JP3864305B2

JP3864305B2 - Position control device

Info

Publication number: JP3864305B2
Application number: JP2001389988A
Authority: JP
Inventors: 文農張; 靖彦加来
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2001-12-21
Filing date: 2001-12-21
Publication date: 2006-12-27
Anticipated expiration: 2021-12-21
Also published as: JP2003189656A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、駆動系と機台の剛性が共に低く、モータで駆動される負荷に取り付けられた位置検出器からの負荷位置信号に基づき位置制御を行う位置制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、高精度な位置決め制御においては、モータに取り付けられたエンコーダ等の位置信号を微分して速度フィードバック信号とし、速度制御を行うとともに、上記モータによって駆動される負荷に取り付けられたリニアスケール等の位置検出器からの負荷位置信号に基づいて、フルクローズ位置制御を行う。
よく知られるように制御性能をアップするため、位置制御部のゲインを上げることが必要不可欠である。しかし、共振周波数が低い制御対象に対して、位置制御部のゲインを上げると、制御系が反共振周波数近傍の周波数で振動するため、位置制御部のゲインの上限がセミクローズ系での上限値の１／２〜２／３程度しか取れない。
そこで、振動を抑え、位置制御部のゲインをより高く上げるため、図１のように通常のフルクローズ制御系に位置ループ安定化補償部を組み込み、すなわち、速度指令基本信号ｖ_rbに速度指令補正信号ｖ_rhを加えて新たな速度指令ｖ_rとすることが提案されている。
従来の制御系の全体構造を示す図１において、１は位置制御部、２は速度制御部、３はモータ、４は負荷（機械可動部）、８は位置ループ安定化補償部である。まず、位置指令ｙ_rから負荷位置信号ｙ_Lを減じて位置偏差ｅ_pを求め、この位置偏差ｅ_pを位置制御部１に入力し、位置制御部１で速度指令基本信号ｖ_rbを求める。
次に、速度指令ｖ_rと負荷位置信号ｙ_Lを入力し、位置ループ安定化補償器８で速度指令補正信号ｖ_rhを求め、速度指令基本信号ｖ_rbに速度指令補正信号ｖ_rhを足して速度指令ｖ_rとする。
最後に、速度制御部２は速度指令ｖ_rとモータの速度信号ｖ_mに基づいてトルク指令（電流指令）Ｔ_rを求め、該トルク指令Ｔ_rに基づいてモータ３と負荷４（機械可動部）が駆動される。
【０００３】
従来、位置ループ安定化補償器は図７のように構成されている（特願２０００−１１８１３３参照）。図７において、８０３は微分処理部、８０４は振幅調整器、８０５は積分処理部である。負荷位置信号ｙ_Lを微分処理部８０３で微分演算した負荷速度信号ｖ_Lから速度指令ｖ _r を差し引いた速度差信号ｖ_eを積分処理部８０５に出力する。積分処理部８０５の出力信号を振幅調整器８０４で適切な補償ゲインＫ_fをかけて速度指令補正信号ｖ_rhとする。
この位置ループ安定化補償器では、速度信号ｖ_Lが積分器を通ることによってすべての周波数成分に対して９０°の位相遅れをもたらす。また、速度信号ｖ_L中の振動成分は速度指令ｖ_r中の振動成分より９０°位相遅れるため、速度指令補正信号ｖ_rh中の振動成分は速度指令ｖ_r中の振動成分より１８０°位相遅れる。
よって、積分器の出力を適切な補償ゲインＫ_fをかけて得られた速度指令補正信号ｖ_rhを速度指令基本信号ｖ_rbに加えることによって位置ループ中の振動成分が打ち消されるので、位置ループのゲインを大きく打ち上げても制御系は安定である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の技術では、位置ループ中の振動成分を打ち消すように補償ゲインＫ_fを設定すると、積分は高周波数領域におけるゲインが低く、低周波数領域におけるゲインが高いので、速度指令補正信号ｖ_rh中の低周波外乱成分は大きい。また、低周波数領域において、速度信号ｖ_Lは速度指令ｖ_rとほぼ同位相であるため、速度指令補正信号ｖ_rh中の低周波外乱成分は速度指令ｖ_r中の低周波外乱成分より９０°位相遅れる。従って、速度指令基本信号ｖ_rbに速度指令補正信号ｖ_rhを加えることによって、位置ループ中の低周波外乱成分が増大し、制御系の低周波外乱特性が悪くなるという問題があった。
