JP2004336118A

JP2004336118A - Antenna

Info

Publication number: JP2004336118A
Application number: JP2003125184A
Authority: JP
Inventors: Toru Matsuoka; 徹松岡; Ai Shimamura; 愛島村
Original assignee: Nihon Dengyo Kosaku Co Ltd
Current assignee: Nihon Dengyo Kosaku Co Ltd
Priority date: 2003-04-30
Filing date: 2003-04-30
Publication date: 2004-11-25
Anticipated expiration: 2023-04-30
Also published as: JP3776412B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an antenna capable of attaining a low attitude and improving the gain without narrowing the band characteristic. <P>SOLUTION: The antenna is provided with: a reflecting plate; a dielectric plate placed in front of the reflecting plate nearly in parallel with the reflecting plate; first and second dipole antenna elements located on one side of the dielectric base in linear symmetry; and first and second parasitic elements located on the one side or the other side of the dielectric plate in linear symmetry, each dipole antenna element has first and second radiation elements, and each parasitic element is provided so that at least part of each parasitic element is located between the first (or second) radiation element of the first dipole antenna element and the second (or first) radiation element of the second dipole antenna element when each parasitic element is viewed from a direction perpendicular to the reflecting plate. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アンテナに係わり、特に、単一方向に高利得を要求される地上波放送受信用アンテナや、移動通信基地局アンテナに適用して有効なアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は、従来の反射板付き半波長ダイポールアンテナの一例の概略構成を示す正面図である。
同図に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナでは、反射板１の反射面に対して、誘電体基板２が平行になるように設けられる。
誘電体基板２の一方の面（裏面または表面）には、第１および第２のダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）、および、給電回路を形成する接地導体４が形成される。
第１および第２のダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）、および、接地導体４は、例えば、プリント配線板で採用されているエッチング手法等を用いて形成される。
ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）を構成する導体の長さは、それぞれλ／２（λは、使用中心周波数（ｆｏ）の自由空間波長）に相当する長さとされる。
なお、使用中心周波数（ｆｏ）は、使用することが予定されている上限周波数と下限周波数の中心の周波数である。
ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）は、第１および第２の放射素子（１３_１，１３_２）を有する。
【０００３】
接地導体４は、その中心が、誘電体基板２の中心点にほぼ一致しており、接地導体４の長手方向のスロット２１が設けられ、各ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）の第１および第２の放射素子（１３_１，１３_２）は、スロット２１により分割された接地導体４に、それぞれ接続される。
５_１，５_２は、給電回路を構成する導体で、図１４に示すように、誘電体基板２の他方の面（表面または裏面）に、誘電体基板２の中心を通る直線に対して対称的に設けられる。
導体５_１は、接地導体４の一部とともに、導体５_２は、接地導体４の他の一部とともに、それぞれ分岐導体による平衡−不平衡変換回路（マイクロストリップ線路による平衡−不平衡変換回路）を構成する。
図１４には図示していないが、誘電体基板２の裏面には、コネクタが設けられ、その内部導体は、誘電体基板２の裏に穿った孔に挿入され、接地導体４と電気的に接続される恐れがないようにして平衡−不平衡変換回路を構成する導体（５_１，５_２）の各内端相互の接続点に接続され、コネクタの外部導体は、接地導体４に接続される。
【０００４】
なお、本願発明に関連する先行技術文献としては以下のものがある。
【特許文献１】
特開２０００−１１８４１９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図１４に示す従来のアンテナを用いて、より低姿勢化を図るためには、反射板１と誘電体基板２の間の間隔をより狭くする必要がある。
しかしながら、反射板１と誘電体基板２の間の間隔を狭くすると、入力インピーダンスの周波数変化が大きくなり、帯域特性が狭くなるという問題点があった。
なお、前述の特許文献１には、ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）の反射板１と反対側に、所定の間隔をおいて、一対のコの字形状の無給電素子を配置し、広帯域化を図ることが開示されている。
この特許文献１に記載されている技術を適用すれば、反射板１と誘電体基板２の間の間隔を狭くした場合でも、帯域特性が狭くなるのを防止することができる。
