JP2001267888A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源電圧の影響を受けない発振周波数を得る
ことを可能にするとともに、電源電圧が低いシステムに
用いても信頼性の低下を可及的に防止することを可能に
する。 【解決手段】 電源電圧に実質的に比例した第１および
第２の電圧を発生する電圧発生部１と、電源電圧に実質
的に比例した第１および第２の電流を設定する電流設定
部２と、コンデンサ７が接続され、コンデンサが第１お
よび第２の電流で充放電されることで上昇または下降す
る電圧を発生するノードと、第１の電圧とコンデンサが
接続されたノードの電圧とを比較する第１のコンパレー
タ３ａ、および第２の電圧とコンデンサが接続されたノ
ードの電圧とを比較する第２のコンパレータ３ｂを有す
るコンパレータ部３と、第１のコンパレータの出力によ
りセットされ、第２のコンパレータの出力によりリセッ
トされるセット／リセット回路５と、セット／リセット
回路の出力に応じて切換動作して、コンデンサに第１の
電流を供給するか、またはコンデンサから第２の電流を
引き抜く電流スイッチ回路６と、を備えている。
ことを可能にするとともに、電源電圧が低いシステムに
用いても信頼性の低下を可及的に防止することを可能に
する。 【解決手段】 電源電圧に実質的に比例した第１および
第２の電圧を発生する電圧発生部１と、電源電圧に実質
的に比例した第１および第２の電流を設定する電流設定
部２と、コンデンサ７が接続され、コンデンサが第１お
よび第２の電流で充放電されることで上昇または下降す
る電圧を発生するノードと、第１の電圧とコンデンサが
接続されたノードの電圧とを比較する第１のコンパレー
タ３ａ、および第２の電圧とコンデンサが接続されたノ
ードの電圧とを比較する第２のコンパレータ３ｂを有す
るコンパレータ部３と、第１のコンパレータの出力によ
りセットされ、第２のコンパレータの出力によりリセッ
トされるセット／リセット回路５と、セット／リセット
回路の出力に応じて切換動作して、コンデンサに第１の
電流を供給するか、またはコンデンサから第２の電流を
引き抜く電流スイッチ回路６と、を備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、発振回路に関し、
特にＭＯＳ型トランジスタを有する発振回路に関する。
特にＭＯＳ型トランジスタを有する発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、水晶振動子を用いた高精度の発振
回路が知られている。しかし、この水晶振動子を用いた
発振回路は高価であるという問題を有している。そこ
で、水晶振動子の代わりにコンデンサを用い、このコン
デンサの充放電時間を利用した発振回路が多々提案され
ている。
回路が知られている。しかし、この水晶振動子を用いた
発振回路は高価であるという問題を有している。そこ
で、水晶振動子の代わりにコンデンサを用い、このコン
デンサの充放電時間を利用した発振回路が多々提案され
ている。
【０００３】このコンデンサの充放電時間を利用した発
振回路の発振周波数は上記コンデンサの容量Ｃと、充放
電時にコンデンサを流れる電流Ｉと、充放電時にコンデ
ンサに印加される電圧の変動幅ΔＶとによって決定され
るのが一般的である。しかし、この場合、充放電電流Ｉ
と、電圧の変動幅ΔＶは、電源電圧の影響を受けるた
め、発振周波数も電源電圧の影響を受け、安定な発振周
波数を得ることができないという問題がある。
振回路の発振周波数は上記コンデンサの容量Ｃと、充放
電時にコンデンサを流れる電流Ｉと、充放電時にコンデ
ンサに印加される電圧の変動幅ΔＶとによって決定され
るのが一般的である。しかし、この場合、充放電電流Ｉ
と、電圧の変動幅ΔＶは、電源電圧の影響を受けるた
め、発振周波数も電源電圧の影響を受け、安定な発振周
波数を得ることができないという問題がある。
【０００４】そこで電源電圧の影響を受けない安定した
発振周波数を得ることのできる発振回路が特開平８−６
５１１１号公報に開示されている。この従来の発振回路
を図４および図５を参照して説明する。この発振回路の
構成を図４に示し、その動作波形図を図５に示す。
発振周波数を得ることのできる発振回路が特開平８−６
５１１１号公報に開示されている。この従来の発振回路
を図４および図５を参照して説明する。この発振回路の
構成を図４に示し、その動作波形図を図５に示す。
【０００５】この従来の発振回路は、定電圧定電流発生
回路と、増幅回路１２Ｈ，１２Ｌと、選択回路と、充放
電を行うコンデンサＣ１１，Ｃ１２とを備えている。定
電圧定電流発生回路は、第１および第２の定電圧
ＶrefH、ＶrefL並びにこれら第１および第２の定電圧の
差に比例する第１および第２の定電流ＩrefH,ＩrefLを
出力する回路であって、ＰチャンネルトランジスタＱＰ
１１，ＱＰ１２およびＱＰ１４と、Ｎチャンネルトラン
ジスタＱＮ１１，ＱＮ１２，ＱＮ１３およびＱＮ１４
と、抵抗素子Ｒ１１と、インバータ１１１によって構成
される。
回路と、増幅回路１２Ｈ，１２Ｌと、選択回路と、充放
電を行うコンデンサＣ１１，Ｃ１２とを備えている。定
電圧定電流発生回路は、第１および第２の定電圧
ＶrefH、ＶrefL並びにこれら第１および第２の定電圧の
差に比例する第１および第２の定電流ＩrefH,ＩrefLを
出力する回路であって、ＰチャンネルトランジスタＱＰ
１１，ＱＰ１２およびＱＰ１４と、Ｎチャンネルトラン
ジスタＱＮ１１，ＱＮ１２，ＱＮ１３およびＱＮ１４
と、抵抗素子Ｒ１１と、インバータ１１１によって構成
される。
【０００６】増幅回路１２Ｈおよび１２Ｌは、コンデン
サＣ１１，Ｃ１２の電圧Ｖcapと上記第１または第２の
