JP2002084332A - 無線通信方法および無線通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 伝搬環境に適したフェージング歪補償法を使
用することによりビット誤り率を低くすることができる
無線通信方法および無線通信装置を提供する。 【解決手段】 フレーム信号生成部４は、情報シンボル
に、パイロットシンボル、同期ワード、および、ユニー
クワードを挿入する。同期ワード、ユニークワードは、
適応等化器２０のトレーニング系列となり、少なくとも
一方は、変形Ｍ系列で作成されたシンボル系列であっ
て、遅延スプレッドの推定に用いられる。遅延スプレッ
ド推定部２１の出力により、出力選択部２２は、シンボ
ル判定部１９の出力、適応等化器２０の出力の一方を選
択的に出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、フェージング環境
下の無線通信方法及び無線通信装置に関するものであ
る。例えば、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Acces
s）方式の公共業務用ディジタル移動通信システムにお
いて、多値ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation：
直交振幅変調)方式で変調をする場合の、フェージング
歪補償技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】移動無線通信においては、フェージング
によって受信信号の振幅と位相が変動する。このフェー
ジングによる変動を補償する技術として「パイロット信
号挿入法」が、三瓶政一、“陸上移動通信用１６ＱＡＭ
のフェージングひずみ補償方式”、電子情報通信学会論
文誌Ｂ-II、Vol.J72-Ｂ-II,No.1，pp.7-15，1989-1等で
知られている。この方法は、既知の値のパイロットシン
ボルを情報シンボル区間に挿入して送信し、受信側でパ
イロットシンボルの受信信号から補間により情報シンボ
ル位置におけるフェージング変動を推定してフェージン
グ歪補償を行うものである。

【０００３】図６は、「パイロットシンボル挿入法」を
用いた従来の無線通信装置のブロック構成図である。図
６（ａ）は送信機側、図６（ｂ）は受信機側のブロック
構成図である。図６（ａ）において、１は送信データ、
２はシリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）であって、送
信データを４ビット毎に並列データに変換する。３はベ
ースバンド信号発生部（ＢＳＧ）であって、４ビットの
並列データを１６ＱＡＭ変調の１つのシンボルに対応さ
せたベースバンド信号に変換する。４１はフレーム信号
生成部であって、情報シンボル区間にパイロットシンボ
ルを周期的に等間隔に挿入する。パイロットシンボルと
しては、１６ＱＡＭの信号空間ダイアグラムにおいて最
大振幅をとる４個のシンボルの中で、シンボルを適宜切
り換えて用いる。５はローパスフィルタ（ＬＰＦ）であ
って、ベースバンド信号を帯域制限する。６は直交変調
器、７は局部発振器である。局部発振器７から出力され
る基準周波数信号，直交基準周波数信号を帯域制限され
たベースバンド信号で１６ＱＡＭ変調する。８は増幅
器、９は送信アンテナであって、変調された信号を増幅
して送信する。

【０００４】一方、図６（ｂ）において、１１は受信ア
ンテナ、１２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であっ
て、後述するＡＧＣ１３やＡＦＣ１４を正常動作させる
ために、受信信号を帯域制限する。１３は自動利得制御
部（ＡＧＣ）であって、受信信号レベルを一定にする。
１４は自動周波数制御部（ＡＦＣ）であって、送信機側
と受信機側との間の周波数オフセットを粗調整する。１
５は直交復調器、１６は局部発振器、１７はローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）である。周波数オフセットが粗調整さ
れた受信信号と、局部発振器１６から出力される、基準
周波数信号，直交基準周波数信号とを乗算して１６ＱＡ
Ｍの準同期検波を行い、ＬＰＦ１７で帯域制限すること
により、受信信号（Ｉ相，Ｑ相の２チャネルのベースバ
ンド信号）を出力する。基準周波数信号の周波数は、図
６（ａ）の基準周波数信号の周波数と完全には一致しな
い状態で直交復調される。

【０００５】１８はフェージング歪推定・補償部であっ
て、パイロットシンボルを用いて、図８を参照して後述
するフェージング歪推定およびフェージング歪補償とと
もに、オフセット周波数の微調整も行う。１９はシンボ
ル判定部であって、フェージング歪が補償された受信信
号をシンボルタイミングで判定することにより、１シン
ボルにつき４ビットの出力データ２３を出力する。

【０００６】図７は、「パイロットシンボル挿入法」に
おける送信データのフレーム構成を示す説明図である。
図示の例では、情報シンボル部の（Ｎ−１）シンボル毎
に、既知の１シンボルのパイロットシンボルを周期的に
挿入している。この１シンボルのパイロットシンボルと
（Ｎ−１）情報シンボル部とで１フレームが構成され
る。受信機側では、このパイロットシンボルを基準にし
て振幅・位相変動補償を行う。パイロットシンボルの受
信信号により、時間的に変動するフェ−ジング変動を推
定する。次に、パイロットシンボル間の情報シンボルに
対して、内挿法を用いてフェ−ジング変動を推定する。
内挿法には、ガウスの補間公式等が一般的に使われる。

【０００７】図８は、図６（ｂ）に示したフェージング
歪推定・補償部１８を説明するためのブロック構成図で
ある。図中、１８ａはフェージング歪推定部、１８ｂは
フェージング歪補償部である。５１はサンプリングスイ
ッチであって、図６（ｂ）におけるＬＰＦ１７からの受
信信号Ｕ（ｔ）をサンプリングする。５２はフレーム同
期部であって、受信信号Ｕ（ｔ）から、周期Ｔ_fのフレ
ームタイミングを再生する。サンプリングスイッチ５１
は、フレーム同期部５２によって、入力信号Ｕ（ｔ）中
のパイロットシンボルのみを抽出して遅延部５４に出力
する。５３はクロック再生部であって、入力信号Ｕ
（ｔ）から、周期Ｔ_Sのクロックタイミング（シンボル
タイミング）を再生する。フレーム長をＮとしたとき、
Ｔ_f＝ＮＴ_Sの関係がある。

【０００８】５４は遅延部であって、サンプリングスイ
ッチ５１から出力されるパイロットシンボルを入力し、
これを予め定められたパイロットシンボルの値（例え
ば、最大シンボル振幅を有する３＋ｊ・３）で割ったフ
ェージング変動の推定値を、１シンボルタイミング、お
よび、２シンボルタイミングだけ遅延させて出力する。
なお、図８では、サンプリングスイッチ５１の出力をそ
のままパイロットシンボルの値で割ったフェージング変
動の推定値は、その遅延量はゼロであるが、遅延部５４
の第１番目の出力として図示している。遅延部５４は、
ＣＣＤ（ChargeCoupled Device）などのアナログ遅延
素子、または、入力信号を図示しないＡ／Ｄ変換器を用
いてディジタル値に変換することにより、シフトレジス
タで実現される。

【０００９】５５，５６，５７は係数乗算器であり、サ
ンプリングスイッチ５１が出力するパイロットシンボ
ル，これを１クロックタイミングだけ遅延させた出力、
２クロックタイミングだけ遅延させた出力に対し、それ
ぞれ、後述する係数Ｑ₁（ｍ／Ｎ），Ｑ₀（ｍ／Ｎ），Ｑ
_-1（ｍ／Ｎ）を乗算する。ここで、Ｎは１フレーム中の
シンボル数、ｍは１フレーム内のシンボル位置であっ
て、ｍ＝０の位置にはパイロットシンボルが挿入されて
いる。加算器５８は、係数乗算器５５，５６，５７の出
力を加算する。逆数計算器５９は、加算器５８の出力の
逆数を計算して乗算器６２に出力する。

