JP2002118419A - Antenna - Google Patents
AntennaInfo
- Publication number
- JP2002118419A JP2002118419A JP2000309980A JP2000309980A JP2002118419A JP 2002118419 A JP2002118419 A JP 2002118419A JP 2000309980 A JP2000309980 A JP 2000309980A JP 2000309980 A JP2000309980 A JP 2000309980A JP 2002118419 A JP2002118419 A JP 2002118419A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- dipole antenna
- elements
- antenna
- parasitic
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Details Of Aerials (AREA)
- Aerials With Secondary Devices (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、アンテナに係わ
り、特に、帯域幅が広く、かつ、高利得を要求される移
動電話基地局アンテナの基本放射素子や、天井などに設
置する移動通信の屋内中継装置に適用して有効なアンテ
ナに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an antenna, and more particularly, to a basic radiating element of a mobile telephone base station antenna requiring a wide bandwidth and a high gain, and a mobile communication indoor installed on a ceiling or the like. The present invention relates to an antenna that is effective when applied to a relay device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１６は、移動電話基地局アンテナの基
本放射素子として使用されている、従来の反射板付き半
波長ダイポールアンテナの一例の概略構成を示す斜視図
である。同図において、１は反射板、２は誘電体基板で
あり、図１６に示す反射板付き半波長ダイポールアンテ
ナでは、反射板１の反射面に対して、誘電体基板２が平
行になるように設けられる。ここで、反射板１と誘電体
基板２の平行間隔を維持するためには、例えば、反射板
１と誘電体基板２との間に、適宜固体誘電体を充填する
か、あるいは、適当な材質なるスペーサを介在させて両
者を一体に結合する。３1，３2は、第１および第２のダ
イポールアンテナ素子で、４は給電回路を形成する接地
導体であり、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構
成する導体の長さは、それぞれλｏ／２の長さ（λｏ
は、使用中心周波数（ｆｏ）の自由空間波長）とされ
る。なお、使用中心周波数（ｆｏ）は、使用することが
予定されている上限周波数と下限周波数の中心の周波数
である。2. Description of the Related Art FIG. 16 is a perspective view showing a schematic configuration of an example of a conventional half-wavelength dipole antenna with a reflector used as a basic radiating element of a mobile telephone base station antenna. In the drawing, reference numeral 1 denotes a reflector, and 2 denotes a dielectric substrate. In the half-wave dipole antenna with a reflector shown in FIG. 16, the dielectric substrate 2 is parallel to the reflection surface of the reflector 1. Provided. Here, in order to maintain the parallel distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2, for example, a solid dielectric may be filled between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 or an appropriate material may be used. The two are integrally joined with a spacer therebetween. 3 1 and 3 2 are first and second dipole antenna elements, 4 is a ground conductor forming a feed circuit, and the lengths of the conductors forming the dipole antenna elements (3 1 and 3 2 ) are The length of λo / 2 (λo
Is the free space wavelength of the used center frequency (fo). The used center frequency (fo) is the center frequency between the upper limit frequency and the lower limit frequency that are scheduled to be used.
【０００３】ダイポールアンテナ素子（３1，３2）およ
び接地導体４は、誘電体基板２の一方の面（裏面または
表面）に設けられ、かつ、ダイポールアンテナ素子（３
1，３2）は、誘電体基板２の中心点に点対称に設けられ
る。図１７（ａ）に示すように、ダイポールアンテナ素
子３1は、その中央部に幅方向の切込み２０が設けら
れ、また、接地導体４は、その中心が、誘電体基板２の
中心点にほぼ一致しており、その前端部に、接地導体４
の長手方向のスロット２１が設けられる。ダイポールア
ンテナ素子３1の前縁中央部に設けた幅方向の切込み２
０の底部と、接地導体４の前端部に設けた長手方向のス
ロット２１とは連続的に設けられ、ダイポールアンテナ
素子３1の前縁中央部に設けた幅方向の切込み２０によ
って分割された導体の内端（図１７（ａ）の２２；給電
点）に、接地導体４の分割前端部がそれぞれ接続されて
いる。なお、ダイポールアンテナ素子３2側の構成も、
ダイポールアンテナ素子３1側の構成と同じである。A dipole antenna element (3 1 , 3 2 ) and a ground conductor 4 are provided on one surface (rear surface or front surface) of the dielectric substrate 2 and the dipole antenna element (3 1 , 3 2 )
1 , 3 2 ) are provided point-symmetrically at the center point of the dielectric substrate 2. As shown in FIG. 17 (a), the dipole antenna element 3 1, a central portion cut 20 in the width direction is provided on, also, the ground conductor 4, its center is substantially the center point of the dielectric substrate 2 And a ground conductor 4
Are provided in the longitudinal direction. Dipole antenna elements 3 1 of leading edge width direction of the cut 2 which is provided in the central portion
0 and the bottom of the continuously provided with longitudinal slots 21 provided on the front end portion of the ground conductor 4, the conductor divided by the dipole antenna element 3 1 of leading edge width direction of the cut 20 provided in the central portion Of the ground conductor 4 are connected to the inner ends (22 in FIG. 17A; feed points). Also construction of dipole antenna elements 3 2 side,
Is the same as the configuration of the dipole antenna element 3 1 side.
【０００４】５1，５2は、給電回路を構成する折返し導
体で、図１６および図１７（ｂ）に示すように、誘電体
基板２の他方の面（表面または裏面）に、誘電体基板２
の中心点に対称的に設けられる。導体５1は、接地導体
４の一部とともに、導体５2は、接地導体４の他の一部
とともに、それぞれ分岐導体による平衡−不平衡変換回
路（マイクロストリップ線路による平衡−不平衡変換回
路）を構成する。図１６、図１７には図示していない
が、誘電体基板２の裏面には、同軸接栓が設けられ、そ
の内部導体は、誘電体基板２の裏に穿った孔に挿入さ
れ、接地導体４と電気的に接続される恐れがないように
して平衡−不平衡変換回路を構成する折返し導体
（５1，５2）の各内端相互の接続点に接続され、同軸接
栓の外部導体は、接地導体４に接続される。このように
形成されたアンテナは、Ｚ軸方向で最大放射方向を有
し、約９ｄＢｉ程度の高利得を得ることができる。[0006] Reference numerals 5 1 and 5 2 denote folded conductors constituting a power supply circuit. As shown in FIGS. 16 and 17 (b), the dielectric substrate 2 has a dielectric substrate 2 on the other surface (front or rear surface). 2
Are provided symmetrically at the center point of Conductors 5 1, together with a portion of the ground conductor 4, the conductor 5 2, together with another part of the ground conductor 4, the equilibrium by the branch conductors respectively - unbalanced conversion circuit (balanced by microstrip lines - unbalanced conversion) Is configured. Although not shown in FIGS. 16 and 17, a coaxial plug is provided on the back surface of the dielectric substrate 2, and the inner conductor is inserted into a hole formed in the back surface of the dielectric substrate 2, The outer conductor of the coaxial connector is connected to the connection point between the inner ends of the folded conductors (5 1 , 5 2 ) constituting the balanced-unbalanced conversion circuit so as not to be electrically connected to the outer conductor 4. Are connected to the ground conductor 4. The antenna thus formed has a maximum radiation direction in the Z-axis direction, and can obtain a high gain of about 9 dBi.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】図１６、図１７に示す
従来のアンテナは、高利得が得られるが、周波数の帯域
幅が狭いという欠点を有する。図１８は、図１６に示す
アンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフ
である。この図１８のグラフは、（１）平行に並べられ
たダイポールアンテナ素子（３ 1，３2）を構成する導体
の等価中心を０．４２λｏ（λｏは、使用中心周波数
（ｆｏ）における自由空間波長）、（２）ダイポールア
ンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の導体幅を０．
０７λｏ、（３）反射板１を一辺が０．８４λｏから成
る正方形、（４）反射板１と誘電体基板２との間隔を
０．２１λｏとした時に、折返し導体（５1，５2）の定
数を適当に調整して同軸接栓との整合を調整した際の、
同軸端子から見た負荷側の反射減衰量の周波数特性を測
定した結果を示すグラフである。The problem to be solved by the present invention is shown in FIGS.