しかしながら、その場合は、低姿勢化を図ることができないという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、帯域特性を狭くすることなく、低姿勢化を図り、かつ、利得を向上させることが可能となるアンテナを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、反射板と、前記反射板の前面に線対称に設けられ、それぞれ第１および第２の放射素子を有する第１および第２のダイポールアンテナ素子と、前記反射板の前面に線対称に設けられる第１および第２の無給電素子とを備えるアンテナであって、前記第１の無給電素子は、前記反射板に垂直な方向から見た場合に、少なくとも一部が、前記第１のダイポールアンテナ素子の第１の放射素子と、前記第２のダイポールアンテナ素子の第２の放射素子との間に位置するように、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子が設けられる面と同一面上に設けられ、前記第２の無給電素子は、前記反射板に垂直な方向から見た場合に、少なくとも一部が、前記第１のダイポールアンテナ素子の第２の放射素子と、前記第２のダイポールアンテナ素子の第１の放射素子との間に位置するように、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子が設けられる面と同一面上に設けられ、前記各無給電素子の幅方向の中心に沿った長さをＬ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５λ≦Ｌ≦１．５λを満足する。
【０００７】
また、本発明は、反射板と、前記反射板の前面に配置される誘電体基板と、前記誘電体基板の一方の面に、線対称に設けられる第１および第２のダイポールアンテナ素子と、前記誘電体基板の一方の面、あるいは他方の面に、線対称に設けられる第１および第２の無給電素子とを備えるアンテナであって、前記各ダイポールアンテナ素子は、第１および第２の放射素子を有し、前記第１の無給電素子は、前記反射板に垂直な方向から見た場合に、少なくとも一部が、前記第１のダイポールアンテナ素子の第１の放射素子と、前記第２のダイポールアンテナ素子の第２の放射素子との間に位置するように設けられ、前記第２の無給電素子は、前記反射板に垂直な方向から見た場合に、少なくとも一部が、前記第１のダイポールアンテナ素子の第２の放射素子と、前記第２のダイポールアンテナ素子の第１の放射素子との間に位置するように設けられ、前記各無給電素子の幅方向の中心に沿った長さをＬ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５λ≦Ｌ≦１．５λを満足することを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１のアンテナの概略構成を示す図であり、同図（ａ）は正面図、同図（ｂ）は側面図である。
本実施の形態の反射板付き半波長ダイポールアンテナにおいて、反射板１、ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）、接地導体４、および導体（５_１，５_２）の構成および動作は、図１４に示す従来のアンテナの構成および動作と変わらないので、重複を避けるため説明は省略する。
但し、本実施の形態のアンテナは、図１に示すように、誘電体基板２の裏面に、コネクタ１０が設けられる。
コネクタ１０の内部導体は、誘電体基板２に穿った孔に挿入され、接地導体４と電気的に接続される恐れがないようにして平衡−不平衡変換回路を構成する導体（５_１，５_２）の各内端相互の接続点に接続され、コネクタ１０の外部導体は、接地導体４に接続される。
また、反射板１もコネクタ１０の外部導体に接続され、これにより、反射板１と誘電体基板２とが、所定の間隔をおいて平行に配置される。
【０００９】
図１において、７_１，７_２は、一対の無給電素子であり、この無給電素子（７_１，７_２）は、誘電体基板２の他方の面（表面または裏面）に形成される。
無給電素子（７_１，７_２）は、例えば、プリント配線板で採用されているエッチング手法等を用いて形成される。無給電素子（７_１，７_２）は、菱形形状とされ、誘電体基板２の中心に対して、線対称に設けられる。
無給電素子（７_１，７_２）の一方の端部１７_１から他方の端部１７_２までの、無給電素子（７_１，７_２）を構成する導体の中心（幅方向の中心）に沿った全長は、ほぼ０．５λより長く、かつ、１．５λより短くされる。
また、無給電素子７_１は、反射板１に垂直な方向から見た場合に、少なくとも一部が、第１のダイポールアンテナ素子３_１の第１の放射素子１３_１と、第２のダイポールアンテナ素子３_２の第２の放射素子１３_２との間に位置するように設けられ、無給電素子７_２は、反射板１に垂直な方向から見た場合に、少なくとも一部が、第１のダイポールアンテナ素子３_１の第２の放射素子１３_２と、第２のダイポールアンテナ素子３_２の第１の放射素子１３_１の間に位置するように設けられる。
本実施の形態では、反射板１と誘電体基板２の間の間隔をより狭くした場合に、ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）が反射板１に近接することにより増大するダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）の開放端の電界を無給電素子（７_１，７_２）に結合させることにより、複同調回路の原理を用いて広帯域化を実現することができる。
また、ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）、および無給電素子（７_１，７_２）から放射される電磁波の相乗作用により利得を増大させることができる。
【００１０】
図２は、本実施の形態のアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
図２に示すグラフは、反射板１と誘電体基板２の間隔を０．１４λ波長としたときの、同軸端子から見た、負荷側の反射減衰量の周波数特性を測定した結果を示すグラフである。
対比する意味で、図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフを、図１５に示す。
この図１５に示すグラフは、反射板１と誘電体基板２の間隔を０．２２λ波長とし、その他の寸法は、図２に示すグラフを測定した時の反射板付き半波長ダイポールアンテナと同一した場合に、同軸端子から見た、負荷側の反射減衰量の周波数特性を測定した結果を示すグラフである。
図１５に示すグラフでは、２．７ＧＨｚの周波数に対して、ＶＳＷＲが１．５以下となる比帯域が１３パーセントであるのに対して、図２に示すグラフでは、２．７ＧＨｚの周波数に対して、ＶＳＷＲが１．５以下となる比帯域が１８パーセントとなっており、本実施の形態では、図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナよりも低姿勢化を図りながら、広帯域化を実現することが可能となる。
