CN1481174A - 无线传输系统中的信道估计 - Google Patents

Abstract

GSM通信系统使用无线信道估计器由接收到的突发信号以产生信道脉冲响应估计。此系统的优选实施例包含第一相关性单元，其使用N个中间训练码位以评估接收到的信号，并在宽广的搜寻范围内产生第一相关性输出。定位单元确认第一相关性输出的候选者，并使用这些候选者输出成为初始信道脉冲响应估计，这些在滑动搜寻窗口内输出的候选者具有最佳的估计品质。初始信道脉冲响应估计提供至第二相关性单元，将M个中间训练码位(M大于N)与该接收到信号样本进行块相关性计算。该第二相关性单元根据初始及更新的信道脉冲响应以补偿的方式，阶段性地执行相关性计算，以改善信道估计。

Description

无线传输系统中的信道估计

技术领域

本发明涉及无线通信系统，该系统使用均衡器(equalizer)，如维特比均衡器(Viterbi equalizer)。特别的是，本发明涉及无线信道特性的估计，该信道估计被均衡器加以使用。

背景技术

码分多址(code division multiple access，CDMA)是一种直接序列码分多址连接(direct-sequence code division multiple access，DS/CDMA)传输系统，是一种已被广泛接受的无线传输技术，用于UMTS/IMT2000与3GPP(Third Generation Partnership Project)。使用DS/CDMA技术可使无线与蜂窝式设备有效率地使用频宽、免于噪声干扰、并适应各种不同的传输模式。由于还需要一段较长的时间来发展新的DS/CDMA的无线网络的基础建设，第二代无线通信系统如GSM(Global System for Mobile)、IS-54(United StatesDigital Cellular)及IS-95(CDMA Digital Cellular Standard)等，仍持续在无线通信网路中扮演重要的角色。

GSM是第二代无线通信系统中最普及的蜂窝标准。世界上约65％的蜂窝式用户，他们的语音传送或因特网存取是通过GSM网络。但市场上的普及率仅保证GSM会持续是一种重要的通信技术。GSM最终会采用WCDMA标准，该标准为声音、数据及影像等传输提供更多的频宽。因此，整合二种标准的双模式收发系统(dual mode transceiver)可提供平滑的转换及兼容性，最能符合目前需求。基于上述原因，传统的GSM科技及GSM基站持续地在进行研发，移动台产品将仍会占有重要的市场。

GSM使用频分双工(Frequency Division Duplex，FDD)结合时分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)及跳频多址(Frequency HoppingMultiple Access，FHMA)的结构，以提供基站在时域与频域(frequency domain)上同时存取与分隔多位使用者。可用的上行及下行(或称上线及下线，uplinkand downlink)频宽是分隔成多个200KHz宽的频道或槽(slots)，称之为绝对无线电频率频道数(absolute radio frequency channel numbers，ARFCNs)，每一ARFCN确认一对上行及下行的信道，该对信道其频率间隔是45MHz，且每一上行信道可由高达八位电话使用者(移动台)之间以TDMA进行时域共享。也就是说，在频谱(frequency spectrum)上，这八位使用者使用相同的ARFCN，他们各自占用某一个独特的时隙(time slot，TS)以避免互相干扰。

每一位GSM使用者在一时隙中传送一数据突发(a burst of data)。GSM定义五种特殊的数据突发型态(data burst type)，如GSM 05.02所述的正常的突发信号(normal burst)是用于业务信道(traffic channel，TCH)及专用的控制信道(dedicated control channel，DCCH)的双向传送。突发信号由148位(bit)组成，以每秒13/48*1,000,000位的速率传送，连同一未使用的8.25位的保护间隔(guard interval)一起传送，该保护间隔附加于每一突发信号的末端以避免于时序错误(timing error)时，被时域相邻的使用者(time-adjacent user)干扰。每一时隙的148位之中，有二个57位的块(block)位于接近该突发信号的起始与结束之处。该中间训练码(midamble)由长度为26位的训练序列(training sequence)所组成，该训练序列是由GSM网络所指定。训练序列使该移动台(如手机)或是基站在解调(demodulating)及解码(decoding)该传送的符号之前，能据以分析该无线电传播的特征。在中间训练码的二侧都有控制位(control bit)，称之为挪用标识(stealingflag)，用以区分该时隙是载送业务信道(TCH)或是控制数据，如快关联控制信道(Fast-associated Control Channel，FACCH)。