そこで、本発明は、低周波外乱特性が悪くならないように位置ループの振動を制御し、位置制御部のゲインを上げることによって短時間に高精度位置決めができる装置を提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の位置制御装置の発明は、モータの回転位置信号を微分演算したモータ速度信号に基づき速度制御を行うとともに、前記モータで駆動される負荷に取り付けられた位置検出器からの負荷位置信号に基づき位置制御を行う位置制御装置において、速度制御ループの速度指令を等価剛体系速度ループのモデルに入力し、前記負荷位置信号を微分演算した負荷速度信号から前記等価剛体系速度ループのモデルの出力を差し引いた速度差信号をノッチフィルタに入力し、前記ノッチフィルタの出力を積分処理部に入力し、前記積分処理部の出力を振幅調整器に入力し、位置制御器の出力に前記振幅調整器の出力を加えた信号を新たな速度指令とすることを特徴とする。
請求項２記載の位置制御装置の発明は、モータの回転位置信号を微分演算したモータ速度信号に基づき速度制御を行うとともに、前記モータで駆動される負荷に取り付けられた位置検出器からの負荷位置信号に基づき位置制御を行う位置制御装置において、速度制御ループの速度指令を等価剛体系速度ループのモデルに入力し、前記負荷位置信号を微分演算した負荷速度信号から前記等価剛体系速度ループのモデルの出力を差し引いた速度差信号をノッチフィルタに入力し、前記ノッチフィルタの出力をローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタの出力を振幅調整器に入力し、位置制御器の出力に前記振幅調整器の出力を加えた信号を新たな速度指令とすることを特徴とする。
【０００６】
【発明の実施の形態】
本発明の各実施の形態について図を参照して説明する。
本発明の制御系の全体構造は従来と同じ図１に示される。ただし、位置ループ安定化補償部８の具体構成が従来の図７と異なり、図２、図４、図５および図６に示される通りである。
図２は本発明の第１の実施の形態に係る位置ループ安定化補償部の構成を示すブロック図である。図３は図２に示す等価剛体系速度ループのモデルのブロック図である。
図２において、８０１は等価剛体系速度ループのモデルである。負荷位置信号ｙ_Lを微分処理部８０３で微分演算した負荷速度信号ｖ_Lからモデル速度ｖ_oを差し引いた速度差信号ｖ_eをノッチフィルタ８０６に入力し、ノッチフィルタ８０６の出力を積分処理部８０５に入力し、積分処理部８０５の振幅調整器８０４に入力して速度指令補正信号ｖ_rhを出力する。
図３において１１は駆動系の等価剛体系のモデルである。また、ＪとＤはそれぞれ駆動系全体のイナーシャと粘性摩擦係数である。よって、等価剛体系速度ループのモデルの出力であるモデル速度ｖ_oは、図１における速度指令ｖ_rに対して制御対象が剛体であり、外乱が全くない場合の速度ループの出力である。
【０００７】
次に、図２の位置ループ安定化補償部８２の動作について説明する。
この系では、外乱と同定誤差がない場合、もし駆動系が剛体系ならば、明らかにモデル速度ｖ_oと負荷速度信号ｖ_Lが同じになるため、
速度差信号ｖ_e＝ｖ_L−ｖ_oが０になる。
従って、機械系が慣性系であり、外乱が存在している場合、速度差信号ｖ_eには振動成分と外乱成分しか含まない。すなわち、速度差信号ｖ_eは負荷速度信号中の振動成分と外乱成分の推定信号である。
一般に、駆動系の振動周波数は機台振動などの外乱信号の周波数より遙かに大きいので、ノッチ周波数を外乱信号の周波数とすれば、速度差信号ｖ_eがノッチフィルタ８０６を通ることによって外乱成分は除去されるが、振動成分はそのまま通る。
つぎに、振動成分は積分処理部８０５を通ることによって位相が９０°位相遅れる。また、速度信号ｖ_L中の振動成分は速度指令ｖ_r中の振動成分より９０°位相遅れるため、速度指令補正信号ｖ_rhは速度指令ｖ_r中の振動成分より１８０°位相遅れる。
従って、積分処理部８０５の出力に適切な補償ゲインＫ_fをかけて得られた速度指令補正信号ｖ_rhを速度指令基本信号ｖ_rbに加えることによって位置ループ中の振動成分が打ち消されるので、位置ループのゲインを大きく上げても制御系は安定である。しかも、低周波外乱信号が位置ループ安定化補償器を通れないため、位置ループ安定化補償器を取り込むことによって制御系の外乱特性を劣化させることがない。逆に、位置ループのゲインを上げることによって制御系の外乱特性が改善される一方である。
【０００８】
図４は本発明の第２の実施の形態に係る位置ループ安定化補償部の構成を示すブロック図である。第２の実施の形態である図４が第１の実施の形態である図２と異なる構成は、図４では図２の等価剛体系速度ループのモデル８０１を除いたことである。
速度制御部のゲインを高く設定できる場合では、等価剛体系速度ループのモデルを近似的に１とみなすことができるので、等価剛体系速度ループのモデルを除いても制御性能は殆ど変わらない。
この補償方式は図２の補償方式に比し、等価剛体系速度ループのモデルを除いたので、イナーシャ、粘性摩擦係数等の制御対象のパラメータが全く必要なくなり、より簡素で実用的な構成で、より迅速な演算処理が可能な装置を構成できる。
【０００９】
