JP2001508263A - 移動通信システムにおけるドプラシフトの適応補償 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 移動通信システムにおいて、基地局に対し相対的に移動する移動局から送信される信号は、ドプラ効果を生じる。本技術は、受信信号のチャネル状態により、前記受信信号におけるドプラ効果を補償する。ドプラシフト補償は、十分良好なチャネル状態でのみ又は主にそのような状態において実施される。

Description

【発明の詳細な説明】 移動通信システムにおけるドプラシフトの適応補償 本発明は、移動通信局におけるドプラシフト補償に関するものである。 移動通信システムにおいて、基地局に対し相対的に移動する移動局から送信さ れた信号はよく知られたドプラ効果を生じる。ドプラ効果は、移動局が送出する 周波数と比較して基地局で受信する周波数に周波数シフトを生じさせる。ここで は、この周波数シフトをドプラシフトと呼ぶ。ドプラシフトは、基地局に対する 移動局の相対的な速度及び移動方向に従う。すなわち、ドプラ効果は基地局に対 する移動局の相対的な移動方向により周波数を増大又は減少させる。そのドプラ シフトの大きさは、基地局に対する移動局の相対的な移動速度に従う。 既存の移動通信設備は、あるドプラ補償の構成を有しており、特定チャネル上 の特定信号を選択する基地局内の周波数検出回路が前記信号におけるドプラシフ ト量を考慮したものとなっている。 これらの既存技術によれば、ドプラシフトは受信信号のサンプルによって評価 される。従って、ドプラシフトの評価はチャネル品質に基き、典型的にはチャネ ル品質が拙劣な時に最悪となり、チャネル品質が改善されると良くなる。ドプラ シフトが存在せず、かつチャネル状態が受信機の感度レベル付近の時には、ドプ ラ補償アルゴリズムは前記受信機の性能を低下させる。 一方、受信機の感度レベル付近の劣悪チャネル状態でドプラシフトが存在する と、受信機はドプラ補償アルゴリズムを実施したとしても基準感度限界値に適合 させることができなくなる。 本発明の一態様によれば、移動通信システムにおける移動局と基地局との間で 送信される信号のドプラシフトを補償する方法が提供される。前記方法は、 受信信号の品質を検出すること、そして 検出した信号の品質に基づいてドプラシフト補償を実施すること、から構成さ れる。 信号品質を検出するステップに、信号の雑音エネルギー要素を評価することを 含めることができる。これはそれ自体、検出した信号品質に基づいてドプラシフ ト補償を制御するためのドプラ修正変更要素を生成すること、又は受信信号の信 号対雑音比を生成してドプラ修正変更要素を生成するのに用いられる。 ドプラ補償は適当なユーザ定義の信号品質関数として実施できる。例えば、そ れは線形関数又はステップ関数である。 本発明によれば、ドプラシフト補償は十分良好なチャネル状態でのみ又は主に そのような状態で使用されるため、上述した問題を克服することができる。この ことは、受信機性能を向上させる。従って、本技術はドプラ補償により受信機感 度が低下しないことを保証する。 上記例で、ＧＳＭシステムに適用されるドプラ修正の適応的な方法は、第１に チャネル品質を評価し、そしてその結果得られた変更要素を基準信号と実際に受 信した信号との間で計算した位相差をスケールするのに用いる。 高速に移動する移動局に対する特に有用なドプラシフト補償技術は、次のステ ップで実行される。すなわち、 信号が受信されるチャネルに対するチャネルインパルス応答を測定すること、 受信信号の所定部分のデータビットを評価するのに前記チャネル インパルス応答を用いること、 前記チャネルインパルス応答と評価ビットとを用いて基準ベクトルを生成する こと、 前記基準ベクトルと受信信号の所定部分とを用いてドプラ特性を判断すること 、そして 前記ドプラ特性を用いて受信信号のドプラシフト補償を与えること、から構成 される。 本発明の別の一態様によれば、移動通信システムにおける移動局と基地局との 間で送信される信号のドプラシフトを補償するシステムが提供される。前記シス テムは、 受信信号の品質を検出する回路、そして 検出した信号の品質に基づいてドプラシフト補償を実施する回路、から構成さ れる。 