JP2001257503A - Ｔｅｍモード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 フィルタの性能が良好で、小型化できるＴＥ
Ｍモード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタを提
供する。 【解決手段】 本件バンドパスフィルタは、各々が、上
平面、下平面及び４つの側面を有する誘電体ブロック４
００，４１０を含む誘電体共振器４０，４１と、エバネ
セントなＥモードの導波管結合部４２とを備えている。
誘電体共振器４０，４１の各々は、上平面及び下平面に
それぞれコーティングされた金属層４０１，４１１；４
０２，４１２と、４つの側面のうちの１つの側面にコー
ティングされた金属層４０３，４１３とを有し、金属層
４０３及び４１３によりコーティングした側面を短絡
面、残りの３つの側面を開放面とすることによりλ／４
誘電体共振器として動作しかつ電磁界の独立したＴＥＭ
モードを維持するように構成されている。導波管結合部
４２は誘電体共振器４０，４１の両者をＴＥＭモードで
結合するが、これらの各々より高い遮断周波数を有して
いる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高い無負荷Ｑ値を
有しており、低背型ＴＥＭモード（主モード）の１／４
波長平面型誘電体共振器を用いた２段バンドパスフィル
タに関する。２つの共振器間の結合はエバネセントなＥ
モードの導波管で行われ、これら共振器の短絡面に対向
する開放面を結合することによって行われる。本発明の
フィルタは、広帯域ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉ
ｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、符号分割多
重）等のセルラーフォンシステムにおいて、無線ＬＡＮ
（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）において、
及びフィルタリングが必要な他の通信システムにおいて
使用され得る。

【０００２】

【従来の技術】公知の文献として、（１）アルン・チャ
ンドラ・クンデュ及びイクオ・アワイ、「矩形誘電体デ
ィスク共振器を用いた低背デュアルモードＢＰＦ」、平
成９年度電気・情報関連学会中国支部連合大会予稿集、
第２７２頁、（２）ヨシヒロ・コニシ、「新しい誘電体
導波管部品−新しいセラミック材料のマイクロ波への応
用」、ＩＥＥＥ会報、Ｖｏｌ．７９、Ｎｏ．６、第７２
６頁〜第７４０頁、１９９１年６月が存在する。

【０００３】また、公知ではないが既に提出した特許出
願として、（３）特願２０００−０１２９３９及び
（４）特願２０００−０１２９４０が存在する。

【０００４】本願の発明者の１人であるアルン・チャン
ドラ・クンデュは、文献（１）において、以下のごとき
構成を有する新しいタイプのＴＥＭデュアルモード誘電
体ディスク共振器及びその共振器を用いたデュアルモー
ドバンドパスフィルタを提案している。

【０００５】この誘電体共振器は、５ｍｍ×５ｍｍの正
方形の平面形状を有するデュアルモード共振器であり、
その上面及び下面は、銀層によってコーティングされて
いる。上面側の銀層はフローティングされており、下面
側の銀層は接地されている。これら２つの銀層に挟まれ
る内側には、比誘電率ε_ｒ＝９３の誘電体材料が充填さ
れている。ディスク共振器の全ての側面は、空中に露出
する開放面となっている。従って、これら開放面を通っ
て放射が容易に発生し、このディスク共振器は半波長共
振器として動作する。電界は共振器の磁気的壁において
最大となり、共振器の対称面において最小となる。それ
ゆえ、この種の共振器は、半波長（λ／２）誘電体ディ
スク共振器と呼ばれる。

【０００６】図１は、このディスク共振器に関してその
厚さｔと無負荷Ｑ値との関係を理論的及び実験的に確認
した結果を示す特性図であり、同様のものが文献（１）
に記載されている。同図から明らかのように、このディ
スク共振器は、比誘電率ε_ｒ＝９３の誘電体材料を用い
て、長さ及び幅が５ｍｍ×５ｍｍの場合、その厚さｔが
１ｍｍのときに無負荷Ｑ値が最大（≒２５０（実験
値））となる。

【０００７】このような共振器を用いて２ＧＨｚのバン
ドパスフィルタを形成すると、共振器及びフィルタの寸
法は８．５ｍｍ×８．５ｍｍ×１ｍｍとなり、無負荷Ｑ
値は約２６０となる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、移動端
末の最近の構造は、非常に小型化されかつより高性能の
共振器をフィルタに用いることを要求している。この目
的を達成するため、本発明者等は、２ＧＨｚ用の非常に
小型化された誘電体共振器を前述の特許出願（３）で提
案している。この誘電体共振器の寸法は３ｍｍ×４．２
５ｍｍ×１ｍｍであり、無負荷Ｑ値は約２４０である。

【０００９】なお、前述の特許出願（４）において、本
発明者等は、２つのλ／４共振器を用いて２段のバンド
パスフィルタを形成することを提案している。

【００１０】即ち、この特許出願においてバンドパスフ
ィルタは、各々が、上平面、下平面及び４つの側面を有
する誘電体ブロックを含んでいる第１及び第２の誘電体
共振器と、エバネセントなモードの導波管結合部とを備
えている。第１及び第２の誘電体共振器の各々は、上平
面及び下平面にそれぞれコーティングされた第１及び第
２の金属層と、４つの側面のうちの１つの側面にコーテ
ィングされた第３の金属層とを有し、第３の金属層をコ
ーティングした側面を短絡面、４つの側面のうちの残り
の３つの側面を開放面とすることによりλ／４誘電体共
振器として動作しかつ電磁界の独立したＴＥＭモードを
維持するように構成されている。エバネセントなモード
の導波管結合部は、第１及び第２の誘電体共振器の短絡
面を互いに接続して第１及び第２の誘電体共振器のＴＥ
Ｍモードの結合を提供しており、第１及び第２の誘電体
共振器の各々の共振周波数より高い遮断周波数を有する
エバネセントなモードで動作するように構成されてい
る。

