CN1215512A - 移动通信系统中的多普勒频移自适应补偿 - Google Patents

Abstract

在移动通信系统中,从相对基站运动的移动台发射的信号受到多普勒效应的影响。本发明提出了一种根据接收信号信道的状况补偿接收信号中的多普勒效应的技术。因此,可以只在或主要在信道状况足够好的情况下才进行多普勒频移补偿。

Description

移动通信系统中的多普勒频移自适应补偿

本发明与移动通信站中的多普勒频移补偿有关。

在移动通信系统中，从相对基站运动的移动台发射的信号都要受到众所周知的多普勒效应的影响，使得在基站接收到的频率相对移动台发射的频率有一个频移。这个频移在此称为多普勒频移。多普勒频移取决于移动台相对基站运动的速度和方向。因此，多普勒效应可以使频率增大或减小，这取决于移动台相对基站运动的方向。多普勒频移的大小取决于移动台相对基站运动的速度。

现有的移动通信设备提供了这样一种多普勒补偿：基站内选择在一个特写信道上的特定信号的频率检测电路可以考虑这个信号中的一定的多普勒频移量。

按照这些已知技术，多普勒频移是从接收信号的一系列采样点来估计的。因此，这样对多普勒频移进行的估计取决于信道质量，通常在信道质量差时较差，而随着信道质量的改善而越来越好。在不存在多普勒频移而信道状况又接近接收机灵敏度时，应用多普勒补偿算法反而会使接收机性能更差。

另一方面，如果在信道状况差到接近接收机灵敏度的情况下有多普勒频移，接收机采用多普勒补偿算法后就不能满足标准的灵敏度要求。

按照本发明的一个方面，提供了一种补偿移动通信系统中移动台和基站之间发射的信号中的多普勒频移的方法，这种方法包括下列步骤：

检测接收信号的质量；以及

根据检测到的信号质量进行多普勒频移补偿。

检测信号质量的步骤可以包括估计信号的噪声能量分量。这可以就用来根据所检测的信号质量产生一个控制多普勒频移补偿的多普勒校正的修正因子，或者用来产生接收信号的信噪比，再用这个信噪比来产生多普勒校正的修正因子。

多普勒补偿可以作为任何由用户适当定义的信号质量的函数来实现，例如可以是一个线性函数或阶跃函数。

按照本发明，由于只是或主要是在足够好的信道状况下才采用多普勒频移补偿，因此没有上述问题。这提高了接收机的性能。所以，这种技术保证了多普勒补偿不会影响接收机的灵敏度。

在上述实施例中，这种用于GSM系统的多普勒校正的自适应方法首先估计信道的质量，再利用得到的修正因子调整所计算的在一个基准信号与实际接收信号之间的相位误差。

一种对于快速运动的移动台特别有用的多普勒频移补偿技术由下列步骤实现：

确定接收信号信道的信道的脉冲响应；

利用信道脉冲响应估计选定的部分接收信号的一系列数据比特；

利用信道脉冲响应和估计的这些比特产生一个基准向量；

利用基准向量和选定的部分接收信号确定多普勒特性；以及

利用多普勒特性为接收信号提供多普勒频移补偿。

按照本发明的另一方面，提供了一种补偿移动通信系统中移动台和基站之间发射信号中的多普勒频移的系统，所述系统包括：

检测接收信号质量的电路；以及

根据检测到的信号质量实现多普勒频移补偿的电路。

为了更好地理解本发明和本发明是如何实现的，下面将结合附图举例说明。在这些附图中：

图1为移动通信系统中一个突发信号脉冲串的示意图；

图2为实现改进的多普勒频移补偿的电路方框图；以及

图2a为经修改的多普勒校正修正因子产生电路的方框图。

图1例示了在一个遵从GSM标准的移动通信系统中的一个普通的比特组。图中所示为一个在基站接收到的比特组。对于一个遵从GSM标准的TDMA系统来说，移动台在基站控制器分配的各自频道上以调制信号形式来发射这些比特组。一个频道可以支持多达8个比特组，每个比特组与一个相应呼叫配合，每个呼叫分配到一个发送比特组的时隙。遵从GSM标准的TDMA系统为熟悉本技术领域的人员所周知，在此不作详细说明。