本発明をより良く理解するため、またそれが如何に有用であるかを示すため、 参照図面を例に説明する。 図１は、移動通信システムにおける信号バーストを示した図である。 図２は、変更されたドプラシフト補償を実行する回路のブロック図である。 図２ａは、別のドプラ修正変更要素生成回路のブロック図である。 図１は、ＧＳＭ標準の移動通信システムにおける正規のバーストを示している 。本図は、基地局で受信されるバーストを示している。ＧＳＭ標準のＴＤＭＡシ ステムにおいて、基地局コントローラにより割り付けられた周波数チャネル上の 変調信号として移動局は前記バーストを送出する。１つの周波数チャネルは８バ ーストまでサポートされる。各バーストはそれぞれの呼と関連し、各呼はバース トを送出するタイムスロットに割り当てられる。より詳細なＧＳＭ標準のＴＤＭ Ａシステムは、当業者にとって既知事項であるためここではさらに説明しない。 正規バーストは、５８ビットの２つのパケット（ＤＡＴＡ）を含み、それらは ２６ビットのトレーニングシーケンス（ＴＲＳ）を囲んでいる。３トレイルビッ ト（ＴＳ）は正規バーストの各側端に付加されている。トレーニングシーケンス （ＴＲＳ）は所定のビットシーケンスからなり、移動局（ＭＳ）から送られ基地 局コントローラ（ＢＳＣ）で認識される。基地局コントローラでは、それをバー ストが送られたチャネルのインパルス応答を評価するのに利用する。送出された 実際の情報は、そのバーストのデータビット（ＤＡＴＡ）に置かれている。 先に述べたように、移動局から基地局へ渡される信号が通過する環境は、移動 局と基地局との間の距離、他の中間物、及びその領域内の建物や他の構造物によ って生じる干渉、により大きく変化する。その結果、基地局で受信する信号強度 や信号品質は広範囲に変化する。さらに、移動局の移動により、基地局で受信す る信号には修正すべきドプラシフトが生じる。 ここでは、基地局で受信するのに十分な信号品質を与える良好なチャネル状態 の場合に限ってドプラシフトを修正する回路について述べる。すなわち、変更要 素Ｓｃは、ドプラシフト修正を制御するのに使われる信号品質に基づいて生成さ れ、その結果ドプラシフト修正は十分良好なチャネル状態でのみ適用される。 図２は、ＧＳＭシステムにおけるドプラ補償の実施に適合した回路１を示して いる。図２の種々のブロックは、分離し相互に結合された構成要素として描かれ ているが分離した物理的な構成要素である必要はなく、実行される種々のステッ プを図式的に描いたものと 理解されるべきものである。前記ブロックは回路として実行されてもよく、又は 適当にプログラムされたマイクロプロセッサがブロックに個々に割り当てられた 各機能を実行するようにしてもよい。 アンテナ２０は、移動局からの信号１１を受信する。アンテナ２０は、インタ ーコネクト２１を介してＲＦ回路２２に接続される。この回路２２は、受信した バーストに関しその周波数をベースバンド信号にダウンシフトし、それをサンプ ルしてアナログ信号からデジタルサンプル値を与えるよう動作する。ＲＦ回路の 出力はサンプルされたバーストｒ（デジタル形式）であり、それは送信信号の所 望のビットレートでサンプルされる。図１は、そのようなバーストを示している 。回路２２の出力は、ライン２４に沿ってチャネルインパルス応答（Ｃ．Ｉ．Ｒ ．）ブロック１０、通信チャネルの品質評価を可能とする偏差計算部１６（後述 する）、フィルタリング及び等化回路１２、位相差計算部３６、及びバーストｒ に対するドプラシフト修正の評価及び適用を行う変換回路４０、に与えられる。 図２の上側部分にはシステムの適応機能を実行するのに必要な回路を示してお り、ドプラ修正変更要素Ｓｃを生成する。メモリ３２は、トレーニングシーケン スＴＲＳｒｅｆを保持する。トレーニングシーケンスは所定のビットシーケンス からなり、移動局ＭＳからトレーニングシーケンスとして送出され、基地局で受 信ＴＲＳ＿ｒｅｃｅｉｖｅｄとして受信される。前記基準トレーニングシーケン スＴＲＳｒｅｆは、基準発生部１４及びチャネルインパルス応答（Ｃ．Ｉ．Ｒ． ）ブロック１０に与えられる。前記基準発生部１４は、またチャネルインパルス 応答ブロック１０から評価チャネルインパルス応答ｈを受信する。 前記Ｃ．Ｉ．Ｒ．