【００１１】本発明は、この特許出願（４）と同様に、
前述した非常に小型化された誘電体共振器を用いて小型
のバンドパスフィルタを実現しようとするものであり、
その目的は、フィルタの性能を良好に維持しつつより小
型化を図ることができる、ＴＥＭモード誘電体共振器を
用いたバンドパスフィルタを提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＴＥＭ
モード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタは、各
々が、上平面、下平面及び４つの側面を有する誘電体ブ
ロックを含んでいる第１及び第２の誘電体共振器と、エ
バネセントなＥモードの導波管結合部とを備えている。
第１及び第２の誘電体共振器の各々は、上平面及び下平
面にそれぞれコーティングされた第１及び第２の金属層
と、４つの側面のうちの１つの側面にコーティングされ
た第３の金属層とを有し、第３の金属層をコーティング
した側面を短絡面、４つの側面のうちの残りの３つの側
面を開放面とすることによりλ／４誘電体共振器として
動作しかつ電磁界の独立したＴＥＭモードを維持するよ
うに構成されている。エバネセントなＥモードの導波管
結合部は、第１及び第２の誘電体共振器の短絡面に対向
する開放面を互いに接続して第１及び第２の誘電体共振
器のＴＥＭモードの結合を提供しており、第１及び第２
の誘電体共振器の各々の共振周波数より高い遮断周波数
を有するエバネセントなＥモードで動作するように構成
されている。

【００１３】前にも述べたように、デュアルモードフィ
ルタを形成すべくＴＥＭデュアルモード半波長構造を用
いると、２ＧＨｚ用のフィルタの寸法は８．５ｍｍ×
８．５ｍｍ×１ｍｍとなる。前述した特許出願（３）で
は、この共振器をＴＥＭモードλ／４誘電体共振器とす
ることにより、その寸法を３ｍｍ×４．２５ｍｍ×１ｍ
ｍ、無負荷Ｑ値を２４０と最適化している。

【００１４】以下、前述した特許出願（３）におけるＴ
ＥＭモードλ／４誘電体共振器について説明する。

【００１５】図２は、一般的なλ／２誘電体共振器の構
成を示しており、図３は、前述した特許出願におけるλ
／４誘電体共振器の基本的構成を示す斜視図である。

【００１６】図２において、２０は矩形の平面形状を有
する誘電体ブロック、２１は誘電体ブロック２０の上面
上にコーティングされた金属層、２２は誘電体ブロック
２０の下面上にコーティングされた金属層をそれぞれ示
している。上面の金属層２１はフローティングされてお
り、下面の金属層２２は接地されている。誘電体ブロッ
ク２０の４つの側面は、全て開放面となっている。図２
においては、λ／２誘電体共振器の長さがａ、厚さがｔ
で示されている。

【００１７】このλ／２誘電体共振器において、ｚ軸方
向のＴＥＭモードを想定すると、同図の矢印２３で示す
ように、負の最大電界はｚ＝０の平面にあり、正の最大
電界はｚ＝ａの平面にある。最小（ゼロ）電界は、明ら
かに、共振器の対称面であるｚ＝ａ／２の平面２４内に
ある。

【００１８】このようなλ／２誘電体共振器をこの対称
面２４に沿って分割して検討すれば、２つのλ／４誘電
体共振器を得ることができ、この各λ／４誘電体共振器
ではｚ＝ａ／２の平面は完全な電気導体（ＰＥＣ）とし
て動作する。

【００１９】図３はこのようにして得たλ／４誘電体共
振器であり、同図において、３０は矩形の平面形状を有
する誘電体ブロック、３１は誘電体ブロック３０の上面
上にコーティングされた金属層、３２は誘電体ブロック
３０の下面上にコーティングされた金属層をそれぞれ示
している。下面の金属層３２は接地されている。１つの
側面の金属層３４は、λ／２共振器の完全な電気導体
（ＰＥＣ）に相当し、上面の金属層３１と下面の金属層
３２とを短絡しており、他の３つの側面は開放面となっ
ている。なお、同図において、矢印３３は電界、矢印３
５は電流をそれぞれ示している。

【００２０】図３のλ／４誘電体共振器及び図２のλ／
２誘電体共振器は、原理的には同じ共振周波数を有して
いる。誘電体がε_ｒ＝９３という比較的高い比誘電率を
有しているために、電磁界閉じ込め特性は十分に強く、
しかも、λ／４誘電体共振器の電磁界分布は、λ／２誘
電体共振器の対称面２４に沿って分割して考えたλ／２
誘電体共振器の電磁界分布とほぼ同じである。図２及び
図３に示すように、λ／４誘電体共振器の容積はλ／２
誘電体共振器の半分である。その結果、λ／４誘電体共
振器の総エネルギ量もλ／２誘電体共振器の半分とな
る。それにもかかわらず、エネルギ損失がλ／２誘電体
共振器の約５０％に減少するため、λ／４誘電体共振器
の無負荷Ｑ値は、λ／２誘電体共振器の場合の半分とな
る。即ち、λ／４誘電体共振器は、共振周波数及び無負
荷Ｑ値を変えることなく、寸法を大幅に小型化すること
ができる。

【００２１】公知文献（１）によるデュアルモード誘電
体共振器を用いて２ＧＨｚのフィルタを形成すると、フ
ィルタの寸法は８．５ｍｍ×８．５ｍｍ×１ｍｍとな
る。しかしながら、寸法が３ｍｍ×４．２５ｍｍ×１ｍ
ｍであり無負荷Ｑ値が約２４０である上述した特許出願
（３）によるλ／４誘電体共振器を２つ用いて２段バン
ドパスフィルタを構成すると、フィルタの寸法は、３ｍ
ｍ×８．８ｍｍ×１ｍｍとなる。

【００２２】即ち、本発明によるフィルタの容積は、従
来のものに比して１／３となる。しかも、本発明のフィ
ルタの性能は、十分に良好なものである。２つの共振器
間の結合は、開放前面間にエバネセントなＥモードの導
波管を設けることによってなされている。

【００２３】電子及び通信の分野における多目的使用さ
れる点から、誘電体共振器を用いたフィルタは周知であ
る。特に、導波管型フィルタは、基地局や移動局におい
て用いられている。

【００２４】λ／４導波管共振器を用いた２段及び多段
フィルタについては、前述した文献（２）に記載されて
いるように、小西氏によって研究がなされている。この
フィルタは、ＴＥモード誘電体導波管共振器型フィルタ
であり、直接結合のキャビティフィルタに比しては、そ
の性能、寸法及び容積の点で優れている。