定電圧をＶrefH,ＶrefLを差動入力し、それぞれ第１お
よび第２の差電圧を出力する構成となっている。
サＣ１１，Ｃ１２の電圧Ｖcapと上記第１または第２の
定電圧をＶrefH,ＶrefLを差動入力し、それぞれ第１お
よび第２の差電圧を出力する構成となっている。
【０００７】選択回路は、セット/リセット回路を構成
するＮＡＮＤゲートＧ１１，Ｇ１２と、Ｐチャンネルト
ランジスタＱＰ１３と、ＮチャンネルトランジスタＱＮ
１５とから構成され、ＮＡＮＤゲートＧ１１，Ｇ１２に
それぞれ入力される上記第１および第２の差電圧に応じ
て、第１の定電流ＩrefHでの充電および第２の定電流Ｉ
refLでの放電を、ＰチャネルトランジスタＱＰ１３およ
びＮチャネルトランジスタＱＮ１５で切り換える構成と
なっている。
するＮＡＮＤゲートＧ１１，Ｇ１２と、Ｐチャンネルト
ランジスタＱＰ１３と、ＮチャンネルトランジスタＱＮ
１５とから構成され、ＮＡＮＤゲートＧ１１，Ｇ１２に
それぞれ入力される上記第１および第２の差電圧に応じ
て、第１の定電流ＩrefHでの充電および第２の定電流Ｉ
refLでの放電を、ＰチャネルトランジスタＱＰ１３およ
びＮチャネルトランジスタＱＮ１５で切り換える構成と
なっている。
【０００８】入力Ｖinがローレベルである間は、Ｐチャ
ネルトランジスタＱＰ１２はオン、Ｎチャネルトランジ
スタＱＮ１２はオフ、またインバータ１１１を介してハ
イレベルが入力されるＮチャネルトランジスタＱＮ１３
がオンで、上記発振回路はスタンバイ状態となっている
（図５（ａ），（ｂ），（ｃ）参照）。そして入力Ｖ in
がローレベルからハイレベルになると、上記発振回路は
アクティブ状態となり、図５（ａ），（ｂ），（ｃ）に
示すように発振を開始する。
ネルトランジスタＱＰ１２はオン、Ｎチャネルトランジ
スタＱＮ１２はオフ、またインバータ１１１を介してハ
イレベルが入力されるＮチャネルトランジスタＱＮ１３
がオンで、上記発振回路はスタンバイ状態となっている
（図５（ａ），（ｂ），（ｃ）参照）。そして入力Ｖ in
がローレベルからハイレベルになると、上記発振回路は
アクティブ状態となり、図５（ａ），（ｂ），（ｃ）に
示すように発振を開始する。
【０００９】抵抗素子Ｒ１１の抵抗値をｒ１１，コンデ
ンサＣ１１とＣ１２の全キャパシタンスをｃ１１、Ｐチ
ャンネルトランジスタＱＰ１１およびＱＰ１４のトラン
スコンダクタンスを各々β1およびβ2、Ｎチャンネルト
ランジスタＱＮ１１およびＱＮ１４のトランスコンダク
タンスを各々β3およびβ4とし、更に電圧Ｖcapが第１
の定電圧ＶrefHに等しくなってから第２の定電圧ＶrefL
に等しくなるまでの時間をＴＦとし、電圧Ｖcapが第２
の定電圧ＶrefLに等しくなってから第１の定電圧ＶrefH
に等しくなるまでの時間をＴＲとすると、 ＴＲ＝ｒ１１×ｃ１１×β1／β2 ＴＦ＝ｒ１１×ｃ１１×β3／β4 の関係を満たす。したがって上記発振回路の発振周期Ｔ
は Ｔ＝ＴＲ＋ＴＦ となって、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充放電時間だけ
で決まる一定周期となる。コンデンサＣ１１，Ｃ１２充
放電の電流となる第１および第２の定電流Ｉre fH,Ｉ
refＬの値が電圧Ｖcap の変動幅電圧ΔＶを決定する第
１および第２の定電圧ＶrefＭ,ＶrefLの差に比例するこ
とから、発振周期Ｔは電源電圧の変動の影響を受けな
い。
ンサＣ１１とＣ１２の全キャパシタンスをｃ１１、Ｐチ
ャンネルトランジスタＱＰ１１およびＱＰ１４のトラン
スコンダクタンスを各々β1およびβ2、Ｎチャンネルト
ランジスタＱＮ１１およびＱＮ１４のトランスコンダク
タンスを各々β3およびβ4とし、更に電圧Ｖcapが第１
の定電圧ＶrefHに等しくなってから第２の定電圧ＶrefL
に等しくなるまでの時間をＴＦとし、電圧Ｖcapが第２
の定電圧ＶrefLに等しくなってから第１の定電圧ＶrefH
に等しくなるまでの時間をＴＲとすると、 ＴＲ＝ｒ１１×ｃ１１×β1／β2 ＴＦ＝ｒ１１×ｃ１１×β3／β4 の関係を満たす。したがって上記発振回路の発振周期Ｔ
は Ｔ＝ＴＲ＋ＴＦ となって、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充放電時間だけ
で決まる一定周期となる。コンデンサＣ１１，Ｃ１２充
放電の電流となる第１および第２の定電流Ｉre fH,Ｉ
refＬの値が電圧Ｖcap の変動幅電圧ΔＶを決定する第
１および第２の定電圧ＶrefＭ,ＶrefLの差に比例するこ
とから、発振周期Ｔは電源電圧の変動の影響を受けな
い。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】このように図４に示す
従来の発振回路は電源電圧の影響を受けない。しかし、
この従来の発振回路においては、第１の定電圧ＶrefHは
電源電圧Ｖccよりも、トランジスタのしきい値分だけ低
く設定するとともに、第２の定電圧ＶrefLは接地電圧Ｖ
ssよりもトランジスタのしきい値電圧分だけ高くする必
要がある。
従来の発振回路は電源電圧の影響を受けない。しかし、
この従来の発振回路においては、第１の定電圧ＶrefHは
電源電圧Ｖccよりも、トランジスタのしきい値分だけ低
く設定するとともに、第２の定電圧ＶrefLは接地電圧Ｖ
ssよりもトランジスタのしきい値電圧分だけ高くする必
要がある。
【００１１】また近年、半導体集積回路においては、省
電力化のために低電圧化の要求が高まっている。
電力化のために低電圧化の要求が高まっている。
【００１２】このため図４に示す従来の発振回路を低電
圧電源系に用いた場合は、コンデンサ電圧Ｖcapのスイ