在GSM传送系统中，解调传送符号接收器的其中一种形式是使用维特比均衡器。在GSM与其它无线通信系统中，因为无线电传播的特性，被传送的信息信号会以线性方式被合并，在接收端  以维特比均衡器处理该接收到的信号样本。维特比均衡器是根据最大可能序列估计(maximum likelihoodsequence estimation，MLSE)方法，解调出被传送的符号。为了找到最佳的传送符号序列(即最有可能考虑到的接收符号)，维特比均衡器必须去估计信道并因而取得信道信息。信道信息提供一种信道模式，信道信息并能预测不同符号序列的特征。通过比较二个先前状态(predecessor state)的累积路径度量(accumulated path metrics)，再加上所谓的转换或分支度量(transition or branch metrics)，均衡器使用该信道信息以选择最可能的转换至新的状态。

已经有人提出数种运用训练序列数据的信道估计技术。训练序列是任何已知的通信系统中已标准化的数据。最简单的信道估计器是根据块相关性(block correlation)。例如，在Lopes所著的Performance of ViterbiEqualizers for the GSM System，发表于Second IEEE National Conferenceon Telecommunications，第61至66页，1989年一文中，描述信道估计程序基本上是计算该接收信号与事先储存的训练序列的N个位的相关性。此文中，信道估计程序的结果是信道脉冲响应(channel impulse response，CIR)。由于该技术使用短相关性长度(short correlation length)，因而可能受到加性噪声源(additive noise soufces)的影响，而限制此经过块相关性计算(block correlation)得到的信道脉冲响应估计的准确性。另一文章，Khayrallah等人所著的Improved Channel Estimation with SideInformation，发表于47th IEEE Conference on Vehicular Technology，Vol.2，第1049至1053页，1997年一文中，描述最小平方法(least square，LS)及限制性最小平方法信道估计器(constrained least square based channelestimator)可用以去除加性噪声，因此可提升信道脉冲响应的估计品质。文中描述的信道估计程序是使用逆矩阵运算(matrix inversion)，需要相当的运算量，并且在实践上可能因可用的字符长度不足(word length available)而有麻烦。

针对上述问题，即当信道估计程序是使用逆矩阵运算(matrix inversion)时，需要相当的运算量，并且在实践上可能因可用的字符长度不足(wordlength available)，本发明提供一种用于无线通信系统的接收器，该接收器具有前端装置(front end)以接收在无线信道传输的信息信号。该前端装置提供信号输出，该输出包含任何码间干扰(intersymbol interfefence)，该干扰由无线信道的传送所引起。模拟/数字转换器将该信号转换成采样值序列。信道估计器自该采样值序列估计信道脉冲响应(channel impulseresponse)。该信道估计器包含第一相关性单元(first correlation unit)，通过N个中间训练码位与多个采样值进行相关性计算，以产生相关值(correlation value)。定位单元(positioning unit)根据第一信道脉冲响应估计的估计品质，以从该第一相关性单元的该相关值中选择L个相关值。该定位单元并会根据该第一信道脉冲响应估计来校准一组接收的信号样本。第二相关性单元用来将校准后接收信号样本与M个中间训练码位进行相关性计算，其中M大于N，并且消除至少一部份的相关性效应以产生第二信道脉冲响应估计。

本发明解决了当信道估计程序是使用逆矩阵运算(matrix inversion)时，需要相当的运算量，并且在实践上可能因可用的字符长度不足(wordlength available)而带来的问题。