这个普通比特组含有两个58比特的分组(DATA)，中间隔着一个26比特的训练序列(TRS)。比特组两端各有一个3比特的尾标(TS)。训练序列(TRS)是一个预定的比特序列，由移动台(MS)发送，而对于基站控制器(BST)来说是已知的。基站控制器利用这已知的训练序列来估计用来传送这比特组的信道的脉冲响应。所发送的实际信息装在比特组的各数据比特(DATA)内。

如前面所述，从移动台到基站的信号传送环境可能有相当大的不同，除了其他一些因素外，取决于移动台至基站之间的距离和在这个区域内的建筑物和其他结构引起的干扰。因此，在基站接收到的信号的强度和质量变化很大。而且，在移动台正在运动的情况下，基站接收到的信号还有多多普勒频移，这是应加以校正的。

这里给出的电路只是在信道状况好到足以能在基站接收到质量满意的信号的情况下才提供多普勒频移校正。因此，用来控制多普勒频移校正的修正因子Sc根据信号质量确定，使得多普勒频移校正只是在信道状况足够好时才进行。

图2例示了一种适合在GSM系统中进行多普勒补偿的电路1。应当理解，图2中的各个方块虽然表示分开的互联实体，但并不一定是分开的物理实体，而只是用来图示所执行的各个步骤。这些方块可以用一些电路实现，也可以用一个经相应编程的能执行各方块指定功能的微处理器实现。

天线20接收来自移动台的信号11。天线20通过互联线21接至RF电路22对接收到的突发脉冲串(载有比特组)进行处理，下变频为基带信号后进行采样，从模拟信号变换为一系列数字采样值。RF电路22的输出是一个以预期的发送信号比特率采样的呈数字形式的比特组r。图1例示了一个这样的比特组。电路22的输出沿线24送至信道脉冲响应(C.I.R)块10，能估计通信信道质量的方差计算器16(稍后将予说明)，滤波和均衡电路12，相位差计算器36，以及能估计和对比特组r进行多普勒频移校正的变换电路40。

图2的上半部分示出了实现系统自适应所需的电路，用来产生多普勒校正的修正因子Sc。存储器32存有一个训练序列TRSref，它是一个预定的比特序列，由移动台MS作为一个训练序列发送，而在基站接收时成为TRS-received。基准训练序列TRSref送至基准产生器14和信道脉冲响应(C.I.R)块10。基准产生器14还接收来自信道脉冲响应块10的所估计的信道脉冲响应h。

C.I.R块10接收含有接收到的训练序列TRS-received的比特组r，通过计算接收到的训练序列TRS-received与已知的训练序列TRSref之间的互相关得出所估计的信道脉冲响应h：

H=xcorr(TRS-received,TRSref)    (式1)

可以理解，在进行互相关以前，以数字形式存储的已知训练序列TRSref是i、q调制的，情况与在MS按GSM标准为发送对训练序列所进行的调制类似。互相关以所知的方式进行，从而得出一个信道脉冲响应，表现为五个抽头值(h(i),i=0至4)。

如所周知，所估计的脉冲响应h用来计算接收到的比特组r中数据的预期估计，犹如数据受到的是相同的平均噪声的影响。

C.I.R块还产生定时导前信息τ，用来确定接收到的比特组r在所分配的时隙中的位置。

对于每个比特组来说，这个比特组的估计信道脉冲响应h由CIR块10计算得出，送至滤波/均衡电路12，恢复比特组中的数据DATA(r)。如所周知，滤波/均衡电路12接收对于接收到的比特组的信道脉冲响应h和定时信息τ，以所知方式对信号进行解调、滤波和解码，恢复数据。

基准产生器14产生一个基准向量reffi，这是利用脉冲响应与已知的训练序列的卷积计算出来的。因此，基准产生器14执行以下运算：

reffi=h*TRSref    (式2)具体地说，如果以reffi_k表示信号reffi的第k个样值，则 ${\mathrm{reffi}}_k=\underset{i=0}{\overset{N=1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i\·(1-2.{\mathrm{TRS}}_{k-i})$ (式3)式中N表示所估计的脉冲响应h中的抽头数(在本实施例中N=5)，而k为从N-1到25的正整数。