【００１０】６０もサンプリングスイッチであって、図
６（ｂ）におけるＬＰＦ１７からの受信信号Ｕ（ｔ）
を、クロック再生部５３の出力によってサンプリングす
ることにより、フェージング歪補償部１８ｂの遅延部６
１に出力する。６１は遅延部であって、乗算器６２にお
ける２入力のタイミング合わせのために用いられ、サン
プリングスイッチ６０の出力を１フレームタイミングＴ
_fだけ遅延させて乗算器６２に出力する。

【００１１】図８を参照し、フェージング歪の推定・補
償の動作を数式を用いて説明する。クロックを再生し、
フレーム同期およびシンボル同期を取りながら、１フレ
ーム（Ｎシンボル）に１個のパイロットシンボルを挿入
した場合、ｋ番目のフレームのｍ＝０番目の位置のパイ
ロットシンボル（ｔ＝ｋＴ_f，ｋ＝０．１，２…、シン
ボル値３＋ｊ３）におけるフェージング変動の推定値
は、次式の通りである。

【数１】 ただし、サンプル値に含まれる雑音成分を零とみなして
いる。同様に、ｔ＝ｋＴ_fの１シンボル前後の時間にお
ける、フェージング変動の推定値は、次式の通りであ
る。

【数２】

【００１２】ｋ番目のフレームのｍ番目の情報シンボル
（ｔ＝ｋＴ_f＋（ｍ／Ｎ）Ｔ_f，ｋ＝０．１，２…，ｍ＝
１，２…，Ｎ−１）におけるフェージング変動の推定値
は、（ｋ−１）番目のフレーム，ｋ番目のフレーム，
（ｋ＋１）番目のフレームにおける各パイロットシンボ
ル（ｍ＝０）でのフェージング変動を基に、２次のガウ
ス補間公式を用いることにより、次式で示される。

【数３】 但し、

【数４】

【数５】

【数６】

【００１３】上述した式（１）の値は、図８に示した加
算器５８から出力される。受信信号Ｕ(k+(m/N))の各情
報シンボルを補償した信号は、複素ベースバンド信号Ｕ
(k+(m/N))を、式（１）の値で割ることにより、次式の
通りとなる。

【数７】 この（５）式の出力は、図８に示した乗算器６２から得
られる。上述した「パイロットシンボル挿入法」は、一
様なレイリーフェ−ジング(直接波の後に、遅延波がな
いか、または、無視できる場合)を仮定している。遅延
波が存在すると遅延時間が大きくなるにつれて、遅延歪
の影響が大きくなり、フェージング歪補償がうまくいか
なくなる。

【００１４】一方、遅延波が存在し遅延歪の影響が大き
い場合には、周波数選択性フェージングとなる。このと
きの遅延歪対策として、従来より、適応等化器を用いる
方法が、例えば、笹岡編著“移動通信”、オーム社、
（平成１０−５−２５）、ｐ．２５６−２８２等で知ら
れている。この適応等化器としては、判定帰還型等化器
（ＤＦＥ:Decision Feedback Equalizer）と最尤系列推
定（ＭＬSＥ:Maximum Likelihood Sequence Estimatio
n）が挙げられる。ただし、最尤系列推定は、１６ＱＡ
Ｍのように変調多値数が大きくなる場合には、演算量が
増加してしまう。適応等化器の初期引き込みのために、
情報シンボル区間の前に、図１０を参照して後述するト
レーニングシンボル系列を付加する。また、移動通信の
ような時間変動が激しい場合に、判定帰還型等化器に
は、追従性のよいＲＬＳ（Recursive Least Squares）
アルゴリズムが用いられる。

【００１５】図９は、適応等化器を用いた従来の無線通
信装置のブロック構成図である。図９（ａ）は送信機
側、図９（ｂ）は受信機側の構成を示すブロック図であ
る。図中、図６と同様な部分には同じ符号を付して説明
を省略する。図９（ａ）において、７１はフレーム信号
生成部であって、情報シンボル区間にトレーニングシン
ボル系列を付加する。図９（ｂ）において、２０はＲＬ
Ｓアルゴリズムが用いられた判定帰還型等化器（ＲＬＳ
−ＤＦＥ）などの適応等化器である。図１０は、適応等
化器を用いた場合のフレーム構成図である。適応等化器
では、1フレーム期間において、情報シンボル区間（Ｎ
ｄシンボル）の前に、既知の信号からなるトレーニング
系列（Ｎｔシンボル）を付加する構成になっている。

【００１６】図１１は、パイロットシンボル挿入法（Ｐ
ＳＡＭ）とＲＬＳ判定帰還型等化器（ＲＬＳ−ＤＦＥ）
を使用したフェージング歪補償法のシミュレーション結
果を示す線図である。図中、横軸は直接波に対する遅延
波の遅延時間であり、１シンボル周期を最大としてい
る。縦軸はＢＥＲ（ビット誤り率）である。ビット当た
りの受信変調波のエネルギー対雑音電力スペクトル密度
比（Ｅｂ／Ｎｏ）をパラメータとした特性を示してい
る。

【００１７】１５０ＭＨｚ帯，４００ＭＨｚ帯の公共業
務用ディジタル移動通信システムにおけるシミュレーシ
ョン結果を示す。帯域幅１２．５kHz／ch，９．６ksymb
ol／sec（１０４μsec／symbol）の１６ＱＡＭである。
最大ドップラー周波数ｆｄ＝２０Ｈｚである。直接波と
遅延波の電力は等しくしている。フレームフォーマット
は、本発明の実施の一形態として後述する、図３のフレ
ームフォーマットを採用した。但し、本発明の実施の一
形態におけるように、同期ワードＳＷ，ユニークワード
ＵＷのいずれにも変形Ｍ系列を用いていない。同期ワー
ドＳＷ，ユニークワードＵＷは１６シンボルである。Ｒ
ＬＳ判定帰還型等化器のフィードフォワード（ＦＦ）タ
ップは４（タップ間隔１／２シンボル）、フィードバッ
ク（ＦＢ）タップが２（タップ間隔１シンボル）であ
る。