Conventional antennas provide high gain, but the frequency band
It has the disadvantage of being narrow. FIG. 18 shows in FIG.
Graph showing an example of frequency characteristics of return loss of an antenna
It is. The graph of FIG. 18 is (1) arranged in parallel.
Dipole antenna element (3 1, 3Two) Constituent conductor
0.42λo (λo is the used center frequency)
(Free space wavelength at (fo)), (2) dipole antenna
Antenna element (31, 3Two) Is set to 0.
07λo, (3) The reflector 1 is made of 0.84λo on one side.
(4) the distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2
When set to 0.21λo, the folded conductor (51, 5Two)
When adjusting the number and coordination with the coaxial connector appropriately,
Measure the frequency characteristics of return loss on the load side as viewed from the coaxial terminal.
It is a graph which shows the determined result.
【０００６】アレイアンテナの放射素子のように、反射
減衰量が−２０ｄＢ以下と、比較的良好な反射特性を要
求される場合、図１８の結果から判るように、図１６に
示すアンテナでは、反射減衰量が−２０ｄＢ以下となる
周波数範囲は、使用中心周波数（ｆｏ）に対する比帯域
幅で９％程度であり、８００ＭＨｚ帯の携帯電話システ
ムのように、送受信の周波数帯が離れ、比帯域幅が１６
％以上要求される場合には、使用することができない。
このような欠点を改善するために、特願平０８−３２１
１７８号に記載されている「ダイポールアンテナ」で
は、図１９に示すように、屈曲突出部分を有する無給電
素子（６1，６2）を配置して、その周波数特性を改善し
ている。しかしながら、図４に示す屈曲突出部分を有す
る無給電素子（６1，６2）は、その構造からも分かるよ
うに、無給電素子（６1，６2）を構成する導体の導体幅
を自由に拡大することが難しく、さらなる広帯域特性を
得ようとした場合や、多周波数共用システムなどで、よ
り高い周波数領域で周波数特性を安定化しなければなら
ない場合には適用することが困難であるという問題点あ
った。When a relatively good reflection characteristic is required, such as a radiating element of an array antenna, having a return loss of -20 dB or less, the antenna shown in FIG. The frequency range in which the amount of attenuation is -20 dB or less is about 9% in a fractional bandwidth with respect to the center frequency (fo) to be used. 16
If more than% is required, it cannot be used.
In order to improve such disadvantages, Japanese Patent Application No. 08-321 is disclosed.
In the "dipole antenna" it is described in JP 178, as shown in FIG. 19, by placing the parasitic element (6 1, 6 2) having a bent projecting portion, and to improve its frequency characteristics. However, the parasitic element (6 1, 6 2) having a bent projecting portion shown in FIG. 4, as can be seen from its structure, free conductor width of the conductor constituting the parasitic element (6 1, 6 2) The problem is that it is difficult to expand to a wider frequency range, and it is difficult to apply it when trying to obtain further wideband characteristics, or when stabilizing the frequency characteristics in a higher frequency region in a multi-frequency sharing system, etc. There was a point.
【０００７】また、最大放射方向の利得を上げる必要が
ある場合には、図１６、または図１９に示す、平行に並
べられたダイポール素子（３1，３2）を構成する導体の
等価中心間隔を広げなければならないために、アンテナ
の形状を大きくしなければならないという問題点があっ
た。本発明は、前記従来技術の問題点を解決するために
なされたものであり、本発明の目的は、従来のアンテナ
と同程度の容積ながら、広帯域化を図り、かつ、利得を
向上させることが可能となるアンテナを提供することに
ある。本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴
は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにす
る。If it is necessary to increase the gain in the maximum radiation direction, the equivalent center distance of the conductors constituting the dipole elements (3 1 , 3 2 ) arranged in parallel as shown in FIG. 16 or FIG. Therefore, there is a problem that the shape of the antenna needs to be enlarged in order to increase the size of the antenna. The present invention has been made in order to solve the problems of the prior art, and an object of the present invention is to achieve a wider band while improving the gain, while having the same volume as the conventional antenna. It is to provide a possible antenna. The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of the present specification and the accompanying drawings.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記の通りである。即ち、本発明は、反射板と、前記反
射板の前面に前記反射板と略平行で、点対称に設けられ
る第１および第２のダイポールアンテナ素子と、前記第
１および第２のダイポールアンテナ素子の前記反射板と
反対の側に、前第１および第２のダイポールアンテナ素
子と間隔をおいて、前記第１および第２のダイポールア
ンテナ素子と略平行に設けられる第１および第２の無給
電素子とを備えるアンテナであって、前記各無給電素子
は、前記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の
端部と、前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第
２の端部と、前記第１の端部および前記第２の端部の開
放端が同一方向となるように、前記第１および第２の端
部を連結する連結部とを有し、前記第１および第２の無
給電素子は、それぞれ前記第１および第２の端部の開放
端が互いに対向して配置され、前記各無給電素子は、前
記第１の端部、前記第２の端部、および前記連結部の幅
方向の中心に沿った長さをＬ、使用周波数の自由空間波
長をλとするとき、０．５λ≦Ｌ≦λを満足することを
特徴とする。SUMMARY OF THE INVENTION Among the inventions disclosed in the present application, the outline of a representative one will be briefly described.
It is as follows. That is, the present invention provides a reflector, first and second dipole antenna elements provided on a front surface of the reflector substantially parallel to the reflector and in point symmetry, and the first and second dipole antenna elements A first and a second parasitic element provided on the opposite side of the reflector from the first and second dipole antenna elements and substantially parallel to the first and second dipole antenna elements An antenna comprising: a first end parallel to the first dipole antenna element; a second end parallel to the second dipole antenna element; A connecting portion connecting the first and second ends so that open ends of the first end and the second end are in the same direction; The parasitic elements are respectively the first and Open ends of the two ends are opposed to each other, and each of the parasitic elements has a length along a widthwise center of the first end, the second end, and the connecting part. Where L is the free space wavelength of the operating frequency and λ is 0.5.ltoreq.L ≦ λ.
【０００９】また、本発明は、反射板と、前記反射板の
前面に前記反射板と略平行で、点対称に設けられる第１
および第２のダイポールアンテナ素子と、前記第１およ
び第２のダイポールアンテナ素子の前記反射板と反対の
側に、前第１および第２のダイポールアンテナ素子と間
隔をおいて、前記第１および第２のダイポールアンテナ
素子と略平行に設けられる第１および第２の無給電素子
とを備えるアンテナであって、前記各無給電素子は、前
記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部
と、前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の
端部と、前記第１の端部および前記第２の端部の開放端
が同一方向となるように、前記第１および第２の端部を
連結する連結部とを有し、前記第１および第２の無給電
素子は、それぞれ前記連結部が互いに対向して配置さ
れ、前記各無給電素子は、前記第１の端部、前記第２の
端部、および前記連結部の幅方向の中心に沿った長さを
Ｌ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５
λ≦Ｌ≦λを満足することを特徴とする。本発明の好ま
しい実施の形態では、前記各無給電素子の少なくとも一
方は、前記連結部の長さ方向の中央部で２つに分割され
ていることを特徴とする。Further, the present invention provides a reflector and a first mirror provided on a front surface of the reflector substantially parallel to the reflector and point symmetric.