図５は本発明の第３の実施の形態に係る位置ループ安定化補償部の構成を示すブロック図である。第３の実施の形態である図５が第１の実施の形態である図２と異なる構成は、図５では図２の積分処理部８０５をローパスフィルタ８０７に変えたことである。
ローパスフィルタ８０７の遮断周波数が制御系の振動周波数より遙かに低くなるように時定数Ｔ_fを設定すれば、振動周波数におけるローパスフィルタの位相と積分の位相はほぼ同一で、−９０°である。しかし、周波数が０に近づくと共に、積分のゲインは無限大になるが、ローパスフィルタのゲインは一定の有限の値になる。
従って、この補償方式を用いた制御系は図２の補償方式を用いた制御系に比し、安定性と外乱抑制特性がほぼ同じであるが、定常偏差が残ることはない。
【００１０】
図６は本発明の第４の実施の形態に係る位置ループ安定化補償部の構成を示すブロック図である。
第４の実施の形態である図６が第３の実施の形態である図５と異なる構成は、図６では図５の等価剛体系速度ループのモデル８０１を除いたことである。
速度制御部のゲインを高く設定できる場合では、等価剛体系速度ループのモデルを近似的に１とみなすことができるので、等価剛体系速度ループのモデルを除いても制御性能はほとんど変わらない。
この補償方式は図５の補償方式に比し、等価剛体系速度ループのモデルを除いたので、イナーシャ、粘性摩擦係数等の制御対象のパラメータが全く必要なくなり、より簡素で実用的な構成で、より迅速な演算処理が可能な装置を構成できる。
次に、第２の実施の形態における発明の効果について、具体例を上げて説明する。モータがボールねじを介して負荷を駆動する駆動装置は機台に設置される機械系を考える。駆動系は共振周波数が９０Ｈｚ、反共振周波数が６０Ｈｚである２慣性共振系で、機台の固有振動数は２３Ｈｚである。このような制御対象に対して、従来技術を用いた場合の位置偏差の波形を図８に示す。
また、ω_n＝２π×２３、ζ＝１とし、本発明の第２の実施の形態を用いた場合の位置偏差の波形を図９に示す。
図８と図９を比較して分かるように、従来技術を用いた場合の残留振動Ｓ８がとても大きいのに対して、本発明の第２の実施の形態を用いた場合の残留振動Ｓ９が僅かしかない。
【００１１】
【発明の効果】
以上のように本発明は、速度指令と負荷速度に基づいて負荷速度信号中の振動成分と低周波外乱成分を推定し、低周波外乱成分はノッチフィルタに通ることによって除去され、振動成分は積分器やローパスフィルタを通ることによって９０°位相が遅れ、さらに適切な補償ゲインＫ_fをかけて速度指令補正信号に加えることによって位置ループ中の振動成分が打ち消されるので、位置ループのゲインを大きく上げても制御系は安定である。
しかも、低周波外乱信号が位置ループ安定化補償器を通れないため、位置ループ安定化補償器を取り込むことによって制御系の外乱特性を劣化させることがない。逆に、位置ループのゲインを上げることによって制御系の外乱特性が改善される一方である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明および従来装置が扱う位置ループ安定化補償部を取り込んだフルクローズ制御系の構成ブロック図である。
【図２】本発明の位置ループ安定化補償部の第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図３】等価剛体系速度ループのモデルのブロック図である。
【図４】本発明の位置ループ安定化補償部の第２の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の位置ループ安定化補償部の第３の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の位置ループ安定化補償部の第４の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図７】従来の位置ループ安定化補償部の構成を示すブロック図である。
【図８】従来技術を用いた場合の位置偏差の波形を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態を用いた場合の位置偏差の波形を示す図である。
【符号の説明】
１位置制御部
２速度制御部
３モータ
４負荷（機械可動部）
５位置検出部（エンコーダ）
６位置検出部（リニアスケール）
７、８０３微分処理部
８位置ループ安定化補償部
８０１等価剛体系速度ループのモデル
８０４振幅調整器
８０５積分処理部
８０６ノッチフィルタ
８０７ローパスフィルタ
９加算手段
１０、８０２減算手段
１１等価剛体系のモデル[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a position control device that performs position control based on a load position signal from a position detector attached to a load driven by a motor, in which both the drive system and the machine base have low rigidity.