【００２５】しかしながら、最近の移動端末は、小型か
つ軽量の携帯端末とするべく、非常に小型化されかつよ
り高性能のフィルタを要求していることから、本発明で
は、ＴＥＭモードλ／４誘電体共振器を用いて２段バン
ドパスフィルタを形成しているのである。ＴＥモード
（最低次モード）共振器の共振周波数がその長さ及び厚
さ又は幅に依存して変化してしまうのに対して、ＴＥＭ
モード共振器の共振周波数は共振器の長さのみにほぼ依
存する。従って、共振周波数を考慮に入れずに、共振器
の厚さ及び幅の関数として無負荷Ｑ値を最適化すること
ができる。この方法により、従来技術のものよりもさら
に小型化かつ高性能化されたバンドパスフィルタを提供
できるのである。

【００２６】エバネセントなＥモードの導波管結合部
は、開放面である上平面及び４つの側面と、金属がコー
ティングされた下平面とを有していることが好ましい。

【００２７】通過帯域の両側に減衰極を有するように構
成されていることが非常に好ましい。本発明のバンドパ
スフィルタは、その通過帯域の両側に予期しなかった減
衰極を有しており、これによって通過帯域の外側の帯域
の特性が向上している。即ち、前述した特許出願（４）
に記載したバンドパスフィルタは、通過帯域の両側に減
衰極を有していなかったが、本発明のこのバンドパスフ
ィルタは、通過帯域の両側に減衰極を有しており、これ
によってフィルタのすそ部分の特性をより向上できるの
である。具体的には、エバネセントなＥモードの導波管
結合部を介する第１及び第２の誘電体共振器間の直接結
合と内部結合とが、キャパシティブ結合及びインダクテ
ィブ結合のうちの互いに異なる結合となるように構成さ
れている。

【００２８】第１及び第２の誘電体共振器が、同一の誘
電体材料から構成されていることが好ましい。これら第
１及び第２の誘電体共振器が、高誘電率のセラミック誘
電体材料で構成されているがより好ましい。エバネセン
トなＥモードの導波管結合部も、第１及び第２の誘電体
共振器と同じ誘電体材料を用いていることがより好まし
い。

【００２９】第１及び第２の誘電体共振器が、ほぼ同一
の寸法を有していることが好ましい。

【００３０】エバネセントなＥモードの導波管結合部
が、第１及び第２の誘電体共振器の各々の長さ及び断面
より短い長さ及び小さい断面を有していることが好まし
い。第１及び第２の誘電体共振器間の結合が所望の値と
なるように、このエバネセントなＥモードの導波管結合
部の寸法が選択されていることがより好ましい。

【００３１】エバネセントなＥモードの導波管結合部
が、矩形の断面を有していることも好ましい。

【００３２】エバネセントなＥモードの導波管結合部
が、第１及び第２の誘電体共振器間に直列のキャパシタ
ンス及び一対のシャントキャパシタンスを提供するよう
に構成されていることが好ましい。

【００３３】第１及び第２の誘電体共振器の各々の前記
下平面の第２の金属層が、接地面として用いられること
が好ましい。エバネセントなＥモードの導波管結合部の
金属のコーティングされている面も、接地面として用い
られることが好ましい。

【００３４】第１及び第２の誘電体共振器の各々の短絡
面と直交する１つの側面がキャパシティブな励振に用い
られることが好ましい。このキャパシティブな励振は、
この側面に設けた電気的入出力ポートで行われるであろ
う。

【００３５】この電気的入出力ポートが、この側面に矩
形、正方形、台形又は円形の金属パターンを設けること
により形成されていることが好ましい。

【００３６】この金属パターンが、上平面の第１の金属
層及び下平面の第２の金属層から離隔していることが好
ましい。

【００３７】外部回路との結合の強さが所望の値となる
ようにこの金属パターンの寸法が選択されていることが
より好ましい。

【００３８】第１及び第２の誘電体共振器の少なくとも
一方の上平面の第１の金属層に、周波数調整用の狭いス
リットが設けられていることが好ましい。

【００３９】

【発明の実施の形態】図４は本発明の一実施形態として
２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バン
ドパスフィルタの構成を概略的に示す斜視図であり、図
５はこのバンドパスフィルタの分解斜視図、図６は各誘
電体共振器の構成を概略的に示す斜視図である。

【００４０】これらの図において、４０は第１のλ／４
誘電体共振器、４１は第２のλ／４誘電体共振器をそれ
ぞれ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器４０
及び４１は、エバネセントなＥモードの誘電体導波管
（遮断導波管）４２を介して互いに接続されている。

【００４１】λ／４誘電体共振器４０及び４１の各々
は、図６により明確に示されているように、矩形の平面
形状を有する誘電体ブロック４００（４１０）と、誘電
体ブロック４００（４１０）の上面上にコーティングさ
れた金属層４０１（４１１）と、誘電体ブロック４００
（４１０）の下面上にコーティングされた金属層４０２
（４１２）とを備えている。この下面の金属層４０２
（４１２）は接地されている。

【００４２】図６には示されていないが、１つの側面の
金属層４０３（４１３）は、λ／２共振器の電界が最小
となる完全な電気導体（ＰＥＣ）に相当し、上面の金属
層４０１（４１１）と下面の金属層４０２（４１２）と
を短絡しており、他の３つの側面は開放面となってい
る。誘電体ブロック４００（４１０）の、金属層４０３
（４１３）と直交する１つの側面には、矩形の金属パタ
ーンからなり、共振器にキャパシティブな励振を与える
ための励振電極４０４（４１４）が形成されている。な
お、接地されている下面の金属層４０２（４１２）の一
部には、励振電極４０４（４１４）と金属層４０２（４
１２）とを離隔するための切り欠き４０２ａ（４１２
ａ）が設けられている。

【００４３】本実施形態において、エバネセントなＥモ
ードの誘電体導波管４２は、矩形の平面形状を有する誘
電体ブロックで構成されており、その下平面のみが金属
層４２１でコーティングされて、接地されている。誘電
体導波管４２の上平面及び４つの側面は全て開放面とな
っている。

【００４４】エバネセントなＥモードの誘電体導波管４
２の２つの開放側面が、２つのλ／４誘電体共振器４０
及び４１の短絡面に対向する開放側面間に接続されてい
る。λ／４誘電体共振器４０及び４１において、この短
絡面に対向する開放面で電界は最大となる。従って、こ
の開放面では、キャパシティブな結合が最も有効であ
る。

【００４５】前述したように、誘電体ブロック４００及
び４１０の下面に形成された金属層４０２及び４１２は
接地されている。

【００４６】本実施形態において、励振電極４０４及び
４１４は、誘電体ブロック４００及び４１０の短絡面と
直交しかつ同方向に面する側面上にそれぞれ形成されて
いる。