And the second dipole antenna element, and the first and second dipole antenna elements on the side of the first and second dipole antenna elements opposite to the reflection plate, spaced from the first and second dipole antenna elements. And a first and a second parasitic element provided substantially in parallel with the second dipole antenna element, wherein each of the parasitic elements has a first end parallel to the first dipole antenna element. The first and second ends so that the second end parallel to the second dipole antenna element and the open ends of the first end and the second end are in the same direction. A connecting portion connecting end portions, wherein the first and second parasitic elements are arranged such that the connecting portions face each other, and each of the parasitic elements has the first end portion; The second end, and the connection When the length along the center of the width direction L, a and a free-space wavelength of the used frequency lambda, 0.5
It is characterized by satisfying λ ≦ L ≦ λ. In a preferred embodiment of the present invention, at least one of the parasitic elements is divided into two at a central portion in a length direction of the connecting portion.
【００１０】前記手段によれば、反射板上に平行に並べ
られた、一対のダイポールアンテナ素子と、前記第１の
ダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部と、前記第
２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部と、前
記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方向
となるように、前記第１および第２の端部を連結する連
結部とを有する（即ち、「コの字」形）の一対の無給電
素子とが、互いに近似した共振周波数を持つ共振特性を
有する場合には、一対のダイポールアンテナ素子と、一
対の「コの字」形無給電素子を適当な結合が得られるよ
うに配置することで、複同調回路の調整と同様に、広帯
域な特性を実現させることができる。また、一対のダイ
ポールアンテナ素子と、一対の「コの字」形無給電素子
とが、異なる共振周波数を持つ共振特性を有する場合に
は、スタガ同調の原理により、２周波数共振特性を実現
することができる。いずれの場合のおいても、「コの
字」形無給電素子を構成する導体の中心に沿った全長
は、ほぼ０．５λより長く、１λより短い周波の範囲で
は、「コの字」形無給電素子を構成する導体上に分布さ
れる電流分布は２つの山を持つ定在波形となるととも
に、電流位相が進むため、導波作用を生ずることから、
「コの字」形無給電素子を配置しないものより、利得を
増大させることができる。According to the above means, a pair of dipole antenna elements, a first end parallel to the first dipole antenna element, and a second dipole antenna element are arranged in parallel on the reflector. And a connecting portion connecting the first and second ends so that the open ends of the first end and the second end are in the same direction. (Ie, a “U-shaped”) pair of parasitic elements having resonance characteristics having resonance frequencies close to each other, a pair of dipole antenna elements and a pair of “U-shaped” By arranging the parasitic element so as to obtain an appropriate coupling, it is possible to realize a wide band characteristic as in the adjustment of the double tuning circuit. When the pair of dipole antenna elements and the pair of “U-shaped” parasitic elements have resonance characteristics having different resonance frequencies, the two-frequency resonance characteristics are realized by the principle of stagger tuning. Can be. In either case, the total length along the center of the conductor forming the “U-shaped” parasitic element is approximately “0.5” in the frequency range longer than approximately 0.5λ and shorter than 1λ. Since the current distribution distributed on the conductor constituting the parasitic element becomes a standing waveform having two peaks and the current phase advances, a waveguide action occurs.
The gain can be increased as compared with the case where no “U-shaped” parasitic element is arranged.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、実施の形態を説明す
るための全図において、同一機能を有するものは同一符
号を付け、その繰り返しの説明は省略する。 ［実施の形態１］図１は、本発明の実施の形態１のアン
テナの概略構成を示す斜視図である。同図において、反
射板１、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）、接地導
体４、および折返し導体（５1，５2）の構成および動作
は、図１６、図１９に示す従来のアンテナの構成および
動作と変わらないので、重複を避けるため説明は省略す
る。図１において、７1，７2は、一対の無給電素子（以
下、「コの字」形無給電素子という。）であり、この
「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、ダイポールア
ンテナ素子（３1，３2）に平行となる面に、即ち、ダイ
ポールアンテナ素子（３1，３2）と間隔をおいて、ダイ
ポールアンテナ素子（３1，３2）上に略平行に配置され
る。また、「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、ダ
イポールアンテナ素子３1と平行な第１の端部７ａと、
ダイポールアンテナ素子３2と平行な第２の端部７ｂ
と、第１の端部７ａおよび第２の端部７ｂの開放端が同
一方向となるように、第１の端部７ａおよび第２の端部
７ｂを連結する連結部７ｃとを有する。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In all the drawings for describing the embodiments, components having the same functions are denoted by the same reference numerals, and repeated description thereof will be omitted. [First Embodiment] FIG. 1 is a perspective view showing a schematic configuration of an antenna according to a first embodiment of the present invention. In the figure, the reflecting plate 1, a dipole antenna element (3 1, 3 2), the structure and operation of the ground conductor 4, and the folded conductor (5 1, 5 2), FIG. 16, the conventional antenna shown in FIG. 19 Since the configuration and operation are the same, the description is omitted to avoid duplication. In FIG. 1, reference numerals 7 1 and 7 2 denote a pair of parasitic elements (hereinafter referred to as “U-shaped” parasitic elements), and the “U-shaped” parasitic elements (7 1 and 7 2). ) Is on the surface parallel to the dipole antenna element (3 1 , 3 2 ), that is, on the dipole antenna element (3 1 , 3 2 ) at an interval from the dipole antenna element (3 1 , 3 2 ). They are arranged substantially in parallel. Further, "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) has a first end portion 7a parallel to the dipole antenna element 3 1,
The second end 7b is parallel with the dipole antenna element 3 2
And a connecting portion 7c for connecting the first end 7a and the second end 7b such that the open ends of the first end 7a and the second end 7b are in the same direction.
【００１２】この「コの字」形無給電素子（７1，７2）
は、無給電素子を構成する導体の中心（幅方向の中心）
に沿った全長が、ほぼ０．５λより長く、かつ、１λよ
り短く、さらに、「コの字」形無給電素子（７1，７2）
は、互いに、両端部（７ａ）の開放端同士を向かい合わ
せて、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）の前面（ダ
イポールアンテナ素子（３1，３2）の反射板と反対の
側）に配置される。図１では、この「コの字」形無給電
素子（７1，７2）を板状導体で示しているが、棒状や管
状の導体など様々な断面形状で、かつ導電性の良いもの
であれば問題ないが、必要とする周波数帯域の幅が広い
場合には、表面積（板状の場合には板の面積を、棒状や
管状の場合には直径）を広くする必要がある。「コの
字」形無給電素子（７1，７2）は、適宜絶縁体を用い
て、反射板１、または誘電体基板２に固定するか、発泡
プラスチックのごとき比誘電率が１に近く、低損失から
なる誘電体板を、反射板１、または誘電体基板２、ある
いは、反射板１および誘電体基板２の間に介在させ、接
着剤等を用いて固定させても良い。また、「コの字」形
無給電素子（７1，７2）を、適宜誘電体板上にプリント
配線板で用いるエッチング手法等を用いて形成した上
で、「コの字」形無給電素子（７1，７2）が形成されて
いる部分を避けて、任意の材質からなるスペーサ等によ
り、反射板１または誘電体基板２との間を接合させ、保
持させても良い。[0012] The "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2)
Is the center of the conductor that constitutes the parasitic element (the center in the width direction)
The total length along the line is longer than approximately 0.5λ and shorter than 1λ, and the “U-shaped” parasitic element (7 1 , 7 2 )
Are each, by facing the open ends with each other of the ends (7a), in front of the dipole antenna element (3 1, 3 2) (dipole antenna elements (3 1, 3 2) reflector opposite sides of) Be placed. FIG. 1 shows the "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) of a plate-like conductor, a variety of cross-sectional shapes, such as rod-shaped or tubular conductor, and have good conductivity There is no problem as long as the width of the required frequency band is wide, but the surface area (the area of the plate in the case of a plate, and the diameter in the case of a rod or tube) needs to be increased. The “U-shaped” parasitic element (7 1 , 7 2 ) is fixed to the reflection plate 1 or the dielectric substrate 2 using an appropriate insulator, or has a relative dielectric constant close to 1 such as foamed plastic. Alternatively, a dielectric plate having low loss may be interposed between the reflector 1 or the dielectric substrate 2 or between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 and fixed using an adhesive or the like. Moreover, the "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2), on which is formed by using an etching technique or the like used in the printed wiring board in an appropriate dielectric board, "U" shaped non-feeding avoiding the portion where elements (7 1, 7 2) are formed, by a spacer or the like made of any material, is joined between the reflecting plate 1 or the dielectric substrate 2 may be held.