【００１８】図１１からわかるように、適応等化器を用
いれば、遅延歪の影響を低減することができる。しか
し、遅延時間が短いときでもＢＥＲはさほど低下せず、
十分な等化効果が得られない。一方、遅延波の影響が無
視できる一様フェージング環境下ではパイロットシンボ
ル挿入法が有効であるが、遅延時間が長くなると、急激
にＢＥＲが悪くなり、フェージング歪補償効果が低下す
る。大ゾーン方式の公共業務用ディジタル移動通信シス
テム等での使用環境としては、都市部のように遅延波の
遅延時間が短い地域に限らず、例えば、甲府盆地等のよ
うな遅延波の遅延時間の長い地域もある。携帯機のよう
な移動端末機では、使用される地域が一定せず、また、
使用の時々で使用地域が変わる場合があるため、上述し
たフェージング歪補償法のいずれか一方を固定的に使用
したのでは、フェージング歪補償法を有効に使用してビ
ット誤り率を低くすることはできないという問題があっ
た。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した問
題点を解決するためになされたもので、伝搬環境に適し
たフェージング歪補償法を使用することによりビット誤
り率を低くすることができる無線通信方法および無線通
信装置を提供することを目的とするものである。さら
に、フェージング環境を推定することにより、使用され
る環境に適したフェージング歪補償法に自動的に切り換
える無線通信方法および無線通信装置を提供することを
目的とするものである。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、無線通信方法において、パイロッ
トシンボルを情報シンボル区間に周期的に挿入するとと
もに、トレーニングシンボル系列を前記情報シンボル区
間に付加したフレーム信号を生成し、該フレーム信号を
変調して送信し、受信信号を復調し、復調された前記パ
イロットシンボルを用いてフェージング歪を推定するこ
とにより、復調された前記情報シンボルをフェージング
歪補償した上で判定する第１の判定と、復調された前記
トレーニング信号を用いて適応等化を行うことにより、
復調された前記情報シンボルを判定する第２の判定との
いずれか一方を選択することにより前記情報シンボルを
出力するものである。したがって、パイロットシンボル
挿入法によるフェージング歪補償法と、適応等化器によ
るフェージング歪補償法のうち、使用される環境に適し
たタイプのものを選択することにより、ビット誤り率を
低くすることができる。

【００２１】請求項２に記載の発明においては、無線通
信方法において、パイロットシンボルを情報シンボル区
間に周期的に挿入するとともに、自己相関関数が位相一
致タイミングでピークを有するシンボル系列とトレーニ
ングシンボル系列を前記情報シンボル区間に付加したフ
レーム信号か、または、前記トレーニングシンボル系列
でもある、前記自己相関関数が位相一致タイミングでピ
ークを有するシンボル系列を前記情報シンボル区間に付
加したフレーム信号を生成し、該フレーム信号を変調し
て送信し、受信信号を復調し、復調された前記パイロッ
トシンボルを用いてフェージング歪を推定することによ
り、復調された前記情報シンボルをフェージング歪補償
した上で判定する第１の判定と、復調された前記トレー
ニング信号を用いて適応等化を行うことにより、復調さ
れた前記情報シンボルを判定する第２の判定とを行うと
ともに、前記自己相関関数が位相一致タイミングでピー
クを有するシンボル系列を生成し、生成された前記シン
ボル系列と復調された受信信号との相関関数を算出し、
該相関関数に基づいて遅延スプレッドを出力し、前記遅
延スプレッドが閾値よりも小さいときには前記第１の判
定により出力される前記情報シンボルを、前記遅延スプ
レッドが前記閾値よりも大きいときには前記第２の判定
により出力される前記情報シンボルを、所定の切り換え
タイミングにおいて選択して出力するものである。した
がって、自己相関関数が位相一致タイミングでピークを
有するシンボル系列を付加して送信し、受信側で遅延ス
プレッドを推定することにより、パイロットシンボル挿
入法によるフェージング歪補償法と、適応等化器による
フェージング歪補償法のうち、使用される環境に適した
フェージング歪補償法に、所定の切り換えタイミング毎
に、自動的に切り換えることにより、ビット誤り率を低
くすることができる。

【００２２】請求項３に記載の発明においては、無線通
信装置において、フェージング歪を推定することにより
フェージング歪補償を受信側で行うためのパイロットシ
ンボルを情報シンボル区間に周期的に挿入するととも
に、適応等化を受信側で行うためのトレーニングシンボ
ル系列を前記情報シンボル区間に付加したフレーム信号
を生成するフレーム信号生成手段と、前記フレーム信号
を変調する変調手段と、変調された前記フレーム信号を
送信する手段を有するものである。したがって、受信側
でパイロットシンボル挿入法によるフェージング歪補償
法と適応等化器によるフェージング歪補償法のうち、使
用される環境に適したタイプのものを選択することによ
り、ビット誤り率を低くすることが可能となるような送
信信号を得ることができる。

【００２３】請求項４に記載の発明においては、無線通
信装置において、フェージング歪を推定することにより
フェージング歪補償を受信側で行うためのパイロットシ
ンボルを情報シンボル区間に周期的に挿入するととも
に、自己相関関数が位相一致タイミングでピークを有す
るシンボル系列と適応等化を受信側で行うためのトレー
ニングシンボル系列を前記情報シンボル区間に付加した
フレーム信号か、または、前記適応等化を受信側で行う
ためのトレーニングシンボル系列でもある、前記自己相
関関数が位相一致タイミングでピークを有するシンボル
系列を前記情報シンボル区間に付加したフレーム信号を
生成するフレーム信号生成手段と、前記フレーム信号を
変調する変調手段と、変調された前記フレーム信号を送
信する手段を有するものである。したがって、受信側に
おいて、パイロットシンボル挿入法によるフェージング
歪補償法と、適応等化器によるフェージング歪補償法の
うち、使用される環境に適したフェージング歪補償法
に、自動的に切り換えることがでる。その結果、ビット
誤り率を低くすることができる送信信号を得ることがで
きる。

【００２４】請求項５に記載の発明においては、請求項
４に記載の無線通信装置において、直交振幅変調方式を
用い、前記自己相関関数が位相一致タイミングでピーク
を有するシンボル系列は、自己相関関数が位相一致タイ
ミングでピークを有する２値データ系列の少なくとも１
系列をＩ相，Ｑ相それぞれの最大振幅の２点に割り当て
るものである。したがって、自己相関関数が位相一致タ
イミングでピークを有するシンボル系列を容易に実現す
ることができる。また、このシンボル系列の振幅を最大
値に設定できるので、受信側において遅延スプレッドの
推定精度を向上させることができる。

【００２５】請求項６に記載の発明においては、無線通
信装置において、パイロットシンボルが情報シンボル区
間に周期的に挿入されるとともにトレーニングシンボル
系列が前記情報シンボル区間に付加されたフレーム信号
により変調されている送信信号を受信する受信手段と、
受信信号を復調する復調手段と、復調された前記パイロ
ットシンボルを用いてフェージング歪を推定することに
より、復調された前記情報シンボルをフェージング歪補
償した上で判定する第１の判定手段と、復調された前記
トレーニング信号を用いて適応等化を行うことにより、
復調された前記情報シンボルを判定する第２の判定手段
と、前記第１の判定手段と前記第２の判定手段のいずれ
か一方を選択することにより判定された前記情報シンボ
ルを出力する出力選択手段を有するものである。したが
って、パイロットシンボル挿入法によるフェージング歪
補償法と、適応等化器によるフェージング歪補償法のう
ち、使用される環境に適したタイプのものを選択するこ
とにより、ビット誤り率を低くすることができる。