【００１１】
図３は、本実施の形態のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｙ面）を示すグラフである。
対比する意味で、図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｙ面）のグラフを、図１６に示す。
図３、図１６のグラフはともに、周波数が２．７ＧＨｚの時の測定結果を示している。
図４は、本実施の形態のアンテナの磁界面内指向性（図１に示Ｙ−Ｚ面）を示すグラフである。
対比する意味で、図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナの磁界面内指向性（図１に示Ｙ−Ｚ面）のグラフを、図１７に示す。
図４、図１７のグラフはともに、周波数が２．７ＧＨｚの時の測定結果を示している。
これらのグラフから分かるように、本実施の形態のアンテナも、図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナも共に、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっているが、本実施の形態のアンテナは、図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナに比して、垂直面内の指向特性が鋭くなっている。
【００１２】
図５は、本実施の形態のアンテナの利得の周波数特性を示すグラフである。
対比する意味で、図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナの利得の周波数特性のグラフを、図１８に示す。
これらのグラフから分かるように、本実施の形態のアンテナでは、周波数が、約３．０ＧＨｚ以上の周波数になると、図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナよりも、利得が小さくなるが、図２で説明した反射減衰量が良好な周波数の範囲では、従来のアンテナに比べて１ｄＢ程度、利得が増大していることが判る。
このように、本実施の形態のアンテナによれば、図２で説明した反射減衰量が良好な周波数の範囲において、垂直面内の指向特性が鋭くなることで、利得を向上させることが可能となる。
なお、本実施の形態において、無給電素子（７_１，７_２）の形状は、菱形形状に限定されるものではなく、無給電素子（７_１，７_２）は、図６に示すような四角形形状、または、図７に示すようなループ形状、あるいは、図８に示すような三角形形状であってもよい。
さらに、無給電素子（７_１，７_２）は、誘電体基板２の一方の面（裏面または表面）に形成してもよい。但し、本実施の形態のように、誘電体基板２の他方の面（表面または裏面）に形成したほうが、ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）と接触することがないので、無給電素子（７_１，７_２）を配置する場合の自由度が高くなる。
【００１３】
［実施の形態２］
図９は、本発明の実施の形態２のアンテナの概略構成を示す図である。
本実施の形態は、菱形形状の無給電素子（７_１，７_２）をＸ−Ｙ面に対して対称になるよう分割した点で、前述の実施の形態１と相違する。
本実施の形態では、菱形形状の無給電素子７_１は、第１の分割素子７０_１と第２の分割素子７０_２とから構成され、同様に、菱形形状の無給電素子７_２は、第１の分割素子７０_３と第２の分割素子７０_４とから構成される。
前述の実施の形態１に示す菱形形状の無給電素子（７_１，７_２）は、無給電素子（７_１，７_２）を構成する導体の中心に沿った全長が、０．５λより長く、１．５λより短いため、無給電素子（７_１，７_２）には、ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）を構成する導体によって結合され、２つの定在波分布が形成される。
この定在波分布は、Ｘ−Ｙ面において、電流分布が最小になる部分があるため、この部分で、菱形形状の無給電素子（７_１，７_２）を分割して、４つの「Ｌの字」形分割素子（７０_１，７０_２，７０_３，７０_４）に置き換えても何ら特性に差異を生じない。本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同様な作用・効果を得ることが可能となる。
なお、本実施の形態において、無給電素子（７_１，７_２）の形状は、菱形形状に限定されるものではなく、無給電素子（７_１，７_２）は、図１０に示すような四角形形状、または、図１１に示すようなループ形状、あるいは、図１２に示すような三角形形状であってもよい。
さらに、無給電素子（７_１，７_２）は、誘電体基板２の一方の面（裏面または表面）に形成してもよい。
【００１４】
［実施の形態３］
図１３は、本発明の実施の形態３のアンテナの概略構成を示す図である。
本実施の形態では、菱形形状の無給電素子（７_１，７_２）を、Ｘ−Ｙ面において、１８０°回転させた点で、前述の実施の形態１のアンテナと相違する。
前述したように、実施の形態１に示す菱形形状の無給電素子（７_１，７_２）は、無給電素子（７_１，７_２）を構成する導体の中心に沿った全長は、ほぼ０．５λより長く、１．５λより短いため、菱形形状の無給電素子（７_１，７_２）には、ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）を構成する導体によって結合され、２つの定在波分布が形成される。そのため、本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同じ特性を得ることができる。
なお、図６〜図１２に示すアンテナにおいても、無給電素子（７_１，７_２）を、Ｘ−Ｙ面において、１８０°回転させることが可能である。
さらに、無給電素子（７_１，７_２）は、誘電体基板２の一方の面（裏面または表面）に形成してもよい。
なお、前述の各実施の形態では、ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）、および無給電素子（７_１，７_２）を誘電体基板２上に形成した場合について説明したが、ダイポールアンテナ素子（３_１，３_２）、および無給電素子（７_１，７_２）として、棒状や板状の導体を使用し、これらを適宜スペーサを介して反射板上に配置するようにしてもよく、この場合には、誘電体基板を省略することができる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範図において種々変更可能であることは勿論である。