ング幅（＝ＶrefH−ＶrefL）が小さくなり、ノイズの影
響を受け易くなって信頼性が低下するという問題があ
る。
圧電源系に用いた場合は、コンデンサ電圧Ｖcapのスイ
ング幅（＝ＶrefH−ＶrefL）が小さくなり、ノイズの影
響を受け易くなって信頼性が低下するという問題があ
る。
【００１３】本発明は上記事情を考慮してなされたもの
であって、電源電圧の影響を受けない発振周波数を得る
ことができるとともに電源電圧が低いシステムに用いて
も信頼性の低下を可及的に防止することのできる発振回
路を提供することを目的とする。
であって、電源電圧の影響を受けない発振周波数を得る
ことができるとともに電源電圧が低いシステムに用いて
も信頼性の低下を可及的に防止することのできる発振回
路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】電源電圧に実質的に比例
した第１および第２の電圧を発生する電圧発生部と、前
記電源電圧に実質的に比例した第１および第２の電流を
設定する電流設定部と、コンデンサが接続され、前記コ
ンデンサが前記第１および第２の電流で充放電されるこ
とで上昇または下降する電圧を生成するノードと、前記
第１の電圧と前記コンデンサが接続されたノードの電圧
とを比較する第１のコンパレータ、および前記第２の電
圧と前記コンデンサが接続されたノードの電圧とを比較
する第２のコンパレータを有するコンパレータ部と、前
記第１のコンパレータの出力によりセットされ、前記第
２のコンパレータの出力によりリセットされるセット／
リセット回路と、前記セット／リセット回路の出力に応
じて切換動作して、前記コンデンサに前記第１の電流を
供給するか、または前記コンデンサから前記第２の電流
を引き抜く電流スイッチ回路と、を備えたことを特徴と
する。
した第１および第２の電圧を発生する電圧発生部と、前
記電源電圧に実質的に比例した第１および第２の電流を
設定する電流設定部と、コンデンサが接続され、前記コ
ンデンサが前記第１および第２の電流で充放電されるこ
とで上昇または下降する電圧を生成するノードと、前記
第１の電圧と前記コンデンサが接続されたノードの電圧
とを比較する第１のコンパレータ、および前記第２の電
圧と前記コンデンサが接続されたノードの電圧とを比較
する第２のコンパレータを有するコンパレータ部と、前
記第１のコンパレータの出力によりセットされ、前記第
２のコンパレータの出力によりリセットされるセット／
リセット回路と、前記セット／リセット回路の出力に応
じて切換動作して、前記コンデンサに前記第１の電流を
供給するか、または前記コンデンサから前記第２の電流
を引き抜く電流スイッチ回路と、を備えたことを特徴と
する。
【００１５】また、前記電流設定部は、ＭＯＳ型トラン
ジスタを有し前記電源電圧に実質的に比例した電圧を受
けるアンプ回路と、ＭＯＳ型トランジスタから構成され
たカレントミラー回路を有し前記アンプ回路の出力に基
づいて前記第１の電流を発生する第１の電流発生部と、
ＭＯＳ型トランジスタから構成されたカレントミラー回
路を有し前記アンプ回路の出力に基づいて前記第２の電
流を発生する第２の電流発生部と、備えるように構成し
ても良い。
ジスタを有し前記電源電圧に実質的に比例した電圧を受
けるアンプ回路と、ＭＯＳ型トランジスタから構成され
たカレントミラー回路を有し前記アンプ回路の出力に基
づいて前記第１の電流を発生する第１の電流発生部と、
ＭＯＳ型トランジスタから構成されたカレントミラー回
路を有し前記アンプ回路の出力に基づいて前記第２の電
流を発生する第２の電流発生部と、備えるように構成し
ても良い。
【００１６】また、前記第１のコンパレータは差動対が
ＮチャンネルＭＯＳ型トランジスタからなる差動アンプ
であり、前記第２のコンパレータは差動対がＰチャンネ
ルＭＯＳトランジスタからなる差動アンプであるように
構成しても良い。
ＮチャンネルＭＯＳ型トランジスタからなる差動アンプ
であり、前記第２のコンパレータは差動対がＰチャンネ
ルＭＯＳトランジスタからなる差動アンプであるように
構成しても良い。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明による発振回路の一実施の
形態の構成を図１乃至図３を参照して説明する。この実
施の形態の発振回路の構成を図１に示す。この実施の形
態の発振回路は電圧発生器１と、電流設定器２と、コン
パレータ３ａ，３ｂからなるコンパレータ部３と、セッ
ト／リセット回路５（以下、Ｓ／Ｒ回路５ともいう）
と、電流スイッチ回路６と、コンデンサ７とを備えてい
る。
形態の構成を図１乃至図３を参照して説明する。この実
施の形態の発振回路の構成を図１に示す。この実施の形
態の発振回路は電圧発生器１と、電流設定器２と、コン
パレータ３ａ，３ｂからなるコンパレータ部３と、セッ
ト／リセット回路５（以下、Ｓ／Ｒ回路５ともいう）
と、電流スイッチ回路６と、コンデンサ７とを備えてい
る。
【００１８】電圧発生器１は電源電圧に実質的に比例し
た高い電圧ＶHを信号線８に出力し、電源電圧に実質的
に比例した低い電圧ＶLを信号線９に出力する。コンパ
レータ３ａは電圧ＶHと、コンデンサ７の電圧Ｖcapとを
比較し、電圧ＶHが電圧Ｖcapよりも高いときにローレベ
ルの信号を信号線１０に出力し、電圧ＶHが電圧Ｖcap以
下のときにハイレベルの信号を出力する。またコンパレ
ータ３ｂは、電圧Ｖca pと電圧ＶLとを比較し、電圧Ｖ
capが電圧ＶLよりも高いときにローレベルの信号を信号
線１１に出力し、電圧Ｖcapが電圧ＶL以下のときにハイ
レベルの信号を出力する。
た高い電圧ＶHを信号線８に出力し、電源電圧に実質的
に比例した低い電圧ＶLを信号線９に出力する。コンパ
レータ３ａは電圧ＶHと、コンデンサ７の電圧Ｖcapとを