关于本发明的优点与精神可以通过以下的发明详述及附图得到进一步的了解。

附图说明

图1显示估计信道脉冲响应的电路的方块图。

图2显示分散性无线信道的信道模型，以说明多路径、噪音及干扰的贡献。

图3显示多级第二关联性单元在补偿状态下的方块图。

图4显示另一实施例的第二关联型单元的方块图。

附图标记说明

1：发送器                    2：接收器

3：信道估计器                21：采样保持器

22：模拟数字转换器           18：数字模拟转换器

31：储存单元                 32：第一相关性单元

33：训练序列单元             34：定位单元

35：第二相关性单元                35a1：第一阶段

35a2：第二阶段                    35a11：补偿单元

35a12：相关器

具体实施方式

本发明的优选实施例中，最好是使用相关型信道估计器(correlationtype channel estimator)，其使用多于N个中间训练码位，如M个中间训练码位，以改进仅使用N个中间训练码位的现有技术的信道估计品质。本发明的实施例中，可使用二种相关性单元：第一相关性单元和多级(multistage)第二相关性单元。在此实施例中，第一相关性单元产生数据以用于产生初始信道脉冲响应(initial CIR)估计，该初始信道脉冲响应估计用以提供至第二相关性单元。第一相关性单元最好是执行块相关性计算(blockcorrelation)，该块相关性是使用N个中间训练码位的块，正交于其它的训练序列。第二相关性单元最好是利用额外的一个或多个相关性计算以改进初始信道脉冲响应估计，该额外的相关性计算使用长度为M个中间训练码位的块，而M大于N。以长度为M个中间训练码位的块执行额外的相关性计算，其优点在于干扰抑制效果较好，但通常并没有与该训练序列有正交性。据此，第二相关性单元最好以补偿的方式来减少因M位中间训练码序列的非正交性质而造成的相关性效应(correlation effects)，以获得更准确的信道脉冲响应估计。

本发明另外优选实施例提供一种GSM通信系统，此系统使用信道估计器，从接收到的突发信号(burst)产生信道脉冲响应的估计。此系统最好包含第一相关性单元，第一相关性单元使用N个中间训练码位以评估接收到的信号，在宽广的搜寻范围内产生第一相关性输出(first correlationoutputs)。定位单元确认第一相关性输出(candidate first correlationoutputs)的候选者，这些候选者输出在滑动搜寻窗口内(slidingobservation window)具有最佳的估计品质(estimation quality)，该定位单元输出这些候选者作为初始信道脉冲响应估计(initial CIR estimate)。该定位单元是连结第二相关性单元，第二相关性单元具有M个(M大于N)中央中间训练码位(center midamble bit)以对该接收到的信号样本进行相关性计算。第二相关性单元根据初始信道脉冲响应估计以补偿的方式阶段性地执行相关性计算，以改进信道估计的品质。

另外的优选实施例提供信道估计，该信道估计器接收并处理于GSM系统中，通过分布式传输信道(dispersive transmission channel)的传送符号。该信道估计器具有储存单元用以累积接收到的信号样本，这些接收到的信号样本是突发信号经过模拟数字转换器所得到的。附加的储存单元储存该训练序列位。最好是第一相关性单元对接收到的样本与由基站指定的训练序列的N个中央(中间训练码)位进行相关性计算。最好是定位单元定位出(locate)被选择的信道系数(selected channel coefficients)以及根据选定的信道脉冲响应来校准该P个接收到的信号样本。多级(multistage)第二相关性单元以训练序列的M个(M大于N)中间训练码位执行相关性计算，该相关性计算使用多级程序以消除干扰(interference)。该干扰的原因是该训练序列的延伸序列的非正交性质(non-orthogonal property)。该更精确的信道系数是通过反复迭代(iteratively)获得，并输出更正确的信道估计。