向量reffi从基准产生器送至方差计算器16。如上所述，方差计算器还接收含有接收到的训练序列的比特组r。方差计算器按下式计算出方差var(σ²)：

(式4)其中reffi-length为一个常数，表示基准信号reffi的长度，可以通过将样点数(22)乘以比特间隔得出。

在式4中，r_k为接收到的比特组r中的训练序列的采样值。

可以理解，每个实际接收到的样值r_k将具有与从信道脉冲响应得出的表示为基准样值reffi_k的平均估计噪声电平不同的噪声电平。因此，方差就表示了实际接收到的噪声能量的大小，也就表示了信号的质量。

方差计算器16的输出σ²送至多普勒校正修正因子电路18。多普勒校正修正因子电路18利用计算得的方差σ²，用一个可由用户确定的函数产生一个修正因子Sc。在图2所示的实施例中，多普勒校正修正因子电路所产生的修正因子为方差σ²的函数，例如是一个线性函数或一个诸如阶梯函数那样的非线性函数。

在本发明的另一个实施例中，Sc的值根据信道的信噪比(SNR)计算。图2a示出了实现这样的实施例的多普勒校正修正电路18’的电路结构。SNR计算器42接收方差计算器16所计算得的方差σ²和一个可以通过按下式从计算得的信号reffi确定的信号能量E： $E=\underset{k=4}{\overset{25}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|\mathrm{reff}{i}_k\right|}^2}{\mathrm{reffi}\_\mathrm{length}}$ (式4a)或者，可以用抽头值按下式得出信道的信号能量E： $E=\underset{i=0}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\left(h\left(i\right)\right)}^2$ (式1a)SNR值由SNR计算器42按下式计算得出： $\mathrm{SNR}=\frac{E}{{\mathrm{\σ}}^2}$ (式4b)

以上参考技术可参见我们的以前递交的申请NO.PCT/FI96/00461，该申请的内容在此列作参考。

然后，SNR值送至一个经修改的修正因子产生电路44。这个电路44所产生的修正因子Sc的值为SNR值的函数，例如是一个线性函数或一个诸如阶梯函数那样的非线性函数。

图2电路的下半部分以方框图形式示出了一个实现多普勒频移校正的系统。然而很清楚，上面所说明的多普勒校正的自适应部分也可配合其他实现多普勒校正的使用。

电路的以上所说明的自适应部分的主要功能是提供一个反映信道状况的多普勒校正的修正因子Sc，使得只在或主要在信道状况足够好的时候才进行多普勒校正。这在无论什么形式的多普勒校正都是有用的。下面将说明其中的一个例子。

均衡电路30，例如是一个维特比(Viterbi)均衡器，接收来自滤波和均衡电路12的经滤波、解调和均衡的信号DATA(r)。均衡电路30对比特组的数据序列DATA的一部分(图1的ESTIM.BLOK部分)进行操作，估计移动台MS所发送的这部分数据中的各个比特。这数据在此标为estim-bits，从k=j至k=j+n。均衡电路30通过运算对这些比特作出判决，情况与已知的移动通信系统相同，在此不作更详细的说明。

估计得出的比特判决estim-bits送至基准电路34。基准电路34通过按下式计算所估计的比特判决estim-bits与所估计的脉冲响应h的卷积产生一个基准向量ref：

ref=estim_ bits*h    (式5)因此，基准向量ref是一组样值ref_k,k=j→j+n，每个样值具有一个实部和一个虚部。基准向量ref送至相位差计算器36。如前面所述，相位差计算器36还接收接收到的比特组。正如在本技术领域所知，接收到的比特组包括各有一个实部和一个虚部的样值r_k。

相位差计算器利用一个值t-diff，它表示零相位偏移点h-time与估计块中点之间的时间，如图1所示。零相位偏移点h-time是在训练序列内计算的脉冲响应为准确的一个零相位偏移点，实际上，通常为训练序列的中点。t-diff和h-time的值可以在设计系统相位期间确定，此后便是一个常数。当然，如果必要的话，这两个值可以是在系统使用期间受程控的。

此外，估计块estim-block的开始位置(j)和长度(n)也是确定的，编入均衡电路30。估计块选择成使多普勒频移还没有影响接收到的比特组。

由于多普勒效应(多普勒特性)而引起的每个比特宽度的相位变化(ph-diff)由相位差计算器36从基准信号ref和实际接收到的信号r按以下其中一个式子算得

其中k从j至j+n，而length(k)表示在求和中不同k值的总数，即n。

然后，多普勒校正电路38对从接收到的各样值估计的多普勒频移进行校正。多普勒校正电路38接收零相位偏移点h-time和多普勒校正修正因子Sc。此外，它还接收相位差计算器36所计算得出的相位差。已知点h-time具有零相位偏移，因此对于每个比特来说可按下式计算出实际的多普勒相移φ：

φ_k=s_c·ph_diff·(k-h_time)    (式8)其中k为接收到的祥值r的比特下标。在下标k＜h-time时相移具有与在k＞h-time时相反的符号。

于是，变换电路40对接收到的比特组r进行多普勒频移校正，得出经校正的信号。变换电路40接收所估计的多普勒相移向量φ(由一系列φ_k值构成)和接收到的比特组r的采样值。变换电路40执行CORDIC操作，按下式对每个样值的多普勒相移进行校正：

变换电路40输出的经多普勒相移校正的向量DCV送至滤波/均衡电路12，用这个经多普勒校正的信号从信号中恢复数据。

上述作为多普勒校正技术的一部分，已对估计块作了比特判决。这些判决构成部分数据。因此，没有必要再对这些比特进行估计，虽然也可以这样做。相反，均衡电路33可以在估计块结束处停止工作，维持当前状态。然后，对其余比特进行多普勒校正和根据经多普勒校正的比特执行维特比均衡直至时隙结束。在第二部分，可以对时隙的第一部分进行多普勒校正，再对在时隙的第一部分中的数据进行维特比估计。这种方法减少了需在接收机内进行的运算。

可以对相位差值ph-diff加一个限制，使得在相位差低于某个门限时不进行校正。

需要采用多普勒校正的典型环境是高速铁路和公路。在这种情况下，看来会有一条从基站到移动台的直视通路。因此，如果移动台速度不变，则多普勒校正对于不同的时隙会是一个固定的值。在这种情况下，可以从几个不同的时隙计算出相位差的平均值，用这个平均值作为校正值。

在接收机是一个具有多个不同分集支路的分集接收机的情况下，对于所有分集支路，利用各自的脉冲响应对接收到的样值进行同样的估计，计算出各自的相位差。

以上结合一种具体的多普勒校正方法说明了自适应多普勒校正技术。如已经提到的那样，这种自适应技术可用于其他的多普勒校正方法，例如，可以与澳大利亚专利NO.664626中所揭示的多普勒校正技术配合使用。

Claims (11)

1．一种在移动通信系统中补偿移动台和基站之间发射的信号中的多普勒频移的方法，所述方法包括下列步骤：

检测接收信号的质量；以及

根据检测到的信号质量进行多普勒频移补偿。

2．一种按权利要求1所述的方法，其中所述检测信号质量的步骤包括估计信号中的噪声能量分量。

3．一种按权利要求1或2所述的方法，其中所述检测信号质量的步骤包括计算接收信号的信噪比。

4．一种按以上任何权利要求所述的方法，其中多普勒补偿以作为检测到的信号质量的线性函数的方式实现。

5．一种按任何权利要求1至3所述的方法，其中多普勒补偿以作为检测到的信号质量的非线性函数的方式实现。

6．一种按权利要求5所述的方法，其中多普勒补偿以作为检测到的信号质量的阶梯函数的方式实现。

7．一种按以上任何权利要求所述的方法，其中多普勒补偿由下列步骤实现：

确定接收信号信道的信道脉冲响应；

利用信道脉冲响应估计选定的部分接收信号的一系列数据比特；

利用信道脉冲响应和估计的这些比特产生一个基准向量；

利用基准向量和选定的部分接收信号确定多普勒特性；以及

利用多普勒特性为接收信号提供多普勒频移补偿。

8．一种在移动通信系统中补偿移动台和基站之间发射信号中的多普勒频移的系统，所述系统包括：

检测接收信号质量的电路；以及

根据检测到的信号质量实现多普勒频移补偿的电路。

9．一种按权利要求8所述的系统，其中所述检测接收信号质量的电路包括一个方差计算器，用来估计信号中的噪声能量分量。

10．一种按权利要求8或9所述的系统，其中所述检测接收信号质量的电路包括一个信噪比计算器，用来计算接收信号的信噪比。

11．一种按任何权利要求8至10所述的系统，所述系统还包括根据检测到的信号质量产生一个多普勒校正的修正因子的电路和根据所述因子实现多普勒补偿的电路。

Images