【００２６】請求項７に記載の発明においては、無線通
信装置において、パイロットシンボルが情報シンボル区
間に周期的に挿入されるとともに、自己相関関数が位相
一致タイミングでピークを有するシンボル系列とトレー
ニングシンボル系列が前記情報シンボル区間に付加され
るか、または、前記トレーニングシンボル系列でもあ
る、前記自己相関関数が位相一致タイミングでピークを
有するシンボル系列が前記情報シンボル区間に付加され
たフレーム信号により変調されている送信信号を受信す
る受信手段と、受信信号を復調する復調手段と、復調さ
れた前記パイロットシンボルを用いてフェージング歪を
推定することにより、前記復調された前記情報シンボル
をフェージング歪補償した上で判定する第１の判定手段
と、復調された前記トレーニング信号を用いて適応等化
を行うことにより、復調された前記情報シンボルを判定
する第２の判定手段と、前記自己相関関数が位相一致タ
イミングでピークを有するシンボル系列を生成するシン
ボル系列生成手段と、該シンボル系列生成手段で生成さ
れたシンボル系列と、復調された前記受信信号との相関
関数を算出し、該相関関数に基づいて遅延スプレッドを
出力する遅延スプレッド出力手段と、前記遅延スプレッ
ドが閾値よりも小さいときには前記第１の判定手段から
出力される前記情報シンボルを、前記遅延スプレッドが
前記閾値よりも大きいときには前記第２の判定手段から
出力される前記情報シンボルを、所定の切り換えタイミ
ングにおいて選択して出力する出力選択手段を有するも
のである。したがって、パイロットシンボル挿入法によ
るフェージング歪補償法と、適応等化器によるフェージ
ング歪補償法のうち、使用される環境に適したフェージ
ング歪補償法に、所定の切り換えタイミング毎に、自動
的に切り換えて、ビット誤り率を低くすることができ
る。

【００２７】請求項８に記載の発明においては、請求項
７に記載の無線通信装置において、直交振幅変調方式を
用い、前記自己相関関数が位相一致タイミングでピーク
を有するシンボル系列は、自己相関関数が位相一致タイ
ミングでピークを有する２値データ系列の少なくとも１
系列をＩ相，Ｑ相それぞれの最大振幅の２点に割り当て
たものであり、前記シンボル系列生成手段は、前記自己
相関関数が位相一致タイミングでピークを有する２値デ
ータ系列の少なくとも１系列に応じたシンボル系列を生
成し、前記遅延スプレッド出力手段は、前記シンボル系
列生成手段で生成された前記シンボル系列と、復調され
た前記受信信号との相関関数を、前記Ｉ相成分およびＱ
相成分の相関出力に基づいて算出するものである。した
がって、相関関数を容易に計算することができるととも
に、このシンボル系列の振幅が最大に設定されているの
で、遅延スプレッドの推定精度を向上させることができ
る。

【００２８】請求項９に記載の発明においては、請求項
７または８に記載の無線通信装置において、前記受信手
段は、前記フレーム信号をフレーム単位で受信するもの
であり、前記第１，第２の判定手段は、それぞれ、判定
された前記情報シンボルを一時記憶するためのフレーム
バッファを有し、前記出力選択手段は、前記所定の切り
換えタイミングを前記各フレームタイミングとして、前
記フレーム単位で、前記遅延スプレッドが前記閾値より
も小さいときには前記第１の判定手段の前記フレームバ
ッファから前記情報シンボルを出力し、前記遅延スプレ
ッドが前記閾値よりも大きいときには前記第２の判定手
段の前記フレームバッファから前記情報シンボルを出力
するものである。したがって、フレーム毎に、使用され
る環境に適したフェージング歪補償法に切り換えてビッ
ト誤り率を低くすることができる。

【００２９】請求項１０に記載の発明においては、請求
項７または８に記載の無線通信装置において、前記出力
選択手段は、前記遅延スプレッドが所定の閾値よりも小
さいときに、前記所定の切り換えタイミングにおいて、
前記第１の判定手段を動作させるとともに、前記第２の
判定手段を停止させるように制御し、前記遅延スプレッ
ドが所定の閾値よりも大きいときに、前記所定の切り換
えタイミングにおいて、前記第１の判定手段を停止させ
るとともに、前記第２の判定手段を動作させるように制
御するものである。したがって、所定の切り換えタイミ
ングにおいて、出力選択手段から情報シンボルが出力さ
れない側の判定手段を停止することにより、ソフトウエ
アの負荷を低減したり、ハードウエアの消費電力を低減
したりすることができる。

【００３０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の一形態を
示すブロック構成図である。図１（ａ）は、送信機、図
１（ｂ）は受信機のブロック構成図である。図中、図
６，図９と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略
する。図１（ａ）の送信機構成において、４はフレーム
信号生成部であって、情報シンボルに、パイロットシン
ボル、同期ワード、ユニークワードを挿入する。同期ワ
ード、ユニークワードは、適応等化器のトレーニング系
列となる。同期ワード、および、ユニークワードの少な
くとも一方は、後述する変形Ｍ系列などで作成されたシ
ンボル系列であって、遅延スプレッドの出力に用いられ
る。図１（ｂ）の受信機構成において、２１は遅延スプ
レッド推定部、２２は出力選択部であって、遅延スプレ
ッド推定部２１の出力に応じて、シンボル判定部１９の
出力および適応等化器２０の出力の一方を選択的に出力
する。

【００３１】図２は、図１（ｂ）に示した遅延スプレッ
ド推定部２１および出力選択部２２の内部処理を説明す
るためのブロック構成図である。図中、図１と同様な部
分には同じ符号を付している。３１は変形Ｍ系列生成部
であって、送信された変形Ｍ系列と同じ変形Ｍ系列を受
信側で生成する。３２は相関関数計算部であって、図１
（ｂ）のＬＰＦ１７から出力された受信信号（Ｉ相，Ｑ
相の２チャネルのベースバンド信号）と変形Ｍ系列生成
部３１で作成されたシンボル系列との相関関数を計算す
る。３３は遅延スプレッド計算部であって、相関関数か
ら遅延スプレッドσを推定する。遅延スプレッドσを推
定する方法については後述する。３４は比較部であっ
て、遅延スプレッドσを所定の閾値σ_thと比較する。３
５は切り換え部であって、遅延スプレッドσが所定の閾
値σ_thよりも小さいときには、シンボル判定部１９の出
力を出力データ２３とし、遅延スプレッドσが所定の閾
値σ_thよりも大きいときには、適応等化器２０の出力を
出力データ２３とする。

【００３２】図３は、本発明の実施の一形態のフレーム
フォーマットを示す説明図である。図中、ＳＷ(Sync Wo
rd)は同期ワード、ＵＷ(Unique Word)はユニークワード
である。シンボル数は適宜決定される。ｐ₁〜ｐ₁₀は各
１シンボルのパイロットシンボル、Ｄａｔａは各１５シ
ンボルの情報シンボルである。ユニークワードＵＷの最
初と最後の各１シンボルはパイロットシンボルとしても
使用できる。同期ワードＳＷ、ユニークワードＵＷは、
既知のシンボル系列である。

【００３３】同期ワードＳＷは、フレーム同期のために
使用されるだけでなく、適応等化器２０を初期引き込み
するためのトレーニング信号としても使用される。ユニ
ークワードＵＷは、適応等化器２０を情報シンボル区間
の中間で再トレーニングするためのトレーニング信号と
して使用される。また、ユニークワードＵＷ、および、
同期ワードＳＷの少なくとも一方は、遅延スプレッドを
出力するための既知のシンボル系列として使用する。遅
延波を遅延スプレッドで推定する技術は、鈴木敬，三瓶
政一，森永規彦、“適応変調方式における伝搬路特性推
定方式”電子情報通信学会技術報告 ＲＣＳ９４−６５
（１９９４−０９）等で知られている。