比較し、電圧ＶHが電圧Ｖcapよりも高いときにローレベ
ルの信号を信号線１０に出力し、電圧ＶHが電圧Ｖcap以
下のときにハイレベルの信号を出力する。またコンパレ
ータ３ｂは、電圧Ｖca pと電圧ＶLとを比較し、電圧Ｖ
capが電圧ＶLよりも高いときにローレベルの信号を信号
線１１に出力し、電圧Ｖcapが電圧ＶL以下のときにハイ
レベルの信号を出力する。
【００１９】Ｓ／Ｒ回路５は信号線１０，１１を介して
コンパレータ３ａ，３ｂの出力を受け、コンパレータ３
ａの出力がローレベルになると、ハイレベルの信号を出
力し、コンパレータ３ｂの出力がローレベルになるまで
出力をハイレベルに保持する記憶機能を有する。
コンパレータ３ａ，３ｂの出力を受け、コンパレータ３
ａの出力がローレベルになると、ハイレベルの信号を出
力し、コンパレータ３ｂの出力がローレベルになるまで
出力をハイレベルに保持する記憶機能を有する。
【００２０】電流設定器２は電源電圧に実質的に比例し
た２種類の電流値、例えば、放電電流値および充電電流
値を設定し、信号線１３，１４に各々出力する。電流ス
イッチ回路６はＳ／Ｒ回路５の出力がハイレベルのと
き、コンデンサ７を放電させ、この放電電流が電流設定
器２によって設定された放電電流値となるようにする。
また、Ｓ／Ｒ回路５の出力がローレベルのときはコンデ
ンサ７を充電させ、この充電電流が電流設定器２によっ
て設定された充電電流値となるようにする。
た２種類の電流値、例えば、放電電流値および充電電流
値を設定し、信号線１３，１４に各々出力する。電流ス
イッチ回路６はＳ／Ｒ回路５の出力がハイレベルのと
き、コンデンサ７を放電させ、この放電電流が電流設定
器２によって設定された放電電流値となるようにする。
また、Ｓ／Ｒ回路５の出力がローレベルのときはコンデ
ンサ７を充電させ、この充電電流が電流設定器２によっ
て設定された充電電流値となるようにする。
【００２１】次に本実施の形態の動作を説明する。
【００２２】この発振回路の発振周波数はコンデンサ７
に印加される電圧Ｖcapの変動幅電圧△Ｖと、コンデン
サの容量Ｃと、コンデンサ７への充放電電流Ｉとで決定
される。
に印加される電圧Ｖcapの変動幅電圧△Ｖと、コンデン
サの容量Ｃと、コンデンサ７への充放電電流Ｉとで決定
される。
【００２３】△Ｖは電圧発生器１から出力される２つの
電圧ＶH，ＶＬの差で決まり、信号線８と信号線９の電
圧差になる。この電圧は電源電圧と実質的に比例した値
に設定される。
電圧ＶH，ＶＬの差で決まり、信号線８と信号線９の電
圧差になる。この電圧は電源電圧と実質的に比例した値
に設定される。
【００２４】なおコンデンサ７は集積回路の内部に形成
することも可能である。しかし、製造上容量精度を高め
ることに難点があり、発振周波数の精度を高める場合は
外部素子を付加して構成するのが望ましい。充放電電流
Ｉは電流設定器２から出力される電流値であり、電源電
圧に実質的に比例した電流である。
することも可能である。しかし、製造上容量精度を高め
ることに難点があり、発振周波数の精度を高める場合は
外部素子を付加して構成するのが望ましい。充放電電流
Ｉは電流設定器２から出力される電流値であり、電源電
圧に実質的に比例した電流である。
【００２５】図１に示す発信回路において、その発振周
波数はコンデンサ７への充放電の繰り返し回数に対応す
る。コンデンサ７の端子電圧Ｖcapは上限が信号線８の
電圧ＶH、下限が信号線９の電圧ＶLである鋸歯状波形
（電圧波形）となる。この鋸歯状波形の傾きαはＣ、Ｉ
で決まり、次式になる。
波数はコンデンサ７への充放電の繰り返し回数に対応す
る。コンデンサ７の端子電圧Ｖcapは上限が信号線８の
電圧ＶH、下限が信号線９の電圧ＶLである鋸歯状波形
（電圧波形）となる。この鋸歯状波形の傾きαはＣ、Ｉ
で決まり、次式になる。
【００２６】
【数１】 この鋸歯状波形の傾きは＋と−が存在し、その傾きはコ
ンデンサ７への充電電流と放電電流の値によって異な
る。ここでは両者の電流を同一の電流Ｉとして説明す
る。
ンデンサ７への充電電流と放電電流の値によって異な
る。ここでは両者の電流を同一の電流Ｉとして説明す
る。
【００２７】図１において、コンデンサ７の電圧Ｖcap
が電圧発生器１から出力される信号線８、９の電圧ＶH,
ＶＬに達するとそれぞれのコンパレータ３ａ、３ｂから
ローレベルの電圧が出力される。コンパレータ３ａはコ
ンデンサ７の電圧Ｖcapが信号線８の電圧ＶＬ以上に達
するとローレベルを出力し、コンパレータ３ｂはコンデ
ンサ７の電圧Ｖcapが信号線９の電圧ＶＬ以下に達する
とローレベルを出力する。
が電圧発生器１から出力される信号線８、９の電圧ＶH,
ＶＬに達するとそれぞれのコンパレータ３ａ、３ｂから
ローレベルの電圧が出力される。コンパレータ３ａはコ
ンデンサ７の電圧Ｖcapが信号線８の電圧ＶＬ以上に達
するとローレベルを出力し、コンパレータ３ｂはコンデ
ンサ７の電圧Ｖcapが信号線９の電圧ＶＬ以下に達する
とローレベルを出力する。
【００２８】コンパレータ３ａ、４ｂの出力は次段のＳ
／Ｒ回路５に供給される。このＳ／Ｒ回路５は記憶機能
を有しており、信号線１０にローレベルが入力されると
ハイレベルを出力する。そして、信号線１１にローレベ
ルが入力されるまで出力をハイレベルに保持してその後
ローレベルに切り換わる。更に、信号線１０のローレベ
ルが入力されるまでローレベルを保持する。
／Ｒ回路５に供給される。このＳ／Ｒ回路５は記憶機能
を有しており、信号線１０にローレベルが入力されると
ハイレベルを出力する。そして、信号線１１にローレベ
ルが入力されるまで出力をハイレベルに保持してその後
ローレベルに切り換わる。更に、信号線１０のローレベ
ルが入力されるまでローレベルを保持する。
