JP2001309676A - Motor position control device - Google Patents
Motor position control deviceInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、モータで駆動され
る負荷に取り付けられた位置検出器からの負荷位置信号
に基づき位置制御を行う電動機の位置制御装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a position control device for a motor that performs position control based on a load position signal from a position detector attached to a load driven by a motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、ボールネジ（ハイリードネ
ジ）等による直動機構を駆動するモータ制御装置では、
通常、モータの角速度をフィードバックして速度制御ル
ープを構成し、モータの角度をフィードバックして位置
制御ループを構成している。この場合、モータがロータ
リエンコーダ等の角度検出器のみを備えている場合は、
検出器の位置信号を差分演算して角速度信号とする。以
下、このような制御系をセミクローズ制御系と呼ぶ。一
方、直動機構を高精度に制御するため、機構の可動テー
ブルにリニアスケール等の直動位置検出手段を取り付
け、検出手段の出力を用いて位置制御系を構成すること
がある。以下、このような制御系をフルクローズ制御系
と呼ぶ。このようなフルクローズ制御系のブロック線図
は図１３に示す通りである。図１３において、７０１は
位置制御部で位置制御ゲインはＫP である。７０２は速
度制御部、７０３はモータ、７０４は負荷（機械可動
部、可動テーブル等）である。ここでは位置指令Ｙr か
ら負荷位置信号ＹL を減じて位置偏差ｅP を求め、この
位置偏差ｅP から位置制御部７０１で位置制御ゲインＫ
P を乗じて、速度指令Ｖr が求められる。この速度指令
Ｖr から速度フィードバック信号Ｖf を減じて速度偏差
ｅv を求め、速度偏差ｅv に基づいて速度制御部７０２
でトルク指令（電流指令）Ｔr を求め、このトルク指令
Ｔr に基づいてモータ７０３、負荷７０４が駆動され
る。近年、産業用機械においては、高精度化および高速
化の要求が高くなり、そのためにはフルクローズ制御系
において位置制御ゲインＫP を上げることが必要不可欠
である。位置制御ゲイン（又は、位置ループゲイン）の
向上には、先ず速度ループゲインを上げる必要がある
が、直動機構のボールネジ、ナット等の機械共振特性の
影響でゲインを上げることが難しい。但し、セミクロー
ズ制御系の場合は、公知の等価剛体オブザーバによる制
振制御法（例えば、特願平９−５６１８３号の機械振動
の制振制御装置）等の適用によって、等価剛体モデルオ
ブザーバにより検出した機械振動信号を、速度指令に加
算して新たに速度指令とすることにより、振動を抑えて
速度ループゲインを向上させ、これに見合う値まで位置
ループゲインを簡単に上げることができる。2. Description of the Related Art Conventionally, in a motor control device for driving a linear motion mechanism using a ball screw (high lead screw) or the like,
Normally, a speed control loop is formed by feeding back the angular velocity of the motor, and a position control loop is formed by feeding back the angle of the motor. In this case, if the motor has only an angle detector such as a rotary encoder,
A difference signal is calculated from the position signal of the detector to obtain an angular velocity signal. Hereinafter, such a control system is referred to as a semi-closed control system. On the other hand, in order to control the linear motion mechanism with high precision, a linear motion position detecting means such as a linear scale may be attached to a movable table of the mechanism, and a position control system may be configured using an output of the detecting means. Hereinafter, such a control system is referred to as a fully closed control system. A block diagram of such a fully closed control system is as shown in FIG. In FIG. 13, reference numeral 701 denotes a position control unit, and the position control gain is K P. Reference numeral 702 denotes a speed control unit, 703 denotes a motor, and 704 denotes a load (a mechanical movable unit, a movable table, and the like). Here, the position deviation e P is obtained by subtracting the load position signal Y L from the position command Y r , and the position control gain K is obtained by the position control unit 701 from the position deviation e P.
The speed command Vr is obtained by multiplying P. Obtain a speed deviation e v by subtracting the velocity feedback signal V f from the speed command V r, the speed controller 702 on the basis of the speed deviation e v
In seeking a torque command (current command) T r, the motor 703 on the basis of the torque command Tr, the load 704 is driven. In recent years, there has been an increasing demand for higher precision and higher speed in industrial machines, and for that purpose, it is essential to increase the position control gain K P in a full-closed control system. In order to improve the position control gain (or the position loop gain), it is necessary to first increase the speed loop gain, but it is difficult to increase the gain due to the mechanical resonance characteristics of the linear motion mechanism such as a ball screw and a nut. However, in the case of a semi-closed control system, detection is performed by an equivalent rigid body model observer by applying a known vibration suppression control method using an equivalent rigid body observer (for example, a mechanical vibration suppression control apparatus disclosed in Japanese Patent Application No. 9-56183). By adding the obtained mechanical vibration signal to the speed command and setting a new speed command, vibration can be suppressed to improve the speed loop gain, and the position loop gain can be easily increased to a value corresponding thereto.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】従来技術では、フルク
ローズ制御系において位置制御ゲインを上げるために各
種の試みがなされている。フルクローズ制御系の速度ル
ープについては前記制振制御の適用によって、セミクロ
ーズ系と同等の速度ゲインにできるが、位置ループでは
位置制御ゲインをあげると、制御系の振動が再発するた
め、このままでは位置制御ゲインの上限がセミクローズ
制の上限値の１／２〜２／３程度しか取れない。再発し
た振動の周波数は速度ループで発生する振動の周波数よ
りも低いため、単純に制御ループ全体のゲイン上昇が原
因とは考えられず、振動再発の原因が解明できなかった
（課題１）。原因の解明は別にして、従来、フルクロー
ズ制御系において位置制御ゲインを上げるために各種の
試みがなされている。例えば、モータ位置の信号Ｘmと
負荷位置ＸLの信号を、 k ＊ ＸL ＋（ １−k ）＊ Ｘm （但し、０
＜Ｋ＜１）〕 のように加え合わせて位置フィードバック信号とする手
法（特開平０３−１１０６０７）の適用が考えられる。
ｋを０に近づけると、負荷位置のフィードバック成分が
減るので振動は減少するが、駆動系のバネ特性により、
モータ位置と負荷位置信号が一致しないので、フルクロ
ーズ制御の効果が薄れてしまい意味がなくなる。結局、
フルクローズ効果を出すためには、下げたｋに見合うま
で位置制御ゲインをあげるため、実質的な位置ループゲ
インはｋ＝１と変わらず振動が解決できない（課題
２）。そこで、負荷の速度とモータ速度の差であるねじ
り角速度を速度指令（特開平１−２５１２１０）あるい
はトルク指令にフィードバックすることで機械振動を速
度ループ内で低減する手法がある。この手法で、位置ル
ープに再発した振動を低減しようとすると、ねじり角速