【００４７】なお、誘電体ブロック４００及び４１０並
びに誘電体導波管４２はε_ｒ＝９３という比較的高い比
誘電率の誘電体材料で形成されており、金属層４０１、
４１１、４０２、４１２、４０３、４１３及び４２１並
びに励振電極４０４及び４１４は銀で形成されている。

【００４８】ＴＥＭモードλ／４誘電体共振器を用いる
ことが本発明の重要な部分である。これによりフィルタ
の容積の本質的な低減が可能となるからである。

【００４９】しかも、高い誘電率の誘電体材料を用いる
ことにより、本実施形態におけるλ／４誘電体共振器の
厚さは、文献（１）に記載されているように１ｍｍに最
適化することができ、最新の技術革新に容易に対応でき
る厚さ１ｍｍのフィルタを形成することに成功したので
ある。

【００５０】共振器の性能又は質を評価するための数値
はＱ値である。無負荷Ｑ値Ｑ_０は以下のように定義され
る。

【００５１】Ｑ_０＝ω_０×（共振回路に蓄えられたエネ
ルギ）／（共振回路での電力損失） ただし、ω_０は共振角周波数である。

【００５２】図２に示すλ／２誘電体共振器は、３つの
損失係数を有している。それらは、金属コーティングに
よる導体損、誘電体材料による誘電体損、誘電体材料が
空気に開放されていることによる輻射損である。

【００５３】λ／２誘電体共振器の無負荷Ｑ値Ｑ_０は以
下の式を用いて算出できる。

【００５４】１／Ｑ_０＝１／Ｑ_ｃ＋１／Ｑ_ｄ＋１／Ｑ_ｒ ここで、Ｑ_ｃは導体損に基づくＱ値、Ｑ_ｄは誘電体損に
基づくＱ値、Ｑ_ｒは輻射損に基づくＱ値である。

【００５５】Ｑ値が損失に反比例するので、このＱ値が
大きければ大きいほど電力損失が小さくなる。

【００５６】誘電体損に基づくＱ値Ｑ_ｄ×共振周波数
（ＧＨｚ）＝Ａ（定数）である。ただし、Ａは誘電体材
料の損失係数であり、ある範囲の周波数帯域において周
波数に依存しない。２ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数帯域
においてかつ比誘電率がε_ｒ＝９３の誘電体材料におい
て、本出願人の測定によれば、Ａ＝７５００（ＧＨｚ）
である。

【００５７】λ／４共振器の共振周波数がλ／２誘電体
共振器の共振周波数よりもやや低いので、誘電体損に基
づくＱ値Ｑ_ｄはやや大きくなる。

【００５８】図３及び図２からも明らかのように、λ／
４誘電体共振器は、その開放面の面積がλ／２誘電体共
振器の場合の半分であるため、輻射損も半分となる。

【００５９】λ／４誘電体共振器では、さらに、金属で
コーティングされている部分（完全な電気導体の平面を
除く）の面積も半分となるので、導体損も半分となる。

【００６０】λ／４誘電体共振器における付加的な損失
源は、完全な電気導体平面のみである。しかしながら、
この平面は小さく、かつ誘電体損によって一部補償され
る。

【００６１】λ／４誘電体共振器の容積がλ／２誘電体
共振器の場合の半分でありかつ全体の損失係数がほぼ半
分であるため、無負荷Ｑ値は、λ／４誘電体共振器及び
λ／２誘電体共振器の両方においてほぼ等しい。

【００６２】８．５ｍｍ×８．５ｍｍ×１ｍｍのλ／２
誘電体共振器の実験的に得られた無負荷Ｑ値は２６０で
あり、８．５ｍｍ×４．２５ｍｍ×１ｍｍのλ／４誘電
体共振器の場合は２５０である。この劣化の原因は、短
絡面における導体損によるものである。

【００６３】以上述べたように、λ／４誘電体共振器の
容積がλ／２誘電体共振器の場合の半分であるが、共振
器の２つの重要なパラメータである無負荷Ｑ値はほぼ同
じであるということができる。また、共振周波数もほぼ
同じである。

【００６４】λ／４誘電体共振器の最も低いモード（Ｔ
ＥＭモード）における共振周波数は、共振器の長さにほ
ぼ依存し（ａ＜λｇ／２、ただしλｇは管内波長）、そ
の幅ａにはほとんど依存しない。１．９４５ＧＨｚの共
振周波数の場合、λ／４誘電体共振器の長さは４．２５
ｍｍであり、これは一定である。本実施形態におけるλ
／４誘電体共振器の厚さは、文献（１）に記載されてい
るように１ｍｍに最適化されている。

【００６５】従って、λ／４誘電体共振器の寸法を最適
化するための残された１つのパラメータは、この共振器
の幅ａである。

【００６６】図７は、λ／４誘電体共振器の幅ａに対す
る無負荷Ｑ値Ｑ_０の特性図である。

【００６７】同図より、無負荷Ｑ値は、ａ＝３ｍｍまで
急激に増大し、その後はほぼ一定値となっていることが
分かる。従って、ａ＝３ｍｍ、即ち、３ｍｍ×４．２５
ｍｍ×１ｍｍが、無負荷Ｑ値Ｑ_０≒２４０を有するλ／
４ＴＥＭモード誘電体共振器の最適化寸法となる。ａ＞
３ｍｍの場合、共振器の内部エネルギがこの共振器の損
失にほぼ比例して無負荷Ｑ値は増大しない。

【００６８】共振器の幅の減少によって電気導体（ＰＥ
Ｃ）の面積が減少し、付加される磁界リーケージが減少
する。よって直列インダクタが減少して共振周波数が上
昇する。

【００６９】実験結果より、λ／４誘電体共振器の幅が
ａ＝８．５ｍｍから３ｍｍまで減少した場合（共振器の
長さ及び厚さはそれぞれ４．２５ｍｍ及び１ｍｍに維
持）、ＴＥＭモードの共振周波数は１．９４５ＧＨｚか
ら２．１３３ＧＨｚに上昇した。

