【発明の詳細な説明】
放電燈の高周波動作用回路
技術分野
本発明は、
＊ 低周波供給電圧源への接続用入力端子と、
＊ 前記低周波供給電圧源が供給する低周波供給電圧から第一容量手段の両端
にDC電圧を発生させる第一整流手段と、
＊ 前記DC電圧から周波数ｆを有する高周波AC電圧を発生させるDC/ACコ
ンバータと、
＊ 誘導型手段、第二容量型手段、および前記放電燈を負荷分岐に結合するた
めの結合手段を有する直列構成を有する、前記DC/ACコンバータの接続点
N1を前記第一整流手段と前記第一容量型手段との間の接続点N2に接続して
いる負荷分岐と、
＊ 前記DC/ACコンバータが発生する高周波電圧をDC電圧に変換する、前記負
荷分岐の前記第一容量型手段と接続点N3とに結合されている第二整流手段
と、
＊ 所望パワーの尺度である制御信号に応じて前記放電燈が消費するパワーを
制御する制御手段とを
有する放電燈の高周波動作用回路に関する。
背景技術
このような回路は、WO 96/10897により公知である。この既知の回路における
第一整流手段は電圧逓倍器として構成されていて、かつ電圧逓倍器がDC電圧をそ
の両端に発生させる第一容量型手段は、第一および第二容量型インピーダンスを
有する。第一容量型手段の両端の電圧は、これ以降本明細書中では、バッファ電
圧とも呼ばれる。負荷分岐は、誘導型手段以外に、別の容量型手段と、第二容量
型手段と、結合手段とを有する。この別の容量型手段の一方の側は、接続点
N2に接続されている。この別の容量型手段の他方の側は、接続点N3に接続されて
いる。放電燈（これ以降ランプとも呼ばれる）によって消費されるパワーは、DC
/ACコンバータのスイッチ素子のデューティサイクルに影響を及ぼす制御手段に
よって制御することができる。
第一整流手段には、第二整流手段の一部をも同時に形成している第一および第
二単方向手段が設けられている。第二整流手段は、ランプ動作の間、回路を実質
的に抵抗インピーダンスとして機能させる。この場合、回路はほとんど障害を発
生させることなく、かつ回路はランプ動作の間高い力率をもつであろう。これを
達成するために、バッファ電圧は底値より常に高くなければならない。電圧逓倍
が使用される場合、この底値は低周波電圧源の波高値電圧に等しい。電圧逓倍が
生じない場合には、底値はピークからゼロまでの電圧に等しい。既知の回路で、
パワー値をより低く設定すると、それに応じてバッファ電圧は、相対的に強く上
昇する。このため、一方では、バッファ電圧が公称動作の間底値より高くなるよ
うに回路を設計しなければならない。他方、スイッチ素子と第一容量型手段のよ
うなコンポーネントを、高電圧用に設訃するか、またはランプパワーの制御可能
な範囲を、当該コンポーネントへの損傷が防止されるように制限しなければなら
ない。
発明の開示
本発明の目的は、第一容量型手段の両端の電圧変化が、放電燈が消費するパワ
ーの相対的に広い範囲にわたって相対的に小さいままであり、バッファ電圧が当
該範囲で底値より高い、第一パラグラフに記載した種類の回路を提供することで
ある。
本発明によると、この目的のためにこの回路が特徴とする点は、前記制御信号
が変化するとき、前記制御手段が前記周波数ｆを変え、かつ前記結合手段が、前
記接続点N2と前記接続点N3との間の前記負荷分岐内に接続されている点である。
本発明の回路の場合、前記第二整流手段が結合されている前記接続点N3の電圧
は、ランプ電流にほとんど依存しない。驚くべきことに、このことから、周波数
を変化させることによってランプパワーを理想値に調整することが可能になり、
そして同時に、ランプパワーが減少する場合、バッファ電圧の変化を制限したま
まで、第二整流手段によりバッファ電圧のレベルを制御することが可能になった
。この結果、本発明によると、回路に低廉なコンポーネントを使用することがで
き、しかも、広範囲にわたってランプパワーを制御することが可能となった。
放電燈によって消費されるパワーを制御するこの制御手段は、直接周波数を変
えることができる。例えば、この制御手段は、高周波数と低周波数の間で定期的
に周波数ｆを変調する。このとき、ランプによって消費されるパワーは、低周波
数の間隔の相対的な持続時間に応じてほぼ線形に上昇する。最も良い結果は、周
波数が、所望のパワーに無段階に依存する定数値である場合の実施例で得られる
。一実施例では、周波数ｆは制御信号に間接的に依存する。例えば、米国特許第
5,525,872号に記載されている制御手段を、スイッチ要素ｓの時間Tt−Tdを第一