例如，该模拟数字转换器可以在每一个传送的符号区间(transmittedsymbol interval，Tb)采样一次在接收端该接收到的信号。该储存单元是内存，其包含储存器用以储存在GSM正常的突发信号中多于P个接收到的信号样本。第一相关性单元将训练序列的N个中央(中间训练码)位与这些储存的信号样本在宽广的搜寻范围中进行相关性计算，这些训练序列位是储存于额外的储存单元中。定位单元自第一相关性单元中取用这些相关值作为输入值，并且观察这些估计品质的数值(values of estimation quality)。在每一搜寻窗口中每次从这些相关值所获得L个连续相关数值，距该宽广的搜寻范围开始之处有特定的偏移量(shift)，即在搜寻窗口中L个连续相关值以滑动方式(sliding way)移动跨越该宽广的搜寻范围。该定位单元判定第一信道脉冲响应估计，而该第一信道脉冲响应估计具有最佳估计品质且其对应的搜寻窗口相对于搜寻范围具有某一滑动偏移(sliding shift)量。然后该定位单元根据该选择的信道脉冲响应估计，于时间点上校准接收的信号样本。多级的第二相关性单元取用第一信道脉冲响应估计当成输入，并且将校准过的接收信号样本与序列位的M个(M大于N)中央中间训练码位进行相关性计算以去除因延伸的训练序列的非正交性质所引起的相关性效应(correlation effects)。

GSM标准规定八种训练序列以用于正常的突发信号传送，每一个训练序列由26字节成，这其中的16个中央位是正交于除了本身之外的的训练序列的长度为16位的任何序列片段。常用的，相关模式信道估计器(correlationtype channel estimator)使用训练序列的正交性质以简单地分析通信信道的无线电波的传播特性。这种相关模式信道估计器，如Lopes所著的Performance of Viterbi Equalizers for the GSM System，发表于SecondIEEE National Conference on Telecommunications，第61至66页，1989年一文中，在时序误差存在的情况下，使用训练序列的N个中央位在宽广的搜寻范围内与接收到的信号样本进行相关性计算。该相关器观察该相关性输出并且选择具最佳估计品质的相关性输出作为信道脉冲响应。以此判定的信道脉冲响应系数是用于均衡器中以解调(demodulate)传送符号。在加性白高斯噪声(additive white Gaussian noise，AWGN)存在的情况下，由于相关性长度(correlation length)不够，这种相关性信道估计的准确度可能会下降。

如Khayrallah等人所著的Improved Channel Estimation with SideInformation，发表于47th IEEE Conference on Vehicular Technology，Vol.2，第1049至1053页，1997年一文中所述，由最小平方法以及限制性最小平方法的信道估计器来改进估计品质。这类的估计器常常使用逆矩阵运算，需要大量的运算，并需要很大的内存来储存数据。并且，这些估计器在实际的操作中可能引发量化的错误(quantization errors)。

使用多于N个中间训练码位可以使相关模式信道估计器平均掉噪声效应(noise effect)并因而改善信道脉冲响应估计的信号噪声比(signal-to-noise ratio，SNR)。另一方面，如果使用多于一般的N个中间训练码位，延伸的中间训练码位序列将不再是正交于这些训练序列字节集合(sets)。尽管该延伸的中间训练码序列仍将有一定的正交性来提供有用的信息以估计信道脉冲响应。然而，训练序列的非完全正交性质会引导出相关性效应并因而会增进误差变异性。使用多于N个中央中间训练码位的信道估计器以补偿起因于非正交的训练模式(training pattern)的相关性效应。否则的话，该方法只能用于低信噪比的情形，即噪声变化大于信号时。本发明可以在某些实践上提供一种使用多于N个中央中间训练码位的数字信道估计器，为信道估计改进信号噪声比。本发明提供补偿结构，其最好适用于该估计器中，以减少因训练序列的延伸序列的非正交性质所引起的相关性效应。