[0002]
[Prior art]
In general, in high-accuracy positioning control, the position signal of an encoder or the like attached to a motor is differentiated into a speed feedback signal to perform speed control, and a linear scale or the like attached to a load driven by the motor. Full-close position control is performed based on the load position signal from the position detector.
As is well known, in order to improve control performance, it is essential to increase the gain of the position control unit. However, if the gain of the position control unit is increased for a controlled object with a low resonance frequency, the control system vibrates at a frequency near the anti-resonance frequency. Only about 1/2 to 2/3.
Therefore, in order to suppress vibration and increase the gain of the position control unit higher, a position loop stabilization compensation unit is incorporated in the normal full-closed control system as shown in FIG. 1, that is, the speed command correction is made to the speed command basic signal v _rb. It has been proposed to add a signal v _rh to a new speed command v _r .
In FIG. 1 showing the overall structure of a conventional control system, 1 is a position control unit, 2 is a speed control unit, 3 is a motor, 4 is a load (machine moving unit), and 8 is a position loop stabilization compensator. First, obtain the position deviation e _p by subtracting the load position signal y _L from the position command y _r, enter the position deviation e _p to the position control section 1 obtains the speed command basic signal v _rb by the position control section 1.
Next, the speed command v _r and the load position signal y _L are input, the position loop stabilization compensator 8 calculates the speed command correction signal v _rh , and the speed command correction signal v _rh is added to the speed command basic signal v _rb. The speed command is v _r .
Finally, the speed control section 2 obtains a torque command (current command) T _r based on the speed command v _r and the motor speed signal v _m, the motor 3 and the load 4 based on the torque command T _r (mechanical movable portion ) Is driven.