【００１３】図２は、本実施の形態のアンテナの反射減
衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。図２に示
すグラフは、（１）平行に並べられたダイポールアンテ
ナ素子（３1，３2）の等価中心間隔を０．４２λｏ（λ
ｏは、使用中心周波数（ｆｏ）における自由空間波
長）、（２）ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構
成する導体の導体幅を０．０７λｏ、（３）反射板１を
一辺が０．８４λｏからなる正方形、（３）反射板１と
誘電体基板２の間隔を０．１０８λｏ波長、（４）「コ
の字」形無給電素子（７1，７2）を構成する導体と反射
板１との間隔を０．２１λｏ、その導体幅を０．０７λ
ｏ、「コの字」形無給電素子（７1，７2）を構成する導
体の中心に沿った全長を０．７８λｏとした時に、折返
し導体（５1，５2）の定数を適当に調整して、同軸接栓
との整合を調整した際の、同軸端子から見た、負荷側の
反射減衰量の周波数特性を測定した結果を示すグラフで
ある。ここで、「コの字」形無給電素子（７1，７2）と
反射板１との間隔は、図１８で説明で示した反射板１と
誘電体基板２の間隔と一致している。図２のグラフから
判るように、反射減衰量が−２０ｄＢ以下の使用中心周
波数（ｆｏ）に対する比帯域幅は、２０％以上におよ
び、図１６、図１９に示す従来のアンテナと殆ど同じ容
積ながら、広帯域化が実現されており、８００ＭＨｚ帯
で実用されている携帯電話システムで要求される帯域幅
を十分カバーすることができる。FIG. 2 is a graph showing an example of the frequency characteristic of the return loss of the antenna according to the present embodiment. The graph shown in FIG. 2 shows that (1) the equivalent center distance of the dipole antenna elements (3 1 , 3 2 ) arranged in parallel is 0.42λo (λ
o is the free space wavelength at the center frequency of use (fo)), (2) the conductor width of the conductor constituting the dipole antenna element (3 1 , 3 2 ) is 0.07λo, and (3) the side of the reflector 1 is 0 0.83λo, (3) the distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 is 0.108λo wavelength, and (4) the conductors and reflections constituting the “U-shaped” parasitic element (7 1 , 7 2 ) The distance from the plate 1 is 0.21λo, and the conductor width is 0.07λ.
o, "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) the total length along the center of the conductor constituting the when the 0.78Ramudao, folded conductors (5 1, 5 2) constant appropriate for It is a graph which shows the result of having measured the frequency characteristic of the return loss on the load side seen from the coaxial terminal when adjusting and matching with the coaxial plug. Here, the distance between the “U-shaped” parasitic elements (7 1 , 7 2 ) and the reflector 1 matches the distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 shown in FIG. . As can be seen from the graph of FIG. 2, the relative bandwidth with respect to the used center frequency (fo) having a return loss of −20 dB or less is 20% or more, and has the same volume as the conventional antenna shown in FIGS. 16 and 19. A wide band has been realized, and it is possible to sufficiently cover a bandwidth required in a mobile phone system practically used in an 800 MHz band.
【００１４】図３は、前述の図２のグラフを測定する際
に使用したアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−
Ｚ面）を示すグラフであり、０．９ｆｏの周波数におけ
る測定結果を示している。また、図４は、前述の図２の
グラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向
性を示すグラフであり、１．１ｆｏの周波数における測
定結果を示している。図３、図４に示すいずれの特性
も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向
性の半値角は、図３で５９°、図４で４９°となり、周
波数の変化によって大きな変化が無い。図５は、前述の
図２のグラフを測定する際に使用したアンテナの磁界面
内指向性（図１に示Ｙ−Ｚ面）を示すグラフであり、
０．９ｆｏの周波数における測定結果を示している。ま
た、図６は、前述の図２のグラフを測定する際に使用し
たアンテナの磁界面内指向性を示すグラフであり、１．
１ｆｏの周波数における測定結果を示している。図５、
図６に示すいずれの特性も、Ｚ軸方向で最大放射となる
特性となっており、指向性の半値角は、図５で６５°、
図６で５９°となり、この面の指向性もまた周波数の変
化によって大きな変化がない。FIG. 3 shows the directivity in the electric field plane of the antenna used in measuring the graph of FIG.
12 is a graph showing the measurement results at a frequency of 0.9 fo. FIG. 4 is a graph showing the in-field directivity of the antenna used when measuring the graph of FIG. 2 described above, and shows the measurement result at a frequency of 1.1 fo. Each of the characteristics shown in FIG. 3 and FIG. 4 has the characteristic of maximum radiation in the Z-axis direction, and the half-value angle of directivity is 59 ° in FIG. 3 and 49 ° in FIG. No big change. FIG. 5 is a graph showing the directivity in the magnetic field plane (YZ plane shown in FIG. 1) of the antenna used when measuring the graph of FIG.
The measurement result at the frequency of 0.9fo is shown. FIG. 6 is a graph showing the in-field directivity of the antenna used when measuring the graph of FIG. 2 described above.
The measurement result at a frequency of 1fo is shown. FIG.
Each of the characteristics shown in FIG. 6 has a maximum radiation in the Z-axis direction. The half-value angle of directivity is 65 ° in FIG.
In FIG. 6, the angle is 59 °, and the directivity of this surface does not change significantly due to the change in frequency.
【００１５】図７は、前述の図２のグラフを測定する際
に使用したアンテナのＺ方向に於ける利得の周波数特性
を示すグラフである。図中の実線が、本実施の形態のア
ンテナの測定結果を示し、また、参考のために、前述の
図１６で説明した従来のアンテナの利得の周波数特性
を、図中の破線で示している。同図から判るように、本
実施の形態のアンテナでは、使用中心周波数の１．１ｆ
ｏより高い周波数になると、次第に従来のアンテナの利
得と差が縮まり、遂には逆転されてしまうものの、図２
で説明した反射減衰量が良好な周波数の範囲では、従来
のアンテナに比べて１〜２ｄＢ程度、利得が増大してい
ることが判る。このように、本実施の形態のアンテナに
よれば、従来のアンテナと同程度の容積ながら、広帯域
に渡って反射減衰量が良好で、かつ、利得を向上させる
ことが可能となる。FIG. 7 is a graph showing the frequency characteristics of the gain in the Z direction of the antenna used when measuring the graph of FIG. 2 described above. The solid line in the figure shows the measurement result of the antenna of the present embodiment, and for reference, the frequency characteristic of the gain of the conventional antenna described in FIG. . As can be seen from the figure, in the antenna of the present embodiment, the operating center frequency of 1.1f
When the frequency becomes higher than o, the gain and the difference of the conventional antenna are gradually reduced, and finally reversed.