度にモータ速度の高周波成分が含まれるため、今度は高
い周波数の振動が速度ループで発生することになり（低
い振動にあわせることで高い振動がでる可能性があ
る）、結局、これを単純に適用するだけでは前記の位置
ループで再発した振動の対策とはならない（課題３）。
このため、従来の手法を使うだけでは、フルクローズ制
御系においては位置制御ゲインを上げることが殆ど不可
能と考えられていた。本課題を本質的に解決するには、
位置ループで低い振動が再発する原因を解析することが
必要である。そこで、本発明は（この原因を解析し、新
たな制御手法を提案することで、）フルクローズ制御系
における位置制御ゲインＫP を、振動の再発無しにセミ
クローズ制御系と同等な値まで上げることが可能で、位
置制御ゲインを上げることによって短時間に高精度な位
置決めができる電動機の位置制御装置を提供することを
目的としている。In the prior art, various attempts have been made to increase the position control gain in a full-closed control system. For the speed loop of the full-closed control system, by applying the vibration suppression control, the speed gain can be made equal to that of the semi-closed system.However, if the position loop gain is increased in the position loop, the vibration of the control system recurs. The upper limit of the position control gain is only about 1/2 to 2/3 of the upper limit of the semi-closed system. Since the frequency of the recurred vibration is lower than the frequency of the vibration generated in the speed loop, it cannot be considered simply because the gain of the entire control loop has increased, and the cause of the recurring vibration could not be elucidated (Problem 1). Apart from elucidating the cause, various attempts have conventionally been made to increase the position control gain in a full-closed control system. For example, the signal of the motor position Xm and the signal of the load position XL are represented by k * XL + (1-k) * Xm (where 0
<K <1)], a method (JP-A-H03-110607) can be applied to obtain a position feedback signal.
When k is brought close to 0, the feedback component of the load position is reduced and the vibration is reduced. However, due to the spring characteristic of the drive system,
Since the motor position and the load position signal do not match, the effect of the full-closed control is weakened and is meaningless. After all,
In order to achieve the full-closed effect, the position control gain is increased until the reduced k is met. Therefore, the actual position loop gain remains unchanged at k = 1, and the vibration cannot be solved (Problem 2). Therefore, there is a method of reducing the mechanical vibration in the speed loop by feeding back the torsional angular speed, which is the difference between the load speed and the motor speed, to a speed command (Japanese Patent Laid-Open No. 1-251210) or a torque command. If you try to reduce the recurring vibration in the position loop using this method, high-frequency vibration will be generated in the velocity loop because the torsional angular velocity includes the high-frequency component of the motor speed (to match the low vibration) However, simply applying this does not provide a measure against the vibration that has recurred in the position loop (problem 3).
For this reason, it has been considered that it is almost impossible to increase the position control gain in the full-closed control system only by using the conventional method. To essentially solve this problem,
It is necessary to analyze the cause of the low vibration recurring in the position loop. Therefore, the present invention raises the position control gain KP in the full-closed control system to a value equivalent to that in the semi-closed control system without recurrence of vibration (by analyzing the cause and proposing a new control method). It is an object of the present invention to provide a position control device for an electric motor that can perform high-precision positioning in a short time by increasing the position control gain.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の発明は、直動機構に取り付けた直動
位置検出手段が出力する可動テーブルの位置信号を、位
置フィードバック信号とする電動機の位置制御装置にお
いて、前記直動位置信号を微分演算し直動速度信号を出
力する微分演算手段と、速度指令信号と前記直動速度信
号の差を演算する減算手段と、前記減算手段が出力する
差信号を積分する積分手段と、前記積分手段の出力信号
を入力する比例ゲイン手段と、前記比例ゲイン手段の出
力信号と前記速度指令信号を加算し新たな速度指令を出
力する加算手段とを備えている。また、請求項２記載の
発明は、電動機の回転位置信号を微分演算した速度信号
に基づき速度制御を行うと共に、電動機で駆動される負
荷に取り付けられた位置検出器からの負荷位置信号に基
づき位置制御を行う電動機の位置制御装置において、前
記負荷位置信号を微分演算し負荷速度信号を出力する微
分演算手段と、前記負荷速度信号と速度指令信号の差を
演算する減算手段と、前記減算手段が出力する差信号を
ローパスフィルタに入力することにより位相調節を行う
位相調節手段と、前記位相調節手段の出力信号を入力す
る比例ゲイン手段と、前記比例ゲイン手段の出力信号と
前記速度指令信号を加算し新たな速度指令信号を出力す
る加算手段とを備えている。また、請求項３記載の発明
は、前記位相調節手段は、前記減算手段がが出力する差
信号をバンドパスフィルタに入力することにより位相調
節を行うことを特徴としている。また、請求項４に記載
の発明は、電動機の回転位置信号を微分演算した速度信
号に基づき速度制御を行うと共に、電動機で駆動される
負荷に取り付けられた位置検出器からの負荷位置信号に
基づき位置制御を行う電動機の位置制御装置において、
速度指令信号を積分演算する積分演算手段と、前記負荷
位置信号と前記積分演算手段が出力する積分信号との差
を演算する減算手段と、前記減算手段が出力する差信号
をバンドパスフィルタに入力することにより位相調節を
行う位相調節手段と、前記位相調節手段の出力信号を入
力する比例ゲイン手段と、前記比例ゲイン手段の出力信
号と前記速度指令信号を加算し新たな速度指令信号を出
