JP2002009736A - 拡散符号による多重化信号伝送方式および受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】マルチパスに対する応答特性を改善し、多重数
を増加することが可能な拡散符号による多重化信号伝送
方式および受信装置を提供する。 【解決手段】自己相関関数のサイドローブが零ですべて
の符号のスペクトルが厳密に同じである拡散符号の位相
を順次ずらせた複数の拡散符号により複数チャネルのデ
ータがそれぞれ拡散変調された複数の拡散信号が多重化
された多重化拡散信号を伝送する多重化期間と、拡散変
調された同期クロックを伝送する非多重化プリアンブル
期間とにより、単位フレームが構成されているディジタ
ル多重化信号を、無線周波数帶域で伝送することを特徴
とする構成を有している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、拡散符号を用いて
直接拡散して多重化する多重化信号伝送方式とその通信
方式に用いる受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来技術Ｉ（特開平９−２７０７３５号
公報）には、符号長１１ビットの Barker 符号の位相を
少しずつずらしてマルチコード多重化伝送する方式が提
案されている。多重化伝送とは、情報信号をスペクトル
拡散技術により拡散符号で変調して多重数Ｎ₀ 個の情報
を同時に伝送する技術であり、多重化しない場合に比べ
てNo倍の伝送速度が得られる。この従来技術Ｉの伝送方
式に用いられる拡散符号は Barker 符号であり、全ての
符号のスペクトルが厳密に同じであり、自己相関サイド
ローブは偶相関，奇相関ともに自己相関ピークの１／１
１である。自己相関サイドロープとは拡散符号の位相を
ずらしたときの相関である。また、自己相関ピークとは
拡散符号の位相を同じにしたときの相関のことで強いピ
ークをもつ。自己相関サイドローブが自己相関ピークの
１／１１であることを利用すれば、送信側で情報信号に
対し位相を少しずつずらした Barker 符号でスペクトル
拡散して多重化された信号は、受信側でそれぞれの符号
と同期をとった同位相の Barker 符号により自己相関ピ
ークを検出することが可能である。その結果多重された
信号はそれぞれの位相の Barker 符号により分離が可能
となる。この原理に基づいて多重化した場合の伝送速度
を多重化しない場合に比べてＮ₀ 倍にすることができ
る。

【０００３】従来技術II（特開昭６１−２０５０３７号
公報）では、相互相関が０となる符号を用いてスペクト
ル拡散通信を行い、複数の通信局間で多重通信を行う方
式が提案されている。この符号は、信号を拡散するのに
用いられているものであり、例えば一対の一の通信局に
おける多重化伝送などにも応用することが可能である。
この符号は符号間の相互相関が０となることを特徴とす
る。この符号を用いて多重化するときには、相互相関が
０であることを利用して情報信号を異なる拡散符号でス
ペクトル拡散して多重化して送信し、受信側では送信側
と同じ種類の拡散符号を用いて復調したときだけ自己相
関ピークを検出することができる。多重化された信号の
うちの他の種類の符号との相互相関は完全に０であるの
で、自己相関ピークの検出には全く影響を与えない。こ
のため多重化された信号は、それと同じ種類の符号によ
り分離が可能である。相互相関がそれ０となるＮ₁ 個の
符号で多重化した場合には、多重化しない場合に比べて
伝送速度をＮ₁ 倍にすることができる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】従来技術Ｉの方式で
は、符号間の位相をずらしたときの自己相関が０でな
い。例えば、１１ビットの Barker 符号の場合、符号間
の位相をずらしたときの自己相関は前述したように自己
相関ピークの１／１１になる。多重化した場合には他の
位相の符号間でも相関信号が検出されてしまい、それが
重なることによってある程度の大きさをもつ場合がある
ため多重数が符号長よりも少なくなる。この従来技術II
の方式では、１１ビットの Barker 符号に対して５多重
が上限である。これは符号長に対して充分な多重数が得
られないことを意味している。マルチパスに対しては自
己相関サイドローブが零でないため、本質的にインパル
ス応答が劣化しているのでマルチパスに対する応答特性
を改善し、マルチパスに対する影響を除去する能力が非
常に劣る。

【０００５】また、従来技術IIの符号は、符号数が符号
長の数分の一以下である。マルチコード多重する場合、
符号数が多重数に等しいので符号長に対して充分な多重
数が得られない。

【０００６】また、この多重化信号伝送方式においてマ
ルチパスが問題になる場合、マルチパスの影響を取り除
くためにマルチパスの影響より十分に広い間隔で相関ピ
ークが発生するような符号列にする必要があり、上記の
問題と相まって非常に長い符号長にしなければならない
ため、伝送効率に問題がある。

【０００７】本発明の目的は、従来技術のこのような欠
点を考慮して、マルチパスに対する応答特性を改善し、
多重数を増加することが可能な拡散符号による多重化信
号伝送方式および受信装置を提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明による拡散符号による多重化信号伝送方式
は、自己相関関数のサイドローブが零ですべての符号の
スペクトルが厳密に同じである拡散符号の位相を順次ず
らせた複数の拡散符号により複数チャネルのデータがそ
れぞれ拡散変調された複数の拡散信号が多重化された多
重化拡散信号を伝送する多重化期間と、拡散変調された
同期クロックを伝送する非多重化プリアンブル期間とに
より、単位フレームが構成されているディジタル多重化
信号を、無線周波数帶域で伝送することを特徴とする構
成を有している。

【０００９】また、本発明の拡散符号による多重化信号
の受信装置は、自己相関関数のサイドローブが零ですべ
ての符号のスペクトルが厳密に同じである拡散符号の位
相を順次ずらせた複数の拡散符号により複数チャネルの
データがそれぞれ拡散変調された複数の拡散信号が多重
化された多重化拡散信号を伝送する多重化期間と、拡散
変調された同期クロックを伝送する非多重化同期プリア
ンブル期間とにより、単位フレームが構成されているデ
ィジタル多重化信号を無線周波数帶域で伝送する無線周
波数帶域波を受信するために、該無線周波数帶域波をベ
ースバンド多重化信号に変換するダウンコンバート回路
と、該ベースバンド多重化信号をディジタル多重化信号
に変換するアナログ・ディジタル変換回路と、前記複数
の拡散符号の複素共役にそれぞれ相当するフィルタ係数
を有し、前記非多重化同期プリアンブル期間に伝送され
た前記同期クロックに同期する再生同期クロックに同期
して、該ディジタル多重化信号をスペクトル逆拡散して
複数のスペクトル逆拡散信号を取り出す複数のマッチド
フィルタ回路と、前記プリアンブル期間の相関ピークに
同期して、前記複数のスペクトル逆拡散信号のうちの一
つのインパルス応答に相当する波形等化情報信号を取り
出す伝送特性抽出回路と、該波形等化情報信号を用いて
前記複数のスペクトル逆拡散信号の波形等化を行った複
数のパラレル信号を取り出す多重化型波形等化回路と、
該複数のパラレル信号をシリアル信号に変換するパラレ
ル・シリアル変換回路と、該シリアル信号を前記複数チ
ャネルのデータに復調する復調回路と、を備えた構成を
有している。

【００１０】

【発明の実施の形態】本発明は拡散符号として自己相関
サイドローブが零でありかつすべての符号のスペクトル
が同一である拡散符号を用いるマルチコード多重化信号
伝送方式およびその多重化信号伝送方式に用いる受信装
置である。上記信号を拡散符号として用いることによ
り、符号の長さを符号数と同一とすることが可能になり
伝送効率が著しく改善された。また、すべての符号のス
ペクトルが同一である拡散符号を用いたため、同期クロ
ック抽出の際に求めたインパルス応答で、すべての多重
化された拡散符号のマルチパス特性を演算し、その影響
を改善し、回路規模を小さくすることができた。

【００１１】（実施例）次に本発明の一実施例であるス
ペクトル拡散多重化信号伝送方式を示し、説明をする。
図１は本発明の実施例におけるスペクトル拡散多重化信
号伝送方式の送信機ブロック構成図である。本実施例で
は４多重の例を示す。高速伝送を行うために、伝送デー
タをシリアルパラレル変換にて多重数の４パラレル信号
に変換し、多重化しない場合と比較し無線周波部の伝送
速度を約４倍としている。本発明の送信データはプリア
ンブル信号とデータ信号から構成される。プリアンブル
期間は一つの拡散符号によって拡散変調し、送信データ
期間に多重数の拡散符号により拡散変調し、多重化を行
う。非多重期間であるプリアンブル期間には同期クロッ
ク抽出のための信号およびユニークワードが配置されて
いる。

【００１２】図１において、情報変調回路１は送信パケ
ットデータに１次変換を行う情報変調回路である。情報
変調信号５１は送信データが情報変調回路１によって１
次変調された信号である。情報変調にはたとえばＱＰＳ
Ｋ変調を用いる。一例を図３に示す。説明を簡略化する
ためにプリアンブルは１ビット、データは４ビット長と
し２回繰り返しとした例である。

【００１３】シリアルパラレル変換回路２は多重化によ
り高速伝送を行うため情報変調信号５１を４分岐する回
路である。スイッチ３は送信データにおいて非多重期間
と多重期間を設けるためのスイッチであり、情報変換信
号５１はプリアンプル期間にはシリアルパラレル変換回
路２をバイパスさせ、送信データ期間には情報変調信号
５１をシリアルパラレル変換回路２に入力させるための
スイッチ回路である。パラレル信号５４はプリアンブル
期間の情報変調信号５１と送信データ期間にシリアルパ
ラレル変換回路２によってパラレル変換された信号の一
つとの合成信号である。同様にパラレル信号５５，５
６，５７は信号送信データ期間に情報変調信号５１がシ
リアルパラレル変換回路２によって分岐された各信号で
ある。

【００１４】図３の送信データをパラレル変換したパラ
レル信号５４，５５，５６，５７を図４に示す。拡散符
号Ａ４，Ｂ５，Ｃ６，Ｄ７は自己相関サイドローブが零
である符号を１ビットずつ位相シフトした信号である。

【００１５】一例を図５に示す。４多重であるため符号
長は４ビットである。拡散符号Ａ４，Ｂ５，Ｃ６，Ｄ７
はそれぞれパラレル信号５４，５５，５６，５７をスペ
クトル拡散により２次変調するための変調信号である。
拡散信号６０，６１，６２，６３はそれぞれパラレル信
号５４，５５，５６，５７が拡散符号Ａ４，Ｂ５，Ｃ
６，Ｄ７によってスペクトル拡散２次変調された信号で
ある。

【００１６】図６に図４の送信パラレル信号５４，５
５，５６，５７を図５の送信拡散符号Ａ４，Ｂ５，Ｃ
６，Ｄ７によって拡散した拡散信号６０，６１，６２，
６３を示す。加算器１１は拡散信号６０，６１，６２，
６３を多重化するための加算器である。スイッチ８，
９，１０はそれぞれプリアンブル期間に拡散信号６１，
６２，６３を送出しないためにオフとなるスイッチであ
る。多重化信号５８は加算器１１によって拡散信号６
０，６１，６２，６３を多重化した信号である。

【００１７】図７に図６の拡散信号６０，６１，６２，
６３を多重化した多重化信号５８を示す。アップコンバ
ート回路１２は多重化信号５８を無線周波数帯の信号に
変換するための回路である。無線周波数帯の信号５９は
多重化信号５８をアップコンバート回路１２で無線周波
数帯の信号に変換した信号である。送信アンテナ１３は
無線周波数帯の信号５９を電波として送出するための送
信アンテナである。

【００１８】図２は本発明の実施例におけるスペクトル
拡散多重化信号伝送方式の受信機ブロック構成図であ
る。本実施例では４多重の例を示す。図２において、受
信アンテナ１４は送信アンテナより送出された無線周波
数帯の信号を受信するための受信アンテナである。無線
周波数帯の信号７０は受信アンテナ１４によって受信さ
れた受信信号である。ダウンコンバート回路１５は無線
周波数帯の信号７０を送信周波数とほぼ同じ周波数でベ
ースバンドＩＱ信号に変換するためのダウンコンバート
回路である。Ｉ，Ｑ信号は９０°位相のずれた信号であ
るが、ここでは省略し一つの信号として扱う。ベースバ
ンドＩＱ信号７１は無線周波数帯の信号７０がダウンコ
ンバート回路１５によってダウンコンバートされたベー
スバンドＩＱ信号である。ＡＤ変換回路１６はベースバ
ンドＩＱ信号７１をデジタルＩＱ信号に変換するための
ＡＤ変換回路である。

【００１９】デジタルＩＱ信号７２はベースバンドＩＱ
信号７１がＡＤ変換回路１６によってデジタル変換され
た信号である。マッチドフィルタ回路Ａ１７，Ｂ１８，
Ｃ１９，Ｄ２０はＦＩＲ（Finite Impulse Response ）
フィルタ回路で、図８に示すそのフィルタ係数Ｅ４１，
Ｆ４２，Ｇ４３，Ｈ４４は送信側の拡散符号の複素共役
である。マッチドフィルタ回路Ａ１７，Ｂ１８，Ｃ１
９，Ｄ２０はデジタルＩＱ信号７２をそれぞれフィルタ
係数Ｅ４１，Ｆ４２，Ｇ４３，Ｈ４４によってスペクト
ル逆拡散するためのフィルタである。マッチドフィルタ
出力信号７３，７４，７５，７６はそれぞれマッチドフ
ィルタ回路Ａ１７，Ｂ１８，Ｃ１９，Ｄ２０によってデ
ジタルＩＱ信号７２がスペクトル逆拡散された出力信号
である。

【００２０】本発明はマルチコード多重通信方式として
実施されるものであり、受信信号は拡散符号Ａ４，Ｂ
５，Ｃ６，Ｄ７に対応したスペクトル逆拡散すなわちマ
ッチドフィルタ回路Ａ１７，Ｂ１８，Ｃ１９，Ｄ２０で
スペクトル逆拡散される。マッチドフィルタ回路Ａ１
７，Ｂ１８，Ｃ１９，Ｄ２０にはそれぞれ図８に示した
フィルタ係数Ｅ４１，Ｆ４２，Ｇ４３，Ｈ４４が割り当
てられている。フィルタ係数Ｅ４１，Ｆ４２，Ｇ４３，
Ｈ４４はそれぞれ送信側の拡散符号Ａ４，Ｂ５，Ｃ６，
Ｄ７が対応し、その係数は拡散符号の複素共役である。

【００２１】スペクトル逆拡散は同期回路２５から抽出
された相関ピークタイミングによりマッチドフィルタ回
路Ａ１７，Ｂ１８，Ｃ１９，Ｄ２０が駆動されるため、
相関ピークタイミングのタイミングがずれると多重化し
た信号を分離することはできない。相関ピークタイミン
グはデジタルＩＱ信号７２の多重化していないプリアン
ブル部を拡散符号Ａ４に対応したフィルタ係数Ｅ４１に
よって得られる自己相関ピークから得ることができる。
図９に自己相関スペクトルのサイドローブが零の自己相
関ピークであるプリアンブルインパルス応答出力を示
す。この例はマルチパスが存在しないときの例である。
この自己相関ピークにより同期回路２５で同期信号が生
成される。

【００２２】同期信号はマッチドフィルタ回路Ａ１７，
Ｂ１８，Ｃ１９，Ｄ２０の出力信号を取り込むタイミン
グに同期している。本実施例ではデータの開始タイミン
グはプリアンブル中にユニークワードとして特定のデー
タを多重化信号の直前に挿入し、このユニークワードを
検出することによって行う。同期回路２５はマッチドフ
ィルタ出力信号７３のプリアンブル部のインパルス応答
により相関ピークタイミングを出力する。また、ユニー
クワードを検出し、多重信号の分離を開始するためのユ
ニークワード同期信号を検出する回路である。

【００２３】伝送特性抽出回路２６はマッチドフィルタ
出力信号７３のプリアンブル部の相関ピークにより波形
等化情報信号８１を作成し、出力する回路である。本発
明における拡散符号は自己相関サイドローブが零である
から、マルチパスがない状況ではインパルスのみがマッ
チドフィルタ回路１７，１８，１９，２０から出力さ
れ、プリアンブル部のマッチドフィルタ出力がすなわち
伝送路の伝送特性を示すインパルス応答となる。一方、
マルチパス環境下ではマルチパスによる応答が加算され
たインパルス応答としてマッチドフィルタ回路１７，１
８，１９，２０から出力される。

【００２４】多重化型波形等化回路２１は波形等化情報
信号８１によりマッチドフィルタ出力信号７３，７４，
７５，７６を数値計算し、送信信号を復元する回路であ
る。等化波形出力信号７７，７８，７９，８０は多重化
型波形等化回路２１によりそれぞれマッチドフィルタ出
力信号７３，７４，７５，７６を数値計算した出力信号
である。図１０にマルチパスがないときのマッチドフィ
ルタ出力信号７３，７４，７５，７６を示す。図３の送
信データの４倍値が復調されていることがわかる。多重
化型波形等化回路２１に関しては後で詳しく説明する。

【００２５】パラレルシリアル変換回路２７はパラレル
信号である等化波形出力信号７７，７８，７９，８０を
パラレルシリアル変換し、シリアル信号を出力する回路
である。シリアル信号８２は等化波形出力信号７７，７
８，７９，８０がパラレルシリアル変換回路２７によっ
てシリアル信号に変換された信号である。復調回路２８
はシリアル信号８２を一次変調から復調する回路であ
る。復調受信信号８３は復調回路２８によって復調され
た受信信号である。

【００２６】次に伝送特性および周期的拡散符号による
マルチパス特性を改善するための擬周期化について説明
する。周期的拡散符号とはある拡散符号を位相シフト
し、ビット数と等しい拡散符号数を得た拡散符号をい
う。

【００２７】図１１に伝送パケットの送信フレーム構成
の１例を示す。Ｐ０〜Ｐｎ−１はプリアンブル用のデー
タであり、Ｄ０〜Ｄ３はデータである。データは擬周期
化を施しＤ０〜Ｄ３の４ビット後さらに同じデータを４
ビット送ることにする。擬周期化は、本来逆拡散して復
号すべき対象となる信号と対象とした拡散信号以外の拡
散信号によるマルチパスが、拡散符号の持つ周期性によ
って本来の拡散符号を逆拡散するため以外のマッチドフ
ィルタ係数と一致してしまったため、マッチドフィルタ
から出力されてしまう誤差出力を打ち消すために用い
る。

【００２８】多重化型波形等化回路について４ビットの
拡散符号と４ビットの擬周期化を施こした４多重化の例
を用いて説明する。ここで仮に拡散符号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ
を図１２、送信データを図１３、マルチパスおよび伝送
路によるインパルス応答を図１４とする。本発明で用い
た拡散符号のスペクトルは厳密に同じであるため、プリ
アンブル部で得られる拡散符号Ａのインパルス応答Ｉ
ａ，Ｉｂ，Ｉｃ，Ｉｄ（前記の波形変化情報信号８１に
相当する。）は多重期間の拡散符号Ｂ，Ｃ，Ｄによる拡
散信号にも適用することができる。

【００２９】図２のベースバンドＩＱ信号７１は時系列
的に示すと図１５となる。例えば、Ｔ４におけるベース
バンドＩＱ信号７１はＴ４における列全体（１６項目の
和）の和となる。ベースバンドＩＱ信号７１がＡＤ変換
回路１６によってデジタルＩＱ信号７２としてマッチド
フィルタＡ１７に入力された場合、拡散信号はマッチド
フィルタ回路Ａ１７において逆拡散される。マッチドフ
ィルタＡ１７の同期信号の位置をＴ７とするとマッチド
フィルタＡ１７の出力はＴ４からＴ７までの拡散符号の
並びがＣ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の並びのとき、つまり太
線の枠内の和となる。マルチパスがないとき（Ｉａ≠
０，Ｉｂ＝０，Ｉｃ＝０，Ｉｄ＝０）は他の３列分の成
分が消えマッチドフィルタＡ１７のこの位置での出力は
４ＩａＤ０となる。マルチパスが存在する（Ｉａ≠０，
Ｉｂ≠０，Ｉｃ≠０，Ｉｄ≠０）のとき、マッチドフィ
ルタ回路Ａ１７の出力はＴ４からＴ７までの太線の枠内
の和：（４ＩａＤ０＋４ＩｂＤ３＋４ＩｃＤ２＋４Ｉｄ
Ｄ１）となる。

【００３０】従って、次の式（１）が導出される。

【数１】 マッチドフィルタ出力７３＝４ＩａＤ０＋４ＩｂＤ３＋４ＩｃＤ２＋４Ｉｄ Ｄ１ （１）

【００３１】同様にマッチドフィルタＢ１８、マッチド
フィルタＣ１９、マッチドフィルタＤ２０の場合は以下
の式が成立する。 マッチドフィルタ出力７４＝４ＩａＤ１＋４ＩｂＤ０＋４ＩｃＤ３＋４Ｉｄ Ｄ２ （２） マッチドフィルタ出力７５＝４ＩａＤ２＋４ＩｂＤ１＋４ＩｃＤ０＋４Ｉｄ Ｄ３ （３） マッチドフィルタ出力７６＝４ＩａＤ３＋４ＩｂＤ２＋４ＩｃＤ１＋４Ｉｄ Ｄ０ （４） インパルス応答Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ，Ｉｄはすでに既知で
あるので、多重化波形等化器２１において連立４元１次
方程式をＤＳＰ（Digital Signal Processor）等により
解くことによって、変数Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を求め
ることができる。

【００３２】擬周期化は連立方程式の変数Ｄ０，Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３を変えないために、送信データを拡散符号の
長さの範囲以内で考慮すべきマルチパスの長さ分の同一
データを繰り返し送信する。例えば、本例ではマルチパ
スのインパルス応答を４ビット分考慮しているので同一
ビット数の４ビットのデータを繰り返し送信している。

【００３３】本発明に用いる拡散符号は、 （１）すべての符号の自己相関サイドローブが自己相関
ピークの近傍で０である。 （２）すべての符号のスペクトルが厳密に同じである。 という特色を有する。（１）の自己相関サイドローブが
零であるという性質により、マッチドフィルタにおいて
拡散符号が１ビットずつ位相シフトしても完全に位相が
同期した時以外に出力は零であるため、多重化した信号
を容易に分離することができる。

【００３４】図５に４多重伝送装置の符号長が４である
拡散符号の例を示す。拡散符号Ｂ５，Ｃ６，Ｄ７は拡散
符号Ａ４の符号の位相を１ビットずつずらした形式をも
つ。この拡散符号は自己相関サイドローブが完全に０で
あるため、他の拡散符号で拡散された信号はマッチドフ
ィルタにて復調されない。

【００３５】また、（２）のすべての符号のスペクトル
が厳密に等しければ、ただ一種の拡散符号のインパルス
応答により伝送路の伝送特性を同定できることになり、
図１５に示したＩａ，Ｉｂ，Ｉｃ，ＩｄがＩａ’，Ｉ
ａ”，Ｉａ''' 、Ｉｂ’，Ｉｂ”，Ｉｂ''' 、Ｉｃ’，
Ｉｃ”，Ｉｃ''' 、Ｉｄ’，Ｉｄ”，Ｉｄ''' となり、
１６元１次方程式になるところ、すべての符号のスペク
トルが厳密に等しいという性質により４元１次方程式に
置換することができ、計算は大幅に効率化することがで
きる。

【００３６】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明では
相関ピークタイミングを抽出するために多重信号間に非
多重化信号期間を設け、すべての符号のスペクトルが厳
密に同じであることを利用し、非多重期間の１種の拡散
符号のインパルス応答により他の拡散符号で拡散された
信号の伝送路特性およびマルチパスに対する応答特性を
も改善することを可能にした。また、一種の拡散符号の
インパルス応答により他の拡散符号の信号をも改善する
ことが可能になり、すべての拡散符号のインパルス応答
を求める必要がないので回路規模が小さくなり非常に経
済的である。自己相関サイドローブが零である拡散符号
を用いることによって符号数と符号長を等しくし、多重
数を増やすことが可能になった。また、符号長が短いの
で伝送効率を高くすることが可能である。マルチパス特
性を改善するための擬周期化では考慮すべきマルチパス
のインパルス応答の長さ分のみを付加すればよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例である送信機ブロック構成図
である。

【図２】本発明の一実施例である受信機ブロック構成図
である。

【図３】本発明の一実施例に用いる送信データである。

【図４】本発明の一実施例に用いる送信パラレル信号で
ある。

【図５】本発明の一実施例に用いる送信拡散符号であ
る。

【図６】本発明の一実施例に用いる送信拡散信号であ
る。

【図７】本発明の一実施例における送信多重化信号であ
る。

【図８】本発明の一実施例におけるマッチドフィルタ係
数である。

【図９】本発明の一実施例におけるプリアンブルのイン
パルス応答である。

【図１０】本発明の一実施例におけるマッチドフィルタ
出力信号である。

【図１１】本発明の一実施例における送信データフォー
マットである。

【図１２】本発明の一実施例における拡散符号である。

【図１３】本発明の一実施例における送信データであ
る。

【図１４】本発明の一実施例におけるインパルス応答で
ある。

【図１５】本発明の一実施例におけるベースバンドＩＱ
信号である。

【符号の説明】

１ 情報変調回路 ２ シリアルパラレル変換回路 ３ スイッチ ４ 拡散符号Ａ ５ 拡散符号Ｂ ６ 拡散符号Ｃ ７ 拡散符号Ｄ ８，９，１０ スイッチ １１ 加算器 １２ アップコンバート回路 １３，１４ アンテナ １５ ダウンコンバート回路 １６ ＡＤ変換回路 １７ マッチドフィルタＡ １８ マッチドフィルタＢ １９ マッチドフィルタＣ ２０ マッチドフィルタＤ ２１ 多重化型波形等化回路 ２５ 同期回路 ２６ 伝送特性抽出課員 ２７ パラレルシリアル変換回路 ２８ 復調回路 ４１ フィルタ係数Ｅ ４２ フィルタ係数Ｆ ４３ フィルタ係数Ｇ ４４ フィルタ係数Ｈ ４５ プリアンブル ５１ 情報変調信号 ５４，５５，５６，５７ パラレル信号 ５８ 多重化信号 ５９ 無線周波帯の信号 ６０，６１，６２，６３ 拡散信号 ７０ 無線周波帯の信号 ７１ ベースバンドＩＱ信号 ７２ デジタルＩＱ信号 ７３，７４，７５，７６ マッチドフィルタ出力 ７７，７８，７９，８０ 等化波形出力信号 ８１ 波形等化情報信号 ８２ シリアル信号 ８３ 復調受信信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤本 敦 東京都杉並区久我山一丁目７番41号 岩崎 通信機株式会社内 (72)発明者 石黒 功 東京都杉並区久我山一丁目７番41号 岩通 アイセック株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE13 EE22 EE36 5K047 AA00 BB01 CC01 GG08 GG34 HH15 HH44 HH53 LL04 LL08 MM12 MM45

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 自己相関関数のサイドローブが零ですべ
   ての符号のスペクトルが厳密に同じである拡散符号の位
   相を順次ずらせた複数の拡散符号により複数チャネルの
   データがそれぞれ拡散変調された複数の拡散信号が多重
   化された多重化拡散信号を伝送する多重化期間と、拡散
   変調された同期クロックを伝送する非多重化プリアンブ
   ル期間とにより、単位フレームが構成されているディジ
   タル多重化信号を、無線周波数帶域で伝送することを特
   徴とする拡散符号による多重化信号伝送方式。
2. 【請求項２】 前記複数チャネルのデータがそれぞれ拡
   散変調された複数の拡散信号が多重化された多重化拡散
   信号を伝送する多重化期間には該複数チャネルのデータ
   は、前記無線周波数帶域での考慮すべきマルチパスの時
   間長より長い伝送時間に相当するビット長のデータ単位
   で二回繰り返して伝送される擬周期化を施されているこ
   とを特徴とする請求項１に記載の拡散符号による多重化
   信号伝送方式。
3. 【請求項３】 自己相関関数のサイドローブが零ですべ
   ての符号のスペクトルが厳密に同じである拡散符号の位
   相を順次ずらせた複数の拡散符号により複数チャネルの
   データがそれぞれ拡散変調された複数の拡散信号が多重
   化された多重化拡散信号を伝送する多重化期間と、拡散
   変調された同期クロックを伝送する非多重化同期プリア
   ンブル期間とにより、単位フレームが構成されているデ
   ィジタル多重化信号を無線周波数帶域で伝送する無線周
   波数帶域波を受信するために、 該無線周波数帶域波をベースバンド多重化信号に変換す
   るダウンコンバート回路と、 該ベースバンド多重化信号をディジタル多重化信号に変
   換するアナログ・ディジタル変換回路と、 前記複数の拡散符号の複素共役にそれぞれ相当するフィ
   ルタ係数を有し、前記非多重化同期プリアンブル期間に
   伝送された前記同期クロックに同期する再生同期クロッ
   クに同期して、該ディジタル多重化信号をスペクトル逆
   拡散して複数のスペクトル逆拡散信号を取り出す複数の
   マッチドフィルタ回路と、 前記プリアンブル期間の相関ピークに同期して、前記複
   数のスペクトル逆拡散信号のうちの一つのインパルス応
   答に相当する波形等化情報信号を取り出す伝送特性抽出
   回路と、 該波形等化情報信号を用いて前記複数のスペクトル逆拡
   散信号の波形等化を行った複数のパラレル信号を取り出
   す多重化型波形等化回路と、 該複数のパラレル信号をシリアル信号に変換するパラレ
   ル・シリアル変換回路と、 該シリアル信号を前記複数チャネルのデータに復調する
   復調回路と、を備えた拡散符号による多重化信号の受信
   装置。
4. 【請求項４】 前記再生同期クロックを作成するため
   に、前記複数のマッチドフィルタ回路のうちの一つの出
   力の前記非多重化同期プリアンブル期間におけるインパ
   ルス応答による相関ピークに同期して該再生同期クロッ
   クを出力する同期回路を備えたことを特徴とする請求項
   ３に記載の拡散符号による多重化信号の受信装置。
5. 【請求項５】 前記非多重化同期プリアンブル期間の末
   尾には、ユニークワードが挿入されており、前記複数の
   マッチドフィルタ回路のうちの一つの出力の前記非多重
   化同期プリアンブル期間における該ユニークワードの検
   出タイミングに同期して該再生同期クロックを出力する
   同期回路を備えたことを特徴とする請求項３に記載の拡
   散符号による多重化信号の受信装置。
6. 【請求項６】 前記複数チャネルのデータがそれぞれ拡
   散変調された複数の拡散信号が多重化された多重化拡散
   信号を伝送する多重化期間には該複数チャネルのデータ
   は、前記無線周波数帶域での考慮すべきマルチパスの時
   間長より長い伝送時間に相当するビット長のデータ単位
   で二回繰り返して伝送される擬周期化を施されており、 前記多重化型波形等化回路は、前記複数のスペクトル逆
   拡散信号の個数Ｎに相当する連立Ｎ元１次方程式を解く
   処理をして、前記前記複数のスペクトル逆拡散信号の波
   形等化を行うように構成されていることを特徴とする請
   求項３に記載の拡散符号による多重化信号の受信装置。