It can be seen that the gain is increased by about 1 to 2 dB as compared with the conventional antenna in the frequency range where the return loss described above is good. As described above, according to the antenna of the present embodiment, the return loss can be improved over a wide band, and the gain can be improved, while having the same volume as the conventional antenna.
【００１６】図８は、本実施の形態のアンテナの反射減
衰量の周波数特性の他の例を示すグラフである。図８に
示すグラフは、前述の図２のグラフを測定する際に使用
したアンテナにおいて、ダイポールアンテナ素子
（３1，３2）を構成する導体の導体幅と、「コの字」形
無給電素子（７1，７2）の導体幅を０．０８４λｏに変
更し、折返し導体（５1，５2）の定数を適当に調整して
同軸接栓との整合を調整した際の、同軸端子から見た、
負荷側の反射減衰量の周波数特性を測定したグラフであ
る。図８から判るように、ダイポールアンテナ素子（３
1，３2）を構成する導体の導体幅と、「コの字」形無給
電素子（７1，７2）の導体幅を拡大し、整合を適当に調
整することによって、反射減衰量を−１０ｄＢ以上とし
た場合の使用中心周波数ｆｏに対する比帯域幅を、５０
％以上と広帯域化させることができる。したがって、こ
の図８のグラフを測定する際に使用したアンテナは、比
較的、反射減衰量の値が大きくても実用可能な天井等に
設置する移動通信の屋内中継装置に代表されるようなシ
ステムのアンテナや、移動端末装置用のアンテナとして
有用である。また、図８のグラフから判るように、反射
減衰量を−１０ｄＢ以下とした場合の使用中心周波数
（ｆｏ）に対する比帯域幅の下限と上限附近の周波数で
は、反射減衰量が良好となる傾向があるため、例えば、
８００ＭＨｚ／１．５ＧＨｚや、１．５ＧＨｚ／２ＧＨ
ｚと言った複数の周波数帯を用いる携帯電話システムの
共用アンテナとして有用である。FIG. 8 is a graph showing another example of the frequency characteristic of the return loss of the antenna according to the present embodiment. The graph shown in FIG. 8 shows the width of the conductor constituting the dipole antenna element (3 1 , 3 2 ) in the antenna used for measuring the graph of FIG. change the conductor width of the element (7 1, 7 2) in 0.084Ramudao, when adjusted for alignment with the coaxial connector by appropriately adjusting the constants of the folded conductors (5 1, 5 2), coaxial terminal Seen from
4 is a graph showing a measurement of a frequency characteristic of return loss on a load side. As can be seen from FIG. 8, the dipole antenna element (3
1, 3 2) and the conductor width of the conductor constituting the, enlarged conductor width of the "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2), by appropriately adjusting the alignment, return loss When the bandwidth is −10 dB or more, the relative bandwidth to the used center frequency fo is 50
% Or more. Therefore, the antenna used when measuring the graph of FIG. 8 is a system such as a mobile communication indoor repeater installed on a ceiling or the like that can be practically used even if the value of the return loss is relatively large. And an antenna for a mobile terminal device. As can be seen from the graph of FIG. 8, the return loss tends to be good at frequencies near the lower limit and the upper limit of the relative bandwidth with respect to the used center frequency (fo) when the return loss is -10 dB or less. So, for example,
800MHz / 1.5GHz or 1.5GHz / 2GH
It is useful as a shared antenna of a mobile phone system using a plurality of frequency bands such as z.
【００１７】図９は、前述の図８のグラフを測定する際
に使用したアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−
Ｚ面）を示すグラフであり、０．８１ｆｏの周波数にお
ける測定結果を示している。図１０は、前述の図８のグ
ラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向性
を示すグラフであり、１．１４ｆｏの周波数における測
定結果を示している。図９、図１０に示すいずれの特性
も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向
性の半値角は、図９で６３°、図１０で６０°となり、
周波数の変化による変化が少ない特性になっている。図
１１は、前述の図８のグラフを測定する際に使用したア
ンテナの磁界面内指向性（図１におけるＹ−Ｚ面）を示
すグラフであり、０．８１ｆｏの周波数における測定結
果を示している。図１２は、前述の図８のグラフを測定
する際に使用したアンテナの磁界面内指向性を示すグラ
フであり、１．１４ｆｏの周波数における測定結果を示
している。図１１、図１２に示すいずれの特性も、Ｚ軸
方向で最大放射となる特性となっており、指向性の半値
角は、図１１で７８°、図１２で７６°となり、周波数
の変化による変化が少ない特性になっている。FIG. 9 shows the directivity in the electric field plane (X-direction shown in FIG. 1) of the antenna used when measuring the graph of FIG.
7 is a graph showing the measurement results at a frequency of 0.81 fo. FIG. 10 is a graph showing the in-field directivity of the antenna used when measuring the graph of FIG. 8 described above, and shows the measurement result at a frequency of 1.14 fo. Each of the characteristics shown in FIG. 9 and FIG. 10 has the characteristic of maximum radiation in the Z-axis direction, and the half-value angle of directivity is 63 ° in FIG. 9 and 60 ° in FIG.
The characteristic is that the change due to the frequency change is small. FIG. 11 is a graph showing the directivity in the magnetic field plane (YZ plane in FIG. 1) of the antenna used when measuring the graph of FIG. 8 described above, and shows the measurement results at a frequency of 0.81fo. I have. FIG. 12 is a graph showing the directivity in the magnetic field plane of the antenna used when measuring the graph of FIG. 8 described above, and shows the measurement result at a frequency of 1.14 fo. Each of the characteristics shown in FIG. 11 and FIG. 12 has the characteristic of maximum radiation in the Z-axis direction, and the half-value angle of directivity is 78 ° in FIG. The characteristic has little change.
【００１８】［実施の形態２］図１３は、本発明の実施
の形態２のアンテナの概略構成を示す斜視図である。本
実施の形態は、「コの字」形無給電素子（７1，７2）を
Ｘ−Ｚ面に対して対称になるよう分割した点で、前述の
実施の形態１と相違する。本実施の形態では、「コの
字」形無給電素子７1は、第１の分割素子７０1と第２の
分割素子７０2とから構成され、同様に、「コの字」形
無給電素子７2は、第１の分割素子７０3と第２の分割素
子７０4とから構成される。前述の実施の形態１に示す
「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給電素子
（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長が、
０．５λより長く、１λより短いため、「コの字」形無
給電素子（７1，７2）には、ダイポールアンテナ素子
（３1，３2）を構成する導体によって結合され、２つの
定在波分布が形成される。この定在波分布は、Ｘ−Ｚ面
において、電流分布が最小になる部分があるため、この
部分で「コの字」形無給電素子（７1，７2）を分割し
て、４つの「Ｌの字」形分割素子（７０1，７０2，７０
3，７０4）に置き換えても何ら特性に差異を生じない。
本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同様な
作用・効果を得ることが可能となる。Second Embodiment FIG. 13 is a perspective view showing a schematic configuration of an antenna according to a second embodiment of the present invention. This embodiment, a point obtained by dividing so as to be symmetrical "U" shaped parasitic elements (7 1, 7 2) to the X-Z plane, different from the first embodiment described above. In this embodiment, "U" shaped parasitic element 71 is composed of a first dividing element 70 1 and the second dividing element 70 2 which, likewise, "U" shaped non-feeding element 7 2 is composed of a first dividing element 70 3 and the second splitting element 70 4. Shown in the above-mentioned first embodiment, "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2), the center total length along the conductors which constitute parasitic elements (7 1, 7 2),
Longer than 0.5 [lambda, shorter than 1 [lambda, the "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) are coupled by a conductor constituting the dipole antenna elements (3 1, 3 2), the two A standing wave distribution is formed. The standing wave distribution in the X-Z plane, since there is a portion where the current distribution is minimized by dividing the "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) in this portion, four "L-shaped" splitting elements (70 1 , 70 2 , 70
3, no difference in any characteristic be replaced by 70 4).