【００２９】電流スイッチ回路６は信号線１２（電流ス
イッチ回路６の入力）にハイレベルが出力されると、コ
ンデンサ７を放電してコンデンサ７の電圧Ｖcapを下げ
る。また、電流スイッチ回路６にローレベルが入力され
ると、コンデンサ７を充電してコンデンサ７の電圧Ｖ
capを上昇させる。
イッチ回路６の入力）にハイレベルが出力されると、コ
ンデンサ７を放電してコンデンサ７の電圧Ｖcapを下げ
る。また、電流スイッチ回路６にローレベルが入力され
ると、コンデンサ７を充電してコンデンサ７の電圧Ｖ
capを上昇させる。
【００３０】コンデンサ７への充放電電流の情報は電流
設定器２から供給される。ここでは充電電流は信号線１
３から、放電電流は信号線１４から伝えられる。なお充
放電電流は電源電圧に実質的に比例した電流に設定され
る。ここで、充放電電流の絶対値を集積回路内部で設定
するのは難しい。それは内部抵抗の絶対精度を高くでき
ないことにある。発振周波数の絶対精度を高めるために
は充放電電流の基準値を外部抵抗によって定めるのが良
い。
設定器２から供給される。ここでは充電電流は信号線１
３から、放電電流は信号線１４から伝えられる。なお充
放電電流は電源電圧に実質的に比例した電流に設定され
る。ここで、充放電電流の絶対値を集積回路内部で設定
するのは難しい。それは内部抵抗の絶対精度を高くでき
ないことにある。発振周波数の絶対精度を高めるために
は充放電電流の基準値を外部抵抗によって定めるのが良
い。
【００３１】以上の動作で発振条件が成立し、次式の発
振周波数ｆoscで発振する。
振周波数ｆoscで発振する。
【００３２】
【数２】 ここでＩ＝充電電流＝放電電流でΔＶ＝信号線８と信号
線９の電圧差＝ＶH−ＶＬである。
線９の電圧差＝ＶH−ＶＬである。
【００３３】次にこの実施の形態の発振回路の具体的な
構成を図２に示す。
構成を図２に示す。
【００３４】電圧発生器１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の
直列接続から構成される。抵抗Ｒ１の片方の端子は電源
電圧が印加され、抵抗Ｒ３の片方の端子は接地される。
直列接続から構成される。抵抗Ｒ１の片方の端子は電源
電圧が印加され、抵抗Ｒ３の片方の端子は接地される。
【００３５】前述した電圧ＶH（図１に示す信号線８の
電圧）は次式で与えられる。
電圧）は次式で与えられる。
【００３６】
【数３】 ここでＶccは電源電圧である。
【００３７】また、前述した電圧ＶＬ（図１に示す信号
線９の電圧）は次式で与えられる。
線９の電圧）は次式で与えられる。
【００３８】
【数４】 （３）式と（４）式から分かるように電圧発生器１の出
力電圧ＶH，ＶLは電源電圧Ｖccに比例した電圧になる。
力電圧ＶH，ＶLは電源電圧Ｖccに比例した電圧になる。
【００３９】電流設定器２は、オペアンプ構成のボルテ
ージフォロアと、充電電流設定部と、放電電流設定部と
を備えている。
ージフォロアと、充電電流設定部と、放電電流設定部と
を備えている。
【００４０】上記ボルテージフォロアは、ＰチャネルＭ
ＯＳトランジスタＭ１、Ｍ３と、ＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ７と、抵抗Ｒ４〜Ｒ６
と、コンデンサＣ１とを有しており、トランジスタＭ１
のゲートが入力端子、トランジスタＭ７のソースが出力
端子になる。なお、コンデンサＣ１は上記オペアンプの
位相補償コンデンサである。このボルテージフォロアに
おいては、トランジスタＭ１のゲート電圧はトランジス
タＭ７のソース電圧すなわちトランジスタＭ３のゲート
電圧と等しくなる。
ＯＳトランジスタＭ１、Ｍ３と、ＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ７と、抵抗Ｒ４〜Ｒ６
と、コンデンサＣ１とを有しており、トランジスタＭ１
のゲートが入力端子、トランジスタＭ７のソースが出力
端子になる。なお、コンデンサＣ１は上記オペアンプの
位相補償コンデンサである。このボルテージフォロアに
おいては、トランジスタＭ１のゲート電圧はトランジス
タＭ７のソース電圧すなわちトランジスタＭ３のゲート
電圧と等しくなる。
【００４１】従って、抵抗Ｒ６の両端間に印加される電
圧は抵抗Ｒ３の片方の端子に発生する電圧ＶＬと等し
い。この電圧ＶＬは電源電圧に比例することは前述し
た。よって抵抗Ｒ６に流れる電流すなわちトランジスタ
Ｍ７に流れる電流も電源電圧に実質的に比例する。電流
値の絶対精度を高めるとき（発振周波数の絶対精度を高
める場合）には抵抗値精度の高い外部抵抗を用いるのが
望ましい。
圧は抵抗Ｒ３の片方の端子に発生する電圧ＶＬと等し
い。この電圧ＶＬは電源電圧に比例することは前述し
た。よって抵抗Ｒ６に流れる電流すなわちトランジスタ
Ｍ７に流れる電流も電源電圧に実質的に比例する。電流
値の絶対精度を高めるとき（発振周波数の絶対精度を高
める場合）には抵抗値精度の高い外部抵抗を用いるのが
望ましい。
【００４２】また充電電流設定部は、カレントミラー回
路であって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ８
と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ９、Ｍ１０、Ｍ１
１、Ｍ１２とを備えており、上記ボルテージフォロアの
トランジスタＭ７に流れる電流に実質的に比例する電流
を充電電流として設定する。ここでトランジスタＭ８〜
Ｍ１１は、バイアス回路として、トランジスタＭ６に流
れる電流とトランジスタＭ１３、Ｍ１８、Ｍ２０、Ｍ２
４、Ｍ２６、Ｍ３４に流れる電流とがカレントミラーの
関係になるように動作させるものである。したがって、