力する加算手段とを備えている。In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, a position signal of a movable table output by a linear motion position detecting means attached to a linear motion mechanism is used as a position feedback signal. In a position control device for an electric motor, a differential operation means for differentiating the linear movement position signal and outputting a linear movement speed signal, a subtraction means for calculating a difference between a speed command signal and the linear movement speed signal, and the subtraction means Integrating means for integrating the output difference signal, proportional gain means for inputting the output signal of the integrating means, adding means for adding the output signal of the proportional gain means and the speed command signal and outputting a new speed command; It has. Further, the invention according to claim 2 performs speed control based on a speed signal obtained by differentiating the rotational position signal of the electric motor, and performs position control based on a load position signal from a position detector attached to a load driven by the electric motor. In a position control device of a motor for controlling, a differential operation means for differentiating the load position signal and outputting a load speed signal, a subtraction means for calculating a difference between the load speed signal and a speed command signal, and the subtraction means Phase adjusting means for adjusting the phase by inputting the output difference signal to a low-pass filter, proportional gain means for inputting the output signal of the phase adjusting means, and adding the output signal of the proportional gain means and the speed command signal And an adding means for outputting a new speed command signal. Further, the invention according to claim 3 is characterized in that the phase adjusting means performs phase adjustment by inputting a difference signal output by the subtracting means to a band-pass filter. According to a fourth aspect of the present invention, a speed control is performed based on a speed signal obtained by differentiating a rotational position signal of the electric motor, and based on a load position signal from a position detector attached to a load driven by the electric motor. In a position control device for a motor that performs position control,
Integration operation means for integrating a speed command signal; subtraction means for calculating a difference between the load position signal and the integration signal output by the integration operation means; and a difference signal output from the subtraction means input to a bandpass filter. Phase adjusting means for performing phase adjustment, proportional gain means for inputting the output signal of the phase adjusting means, and adding the output signal of the proportional gain means and the speed command signal to output a new speed command signal. Addition means.
【０００５】この電動機の位置制御装置によれば、微分
演算手段により求めた負荷速度と、速度指令との差速度
を検出し、積分手段により差速度を積分し、積分値に比
例ゲイン手段でゲインＫf を掛けて速度指令に加算す
る、この微分演算手段と差速度を検出する減算手段と積
分手段および比例ゲイン手段が、丁度、電動機の角速度
と等価剛体モデルの角速度推定値との差速度として機械
振動信号を検出し出力するセミクローズ制御系の制振制
御装置に相当し、比例ゲイン手段のゲインＫf 値が振動
再発無しに位置ループゲインＫP の上限を引き上げる。
あるいは、速度指令と負荷速度の差速度を、ローパスフ
ィルタあるいはバンドパスフィルタ等の位相調節手段に
より位相調節して振動周波数を打消し、比例ゲイン手段
によりゲインＫf ´をかけて速度指令に加算するので、
位置ループゲインＫP を上げることができる。According to this motor position control device, the difference speed between the load speed determined by the differential operation means and the speed command is detected, the difference speed is integrated by the integration means, and the gain is added to the integral value by the proportional gain means. It is added to the speed command by multiplying the K f, the differential operation means and subtracting means for detecting a speed difference integration means and the proportional gain means, just as the difference speed between the estimated angular velocity value of the angular velocity equivalent rigid body model of the motor corresponds to the damping control system of the semi-closed control system that outputs detecting a mechanical vibration signal, the gain K f values of the proportional gain means raise the upper limit of the position loop gain K P without vibration recurrence.
Alternatively, the difference speed between the speed command and the load speed is adjusted by a phase adjusting means such as a low-pass filter or a band-pass filter to cancel the vibration frequency, and is added to the speed command by multiplying the gain K f ′ by the proportional gain means. So
The position loop gain K P can be increased.
【０００６】[0006]
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
について図を参照して説明する。図１は本発明の第１の
実施の形態に係る電動機の位置制御装置のブロック線図
である。図２は図１に示した電動機の加速度から負荷の
直動速度までのブロック線図である。図３は図２に示す
モデルによって構成したフルクローズ制御系のブロック
線図である。図４は図３に示す位置制御系内での速度制
御系を簡略化した図である。図５は図４に示す位置制御
系の振動現象を示す図である。図６は図５に示す位置制
御系の簡略化した図である。図７は図６に示す速度指令
と負荷速度の差速度を示す図である。図８は図１に示す
比例ゲイン手段による速度指令の補正を示す図である。
図１において、１はゲインＫf の比例ゲイン手段、２は
微分演算手段、３は積分手段、４は減算手段、１０は速
度制御系、１１はゲインＫP の位置ループゲイン（位置
制御ゲイン）である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of a motor position control device according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block diagram from the acceleration of the electric motor shown in FIG. 1 to the linear movement speed of the load. FIG. 3 is a block diagram of a full-closed control system constituted by the model shown in FIG. FIG. 4 is a simplified diagram of a speed control system in the position control system shown in FIG. FIG. 5 is a diagram showing a vibration phenomenon of the position control system shown in FIG. FIG. 6 is a simplified diagram of the position control system shown in FIG. FIG. 7 is a diagram showing a difference speed between the speed command and the load speed shown in FIG. FIG. 8 is a diagram showing the correction of the speed command by the proportional gain means shown in FIG.