[0003]
Conventionally, the position loop stabilization compensator is configured as shown in FIG. 7 (see Japanese Patent Application No. 2000-118133). In FIG. 7, 803 is a differentiation processing unit, 804 is an amplitude adjuster, and 805 is an integration processing unit. Load position signal y _L load speed signal and differential operation in the differential processing unit 803 v _L velocity command from v speed difference signal by subtracting a _r v _e to output to the integration processing unit 805. The output signal of the integration processing unit 805 is _multiplied by an appropriate compensation gain K _f by the amplitude adjuster 804 to obtain a speed command correction signal v _rh .
In this position loop stabilization compensator, the velocity signal v _L passes through an integrator, resulting in a 90 ° phase lag for all frequency components. Further, since the vibration component in the speed signal v _L is delayed by 90 ° from the vibration component in the speed command v _r , the vibration component in the speed command correction signal v _rh is 180 ° behind the vibration component in the speed command v _r. .
Therefore, by adding the speed command correction signal v _rh obtained by _multiplying the output of the integrator by an appropriate compensation gain K _f to the speed command basic signal v _rb , the vibration component in the position loop is canceled. The control system is stable even if the gain is increased greatly.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional technique, when the compensation gain K _f is set so as to cancel the vibration component in the position loop, the integral has a low gain in the high frequency region and a high gain in the low frequency region, so the speed command correction signal v _rh The medium low frequency disturbance component is large. Further, since the speed signal v _L is substantially in phase with the speed command v _r in the low frequency region, the low frequency disturbance component in the speed command correction signal v _rh is 90 ° from the low frequency disturbance component in the speed command v _r . Phase lag. Therefore, there is a problem that adding the speed command correction signal v _rh to the speed command basic signal v _rb increases the low frequency disturbance component in the position loop and deteriorates the low frequency disturbance characteristic of the control system.
Accordingly, an object of the present invention is to provide a device capable of performing high-precision positioning in a short time by controlling the vibration of the position loop so as not to deteriorate the low frequency disturbance characteristic and increasing the gain of the position control unit.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the position control device according to the first aspect of the present invention performs speed control based on a motor speed signal obtained by differentiating the rotational position signal of the motor, and is attached to a load driven by the motor. In a position control device that performs position control based on a load position signal from a position detector, a speed command of a speed control loop is input to an equivalent rigid system speed loop model, and the load position signal is differentiated from the load speed signal. The speed difference signal obtained by subtracting the output of the model of the equivalent rigid system speed loop is input to the notch filter, the output of the notch filter is input to the integration processing unit, the output of the integration processing unit is input to the amplitude adjuster, and the position is adjusted. A signal obtained by adding the output of the amplitude adjuster to the output of the controller is used as a new speed command.
According to a second aspect of the present invention, the position control device performs speed control based on a motor speed signal obtained by differentiating the rotational position signal of the motor, and a load position from a position detector attached to a load driven by the motor. In a position control device that performs position control based on a signal, a speed command of a speed control loop is input to an equivalent rigid system speed loop model, and the equivalent rigid system speed loop model is derived from a load speed signal obtained by differentially calculating the load position signal. The speed difference signal obtained by subtracting the output of the signal is input to the notch filter, the output of the notch filter is input to the low pass filter, the output of the low pass filter is input to the amplitude adjuster, and the amplitude adjuster is output to the position controller. A signal obtained by adding the output is used as a new speed command.
[0006]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
The overall structure of the control system of the present invention is shown in FIG. However, the specific configuration of the position loop stabilization compensator 8 is different from that of the conventional FIG. 7 and is as shown in FIG. 2, FIG. 4, FIG. 5, and FIG.
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the position loop stabilization compensator according to the first embodiment of the present invention. FIG. 3 is a block diagram of the model of the equivalent rigid system velocity loop shown in FIG.
In FIG. 2, 801 is a model of an equivalent rigid system velocity loop. A speed difference signal v _e obtained by subtracting the model speed v _o from the load speed signal v _L obtained by differentiating the load position signal y _L by the differentiation processing unit 803 is input to the notch filter 806, and the output of the notch filter 806 is integrated into the integration processing unit 805. Is input to the amplitude adjuster 804 of the integration processing unit 805, and the speed command correction signal v _rh is output.