【００１５】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明のアンテナによれば、帯域特性を狭くすることなく、低姿勢化を図り、かつ、利得を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のアンテナの概略構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態１のアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図３】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｙ面）の一例を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の一例を示すグラフである。
【図５】本発明の実施の形態１のアンテナの利得の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図６】本発明の実施の形態１のアンテナの変形例の概略構成を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１のアンテナの変形例の概略構成を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態１のアンテナの変形例の概略構成を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態２のアンテナの概略構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態２のアンテナの変形例の概略構成を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態２のアンテナの変形例の概略構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態２のアンテナの変形例の概略構成を示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態３のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図１４】従来の反射板付き半波長ダイポールアンテナの一例の概略構成を示す図である。
【図１５】図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図１６】図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図１７】図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｙ面）の一例を示すグラフである。
【図１８】図１４に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナの利得の周波数特性の一例を示すグラフである。
【符号の説明】
１…反射板、２…誘電体基板、３_１，３_２…ダイポールアンテナ素子、４…接地導体、５_１，５_２…導体、７_１，７_２…無給電素子、１０…コネクタ、１３_１，１３_２…放射素子、１７_１，１７_２…端部、２１…長手方向のスロット、７０_１，７０_２，７０_３，７０_４…分割素子。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an antenna, and particularly to an antenna that is effective when applied to a terrestrial broadcast receiving antenna that requires a high gain in a single direction and a mobile communication base station antenna.
[0002]
[Prior art]
FIG. 14 is a front view showing a schematic configuration of an example of a conventional half-wavelength dipole antenna with a reflector.
In the half-wave dipole antenna with a reflector shown in FIG. 1, the dielectric substrate 2 is provided so as to be parallel to the reflection surface of the reflector 1.
On one surface of the dielectric substrate 2 (back surface or surface), the first and second dipole antenna elements (3 _{1, 3} _2), and the ground conductor 4 is formed to form the power feeding circuit.
The first and second dipole antenna elements (3 ₁ , 3 ₂ ) and the ground conductor 4 are formed by using, for example, an etching method adopted for a printed wiring board.
The lengths of the conductors forming the dipole antenna elements (3 ₁ , 3 ₂ ) are each set to a length corresponding to λ / 2 (where λ is the free space wavelength of the used center frequency (fo)).
The use center frequency (fo) is the center frequency between the upper limit frequency and the lower limit frequency that are scheduled to be used.
Dipole antenna elements ₍₃ 1, _{3 2)} includes first and second radiating elements ₍₁₃ 1, 13 _2).
[0003]
The center of the ground conductor 4 substantially coincides with the center point of the dielectric substrate 2, a slot 21 in the longitudinal direction of the ground conductor 4 is provided, and the first of each dipole antenna element (3 ₁ , 3 ₂ ) is provided. The second radiating element (13 ₁ , 13 ₂ ) is connected to the ground conductor 4 divided by the slot 21.