图1表示无线传送系统，其中被传送的信息信号由发送器1(transmitter1)以位dk型式发送。由于在发送器1与接收器前端装置(receiver front end)2之间有自由空间的无线电传播(free space radio propagation)，传送的信号因反射所造成的多径传输所扭曲，以及因被外加的噪声及其它干扰信号所扭曲。在此种情况下，接收到的信号是线性迭加于目前与先前传送的位的延迟信号部份(即多径的贡献，multipath contribution)以及干扰信号与噪声。为了克服这种多径效应，适应性均衡器(adaptive equalizer)或最大可能序列估计器(MLSE)的维特比均衡器被用于解调传送的符号。为了以最大可能序列估计的方式取得传送符号的最佳序列，维特比均衡器需要该信道信息，经过比较二个先前状态的累积路径度量加上所谓的转换度量(transitionmetrics)(或分支度量，branch metrics)，以选择最可能的转变至新的状态。

接收器前端装置2(如图1)经过一传播多径信道接收无线电波，并且下变换(down convert)该接收信号以成为基带信号(base band signal)。该下变换的基带信号是由采样保持器21(sample and hold unit 21)采样，并接着由模拟数字转换器22将该接收信号波样本数字化。该传播多径信道可被模型化为具有记忆的信道，其记忆长度为L的。也就是说，该接收的信号样本是L个已被传送的符号，干扰信号及噪声迭加(superposition)而成的，如图2所示。储存单元31(如图1)累积相对应于单一突发信号的该数字化的接收信号样本。

第一信道脉冲响应估计是在第一相关性单元32中决定，其估计是通过储存于储存单元31中的接收信号样本与储存于训练序列单元33中的N个中央中间训练码位进行相关性计算。至于GSM通信网路中优选实施例，该训练序列通常是八个指定的正常突发信号的训练序列中的一个，并且数字N将会是16。当然，未来很有可能会使用不同的训练序列，在那种情况，通常是选定具正交性质的训练序列中的最大数字为N。由于同步差错(synchronization error)所导致时序的不确定性(timing uncertainty)，第一相关性单元32的相关性计算程序在宽广的搜寻范围中发生，例如，L与左右各W个符号的范围，因此，第一相关性单元32会产生(2W+L)个相关性输出值(correlation output value)。每一相关性输出值得自于N个中间训练码位与来自于接收突发信号的不同位置的接收信号样本所进行的相关性计算。为了达到此项功能，储存单元31的大小最好被设定超过P+2*W以累积接收到的信号样本，以用于该搜寻范围。

以下详述第一相关性单元32的操作。假设该信道具有5个内存单元的内存，故可模式化(model)具有5个分接(five-tap)的有限脉冲响应滤波器(finite impulse response filter，FIR filter)(图2中有一般性的叙述)。传送的正常突发信号包含第一数据块(first data block)、训练序列(c0，c1，c2…c23，c24，c25)及第二资料块。突发信号符号会在被接收前由无线信道调制，以用于传送。对于该训练序列而言，其对应的信道输出可被写成如下所示：

                  y₀＝h₀c₀+h₁c₁+h₂c₂+h₃c₃+h₄c₄+x₀

                  y₁＝h₀c₁+h₁c₂+h₂c₃+h₃c₄+h₄c₅+x₁

                  y₂＝h₀c₂+h₁c₃+h₂c₄+h₃c₅+h₄c₆+x₂

             *                    *                     *

                  y₂₀＝h₀c₂₀+h₁c₂₁+h₂c₂₂+h₃c₂₃+h₄c₂₄+x₂₀

                  y₂₁＝h₀c₂₁+h₁c₂₂+h₂c₂₃+h₃c₂₄+h₄c₂₅+x₂₁

其中h_n，n＝0，1，...，4为有限脉冲响应滤波器的分接系数(tapcoefficient)，x项表示残留误差(residual error)。选择一特殊的训练序列，取其中间训练码位个数N为16，则该中间训练码序列可以s1＝[c5，c6，…c19，c20]标识，并且可以得到下列的向量(vector)r₀，r₁，r₂，r₃，r₄：

                       r₀＝[y₁y₂…y₁₆]

                       r₁＝[y₂y₃…y₁₇]

                       r₂＝[y₃y₄…y₁₈]

                          r₃＝[y₄y₅…y₁₉]

                          r₄＝[y₅y₆…y₂₀].