In Figure 1, the gain K f of the proportional gain means 1, the differential operation unit 2, the integration means 3, the subtraction unit 4, 10 is a speed control system, 11 the position loop gain (position control gain) of the gain K P It is.
【０００７】本発明では、前述のフルクローズ制御系の
問題を根本的に解決するには、従来技術の説明で述べた
「速度ループで発生していた振動よりも低い周波数の振
動が再発する現象」の解明が不可欠と考える。解析のた
め、まず機械共振特性について詳細に説明する。機械共
振特性を持つボールネジとナット等の機械駆動系のモデ
ルを図２に示す。図２（ａ）は電動機加速度から電動機
の角速度までのブロック線図であり、図１の速度フィー
ドバック系をまとめて速度制御系で表すと、以上のよう
なブロック線図が得られる。この場合、電動機の軸へ機
械の共振の反力が加わるので、電動機の角速度にも共振
特性が現れる。これを表現するため、図２（ａ）には加
速度と角速度間に２慣性共振特性のブロックが入ってい
る。この２慣性共振特性のブロック線図の伝達関数に
は、分母多項式が機械の共振特性を示し、分子多項式が
反共振特性を示している。図中、ωs は反共振角周波
数、ωrは共振角周波である。図２（ｂ）は、電動機加
速度から機構の可動テーブルの直動速度までのブロック
線図であり、振動部分の２慣性共振特性を２次の伝達関
数で表記している。図２（ｃ）は図２（ａ）、（ｂ）の
ブロック線図をまとめたものであり、電動機加速度から
電動機の角速度までと同時に可動テーブルの直動速度ま
でのブロック線図である。In the present invention, in order to fundamentally solve the problem of the above-described full-closed control system, the "phenomenon in which the vibration of a frequency lower than the vibration generated in the speed loop recurs" described in the description of the prior art is described. I think it is essential to clarify. First, mechanical resonance characteristics will be described in detail for analysis. FIG. 2 shows a model of a mechanical drive system such as a ball screw and a nut having mechanical resonance characteristics. FIG. 2A is a block diagram from the acceleration of the motor to the angular velocity of the motor. When the speed feedback system of FIG. 1 is collectively represented by a speed control system, the above block diagram is obtained. In this case, since the resonance force of the machine resonance is applied to the shaft of the motor, resonance characteristics also appear at the angular velocity of the motor. To express this, FIG. 2A includes a block having two inertial resonance characteristics between the acceleration and the angular velocity. In the transfer function of the block diagram of the two inertial resonance characteristics, the denominator polynomial indicates the resonance characteristics of the machine, and the numerator polynomial indicates the anti-resonance characteristics. In the figure, ωs is the anti-resonance angular frequency, and ωr is the resonance angular frequency. FIG. 2B is a block diagram from the acceleration of the motor to the linear motion speed of the movable table of the mechanism, in which the two inertial resonance characteristics of the vibrating part are represented by a secondary transfer function. FIG. 2 (c) is a block diagram summarizing the block diagrams of FIGS. 2 (a) and 2 (b), from the acceleration of the motor to the angular velocity of the motor and simultaneously to the linear motion speed of the movable table.
【０００８】図３は、図２（ｃ）のモデルにおいて、フ
ルクローズ制御系を構成した例であり、図中、速度制御
系は電動機の角速度信号をフィードバックして構成し、
位置制御系は直動位置信号をフィードバックして構成す
る。図４は図３の簡略化である。先述の等価剛体オブザ
ーバ等による制振制御等により速度制御系１０の２慣性
共振系を安定化した場合、位置制御系から見ると速度制
御系１０は高応答なので、速度制御系の伝達関数を１と
近似すると図５のブロック線図が得られる。図５では、
位置制御ループに、ωa の共振特性が入っているため
に、位置ループゲインを大きくすると、ωa 付近の周波
数で制御系が振動することが分かる。FIG. 3 shows an example in which a full-closed control system is constructed in the model of FIG. 2C. In the figure, the speed control system is constructed by feeding back the angular velocity signal of the electric motor.
The position control system is configured by feeding back the linear motion position signal. FIG. 4 is a simplification of FIG. When the two-inertia resonance system of the speed control system 10 is stabilized by vibration suppression control or the like using the equivalent rigid observer or the like described above, the speed control system 10 has a high response from the viewpoint of the position control system. By approximation, the block diagram of FIG. 5 is obtained. In FIG.
The position control loop, in order that contains the resonance characteristics of the omega a, the larger the position loop gain, it can be seen that the control system at a frequency near omega a vibrates.
【０００９】図５中の駆動機構の特性を示す伝達関数に
おいて、ωr＞ωs、ζr≪１であるので、In the transfer function showing the characteristics of the driving mechanism in FIG. 5, since ωr> ωs and ζr≪1,
【数１】 であるから、ωa の振動周波数付近では、(Equation 1) Therefore, near the oscillation frequency of ω a ,
【数２】 と近似できるので、図５の位置制御系は、図６のブロッ
ク線図に簡略化できる。位置指令から負荷位置までの伝
達関数を計算すると、(Equation 2) Therefore, the position control system of FIG. 5 can be simplified to the block diagram of FIG. When calculating the transfer function from the position command to the load position,
【数３】 となる。（３）式において、ラウスフルビッツの安定条
件を計算すると、(Equation 3) Becomes In equation (3), when the stability condition of Roushlwitz is calculated,
【数４】 となる。ζa 、は０．１程度であるから、（４）式より
速度ループゲインＫV に関わらず、位置ループゲインＫ
P 値が制限を受ける。このことから、フルクローズ制御
系の場合、そのままではセミクローズ制御系に比べて位
置ループゲインが上がらないことの説明がつく。以上の
ことから、本発明の解析により、「速度ループで発生す
る振動の周波数よりも低い振動が再発する原因」が明確
になった（従来技術の課題１が解決できた）。次に数式
により本発明の原理を説明する。図７に示すように速度
指令から差速度（速度指令と負荷速度の差）までの伝達
関数を計算すると、(Equation 4) Becomes Since ζ a is about 0.1, the position loop gain K is obtained from the equation (4) regardless of the speed loop gain K V.