5 _1, 5 _2, symmetrical conductors constituting the feeder circuit, as shown in FIG. 14, on the other surface of the dielectric substrate 2 (front or back surface), with respect to the straight line passing through the center of the dielectric substrate 2 Is provided.
Conductors 5 _1, together with a portion of the ground conductor 4, the conductor 5 _2, together with another part of the ground conductor 4, the equilibrium by the branch conductors respectively - unbalanced conversion circuit (balanced by microstrip lines - unbalanced conversion) Is composed.
Although not shown in FIG. 14, a connector is provided on the back surface of the dielectric substrate 2, and its internal conductor is inserted into a hole formed on the back surface of the dielectric substrate 2 and electrically connected to the ground conductor 4. The conductors (5 ₁ , 5 ₂ ) constituting the balanced-unbalanced conversion circuit are connected to the mutual connection points of the respective inner ends so as not to be connected, and the outer conductor of the connector is connected to the ground conductor 4. You.
[0004]
Prior art documents related to the present invention include the following.
[Patent Document 1]
JP 2000-118419 A
[Problems to be solved by the invention]
In order to achieve a lower attitude using the conventional antenna shown in FIG. 14, it is necessary to make the distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 narrower.
However, when the distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 is reduced, there is a problem that the frequency change of the input impedance is increased and the band characteristic is narrowed.
In the above-mentioned Patent Document 1, a pair of U-shaped parasitic elements are arranged at predetermined intervals on the opposite side of the dipole antenna elements (3 ₁ , 3 ₂ ) from the reflector 1. It is disclosed that the bandwidth is widened.
If the technique described in Patent Document 1 is applied, it is possible to prevent the band characteristics from being narrowed even when the distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 is reduced.
However, in that case, there is a problem that the posture cannot be lowered.
The present invention has been made in order to solve the problems of the prior art, and an object of the present invention is to reduce the attitude without narrowing the band characteristic and improve the gain. It is an object of the present invention to provide an antenna.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The following is a brief description of an outline of typical inventions disclosed in the present application.
That is, the present invention provides a reflecting plate, first and second dipole antenna elements which are provided line-symmetrically on the front surface of the reflecting plate, and have first and second radiating elements, respectively. An antenna including first and second parasitic elements provided in line symmetry, wherein the first parasitic element has at least a part thereof when viewed from a direction perpendicular to the reflector. A surface on which the first and second dipole antenna elements are provided so as to be located between a first radiating element of the first dipole antenna element and a second radiating element of the second dipole antenna element And the second parasitic element, when viewed from a direction perpendicular to the reflection plate, at least a part thereof, a second radiating element of the first dipole antenna element, The second diepow The antenna element is provided on the same surface as the surface on which the first and second dipole antenna elements are provided so as to be located between the antenna element and the first radiating element. When the length along the line is L and the free space wavelength of the used frequency is λ, 0.5λ ≦ L ≦ 1.5λ is satisfied.
[0007]
Further, the present invention provides a reflector, a dielectric substrate disposed in front of the reflector, and first and second dipole antenna elements provided on one surface of the dielectric substrate in line symmetry, An antenna comprising first and second parasitic elements provided on one surface or the other surface of the dielectric substrate in line symmetry, wherein each of the dipole antenna elements includes first and second parasitic elements. A first radiating element of the first dipole antenna element, wherein the first parasitic element has at least a part when viewed from a direction perpendicular to the reflector; And a second radiating element of the second dipole antenna element, wherein the second parasitic element is at least partially provided when viewed from a direction perpendicular to the reflector. Of the first dipole antenna element Of the second dipole antenna element, the length along the center in the width direction of each parasitic element is L, When the free space wavelength is λ, 0.5λ ≦ L ≦ 1.5λ is satisfied.
[0008]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
In all the drawings for describing the embodiments, components having the same function are denoted by the same reference numerals, and repeated description thereof will be omitted.
[Embodiment 1]
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an antenna according to a first embodiment of the present invention. FIG. 1 (a) is a front view, and FIG. 1 (b) is a side view.
In the half-wave dipole antenna with reflector according to the present embodiment, the reflecting plate 1, a dipole antenna element ₍₃ _{1, 3} 2), the structure and operation of the ground conductor 4, and the conductor ₍₅ 1, _{5 2),} FIG. 14 Since the configuration and the operation of the conventional antenna shown in FIG.
However, in the antenna according to the present embodiment, a connector 10 is provided on the back surface of the dielectric substrate 2 as shown in FIG.