ブロック１０は、受信トレーニングシーケンスＴＲＳ＿ｒｅ ｃｅｉｖｅｄを含むバーストｒを受信し、受信トレー ニングシーケンスＴＲＳ＿ｒｅｃｅｉｖｅｄと既知のトレーニングシーケンスＴ ＲＳｒｅｆとの間の相互相関を計算することによって評価チャネルインパルス応 答ｈ、すなわち ｈ＝ｘｃｏｒｒ（ＴＲＳ＿ｒｅｃｅｉｖｅｄ，ＴＲＳｒｅｆ） （式１） を計算する。 なお、相互相関を取る前に、デジタル形式で記憶されている既知のトレーニン グシーケンスＴＲＳｒｅｆは、ＧＳＭ標準により送信に際しＭＳでトレーニング シーケンスが変調される類似の方法でｉ，ｑ変調される。前記相互相関は、５タ ップ値（ｈ（ｉ）_i=0to4）形式でチャネルインパルス応答を生成する既知の仕方 で行われる。 知られているように、評価インパルス応答ｈは受信バーストにおけるデータの 期待評価値を計算するのに使用され、前記データは同じ平均雑音を受けるものと される。 Ｃ．Ｉ．Ｒ．ブロック１０は、また割り付けられたタイムスロットの何処に受 信バーストｒが位置するかを決定するタイミング先行情報τを生成する。 各バーストに対するそのバーストの評価チャネルインパルス応答ｈはＣ．Ｉ． Ｒ．ブロック１０で計算され、フィルタリング／等化回路に与えられる。そこで はそのバーストにおけるデータ、ＤＡＴＡ（ｒ）、を回復する。知られているよ うに、フィルタリング／等化回路１２は、受信バーストに対するチャネルインパ ルス応答ｈ及びタイミング情報τを受信し、その信号を復調、濾波、及び復号化 することで、前記データを既知の仕方で回復する。 基準発生部１４は、インパルス応答の畳み込みと既知のトレーニングシーケン スとを用いて基準ベクトル、ｒｅｆｆｉ、を生成する。すなわち、基準発生部１ ４は以下の計算を行う。 ｒｅｆｆｉ＝ｈ＊ＴＲＳｒｅｆ （式２） より詳細には、（ここで、ｒｅｆｆｉ_kは信号ｒｅｆｆｉのＫ番目のサンプル を表す） ここで、Ｎは評価チャネルインパルス応答ｈ（前記実施例においてＮ＝５）に おけるタップ値の数を表し、そしてＫはＮ−１から２５の値をとる。 ベクトルｒｅｆｆｉは、基準発生部から偏差計算部１６に与えられる。上述し たように、偏差計算部はまた受信トレーニングシーケンスを含むバーストｒを受 信する。偏差計算部は次の式により偏差ｖａｒ（σ²）を計算する。 前記用語ｒｅｆｆｉ＿ｌｅｎｇｔｈは、基準信号、ｒｅｆｆｉ、の長さを表す 定数である。これは、サンプル数（２２）をビット分離して乗算することにより 計算される。 式４において、ｒ_kの値は前記バーストｒに対する受信トレーニングシーケン スのサンプル値である。 なお、各実際の受信サンプルｒ_kは、チャネルインパルス応答から導出され且 つ基準サンプルｒｅｆｆｉ_kにおいて現れる平均評価雑音レベルとは異なった雑 音レベルを有する。従って、偏差は実際に受信した雑音エネルギーのレベル、す なわち信号品質、を与える。 偏差計算部１６の出力σ²は、ドプラ修正変更要素回路１８に与 えられる。前記ドプラ修正変更要素回路１８は、計算した偏差σ²をユーザが規 定可能な関数を用いた変更要素Ｓｃを生成するのに使用する。図２に示した実施 例においては、ドプラ修正変更要素回路は変更Ｓｃを偏差σ²の関数、例えば線 形関数やステップ関数のような非線形関数、として生成する。 本発明の別の実施例では、Ｓｃの値はチャネルの信号対雑音比（ＳＮＲ）によ って計算される。図２ａは、そのような実施例を実行するドプラ修正変更要素回 路１８’の回路を示している。ＳＮＲ計算部４２は、偏差計算部１６からの計算 された偏差σ²及びエネルギー値Ｅを受信する。前記信号エネルギーＥは、下記 の式に従って計算された信号ｒｅｆｆｉから決定してもよい。 別の例としては、チャネルの信号エネルギー、Ｅ、を導出するのに下記式を使 ったタップ値が使用できる。 ＳＮＲ値は、次の式に基づいてＳＮＲ計算部４２で計算される。 上記の関連技術は、我々の先の出願Ｎｏ．ＰＣＴ／ＦＩ９６／００４６１に述 べられている。その内容はその参照により取り入れられている。 ＳＮＲ値は、改正変更要素生成回路４４に与えられる。この回路４４は、変更 要素Ｓｃの値をＳＮＲ値の関数、例えば線形関数又はステップ関数のような非線 形関数、として計算する。 図２の下側部分の回路は、ブロック図形式でドプラシフトの修正を実行するシ ステムを示している。しかしながら、上述したドプラ修正適応部分は他のドプラ 修正の実行と共に使用し得ることは明らかである。 