P value is limited. From this, it can be explained that in the case of the fully closed control system, the position loop gain does not increase as it is in the case of the semi-closed control system. From the above, the analysis of the present invention has clarified the cause of the occurrence of the vibration lower than the frequency of the vibration generated in the velocity loop (the problem 1 of the related art was solved). Next, the principle of the present invention will be described using mathematical expressions. As shown in FIG. 7, when the transfer function from the speed command to the difference speed (difference between the speed command and the load speed) is calculated,
【数５】 となる。(Equation 5) Becomes
【００１０】ζa は０．１程度であるから、（５）式の
分子において、ωa 付近の周波数では、Since ζ a is about 0.1, in the numerator of equation (5), at a frequency near ω a ,
【数６】 と近似できる。(Equation 6) Can be approximated.
【００１１】（６）式より（５）式は、From equation (6), equation (5) is
【数７】 と近似できる。（７）式の分子はｓの２次式であるか
ら、本第１の実施の形態では、図８に示すように差速度
信号を積分手段３により積分して、比例ゲイン手段１に
よりフィードバックゲインＫf を掛けて速度指令に加算
し新たな速度指令とする。図８において、速度指令から
負荷速度までの伝達関数を計算すると、(Equation 7) Can be approximated. Since the numerator of the equation (7) is a quadratic equation of s, in the first embodiment, the differential speed signal is integrated by the integrating means 3 as shown in FIG. by multiplying the K f is added to the speed command as a new velocity command. In FIG. 8, when the transfer function from the speed command to the load speed is calculated,
【数８】 となる。（８）式で、フィードバックゲインＫf により
分母の多項式のｓの１次の項の係数が大きくなるので、
共振特性がダンピングされることが証明できる。図８に
おいて、速度指令から負荷速度までの速度制御系の外側
にフルクローズの位置制御系を構成すると（図示せ
ず）、位置指令から負荷位置までの伝達関数は、(Equation 8) Becomes In equation (8), the coefficient of the first-order term of s of the polynomial in the denominator is increased by the feedback gain K f ,
It can be proved that the resonance characteristics are damped. In FIG. 8, when a fully closed position control system is configured outside the speed control system from the speed command to the load speed (not shown), the transfer function from the position command to the load position becomes
【数９】 となる。（９）式において、ラウスフルビッツの安定条
件を求めると、(Equation 9) Becomes In equation (9), when the Rustfulwitz stability condition is obtained,
【数１０】 となるので、本実施の形態によれば、フィードバックゲ
インＫf によって、位置ループゲインＫP の上限が回復
し、これにより振動の再発無しに位置ループゲインＫP
を上げられることが実証される。これにより、フルクロ
ーズで実質的な位置ループゲインが上げられない問題
（課題２）が解決できる。また、上述のようにモータ速
度から直動位置信号までは、機構の積分特性により、モ
ータ速度の高周波成分が十分に減衰する。速度指令は位
置指令と直動位置信号との差から作られ、さらに積分処
理後に速度指令にフィードバックするので、本発明の構
成は速度ループの安定性に殆ど影響しないと考えられ、
速度ループとは独立して位置ループゲインを上げること
ができる。このような考察に基づいているため、本発明
では、位置ループの振動を低減したときに速度ループの
振動が発生する従来技術の問題（課題３）が解決でき
る。(Equation 10) Since the, according to the present embodiment, the feedback gain K f, the position loop gain K limit P is recovered, this position loop gain without recurrence of vibration by K P
It is demonstrated that can be raised. This solves the problem (problem 2) in which the position loop gain cannot be substantially increased in the fully closed state. Further, as described above, from the motor speed to the linear motion position signal, the high frequency component of the motor speed is sufficiently attenuated due to the integration characteristics of the mechanism. Since the speed command is formed from the difference between the position command and the linear motion position signal, and further fed back to the speed command after the integration process, it is considered that the configuration of the present invention hardly affects the stability of the speed loop,
The position loop gain can be increased independently of the speed loop. Based on such considerations, the present invention can solve the problem (problem 3) of the related art in which the vibration of the speed loop occurs when the vibration of the position loop is reduced.
【００１２】次に、全体の制御系の構成について図１を
参照して説明する。先ず、リニアスケール（図示してい
ない）が出力する直動位置信号をフィードバックして位
置制御系を構成し、位置指令と直動位置信号の差に位置
ループゲイン（Ｋp ）１１を掛けて、第１の速度指令と
する。速度制御系１０の安定化補償器１２は、後述の第
２の速度指令と電動機（図示していない）の角速度信号
との差を入力し、電動機と電動機のトルクを制御する手
段（図示していない）からなるトルク制御装置（図示し
ていない）にトルク指令信号を出力する。破線で示す電
動機の制御部により制御が行われる。第１の速度指令信
号と、比例ゲイン手段（Ｋf ）１からの制振信号を入力
する加算手段の出力を第２の速度指令とする。微分演算
手段２は直動位置信号を微分演算して直動速度信号を出
力する。直動速度信号と第２の速度指令との差信号を積
分手段３により積分した後、比例ゲイン手段１に入力す
る。比例ゲイン手段１は適切なゲインＫf を掛けて制振
信号を出力する。これによって安定な状態で位置ループ
ゲインを上げることができる。Next, the configuration of the entire control system will be described with reference to FIG. First, a linear position signal output from a linear scale (not shown) is fed back to form a position control system, and the difference between the position command and the linear position signal is multiplied by a position loop gain (K p ) 11, This is the first speed command. The stabilizing compensator 12 of the speed control system 10 receives a difference between a second speed command described later and an angular velocity signal of an electric motor (not shown), and controls a motor and a torque of the electric motor (shown in the figure). ) To output a torque command signal to a torque control device (not shown). The control is performed by the control unit of the electric motor indicated by the broken line. The output of the adding means for inputting the first speed command signal and the vibration suppression signal from the proportional gain means (K f ) 1 is defined as a second speed command. The differential operation means 2 performs a differential operation on the linear motion position signal and outputs a linear motion speed signal. After integrating the difference signal between the linear motion speed signal and the second speed command by the integration means 3, the signal is input to the proportional gain means 1. Proportional gain means 1 outputs a damping signal by multiplying the appropriate gain K f. As a result, the position loop gain can be increased in a stable state.