The inner conductor of the connector 10 is inserted in a hole drilled in the dielectric substrate 2, balanced as there is no risk of being electrically connected to the ground conductor 4 - conductor (5 1 constituting the unbalanced conversion _circuit, 5 ₂ ) The inner conductor is connected to the connection point between the inner ends, and the outer conductor of the connector 10 is connected to the ground conductor 4.
Further, the reflector 1 is also connected to the external conductor of the connector 10, whereby the reflector 1 and the dielectric substrate 2 are arranged in parallel at a predetermined interval.
[0009]
In FIG. 1, reference numerals 7 ₁ and 7 ₂ denote a pair of parasitic elements, and the parasitic elements (7 ₁ and 7 ₂ ) are formed on the other surface (the front surface or the back surface) of the dielectric substrate 2.
Parasitic element (7 _{1, 7} ₂₎ is formed, for example, by using an etching technique or the like which is employed in the printed circuit board. The parasitic elements (7 ₁ , 7 ₂ ) have a rhombic shape and are provided line-symmetrically with respect to the center of the dielectric substrate 2.
From one end 17 ₁ of the parasitic element ₍₇ 1, _{7 2)} to the other end portion 17 _2, the central conductor constituting the parasitic element ₍₇ 1, _{7 2)} (center in the width direction) The overall length along is approximately greater than 0.5λ and less than 1.5λ.
Also, the parasitic element ₇₁ is, when viewed from a direction perpendicular to the reflecting plate 1, at least partially, the first radiating element 13 ₁ of the first dipole antenna elements 3 _1, second dipole antenna provided so as to be positioned between the radiating element 13 ₂ of the second element 3 _2, parasitic element 7 _2, when viewed from a direction perpendicular to the reflecting plate 1, at least partially, the first dipole antenna elements 3 ₁ of the second radiation element 13 _2, it is provided so as to be positioned in the second of the first dipole antenna element 3 ₂ between the radiating element 13 _1.
In the present embodiment, when the distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 is further reduced, the dipole antenna element (3 ₁ , 3 ₂ ) increases due to the proximity to the reflector 1 ( 3 _1, by binding to parasitic elements of an electric field at the open end of ₃ ₂₎ (7 _{1, 7} _2), it is possible to realize a wide band by using the principle of double-tuned circuit.
Further, the dipole antenna elements ₍₃ _{1, 3} 2), and can increase the gain by the synergistic action of the electromagnetic waves radiated from the parasitic element ₍₇ 1, _{7 2).}
[0010]
FIG. 2 is a graph illustrating an example of the frequency characteristic of the return loss of the antenna according to the present embodiment.
The graph shown in FIG. 2 is a graph showing the result of measuring the frequency characteristic of the return loss on the load side as viewed from the coaxial terminal when the distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 is set to 0.14λ wavelength. is there.
FIG. 15 is a graph showing an example of the frequency characteristic of the return loss of the half-wave dipole antenna with the reflector shown in FIG. 14 in comparison.
In the graph shown in FIG. 15, the distance between the reflector 1 and the dielectric substrate 2 is 0.22λ wavelength, and other dimensions are the same as those of the half-wave dipole antenna with the reflector when the graph shown in FIG. 2 is measured. 12 is a graph showing a result of measuring a frequency characteristic of a return loss on a load side, as viewed from a coaxial terminal.
In the graph shown in FIG. 15, the fractional band where the VSWR is 1.5 or less is 13% with respect to the frequency of 2.7 GHz, whereas in the graph shown in FIG. As a result, the fractional band where the VSWR is 1.5 or less is 18%, and in the present embodiment, a wider band is realized while lowering the attitude than the half-wavelength dipole antenna with a reflector shown in FIG. It is possible to do.
[0011]
FIG. 3 is a graph showing the directivity in the electric field plane (the XY plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the present embodiment.
FIG. 16 shows a graph of the directivity in the electric field plane (the XY plane shown in FIG. 1) of the half-wave dipole antenna with the reflector shown in FIG. 14 for comparison.
3 and 16 both show measurement results when the frequency is 2.7 GHz.
FIG. 4 is a graph showing the directivity in the magnetic field plane (the YZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the present embodiment.
FIG. 17 shows a graph of the directivity in the magnetic field plane (the YZ plane shown in FIG. 1) of the half-wave dipole antenna with the reflector shown in FIG. 14 for comparison.
4 and 17 both show measurement results when the frequency is 2.7 GHz.
As can be seen from these graphs, both the antenna of the present embodiment and the half-wavelength dipole antenna with the reflector shown in FIG. 14 have the characteristic of maximum radiation in the Z-axis direction. The antenna has sharper directional characteristics in a vertical plane than the half-wave dipole antenna with a reflector shown in FIG.