第一相关性单元32计算与的向量内积(inner product)，并产生以下结果： $\underset{i=1}{\overset{16}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i{c}_{4+i}=\underset{i=1}{\overset{16}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{4+i}\underset{l=0}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l{c}_{l+i}=\underset{i=1}{\overset{16}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{4+i}^2{h}_4+\underset{i=1}{\overset{16}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l{c}_{4+i}{c}_{l+i}+\underset{i=1}{\overset{16}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{4+i}{x}_i=16h_4+\underset{i=1}{\overset{16}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{4+1}{x}_i$

将上述结果除以16，此处的16为中间训练码序列中符号的数目，然后产生最后的结果，该结果即为h4的估计，如下所示： ${\hat{h}}_4^{\left(0\right)}=\frac{1}{16}(s_1^T\·r_0).$

由上述计算程序可知，第一相关性单元可提供信道脉冲响应的估计(即向量)。

2W+L个相关性输出值中的部分可提供有用的信息作为信道脉冲响应估计之用，除此之外，其它的相关性输出值是因为残留误差而导致不是零。该残留误差是由噪声及非理想性效应(non-ideal effect)所造成，例如：多路径传播信道的记忆长度超过L。定位单元34观察来自第一相关性单元32的相关值，且计算数个估计品质的数值，每一品质数值来自于在连续的滑动窗口内的L个相关值。有数种估计品质的测定方法可以使用，例如：接收符号值与估计符号值之间的差异的平方的总和。最低的总和数被选定为最佳的估计值。该具有最佳的估计品质的L个相关值被选定为初始信道脉冲响应估计，且相对应的搜寻窗口也会被决定。接着，定位单元34辨识位于储存单元31的P个接收的信号样本，该信号样本是根据第一信道脉冲响应估计而校准的。

如图3所示的结构，第二相关性单元35接着对接收到的信号样本与M个中间训练码位进行相关性计算，其中M大于N，经过连续的补偿与估计阶段，反复迭代地更正信道脉冲响应的估计。例如，M个中间训练码位可为由基站指定的GSM训练序列的22个中央位。如图3所示，可有J个连续性阶段，每一个阶段具有相同的结构。本结构是特别适合采用数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)，对于其它接收器的部分也是如此。在定位后第一相关性单元32决定的第一信道脉冲响应数值h₀ ⁽⁰⁾，h₁ ⁽⁰⁾，...，h_L-1 ⁽⁰⁾，这些数值也提供作为第二相关性单元35的第一阶段35a1(如图3中所示)的输入值。为了信道脉冲响应的特定分接(tap)，例如h1，那些由信道脉冲响应的其它分接所贡献的信号会被重建并接着从接收的信号样本中被减去。此动作在相对应于那个关卡的补偿单元35a11中完成。接着，这些目前“较干净的”信号样本与M个中间训练码位进行相关性计算以产生更精确的估计值h1。

此种策略的有效性可由下列向量中的h0成分的计算中解释： $c_0\·(y_0-\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(0\right)}{c}_i)+c_1\·(y_1-\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(0\right)}{c}_{i+1})+\·\·\·+c_{21}\·(y_{21}-\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(0\right)}{c}_{i+21})$ $c_0\·(y_0-\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{{\hat{h}}_i}^{\left(0\right)}{c}_i)+c_1\·(y_1-\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{{\hat{h}}_i}^{\left(0\right)}{c}_{i+1})+\·\·\·+c_{21}\·(y_{21}-\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{{\hat{h}}_i}^{\left(0\right)}{c}_{i+21})$ $+c_{21}\·(c_{21}{h}_0+x_{21}+\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}(h_1-{\hat{h}}_i^{\left(0\right)})c_{i+21})$ $={22h}_0+\underset{i=0}{\overset{21}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i{x}_i+\mathrm{residualerror}$

因此，基于平均样本数增加的影响，相关误差(correlation error)可以被消除。这可使第二相关性单元更有效率地消除附加的噪声且对于信道脉冲响应具有较佳的估计。

每一分接的相关性计算是在相对应于该分接的相关器35a12中执行。如上所述的方程式，该相关器接收该信道系数的补偿版本(compensatedversion)相对应于该训练序列的向量c。该相关器将这些相关性相加，然后将其结果除以该相关性中的M个样本以提供平均值给该新的信道估计。该新的信道脉冲响应估计接着输出，到维特比均衡器或第二相关器的下一阶段。相同的程序用于该信道脉冲响应的其它分接中，实施时，最好并行处理这些不同分接的计算。当于目前阶段更精确的估计完成后，例如：j阶段，相同的程序会用于下一阶段j+1中，通过于阶段j所得到的更精细的信道脉冲响应估计，直到阶段J完成。阶段的数目通常通过平衡该计算的延迟(balancingthe computational delay)来选定，该延迟的原因是每一阶段所提供的增益(gain)。例如，实施时，在第二相关性单元使用二个阶段。另一方面，甚至使用单一个阶段步骤在第二相关性单元就可提供超过0.3-0.4dB的增益。接着，第二相关性单元提供维特比均衡器该最后的信道脉冲响应估计作为信道信息。

另一实施例如图4所示，其减少第二相关性单元的复杂度，并节省运算时间。关于图4的实施例，并不需要对整个M个位的序列(M-bit sequence)与第二相关性阶段(correlation stage)中的接收信号样本进行相关性计算，因为来自第一相关性单元的由N个位得到的初始信道脉冲响应估计已经存在。也就是，该第一相关性单元系由该N个中间训练码位进行相关性计算，因而只有位于该N个中间训练码位的任一侧的(M-N)/2个位的相关性需要在第二相关性单元中被计算。例如：第一相关性单元在第n个阶段中目前估计h₀，因而相关性计算不必再执行一次。该所有M个接收到的信号样本的相关性可以被分成三部份：直至N个中央中间训练码位的左半部、N个中央中间训练码位、以及从N个中央中间训练码位以后的右半部。该N个中央中间训练码位的相关性总是可由第一相关性单元的计算而得，只有左侧与右侧的部分需要被计算相关性。为了补偿相关性效应，补偿项目(compensation term)由其它的每一个分接决定并从该相关值中减去。该补偿项目仅仅是估计的信道脉冲响应的产物，从该前阶段与常数(constant)获得。图4说明在阶段n、为h₀估计的另一种第二相关性单元。

图4的实施例的操作模式可由下列系数h₀的计算中说明，该计算中假设如前述的L个信道内存，而L＝5： $c_0\·(y_0-\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(0\right)}{c}_i)+c_1\·(y_1-\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(0\right)}{c}_{i+1})+\·\·\·+c_{21}\·(y_{21}-\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(0\right)}{c}_{i+21})$ $=c_0\·y_0{+c}_1\·y_1+c_2\·y_2+c_3\·y_3+c_4\·y_4+c_{21}\·y_{21}$ $-c_0\·\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(0\right)}{c}_i-c_1\·\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(n\right)}{c}_{i+1}-c_2\·\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(n\right)}{c}_{i+2}-c_3\·\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(n\right)}{c}_{i+3}-c_4\·\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_i^{\left(n\right)}{c}_{i+4}$ $+c_5\·y_5+\·\·\·{+c}_{20}\·y_{20}$