Also in the present embodiment, it is possible to obtain the same operation and effect as in the first embodiment.
【００１９】［実施の形態３］図１４は、本発明の実施
の形態３のアンテナの概略構成を示す斜視図である。本
実施の形態は、一対の「コの字」形無給電素子（７1，
７2）を、互いに連結部７ｃを対向させて配置するよう
にした点で、前述の実施の形態１のアンテナと相違す
る。前述したように、実施の形態１に示す「コの字」形
無給電素子（７1，７2）は、無給電素子（７1，７2）を
構成する導体の中心に沿った全長は、ほぼ０．５λより
長く、１λより短いため、「コの字」形無給電素子（７
1，７2）には、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を
構成する導体によって結合され、２つの定在波分布が形
成される。そのため、本実施の形態においても、前述の
実施の形態１と同じ特性を得ることができる。実験で
は、「コの字」形無給電素子（７1，７2）と、ダイポー
ルアンテナ素子（３1，３2）との結合が、前述の実施の
形態１の場合と比べて疎になるため、図２で説明したよ
りも、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する
導体をＺ方向に移動させて、「コの字」形無給電素子
（７1，７2）を構成する導体に近づけることによって、
前述の実施の形態１と同様な作用・効果を得ることがで
きた。[Third Embodiment] FIG. 14 is a perspective view showing a schematic configuration of an antenna according to a third embodiment of the present invention. This embodiment, a pair of "U" shaped parasitic element (7 1,
7 2 ) is different from the antenna of the first embodiment in that the connecting portions 7 c are arranged to face each other. As described above, in Embodiment 1, "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) has an overall length along the center of the conductor constituting the parasitic element (7 1, 7 2) , Which is longer than approximately 0.5λ and shorter than 1λ, the “U-shaped” parasitic element (7
1 , 7 2 ) are coupled by conductors constituting the dipole antenna elements (3 1 , 3 2 ) to form two standing wave distributions. Therefore, also in the present embodiment, the same characteristics as in the first embodiment can be obtained. In the experiment, the "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2), the bond between the dipole antenna element (3 1, 3 2), the sparse compared to the case in the first embodiment described above Therefore, the conductor forming the dipole antenna element (3 1 , 3 2 ) is moved in the Z direction to form the “U-shaped” parasitic element (7 1 , 7 2 ), as compared with the case described in FIG. Close to the conductor
The same operation and effect as in the first embodiment can be obtained.
【００２０】［実施の形態４］図１５は、本発明の実施
の形態４のアンテナの概略構成を示す斜視図である。本
実施の形態は、「コの字」形無給電素子（７1，７2）を
Ｘ−Ｚ面に対して対称になるよう分割した点で、前述の
実施の形態３と相違する。前述したように、実施の形態
１に示す「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給
電素子（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長
は、ほぼ０．５λより長く、１λより短いため、「コの
字」形無給電素子（７1，７2）には、ダイポールアンテ
ナ素子（３1，３2）を構成する導体によって結合され、
２つの定在波分布が形成される。この定在波分布は、Ｘ
−Ｚ面に於いて分布が最小になる部分があるため、この
部分で「コの字」形無給電素子（７1，７2）を分割し
て、４つの「Ｌの字」形分割素子（７０1，７０2，７０
3，７０4）に置き換えても何ら特性に差異を生じない。
本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同様な
作用・効果を得ることが可能となる。以上、本発明者に
よってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的
に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定される
ものではなく、その要旨を逸脱しない範図において種々
変更可能であることは勿論である。Embodiment 4 FIG. 15 is a perspective view showing a schematic configuration of an antenna according to Embodiment 4 of the present invention. This embodiment, a point obtained by dividing so as to be symmetrical "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) against X-Z plane, differs from the third embodiment described above. As described above, in Embodiment 1, "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) has an overall length along the center of the conductor constituting the parasitic element (7 1, 7 2) , approximately 0.5λ longer, shorter than 1 [lambda, the "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) are coupled by a conductor constituting the dipole antenna elements (3 1, 3 2),
Two standing wave distributions are formed. This standing wave distribution is given by X
Since the distribution at the -Z surface is the portion becomes minimum at the portion "U" shaped parasitic element (7 1, 7 2) is divided, four "L of" shaped dividing element (70 1 , 70 2 , 70
3, no difference in any characteristic be replaced by 70 4).
Also in the present embodiment, it is possible to obtain the same operation and effect as in the first embodiment. As described above, the invention made by the inventor has been specifically described based on the above-described embodiment. However, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications may be made without departing from the gist of the invention. Of course, it is possible.
【００２１】[0021]
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。本発明のアンテナによれば、従来のア
ンテナと同程度の容積ながら、広帯域に渡って反射減衰
量が良好で、かつ、利得を向上させることが可能とな
る。The effects obtained by typical ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows. ADVANTAGE OF THE INVENTION According to the antenna of this invention, while having the same volume as a conventional antenna, it is possible to improve the return loss and gain over a wide band.
【図１】本発明の実施の形態１のアンテナの概略構成を
示す斜視図である。FIG. 1 is a perspective view illustrating a schematic configuration of an antenna according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施の形態１のアンテナの反射減衰量
の周波数特性の一例を示すグラフである。FIG. 2 is a graph illustrating an example of a frequency characteristic of a return loss of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指
向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の一例を示すグラフであ
る。FIG. 3 is a graph showing an example of directivity in an electric field plane (XZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指
向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の他の例を示すグラフであ
る。FIG. 4 is a graph showing another example of the directivity in the electric field plane (the XZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図５】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指
向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の一例を示すグラフであ
る。FIG. 5 is a graph showing an example of a directivity in a magnetic field plane (YZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図６】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指
向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の他の例を示すグラフであ
る。FIG. 6 is a graph showing another example of the directivity in the magnetic field plane (the YZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図７】本発明の実施の形態１のアンテナのＺ方向に於
ける利得の周波数特性の一例を示すグラフである。FIG. 7 is a graph showing an example of a frequency characteristic of a gain in the Z direction of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図８】本発明の実施の形態１のアンテナの反射減衰量
の周波数特性の他の例を示すグラフである。FIG. 8 is a graph showing another example of the frequency characteristic of the return loss of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図９】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指
向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の他の例を示すグラフであ
る。FIG. 9 is a graph showing another example of the directivity in the electric field plane (the XZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図１０】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内
指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の他の例を示すグラフで
ある。FIG. 10 is a graph showing another example of the directivity in the electric field plane (the XZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図１１】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内
指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の他の例を示すグラフで
ある。FIG. 11 is a graph showing another example of the directivity in the magnetic field plane (the YZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図１２】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内
指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の他の例を示すグラフで
ある。FIG. 12 is a graph showing another example of the directivity in the magnetic field plane (the YZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
【図１３】本発明の実施の形態２のアンテナの概略構成
を示す斜視図である。FIG. 13 is a perspective view illustrating a schematic configuration of an antenna according to a second embodiment of the present invention.