In FIG. 3, 11 is a model of an equivalent rigid system of the drive system. J and D are the inertia and viscous friction coefficient of the entire drive system, respectively. Therefore, the model speed v _o that is the output of the model of the equivalent rigid system speed loop is the output of the speed loop when the object to be controlled is a rigid body and there is no disturbance at all with respect to the speed command v _r in FIG.
[0007]
Next, the operation of the position loop stabilization compensator 82 in FIG. 2 will be described.
In this system, if there is no disturbance and no identification error, if the drive system is rigid, the model speed v _o and the load speed signal v _L are clearly the same,
Speed difference signal v _e = v _L -v _o becomes zero.
Therefore, when the mechanical system is an inertia system and a disturbance exists, the speed difference signal v _e includes only a vibration component and a disturbance component. That is, the speed difference signal v _e is an estimation signal of the vibration component and the disturbance component in the load speed signal.
In general, the vibration frequency of the drive system is much higher than the frequency of disturbance signals such as machine vibrations. Therefore, if the notch frequency is set to the frequency of the disturbance signal, the velocity difference signal v _e passes through the notch filter 806 to cause disturbance components. Is removed, but the vibration component passes through.
Next, the phase of the vibration component is delayed by 90 ° by passing through the integration processing unit 805. Further, since the vibration component in the speed signal v _L is 90 ° behind the vibration component in the speed command v _r , the speed command correction signal v _rh is 180 ° behind the vibration component in the speed command v _r .
Therefore, the vibration component in the position loop is canceled by adding the speed command correction signal v _rh obtained by applying an appropriate compensation gain K _f to the output of the integration processing unit 805 to the speed command basic signal v _rb. The control system is stable even if the gain of the loop is greatly increased. Moreover, since the low-frequency disturbance signal cannot pass through the position loop stabilization compensator, the disturbance characteristic of the control system is not deteriorated by incorporating the position loop stabilization compensator. Conversely, increasing the gain of the position loop is improving the disturbance characteristics of the control system.
[0008]
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the position loop stabilization compensator according to the second embodiment of the present invention. FIG. 4 which is the second embodiment differs from FIG. 2 which is the first embodiment in that the equivalent rigid system velocity loop model 801 of FIG. 2 is omitted in FIG.
When the gain of the speed control unit can be set high, the equivalent rigid system speed loop model can be regarded as approximately 1. Therefore, the control performance hardly changes even if the equivalent rigid system speed loop model is excluded.
Compared with the compensation method of FIG. 2, this compensation method eliminates the model of the equivalent rigid system velocity loop, so that parameters to be controlled such as inertia and viscous friction coefficient are not required at all, and a simpler and more practical configuration, It is possible to configure a device that can perform faster calculation processing.
[0009]
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a position loop stabilization compensator according to the third embodiment of the present invention. The third embodiment shown in FIG. 5 is different from the first embodiment shown in FIG. 2 in that the integration processing unit 805 in FIG. 2 is replaced with a low-pass filter 807 in FIG.
If the time constant T _f is set so that the cut-off frequency of the low-pass filter 807 is much lower than the vibration frequency of the control system, the phase of the low-pass filter and the integration phase at the vibration frequency are substantially the same and are −90 °. . However, as the frequency approaches 0, the gain of integration becomes infinite, but the gain of the low-pass filter becomes a constant finite value.
Therefore, the control system using this compensation system has substantially the same stability and disturbance suppression characteristics as the control system using the compensation system of FIG. 2, but no steady deviation remains.
[0010]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a position loop stabilization compensator according to the fourth embodiment of the present invention.
The configuration of FIG. 6 which is the fourth embodiment is different from that of FIG. 5 which is the third embodiment in that the equivalent rigid system velocity loop model 801 of FIG.
When the gain of the speed control unit can be set high, the equivalent rigid system speed loop model can be regarded as approximately 1. Therefore, even if the equivalent rigid system speed loop model is excluded, the control performance hardly changes.