【００７０】共振器の外部回路に対する結合の強さを表
す外部Ｑ値Ｑ_ｅは、この結合の強さの逆数である。外部
Ｑ値Ｑ_ｅは、励振電極４０４及び４１４の寸法、即ち高
さ及び幅を変えることで制御可能である。励振電極の高
さを０．８ｍｍと一定に保ち、その幅ｂを変えた場合の
外部Ｑ値Ｑ_ｅを測定した結果が図８に示されている。同
図より、励振電極４０４及び４１４の幅を１ｍｍから３
ｍｍに増大させると、外部Ｑ値Ｑ_ｅが３５から２２へ減
少することが分かる。

【００７１】２つのλ／４誘電体共振器４０及び４１間
の結合の強さは、これら誘電体共振器と同じ誘電体材料
からなるエバネセントなＥモードの導波管４２の寸法、
例えば厚さｈを変えることによって制御可能である。

【００７２】図９は、エバネセントなＥモードの導波管
４２の幅を０．３ｍｍと一定に保ち、その厚さｈの変化
に対する結合係数ｋを表す特性図である。同図より、導
波管厚さｈが増大するに従って結合係数は曲線的に増大
することが分かる。例えば、厚さｈが０．４ｍｍから
０．９ｍｍに増大すると、結合係数ｋは０．００７から
０．１０６に増大する。

【００７３】適切に結合された２段バンドパスフィルタ
を得るためには、外部Ｑ値Ｑ_ｅは２つの共振器間の結合
の強さの逆数であるべきである。図８より、励振電極の
幅ｂが３ｍｍのとき、外部Ｑ値Ｑ_ｅは約２２となる。従
って、要求される内部結合係数は約０．０４５となる。
これは、図９より、Ｅモードの導波管４２の厚さｈを
０．７ｍｍとすれば得られるであろうと推測できる。

【００７４】以上の結果、図４に示した構成を有するバ
ンドパスフィルタを得ることができる。即ち、励振電極
４０４及び４１４の高さ×幅が０．８ｍｍ×３ｍｍであ
り、エバネセントなＥモードの導波管４２の長さ×幅×
厚さが０．３ｍｍ×３ｍｍ×０．７ｍｍである。

【００７５】図１０は、このバンドパスフィルタの反射
損失及び通過損失の周波数特性を実際に測定した特性図
である。

【００７６】同図より、このフィルタが、広帯域ＣＤＭ
Ａに利用できる高性能かつ低損失のバンドパスフィルタ
であることが分かる。さらに、このフィルタは、通過帯
域の両側に予期しない２つの減衰極を有しており、これ
ら減衰極の存在により、通過帯域のすその部分で非常に
シャープに落ち込んだ特性が得られている。このフィル
タの挿入損失は１．３ｄＢであり、反射損失は１９ｄＢ
であり、３ｄＢ通過帯域幅は１２８ＭＨｚであり、フィ
ルタ周波数は２０１５ＭＨｚであった。

【００７７】設計したフィルタは、マキシマリフラット
型である。このフィルタの結合係数ｋは次式から求めら
れる： ｋ＝（１／√（ｇ_１ｇ_２））（Ｂ／ｆ_０） ここで、Ｂは３ｄＢ通過帯域幅、ｆ_０はフィルタ周波
数、ｇ_１及びｇ_２はマキシマリフラット型フィルタの場
合１．４１４である。上式から求めた結合係数ｋはｋ＝
０．０４４９であった。これは、設計値とほぼ一致して
いる。

【００７８】主としてキャパシティブなエネルギをもつ
エバネセントなＥモードの導波管４２は、キャパシティ
ブな結合及び接地される一対のシャントキャパシタンス
を提供する。図１１は、本実施形態におけるバンドパス
フィルタの等価回路を示している。

【００７９】同図において、２つのλ／４誘電体共振器
４０及び４１は、２つのＬ−Ｃ並列回路１１０及び１１
１でそれぞれ表されている。Ｇは損失係数によるもので
ある。電気的入出力ポートは２つのキャパシタＣ_ｅで表
されている。Ｌ_ｄは電気的入出力ポート間の直接結合イ
ンダクタンスを表している。エバネセントなＥモードの
導波管４２は、２つの誘電体共振器４０及び４１間に直
列の結合キャパシタンス（内部結合キャパシタンス）Ｃ
_１２を与え、さらに、電気的概略図において接地されて
いる１対のシャントキャパシタンスＣ_１１を与える。

【００８０】２つのλ／４誘電体共振器４０及び４１
は、同一の共振周波数を有するために同じ寸法であるべ
きである。２つの共振周波数間にわずかな相違が存在す
る場合、これは共振器の上平面に非常に狭いスリット４
３を設けることによって調整可能である。励振は共振器
の横方向の側面でなされるが、主ＴＥＭモードの電流は
共振器の長さ方向に沿って流れる。従って、このスリッ
ト４３は、その電流を妨げるように設けられる。このス
リット４３は、共振器のインダクタンス成分にさらにイ
ンダクタンス成分を付加することとなり、その共振周波
数を低減させる。

【００８１】なお、この周波数調整用スリットは、誘電
体共振器４０及び４１の両方に設けられていても良い
し、本実施形態のようにどちらか一方のみに設けられて
いても良い。また、上面の金属層上の中央部及び縁端部
を含むどの位置にあっても良いし、また、その伸長方向
は主ＴＥＭモードの電流を妨げる方向であればどの方向
であっても良い。さらに、スリットの数は１つに限定さ
れるものではなく複数であっても良い。

【００８２】本実施形態のバンドパスフィルタにおい
て、入出力ポートである励振電極４０４及び４１４が互
いに非常に接近しているので、これらの間で直接結合が
発生する。一般に、直接結合の性質（キャパシティブ又
はインダクティブ）は、励振の性質（キャパシティブ又
はインダクティブ）に従う。前述したように、本実施形
態のバンドパスフィルタについて測定した特性は、その
通過帯域の両側に２つの有限減衰極を有している。この
ように、バンドパスフィルタが通過帯域の両側に２つの
有限減衰極を有するためには、その直接結合と内部結合
とが互いに異なる性質を有する（即ち、一方がキャパシ
ティブであり他方がインダクティブである）必要がある
とされている（例えば、小西 良弘他、「通信用フィル
タ回路の設計とその応用」、総合電子出版社、第３１頁
〜第４１頁、１９９４年２月１日、以下、公知文献
（５）と称する）。本実施形態のバンドパスフィルタに
おいて、２つの共振器間の内部結合は、電界が最大の開
放面を通して得られ、エバネセントなＥモード導波管は
主にキャパシティブなエネルギを保持している。従っ
て、インダクティブな内部結合は、決して起こり得な
い。即ち、内部結合はキャパシティブである。