トランジスタＭ６に流れる電流および後述の放電電流設
定部のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３、Ｍ１８に
流れる電流は、トランジスタＭ８に流れる電流に実質的
に比例したものとなり、たとえばトランジスタＭ８に流
れる電流と同じ値となる。
路であって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ８
と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ９、Ｍ１０、Ｍ１
１、Ｍ１２とを備えており、上記ボルテージフォロアの
トランジスタＭ７に流れる電流に実質的に比例する電流
を充電電流として設定する。ここでトランジスタＭ８〜
Ｍ１１は、バイアス回路として、トランジスタＭ６に流
れる電流とトランジスタＭ１３、Ｍ１８、Ｍ２０、Ｍ２
４、Ｍ２６、Ｍ３４に流れる電流とがカレントミラーの
関係になるように動作させるものである。したがって、
トランジスタＭ６に流れる電流および後述の放電電流設
定部のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３、Ｍ１８に
流れる電流は、トランジスタＭ８に流れる電流に実質的
に比例したものとなり、たとえばトランジスタＭ８に流
れる電流と同じ値となる。
【００４３】放電電流設定部は、カレントミラー回路で
あって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３、Ｍ１
４、Ｍ１６、Ｍ１８、Ｍ１９と、ＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＭ１５、Ｍ１７とを備えている。ここでトラン
ジスタＭ１６〜Ｍ１９は、バイアス回路として、トラン
ジスタＭ１５に流れる電流とトランジスタＭ２３に流れ
る電流とがカレントミラーの関係になるように動作させ
るものである。
あって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３、Ｍ１
４、Ｍ１６、Ｍ１８、Ｍ１９と、ＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＭ１５、Ｍ１７とを備えている。ここでトラン
ジスタＭ１６〜Ｍ１９は、バイアス回路として、トラン
ジスタＭ１５に流れる電流とトランジスタＭ２３に流れ
る電流とがカレントミラーの関係になるように動作させ
るものである。
【００４４】こうして上記電流設定器２においては、充
電電流および放電電流は、電源電圧Ｖccに実質的に比例
した電流としてトランジスタＭ８およびＭ１７を各々流
れるように構成されている。
電電流および放電電流は、電源電圧Ｖccに実質的に比例
した電流としてトランジスタＭ８およびＭ１７を各々流
れるように構成されている。
【００４５】次にコンパレータ部３のコンパレータ３ａ
は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ２９、Ｍ３７、Ｍ
４０と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２８、Ｍ３
０、Ｍ３８、Ｍ３９、Ｍ４１とを備えている。そして差
動対を構成するトランジスタＭ３８とトランジスタＭ４
１の各々のゲート電圧、すなわち電圧ＶHとキャパシタ
電圧Ｖcapとを比較して、比較結果をトランジスタＭ２
８のドレインから出力する。
は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ２９、Ｍ３７、Ｍ
４０と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２８、Ｍ３
０、Ｍ３８、Ｍ３９、Ｍ４１とを備えている。そして差
動対を構成するトランジスタＭ３８とトランジスタＭ４
１の各々のゲート電圧、すなわち電圧ＶHとキャパシタ
電圧Ｖcapとを比較して、比較結果をトランジスタＭ２
８のドレインから出力する。
【００４６】またコンパレータ部３のコンパレータ３ｂ
は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ３２、Ｍ３４、Ｍ
３５と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３
３、Ｍ３６とを備えている。そして差動対をなすトラン
ジスタＭ３２とトランジスタＭ３５の各々のゲート電
圧、すなわち電圧ＶLとキャパシタ電圧Ｖcapとを比較し
て比較結果をトランジスタＭ３１のドレインから出力す
る。
は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ３２、Ｍ３４、Ｍ
３５と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３
３、Ｍ３６とを備えている。そして差動対をなすトラン
ジスタＭ３２とトランジスタＭ３５の各々のゲート電
圧、すなわち電圧ＶLとキャパシタ電圧Ｖcapとを比較し
て比較結果をトランジスタＭ３１のドレインから出力す
る。
【００４７】Ｓ／Ｒ回路５はＰチャネルＭＯＳトランジ
スタＭ２４、Ｍ２６と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｍ２５、Ｍ２７とを備えている。そしてコンパレータ３
ａの出力であるトランジスタＭ２８のドレインがローレ
ベルになると、Ｓ／Ｒ回路５の出力であるトランジスタ
Ｍ２４のドレインがハイレベルに設定される。また、コ
ンパレータ３ｂの出力であるトランジスタＭ３１のドレ
インがローレベルになると、トランジスタＭ２４のドレ