【００３４】上述した論文では、遅延スプレッドを推定
するためのシンボル系列として、変形Ｍ系列を用いてい
る。変形Ｍ系列とは、Ｍ系列（最大周期シフトレジスタ
系列：Maximum-length linear shift-register sequenc
e）に適当な直流成分（ＤＣオフセット）を加えること
により、自己相関関数のサイドローブを零にしたもので
ある。タイミングが一致しない位相での自己相関関数は
完全に零になる。変形Ｍ系列の周期Ｎ_estに対し、タイ
ミングが一致したときの自己相関関数は、（Ｎ_est＋
１）となる。また、上述した直流成分の値（Ｄ）は次式
で与えられる。

【数８】 直接波に対して１シンボル時間以内の遅延をする遅延波
が存在することを前提に、この遅延波の遅延スプレッド
を出力するには、シンボル系列として、周期Ｎ _estの
（変形）Ｍ系列符号の前後に、各１シンボルを加えて
（Ｎ_est＋２）シンボルとしたものを用いる。

【００３５】より一般的には、ＰＮ系列（擬似雑音系
列：Pseudo Noise Sequence）に、上述した変形Ｍ系列
と同様にＤＣオフセットを加えて変形ＰＮ系列としても
よい。また、上述したシンボル系列として、Ｍ系列、よ
り一般的にはＰＮ系列を用いてもよい。Ｍ系列、ＰＮ系
列でも、タイミングが一致したときに鋭い自己相関のピ
ークを有するので、遅延スプレッドの推定に使用でき
る。しかし、このシンボル系列の周期を長くとることが
できないときには、タイミングが一致しないときの自己
相関関数の値が完全には零にならないので推定誤差が生
じる。

【００３６】次に、遅延スプレッドの出力方法を、上述
した論文にしたがって説明する。受信信号と変形Ｍ系列
の相関関数を計算することにより、受信スロットの遅延
プロファイルを求め、この遅延プロファイルから遅延ス
プレッドを出力する。遅延スプレッドとは、平均の電力
遅延プロファイルに対して、受信電力平均遅延時間を中
心とした標準偏差（分散の平方根）である。

【００３７】まず、伝搬路モデルを説明する。陸上移動
通信においては最大遅延時間が約２０μｓｅｃ程度であ
り、数１０ｋシンボル／ｓｅｃの伝送を行う場合では、
１シンボル以内の遅延を考慮すれば十分である。また、
受信信号は、１シンボル長Ｔ _S間隔でしかサンプリング
されないから、１シンボル長Ｔ_S間隔の離散チャネルモ
デルで記述される。したがって、伝搬路モデルとして、
遅延時間Ｔ_Sの２波レイリーモデルを用いる。インパル
スレスポンスh(t)は、近似的に、次式の通りである。 h(t)＝h₀(t)δ(t)＋h₁(t)δ(t-T_s) (7) ここで、δ(t)はデルタ関数である。フェージング変動
は緩やかで、測定中（１フレーム内）は一定であると仮
定して、受信機では、サンプリング後の受信信号と送信
変形Ｍ系列との相関をとる。

【００３８】この相関は、直交したＩ相，Ｑ相の２チャ
ネルで行い、ｋ番目のフレームにおいて、次式に示す複
素遅延プロファイルｈ_j(k)が測定される。ただし、ノイ
ズ成分による相関出力については測定誤差として無視し
ている。

【数９】 ここで、ｗ_iは変形Ｍ系列に基づくi番目のシンボル、y
(i)は、t=ｉＴ_sでサンプルされた受信信号（複素包絡
線）、＊はｗが共役複素数であることを示す。なお、既
に触れたように最大１シンボル遅延までを仮定してい
る。遅延波および直接波の測定時に、相互の相関を除去
するために、変形Ｍ系列の前後1シンボルずつに1シンボ
ルのダミー信号を挿入しているので、変形Ｍ系列とする
ユニークワードＵＷおよびまたは同期ワードＳＷは、Ｎ
_est＋２シンボルとしている。

【００３９】上述した２波モデルのインパルスレスポン
スｈ（ｔ）に対応する、変形Ｍ系列の電力遅延プロファ
イルp(k)は、次式で与えられる。 p(k)＝p₀(k)δ(t）＋p₁(k)δ(t-T_s) (9) ここで、p_i(k) （ｉ＝０，１）は、（８）式の複素遅
延プロファイルｈ_j(k)を用いて次式で与えられる。 p_i(k) = |h_i(k)|² (10)

【００４０】既に説明したように、遅延スプレッドは、
平均遅延時間を中心とした電力遅延プロファイルの標準
偏差であるから、上述した式（９），（１０）から遅延
スプレッドが推定される。遅延時間がＴ_s（１シンボル
時間）で、遅延波と直接波の振幅比がＤ／Ｕ＝1／αの
２波モデルの場合であって、フェージング変動が緩やか
で、フレームｋによってp_i(k)の値が変動しないときに
は、p_i(k)＝p_i （ｉ＝０，１）とおいて、遅延スプレ
ッドσは、次式の通りとなる。

【数１０】

【００４１】ここで、本発明の実施の一形態において、
変形Ｍ系列に基づいて１６ＱＡＭの変調規則に従うシン
ボル系列を作成する方法を説明する。図４は、１６ＱＡ
Ｍの信号空間ダイアグラムを示す図である。１６ＱＡＭ
においては、２値４ビットの送信データは、Ｉ相成分、
Ｑ相成分の値が、それぞれ、−３，−１，１，３となる
１６シンボル点の１つに割り当てられる。これに対し、
遅延スプレッドを推定するために相関関数を計算するシ
ンボル系列には、適応等化器のトレーニング系列と同様
に、シンボルの振幅が最大である、図示のＡ，Ｂ，Ｃ，
Ｄのシンボルを使用する。シンボル振幅が最大のものを
使用することにより、受信側で遅延スプレッドを推定す
る時の信号対雑音比が良くなるため、推定精度が向上す
る。上述した４シンボルの中から、少なくとも２つのシ
ンボルを変形Ｍ系列にしたがって選択して、上述したシ
ンボル系列とする。変形Ｍ系列の周期を１５とすると、
最初と最後にダミーのシンボルを付加することにより１
７シンボルのシンボル系列となる。

【００４２】変形Ｍ系列をシンボルに割り当てるには複
数通りの方法がある。変形Ｍ系列は２値０，１のデータ
系列であり、かつＤＣオフセットが加えられている。第
１に、１系列の変形Ｍ系列の２値０，１に対して２個の
シンボル点を割り当てる方法がある。例えば、１系列の
変形Ｍ系列の２値０，１に対し、それぞれ、Ａ，Ｃまた
はＣ，ＡまたはＢ，ＤまたはＤ，Ｂを割り当てる。この
場合、位相差も大きくすることができる。このほか、
Ａ，Ｄ、Ａ，Ｂといった割り当てを行うこともできる。
第２に、周期が同じである、２系列の変形Ｍ系列を用い
る方法がある。２系列の２値の組み合わせ（０，０），
（０，１），（１，０），（１，１）のそれぞれに、４
シンボルＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの１つを割り当てる。この場
合、変調信号の位相のランダム性が増す。