【００８３】キャパシティブ内部結合の場合、偶数モー
ド共振周波数ｆ_ｅｖｅｎは、奇数モード共振周波数ｆ
_ｏｄｄより高くなり、そして、図１２に示すように、内
部結合キャパシタンスＣ_１２と並列にキャパシタンスＣ
_ｄを接続すると、奇数モード共振周波数ｆ_ｏｄｄは低下
し、偶数モード共振周波数ｆ_ｅｖｅｎは変化しないであ
ろう。これは、偶数モード共振の場合、図１３に示すよ
うにフィルタの対称面は開放回路として動作するので偶
数モード共振周波数ｆ_ｅｖｅｎは、 ｆ_ｅｖｅｎ＝１／２π√（Ｌ（Ｃ＋Ｃ_１１）） で与えられ、奇数モード共振の場合、図１４に示すよう
に対称面は短絡されるので奇数モード共振周波数ｆ
_ｏｄｄは、 ｆ_ｏｄｄ＝１／２π√（Ｌ（Ｃ＋Ｃ_１１＋２Ｃ_１２＋２
Ｃ_ｄ）） で与えられるためである。

【００８４】この理論的概念を実証するため、図１５に
示すように、エバネセントなＥモードの誘電体導波管１
５２を介して互いに接続されている２つのλ／４誘電体
共振器１５０及び１５１の上平面に形成された金属層１
５０１及び１５１１間にキャパシタンスＣ_ｄを接続しな
い場合及び接続した場合についてフィルタの入出力を疎
結合にして偶数及び奇数モード共振周波数を実際に測定
した。図１６はＣ_ｄ＝０の場合の測定結果、図１７はＣ
_ｄ＝１ｐＦの場合の測定結果をそれぞれ示している。図
１６及び図１７を比較して、キャパシタンスＣ_ｄが増大
すると、奇数モード共振周波数ｆ_ｏｄｄは低下している
が、偶数モード共振周波数ｆ_ｅｖｅｎはほとんど変化し
ていないことが分かる。

【００８５】従って、内部結合がキャパシティブな性質
を有していることが実証された。

【００８６】一方、入出力ポート間の直接結合がキャパ
シティブな性質であれば、このキャパシタンスが増大す
ると減衰極の周波数がフィルタの中心周波数に近づき、
逆に、直接結合がインダクティブであれば、このインダ
クタンスが増大すると減衰極の周波数がフィルタの中心
周波数から遠ざかる。さらに、直接結合がキャパシティ
ブとインダクティブとを並列に組み合わせた場合にはキ
ャパシタンスの増減に従って減衰極の周波数がフィルタ
の中心周波数に遠ざかるか又は近づくことが知られてい
る（公知文献（５））。

【００８７】入出力ポート間の直接結合の性質を実証す
るために、入出力ポート間にキャパシタンスＣ_ｐのキャ
パシタを接続しない場合及び接続した場合について、フ
ィルタの周波数特性を実際に測定した。図１８はＣ_ｐ＝
０の場合の測定結果、図１９はＣ_ｐ＝０．５ｐＦの場合
の測定結果をそれぞれ示している。図１８及び図１９を
比較して、入出力ポート間の直接結合キャパシタンスＣ
_ｐが増大すると、減衰極の周波数がフィルタの中心周波
数から遠ざかることが分かる。

【００８８】従って、直接結合がインダクティブな性質
を有していることが実証された。

【００８９】入出力ポート間に追加されたキャパシタン
スＣ_ｐは、励振キャパシタンスと直列に働くので、等価
外部回路キャパシタンスを低下させる。図１８に比較し
て図１９に示すように、フィルタにおいては、結合の不
均衡が発生する。追加されたキャパシタンスＣ_ｐと外部
回路のキャパシタンスとはその性質が逆であり、互いに
部分的に打ち消すように働く。実効的な励振キャパシタ
ンスの低下に伴って、減衰極の周波数がフィルタの中心
周波数に近づくこととなる。

【００９０】本実施形態における非常に薄い誘電体フィ
ルタは、従来の誘電体導波管型フィルタに置き換えて、
その性能を良好に維持しつつ寸法の大幅な小型化を図る
ことができる。このＴＥＭモード誘電体共振器フィルタ
は、広帯域ＣＤＭＡシステムの移動端末、無線ＬＡＮ及
び信号処理が必要な他の種々の用途に適用できる能力を
有している。

【００９１】本実施形態におけるフィルタは、励振及び
２つの共振器間の内部結合が共にキャパシティブであ
り、これによりフィルタの共振周波数を低減させフィル
タ自体の寸法をより小さくすることが可能となる。

【００９２】図２０は、本発明の他の実施形態として、
２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バン
ドパスフィルタの構成を概略的に示している。

【００９３】同図において、２００は第１のλ／４誘電
体共振器、２０１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器２００
及び２０１は、エバネセントなＥモードの誘電体導波管
（遮断導波管）２０２を介して互いに接続されている。

【００９４】本実施形態においては、λ／４誘電体共振
器２００の励振電極２００４が短絡面からその共振器方
向を見て右側の側面に、λ／４誘電体共振器２０１の励
振電極が短絡面からその共振器方向を見て左側の側面に
それぞれ形成されている。

【００９５】本実施形態のその他の構成、及び作用効果
は図４の実施形態の場合と全く同様である。

【００９６】図２１は、本発明のさらに他の実施形態と
して、２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器
型バンドパスフィルタの構成を概略的に示している。

【００９７】同図において、２１０は第１のλ／４誘電
体共振器、２１１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器２１０
及び２１１は、エバネセントなＥモードの誘電体導波管
（遮断導波管）２１２を介して互いに接続されている。

【００９８】本実施形態においては、λ／４誘電体共振
器２１０の励振電極が短絡面からその共振器方向を見て
左側の側面に、λ／４誘電体共振器２１１の励振電極２
１１４が短絡面からその共振器方向を見て右側の側面に
それぞれ形成されている。

【００９９】本実施形態のその他の構成、及び作用効果
は図４の実施形態の場合と全く同様である。

【０１００】図２２は、本発明のまたさらに他の実施形
態として、２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共
振器型バンドパスフィルタの構成を概略的に示してい
る。