【００１３】次に、本発明の第２の実施の形態について
図を参照して説明する。図９は本発明の第２の実施の形
態に係る電動機の位置制御装置のブロック図である。図
１０は図９に示す位置ループ安定化補償部のブロック図
である。図９に示す第２の実施の形態は、図１３の従来
例に、新たに位置ループ安定化補償部１８を組合わせた
フルクローズ制御系であり、構成上で図１３と異なる点
は速度指令補正信号Ｖr h を出力する位置ループ安定化
補償部１８と、速度指令基本信号Ｖr b と速度指令補正
信号Ｖr h を合成する加算手段１９が追加されたことで
ある。その他の図１３と同一構成には同一符号を付して
重複する説明は省略する。つぎに動作について説明す
る。図１０は図９に示す位置ループ安定化補償部１８の
詳細ブロック図であり、３０は位相調節手段の２次ロー
パスフィルタである。速度指令Ｖr と負荷位置信号ＹL
を微分回路３０１で微分演算した負荷速度ＶL との差を
減算回路３０８で取り、それをローパスフィルタ３０に
入力する。発振周波数においてローパスフィルタ３０の
出力信号が入力信号より９０°位相遅れとなるようにロ
ーパスフィルタ３０のパラメータを設定し、ローパスフ
ィルタ３０の出力信号を適切な補償ゲインＫf ´を掛け
て速度指令補正信号Ｖr h とし、加算器１９により速度
指令基本信号Ｖr b に加算する。このような、第２の実
施の形態によれば、速度指令基本信号Ｖr b に含まれる
位置ループの共振信号に対して、速度指令補正信号Ｖ
r h で打ち消すため、位置ループゲインＫP を上げられ
る。また、積分項も含まないため定常偏差が残らなの
で、高精度位置決めが可能になる。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 9 is a block diagram of a motor position control device according to a second embodiment of the present invention. FIG. 10 is a block diagram of the position loop stabilization compensator shown in FIG. The second embodiment shown in FIG. 9 is a full-closed control system in which a position loop stabilizing compensator 18 is newly added to the conventional example shown in FIG. 13, and the point different from FIG. a position loop stabilization compensating unit 18 outputs a correction signal V rh, addition means 19 for combining the speed command basic signal V rb and the speed command correction signal V rh is that it has been added. The other components that are the same as those in FIG. 13 are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted. Next, the operation will be described. FIG. 10 is a detailed block diagram of the position loop stabilizing compensator 18 shown in FIG. 9, and 30 is a second-order low-pass filter of the phase adjusting means. Speed command Vr and load position signal YL
Is subtracted by a subtraction circuit 308 from the load speed VL, which is obtained by differentiating the difference in a differentiation circuit 301, and the difference is input to a low-pass filter 30. The parameters of the low-pass filter 30 are set such that the output signal of the low-pass filter 30 has a phase delay of 90 ° from the input signal at the oscillation frequency, and the output signal of the low-pass filter 30 is multiplied by an appropriate compensation gain K f ′ to correct the speed command. The signal V rh is added to the speed command basic signal V rb by the adder 19. According to the second embodiment as described above, the speed command correction signal V is applied to the position loop resonance signal included in the speed command basic signal Vrb.
To cancel with rh , the position loop gain K P can be increased. In addition, since an integral term is not included, a steady-state deviation remains, so that high-precision positioning can be performed.
【００１４】次に、本発明の第３の実施の形態について
図を参照して説明する。図１１は本発明の第３の実施の
形態に係る位置ループ安定化補償部のブロック図であ
る。図１１が、図１０と異なる点はローパスフルタ３０
の替わりに、２次ローパスフィルタと１次ハイパスフィ
ルタで構成するバンドパスフィルタ４０に代えたことで
ある。その他の図１０と同一構成には同一符号を付し重
複する説明は省略する。なお、図９は共通に使用する。
つぎに動作について説明する。速度指令Ｖr と負荷位置
信号ＹL を微分処理部３０１で微分して求めた負荷速度
ＶL との差をバンドパスフィルタ４０に入力する。発振
周波数においてバンドパスフィルタ４０の出力信号が入
力信号より９０°位相遅れとなるようにバンドパスフィ
ルタ４０のパラメータを設定し、バンドパスフィルタ４
０の出力信号を適切な補償ゲインを掛けて速度指令補正
信号Ｖr h とする。このように、第３の実施の形態で
は、この補償方式によれば、図１０の場合に比較して制
振効果の他に、ハイパスフィルタが増えた分、ベース揺
れなどの負荷位置信号に現れる低周波数の外乱信号の影
響を小さくすることができる。Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 11 is a block diagram of a position loop stabilization compensator according to the third embodiment of the present invention. FIG. 11 is different from FIG.
Is that a bandpass filter 40 composed of a secondary low-pass filter and a primary high-pass filter is used instead. The same components as those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted. FIG. 9 is used in common.
Next, the operation will be described. Inputting the difference between the load velocity V L obtained by differentiating the speed command V r and the load position signal Y L by the differential processing unit 301 to the band-pass filter 40. The parameters of the band-pass filter 40 are set so that the output signal of the band-pass filter 40 has a phase delay of 90 ° from the input signal at the oscillation frequency.
