上記電力制御素子の出
力電圧に応じて変化する検出信号の値と所定の値との誤
差を検出する誤差増幅器と、当該誤差増幅器の指示に応
じて、上記電力制御素子の出力電圧が所定の値となるよ
うに、上記電力制御素子を制御する制御手段とを有する
直流安定化電源装置において、負荷状態を検出する負荷状態検出手段と、負荷状態が軽負荷の場合、重負荷の場合に比べて、上記
差動入力対に流れる電流の合計を制限する電流調整手段
とを備えていることを特徴とする直流安定化電源装置。
【請求項４】上記電力制御素子は、ｐｎｐ型のバイポー
ラトランジスタで構成され、上記制御手段は、上記電力制御素子のベース電流を制御
するドライブ用トランジスタを備えていると共に、上記負荷状態検出手段は、上記ドライブ用トランジスタ
にカレントミラー接続され、当該ドライブ用トランジス
タよりもエミッタ面積が狭く設定された検出用トランジ
スタと、当該検出用トランジスタを流れる検出用電流を
電圧に変換する検出用抵抗と、変換された電圧が所定の
しきい値を下回っている場合、軽負荷と判定する判定部
とを含んでいることを特徴とする請求項１、２または３
記載の直流安定化電源装置。
【請求項５】入力端子および出力端子間に介在し、ｐｎ
ｐ型のバイポーラトランジスタで構成された電力制御素
子と、上記電力制御素子の出力電圧に応じて変化する検
出信号の値と所定の値との誤差を検出する誤差増幅器
と、上記電力制御素子のベース電流を制御するドライブ
用トランジスタを備え、当該誤差増幅器の指示に応じ
て、上記電力制御素子の出力電圧が所定の値となるよう
に、上記電力制御素子を制御する制御手段と、上記電力
制御素子のベース電流を検出して、負荷状態を検出する
負荷状態検出手段とを有する直流安定化電源装置におい
て、上記負荷状態検出手段は、上記ドライブ用トランジスタ
とカレントミラー接続され、当該ドライブ用トランジス
タよりもエミッタ面積が狭く設定された検出用トランジ
スタと、当該検出用トランジスタを流れる検出用電流を
電圧に変換する検出用抵抗と、変換された電圧が所定の
しきい値を下回っている場合、軽負荷と判定する判定部
とを備えていることを特徴とする直流安定化電源装置。
【請求項６】上記電力制御素子を過熱または過電流から
保護する保護手段と、上記負荷状態検出手段が軽負荷と判定した場合に、上記
保護手段への電力供給を遮断する電力供給制御手段とを
備えていることを特徴とする請求項５記載の直流安定化
電源装置。
【請求項７】上記保護手段は、過電流検出保護回路であ
り、上記電力供給制御手段は、上記検出用電流が所定の値を
超えた場合にのみ、当該検出用電流に応じた量の過電流
検出用電流を出力すると共に、上記過電流検出保護回路は、過電流検出用電流を電圧に
変換する過電流検出用抵抗と、変換された電圧が所定の
しきい値を上回っている場合、過電流と判定する過電流
判定部とを備えていることを特徴とする請求項６記載の
直流安定化電源装置。
【請求項８】上記制御手段は、上記誤差増幅器の出力に
応じ、当該誤差増幅器の電流駆動能力よりも大きな電流
駆動能力で、上記ドライブ用トランジスタを駆動する電
流増幅手段を含み、さらに、上記入力端子とは別に、上記誤差増幅器の駆動
電力を供給するための電力供給端子が設けられているこ
とを特徴とする請求項４または５記載の直流安定化電源
装置。