【００４３】ただし、変形Ｍ系列を用いた場合には、変
形Ｍ系列がＭ系列にＤＣオフセットを加えたものである
から、第１、第２のいずれの方法においても、シンボル
点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ点は、それぞれ、Ｉ相成分、Ｑ相成分
の値を、（３，３），（−３，３）、（−３，−３），
（３，−３）から、Ｉ相成分、Ｑ相成分について、ＤＣ
オフセット分だけ位置をシフトさせて直交変調する必要
がある。受信側では、送信側の１系列または２系列に対
応させて、Ｉ相用，Ｑ相用の変形Ｍ系列の２値データを
生成する。相関関数計算のために、２値０は−１にす
る。シンボルの相関関数は、直交復調された後の受信信
号であるＩ相ベースバンド信号，Ｑ相のベースバンド信
号と、生成された２値データとを、同じ相同士で相関関
数を計算して、各相の計算結果を加算することにより計
算され、上述した式（８）で示される遅延プロファイル
となる。

【００４４】なお、変形Ｍ系列あるいはＭ系列は、必ず
しも振幅を最大とするシンボルに対応させる必要はな
い。また、必ずしも、１６ＱＡＭのシンボル点の１つに
割り当てる必要もないが、１６ＱＡＭのシンボル点の１
つに割り当てれば、遅延スプレッド推定用のシンボル系
列を適応等化器のトレーニング系列としても使用するこ
とができる。シンボル点の１つに割り当てない場合で
も、振幅を大きくすることが望ましい。

【００４５】再び、図２に戻って説明する。相関関数計
算部３２は、受信信号と送信変形Ｍ系列に基づくシンボ
ル系列との相関関数を計算することにより、複素遅延プ
ロファイルを測定する。遅延スプレッド計算部３３は、
複素遅延プロファイルから遅延スプレッドσを出力す
る。比較部３４は、この推定値σと予め定められた遅延
スプレッドの閾値σ_thとを比較する。

【００４６】フェージング歪推定・補償部１８は、周期
的に挿入された既知のパイロットシンボルでの受信複素
ベースバンド信号から内挿法によりフェージング歪を推
定し、この推定値に基づき、フェージング歪補償を行
い、シンボル判定部１９において、多値ＱＡＭのシンボ
ル判定を行って、出力信号Out1を出力する。一方、適応
等化器２０は、トレーニング系列を用いてフェージング
利得を推定し、ＲＬＳアルゴリズム等に基いて、タップ
係数の更新を行い、遅延歪およびフェージング歪を補償
し、多値ＱＡＭのシンボル判定をして、出力信号Out2を
出力する。

【００４７】上述した構成では、「パイロットシンボル
挿入法」によるフェージング歪補償モードと、同期ワー
ドおよびユニークワードをトレーニング系列とする適応
等化によるフェージング歪補償モードとを同時並行して
行っている。切り替え部３５は、比較器３４の比較結果
に対し、σ＜σ_thの場合にパイロットシンボル挿入法に
よりフェージング歪補償されたOut1を選択して出力デー
タ２３とする。一方、σ≧σ_thの場合に適応等化器によ
りフェージング歪補償されたOut2を選択して出力データ
２３とする。

【００４８】図５は、パイロットシンボル挿入法および
適応等化器使用の２つのフェージング歪補償法に対す
る、遅延時間対ＢＥＲ（ビット誤り率）の関係を模式的
に示す線図である。パイロットシンボル挿入によるフェ
ージング歪補償法では、遅延時間が小さいときにはＢＥ
Ｒが低いが、遅延時間が長くなるにつれ急激にＢＥＲが
大きくなる。これに対し、適応等化器を使用するフェー
ジング歪補償法では、遅延時間が小さいときにはＢＥＲ
がさほど低くならないが、遅延時間が長くなってもＢＥ
Ｒの増加率は小さい。

【００４９】唐沢好男、“ＳＢ-1-4 等価伝送路モデル
による広帯域ディジタル伝送特性の解析”、2000年電子
情報通信学会総合大会講演論文集、p．709-710，（2000
-3-7）や、唐沢好男，岩井誠人、“仲上−ライスフェー
ジングの等価伝送路モデル−その機能拡張に関して
−”、電子情報通信学会技術報告 RCS98-24、pp.1-6
（1998-5）、の文献に示されるように、平均遅延量や遅
延スプレッドσがシンボル長Ｔ_sの30％以下の範囲で
は、等価伝搬路モデルの２波モデルが有効であり、平均
遅延量と遅延スプレッドが等しい場合には、直接波と遅
延波の遅延時間は、遅延スプレッドσの２倍の関係があ
る（遅延時間については、シンボル長Ｔ_sの６０％以下
の範囲でモデルが有効である。そこで、図１，図２に示
した遅延スプレッド推定部２１から出力される遅延スプ
レッドの測定値σを２倍することにより、直接波に対す
る遅延波の遅延時間τが推定される。

【００５０】したがって、σ_thを設定する方法として
は、例えば、図１１に示したようなシミュレーション結
果に基づいて、パイロットシンボル挿入法（PSAM）の特
性曲線と、判定帰還型等化器(RLS-DFE)の特性曲線との
交点における遅延時間の１／２の値を、測定された遅延
スプレッドσに対する閾値σ_thとして設定すればよい。
その結果、測定された遅延スプレッドσが、閾値σ_thを
境にして遅延スプレッドが小さい場合にはパイロットシ
ンボル挿入法（PSAM）に、遅延スプレッドが大きい場合
には適応等化器によるフェージング歪補償法に切り換え
るため、伝搬路特性の相違にかかわらず、効率良くフェ
ージング歪補償を行うことができる。

【００５１】上述した説明では、同期ワードＳＷおよび
またはユニークワードＵＷを変形Ｍ系列等に基づくシン
ボル系列としていた。ユニークワードＵＷは、適応等化
器のトレーニング用としても使用され、同期ワードは、
フレーム同期用、適応等化器のトレーニング用としても
使用される。したがって、情報シンボル以外に送信する
必要のあるシンボル数を増やさないので伝送効率が低下
しない。しかし、同期ワードＳＷおよびユニークワード
ＵＷとは別に、遅延スプレッド推定用の専用のシンボル
系列を情報シンボル区間に付加してもよい。なお、ＴＤ
ＭＡ（Time Division Multiple Access）方式の公共業
務用ディジタル移動通信システムにおいては、図３に示
したフレームフォーマットは、１つの移動端末の１スロ
ット（１バースト）に対応する。この場合、移動端末か
ら基地局に送信される場合には、フレームの先頭部にガ
ードシンボルやランプシンボル等が付加される。

【００５２】上述した実施の形態では、遅延スプレッド
を推定するためのシンボルが１フレーム毎に挿入されて
いる。したがって、出力選択も、１フレーム単位で行う
ことか可能である。この場合、シンボル判定部１９、適
応等化器２０は、判定した情報シンボルを一時的にフレ
ームバッファに記憶しておく。出力選択部２２は、遅延
スプレッドが閾値よりも小さいときにはシンボル判定部
１９が判定した情報シンボルをフレームバッファから出
力し、遅延スプレッドが閾値よりも大きいときには適応
等化器２０が判定した情報シンボルをフレームバッファ
から出力する。