Compared to the compensation method of FIG. 5, this compensation method excludes the model of the equivalent rigid system velocity loop, so there is no need for parameters to be controlled such as inertia and viscous friction coefficient, and a simpler and more practical configuration, It is possible to configure a device that can perform faster calculation processing.
Next, the effect of the invention in the second embodiment will be described with a specific example. A driving system in which a motor drives a load via a ball screw is considered to be a mechanical system installed on a machine base. The drive system is a two-inertia resonance system with a resonance frequency of 90 Hz and an anti-resonance frequency of 60 Hz, and the natural frequency of the machine base is 23 Hz. FIG. 8 shows a waveform of the position deviation when the conventional technique is used for such a control target.
FIG. 9 shows the waveform of the positional deviation when ω _n = 2π × 23 and ζ = 1 and the second embodiment of the present invention is used.
As can be seen by comparing FIG. 8 and FIG. 9, the residual vibration S8 when using the conventional technique is very large, whereas the residual vibration S9 when using the second embodiment of the present invention is slight. There is only.
[0011]
【The invention's effect】
As described above, the present invention estimates the vibration component and the low-frequency disturbance component in the load speed signal based on the speed command and the load speed, the low-frequency disturbance component is removed by passing through the notch filter, and the vibration component is integrated. 90 ° phase is delayed by passing through a filter or low-pass filter, and by adding an appropriate compensation gain K _f to the speed command correction signal, the vibration component in the position loop is canceled, so the position loop gain is greatly increased. Even so, the control system is stable.
Moreover, since the low-frequency disturbance signal cannot pass through the position loop stabilization compensator, the disturbance characteristic of the control system is not deteriorated by incorporating the position loop stabilization compensator. Conversely, increasing the gain of the position loop is improving the disturbance characteristics of the control system.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration block diagram of a full-closed control system incorporating a position loop stabilization compensator handled by the present invention and a conventional apparatus.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of a position loop stabilization compensator of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram of a model of an equivalent rigid system velocity loop.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment of a position loop stabilization compensator of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a third embodiment of a position loop stabilization compensator of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a fourth embodiment of a position loop stabilization compensator of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional position loop stabilization compensator.
FIG. 8 is a diagram showing a waveform of a positional deviation when a conventional technique is used.
FIG. 9 is a diagram showing a waveform of a positional deviation when the second embodiment of the present invention is used.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Position control part 2 Speed control part 3 Motor 4 Load (machine moving part)
5 Position detector (encoder)
6 Position detector (linear scale)
7, 803 Differential processing unit 8 Position loop stabilization compensator 801 Equivalent rigid system speed loop model 804 Amplitude adjuster 805 Integration processing unit 806 Notch filter 807 Low pass filter 9 Adder 10, 802 Subtracter 11 Equivalent rigid system model

Claims

In a position control device that performs speed control based on a motor speed signal obtained by differentiating a rotational position signal of a motor, and performs position control based on a load position signal from a position detector attached to a load driven by the motor.
The speed command of the speed control loop is input to the equivalent rigid system speed loop model, and the speed difference signal obtained by subtracting the output of the equivalent rigid system speed loop model from the load speed signal obtained by differentiating the load position signal is used as a notch filter. The notch filter output is input to the integration processing unit, the output of the integration processing unit is input to the amplitude adjuster, and the signal obtained by adding the output of the amplitude adjuster to the output of the position controller is added to the new speed. A position control device, characterized by being commanded.

In a position control device that performs speed control based on a motor speed signal obtained by differentiating a rotational position signal of a motor, and performs position control based on a load position signal from a position detector attached to a load driven by the motor.
The speed command of the speed control loop is input to the equivalent rigid system speed loop model, and the speed difference signal obtained by subtracting the output of the equivalent rigid system speed loop model from the load speed signal obtained by differentiating the load position signal is used as a notch filter. The output of the notch filter is input to a low-pass filter, the output of the low-pass filter is input to an amplitude adjuster, and a signal obtained by adding the output of the amplitude adjuster to the output of the position controller is used as a new speed command. A position control device.