および第二スイッチ素子を有する半分ブリッジ回路が設けられたDC/ACコンバー
タの制御信号の関数として変化させて、使用することができる。ここでTtは、ス
イッチ素子が伝導している間の時間間隔で、Tdは、スイッチ素子をシャントさせ
ているフリーホィールダイオードが伝導している間の時間間隔である。時間Tt−
Tdが変化する場合、周波数ｆも変化する。
上述したランプパワーの制御可能性の中で、ランプパワーをDC/ACコンバータ
の周波数によって直接制御する実施例は、その簡単さのために良く採用される。
ランプによって消費されるパワーが変化するとき、バッファ電圧の変化を制限す
るのが望ましいが、第一容量型手段の両端の電圧が、公称パワーでの第一電圧Vm
inから、公称ランプパワーの1/5での第二電圧Vmaxまで、単調に上昇するとき、V
max/Vminの比が1.2と1.7の間にあることが望ましい。ランプによって消費される
パワーが減少するときにバッファ電圧がこのように漸増することにより、ランプ
を有する回路の安定した動作が容易に得られることが判明した。
放電燈と回路を、分離できないように結合させても良い。その場合、結合手段
を、負荷分岐とランプの間の固定電気的接続として構成しても良い。これに代え
て、負荷分岐とランプを電気的に分離させるために、変成器を負荷分岐内に含ま
せても良い。別の実施例では、ランプは回路と着脱可能に結合される。結合手段
は、この場合、ランプのコンタクトピンと協働するコンタクトソケットとして構
成しても良い。
魅力的な実施例が特徴とする点は、放電燈が存在しないときの接続点N3の電圧
と接続点N1の電圧との間の伝達関数が、放電燈によって消費されるパワーの制御
範囲内で負増幅周波数特性を有する点である。接続点N3の電圧は、周波数が増大
するにつれて低下する。これは、第二整流手段の第一容量型手段のチャージング
への貢献が減少することも意味する。この結果、バッファ電圧は、ランプによっ
て消費されるパワーが変化しても、ほとんど変化しないであろう。
この実施例の好ましい変形例が特徴とする点は、前記負荷分岐が別の誘導型手
段を有し、前記接続点N3が前記誘導型手段と別の前記誘導型手段との間にあり、
そして、前記第二整流手段が、第三容量型手段が設けられている帰還回路を介し
て前記負荷分岐内の前記接続点N3に結合されている点である。この変形例の場合
でも、その妨害レベルは非常に低い。何故ならば、誘導型手段と、別の誘導型手
段と、容量型手段とが、帰還回路内にカスケードフィルタを形成しているからで
ある。
本発明の回路の別の魅力的な実施例が特徴とする点は、前記第二整流手段に、
並列分岐によってシャントされている単方向手段が設けられている点である。並
列分岐のインピーダンスを適切に選択することにより、ランプパワーが低くなる
につれて、接続点N3から第二整流手段までの高周波電流が、並列分岐をより強く
流れるようにすることが出来る。このようにして、第二整流手段のバッファ電圧
への関与は少くなる。
有利な実施例が特徴とする点は、前記第二整流手段が、追加的に負荷分岐内の
接続点N5に接続されていて、前記結合手段が、前記負荷分岐内の前記接合点N3と
前記接合点N5の間に接続されている点である。ランプ電流は、本発明の回路のこ
の実施例において相対的に低い波高率を有する。さらに、第二整流手段の負荷は
、数個のコンポーネントに分布している。この結果、これらのコンポーネントは
、相対的に低い負荷容量を有することになるので、価格も安くなる。
第二整流手段の単方向手段は、第一整流手段から分離しても良い。これに代え
て、当該単方向手段が、第一整流手段の一部を同時に形成していても良い。
図面の簡単な説明
本発明の回路のこれらと他の特徴点は、以下に、図面を参照してより詳細に説
明される。
第１図は、本発明の回路の第一実施例を線図的に示す。
第２図は、第１図の回路をより詳細に示す。
第３図は、バッファ電圧Vc1をランプが消費するパワーPlaの関数としてプロッ
トしたものである。
第４図は、第一実施例の第一変形例を線図的に示す。
第５図は、第一実施例の第二変形例を線図的に示す。
第６図は、本発明の回路の第二実施例を示す。
第７図は、第二実施例においてバッファ電圧Vc1をランプが消費するパワーPla
の関数としてプロットしたものである。
第８図は、第二実施例の変形例においてバッファ電圧Vc11'をランプが消費す
るパワーPlaの関数としてプロットしている。
第９図は、ランプが消費するパワーPlaをDC/ACコンバータの周波数の関数とし
てプロットしている。