【００５３】上述した説明では、出力選択部２２は、フ
レーム毎に、シンボル判定部１９が判定した情報シンボ
ル、適応等化器２０が判定した情報シンボルの一方に切
り換え可能にしていた。しかし、フレームタイミング以
外の、任意の所定のタイミングを切り換えタイミングと
してもよい。移動端末が移動しても、フェージング環境
は急激には変化しないため、遅延スプレッドに応じて、
所定の複数フレーム間隔で、あるいは、ある定期的な時
間間隔で、シンボル判定部１９、適応等化器２０の切り
換えを可能としてもよい。通信開始時の呼設定シーケン
スにおいて、あるいは、ゾーンを切り換えるハンドオフ
時に、遅延スプレッドに応じて、シンボル判定部１９、
適応等化器２０の切り換えを可能としてもよい。

【００５４】上述した説明では、フェージング歪推定・
補償部１８，シンボル判定部１９、および、適応等化器
２０を同時動作させていた。これに代えて、出力選択部
２２は、遅延スプレッドが所定の閾値よりも小さいとき
に、所定の切り換えタイミングにおいて、フェージング
歪推定・補償部１８，シンボル判定部１９を動作させる
とともに、適応等化器２０を停止させるように制御し、
遅延スプレッドが所定の閾値よりも大きいときに、所定
の切り換えタイミングにおいて、フェージング歪推定・
補償部１８，シンボル判定部１９を停止させるととも
に、適応等化器２０を動作させるように制御してもよ
い。

【００５５】動作を停止させた側では、信号処理をソフ
トウエアで行っている場合に、ソフトウエアの処理負荷
を低減させることができる。信号処理をハードウエアで
行っている場合に、電源供給を遮断して消費電力を低減
させることができる。次の所定の切り換えタイミングに
おいては、再び、遅延スプレッドに応じて、フェージン
グ歪推定・補償部１８，シンボル判定部１９、および、
適応等化器２０のうち、動作させる側、動作を停止させ
る側を決定する。

【００５６】上述した説明では、遅延スプレッド推定を
１フレーム単位で行っていた。しかし、１フレーム単位
で切り換えを行わない場合には、複数フレームについて
統計的に遅延スプレッド計算をすれば精度が向上する。
また、切り換えるかどうかを判断する必要のある、呼設
定シーケンスやハンドオフ時などのときにだけ、スプレ
ッド計算をして処理を軽減してもよい。さらには、遅延
スプレッド推定のためのシンボル系列も、フレーム毎に
付加するのではなく、切り換えるかどうかを判断する必
要のあるときにのみ送信するようにしてもよい。

【００５７】上述した説明では、遅延スプレッドを推定
することにより、移動端末機の受信機が使用される環境
に適したフェージング歪補償に自動的に切り替わるもの
について説明した。しかし、基地局の受信機のように、
一旦設置されれば使用環境が変わらない場合もある。こ
のような場合には、最初にいずれかのフェージング歪補
償法を選択すれば十分であり、遅延スプレッドを推定す
る必要もない。したがって、図１，図２に示した出力モ
ード選択部２２は、ユーザの手によって、フェージング
歪推定・補償部１８およびシンボル判定部１９か、適応
等化器２０のいずれか一方を選択するようにする。この
場合、使用しない側の信号処理や電源供給は停止させ
る。遅延スプレッド推定部２１の信号処理や電源供給も
停止させる。

【００５８】

【発明の効果】上述した説明から明らかなように、本発
明によれば、伝搬環境に適したフェージング歪補償法を
使用することによりビット誤り率を低くすることができ
るという効果がある。さらに、フェージング環境を推定
することにより、使用される環境に適したフェージング
歪補償法に自動的に切り換えることができるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

【図1】本発明の実施の一形態を示すブロック構成図で
ある。

【図２】図１（ｂ）に示した遅延スプレッド推定部２１
および出力選択部２２の内部処理を説明するためのブロ
ック構成図である。

【図３】本発明の実施の一形態のフレームフォーマット
を示す説明図である。

【図４】１６ＱＡＭの信号空間ダイアグラムを示す図で
ある。

【図５】２つのフェージング歪補償法に対する、遅延時
間対ＢＥＲ（ビット誤り率）の関係を模式的に示す線図
である。

【図６】「パイロットシンボル挿入法」を用いた従来の
無線通信装置のブロック構成図である。

【図７】「パイロットシンボル挿入法」における送信デ
ータのフレーム構成を示す説明図である。

【図８】図６（ｂ）に示したフェージング歪推定・補償
部１８を説明するためのブロック構成図である。

【図９】適応等化器を用いた従来の無線通信装置のブロ
ック構成図である。

【図１０】適応等化器を用いた場合のフレーム構成図で
ある。

【図１１】パイロットシンボル挿入法（ＰＳＡＭ）とＲ
ＬＳ判定帰還型等化器（ＲＬＳ−ＤＦＥ）を使用するフ
ェージング歪補償法のシミュレーション結果を示す線図
である。

【符号の説明】

１…データ信号、２…シリアル・パラレル変換部、３…
ベースバンド信号発生部、４…フレーム信号生成部、５
…ローパスフィルタ、６…直交変調器、７…局部発振
器、８…増幅器、９…送信アンテナ、１１…受信アンテ
ナ、１２…バンドパスフィルタ、１３…自動利得制御
部、１４…自動周波数制御部、１５…直交復調器、１６
…局部発振器、１７…ローパスフィルタ、１８…フェー
ジング歪推定・補償部、１９：シンボル判定部、２０：
適応等化器、２１…遅延スプレッド推定部、２２…出力
選択部、２３…出力データ

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA05 FB06 FE10 FF05 FG02 FH04 5K028 AA01 HH02 HH03 KK12 MM17 MM18 NN02 SS04 SS14 5K046 AA05 BA05 EE06 EE42 EE56 EF02