The output signal of 0 is multiplied by an appropriate compensation gain to obtain a speed command correction signal V rh . As described above, according to the third embodiment, according to this compensation method, in addition to the damping effect, compared to the case of FIG. 10, the increase in the number of the high-pass filters causes the load position signal such as the base swing to appear. The effect of a low-frequency disturbance signal can be reduced.
【００１５】次に、本発明の第４の実施の形態について
図を参照して説明する。図１２は本発明の第４の実施の
形態に係る位置ループ安定化補償部のブロック図であ
る。図１２と図１０との相違点は、速度指令Ｖr の積分
処理部５６を設け、バンドパスフィルタ５７は１次ロー
パスフィルタ、１次ハイパスフィルタの構成とした点で
ある。その他の図１１と同一構成には同一符号を付して
重複する説明は省略する。つぎに動作について説明す
る。速度指令Ｖr を積分処理部５６で積分演算した信号
と負荷位置信号ＹL の差をバンドパスフィルタ５７へ入
力する。５９は減算手段である。発振周波数においてバ
ンドパスフィルタ５７の出力信号が入力信号と同じ位相
となるようにバンドパスフィルタ５７のパラメータを設
定し、バンドパスフィルタ５７の出力信号を適切な補償
ゲインＫf ´を掛けて速度指令補正信号Ｖr h とする。
このように、第４の実施の形態によれば、この場合は図
１１と比較して同じ効果が得られるが、ローパスフィル
タが１次であるため補償器の構成とパラメータの調節が
簡単になる。Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 12 is a block diagram of a position loop stabilization compensator according to the fourth embodiment of the present invention. The difference between FIG. 12 and FIG. 10 is that an integral processing unit 56 for the speed command Vr is provided, and the band-pass filter 57 is configured as a primary low-pass filter and a primary high-pass filter. The same components as those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted. Next, the operation will be described. And inputs the integral operated signal by the integration processing unit 56 a speed command V r and the difference between the load position signal Y L to the band-pass filter 57. 59 is a subtraction means. The parameters of the band-pass filter 57 are set so that the output signal of the band-pass filter 57 has the same phase as the input signal at the oscillation frequency, and the output signal of the band-pass filter 57 is multiplied by an appropriate compensation gain K f ′ to obtain a speed command. The correction signal is set to V rh .
As described above, according to the fourth embodiment, in this case, the same effect can be obtained as compared with FIG. 11, but since the low-pass filter is of the first order, the configuration of the compensator and the adjustment of the parameters are simplified. .
【００１６】[0016]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
フルクローズ制御系の位置制御において、フィードバッ
クゲインＫf の効果によって位置ループゲインＫP を、
振動の再発無しにセミクローズ制御系と同等な値まで回
復できるという効果がある。また、速度指令基本信号に
含まれる位置ループの共振信号に対して、ローパスフィ
ルタ、バンドパスフィルタ等の位相調整手段を用いて調
整した速度補正信号によって打消すことができるので、
位置ループゲインを上げることができると共に、積分項
を含まないので定常偏差が残るようなことがなく、短時
間に高精度な位置決めを行うことが可能になるという効
果がある。As described above, according to the present invention,
In the position control of the full-closed control system, the position loop gain KP is determined by the effect of the feedback gain Kf.
There is an effect that the value can be restored to a value equivalent to that of the semi-closed control system without recurrence of vibration. Also, since the position loop resonance signal included in the speed command basic signal can be canceled by the speed correction signal adjusted by using a phase adjustment unit such as a low-pass filter or a band-pass filter,
The position loop gain can be increased, and there is an effect that a high-precision positioning can be performed in a short time without remaining a steady-state error because the integral term is not included.
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電動機の位置
制御装置のブロック線図である。FIG. 1 is a block diagram of a position control device for an electric motor according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１に示した電動機の加速度から負荷の直動速
度までのブロック線図である。FIG. 2 is a block diagram from the acceleration of the electric motor shown in FIG. 1 to the linear movement speed of a load.
【図３】図２に示すモデルによって構成したフルクロー
ズ制御系のブロック線図である。FIG. 3 is a block diagram of a full-closed control system configured by the model shown in FIG. 2;
【図４】図３に示す位置制御系内での速度制御系を簡略
化した図である。FIG. 4 is a simplified diagram of a speed control system in the position control system shown in FIG.
【図５】図４に示す位置制御系の振動現象を示す図であ
る。5 is a diagram showing a vibration phenomenon of the position control system shown in FIG.
【図６】図５に示す位置制御系の簡略化図である。6 is a simplified diagram of the position control system shown in FIG.
【図７】図６に示す速度指令と負荷速度の差速度を示す
図である。FIG. 7 is a diagram showing a difference speed between a speed command and a load speed shown in FIG. 6;
【図８】図１に示す比例ゲイン手段による速度指令補正
を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing speed command correction by the proportional gain means shown in FIG. 1;
【図９】本発明の第２の実施の形態に係る電動機の位置
制御装置のブロック図である。FIG. 9 is a block diagram of a position control device for an electric motor according to a second embodiment of the present invention.
【図１０】図９に示す位置ループ安定化補償部のブロッ
ク図である。FIG. 10 is a block diagram of a position loop stabilization compensator shown in FIG. 9;
【図１１】本発明の第３の実施の形態に係る位置ループ
安定化補償部のブロック図である。FIG. 11 is a block diagram of a position loop stabilization compensator according to a third embodiment of the present invention.
【図１２】本発明の第４の実施の形態に係る位置ループ
安定化補償部のブロック図である。FIG. 12 is a block diagram of a position loop stabilization compensator according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１３】従来のフルクローズ制御系のブロック線図で
ある。FIG. 13 is a block diagram of a conventional full-closed control system.