発明を実施するための最良の形態
第１図は、放電燈Liの高周波動作用回路の第一実施例を線図的に示す。図示さ
れている回路は、低周波電源Vinに接続されている入力端子T1，T2を有する。回
路は、第一容量型手段C1の両端に、低周波供給電源から供給される低周波供給電
圧からDC電圧を発生させる第一整流手段RM1を、さらに有する。回路は、さらに
、DC電圧から周波数ｆのAC電圧を発生させるDC/ACコンバータIVを有する。負荷
分岐Ｂは回路の一部を形成する。負荷分岐は、誘導型手段L3と、第二容量型手段
C2と、放電燈Liを負荷分岐に結合するための結合手段T3、T4とからなる直列接続
を有する。直列構成は、DC/ACコンバータの接続点N1を第一整流手段と第一容量
型手段の間の接続点N2に接続する。回路は、さらに、DC/ACコンバータが発生さ
せる高周波電圧をDC電圧に変換する第二整流手段RM2を有する。第二整流手段は
、第一容量型手段と負荷分岐内の接続点N3とに結合され
ている。また、回路には、必要なパワーの尺度である制御信号Sgに応じて、放電
燈Liが消費するパワーを制御する制御手段CRが設けられている。
制御信号Sgが変化すると、制御手段CRは周波数ｆを変化させる。結合手段T3、
T4は、負荷分岐の接続点N2と接点続N3との間に接続されている。
第２図は、第１図の回路をより詳細に示す。第一整流手段RM1は、誘導型イン
ピーダンスL1、L2および容量型インピーダンスC4、C5を有する入力フィルタを介
して、入力端子T1、T2に結合されている。入力端子T1、T2は、容量型インピーダ
ンスC4により相互接続されている。容量型インピーダンスC5の第一の側は、誘導
型インピーダンスL1を介して容量型インピーダンスC4の第一の側に接続されてい
る。容量型インピーダンスC5の第二の側は、誘導型インピーダンスL2を介して容
量型インピーダンスC4の第二の側に接続されている。容量型インピーダンスC5の
各々の側は、第一整流手段RM1に接続されている。第一整流手段は、容量型イン
ピーダンスC8によってシャントされている。
DC/ACコンバータは、動作中、制御手段CRにより高周波の伝導状態に交互に切
り換えられる第一および第二スイッチ素子S1、S2を有する。この目的のために、
スイッチ素子の制御電極は、制御手段CRの出力１、２に接続されている。
負荷分岐Ｂの直列構成は、誘導型インピーダンスL3により形成されている誘導
型手段と、誘導型インピーダンスL4によって形成された別の誘導型手段と、ラン
プ接続端子T3、T4の形態の結合手段と、容量型インピーダンスC2により形成され
ている第二容量型手段と、別の容量型インピーダンスC7とを有する。ランプLiの
それぞれの電極の電流供給導体は、ランプの接続端子T3、T4の各々に接続されて
いる。電極は、別の実施例では接続されていない追加電流供給導体を有する。結
合手段は、追加ランプ接続端子T3'、T4'を有する。それぞれの電極の別の電流供
給導体は、電極の予熱または追加熱の目的のためにこれら電極の各々に接続され
ている。追加ランプ接続端子T3'、T4'を、容量型インピーダンスによって相互接
続しても良い。またさらに別の実施例では、ランプ接続端子T3とT3'は、容量型
インピーダンスの直列構成と磁気的に誘導型インピーダンスL3に結合されるコイ
ルにより相互接続されている。この場合、ランプ接続端子T4とT4'は、同様の方
法で相互接続されている。誘導型インピーダンスL3の終
端により形成されている負荷分岐の第一端は、DC/ACコンバータの接続点N1に接
続されている。接続点N1は、第一および第二スイッチ素子S1、S2によって共有さ
れている第一分岐内の共通点である。容量型インピーダンスC7の一端側によって
形成されている負荷分岐の第二端は、第一整流手段RM1と第一容量型手段C1との
間に接続されている接続点N2に接続されている。別の容量型インピーダンスC7、
容量型インピーダンスC2、およびランプが接続されているランプ接続端子T3、T4
によって形成される負荷分岐の構成部分は、容量型インピーダンスC6によりシャ
ントされている。
ここでは、第二整流手段RM2は、第一整流手段RM1と直列回路を形成して第一容
量型手段をシャントするように、第一容量型手段C1に結合されている。第二整流
手段RM2は、同じ方向を向きかつ連続した単方向要素D5とD6によって形成される
、第一および第二単方向手段が設けられているフィードバックユニットを有する
。さらに、フィードバックユニットは、第二整流手段の第一および第二単方向手