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 パイロットシンボルを情報シンボル区間
   に周期的に挿入するとともに、トレーニングシンボル系
   列を前記情報シンボル区間に付加したフレーム信号を生
   成し、該フレーム信号を変調して送信し、受信信号を復
   調し、 復調された前記パイロットシンボルを用いてフェージン
   グ歪を推定することにより、復調された前記情報シンボ
   ルをフェージング歪補償した上で判定する第１の判定
   と、復調された前記トレーニング信号を用いて適応等化
   を行うことにより、復調された前記情報シンボルを判定
   する第２の判定とのいずれか一方を選択することにより
   前記情報シンボルを出力する、 ことを特徴とする無線通信方法。
2. 【請求項２】 パイロットシンボルを情報シンボル区間
   に周期的に挿入するとともに、自己相関関数が位相一致
   タイミングでピークを有するシンボル系列とトレーニン
   グシンボル系列を前記情報シンボル区間に付加したフレ
   ーム信号か、または、前記トレーニングシンボル系列で
   もある、前記自己相関関数が位相一致タイミングでピー
   クを有するシンボル系列を前記情報シンボル区間に付加
   したフレーム信号を生成し、該フレーム信号を変調して
   送信し、受信信号を復調し、 復調された前記パイロットシンボルを用いてフェージン
   グ歪を推定することにより、復調された前記情報シンボ
   ルをフェージング歪補償した上で判定する第１の判定
   と、 復調された前記トレーニング信号を用いて適応等化を行
   うことにより、復調された前記情報シンボルを判定する
   第２の判定とを行うとともに、 前記自己相関関数が位相一致タイミングでピークを有す
   るシンボル系列を生成し、 生成された前記シンボル系列と復調された受信信号との
   相関関数を算出し、 該相関関数に基づいて遅延スプレッドを出力し、 前記遅延スプレッドが閾値よりも小さいときには前記第
   １の判定により出力される前記情報シンボルを、前記遅
   延スプレッドが前記閾値よりも大きいときには前記第２
   の判定により出力される前記情報シンボルを、所定の切
   り換えタイミングにおいて選択して出力する、 ことを特徴とする無線通信方法。
3. 【請求項３】 フェージング歪を推定することによりフ
   ェージング歪補償を受信側で行うためのパイロットシン
   ボルを情報シンボル区間に周期的に挿入するとともに、
   適応等化を受信側で行うためのトレーニングシンボル系
   列を前記情報シンボル区間に付加したフレーム信号を生
   成するフレーム信号生成手段と、 前記フレーム信号を変調する変調手段と、 変調された前記フレーム信号を送信する手段、 を有することを特徴とする無線通信装置。
4. 【請求項４】 フェージング歪を推定することによりフ
   ェージング歪補償を受信側で行うためのパイロットシン
   ボルを情報シンボル区間に周期的に挿入するとともに、
   自己相関関数が位相一致タイミングでピークを有するシ
   ンボル系列と適応等化を受信側で行うためのトレーニン
   グシンボル系列を前記情報シンボル区間に付加したフレ
   ーム信号か、または、前記適応等化を受信側で行うため
   のトレーニングシンボル系列でもある、前記自己相関関
   数が位相一致タイミングでピークを有するシンボル系列
   を前記情報シンボル区間に付加したフレーム信号を生成
   するフレーム信号生成手段と、 前記フレーム信号を変調する変調手段と、 変調された前記フレーム信号を送信する手段、 を有することを特徴とする無線通信装置。
5. 【請求項５】 直交振幅変調方式を用い、 前記自己相関関数が位相一致タイミングでピークを有す
   るシンボル系列は、自己相関関数が位相一致タイミング
   でピークを有する２値データ系列の少なくとも１系列を
   Ｉ相，Ｑ相それぞれの最大振幅の２点に割り当てるもの
   である、 ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
6. 【請求項６】 パイロットシンボルが情報シンボル区間
   に周期的に挿入されるとともにトレーニングシンボル系
   列が前記情報シンボル区間に付加されたフレーム信号に
   より変調されている送信信号を受信する受信手段と、 受信信号を復調する復調手段と、 復調された前記パイロットシンボルを用いてフェージン
   グ歪を推定することにより、復調された前記情報シンボ
   ルをフェージング歪補償した上で判定する第１の判定手
   段と、 復調された前記トレーニング信号を用いて適応等化を行
   うことにより、復調された前記情報シンボルを判定する
   第２の判定手段と、 前記第１の判定手段と前記第２の判定手段のいずれか一
   方を選択することにより判定された前記情報シンボルを
   出力する出力選択手段、 を有することを特徴とする無線通信装置。
7. 【請求項７】 パイロットシンボルが情報シンボル区間
   に周期的に挿入されるとともに、自己相関関数が位相一
   致タイミングでピークを有するシンボル系列とトレーニ
   ングシンボル系列が前記情報シンボル区間に付加される
   か、または、前記トレーニングシンボル系列でもある、
   前記自己相関関数が位相一致タイミングでピークを有す
   るシンボル系列が前記情報シンボル区間に付加されたフ
   レーム信号により変調されている送信信号を受信する受
   信手段と、 受信信号を復調する復調手段と、 復調された前記パイロットシンボルを用いてフェージン
   グ歪を推定することにより、前記復調された前記情報シ
   ンボルをフェージング歪補償した上で判定する第１の判
   定手段と、 復調された前記トレーニング信号を用いて適応等化を行
   うことにより、復調された前記情報シンボルを判定する
   第２の判定手段と、 前記自己相関関数が位相一致タイミングでピークを有す
   るシンボル系列を生成するシンボル系列生成手段と、 該シンボル系列生成手段で生成されたシンボル系列と、
   復調された前記受信信号との相関関数を算出し、該相関
   関数に基づいて遅延スプレッドを出力する遅延スプレッ
   ド出力手段と、 前記遅延スプレッドが閾値よりも小さいときには前記第
   １の判定手段から出力される前記情報シンボルを、前記
   遅延スプレッドが前記閾値よりも大きいときには前記第
   ２の判定手段から出力される前記情報シンボルを、所定
   の切り換えタイミングにおいて選択して出力する出力選
   択手段、 を有することを特徴とする無線通信装置。
8. 【請求項８】 直交振幅変調方式を用い、 前記自己相関関数が位相一致タイミングでピークを有す
   るシンボル系列は、自己相関関数が位相一致タイミング
   でピークを有する２値データ系列の少なくとも１系列を
   Ｉ相，Ｑ相それぞれの最大振幅の２点に割り当てたもの
   であり、 前記シンボル系列生成手段は、前記自己相関関数が位相
   一致タイミングでピークを有する２値データ系列の少な
   くとも１系列に応じたシンボル系列を生成し、 前記遅延スプレッド出力手段は、前記シンボル系列生成
   手段で生成された前記シンボル系列と、復調された前記
   受信信号との相関関数を、前記Ｉ相成分およびＱ相成分
   の相関出力に基づいて算出する、 ことを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
9. 【請求項９】 前記受信手段は、前記フレーム信号をフ
   レーム単位で受信するものであり、 前記第１，第２の判定手段は、それぞれ、判定された前
   記情報シンボルを一時記憶するためのフレームバッファ
   を有し、 前記出力選択手段は、前記所定の切り換えタイミングを
   前記各フレームタイミングとして、前記フレーム単位
   で、前記遅延スプレッドが前記閾値よりも小さいときに
   は前記第１の判定手段の前記フレームバッファから前記
   情報シンボルを出力し、前記遅延スプレッドが前記閾値
   よりも大きいときには前記第２の判定手段の前記フレー
   ムバッファから前記情報シンボルを出力する、 ことを特徴とする請求項７または８に記載の無線通信装
   置。
10. 【請求項１０】 前記出力選択手段は、前記遅延スプレ
    ッドが所定の閾値よりも小さいときに、前記所定の切り
    換えタイミングにおいて、前記第１の判定手段を動作さ
    せるとともに、前記第２の判定手段を停止させるように
    制御し、前記遅延スプレッドが所定の閾値よりも大きい
    ときに、前記所定の切り換えタイミングにおいて、前記
    第１の判定手段を停止させるとともに、前記第２の判定
    手段を動作させるように制御する、 ことを特徴とする請求項７または８に記載の無線通信装
    置。