【図１４】本発明の実施の形態３のアンテナの概略構成
を示す斜視図である。FIG. 14 is a perspective view illustrating a schematic configuration of an antenna according to a third embodiment of the present invention.
【図１５】本発明の実施の形態４のアンテナの概略構成
を示す斜視図である。FIG. 15 is a perspective view illustrating a schematic configuration of an antenna according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１６】従来のアンテナの一例の概略構成を示す斜視
図である。FIG. 16 is a perspective view showing a schematic configuration of an example of a conventional antenna.
【図１７】図１６に示すダイポールアンテナ素子、接地
導体、折返し導体の形状を示す図である。17 is a diagram illustrating shapes of a dipole antenna element, a ground conductor, and a folded conductor illustrated in FIG.
【図１８】図１６に示すアンテナの反射減衰量の周波数
特性の一例を示すグラフである。18 is a graph showing an example of the frequency characteristic of the return loss of the antenna shown in FIG.
【図１９】従来のアンテナの他の例の概略構成を示す斜
視図である。FIG. 19 is a perspective view showing a schematic configuration of another example of a conventional antenna.
１…反射板、２…誘電体基板、３1，３2…ダイポールア
ンテナ素子、４…接地導体、５1，５2…折返し導体、６
1，６2，７1，７2…無給電素子、７ａ，７ｂ…端部、７
ｃ…連結部、２０…幅方向の切込み、２１…長手方向の
スロット、２２…給電点、７０1，７０2，７０3，７０4
…分割素子。1 ... reflective plate, 2 ... dielectric substrate, 3 1, 3 2 ... dipole antenna elements, 4 ... ground conductor, 5 1, 5 2 ... folded conductors, 6
1 , 6 2 , 7 1 , 7 2 ... parasitic elements, 7a, 7b ... ends, 7
c: connecting portion, 20: width cut, 21: longitudinal slot, 22: feeding point, 70 1 , 70 2 , 70 3 , 70 4
... Division element.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 島村 愛 東京都千代田区九段南４丁目７番15号 健 和ビル 日本電業工作株式会社内 Ｆターム(参考） 5J020 AA03 BA06 BC03 BC09 CA04 DA01 DA02 5J021 AA02 AB03 BA01 GA08 HA05 HA10 JA02 JA07 5J046 AA04 AB13 PA07 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Ai Shimamura 4-7-15 Kudanminami, Chiyoda-ku, Tokyo Kenwa Building Nippon Dengyo Co., Ltd. F-term (reference) 5J020 AA03 BA06 BC03 BC09 CA04 DA01 DA02 5J021 AA02 AB03 BA01 GA08 HA05 HA10 JA02 JA07 5J046 AA04 AB13 PA07
Claims (3)
けられる第１および第２のダイポールアンテナ素子と、 前記第１および第２のダイポールアンテナ素子の前記反
射板と反対の側に、前第１および第２のダイポールアン
テナ素子と間隔をおいて、前記第１および第２のダイポ
ールアンテナ素子と略平行に設けられる第１および第２
の無給電素子とを備えるアンテナであって、 前記各無給電素子は、前記第１のダイポールアンテナ素
子と平行な第１の端部と、 前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部
と、 前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方
向となるように、前記第１および第２の端部を連結する
連結部とを有し、 前記第１および第２の無給電素子は、それぞれ前記第１
および第２の端部の開放端が互いに対向して配置され、 前記各無給電素子は、前記第１の端部、前記第２の端
部、および前記連結部の幅方向の中心に沿った長さを
Ｌ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５
λ≦Ｌ≦λを満足することを特徴とするアンテナ。1. A reflector, a first and a second dipole antenna element provided on a front surface of the reflector substantially parallel to the reflector and in point symmetry, and a first and a second dipole antenna element. First and second dipole antenna elements are provided on the side opposite to the reflection plate at a distance from the first and second dipole antenna elements and substantially parallel to the first and second dipole antenna elements.
Wherein each of the parasitic elements has a first end parallel to the first dipole antenna element and a second end parallel to the second dipole antenna element. And a connecting portion connecting the first and second ends so that the open ends of the first end and the second end are in the same direction. The second parasitic elements are respectively connected to the first parasitic element.
And the open ends of the second end are arranged to face each other, and each of the parasitic elements extends along the center in the width direction of the first end, the second end, and the connecting portion. When the length is L and the free space wavelength of the operating frequency is λ, 0.5
An antenna satisfying λ ≦ L ≦ λ.
けられる第１および第２のダイポールアンテナ素子と、 前記第１および第２のダイポールアンテナ素子の前記反
射板と反対の側に、前第１および第２のダイポールアン
テナ素子と間隔をおいて、前記第１および第２のダイポ
ールアンテナ素子と略平行に設けられる第１および第２
の無給電素子とを備えるアンテナであって、 前記各無給電素子は、前記第１のダイポールアンテナ素
子と平行な第１の端部と、 前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部
と、 前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方
向となるように、前記第１および第２の端部を連結する
連結部とを有し、 前記第１および第２の無給電素子は、それぞれ前記連結
部が互いに対向して配置され、 前記各無給電素子は、前記第１の端部、前記第２の端
部、および前記連結部の幅方向の中心に沿った長さを
Ｌ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５
λ≦Ｌ≦λを満足することを特徴とするアンテナ。2. A reflecting plate, first and second dipole antenna elements provided on a front surface of the reflecting plate substantially parallel to the reflecting plate and symmetrical with respect to a point, and the first and second dipole antenna elements. First and second dipole antenna elements are provided on the side opposite to the reflection plate at a distance from the first and second dipole antenna elements and substantially parallel to the first and second dipole antenna elements.
Wherein each of the parasitic elements has a first end parallel to the first dipole antenna element and a second end parallel to the second dipole antenna element. And a connecting portion connecting the first and second ends so that the open ends of the first end and the second end are in the same direction. The second parasitic elements are arranged such that the connecting portions are opposed to each other, and each of the parasitic elements has a first end, a second end, and a center in a width direction of the connecting portion. When the length along L is L and the free space wavelength of the used frequency is λ, 0.5
An antenna satisfying λ ≦ L ≦ λ.