段D5、D6の間の接合点N4が、負荷分岐内の接合点N3に結合されているフィードバ
ック回路を有する。
この目的のために、第二整流手段RM2は、同じ方向を向き、かつ単方向要素D7
およびD8によって連続して形成されている、第一および第二単方向手段の別の直
列構成が設けられている、別のフィードバックユニットを有する。さらに、この
別のフィードバックユニットには、負荷分岐の接続点N5を、別の直列構成の第一
および第二単方向手段の間の接続点N6に接続する別の帰還回路が設けられている
。結合手段T3、T4は、負荷分岐の接続点N3と接続点N5の間に接続される。別の直
列構成が、単方向要素D5とD6の直列構成をシャントさせている。
図示の実施例の場合、接続点N3は、誘導型手段L3と別の誘導型手段L4との間に
在り、そして、帰還回路は、容量型インピーダンスC3により形成される第三容量
型手段を有する。
接続点N3の電圧と接続点N4の電圧との間の伝達関数は、放電燈Liが存在しない
場合、放電燈が消費するパワーの制御範囲で負増幅周波数特性をもつ。放電燈が
存在しない場合の伝達関数は、誘導型インピーダンスL3とL4と容量型インピーダ
ンスC6の値の関数である。伝達関数は、その周波数が誘導型インピーダ
ンスL4と容量型インピーダンスC6とによって決まる零位を有する。増幅度は、周
波数ｆが高くなりかつ零位に近ずくにつれて減少する。
第１および２図に示される回路は、以下のように動作する。入力端子T1、T2が
低周波電源Vinに接続されている場合、低周波供給電源によって供給される低周
波供給電圧は第一整流手段D1-D4によって整流され、DC電圧が第一容量型手段C1
の両端に生じる。スイッチ素子S1、S2は、制御信号Sgに依存する周波数ｆで手段
CRによって伝導状態と非導電性状態に交互に切り換えられる。これにより、接続
点N1で高周波の、実質上方形波のAC電圧が得られる。
このAC電圧により、誘導型手段L3に交流電流が流れる。この電流の第一部分は、
別の誘導型手段L4、ランプ接続端子T3、T4とそれらに接続されているランプLi、
第二容量型手段C2および容量型インピーダンスC7を介して、接続点N2に流れる。
電流の第二部分は、容量型インピーダンスC6を介して接続点N2に流れ、残りの部
分は、第三容量型手段C3を介して接続点N4に流れる。この結果、第一接続点N1の
実際上方形波のAC電圧と同じ周波数をもつ高周波電圧が、接続点N4と接続点N6の
両方に現れる。接続点N4とN6での電圧により、バッファ電圧がこの電源の整流電
圧の瞬時値より高い場合に、供給電圧源から電流が供給される。この結果、この
回路の力率は高くなり、全高周波歪みは低くなる。高い周波数ｆの選択によって
、ランプパワーがより低い値に設定される場合には、N3からN4までの帰還回路に
よる電流は相対的に強く減少するので、バッファ電圧は、十分な値に制限されて
維持される。第１および２図に示される回路は、50Wの電力定格を有する低圧水
銀放電燈を動作させる、周波数50Hzと実効電圧220Vの供給電圧源に接続された。
電圧源の波高値は、311Vであった。一具体例であるこの実施例の場合、容量型イ
ンピーダンスC1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8、およびC9は、それぞれ10μＦ、
180nF、12nF、220nF、100nF、8.2nF、10nF、および180nFの容量値を有していた
。誘導型インピーダンスL1，L2は、共通モードトランスの巻線によって形成され
ていて、各々は22mHのインダクタンス値をもつた。誘導型インピーダンスL3とL4
は、各々、360μＨと540μＨのインダクタンス値をもった。単方向要素D1-D4は
、フィリップス製の1N4007タイプのダイオードであった。使用した単方向要素D5
-D8は、フィリップス製のBYD37J型ダイ
オードであった。International Rectifier社製のFET(タイプ830)は、スイッチ
素子S1、S2として機能した。制御手段CRは、SGS Thomson社製の、タイプSG3524N
のICにより構成された。
ランプパワーは、75.5kHzと65kHzの間で周波数ｆを変化させることにより2.5
〜50Wの範囲に変化した。バッファ電圧Vc1（ボルト）が、ランプパワーPlaの関
数として第３図にプロットされている。一方では、バッファ電圧Vc1は、底値、
ここでは、低周波供給電圧の波高値、すなわち311V、より高く、他方、電圧Vc1