上述した回路の適応部分の主要機能はチャネル状態に基づくドプラ修正変更要 素Ｓｃを提供することであり、それによってドプラ修正は十分良好なチャネル状 態でのみ又は主にそのような状態で用いられる。これは、いかなるタイプのドプ ラ修正にも有用である。以下に、その一例について説明する。 等化回路３０、例えばビタビ等化器(Viterbi equaliser)、は濾波、復調そし て等化された信号ＤＡＴＡ（ｒ）をフィルタリング／等化回路１２から受信する 。前記等化回路３０は、バーストのデータシーケンスＤＡＴＡの一部（図１のＥ ＳＴＩＭ．ＢＬＯＣＫから導出された部分）について移動局ＭＳから送出された データのビットを評価するように動作する。このデータは、ここではｅｓｔｉｍ ＿ｂｉｔｓと呼び、それらはｋ＝ｊからｋ＝ｊ＋ｎの値をとる。等化回路３０は 既存の移動通信システムと同様にビット判定を行うように動作し、従ってここで はそれらについて説明しない。 評価ビット判定ｅｓｔｉｍ＿ｂｉｔｓは、基準回路３４に与えられる。前記基 準回路３４は、下記式により評価ビット判定及び評価インパルス応答ｈの畳み込 みを用いて基準ベクトルｒｅｆを生成する。 ｒｅｆ＝ｅｓｔｉｍ＿ｂｉｔｓ＊ｈ （式５） 従って、基準ベクトルｒｅｆは、一組のサンプルｒｅｆ_k、ｋ＝ｊ→ｊ＋ｎか ら成り、各々は実数及び虚数の値を有する。基準ベクトルｒｅｆは、位相差計算 部３６へ与えられる。先に述べたように、位相差計算部３６はまた受信バースト ｒを受信する。当該技術で 知られているように、受信バーストは各々が実数値と虚数値とを有するサンプル ｒ_kからなる。 位相差計算部は、図１に示すようにゼロ位相オフセットポイントｈ＿ｔｉｍｅ と評価ブロックの中間との間の時間を表す値ｔ＿ｄｉｆｆを用いる。前記ゼロ位 相オフセットポイントｈ＿ｔｉｍｅは、計算したインパルス応答が正しいトレー ニングシーケンス内のゼロ位相オフセットポイントである。実際、これは典型的 にはトレーニングシーケンスの中間である。ｔ＿ｄｉｆｆ及びｈ＿ｔｉｍｅの値 は、システムの設計段階で決定でき、その後は一定である。無論、システム使用 中に必要なら再プログラミングすることも可能である。 さらに、前記評価ブロックｅｓｔｉｍ＿ｂｌｏｃｋの開始位置（ｊ）及びその 長さ（ｎ）が決定され等化回路３０にプログラムされる。評価ブロックは、ドプ ラオフセットが受信ビットを誤らせないように選択される。 ドプラ効果（ドプラ特性）によるビット継続時間当たりの位相変化（ｐｈ＿ｄ ｉｆｆ）は、下記式の１つに従って、位相差計算部３６により基準信号ｒｅｆ及 び実際の受信信号ｒから計算される。 ここで、ｋはｊからｊ＋ｎまでの値をとり、ｌｅｎｇｔｈ（ｋ）は合計、すな わちｎ、における異なるｋ値の総計を表す。 ドプラ修正回路３８は、受信サンプルから評価ドプラシフトを修正するのに使 用される。前記ドプラ修正回路３８は、ゼロ位相オフセットポイントｈ＿ｔｉｍ ｅ及びドプラ修正変更要因Ｓｃを受信し、さらに位相差計算部３６から計算され た位相差を受信する。前記ポイントｈ＿ｔｉｍｅはゼロ位相オフセットを有する ことが知られており、実際のドプラ位相シフトφは以下のように各ビットに対し て計算できる。 φ_k＝Ｓ_c・ｐｈ＿ｄｉｆｆ・（ｋ−ｈ＿ｔｉｍｅ） （式８） ここで、ｋは受信サンプルｒのビットインデックスである。前記インデックス がｋ＜ｈ＿ｔｉｍｅの時、位相シフトはｋ＞ｈ＿ｔｉｍｅの時に対して逆符号と なる。 変換回路４０は、受信バーストｒに関するドプラシフト修正を実行し、修正信 号を生成するのに用いられる。変換回路は評価ドプラシフトベクトルφ（φ_k値 からなる）及び受信バーストｒのサンプル値を受信し、各サンプルのドプラシフ トに対する修正を行うＣＯＲＤＩＣ動作を以下の式により実行する。 前記変換回路４０から出力されたドプラシフト修正ベクトルＤＣＶはフィルタ リング／等化回路１２に与えられ、それにより前記ドプラ修正信号は、信号から データを回復するのに使用される。 上述したドプラ修正技術の部分では、評価ブロックに対するビット判定はすで に実施されている。これらはデータ部分を構成する。従って、たとえ可能であっ ても同じビットを再び評価する必要はな い。代わりに、等化回路３０は評価ブロックの終端で停止でき、現在の状態を保 存することができる。次に、ドプラ修正は残りのビットに対して実行され、ビタ ビ等化処理がドプラ修正されたビットに関するタイムスロットの終端まで実行さ れる。第２の部分では、ドプラ修正は前記タイムスロットの第１の部分に対して なされ、次にビタビ評価がそのタイムスロットの第１の部分のデータに対して実 行し得る。この方法は、受信機に必要な計算を減少させる。 位相差ｐｈ＿ｄｉｆｆの値を制限して実行することも可能であって、それによ り位相差が所定の閾値以下の場合にはいかなる修正も実行されない。 ドプラ修正が用いられる典型的な環境は高速列車や高速道路である。そのよう な状況では、基地局から移動局への見通しがきくような場合には、もし移動局の 速度が同じならばドプラ修正は異なるタイムスロット間で一定値となる。その場 合、位相差の平均値は２、３の異なるタイムスロットから計算でき、この平均値 は修正値として使用できる。 複数の異なるブランチを有するダイバシチー受信機の場合、位相差は、各ブラ ンチがそれ自身のインパルス応答を使用することで、受信サンプルとして同じ評 価を使用する全てのブランチに対して計算可能である。 適応ドプラ修正技術をある特定のドプラ修正方法と関連して説明してきた。す でに述べたように、適応技術は他のドプラ修正方法に適用し得る。一例として、 オーストラリア特許Ｎｏ．６６４６２６に述べられたドプラ修正技術が使用でき る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ， ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，Ｇ Ｅ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ， ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，Ｐ Ｌ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ， ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．移動通信システムにおける移動局と基地局との間で送信される信号のドプ ラシフトを補償する方法であって、 受信信号の品質を検出すること、そして 前記検出した信号の品質に基づいてドプラシフト補償を実施すること、からな ることを特徴とする前記方法。 ２．信号品質を検出するステップは、信号の雑音エネルギー要素を評価するこ とからなる請求項１記載の方法。 ３．信号品質を検出するステップは、受信信号の信号対雑音比を計算すること からなる請求項１又は２記載の方法。 ４．ドプラ補償は、検出した信号品質の線形関数として実行される請求項１〜 ３のいずれか一つに記載の方法。 ５．ドプラ補償は、検出した信号品質の非線形関数として実行される請求項１ 〜３のいずれか一つに記載の方法。 ６．ドプラ補償は、検出した信号品質のステップ関数として実行される請求項 ５に記載の方法。 ７．ドプラ補償は、 前記信号が受信されたチャネルに対するチャネルインパルス応答を判定するこ と、 前記チャネルインパルス応答を前記受信信号の所定部分のデータビットを評価 するのに用いること、 前記チャネルインパルス応答及び前記評価したビットを用いて基準ベクトルを 生成すること、 前記基準ベクトル及び前記受信信号の所定部分を用いてドプラ特性を判定する こと、そして 前記ドプラ特性を前記受信信号に対するドプラシフト補償を与え るために用いること、 からなる請求項１〜６のいずれか一つに記載の方法。 ８．移動通信システムにおける移動局と基地局との間で送信される信号のドプ ラシフトを補償するシステムであって、 受信信号の品質を検出する回路、そして 前記検出した信号の品質に基づいてドプラシフト補償を実施する回路、からな ることを特徴とする前記システム。 ９．受信信号の品質を検出する回路は、信号の雑音エネルギー要素を評価する ための偏差計算部を含む請求項８記載のシステム。 １０．受信信号の品質を検出する回路は、受信信号の信号対雑音比を計算する ための信号対雑音比計算部を含む請求項８又は９記載のシステム。 １１．前記検出した信号品質に基づいてドプラ修正変更要因を生成する回路と 、前記要因によりドプラ補償を実行する回路とを有する請求項８〜１０のいずれ か一つに記載のシステム。