前記連結部の長さ方向の中央部で２つに分割されている
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のアン
テナ。3. At least one of the respective parasitic elements includes:
The antenna according to claim 1, wherein the antenna is divided into two parts at a center in a length direction of the connecting part.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000309980A JP4188549B2 (en) | 2000-10-11 | 2000-10-11 | antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000309980A JP4188549B2 (en) | 2000-10-11 | 2000-10-11 | antenna |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002118419A true JP2002118419A (en) | 2002-04-19 |
| JP4188549B2 JP4188549B2 (en) | 2008-11-26 |
Family
ID=18790019
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000309980A Expired - Fee Related JP4188549B2 (en) | 2000-10-11 | 2000-10-11 | antenna |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4188549B2 (en) |
Cited By (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003051708A (en) * | 2001-08-06 | 2003-02-21 | Nippon Dengyo Kosaku Co Ltd | Antenna |
| JP2004015246A (en) * | 2002-06-04 | 2004-01-15 | Yoshinobu Okano | Plate antenna and communication terminal equipped with the same |
| JP2004159116A (en) * | 2002-11-07 | 2004-06-03 | Nippon Dengyo Kosaku Co Ltd | Multi-frequency shared antenna |
| JP2004165942A (en) * | 2002-11-13 | 2004-06-10 | Denki Kogyo Co Ltd | Two-frequency common antenna system |
| JP2004350046A (en) * | 2003-05-22 | 2004-12-09 | Nippon Dengyo Kosaku Co Ltd | Two-frequency shared antenna |
| JP2004363848A (en) * | 2003-06-04 | 2004-12-24 | Taiyo Yuden Co Ltd | Antenna-mounted substrate and pc card equipped with same |
| JP2005033491A (en) * | 2003-07-11 | 2005-02-03 | Toshiba Corp | Antenna device and portable radio communication equipment |
| JP2005072645A (en) * | 2003-08-22 | 2005-03-17 | Toshiba Corp | Retransmission antenna for home gap filler and indoor reception antenna |
| JP2006211643A (en) * | 2004-12-28 | 2006-08-10 | Dx Antenna Co Ltd | Antenna |
| JP2007202040A (en) * | 2006-01-30 | 2007-08-09 | Toshiba Corp | Mobile wireless device and antenna unit |
| JP2008035219A (en) * | 2006-07-28 | 2008-02-14 | Fujitsu Ltd | Plane antenna |
| JP2008148305A (en) * | 2006-12-04 | 2008-06-26 | Agc Automotive Americas R & D Inc | Beam-tilted cross-dipole dielectric antenna |
| JP2008219487A (en) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Denki Kogyo Co Ltd | Horizontal polarization antenna apparatus |
| JP2009188737A (en) * | 2008-02-06 | 2009-08-20 | Yagi Antenna Co Ltd | Plane antenna |
| JP2010183547A (en) * | 2009-02-09 | 2010-08-19 | Nec Tokin Corp | Antenna device and rfid tag including the same |
| CN104078754A (en) * | 2014-06-26 | 2014-10-01 | 华南理工大学 | Broadband dual-polarization antenna with gradually-changing open groove type radiation units |
| JPWO2014034490A1 (en) * | 2012-08-27 | 2016-08-08 | 日本電業工作株式会社 | antenna |
| CN106785491A (en) * | 2016-12-30 | 2017-05-31 | 歌尔科技有限公司 | A kind of dipole dual-band antenna and electronic product |
| JP2021072461A (en) * | 2019-10-29 | 2021-05-06 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | Antenna and wireless communication system |
-
2000
- 2000-10-11 JP JP2000309980A patent/JP4188549B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4516246B2 (en) * | 2001-08-06 | 2010-08-04 | 日本電業工作株式会社 | antenna |
| JP2003051708A (en) * | 2001-08-06 | 2003-02-21 | Nippon Dengyo Kosaku Co Ltd | Antenna |
| JP2004015246A (en) * | 2002-06-04 | 2004-01-15 | Yoshinobu Okano | Plate antenna and communication terminal equipped with the same |
| JP2004159116A (en) * | 2002-11-07 | 2004-06-03 | Nippon Dengyo Kosaku Co Ltd | Multi-frequency shared antenna |
| JP2004165942A (en) * | 2002-11-13 | 2004-06-10 | Denki Kogyo Co Ltd | Two-frequency common antenna system |
| JP2004350046A (en) * | 2003-05-22 | 2004-12-09 | Nippon Dengyo Kosaku Co Ltd | Two-frequency shared antenna |
| JP2004363848A (en) * | 2003-06-04 | 2004-12-24 | Taiyo Yuden Co Ltd | Antenna-mounted substrate and pc card equipped with same |
| JP2005033491A (en) * | 2003-07-11 | 2005-02-03 | Toshiba Corp | Antenna device and portable radio communication equipment |
| JP2005072645A (en) * | 2003-08-22 | 2005-03-17 | Toshiba Corp | Retransmission antenna for home gap filler and indoor reception antenna |
| JP2006211643A (en) * | 2004-12-28 | 2006-08-10 | Dx Antenna Co Ltd | Antenna |
| JP4519034B2 (en) * | 2004-12-28 | 2010-08-04 | Ｄｘアンテナ株式会社 | antenna |
| JP2007202040A (en) * | 2006-01-30 | 2007-08-09 | Toshiba Corp | Mobile wireless device and antenna unit |
| JP2008035219A (en) * | 2006-07-28 | 2008-02-14 | Fujitsu Ltd | Plane antenna |
| JP2008148305A (en) * | 2006-12-04 | 2008-06-26 | Agc Automotive Americas R & D Inc | Beam-tilted cross-dipole dielectric antenna |
| JP2008219487A (en) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Denki Kogyo Co Ltd | Horizontal polarization antenna apparatus |
| JP2009188737A (en) * | 2008-02-06 | 2009-08-20 | Yagi Antenna Co Ltd | Plane antenna |
| JP2010183547A (en) * | 2009-02-09 | 2010-08-19 | Nec Tokin Corp | Antenna device and rfid tag including the same |
| JPWO2014034490A1 (en) * | 2012-08-27 | 2016-08-08 | 日本電業工作株式会社 | antenna |
| CN104078754A (en) * | 2014-06-26 | 2014-10-01 | 华南理工大学 | Broadband dual-polarization antenna with gradually-changing open groove type radiation units |
| CN106785491A (en) * | 2016-12-30 | 2017-05-31 | 歌尔科技有限公司 | A kind of dipole dual-band antenna and electronic product |
| CN106785491B (en) * | 2016-12-30 | 2023-07-21 | 歌尔科技有限公司 | Dipole dual-frequency antenna and electronic product |
| JP2021072461A (en) * | 2019-10-29 | 2021-05-06 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | Antenna and wireless communication system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4188549B2 (en) | 2008-11-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2002118419A (en) | Antenna | |
| JP3085524B2 (en) | Dipole antenna with reflector | |
| CN108183313B (en) | Ultra-wideband dual-polarized antenna radiation unit and base station antenna | |
| US6563398B1 (en) | Low profile waveguide network for antenna array | |
| US6606067B2 (en) | Apparatus for wideband directional antenna | |
| US20040169612A1 (en) | Multiband branch radiator antenna element | |
| Du Plessis et al. | Tuning stubs for microstrip-patch antennas | |
| US20080024366A1 (en) | Dual band flat antenna | |
| GB2424765A (en) | Dipole antenna with an impedance matching arrangement | |
| JP2001284946A (en) | Wide band antenna and array antenna device | |
| US8493275B2 (en) | Waveguide radiator, especially for synthetic aperture radar systems | |
| US20030210192A1 (en) | Broadband suspended plate antenna with multi-point feed | |
| JP4516246B2 (en) | antenna | |
| JP4347002B2 (en) | Dual polarization antenna | |
| JP6634237B2 (en) | Multi-frequency antenna device | |
| JP3716991B2 (en) | Dual frequency antenna | |
| JPH0548323A (en) | Antenna in common use for two polarized waves | |
| JP2004336118A (en) | Antenna | |
| JPH0666577B2 (en) | Micro strip antenna | |
| JP4108246B2 (en) | Loop antenna | |
| KR101729535B1 (en) | High directive small bowtie type antenna | |
| KR200348650Y1 (en) | A high gain microstrip antenna by using Yagi structure | |
| JP4274056B2 (en) | Small antenna | |
| JP2708449B2 (en) | Broadband antenna | |
| CN212571347U (en) | Slot antenna based on ultrathin single-dielectric-layer unidirectional radiation |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070417 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080905 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080909 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080911 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110919 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110919 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140919 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |