JP2001526010A

JP2001526010A - 先行歪み発生器を備えた外部光変調システム

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Publication number: JP2001526010A
Application number: JP54876998A
Authority: JP
Inventors: ムッシーノ，フランコ; ノタルジャコモ，マッシモ; ゴベッティ，ジャンルカ; ラヴァシオ，ジュゼッペ; ザンマルキ，クラウディオ
Original assignee: オプティカル・テクノロジーズ・ユーエスエイ・コーポレーション
Priority date: 1997-05-12
Filing date: 1998-05-08
Publication date: 2001-12-11
Also published as: WO1998052304A1; NZ500719A; AU8015798A; CA2289511A1; EP0981868A1; US6313701B1; AU744572B2

Abstract

(57)【要約】本発明は、非線形段の入出力特性における非線形性、特に、三次非線形性を防止する方法および信号先行歪み発生回路に関する。更に特定すれば、本発明は、テレビジョン信号の外部光変調器のための方法および先行歪み発生回路に関する。可変振幅信号の先行歪み発生方法は、前記信号を少なくとも１つの第１歪み発生回路に送る段階と、前記少なくとも１つの第１歪み発生回路にバイアスをかける段階と、前記少なくとも１つの第１歪み発生回路において前記信号を歪ませる段階とから成り、前記少なくとも１つの第１歪み発生回路を歪ませる前記段階が、前記少なくとも１つの第１歪み発生回路における前記信号の振幅の変動に対して、実質的に一定のプリセット電圧値を維持する段階を含むことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】先行歪み発生器を備えた外部光変調システム本発明は、非線形段の入出力特性における非線形性、特に、三次非線形性を防止する方法および信号先行歪み発生回路(signal predistorter circuit)に関する。更に特定すれば、本発明は、テレビジョン信号の外部光変調器のための方法および先行歪み発生回路に関するものである。ＣＡＴＶ（ケーブル・テレビジョン）装置を通じたテレビジョン信号の分配は、光ファイバによって行うことができる。光信号の変調は、光源、通常はレーザに作用することによって直接的に、または光変調器によって間接的に行うことができる。非常に高い周波数（例えば、従来では４０ないし８６０ＭＨｚの範囲であるテレビジョン・チャネルの他のキャリア等）を有する無線周波数（ＲＦ）変調信号（外部信号としても知られている）によって、光信号の振幅変調を可能にする光変調器は、例えば、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ₃）内に構成したマッハ・ツェンダー(Mach-Zehnder)型の干渉計に基づく機器から成る。外部変調器に必要とされる特性は、変調の線形性であり、アナログ型伝送を用いるＣＡＴＶ装置において用いるには非常に重要である。特に、変調信号が単一のテレビジョン・チャネルではなく、例えば、４０から８０チャネルまでの多数のテレビジョン・チャネルで構成されている場合には重要である。この種（マッハ・ツェンダー干渉計）の変調器の電光特性（光出力パワー対無線周波数入力電圧）は、典型的に非線形である。信号の歪みを抑制するためには、できるだけ特性が線形に近いところで変調器を動作させることが得策である。この目的のために、マッハ・ツェンダー干渉計型電光変調器では、電極ＲＦに無線周波数（ＲＦ）変調信号を印加し、更に同一電極または第２電極に、変調器の動作点を決定するｄ．ｃ．電源電圧を印加する。この種の変調器は、例えば、本出願人によって、基準ＰＩＲＰＩＭ１５１０という商品名で販売されている。ＲＦ入力に印加される変調信号は、例えば、ユーザに分配するテレビジョン・チャネルの被変調キャリア集合から成る。マッハ・ツェンダー変調器の場合、正弦波によって特性のプロファイル(profi le：即ち、一方の特性に対する他方の特性の変化を表す線図)を近似することができ、正弦波の変曲点付近で変調器を動作させ、印加される作用点ＶＱ電圧に対応させると有利である。動作点に関係するマッハ・ツェンダー変調器の変調特性は、以下の関係で表わすことができる。Ｐ_u＝Ｋ_zｓｉｎβ ここで、Ｐ_uは、光出力パワー、Ｋ_zはマッハ・ツェンダー変調器の特性に依存する係数、 β＝πＶ／Ｖ_πは、ラアジアンで表わす変調信号の変調指数、Ｖは、動作電圧ＶＱに対する印加電圧の変動、Ｖ_πは定数である。正弦波プロファイルを有するこの特性は、次の２つの値によって区別される。 −前述の電圧Ｖ_πの値。これは、最大値から最小値までの光パワーを搬送するようにＲＦ（無線周波数）電極に印加される、電圧変化範囲(voltage variation )を表わす。 −電圧ＶＱの値。これは、正弦波プロファイル即ち奇数対称性(odd symmetry) を有する特性の変曲点のそれに動作点を対応させるように、電源電極に印加する。このような場合、偶数次数の歪み（印加信号の二次高調波を含む）は消滅し、奇数次数の歪みが明確な値を呈する。例えば、本出願人が生産するＰＩＲＰＩＭ１５１０型のマッハ・ツェンダー変調器の場合に、前述の電圧は次の値を取ることができる。Ｖπ＝４．３Ｖ、およびＶＱ＝０．７Ｖ。動作点の電圧ＶＱの値は一定ではなく、経時的にそして温度に対しても変化する（例えば、ＬｉＮｂＯ₃における静電気の蓄積によって）。したがって、動作電圧の値は、例えば、偶数次数の歪みまたは二次相互変調生成物(products)の存在および大きさを情報として用い、継続的に適応化させなければならない。これらの情報を総称してＣＳＯ（複合二次）と呼ぶ。また、前述の動作点における変調器の動作は偶数次数の歪みを最少化するものの、入出力特性における非線形性が奇数次数（主に三次）の残留歪みをもたらし、これが相互変調生成物またはＣＴＢ（複合三重ビート:Composite Triple Beat ）および交差変調（ＸＭＯＤ：cross modulation）に変換され、ユーザに達する信号の品質を損なうことになる。したがって、良質の信号を得てユーザに分配することに関して、キャリアの振幅変調を伴うテレビジョン・チャネルの品質は、前述の相互変調生成物の存在によって大きく影響される。この相互変調生成物の全体レベルは十分に低く、例えば、各チャネルの映像キャリア(picture carrier )のレベルよりも６５ｄＢ下に維持しなければならない。ある程度までこれらの歪みを抑制するためには、変調信号に対して過度に高い変調深度(depth of modulation)を選択せず、例えば、チャネル当たり３．５％または４％程度とすることが、特性の線形部分にできるだけ近く動作させるには得策である（変調深度とは、変調指数βの百分率で表わした最大値として理解することとする）。変調器の特性における非線形性が引き起こす歪みを抑制する目的には、変調器の最大使用率は通常約４０％である。したがって、ノイズ特性に関する前述の要件を念頭に置くと、適用可能なチャネルの最大数を得るには、相関のない種々のキャリアが矩象(phase quadrature)内に統計的に集まる(sum together)ことを考慮する。つまり、チャネルの合計は、パワーに換算して検討する。即ち、前述の率を超過しないように変調器に適用可能なチャネルの最大数は、約１００である。残留歪みを低減するため、特に三次歪みについては、非線形素子の使用により、変調信号に先行歪みを与え、この先行歪みを変調器側の後の歪みによって補償する技法が示唆されている。この目的のために、変調器に先立って、変調器の入出力特性の逆関数である入出力特性を無線周波数信号に対して有する、歪み発生回路を配することができる。本発明の目的上、歪み発生回路とは、電気回路、特に、その入力に配信される電気信号に対応させるために、入力信号の予め設定された非線形関数である信号を出力として発生する非線形回路を備える電気回路と解釈するものとする。この技法およびこの目的のために用いられる回路例は、例えば、Journal of L ightwave Technology vol.11,no.1の８２ないし１０４ページに発表された、M． Mazarathy et al．（Ｍ．ナザラシその他）の"Progressin Externally Modulate d AM CATV Transmission Systems"（外部変調ＡＭＣＡＴＶ伝送システムにおける発展）という論文において説明されている。即ち、これは、非線形素子として、電流源によってバイアスされたダイオードを用いた回路を示す。特許出願ＥＰ第０６２０６６１号および米国特許第５，１７２，０６８号は、入力信号に対して逆極性を有するように、並列に接続したダイオードを備える歪み発生回路について記載する。ダイオードは、所定のバイアス値を有する非線形素子として動作する。これらは、抵抗を介して電圧発生器によって、または電流発生器によってバイアスされる。本発明によれば、本出願人は、前述の引例の回路には欠点があることを発見した。即ち、これらによって生成される歪み量は、場合によっては、変調器が発生する歪みを補償するには不十分であることに気付いた。更に、本出願人は、かかる回路の性能は、入力信号の振幅の変動によってばらつくこともわかった。即ち、本出願人は、印加信号の振幅を大きくしていくと、この種の歪み発生回路によって混入される歪みは、理論値に対して減少し、変調器が引き起こす歪みを補償できないことをに気付いた。本出願人は、これは、印加信号の振幅が変動すると、ダイオードの動作点も変動するという事実によるものと確信する。即ち、偶数次数の歪みがｄ．ｃ．成分を発生し、これがダイオードの動作点を変更してしまうものと確信する。本発明によれば、ダイオードに印加する電圧を一定にするように供給することによって、動作点は変動せず、したがって入力信号の広い範囲の振幅変動に対応するために必要な歪み量を生成可能であることが判明した。本発明は、その第１の態様において、可変振幅信号の先行歪み方法に関連し、この方法は、 − 前記信号を少なくとも１つの第１の歪み発生回路に送る段階と、 − 前記少なくとも１つの第１の歪み発生回路にバイアスをかける段階と、 − 前記少なくとも１つの第１の歪み発生回路において前記信号を歪ませる段階と、から成り、 −前記少なくとも１つの第１の歪み発生回路を歪ませる前記段階が、前記少なくとも１つの第１の歪み発生回路における前記信号の振幅の変動に対して、実質的に一定のプリセット電圧値を維持する段階を含むことを特徴とする。好ましくは、更に、 − 前記信号を少なくとも１つの第２歪み発生回路に送る段階と、 − 前記少なくとも１つの第２歪み発生回路にバイアスをかける段階と、 − 前記少なくとも１つの第２歪み発生回路において前記信号を歪ませる段階と、前記少なくとも１つの第１および１つの第２歪み発生回路によって歪ませた前記信号を組み合わせる段階と、を含む。好ましくは、前述の方法は、前記信号を線形減衰器に送る段階と、前記減衰信号を前記歪み信号と結合する段階とを含む。好適な形態では、前記信号の振幅の変動に対して、実質的に一定のプリセット電圧値を維持する段階は、 − 前記少なくとも１つの第１の歪み発生回路のバイアス電圧を測定する段階と、 − 前記測定したバイアス電圧を、プリセット基準電圧と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号を生成する段階と、 −前記制御信号に応答し、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧が実質的に一定のプリセット電圧値を有するように、前記バイアス電圧を制御する段階とを含む。好ましくは、制御信号を生成する前記段階の後に、前記制御信号を積分する段階を含む。特定の実施形態では、前記信号の振幅の変動に対して、実質的に一定のプリセット電圧値を維持する段階が、 − 前記回路の一部分において、前記少なくとも１つの第１歪み発生回路の前記バイアス電圧を表わす電気量を測定する段階と、 − 前記バイアス電圧の値を、前記バイアス電圧を表わす前記電気量の関数として計算する段階と、 − 前記計算したバイアス電圧を、プリセット基準電圧と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号を生成する段階と、 − 前記制御信号に応答して、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧が実質的に一定のプリセット電圧値を有するように、前記バイアス電圧を制御する段階とを含む。好ましくは、前記電気量は電圧である。本発明は、その第２の態様において、可変振幅電気信号の先行歪み発生回路に関し、 − 可変振幅の電気入力信号を受け取り可能な入力端子と、 − 前記入力信号に対応する電気信号を送出可能な出力端子と、 − 前記入力端子と前記出力端子との間に介挿され、入力信号と対応する出力信号との間に所定の関係を有する非線形素子と、 − 前記非線形素子に電気的に接続されたバイアス回路と、を備え、前記バイアス回路が、プリセット電圧を前記非線形素子に印加する手段を備え、前記プリセット電圧が、前記入力信号の振幅変動に対して、実質的に一定であることを特徴とする。具体的には、前記入力信号に対して並列に接続されている第１および第２非線形素子を備える。好ましくは、前記入力信号に対して、前記非線形素子に並列に接続された線形減衰器を備える。好ましくは、前記非線形素子は、少なくとも１つのダイオードから成る。好ましくは、前記第１および第２非線形素子は、少なくとも１つのダイオードから成る。好ましくは、前記第１非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードは、前記第２非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードに対して、逆極性で配置されている。好適な形態では、前記バイアス回路は、前記非線形素子と並列に接続され、前記入力信号によって変更され得ないようなバイアス電流を有する少なくとも１つのダイオードを備える。具体的には、前記ダイオードは、ショットキ・ダイオードである。好ましくは、前記バイアス回路は、少なくとも１つの抵抗を介して、前記少なくとも１つの非線形素子に接続されている。好適な実施形態では、前記前記バイアス回路は、 − 前記非線形素子のバイアス電圧を測定する回路と、 − プリセット基準電圧発生器と、 − 前記測定バイアス電圧と前記プリセット基準電圧とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路と、を備える。好適な実施形態では、前記バイアス回路は、 − 前記非線形素子の前記バイアス電圧を表わす電圧を測定することによって、前記非線形素子のバイアス電圧を計算する手段と、 − プリセット基準電圧発生器と、 − 前記測定バイアス電圧と前記プリセット基準電圧とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路と、を備える。好ましくは、前記計算手段は、アナログ計算回路から成る。好ましくは、更に、前記比較を表わす前記信号を積分する回路を備える。具体的には、前記線形減衰器は、抵抗から成る。具体的には、前記非線形素子は、コンデンサを含み、該コンデンサから見たインピーダンスに対して、前記信号のａ．ｃ．成分に対して、低い値のインピーダンスを呈する。好ましくは、前記バイアス回路は、可調節電圧発生器を備える。好ましくは、前記バイアス回路が、可調節電流発生器を備える。本発明は、その第３の態様においては、外部変調光送信機に関し、 − 少なくとも１つの被バイアス非線形素子を含み、変調信号が印加される先行歪み発生回路と、 − 被変調光信号を出力可能であり、前記先行歪み変調信号が印加される電気入力と光入力とを有する電光変調器と、 − 前記変調器の前記光入力に接続された光線源と、を備え、前記信号の振幅変動に対して、実質的に一定のプリセット電圧で、前記少なくとも１つの非線形素子にバイアスをかける手段を備えることを特徴とする。好ましくは、前記電光変調器は、マッハ・ツェンダー型干渉変調器から成る。好ましくは、更に、先行歪み変調信号用入力と、前記電光変調器に接続された出力とを有する増幅器を備える。これ以上の詳細は、添付図面を参照し、以下の説明から得ることができよう。図１は、外部変調光送信機の図である。図２は、歪み発生回路の簡略電気回路図である。図３は、歪み発生回路の完全な電気回路図である。図４は、図３の歪み発生回路の三次高調波歪みの測定値のプロファイルである。図５は、本発明の第１実施形態による歪み発生回路の電気回路図である。図６は、図５の歪み発生回路の三次高調波の測定値のプロファイルである。図７は、本発明の第２実施形態による歪み発生回路の電気回路図である。図８は、本発明の第３実施形態による歪み発生回路の電気回路図である。図９は、本発明の第４実施形態による歪み発生回路の電気回路図である。図１のブロック図を参照しながら、これよりアナログ外部変調光送信機について例示する。参照符号１は、指定された周波数帯域内の無線周波数変調のための電気信号の入力を示す。入力１は、歪み発生回路２に接続されている。この歪み発生器２は、以下に示すように選択した入出力特性（出力電圧対入力電圧）を備えている。歪み発生器２の後段には、好ましくは、無線周波数電気変調信号の周波数帯域で動作する増幅器４がある。この場合、ＣＡＴＶシステムの例では、４０ないし８６０ＭＨｚの範囲である。増幅器４の出力５は、電光変調器７の電気入力に接続されている。光ファイバ８を通じて、変調器７の光入力には、連続光信号を発生可能な光線源９が接続されている。この光線源は、特に半導体型の、レーザで構成することができる。変調器７は、被変調光信号を出力６に送る。歪み発生器２の入出力特性は、その非線形を補償するように、または変調器が出力する光信号のパワーと入力１にある変調信号の電圧との間にできるだけ線形な関係が得られるように、電光変調器の入出力特性に基づいて選択することが得策である。即ち、変調器７の三次歪みを最少に抑えるように選択することが得策である。歪み発生器２は、変調器７の非線形特性によって発生される三次歪みと振幅が等しく符号が逆の三次歪みを主に発生する。増幅器４は、先行歪み発生回路において処理された信号の振幅を、変調器が要求する信号の振幅に適応化させ、十分な変調深度を得るために用いられる。この種の歪み発生器２の入出力特性を得るためには、非線形素子としてダイオードまたはトランジスタを使用することができる。記載中の例では、そして好ましくはビデオ周波数（４０ないし８６０ＭＨｚ）程度の帯域において動作が行われる場合には、歪み発生回路２は非線形素子としてダイオードを用いる。図２に、歪み発生回路２の簡略化した電気回路図を示す。歪ませる入力信号を入力端子１に印加する。コンデンサＣ１を通り、信号は、各々ダイオードＤ１およびＤ２ならびにコンデンサＣ２およびＣ３で構成された、２本の並列分岐路に転送される。これらのダイオードＤ１およびＤ２は、互いに反対極性を有するように配列されている。ダイオードＤ１のアノードはコンデンサＣ１に接続され、カソードは抵抗Ｒ１の端子およびコンデンサＣ２に接続されている。抵抗Ｒ１の他方の端子は、負の電源電圧−Ｖに接続されている。ダイオードＤ２のカソードはコンデンサＣ１に接続され、アノードは抵抗Ｒ２の端子およびコンデンサＣ３に接続されている。抵抗Ｒ２の他方の端子は正の電源電圧＋Ｖに接続されている。好ましくは、前述の２本の分岐路に並列に抵抗Ｒｐを接続する。この抵抗により、回路の設計自由度を高めることが可能となる。即ち、これによって、入力信号（ダイオードＤ１およびＤ２によって減衰される）のレベルを高め、利得が１５ないし１８ｄＢを超過しないように、後続の増幅段４を使用することが可能となる。抵抗Ｒｐ、コンデンサＣ２およびコンデンサＣ３は、コンデンサＣ４を介して出力端子３に接続され、ここに歪み信号が現れる。コンデンサＣ１ないしＣ４は、歪み発生回路２内のダイオードのバイアス電流を制限するために用いられる。図２において、各分岐路にはダイオードが１つしかないが、要求性能によっては、２つ以上のダイオードがあってもよい。電源電圧＋Ｖおよび−Ｖは、電流／電圧特性が非線形性を有する動作点において、ダイオードＤ１およびＤ２をバイアスするように選択しなければならず、特に、ダイオードの動作点を変化させることによって、生成される歪みの大きさを変化させることができる。図２に示す回路は、主に三次歪みを発生することができる。これらの歪みの大きさは、電源電圧＋Ｖおよび−Ｖの値によって制御する。一方、二次歪みは、この回路の対称性のために消滅する。また、例えば、ダイオードＤ２、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ４および電源電圧＋Ｖを除去することによって、単一のダイオードを使用することも可能である。このようにすると、この種の非対称性回路は、二次歪みも生成することになる。以下では、図２に示す形式の対称性回路について説明する。しかしながら、以下に続く教示を、単一のダイオードを用いる非対称性回路の場合にも利用することは、当業者の範囲内のことである。本出願人は、外部変調光送信機を作成した。これについて、図１のブロック図を参照しながら、以下に説明する。用いた電光変調器７は、本出願人が生産する、型番ＰＩＲＰＩＭ１５１０マッハ・ツェンダー型変調器である。光線源９は、レーザ、特に、ＤＦＢ型レーザで構成する。歪み発生器（ｄｉｓｔｏｒｔｅｒ）２および後段の増幅器４からなる群を図３に示す。図２の歪み発生回路の簡略化した電気回路図に対して、図３の歪み発生回路の完全な電気回路図は、以下に説明する、光送信機のその他の素子とのインターフェースおよび接続のための追加の回路も含む。入力１に印加される入力信号は、約３．５ｄＢの減衰をもたらすＴ型抵抗性減衰器３０に送られ、次いで減衰が約９ｄＢのπ型抵抗性減衰器３１に送られる。次に、約１．５ｄＢの減衰をもたらすＴ型抵抗性減衰器３２に送られ、そして増幅器４に至る。抵抗性減衰器３０，３１および３２は、回路内の種々の素子間において、信号のインピーダンスおよびレベルを適切に整合させることができる。非線形回路３３は、６つのダイオードＤ１ないしＤ６から成り、並列接続された２本の分岐路に配列されている。各分岐路は、３つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３およびＤ４，Ｄ５，Ｄ６から成り、第１分岐路内のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３はそれらの極性が、他方の分岐路内のダイオードＤ４，Ｄ５，Ｄ６と逆となるように配列されている。使用するダイオードは、ＭＡＣＯＮ社が販売するＭＡ４Ｅ９７６Ｌ型のショットキ・ダイオードが好ましいが、例えば、スレシホルド電圧が低いダイオードのように、他の種類のダイオードも使用可能である。各分岐路には、コンデンサＣ２およびＣ３が、それぞれ、ダイオードに直列に配され、ｄ．ｃ．成分を切断する。コンデンサＣ２の第１端子は、ダイオードＤ１のアノードに接続されており、コンデンサＣ３の第１端子は、ダイオードＤ６のカソードに接続されており、コンデンサＣ２およびＣ３の第２端子は共通接続されている。非線形回路３３は、抵抗性減衰器３１と並列に接続されている。コンデンサＣ１は、非線形回路３３の入力端子に対応する、非線形回路３３のアノードＤ４およびカソードＤ３間の接合点を、π型抵抗性減衰器３１の一端に接続する。Ｃ２およびＣ３の第２端子は、非線形回路３３の出力端子に対応する、π型抵抗性減衰器３１の他端に接続されている。図２の抵抗Ｒｐは、ダイオードＤ１ないしＤ６から成る分岐路に直接並列に配されたが、ここでは、π型抵抗性減衰器３１の入力信号に対して直列に配された抵抗から成る。抵抗Ｒｐの値は、例えば、入力信号が、この抵抗がない回路よりは減衰が少なくなるように選択される。したがって、後続の増幅は小さくなり、また増幅器に対するノイズの影響(contributio n)も減少する。２つの外側端子および１つの可変中央端子を有する第１可変ポテンショメータＰ１は、一方の外側端子が電源電圧＋Ｖに接続され、他方の外側端子および中央端子が第２のポテンショメータＰ２の外側端子に接続されている。ポテンショメータＰ２の他方の外側端子は、接地端子に接続されている。ポテンショメータＰ１およびＰ２は、電源電圧＋Ｖの分圧器の機能を有し、それらの間にある接続点に電圧Ｖｐを生成する。この点および接地端子間には、電圧Ｖｐを安定化させるためのコンデンサＣ５がある。電圧Ｖｐは、抵抗Ｒ１を介して、ダイオードＤ１のアノードに供給される。ダイオードＤ６のカソードは、抵抗Ｒ３を介して接地端子に接続されている。ポテンショメータＰ２の中央端子は、ダイオードＤ１〜Ｄ６から成る２本の分岐路間、具体的には、ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノードとの間に抵抗Ｒ２を介して接続されている。ダイオードにおけるバイアス電流（約３０μＡ）は、２つの高値抵抗Ｒ１およびＲ３（約３３ｋΩ）を通じて得られる。コンデンサＣ１，Ｃ２およびＣ３は、約１００ｎＦの値を有する。ダイオードのバイアス電流は、歪み発生回路２が生成する歪み量を決定し、較正段階において、ポテンショメータＰ１によって電圧（Ｖｐ）を変化させることによって調節する。２本のダイオード分岐路における電流のバランスは、二次歪みを最少化するために、ポテンショメータＰ２によって調節する。回路を最適化するには、所望の歪みを得るように、π抵抗性減衰器３１の抵抗値またはダイオードのバイアス電流のいずれかの値を適切に選択する。減衰器４は、適切な増幅値、ならびに適切な動的、線形性、およびノイズ特性を呈することが得策である。これらは公知の方法にしたがって設計段階において考慮するが、ここでは検討しない。増幅器４の周波数応答を等化し、周波数変動時における周波数応答および歪み特性を改善するために、その出力にＲＣＬネットワークを配置する。増幅は約１７ｄＢであり、Motorola社が販売する増幅器ＣＡ９２２を用いて得られる。入力に印加すべき信号レベルは、４％に等しい変調深度を得るためには−１７ｄＢｍ、そして３．５％では−１８ｄＢｍである。８０個のテレビジョン・チャネルおよび３．５％の変調指数で、前述の歪み発生回路を用いて線形化された光変調器上で、ＣＴＢおよびＸＭＯＤの測定を行った。次の表にその値を明示する。測定結果は、ダイオードＤ１ないしＤ６のバイアス電流を変化させることによりＣＴＢ値を最少化した場合を示す。この値は、ＸＭＯＤのそれに対して顕著な改善を示す。ＸＭＯＤの値は、ダイオードにおけるバイアス電流の値を多少（約１０％）低下させることによって改善可能であることがわかった。この場合、しかしながら、ＣＴＢの値は悪化する。本出願人は、ＣＴＢ値およびＸＭＯＤ値は双方共、三次歪みの大きさに主に依存することに気付いた。歪み発生器２のダイオードＤ１〜Ｄ６のバイアス電流を変化させることによって、生成される先行歪みの量が、特に三次のものについて、決定され、その大きさは他よりも大きくなっている。したがって、本出願人は、ＣＴＢおよびＸＭＯＤの測定値が、生成される先行歪みの同じ大きさに対して、つまりダイオードの同一バイアス電流に対して最少の値を示すことを予想した。このために、２００ＭＨｚの周波数で入力信号レベルを−１５ｄＢｍから＋１０ｄＢｍまで変化させたときの比率Ｄ３／Ｃ（第３高調波歪みとキャリアの値との間の比率）を測定することによって、歪み発生回路の第３高調波歪みの測定を行った。これを図４に示す。図４を参照すると、非線形デバイスの入出力特性が分析され、例えば以下のような形式の幕吸収展開として分析的に近似することができる。Ｖｕ＝Ｋ１Ｖｉ＋Ｋ２Ｖｉ²＋Ｋ３Ｖｉ³＋Ｋ４Ｖｉ⁴ （１）ここで、Ｖｕは出力信号、Ｖｉは入力信号、Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４は定数である。例えば、入力信号が正弦波である場合、Ｖｉ＝Ｖｉｃｏｓωｔ（２）となる。したがって、出力は、以下のようになる。Ｖｕ＝Ｋ１ｃｏｓωｔ＋（１／２）Ｋ２Ｖ²＋（１／２）Ｋ２Ｖ² ｃｏｓ２ωｔ＋（１／４）Ｋ３Ｖ³ｃｏｓ３ωｔ＋（３／４）Ｋ３Ｖ³ ｃｏｓωｔ＋．．．（３）三次項において展開を割愛する。最後の式から、第３高調波歪みは、入力信号の振幅の３乗に比例して増大し、したがって入力信号が１ｄＢ高くなる毎に３ｄＢ増大することが分かり、更に比率Ｄ３／Ｃは入力信号が１ｄＢ高くなる毎に２ｄＢ増大することが分かる。図４に示す、歪み発生器２が混入するＤ３／Ｃ歪みに対して行った測定は、予想したような、入力信号が１ｄＢ高くなる毎に２ｄＢに等しくはならず、上昇が小さいことを示す。即ち、歪みのプロファイルは、０ｄＢｍよりも高いレベルの印加信号では、当該印加信号レベルの１ｄＢ毎の上昇に対する増大は２ｄＢの値よりも小さいことを示す。本出願人は、印加信号のレベルと生成される歪み量との関係に着目した。本出願人は、この挙動はいずれかの次数の偶数次数の歪み、特に二次の歪みの存在に帰するものと確信する（高次の振幅に比較して、振幅が大きいため）。例えば、式（３）における（１／２）Ｋ２Ｖ²項のように、これもｄ．ｃ．成分を発生する。本出願人は、図３の回路図を参照し、更に非線形回路３３の対称構造に基づいて、コンデンサＣ２およびＣ３間の接続点、即ち、ダイオードＤ１〜Ｄ６の出力において、２本の並列分岐路から発生する偶数次数の信号成分は互いに補償して消滅するが、ｄ．ｃ．成分はダイオードＤ１〜Ｄ６のバイアス成分と代数的に加算されることに気が付いた。したがって、本出願人は、図３の回路において、偶数次数の歪みによるｄ．ｃ．成分の存在が、これらダイオードの動作点の変動を決定し、特に、ダイオードの動作点の電圧低下を伴うことが分かった。この動作点の変動は、発生する奇数次数の歪みの大きさ、特に第３高調波歪みの大きさの減少を伴う。このことから、歪み発生回路に印加される信号レベルの上昇に伴い、動作点の変動の大きさも増大し、したがって第３高調波歪みは、図４の曲線によって証明されるように、理論的に予測したものよりも増大が少なくなることが分かる。したがって、本出願人は、この効果の存在が、実用上必要な、印加信号レベルの変動に対して三次歪みの補償を不変に維持する可能性を阻害し、テレビジョン信号の振幅変調では、変調深度が時間的に変動することに気付いた。本発明によれば、本出願人は、前述の望ましくない挙動を排除するためには、入力信号の振幅が変動しても、動作点が変動しないようにダイオードをバイアスすべきこと、即ち、実質的に一定の電圧にダイオードをバイアスすべきことに気付いた。図３の回路では、前述の回路および先に引用した文書におけると同様、ダイオードＤ１〜Ｄ６は電流バイアスされている。バッテリ電圧＋Ｖが、抵抗ネットワーク（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１−Ｒ３）を介して、ダイオードＤ１〜Ｄ６に印加される。電流発生器または電圧発生器および抵抗（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１−Ｒ３）によってダイオードＤ１〜Ｄ６にバイアスをかけ、ダイオードＤ１〜Ｄ６の動作点電圧を維持するために特に処置を講じない場合、変動する可能性がある。例えば、第２高調波成分による電流のような、電流の存在のために、これらがバイアス電流と代数的に加算され、その結果ダイオードＤ１〜Ｄ６の動作点電圧が変動する。本発明による歪み発生器の第１実施形態を図５に示す。非線形回路３３に更に２つのダイオードＤ７およびＤ８を加え、これらを共に直列に接続し、Ｄ８のカソードをＤ７のアノードに接続する。Ｄ８のアノードは、ダイオードＤ１のアノードに接続され、Ｄ７のカソードはＤ６のカソードに接続されている。ダイオードＤ７およびＤ８は、したがって、一連のダイオードＤ１〜Ｄ６に並列に接続されている。これらは、ダイオードＤ１〜Ｄ６と同じ種類のダイオードであることが好ましいが、他の種類のダイオードも使用可能である。好ましくはダイオードＤ１ないしＤ６を通過する電流よりもはるかに大きい数ｍＡの電流で、抵抗Ｒ１およびＲ２によって、ダイオードＤ７およびＤ８にバイアスをかける。この電流が、ダイオードＤ７およびＤ８間の電圧降下を決定し、非線形素子Ｄ１〜Ｄ６に印加され、これらは実質的に固定的な電圧でバイアスされることになる。ダイオードＤ７およびＤ８に流れる電流は、好ましくは、偶数次数の歪みによる電流のｄ．ｃ．成分による電流に実質的に影響され得ないような値とすることは当然である。ポテンショメータＰ１によって電圧Ｖｐを（較正段階において）調節し、したがって、生成される歪み量を決定するように、ダイオードＤ７およびＤ８に流れる電流の大きさを調節することができる。歪み発生回路に印加される信号のレベルを変化させてＤ３／Ｃを測定することにより、事実上典型的なプロファイルが得られる。即ち、図６から分かるように、０ｄＢｍ程度以上の信号レベルに対しても、入力信号の上昇毎に、Ｄ３／Ｃは約２ｄＢ増大する。図５において、π型受動減衰器３１には抵抗がなく、これに代わってダイオードのバイアスに用いられる２つの抵抗Ｒ１およびＲ２の並列配列があることが分かる。８０チャネルおよび変調指数３．５％で、回路全体に対するＣＴＢおよびＸＭＯＤの測定を行い、以下の表に示す結果を得た。これは、ダイオードのバイアスの同一状態に対する２回の測定間における優れた一致性を示す。本発明による歪み発生器の第２実施形態を図７に示す。この場合、単一のダイオードＤ７を用いて、ダイオードＤ１ないしＤ６のバイアス電圧を固定した。Ｄ７のアノードはＤ１のアノードに接続され、Ｄ７のカソードはＤ６のカソードに接続されている。ダイオードＤ７間の電圧は、これによって、非線形素子Ｄ１〜Ｄ７に印加される。このような場合も、スレシホルド電圧が高いダイオードを用いても、またはダイオード内の電流を増大させても、ダイオードＤ１ないしＤ６には同じバイアス電圧が得られ、これによってその動的抵抗値を低下させることができる。また、この提案を用いて、ダイオードＤ１〜Ｄ６の数を例えば６つから４つに減らすことも可能である。何故なら、ダイオードＤ７間のバイアス電圧は、図５の回路におけるような２つのダイオードＤ７およびＤ８間の電圧よりも低い値を有することができるからである。行った測定の結果は、先の回路と同様である。図５および図７の回路におけるダイオードＤ７およびＤ８には、ショットキ型ダイオードを用いることが好ましいが、他の種類のダイオードも使用可能である。本発明の実施形態をいくつか説明したが、これらから他の実施形態も得ることができる。しかしながら、それは本発明の保護範囲に該当するものである。例えば、他の回路には、非線形素子上の電圧を実質的に一定に維持するように、これらにバイアスを供給可能なものもある。本発明の歪み発生器の第３実施形態を図８に示す。この実施形態では、閉ループ制御回路８０を用い、制御対象のダイオードＤ１ないしＤ６間の電圧ＤＶを間接的に測定する。閉ループ制御回路８０は、ホロワとして機能し、電圧Ｖｙｙを演算増幅器８３の反転入力に返送する演算増幅器８１で構成されている。演算増幅器８３は、差動増幅器の機能を果たす。電圧Ｖｘｘを、演算増幅器８３の非反転入力に印加する。電圧ＶｘｘおよびＶｙｙは抵抗Ｒｘ間の電圧であり、この抵抗Ｒｘを歪み発生回路２の供給電流が通過し、電圧Ｖｙｙは、歪み発生回路２に印加される電源電圧（電圧Ｖｐと同一）となる。演算増幅器８３の出力は、代数的加算器および積分器として機能する演算増幅器８４の非反転入力に印加される。電圧Ｖｙｙは演算増幅器８２にも印加され、後者は増幅された電圧Ｖｙｙを演算増幅器８４の反転入力に印加する。基準電圧ＶＤＣも、演算増幅器８４の非反転入力に接続されている。演算増幅器８２の出力は、演算増幅器８４の反転入力に印加される。演算増幅器８４からの出力は、電圧Ｖｘｘを指示する。制御回路８０は、電圧ＶＤを計算し、抵抗Ｒｘ上の電流変動の測定、および電圧Ｖｙｙからこれを抽出する。電圧ＶＤは、以下の式で与えられる。ＶＤ＝Ｖｙｙ−（ＩＤ−（Ｖｙｙ／Ｐ２）^*２Ｒ１＝Ｖｙｙ^*（１＋（２Ｒ１／Ｐ２））−ＩＤ^*２Ｒ１ここで、ＩＤは、回路８０によって、抵抗Ｒ１とポテンショメータＰ２との間の接続点に送られる電流である。その後、計算した電圧ＶＤと基準電圧ＶＤＣとの比較を行い、基準電圧ＶＤＣが電圧ＶＤと数ミリボルト以内でほぼ等しくなるように、制御電圧Ｖｘｘを生成する。即ち、演算増幅器８１は、電圧Ｖｙｙを演算増幅器８３の入力に戻し、後者は更に電圧Ｖｘｘも入力として受け取る。演算増幅器８３は、それの間に接続された適切な値の抵抗を介して、−ＩＤ^*２Ｒ１の演算を実行する。演算増幅器８２は、−Ｖｙｙ（１＋２Ｒ１／Ｐ２））の演算を実行する。演算増幅器８４は、演算増幅器８２および８３によって得られた結果の差と、電圧ＶＤＣとの比較を実行する。即ち、電圧ＶＤＣをＶＤの計算値と比較する。その結果を演算増幅器８４によって時間で積分し、電圧Ｖｘｘを送り出す。このようにして、ダイオードＤ１ないしＤ６のバイアス電圧ＶＤは、規定電圧即ちＶＤＣとなる。Ｐ３のポテンショメータは、コンポーネントの許容度を考慮するように（較正段階において）調節する。演算増幅器８１，８２，８３，８４は、例えば、Analog Devices（アナログ・デバイスイズ社）が販売するＯＰ２７型である。本発明による歪み発生器の第４実施形態を図９に示す。この実施形態では、閉ループ制御回路９０を用い、制御すべき電圧ＶＤを直接測定する。電圧ＶＤを測定増幅器(instrument amplifier)９１の入力に印加する。その出力は、代数的加算器および時間積分器として機能する演算増幅器９２の反転入力に接続されている。基準電圧ＶＤＣが演算増幅器９２の非反転入力に接続されている。演算増幅器９２の出力は電圧Ｖｐを指示する。これは、電圧ＶＤが数ミリボルトの範囲内で基準電圧ＶＤＣに実質的に対応するように、歪み発生回路２に印加される電源電圧である。電圧ＶＤＣは、必要な歪みの大きさの関数として、ダイオードＤ１〜Ｄ６間に望まれる電圧ＶＤの値を指示することができる。演算増幅器９２は、例えば、Analog Devices（アナログ・デバイスイズ社）が販売するＯＰ２７型であり、測定増幅器９１は、例えば、Burr Brown（バー・ブラウン社）が販売するＩＮＡ１２０型である。ここに記載する実施形態の全てでは、単一の電源電圧を用いたが、例えば、正のバイアス電圧１つおよび負のバイアス電圧１つのように、複数のバイアス電圧も、当業者の範囲内の回路変更によって、用いることが可能である。このように、２本の非線形分岐路の動作(performance)は独立して調節することができる。本発明の実施形態をいくつか説明したが、これらから他の実施形態も得ることができる。しかしながら、それは本発明の保護範囲に該当するものである。例えば、他には、非線形素子上の電圧を実質的に一定に維持するように、これらに電圧または電流を供給可能な制御回路もある。本発明による教示は、他の歪み発生回路、例えば、プッシュ・プル型構成に配列した非線形素子のように、トランジスタ（またはトランジスタおよびダイオード）を基本とするものにも有効である。更に、本出願人は、図２の回路ではダイオードＤ１およびＤ２の動作点が変動することに気が付いた。これは、信号成分のピークを検出するＤ１およびＤ２、およびコンデンサＣ２およびＣ３の協同によるものと考えられる。本出願人は、コンデンサＣ２およびＣ３に、通常用いられる１００ｎＦよりも高い容量値、好ましくは１μＦ程度の値を用い、信号のａ．ｃ．成分に対する自己インピーダンスを減少させることによって、この欠点を解消には至らなくとも、軽減可能であることを発見した。この方策は図８および図９の回路に有利に利用されている。これは、図５および図７の回路には適用されていない。何故なら、ダイオードＤ７およびＤ８の存在が既に、信号に対する低インピーダンスを表わすからである。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１１年５月１１日（１９９９．５．１１）【補正内容】（明細書第４頁第１０行目乃至第８頁第２８行目）特許出願ＥＰ第０６２０６６１号および米国特許第５，１７２，０６８号は、入力信号に対して逆極性を有するように、並列に接続したダイオードを備える歪み発生回路について記載する。ダイオードは、所定のバイアス値を有する非線形素子として動作する。これらは、抵抗を介して電圧発生器によって、または電流発生器によってバイアスされる。 Gnauck A.H.et al.（グノックＡ．Ｈ．その他）の"Comparison of direct and external modulation for CATV lightwave transmission at 1.5 um wavelengt h"（１．５μｍ波長におけるＣＡＴＶ光波伝送のための直接および外部変調の比較）(Electronics Letters,Vol.28,no.20，１８７５〜１８７６ページ)は、ダイオード対先行歪み発生回路を開示し、その中でダイオードを〜０．３Ｖで順方向にバイアスしている。本発明によれば、本出願人は、前述の引例の回路には欠点があることを発見した。即ち、これらによって生成される歪み量は、場合によっては、変調器が発生する歪みを補償するには不十分であることに気付いた。更に、本出願人は、かかる回路の性能は、入力信号の振幅の変動によってばらつくこともわかった。即ち、本出願人は、印加信号の振幅を大きくしていくと、この種の歪み発生回路によって混入される歪みは、理論値に対して減少し、変調器が引き起こす歪みを補償できないことをに気付いた。本出願人は、これは、印加信号の振幅が変動すると、ダイオードの動作点も変動するという事実によるものと確信する。即ち、偶数次数の歪みがｄ．ｃ．成分を発生し、これがダイオードの動作点を変更してしまうものと確信する。本発明によれば、ダイオードに印加する電圧を一定にするように供給することによって、動作点は変動せず、したがって入力信号の広い範囲の振幅変動に対応するために必要な歪み量を生成可能であることが判明した。本発明は、その第１の態様において、可変振幅電気信号の先行歪み方法に関し、この方法は、 − 前記信号を少なくとも１つの歪み発生回路に送る段階と、 − 前記歪み発生回路を規定の動作点にバイアスする段階と、 − 前記歪み発生回路において前記信号を歪ませる段階と、から成り、 −前記歪み発生回路を歪ませる前記段階が、前記歪み発生回路に並列に経路を設け、前記歪み発生回路における前記信号の振幅変動に対して、前記規定の動作点を変動させない段階を含むことを特徴とする。好ましくは、更に、 − 前記信号を少なくとも１つの第２歪み発生回路に送る段階と、 − 前記少なくとも１つの第２歪み発生回路にバイアスをかける段階と、 − 前記少なくとも１つの第２歪み発生回路において前記信号を歪ませる段階と、 − 前記少なくとも１つの第１および１つの第２歪み発生回路によって歪ませた前記信号を組み合わせる段階と、を含む。好ましくは、前述の方法は、前記信号を線形減衰器に送る段階と、前記減衰信号を前記歪み信号と結合する段階とを含む。好適な形態では、前記信号の振幅変動に対して前記規定の動作点を変動させない段階は、 − 前記少なくとも１つの歪み発生回路のバイアス電圧を測定する段階と、 − 前記測定したバイアス電圧を、プリセット基準電圧と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号を生成する段階と、 − 前記制御信号に応答し、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧が実質的に一定のプリセット電圧を有するように、前記バイアス電圧を制御する段階とを含む。好ましくは、制御信号を生成する前記段階の後に、前記制御信号を積分する段階を含む。特定の実施形態では、前記信号の振幅変動に対して前記規定の動作点を変動させない段階は、 − 前記回路の一部分において、前記少なくとも１つの第１歪み発生回路の前記バイアス電圧を表わす電気量を測定する段階と、 − 前記バイアス電圧の値を、前記バイアス電圧を表わす前記電気量の関数として計算する段階と、 − 前記計算したバイアス電圧を、プリセット基準電圧と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号を生成する段階と、 − 前記制御信号に応答して、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧が実質的に一定のプリセット電圧値を有するように、前記バイアス電圧を制御する段階とを含む。好ましくは、前記電気量は電圧である。本発明は、その第２の態様において、可変振幅電気信号の先行歪み発生回路に関し、 − 可変振幅の電気入力信号を受け取り可能な入力端子と、 − 前記入力信号に対応する電気信号を送出可能な出力端子と、 − 前記入力端子と前記出力端子との間に介挿され、入力信号と対応する出力信号との間に所定の関係を有する非線形素子と、 − 前記非線形素子に電気的に接続され、規定の動作点に対応する電圧を前記非線形素子に供給するバイアス回路と、を備え、前記バイアス回路が、前記非線形素子に並列に接続され、前記入力信号の振幅変動に対して、前記規定の動作点の電圧を維持可能な回路を備えることを特徴とする。具体的には、前記入力信号に対して並列に接続されている第１および第２非線形素子を備える。好ましくは、前記入力信号に対して、前記非線形素子に並列に接続された線形減衰器を備える。好ましくは、前記非線形素子は、少なくとも１つのダイオードから成る。好ましくは、前記第１および第２非線形素子は、少なくとも１つのダイオードから成る。好ましくは、前記第１非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードは、前記第２非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードに対して、逆極性で配置されている。好適な形態では、前記バイアス回路は、前記非線形素子と並列に接続され、前記入力信号によって変更され得ないようなバイアス電流を有する少なくとも１つのダイオードを備える。具体的には、前記ダイオードは、ショットキ・ダイオードである。好ましくは、前記バイアス回路が、少なくとも１つの抵抗を介して、前記少なくとも１つの非線形素子に接続されている。好適な実施形態では、前記バイアス回路は、 − 前記非線形素子のバイアス電圧を測定する回路と、 − プリセット基準電圧発生器と、 − 前記測定バイアス電圧と前記プリセット基準電圧とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路と、を備える。好適な実施形態では、前記バイアス回路は、 − 前記非線形素子の前記バイアス電圧を表わす電圧を測定することによって、前記非線形素子のバイアス電圧を計算する手段と、 − プリセット基準電圧発生器と、 − 前記測定バイアス電圧と前記プリセット基準電圧とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路と、を備える。好ましくは、前記計算手段は、アナログ計算回路から成る。好ましくは、更に、前記比較を表わす前記信号を積分する回路を備える。具体的には、前記線形減衰器は抵抗から成る。具体的には、前記非線形素子は、コンデンサを含み、当該コンデンサから見たインピーダンスに対して、前記信号のａ．ｃ．成分に対して、低い値のインピーダンスを呈する。好ましくは、前記バイアス回路は、可調節電圧発生器を備える。好ましくは、前記バイアス回路は、可調節電流発生器を備える。本発明は、その第３の態様において、外部変調光送信機に関し、 − 少なくとも１つのバイアスされる非線形素子を含み、変調信号が印加される先行歪み発生回路と、 − 規定の動作点に対応する電圧を前記非線形素子に供給するバイアス回路と、 − 被変調光信号を出力可能であり、前記先行歪み変調信号が印加される電気入力と光入力とを有する電光変調器と、 − 前記変調器の前記光入力に接続された光線源と、を備え、前記バイアス回路が、前記非線形素子に並列に接続され、前記入力信号の振幅変動に対して、前記規定の動作点の電圧を実質的に一定に維持することが可能な回路を備えることを特徴とする。好ましくは、前記電光変調器は、マッハ・ツェンダー型干渉変調器から成る。好ましくは、更に、先行歪み変調信号用入力と、前記電光変調器に接続された出力とを有する増幅器を備える。これ以上の詳細は、添付図面を参照し、以下の説明から得ることができよう。図１は、外部変調光送信機の図である。図２は、歪み発生回路の簡略電気回路図である。図３は、歪み発生回路の完全な電気回路図である。図４は、図３の歪み発生回路の三次高調波歪みの測定値のプロファイルである。図５は、本発明の第１実施形態による歪み発生回路の電気回路図である。図６は、図５の歪み発生回路の三次高調波の測定の値のプロファイルである。（請求の範囲）１．可変振幅電気信号の先行歪み方法であって、 − 前記信号を少なくとも１つの歪み発生回路（３３）に送る段階と、 − 前記歪み発生回路（３３）を規定の動作点にバイアスする段階と、 − 前記歪み発生回路（３３）において前記信号を歪ませる段階と、から成り、 −前記歪み発生回路（３３）を歪ませる前記段階が、前記歪み発生回路（３３）に並列に経路（Ｄ７，Ｄ８）を設け、前記歪み発生回路（３３）における前記信号の振幅変動に対して、前記規定の動作点を変動させない段階を含むことを特徴とする方法。２．請求項１記載の信号先行歪み方法において、 − 前記信号を第１および第２歪み発生回路（３３）に送る段階と、 − 前記第１および第２歪み発生回路（３３）にバイアスをかける段階と、 − 前記第１および第２歪み発生回路（３３）において前記信号を歪ませる段階と、 − 前記第１および第２歪み発生回路（３３）によって歪ませた前記信号を組み合わせる段階と、を含むことを特徴とする方法。３．請求項１記載の信号先行歪み方法において、前記信号を線形減衰器（Ｒｐ）に送る段階と、前記減衰信号を前記歪み信号と結合する段階とを含むことを特徴とする方法。４．請求項１記載の信号先行歪み方法において、前記信号の振幅変動に対して前記規定の動作点を変動させない段階が、 − 前記歪み発生回路（３３）のバイアス電圧（ＶＤ）を測定する段階と、 − 前記測定したバイアス電圧（ＶＤ）を、プリセット基準電圧（ＶＤＣ）と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号（Ｖｐ）を生成する段階と、 − 前記制御信号（Ｖｐ）に応答し、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧（ＶＤ）が実質的に一定のプリセット電圧を有するように、前記バイアス電圧（ＶＤ）を制御する段階と、を含むことを特徴とする方法。５．請求項４記載の信号先行歪み方法において、制御信号（Ｖｐ）を生成する前記段階の後に、前記制御信号（Ｖｐ）を積分する段階を含むことを特徴とする方法。６．請求項１記載の信号先行歪み方法において、前記信号の振幅変動に対して前記規定の動作点を変動させない段階が、 − 前記回路の一部分において、前記少なくとも１つの第１歪み発生回路（３３）の前記バイアス電圧（ＶＤ）を表わす電気量（Ｖｐ）を測定する段階と、 − 前記バイアス電圧（ＶＤ）の値を、前記バイアス電圧（ＶＤ）を表わす前記電気量（Ｖｐ）の関数として計算する段階と、 − 前記計算したバイアス電圧（ＶＤ）を、プリセット基準電圧（ＶＤＣ）と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号（Ｖｐ）を生成する段階と、 − 前記制御信号（Ｖｐ）に応答して、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧（ＶＤ）が実質的に一定のプリセット電圧値を有するように、前記バイアス電圧（ＶＤ）を制御する段階と、を含むことを特徴とする方法。７．請求項６記載の方法において、前記電気量（Ｖｐ）が電圧であることを特徴とする方法。８．可変振幅電気信号の先行歪み発生回路（２）であって、 − 可変振幅の電気入力信号を受け取り可能な入力端子（１）と、 − 前記入力信号に対応する電気信号を送出可能な出力端子（３）と、 − 前記入力端子（１）と前記出力端子（３）との間に介挿され、入力信号と対応する出力信号との間に所定の関係を有する非線形素子（３３）と、 − 前記非線形素子（３３）に電気的に接続され、規定の動作点に対応する電圧を前記非線形素子（３３）に供給するバイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）と、を備え、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、前記非線形素子（３３）に並列に接続され、前記入力信号の振幅変動に対して、前記規定の動作点の電圧を実質的に一定に維持可能な回路（Ｄ７，Ｄ８）を備えることを特徴とする回路。９．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記入力信号に対して並列に接続されている第１（Ｄ１〜Ｄ３）および第２（Ｄ４〜Ｄ６）非線形素子を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１０．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記入力信号に対して、前記非線形素子（３３）に並列に接続された線形減衰器（Ｒｐ）を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１１．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記非線形素子（３３）が少なくとも１つのダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）から成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１２．請求項９記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記第１（Ｄ１〜Ｄ３）および第２（Ｄ４〜Ｄ６）非線形素子が少なくとも１つのダイオードから成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１３．請求項１２記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記第１（Ｄ１〜Ｄ３）非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードが、前記第２（Ｄ４〜Ｄ６）非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードに対して、逆極性で配置されていることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１４．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、前記非線形素子（３３）と並列に接続され、前記入力信号によって変更され得ないようなバイアス電流を有する少なくとも１つのダイオード（Ｄ７，Ｄ８）を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１５．請求項１１または１２または１４記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記ダイオードがショットキ・ダイオードであることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１６．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、少なくとも１つの抵抗（Ｒ１，Ｒ３）を介して、前記少なくとも１つの非線形素子（３３）に接続されていることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１７．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、 − 前記非線形素子（３３）のバイアス電圧（ＶＤ）を測定する回路と、 − プリセット基準電圧（ＶＤＣ）発生器と、 − 前記測定バイアス電圧（ＶＤ）と前記プリセット基準電圧（ＶＤＣ）とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路と、を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１８．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路が、 − 前記非線形素子（３３）の前記バイアス電圧（ＶＤ）を表わす電圧を測定することによって、前記非線形素子（ＶＤＣ）のバイアス電圧（ＶＤ）を計算する手段と、 − プリセット基準電圧（ＶＤＣ）発生器と、 − 前記測定バイアス電圧と前記プリセット基準電圧（ＶＤＣ）とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路と、を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１９．請求項１８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記計算手段が、アナログ計算回路から成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２０．請求項１７または１８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、更に、前記比較を表わす前記信号を積分する回路を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２１．請求項１０記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記線形減衰器（Ｒｐ）が抵抗から成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２２．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記非線形素子（３３）が、コンデンサ（Ｃ２，Ｃ３）を含み、該コンデンサから見たインピーダンスに対して、前記信号のａ．ｃ．成分に対して、低い値のインピーダンスを呈することを特徴とする信号先行歪み発生回路。２３．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、可調節電圧発生器を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２４．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、可調節電流発生器を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２５．外部変調光送信機であって、 − 少なくとも１つの被バイアス非線形素子（３３）を含み、変調信号が印加される先行歪み発生回路（２）と、 − 規定の動作点に対応する電圧を前記非線形素子（３３）に供給するバイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）と、 − 被変調光信号を出力可能であり、前記先行歪み変調信号が印加される電気入力（５）と光入力（８）とを有する電光変調器（７）と、 − 前記変調器（７）の前記光入力（８）に接続された光線源（９）と、を備え、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、前記非線形素子（３３）に並列に接続され、前記入力信号の振幅変動に対して、前記規定の動作点の電圧を実質的に一定に維持することが可能な回路（Ｄ７，Ｄ８）を備えることを特徴とする外部変調光送信機。２６．請求項２５記載の外部変調光送信機において、前記電光変調器（７）が、マッハ・ツェンダー型干渉変調器から成ることを特徴とする外部変調光送信機。２７．請求項２５記載の外部変調光送信機において、更に、先行歪み変調信号用入力（３）と、前記電光変調器（７）に接続された出力（５）とを有する増幅器（４）を備えることを特徴とする外部変調光送信機。【手続補正書】【提出日】平成１１年１１月１８日（１９９９．１１．１８）【補正内容】（１）明細書の特許請求の範囲を以下の通に補正する。『１．可変振幅電気信号の先行歪み方法であって、 − 前記信号を少なくとも１つの歪み発生回路（３３）に送る段階と、 − 前記歪み発生回路（３３）を規定の動作点にバイアスする段階と、 − 前記歪み発生回路（３３）において前記信号を歪ませる段階と、から成り、 −前記歪み発生回路（３３）をバイアスする前記段階が、前記歪み発生回路（３３）に並列に経路（Ｄ７，Ｄ８）を設け、実質的に一定のバイアス電圧を維持することにより、前記歪み発生回路（３３）における前記信号の振幅変動に対して、前記規定の動作点を変動させない段階を含むことを特徴とする方法。２．請求項１記載の信号先行歪み方法において、 − 前記信号を第１および第２歪み発生回路（３３）に送る段階と、 − 前記第１および第２歪み発生回路（３３）にバイアスをかける段階と、 − 前記第１および第２歪み発生回路（３３）において前記信号を歪ませる段階と、 − 前記第１および第２歪み発生回路（３３）によって歪ませた前記信号を組み合わせる段階と、を含むことを特徴とする方法。３．請求項１記載の信号先行歪み方法において、前記信号を線形減衰器（Ｒｐ）に送る段階と、前記減衰信号を前記歪み信号と結合する段階とを含むことを特徴とする方法。４．請求項１記載の信号先行歪み方法において、前記信号の振幅変動に対して前記規定の動作点を変動させない段階が、 − 前記歪み発生回路（３３）のバイアス電圧（ＶＤ）を測定する段階と、 − 前記測定したバイアス電圧（ＶＤ）を、プリセット基準電圧（ＶＤＣ）と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号（Ｖｐ）を生成する段階と、 − 前記制御信号（Ｖｐ）に応答し、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧（ＶＤ）が実質的に一定のプリセット電圧を有するように、前記バイアス電圧（ＶＤ）を制御する段階と、を含むことを特徴とする方法。５．請求項４記載の信号先行歪み方法において、制御信号（Ｖｐ）を生成する前記段階の後に、前記制御信号（Ｖｐ）を積分する段階を含むことを特徴とする方法。６．請求項１記載の信号先行歪み方法において、前記信号の振幅変動に対して前記規定の動作点を変動させない段階が、 − 前記回路の一部分において、前記少なくとも１つの第１歪み発生回路（３３）の前記バイアス電圧（ＶＤ）を表わす電気量（Ｖｐ）を測定する段階と、 − 前記バイアス電圧（ＶＤ）の値を、前記バイアス電圧（ＶＤ）を表わす前記電気量（Ｖｐ）の関数として計算する段階と、 − 前記計算したバイアス電圧（ＶＤ）を、プリセット基準電圧（ＶＤＣ）と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号（Ｖｐ）を生成する段階と、 − 前記制御信号（Ｖｐ）に応答して、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧（ＶＤ）が実質的に一定のプリセット電圧値を有するように、前記バイアス電圧（ＶＤ）を制御する段階と、を含むことを特徴とする方法。７．請求項６記載の方法において、前記電気量（Ｖｐ）が電圧であることを特徴とする方法。８．可変振幅電気信号の先行歪み発生回路（２）であって、 − 可変振幅の電気入力信号を受け取り可能な入力端子（１）と、 − 前記入力信号に対応する電気信号を送出可能な出力端子（３）と、 − 前記入力端子（１）と前記出力端子（３）との間に介挿され、入力信号と対応する出力信号との間に所定の関係を有する非線形素子（３３）と、 − 前記非線形素子（３３）に電気的に接続され、規定の動作点に対応する電圧を前記非線形素子（３３）に供給するバイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）と、を備え、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、前記非線形素子（３３）に並列に接続された回路（Ｄ７，Ｄ８）を備え、前記入力信号の振幅変動に対して前記規定の動作点が変動しないように、前記電圧を実質的に一定に保持可能であることを特徴とする回路。９．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記入力信号に対して並列に接続されている第１（Ｄ１〜Ｄ３）および第２（Ｄ４〜Ｄ６）非線形素子を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１０．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記入力信号に対して、前記非線形素子（３３）に並列に接続された線形減衰器（Ｒｐ）を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１１．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記非線形素子（３３）が少なくとも１つのダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）から成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１２．請求項９記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記第１（Ｄ１〜Ｄ３）および第２（Ｄ４〜Ｄ６）非線形素子が少なくとも１つのダイオードから成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１３．請求項１２記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記第１（Ｄ１〜Ｄ３）非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードが、前記第２（Ｄ４〜Ｄ６）非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードに対して、逆極性で配置されていることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１４．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記非線形素子（３３）に並列に接続された前記回路（Ｄ７，Ｄ８）が、前記入力信号によって変更され得ないような値のバイアス電流を有する少なくとも１つのダイオードを備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１５．請求項１１または１２または１４記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記ダイオードがショットキ・ダイオードであることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１６．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、少なくとも１つの抵抗（Ｒ１，Ｒ３）を介して、前記少なくとも１つの非線形素子（３３）に接続されていることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１７．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、 − 前記非線形素子（３３）のバイアス電圧（ＶＤ）を測定する回路と、 − プリセット基準電圧（ＶＤＣ）発生器と、 − 前記測定バイアス電圧（ＶＤ）と前記プリセット基準電圧（ＶＤＣ）とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路と、を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１８．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路が、 − 前記非線形素子（３３）の前記バイアス電圧（ＶＤ）を表わす電圧を測定することによって、前記非線形素子（ＶＤＣ）のバイアス電圧（ＶＤ）を計算する手段と、 − プリセット基準電圧（ＶＤＣ）発生器と、 − 前記測定電圧と前記プリセット基準電圧（ＶＤＣ）とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路と、を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１９．請求項１８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記計算手段が、アナログ計算回路から成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２０．請求項１７または１８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、更に、前記比較を表わす前記信号を積分する回路を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２１．請求項１０記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記線形減衰器（Ｒｐ）が抵抗から成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２２．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記非線形素子（３３）が、コンデンサ（Ｃ２，Ｃ３）を含み、該コンデンサから見たインピーダンスに対して、前記信号のａ．ｃ．成分に対して、低い値のインピーダンスを呈することを特徴とする信号先行歪み発生回路。２３．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、可調節電圧発生器を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２４．請求項８記載の信号先行歪み発生回路（２）において、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、可調節電流発生器を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２５．外部変調光送信機であって、 − 少なくとも１つのバイアスされる非線形素子（３３）を備える変調信号が供給されるように構成された先行歪み発生回路（２）と、 − 規定の動作点に対応する電圧を前記非線形素子（３３）に供給するバイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）と、 − 被変調光信号を出力可能であり、前記先行歪み変調信号が印加される電気入力（５）と光入力（８）とを有する電光変調器（７）と、 − 前記変調器（７）の前記光入力（８）に接続された光線源（９）と、を備え、前記バイアス回路（Ｐ１，Ｐ２，Ｒ１〜Ｒ３）が、前記非線形素子（３３）に並列に接続され、前記入力信号の振幅変動に対して、前記規定の動作点の電圧を実質的に一定に維持し、前記変調信号の振幅変動に対して、前記規定の動作点が変動しないようにすることが可能な回路（Ｄ７，Ｄ８）を備えることを特徴とする外部変調光送信機。２６．請求項２５記載の外部変調光送信機において、前記電光変調器（７）が、マッハ・ツェンダー型干渉変調器から成ることを特徴とする外部変調光送信機。２７．請求項２５記載の外部変調光送信機において、更に、先行歪み変調信号用入力（３）と、前記電光変調器（７）に接続された出力（５）とを有する増幅器（４）を備えることを特徴とする外部変調光送信機。』

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｂ 10/142 10/152 10/18 (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＡＵ，ＢＲ，ＣＡ，ＪＰ，ＮＺ，ＵＳ (72)発明者ゴベッティ，ジャンルカイタリア国ピアチェンツァ，29010 カステルヴェトロ・ピアチェンティノ，ヴィア・ドゥエ・ポンティ２ (72)発明者ラヴァシオ，ジュゼッペイタリア国ベルガモ，24042 カプリアーテ・サン・ジェルヴァシオ，ヴィア・デ・ガスペリ 20 (72)発明者ザンマルキ，クラウディオイタリア国 20157 ミラノ，ヴィア・ウ・チェヴァ 29

Claims

【特許請求の範囲】１．可変振幅電気信号の先行歪み方法であって、 − 前記信号を少なくとも１つの歪み発生回路に送る段階と、 − 前記歪み発生回路にバイアスをかける段階と、 − 前記歪み発生回路において前記信号を歪ませる段階と、から成り、 −前記歪み発生回路を歪ませる前記段階が、前記歪み発生回路における前記信号の振幅の変動に対して、実質的に一定のプリセット電圧値を維持する段階を含むことを特徴とする方法。２．請求項１記載の信号先行歪み方法において、 − 前記信号を第１および第２歪み発生回路に送る段階と、 − 前記第１および第２歪み発生回路にバイアスをかける段階と、 − 前記第１および第２歪み発生回路において前記信号を歪ませる段階と、 − 前記第１および第２歪み発生回路によって歪ませた前記信号を組み合わせる段階と、を含むことを特徴とする方法。３．請求項１記載の信号先行歪み方法において、前記信号を線形減衰器に送る段階と、前記減衰信号を前記歪み信号と結合する段階とを含むことを特徴とする方法。４．請求項１記載の信号先行歪み方法において、前記信号の振幅の変動に対して、実質的に一定のプリセット電圧値を維持する段階が、 − 前記歪み発生回路のバイアス電圧を測定する段階と、 − 前記測定したバイアス電圧を、プリセット基準電圧と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号を生成する段階と、 − 前記制御信号に応答し、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧が実質的に一定のプリセット電圧を有するように、前記バイアス電圧を制御する段階と、を含むことを特徴とする方法。５．請求項４記載の信号先行歪み方法において、制御信号を生成する前記段階の後に、前記制御信号を積分する段階を含むことを特徴とする方法。６．請求項１記載の信号先行歪み方法において、前記信号の振幅の変動に対して、実質的に一定のプリセット電圧値を維持する段階が、 − 前記回路の一部分において、前記少なくとも１つの第１歪み発生回路の前記バイアス電圧を表わす電気量を測定する段階と、 − 前記バイアス電圧の値を、前記バイアス電圧を表わす前記電気量の関数として計算する段階と、 − 前記計算したバイアス電圧を、プリセット基準電圧と比較する段階と、 − 前記比較を表わす制御信号を生成する段階と、 − 前記制御信号に応答して、前記信号の振幅変動に対して、前記バイアス電圧が実質的に一定のプリセット電圧値を有するように、前記バイアス電圧を制御する段階と、を含むことを特徴とする方法。７．請求項６記載の方法において、前記電気量が電圧であることを特徴とする方法。８．可変振幅電気信号の先行歪み発生回路であって、 − 可変振幅の電気入力信号を受け取り可能な入力端子と、 − 前記入力信号に対応する電気信号を送出可能な出力端子と、 − 前記入力端子と前記出力端子との間に介挿され、入力信号と対応する出力信号との間に所定の関係を有する非線形素子と、 − 前記非線形素子に電気的に接続されたバイアス回路と、を備え、前記バイアス回路が、プリセット電圧を前記非線形素子に印加する手段を備え、前記プリセット電圧が、前記入力信号の振幅変動に対して、実質的に一定であることを特徴とする回路。９．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記入力信号に対して並列に接続されている第１および第２非線形素子を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１０．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記入力信号に対して、前記非線形素子に並列に接続された線形減衰器を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１１．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記非線形素子が少なくとも１つのダイオードから成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１２．請求項９記載の信号先行歪み発生回路において、前記第１および第２非線形素子が少なくとも１つのダイオードから成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１３．請求項１２記載の信号先行歪み発生回路において、前記第１非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードが、前記第２非線形素子の前記少なくとも１つのダイオードに対して、逆極性で配置されていることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１４．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記バイアス回路が、前記非線形素子と並列に接続され、前記入力信号によって変更され得ないようなバイアス電流を有する少なくとも１つのダイオードを備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１５．請求項１１または１２または１４記載の信号先行歪み発生回路において、前記ダイオードがショットキ・ダイオードであることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１６．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記バイアス回路が、少なくとも１つの抵抗を介して、前記少なくとも１つの非線形素子に接続されていることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１７．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記バイアス回路が、 − 前記非線形素子のバイアス電圧を測定する回路と、 − プリセット基準電圧発生器と、 − 前記測定バイアス電圧と前記プリセット基準電圧とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路と、を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１８．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記バイアス回路が、 − 前記非線形素子の前記バイアス電圧を表わす電圧を測定することによって、前記非線形素子のバイアス電圧を計算する手段と、 − プリセット基準電圧発生器と、 − 前記測定バイアス電圧と前記プリセット基準電圧とを比較し、前記比較を表わす信号を送出可能な回路と、 − 前記比較を表わす前記信号に応答して、前記バイアス手段を制御する回路とを備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。１９．請求項１８記載の信号先行歪み発生回路において、前記計算手段が、アナログ計算回路から成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２０．請求項１７または１８記載の信号先行歪み発生回路において、更に、前記比較を表わす前記信号を積分する回路を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２１．請求項１０記載の信号先行歪み発生回路において、前記線形減衰器が抵抗から成ることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２２．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記非線形素子が、コンデンサを含み、該コンデンサから見たインピーダンスに対して、前記信号のａ．ｃ．成分に対して、低い値のインピーダンスを呈することを特徴とする信号先行歪み発生回路。２３．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記バイアス回路が、可調節電圧発生器を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２４．請求項８記載の信号先行歪み発生回路において、前記バイアス回路が、可調節電流発生器を備えることを特徴とする信号先行歪み発生回路。２５．外部変調光送信機であって、 − 少なくとも１つの被バイアス非線形素子を含み、変調信号が印加される先行歪み発生回路と、 − 被変調光信号を出力可能であり、前記先行歪み変調信号が印加される電気入力と光入力とを有する電光変調器と、 − 前記変調器の前記光入力に接続された光線源と、を備え、前記信号の振幅変動に対して、実質的に一定のプリセット電圧で、前記少なくとも１つの非線形素子にバイアスをかける手段を備えることを特徴とする外部変調光送信機。２６．請求項２５記載の外部変調光送信機において、前記電光変調器が、マッハ・ツェンダー型干渉変調器から成ることを特徴とする外部変調光送信機。２７．請求項２５記載の外部変調光送信機において、更に、先行歪み変調信号用入力と、前記電光変調器に接続された出力とを有する増幅器を備えることを特徴とする外部変調光送信機。