在等号右边，第一行的项目代表左侧的相关性，也就是接收到的信号样本{y₀y₁y₂y₃y₄}的部分相关性(partial correlations)，第二行的项目代表右侧的相关性，也就是接收到的信号样本{y₂₁}的部分相关性(partialcorrelations)在第三行的项目代表补偿效应，该补偿效应来自于延伸长度的训练序列所引起的部分交叉相关性(partial cross-correlations)。，第四行的项目只是初始相关性的结果(initial correlation result)，该结果已经过第一相关性单元产生。以上是假设相关性单元在信道估计器第n个阶段后已经产生信道脉冲响应估计。该最后合并结果除以单元35b15所使用的中间训练码符号的数量M，且该输出是信道脉冲响应系数新的估计。图4中这种减少复杂度的实施方法仅需要对接收到的样本进行部分相关性计算并减去该补偿因子(compensation factor)，不需要重新计算该初始相关性结果。

通过以上优选实施例的描述，希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所公开的优选实施例来对本发明的范围加以限制。相反地，其目的是希望在本发明的权利要求的范围内能包括各种变化及相似的结构。

Claims (9)

1.一种用于无线通信系统的接收器，该接收器包括：

前端装置，用以接收无线信道传送来的信息信号，该前端装置提供信号输出，该信号输出包含该无线信道的传送过程中所形成的任何码间干扰；

模拟数字转换器，所转换信号的输出为采样数值序列；以及

信道估计器，从该采样数值序列估测信道的信道脉冲响应；

该信道估计器包含：

第一相关性单元，以将N个中间训练码位与多个该采样值进行相关性计算，来产生多个相关值；

定位单元，根据第一信道脉冲响应估计的估计品质，以从该第一相关性单元的该相关值中选择L个相关值，并且该定位单元根据该第一信道脉冲响应估计来将一组接收到的信号样本进行校准；以及

第二相关性单元，用来将所接收到的信号样本与M个中间训练码位进行相关性计算，其中M大于N，并且消除至少一部份的相关性效应以产生第二信道脉冲响应估计。

2.如权利要求1所述的接收器，其中该第二相关性单元反复迭代地运作以持续地更正非正交性效应，以及持续性地对于所接收到的信号样本与该M个中间训练码位进行相关性计算。

3.如权利要求1所述的接收器，其中该第二相关性单元提供一个或多个阶段的信道脉冲响应估计。

4.如权利要求1所述的接收器，其中该第二相关性单元提供二个或多个反复迭代的信道脉冲响应估计，而该第二信道脉冲响应估计则是提供用于该第二相关性单元内之一第二阶段的反复迭代式信道脉冲响应估计。

5.如权利要求3所述的接收器，其中该第二相关性单元包含：

L个分接，每分接代表来自一信道的信号组成成分，该信道具有记忆长度为L的信道，每一该L个分接耦合至相对应的重建单元，每一该重建单元则用来计算出干扰信号，并将该干扰信号从提供至该相对应分接的信号中减去，以对于该信号进行补偿，该干扰信号则代表除了该相对应分接之外的其它L-1个分接的信号贡献；以及

L个相关器，每一该相关器耦合至该等L个分接中的一个以接收来自该相对应分接已经经过补偿的信号，并且将该经过补偿的信号与该M个中间训练码位进行相关性计算；

该L个相关器则用以产生该第二信道脉冲响应估计。

6.如权利要求5所述的接收器，其中该等L个关联器评定出相关值，且输出该第二信道脉冲响应估计中的组成成分。

7.如权利要求5所述的接收器，其中来自该信道的一个符号是由L个先前已传送的符号相迭加所形成。

8.如权利要求1所述的接收器，其中对于L个分接的信道的一个分接每次进行估计时，该第二相关性单元会将于左侧与右侧部份所接收到的信号样本进行相关性计算，以提供出左侧与右侧的相关值，并且经过对该N个中间训练码位进行相关性计算以便在每次对于一个分接进行估计时，可得出前N个中间训练码数值，并且该第二相关性单元会将该左侧与右侧相关值以及该前N个中间训练码数值相加起来。

9.如权利要求8所述的接收器，进一步包含减法单元用以减去数值，该数值与来自其它关卡的干扰信号的估计成比例。

Images