インがローレベルに設定される構成となっている。
スタＭ２４、Ｍ２６と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｍ２５、Ｍ２７とを備えている。そしてコンパレータ３
ａの出力であるトランジスタＭ２８のドレインがローレ
ベルになると、Ｓ／Ｒ回路５の出力であるトランジスタ
Ｍ２４のドレインがハイレベルに設定される。また、コ
ンパレータ３ｂの出力であるトランジスタＭ３１のドレ
インがローレベルになると、トランジスタＭ２４のドレ
インがローレベルに設定される構成となっている。
【００４８】電流スイッチ回路６は、ＰチャネルＭＯＳ
トランジスタＭ２０、Ｍ２１と、ＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＭ２２、Ｍ２３とを備えている。トランジスタ
Ｍ２０は充電電流の電流源であり、たとえばトランジス
タＭ８に流れる電流と同じ電流値となるように構成され
ている。またトランジスタＭ２３は放電電流の電流源で
あり、たとえばトランジスタＭ１７に流れる電流と同じ
電流値となるように構成されている。すなわちトランジ
スタＭ２０、Ｍ２３から構成される電流源の電流値は電
源電圧に実質的に比例した電流値になる。そして、Ｓ／
Ｒ回路５の出力に接続されたＣＭＯＳ構成のトランジス
タＭ２１、Ｍ２２のゲートにハイレベルの信号が入力さ
れると、電流スイッチ回路６は放電電流を出力し、トラ
ンジスタＭ２１、Ｍ２２のゲートにローレベルの信号が
入力されると充電電流が出力される。
トランジスタＭ２０、Ｍ２１と、ＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＭ２２、Ｍ２３とを備えている。トランジスタ
Ｍ２０は充電電流の電流源であり、たとえばトランジス
タＭ８に流れる電流と同じ電流値となるように構成され
ている。またトランジスタＭ２３は放電電流の電流源で
あり、たとえばトランジスタＭ１７に流れる電流と同じ
電流値となるように構成されている。すなわちトランジ
スタＭ２０、Ｍ２３から構成される電流源の電流値は電
源電圧に実質的に比例した電流値になる。そして、Ｓ／
Ｒ回路５の出力に接続されたＣＭＯＳ構成のトランジス
タＭ２１、Ｍ２２のゲートにハイレベルの信号が入力さ
れると、電流スイッチ回路６は放電電流を出力し、トラ
ンジスタＭ２１、Ｍ２２のゲートにローレベルの信号が
入力されると充電電流が出力される。
【００４９】電流スイッチ回路６の出力であるトランジ
スタＭ２１、Ｍ２２のドレインはコンデンサ７に接続さ
れ、上記充放電電流によってコンデンサ７の電圧Ｖcap
が変化する。なお、図１に示す信号線１３、１４はトラ
ンジスタＭ２０のゲートとトランジスタＭ２３のゲート
に対応している。
スタＭ２１、Ｍ２２のドレインはコンデンサ７に接続さ
れ、上記充放電電流によってコンデンサ７の電圧Ｖcap
が変化する。なお、図１に示す信号線１３、１４はトラ
ンジスタＭ２０のゲートとトランジスタＭ２３のゲート
に対応している。
【００５０】この図２に示す発振回路において、発振周
波数ｆoscは（２）式で与えられる。そして電圧差△Ｖ
と充放電電流Ｉは電源電圧に実質的に比例するように構
成されているため、電源電圧に影響されない安定した発
振周波数ｆoscを得ることができる。
波数ｆoscは（２）式で与えられる。そして電圧差△Ｖ
と充放電電流Ｉは電源電圧に実質的に比例するように構
成されているため、電源電圧に影響されない安定した発
振周波数ｆoscを得ることができる。
【００５１】また、コンパレータ３ａはＮチャネルＭＯ
ＳトランジスタＭ３８、Ｍ４１からなる差動対を有して
おり、コンパレータ３ｂはＰチャネルＭＯＳトランジス
タＭ３２、Ｍ３５からなる差動対を有していること、お
よび抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値を可及的に小さくできるこ
とにより、コンデンサ７に印加される電圧Ｖcapのスイ
ング幅（＝ＶH、ＶL）を電源電圧ＶCCに近くすることが
可能となり、ノイズの影響を受けにくくすることができ
る。このため、電源電圧が低いシステムに用いても信頼
性の低下を可及的に防止することができる。
ＳトランジスタＭ３８、Ｍ４１からなる差動対を有して
おり、コンパレータ３ｂはＰチャネルＭＯＳトランジス
タＭ３２、Ｍ３５からなる差動対を有していること、お
よび抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値を可及的に小さくできるこ
とにより、コンデンサ７に印加される電圧Ｖcapのスイ
ング幅（＝ＶH、ＶL）を電源電圧ＶCCに近くすることが
可能となり、ノイズの影響を受けにくくすることができ
る。このため、電源電圧が低いシステムに用いても信頼
性の低下を可及的に防止することができる。
【００５２】図２に示す本実施の形態の発振回路におい
て、電源電圧ＶCCを５Ｖと、２．５Ｖに設定したときの
コンデンサ７の電圧波形をシミュレーションによって求
めた結果を図３に示す。図３において、グラフＶ５．０
は電源電圧ＶCCが５Ｖのときの電圧波形を示し、グラフ
Ｖ２．５は電源電圧ＶCCが２．５Ｖのときの電圧波形を
示している。この図３から分かるように電源電圧に影響
されない発振周波数が得られている。
て、電源電圧ＶCCを５Ｖと、２．５Ｖに設定したときの
コンデンサ７の電圧波形をシミュレーションによって求
めた結果を図３に示す。図３において、グラフＶ５．０
は電源電圧ＶCCが５Ｖのときの電圧波形を示し、グラフ
Ｖ２．５は電源電圧ＶCCが２．５Ｖのときの電圧波形を
示している。この図３から分かるように電源電圧に影響
されない発振周波数が得られている。