[0012]
FIG. 5 is a graph showing frequency characteristics of gain of the antenna according to the present embodiment.
FIG. 18 is a graph showing the frequency characteristic of the gain of the half-wave dipole antenna with the reflector shown in FIG. 14 in comparison.
As can be seen from these graphs, in the antenna according to the present embodiment, when the frequency becomes higher than about 3.0 GHz, the gain becomes smaller than that of the half-wave dipole antenna with the reflector shown in FIG. It can be seen that the gain is increased by about 1 dB in the frequency range where the return loss described in 2 is good, as compared with the conventional antenna.
As described above, according to the antenna of the present embodiment, it is possible to improve the gain by sharpening the directivity in the vertical plane in the frequency range where the return loss described in FIG. 2 is good. Become.
In the present embodiment, the shape of the parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ) is not limited to a rhombic shape, and the parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ) is configured as shown in FIG. It may have a quadrangular shape, a loop shape as shown in FIG. 7, or a triangular shape as shown in FIG.
Further, the parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ) may be formed on one surface (back surface or front surface) of the dielectric substrate 2. However, since the dipole antenna elements (3 ₁ , 3 ₂ ) do not come into contact with the other surface (the front surface or the rear surface) of the dielectric substrate 2 as in the present embodiment, the parasitic element ( 7 ₁ , 7 ₂ ) increases the degree of freedom.
[0013]
[Embodiment 2]
FIG. 9 is a diagram illustrating a schematic configuration of the antenna according to the second embodiment of the present invention.
This embodiment, a point obtained by dividing so as to be symmetrical parasitic elements of rhombic shape (7 _{1, 7} ₂₎ to the X-Y plane, different from the first embodiment described above.
In this embodiment, parasitic element ₇₁ of the rhombic shape is composed of the first dividing element 70 ₁ and the second dividing element 70 ₂ which, similarly, parasitic element 7 ₂ rhombic shape, the 1 of dividing element 70 ₃ and composed of the second splitting element 70 _4.
The rhombic parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ) described in the first embodiment has a total length along the center of the conductor constituting the parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ) longer than 0.5λ. , 1.5λ, the parasitic elements (7 ₁ , 7 ₂ ) are coupled by conductors forming the dipole antenna elements (3 ₁ , 3 ₂ ) to form two standing wave distributions.
The standing wave distribution in the X-Y plane, because there is a portion where the current distribution is minimized, in this portion, by dividing the parasitic elements of the diamond-shaped (7 _{1, 7} _2), four "L no differences in any characteristic be replaced by a "shaped dividing elements ₍₇₀ _1, 70 _2, 70 3, 70 _4). Also in the present embodiment, it is possible to obtain the same operation and effect as in the first embodiment.
In the present embodiment, the shape of the parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ) is not limited to a rhombic shape, and the parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ) may be configured as shown in FIG. It may have a quadrangular shape, a loop shape as shown in FIG. 11, or a triangular shape as shown in FIG.
Further, the parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ) may be formed on one surface (back surface or front surface) of the dielectric substrate 2.
[0014]
[Embodiment 3]
FIG. 13 is a diagram illustrating a schematic configuration of the antenna according to the third embodiment of the present invention.
In this embodiment, the parasitic element of the diamond-shaped (7 _{1, 7} _2), in X-Y plane, a point obtained by rotating 180 °, differs from the antenna of the first embodiment described above.
As described above, the parasitic element of the rhombic shape as shown in Embodiment 1 (7 _{1, 7} _2), the center total length along the conductors which constitute parasitic elements (7 _{1, 7} ₂₎ is substantially 0 Since it is longer than 0.5 λ and shorter than 1.5 λ, the two rhombic parasitic elements (7 ₁ , 7 ₂ ) are connected by conductors constituting the dipole antenna elements (3 ₁ , 3 ₂ ) A wave distribution is formed. Therefore, also in the present embodiment, the same characteristics as in the first embodiment can be obtained.
Also in the antenna shown in FIGS. 6 to 12, the parasitic element ₍₇ 1, _{7 2),} in X-Y plane, it is possible to rotate 180 °.
Further, the parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ) may be formed on one surface (back surface or front surface) of the dielectric substrate 2.