の変化は広範囲の設定されたランプパワーにわたって制限されていることが、明
らかである。電圧Vc1は、この場合、当該範囲で330〜420Vに変化する。
上述の実施例の第一変形例が、第４図に示されている。第１および２図のそれ
に対応する構成部品は、ダッシュ(')が付加された参照番号を有している。この
変形例の単方向要素D5'-D8'は、同時に、第一整流手段としても機能する。単一
方向要素D5'-D8'は、例えば、フィリップス社製のタイプBYD37Mダイオードによ
り構成されている。
第二変形例が、第５図に示されている。第１および２図のそれに対応する構成
部品は、二重ダッシュ(‘’)が付加された参照番号を有している。第二変形例の
第二整流手段は、単一帰還回路N3-N4を有する。単方向要素D1”-D4"は第一整流
手段を形成する。単方向要素D1"とD2"は、D5"と共に、第二整流手段の一部を形
成する整流分岐を形成する。
第６図の実施例の場合、第１および２図のそれに対応する構成部品は、10加え
た参照数字を有する。この実施例の場合、第二整流手段には、並列分岐によって
シャントされた単方向手段D16が設けられている。この並列分岐は、インピーダ
ンスZ1とインピーダンスZ2によって形成されている。インピーダンスZ1は、接続
点N4とN5との間の接続を形成し、Z2は負荷分岐の一部を構成する。一実施例では
、第一インピーダンスZ1は、容量型手段と誘導型手段の直列構成であり、第二イ
ンピーダンスZ2は、容量型手段によって形成されている。実用的な実施例では、
回路は、50Wの電力定格をもつ低圧放電ランプの供給ユニットとして機能する。
容量型インピーダンスC11、C12、およびC20は、各々、10μＦ、180nF、および8.
2nFである。誘導型インピーダンスL13は、930μＨのインダク
タンス値をもつ。インピーダンスZ1の容量型手段と誘導型手段は、それぞれ、12
nFの容量値と220μＨのインダクタンス値をもつ。インピーダンスZ2の容量型手
段は、8.2nFの容量値をもつ。
周波数が48〜80kHzと変化する場合、ランプが消費するパワーは50Wから5Wに変
化する。第７図は、この間に、バッファ電圧は、徐々に上昇するが、450V以下の
値に制限されて維持されていることを示す。この場合、最低電圧(330V)は、底値
、すなわち、供給電圧源の波高値311Vより高い。
好ましい結果が、第二インピーダンスZ2が、誘導型手段と容量型手段を有する
分岐である第６図の実施例の変形例によっても得られた。この変形例の場合、容
量型手段とインピーダンスZ1の誘導型手段は、各々、7.4nFの容量値と220μＨの
インダクタンス値をもつ。インピーダンスZ2の容量型手段と誘導型手段とは、そ
れぞれ、18nFの容量値と68μＨのインダクタンス値をもつ。第８図に示されるよ
うに、第一容量型手段C1の両端電圧Vc11'は、ランプが消費する50Wの公称パワー
での第一電圧Vmin（320V）から、公称ランプパワーの1/5での第二電圧Vmax（450
V）にまで単調に上昇する。Vmax/Vmin比は、1.4であり、1.2と1.7の間にある。
第９図の実線曲線は、本発明によらない回路でランプが消費するパワーPla（
ワット）を、各々、320、350、375、400、425、および450Vの一定のバッファ電
圧に対して周波数ｆの関数として示したものである。点線曲線（参照番号g）は
、上述した本発明の回路の変形例についてランプが消費したパワーPla（ワット
）を周波数ｆの関数として表す。本発明によらない周波数回路の場合、パワーPl
aは、約５から20Wの範囲において周波数に対し著しく変化する。本発明の回路の
場合、バッファ電圧Vc11は、ランプパワーの減少と共に徐々に上昇するので、セ
ットポイント(Pla、f)もまたシフトする。結果として得られた曲線ｇは、当該範
囲でよりゆるやかな勾配を有するので、接続されるランプを有する回路の安定し
たセッティングを、より容易に実現させることができる。
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フロントページの続き
(72)発明者 ヘンドリックス マシエル アントニウス
マーティナス
オランダ国 5656 アーアー アインドー
フェン プロフ ホルストラーン ６
(72)発明者 グラツキ パウェル
オランダ国 5656 アーアー アインドー
フェン プロフ ホルストラーン ６
(72)発明者 ヤンズツァック ジャージ
オランダ国 5656 アーアー アインドー
フェン プロフ ホルストラーン ６