【００５３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の発振回路に
よれば、電源電圧の影響を受けない発振周波数を得るこ
とができるとともに、電源電圧が低いシステムに用いて
も信頼性の低下を可及的に防止することができる。
よれば、電源電圧の影響を受けない発振周波数を得るこ
とができるとともに、電源電圧が低いシステムに用いて
も信頼性の低下を可及的に防止することができる。
【図１】本発明による発振回路の一実施の形態の構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図２】図１に示す実施の形態の具体的な構成を示す回
路図。
路図。
【図３】図２に示す発振回路にかかるコンデンサの電圧
波形を、電源電圧をパラメータにして示すグラフ。
波形を、電源電圧をパラメータにして示すグラフ。
【図４】従来の発振回路の構成を示す回路図。
【図５】図４に示す発振回路の動作を説明するグラフ。
１ 電圧発生器 ２ 電流設定器 ３ コンパレータ部 ３ａ コンパレータ ３ｂ コンパレータ ５ セット／リセット回路（Ｓ／Ｒ回路） ６ 電流スイッチ回路 ７ コンデンサ ８、９ 信号線 １０、１１、１２ 信号線 １３、１４ 信号線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J043 AA02 AA26 EE01 FF04 FF05 GG06 5J081 AA08 CC18 CC34 DD04 DD15 EE03 FF08 FF10 LL05 MM01 MM02
Claims (3)
- 【請求項１】電源電圧に実質的に比例した第１および第
２の電圧を発生する電圧発生部と、 前記電源電圧に実質的に比例した第１および第２の電流
を設定する電流設定部と、 コンデンサが接続され、前記コンデンサが前記第１およ
び第２の電流で充放電されることで上昇または下降する
電圧を生成するノードと、 前記第１の電圧と前記コンデンサが接続されたノードの
電圧とを比較する第１のコンパレータ、および前記第２
の電圧と前記コンデンサが接続されたノードの電圧とを
比較する第２のコンパレータを有するコンパレータ部
と、 前記第１のコンパレータの出力によりセットされ、前記
第２のコンパレータの出力によりリセットされるセット
／リセット回路と、 前記セット／リセット回路の出力に応じて切換動作し
て、前記コンデンサに前記第１の電流を供給するか、ま
たは前記コンデンサから前記第２の電流を引き抜く電流
スイッチ回路と、 を備えたことを特徴とする発振回路。 - 【請求項２】前記電流設定部は、ＭＯＳ型トランジスタ
を有し前記電源電圧に実質的に比例した電圧を受けるア
ンプ回路と、ＭＯＳ型トランジスタから構成されたカレ
ントミラー回路を有し前記アンプ回路の出力に基づいて
前記第１の電流を発生する第１の電流発生部と、ＭＯＳ
型トランジスタから構成されたカレントミラー回路を有
し前記アンプ回路の出力に基づいて前記第２の電流を発
生する第２の電流発生部と、備えたことを特徴とする請
求項１記載の発振回路。 - 【請求項３】前記第１のコンパレータは差動対がＮチャ
ンネルＭＯＳ型トランジスタからなる差動アンプであ
り、前記第２のコンパレータは差動対がＰチャンネルＭ
ＯＳ型トランジスタからなる差動アンプであることを特
徴とする請求項１または２記載の発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000076605A JP2001267888A (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000076605A JP2001267888A (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001267888A true JP2001267888A (ja) | 2001-09-28 |
Family
ID=18594323
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000076605A Abandoned JP2001267888A (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001267888A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004055968A3 (en) * | 2002-12-17 | 2004-11-25 | Koninkl Philips Electronics Nv | Temperature compensated r-c oscillator |
-
2000
- 2000-03-17 JP JP2000076605A patent/JP2001267888A/ja not_active Abandoned
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004055968A3 (en) * | 2002-12-17 | 2004-11-25 | Koninkl Philips Electronics Nv | Temperature compensated r-c oscillator |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040730 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040827 |
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