１ 比例ゲイン手段 ２ 微分演算手段 ３ 積分手段 ４、５９、３０８ 減算手段 １０ 速度制御系 １１ 位置ループゲイン １８ 位置ループ安定化補償部 １９ 加算手段 ３０ ローパスフィルタ ４０、５７ バンドパスフィルタ ５６ 積分処理部 ３０１ 微分処理部 ３０２ 補償ゲイン DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Proportional gain means 2 Differential calculation means 3 Integral means 4, 59, 308 Subtraction means 10 Speed control system 11 Position loop gain 18 Position loop stabilization compensation unit 19 Addition means 30 Low-pass filter 40, 57 Band-pass filter 56 Integration processing unit 301 Differential processing unit 302 Compensation gain
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 張 文農 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１号 株式会社安川電機内 Ｆターム(参考） 5H303 AA01 AA04 BB01 BB06 CC03 DD01 DD25 FF09 GG06 GG11 HH02 HH07 JJ01 KK02 KK03 KK04 KK18 KK24 LL03 5H550 AA18 BB10 DD01 EE05 GG01 GG03 JJ22 JJ23 JJ24 JJ25 JJ26 LL01 LL35 LL36 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Zhang Bunno No. 2 Kurosaki Castle Stone, Yawatanishi-ku, Kitakyushu-shi, Fukuoka Prefecture F-term (reference) 5H303 AA01 AA04 BB01 BB06 CC03 DD01 DD25 FF09 GG06 GG11 HH02 HH07 JJ01 KK02 KK03 KK04 KK18 KK24 LL03 5H550 AA18 BB10 DD01 EE05 GG01 GG03 JJ22 JJ23 JJ24 JJ25 JJ26 LL01 LL35 LL36
Claims (4)
が出力する可動テーブルの位置信号を、位置フィードバ
ック信号とする電動機の位置制御装置において、 前記直動位置信号を微分演算し直動速度信号を出力する
微分演算手段と、速度指令信号と前記直動速度信号の差
を演算する減算手段と、前記減算手段が出力する差信号
を積分する積分手段と、前記積分手段の出力信号を入力
する比例ゲイン手段と、前記比例ゲイン手段の出力信号
と前記速度指令信号を加算し新たな速度指令を出力する
加算手段とを備えたことを特徴とする電動機の位置制御
装置。1. A position control device for an electric motor, wherein a position signal of a movable table output from a linear movement position detecting means attached to a linear movement mechanism is used as a position feedback signal. A differential calculating means for outputting a signal, a subtracting means for calculating a difference between a speed command signal and the linear motion speed signal, an integrating means for integrating a difference signal output by the subtracting means, and an output signal of the integrating means. A proportional gain means for adding the output signal of the proportional gain means and the speed command signal to output a new speed command.
度信号に基づき速度制御を行うと共に、電動機で駆動さ
れる負荷に取り付けられた位置検出器からの負荷位置信
号に基づき位置制御を行う電動機の位置制御装置におい
て、 前記負荷位置信号を微分演算し負荷速度信号を出力する
微分演算手段と、前記負荷速度信号と速度指令信号の差
を演算する減算手段と、前記減算手段が出力する差信号
をローパスフィルタに入力することにより位相調節を行
う位相調節手段と、前記位相調節手段の出力信号を入力
する比例ゲイン手段と、前記比例ゲイン手段の出力信号
と前記速度指令信号を加算し新たな速度指令信号を出力
する加算手段とを備えたことを特徴とする電動機の位置
制御装置。2. A motor for performing speed control based on a speed signal obtained by differentiating a rotational position signal of the motor and performing position control based on a load position signal from a position detector attached to a load driven by the motor. In the position control device, a differential operation unit that differentiates the load position signal and outputs a load speed signal, a subtraction unit that calculates a difference between the load speed signal and a speed command signal, and a difference signal output by the subtraction unit Phase adjusting means for performing phase adjustment by inputting to a low-pass filter; proportional gain means for inputting an output signal of the phase adjusting means; adding an output signal of the proportional gain means and the speed command signal to obtain a new speed command A position control device for an electric motor, comprising: an adder for outputting a signal.
力する差信号をバンドパスフィルタに入力することによ
り位相調節を行うことを特徴とする請求項２記載の電動
機の位置制御装置。3. The position control device for an electric motor according to claim 2, wherein said phase adjusting means adjusts the phase by inputting a difference signal output from said subtracting means to a band-pass filter.
度信号に基づき速度制御を行うと共に、電動機で駆動さ
れる負荷に取り付けられた位置検出器からの負荷位置信
号に基づき位置制御を行う電動機の位置制御装置におい
て、 速度指令信号を積分演算する積分演算手段と、前記負荷
位置信号と前記積分演算手段が出力する積分信号との差
を演算する減算手段と、前記減算手段が出力する差信号
をバンドパスフィルタに入力することにより位相調節を
行う位相調節手段と、前記位相調節手段の出力信号を入
力する比例ゲイン手段と、前記比例ゲイン手段の出力信
号と前記速度指令信号を加算し新たな速度指令信号を出
力する加算手段とを備えたことを特徴とする電動機の位
置制御装置。4. A motor for performing speed control based on a speed signal obtained by differentiating a rotational position signal of the motor and performing position control based on a load position signal from a position detector attached to a load driven by the motor. In the position control device, an integration operation means for performing an integration operation on a speed command signal, a subtraction means for calculating a difference between the load position signal and the integration signal output from the integration operation means, and a difference signal output from the subtraction means. Phase adjusting means for performing phase adjustment by inputting to a band-pass filter, proportional gain means for inputting an output signal of the phase adjusting means, and adding the output signal of the proportional gain means and the speed command signal to obtain a new speed A position control device for an electric motor, comprising: an adder for outputting a command signal.
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