In each embodiment described above, the dipole antenna elements (3 _{1, 3} _2), and the parasitic element (7 _{1, 7} ₂₎ has been described as being formed on the dielectric substrate 2, the dipole antenna elements A rod-shaped or plate-shaped conductor may be used as (3 ₁ , 3 ₂ ) and the parasitic element (7 ₁ , 7 ₂ ), and these may be arranged on the reflection plate via spacers as appropriate. In this case, the dielectric substrate can be omitted.
As described above, the invention made by the inventor has been specifically described based on the above-described embodiment. However, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications may be made without departing from the scope of the invention. Of course, it is possible.
[0015]
【The invention's effect】
The following is a brief description of an effect obtained by a representative one of the inventions disclosed in the present application.
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to the antenna of this invention, it becomes possible to aim at low attitude | position and to improve gain, without narrowing a band characteristic.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic configuration of an antenna according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a graph illustrating an example of a frequency characteristic of return loss of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a graph showing an example of directivity in an electric field plane (the XY plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a graph showing an example of directivity in a magnetic field plane (YZ plane shown in FIG. 1) of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a graph illustrating an example of a frequency characteristic of a gain of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating a schematic configuration of a modification of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a schematic configuration of a modification of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a modification of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram illustrating a schematic configuration of an antenna according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing a schematic configuration of a modification of the antenna according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing a schematic configuration of a modification of the antenna according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram illustrating a schematic configuration of a modification of the antenna according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a perspective view illustrating a schematic configuration of an antenna according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a conventional half-wavelength dipole antenna with a reflector.
FIG. 15 is a graph showing an example of the frequency characteristic of the return loss of the half-wave dipole antenna with the reflector shown in FIG. 14;
16 is a graph showing an example of the frequency characteristic of the return loss of the half-wave dipole antenna with the reflector shown in FIG.
17 is a graph showing an example of the directivity in the electric field plane (the XY plane shown in FIG. 1) of the half-wavelength dipole antenna with the reflector shown in FIG. 14;
18 is a graph showing an example of the frequency characteristic of the gain of the half-wave dipole antenna with the reflector shown in FIG.
[Explanation of symbols]
1 ... reflective plate, 2 ... dielectric substrate, _{3 1,} 3 2 _... dipole antenna elements, 4 ... ground conductor, _{5 1,} 5 2 _... conductor, _{7 1,} 7 2 _... parasitic element, 10 ... connector, 13 ₁ , 13 ₂ ... radiating element, 17 ₁ , 17 ₂ ... end, 21 ... longitudinal slot, 70 ₁ , 70 ₂ , 70 ₃ , 70 ₄ ... splitting element.

Claims

A reflector,
First and second dipole antenna elements provided on the front surface of the reflector in line symmetry and having first and second radiating elements, respectively;
An antenna comprising: a first and a second parasitic element provided on a front surface of the reflector in a line-symmetric manner,
The first parasitic element, when viewed from a direction perpendicular to the reflector, has at least a part of a first radiating element of the first dipole antenna element and a first radiating element of the second dipole antenna element. The first and second dipole antenna elements are provided on the same surface as the surface on which the first and second dipole antenna elements are provided so as to be located between the second radiating element and the second radiating element;
The second parasitic element, when viewed from a direction perpendicular to the reflector, has at least partly a second radiation element of the first dipole antenna element and a second radiation element of the second dipole antenna element. The first and second dipole antenna elements are provided on the same plane as the first and second dipole antenna elements are provided so as to be located between the first and second radiating elements;
An antenna characterized by satisfying 0.5λ ≦ L ≦ 1.5λ, where L is the length of each parasitic element along the center in the width direction, and λ is the free space wavelength of the operating frequency.

A reflector,
A dielectric substrate disposed on the front surface of the reflector,
First and second dipole antenna elements provided on one surface of the dielectric substrate in line symmetry;
An antenna including first and second parasitic elements provided on one surface or the other surface of the dielectric substrate in line symmetry,
Each of the dipole antenna elements has first and second radiating elements,
The first parasitic element, when viewed from a direction perpendicular to the reflector, has at least a part of a first radiating element of the first dipole antenna element and a first radiating element of the second dipole antenna element. Provided to be located between the second radiating element,
The second parasitic element, when viewed from a direction perpendicular to the reflector, has at least partly a second radiation element of the first dipole antenna element and a second radiation element of the second dipole antenna element. Provided to be located between the first radiating element,
An antenna characterized by satisfying 0.5λ ≦ L ≦ 1.5λ, where L is the length of each parasitic element along the center in the width direction, and λ is the free space wavelength of the operating frequency.

The antenna according to claim 1, wherein at least one of the parasitic elements is divided into two at a central portion.