【０１０１】同図において、２２０は第１のλ／４誘電
体共振器、２２１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器２２０
及び２２１は、エバネセントなＥモードの誘電体導波管
（遮断導波管）２２２を介して互いに接続されている。

【０１０２】本実施形態において、エバネセントなＥモ
ードの誘電体導波管２２２は、矩形の断面形状を有する
誘電体ブロックで構成されており、誘電体共振器と結合
されていない２つの側面のみが金属層２２２１でコーテ
ィングされている。この金属層２２２１は、λ／４誘電
体共振器２２０及び２２１の短絡面と反対側の側面に設
けられた導体２２１５及び２２０５（図では隠れてい
る）を介して接地されている。λ／４誘電体共振器２２
０及び２２１の図では隠れている、短絡面からその共振
器方向を見て反対側の部分も同じ構成となっている。誘
電体導波管２２２の上平面、下平面及び結合されている
２つの側面は全て開放面となっている。

【０１０３】なお、λ／４誘電体共振器２２０及び２２
１の励振電極２２０４及び２２１４は、導波管２２２の
金属層２２２１に接触しない位置にずらして形成されて
いる。

【０１０４】本実施形態のその他の構成、及び作用効果
は図４の実施形態の場合と全く同様である。

【０１０５】図２３は、本発明の他の実施形態として、
２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バン
ドパスフィルタの構成を概略的に示している。

【０１０６】同図において、２３０は第１のλ／４誘電
体共振器、２３１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器２３０
及び２３１は、エバネセントなＥモードの誘電体導波管
（遮断導波管）２３２を介して互いに接続されている。

【０１０７】本実施形態においては、λ／４誘電体共振
器２３０の励振電極２３０４が短絡面からその共振器方
向を見て右側の側面に、λ／４誘電体共振器２３１の励
振電極が短絡面からその共振器方向を見て左側の側面に
それぞれ形成されている。

【０１０８】本実施形態のその他の構成、及び作用効果
は図２２の実施形態の場合と全く同様である。

【０１０９】図２４は、本発明のさらに他の実施形態と
して、２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器
型バンドパスフィルタの構成を概略的に示している。

【０１１０】同図において、２４０は第１のλ／４誘電
体共振器、２４１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器２４０
及び２４１は、エバネセントなＥモードの誘電体導波管
（遮断導波管）２４２を介して互いに接続されている。

【０１１１】本実施形態においては、λ／４誘電体共振
器２４０の励振電極が短絡面からその共振器方向を見て
左側の側面に、λ／４誘電体共振器２４１の励振電極２
４１４が短絡面からその共振器方向を見て右側の側面に
それぞれ形成されている。

【０１１２】本実施形態のその他の構成、及び作用効果
は図２２の実施形態の場合と全く同様である。

【０１１３】上述した各実施形態における誘電体ブロッ
ク、エバネセントなＥモードの導波管及び金属層の構成
材料は単なる一例であり、これに限定されるものでない
ことは明らかである。また、励振電極の形状も、矩形に
限定されるものではなく、例えば正方形、台形又は円形
等のいかなるパターン形状であってもよいことも明らか
である。

【０１１４】以上述べた実施形態は全て本発明を例示的
に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明
は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することがで
きる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均
等範囲によってのみ規定されるものである。

【０１１５】

【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、ＴＥＭモードλ／４誘電体共振器を用いて２段バン
ドパスフィルタを形成しているため、さらに小型化かつ
高性能化されたバンドパスフィルタを提供できる。

【０１１６】通過帯域の両側に減衰極を有するように構
成すること、即ち、エバネセントなＥモードの導波管結
合部を介する第１及び第２の誘電体共振器間の直接結合
と内部結合とが、キャパシティブ結合及びインダクティ
ブ結合のうちの互いに異なる結合となるように構成する
ことにより、通過帯域の外側の帯域の特性をより向上さ
せることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】公知文献に記載されたディスク共振器に関して
その厚さｔと無負荷Ｑ値との関係を理論的及び実験的に
確認した結果を示す特性図である。

【図２】一般的なλ／２誘電体共振器の構成を示す斜視
図である。

【図３】本発明のバンドパスフィルタに用いられるλ／
４誘電体共振器の基本的構成を示す斜視図である。

【図４】本発明の一実施形態として、２つの誘電体共振
器を有する高周波誘電体共振器型バンドパスフィルタの
構成を概略的に示す斜視図である。

【図５】図４の実施形態におけるバンドパスフィルタの
分解斜視図である。

【図６】図４の実施形態におけるλ／４誘電体共振器の
構成を概略的に示す斜視図である。

【図７】共振器の幅ａに対する無負荷Ｑ値Ｑ_０の特性図
である。

【図８】励振電極の幅ｂに対する外部Ｑ値Ｑ_ｅの変化を
表す特性図である。

【図９】エバネセントなモードの導波管の厚さｈに対す
る結合係数ｋの変化を表す特性図である。

【図１０】本実施形態におけるバンドパスフィルタの反
射損失及び通過損失の周波数特性を実際に測定した特性
図である。

【図１１】本実施形態におけるバンドパスフィルタの等
価回路を示す回路図である。

【図１２】並列にキャパシタンスＣ_ｄを接続した場合の
バンドパスフィルタの内部結合を説明するための等価回
路を示す回路図である。

【図１３】偶数モード共振の場合の等価回路を示す回路
図である。

【図１４】奇数モード共振の場合の等価回路を示す回路
図である。

【図１５】キャパシティブ内部結合を実証するための構
成を説明するための図である。

【図１６】キャパシティブ内部結合を実証するための測
定結果を表す特性図である。

【図１７】キャパシティブ内部結合を実証するための測
定結果を表す特性図である。

【図１８】インダクティブ直接結合を実証するための測
定結果を表す特性図である。

【図１９】インダクティブ直接結合を実証するための測
定結果を表す特性図である。

【図２０】本発明の他の実施形態として、２つの誘電体
共振器を有する高周波誘電体共振器型バンドパスフィル
タの構成を概略的に示している。

【図２１】本発明のさらに他の実施形態として、２つの
誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バンドパス
フィルタの構成を概略的に示している。

【図２２】本発明のまたさらに他の実施形態として、２
つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バンド
パスフィルタの構成を概略的に示している。

【図２３】本発明の他の実施形態として、２つの誘電体
共振器を有する高周波誘電体共振器型バンドパスフィル
タの構成を概略的に示している。

【図２４】本発明のさらに他の実施形態として、２つの
誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バンドパス
フィルタの構成を概略的に示している。

【符号の説明】

２０、３０、４００、４１０ 誘電体ブロック ２１、２２、３１、３２、３４、４０１、４０２、４０
３、４１１、４１２、４１３、４２１、２２２１ 金属
層 ２３、３３ 電界 ２４ 対称面 ３５ 電流 ４０、４１、１５０、１５１、２００、２０１、２１
０、２１１、２２０、２２１、２３０、２３１、２４
０、２４１ λ／４誘電体共振器 ４２、１５２、２０２、２１２、２２２、２３２、２４
２ エバネセントなＥモードの誘電体導波管 ４３ スリット ４０２ａ、４１２ａ 切り欠き ４０４、４１４、２００４、２１０４、２１１４、２２
１４、２３０４、２４１４ 励振電極 ２２０５、２２１５ 導体

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 各々が、上平面、下平面及び４つの側面
   を有する誘電体ブロックを含んでいる第１及び第２の誘
   電体共振器と、エバネセントなＥモードの導波管結合部
   とを備えており、 前記第１及び第２の誘電体共振器の各々は、前記上平面
   及び前記下平面にそれぞれコーティングされた第１及び
   第２の金属層と、前記４つの側面のうちの１つの側面に
   コーティングされた第３の金属層とを有し、該第３の金
   属層をコーティングした側面を短絡面、前記４つの側面
   のうちの残りの３つの側面を開放面とすることによりλ
   ／４誘電体共振器として動作しかつ電磁界の独立したＴ
   ＥＭモードを維持するように構成されており、 前記エバネセントなＥモードの導波管結合部は、前記第
   １及び第２の誘電体共振器の前記短絡面に対向する前記
   開放面を互いに接続して該第１及び第２の誘電体共振器
   のＴＥＭモードの結合を提供しており、該第１及び第２
   の誘電体共振器の各々の共振周波数より高い遮断周波数
   を有するエバネセントなＥモードで動作するように構成
   されていることを特徴とするＴＥＭモード誘電体共振器
   を用いたバンドパスフィルタ。
2. 【請求項２】 前記エバネセントなＥモードの導波管結
   合部は、開放面である上平面及び４つの側面と、金属が
   コーティングされた下平面とを有していることを特徴と
   する請求項１に記載のバンドパスフィルタ。
3. 【請求項３】 通過帯域の両側に減衰極を有するように
   構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載
   のバンドパスフィルタ。
4. 【請求項４】 前記エバネセントなＥモードの導波管結
   合部を介する前記第１及び第２の誘電体共振器間の直接
   結合と内部結合とが、キャパシティブ結合及びインダク
   ティブ結合のうちの互いに異なる結合となるように構成
   されていることを特徴とする請求項３に記載のバンドパ
   スフィルタ。
5. 【請求項５】 前記第１及び第２の誘電体共振器が、同
   一の誘電体材料から構成されていることを特徴とする請
   求項１から４のいずれか１項に記載のバンドパスフィル
   タ。
6. 【請求項６】 前記第１及び第２の誘電体共振器が、高
   誘電率のセラミック誘電体材料で構成されていることを
   特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載のバン
   ドパスフィルタ。
7. 【請求項７】 前記第１及び第２の誘電体共振器が、ほ
   ぼ同一の寸法を有していることを特徴とする請求項１か
   ら６のいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。
8. 【請求項８】 前記エバネセントなＥモードの導波管結
   合部が、前記第１及び第２の誘電体共振器の各々の長さ
   及び断面より短い長さ及び小さい断面を有していること
   を特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載のバ
   ンドパスフィルタ。
9. 【請求項９】 前記第１及び第２の誘電体共振器間の結
   合が所望の値となるように前記エバネセントなＥモード
   の導波管結合部の寸法が選択されていることを特徴とす
   る請求項８に記載のバンドパスフィルタ。
10. 【請求項１０】 前記エバネセントなＥモードの導波管
    結合部が、矩形の断面を有していることを特徴とする請
    求項１から９のいずれか１項に記載のバンドパスフィル
    タ。
11. 【請求項１１】 前記エバネセントなＥモードの導波管
    結合部が、前記第１及び第２の誘電体共振器と同じ誘電
    体材料を用いていることを特徴とする請求項１から１０
    のいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。
12. 【請求項１２】 前記エバネセントなＥモードの導波管
    結合部が、前記第１及び第２の誘電体共振器間に直列の
    キャパシタンス及び一対のシャントキャパシタンスを提
    供するように構成されていることを特徴とする請求項１
    から１１のいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。
13. 【請求項１３】 前記第１及び第２の誘電体共振器の各
    々の前記下平面の前記第２の金属層が、接地面として用
    いられることを特徴とする請求項１から１２のいずれか
    １項に記載のバンドパスフィルタ。
14. 【請求項１４】 前記エバネセントなＥモードの導波管
    結合部の前記金属層のコーティングされている面が、接
    地面として用いられることを特徴とする請求項１から１
    ３のいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。
15. 【請求項１５】 前記第１及び第２の誘電体共振器の各
    々の前記短絡面と直交する１つの側面がキャパシティブ
    な励振に用いられることを特徴とする請求項１から１４
    のいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。
16. 【請求項１６】 前記第１及び第２の誘電体共振器の各
    々の前記短絡面と直交する１つの側面に電気的入出力ポ
    ートが設けられていることを特徴とする請求項１から１
    ５のいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。
17. 【請求項１７】 前記電気的入出力ポートが、該側面に
    矩形、正方形、台形又は円形の金属パターンを設けるこ
    とにより形成されていることを特徴とする請求項１６に
    記載のバンドパスフィルタ。
18. 【請求項１８】 前記金属パターンが、前記上平面の前
    記第１の金属層及び前記下平面の前記第２の金属層から
    離隔していることを特徴とする請求項１７に記載のバン
    ドパスフィルタ。
19. 【請求項１９】 外部回路との結合の強さが所望の値と
    なるように前記金属パターンの寸法が選択されているこ
    とを特徴とする請求項１７又は１８に記載のバンドパス
    フィルタ。
20. 【請求項２０】 前記第１及び第２の誘電体共振器の少
    なくとも一方の上平面の前記第１の金属層に、周波数調
    整用の狭いスリットが設けられていることを特徴とする
    請求項１から１９のいずれか１項に記載のバンドパスフ
    ィルタ。