JP2001237721A - 温度補償型ダイオード整流回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高周波送信機の出力制御用高周波増幅器の高
周波レベル制御装置用温度補償型ダイオード整流回路の
良好な温度特性と充分な感度を達成する。 【解決手段】 温度補償型ダイオード整流回路の整流電
圧を許容温度範囲内の温度の影響に対して安定化させる
ために、減結合された高周波出力信号（RF_OUT ）の電圧
振幅が直流入力電圧（U_IN ）に加えられるように、整流
ダイオード（D1）、補償ダイオード（D2）、ドロッピン
グ抵抗器（R1）、安定抵抗器（R2）、および方向性結合
器（D-CO）が、直流入力電圧（U_IN ）に接続される。整
流ダイオード（D1）のドロッピング抵抗器（R1）は、充
電コンデンサ（C1）と整流器出力（O_R）の間に配置さ
れ、直流入力電圧（U_IN ）は安定化され、かつ、ダイオ
ード（D1、D2）のしきい値電圧（U_T）の２倍よりわずか
だけ大きい。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波送信機(HF
transmitter)の出力レベルを制御する高周波増幅器の利
得制御ループ内にある高周波レベル制御装置(HF level
controller )用の温度補償型ダイオード整流器に関す
る。制御される高周波増幅器は、無線電話変調器(radio
telephone modulator )の出力側に配置されることが好
ましい。特に、これは、種々の伝送帯域で作動するよう
に設計されたセルラ電話(cellular telephone)である。
その制御回路の目的は、無線電話のアンテナの送信電力
(transmitting power)を、大きな動作温度範囲にわたっ
て大きな電力範囲内の設定値に一定に維持することであ
る。

【０００２】

【従来の技術】電話使用中、セルラ電話のような無線電
話は、その高周波送信電力を、無線網内の基地局の密度
および瞬間的な送信状態の関数として調節する。無線電
話が無線網にアクセスした後、無線網は、伝送チャネル
を電話に割り当て、引き続いて伝送品質を監視する。チ
ャネル周波数やタイムスロット位置(time slot positio
n)などの他の高周波パラメータに加え、高周波送信電力
のレベルをかなり正確に維持しなくてはならない。同時
電話接続数が少ない地方のエリアは、一般に、無線網の
開発が進んでいるにもかかわらず基地局密度が低いた
め、隣の基地局までの電波伝搬路(radio path)が最大４
０ｋｍもあり伝搬条件が不十分なことにより、約３３ｄ
Ｂｍ（＝２ワット）の最大有効送信電力を要する。これ
に反し、人口が密集し、基地局密度が高い場合には、わ
ずか１００メートルという短い電波伝搬路になることが
しばしばある。そのような短い電波伝搬路における送信
電力は、電池の負荷を軽減し伝送品質を保証するため
に、往々にして数ｄＢｍ／ｍＷまで低減させることがで
きる。

【０００３】また、送信電力が大きくセルのサイズ(cel
l size)が小さいと、該当する規約(applicable convent
ion)に従って両方のセルが同一チャネルを占有する場合
に、他のセルにおいて共有チャネルの妨害(common chan
nel disturbance)が発生する可能性がある。他方、送信
電力が低すぎると伝送品質が不十分なものになる。

【０００４】したがって、一方では、制御回路は、セル
ラ電話の高周波送信電力を、できる限り正確に、かつ大
きなダイナミックレンジの送信条件に基づいて再生でき
るように調整しなくてはならず、他方、広範囲な動作温
度にわたって設定値を維持しなくてはならないことが分
かる。これらの要件を低い高周波送信電力で満足するこ
とは難しい。

【０００５】開発の現状によれば、セルラ電話内の、例
えば送信／受信スイッチにおける電力損失を含む送信電
力は、５ｄＢｍ〜３９ｄＢｍのレベル範囲内で９００Ｍ
Ｈｚの周波数帯域と、０ｄＢｍ〜３６ｄＢｍの範囲内で
１８００ＭＨｚおよび１９００ＭＨｚの周波数帯域に対
して調整可能でなくてはならない。これら設定は、温度
範囲−２０℃〜＋６０℃で±０．５ｄＢｍの精度を有す
るべきである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、ＥＰＯ特許
出願公開明細書ＥＰ０ ８３４ ９８７Ａ２による温度
補償型ダイオード整流回路に端を発する。問題を更に良
く理解するために、公知の解決策と本発明の違いを図１
により説明する。

【外１】

【０００７】高周波増幅器ＰＡは、図示されていない電
話モジュールの変調器(modulator )出力とアンテナ回路
Ａとの間に置かれて、この場合は搬送波(carrier )上で
９００ＭＨｚにデジタル変調された伝送信号ＲＦ_INを増
幅する。上に引用したレベル範囲内の所定電力レベル
で、アンテナ回路Ａに対して高周波出力信号ＲＦ_OUT を
得るために、周知の所望値を実際値と比較する比較器Ｃ
ＯＭを有する制御ループにより、高周波増幅器ＰＡの増
幅率(amplification )が調節される。比較器ＣＯＭは、
所望の電力レベルに相当する直流制御電圧Ｕ_CTR を、高
周波出力信号ＲＦ _OUT の電力レベルに依存するレベルを
有する整流電圧Ｕ_D と比較する。整流ダイオードＤ１、
充電コンデンサＣ１及び安定抵抗器(ballast resistor)
Ｒ２とを備えた整流回路は、アンテナ回路に対する出力
信号ＲＦ_OUT から整流電圧Ｕ_D を得る。方向性結合器(d
irectional coupler )Ｄ−ＣＯは、整流回路をアンテナ
回路に接続する。

【０００８】上記で引用したレベル範囲内で高周波出力
信号ＲＦ_OUT の電圧は、ｎ＝１：３０を超える比率で変
化する。これにより、低レベルにおいても設定偏差を小
さくするためには、整流ダイオードの線形の導通特性
と、オフモードから導通モード(conducting mode )への
急峻な移行とが必要となる。極端な場合、セルラ電話の
ために利用できる動作電圧は最小３Ｖのみであるため、
これはますます難しくなる。比較器ＣＯＭは、自己の動
作電圧(operating voltage )を下回る電圧しか比較でき
ないので、方向性結合器Ｄ−ＣＯおよび整流回路は、最
大電力レベルのときであっても整流電圧Ｕ_D がやはりこ
の値を少なくともわずかに下回るように設計されなくて
はならない。その結果、理想的な特性のダイオード曲線
を有する場合でさえも、整流電圧Ｕ_D の最低電力レベル
における整流出力信号＾Ｕ_RFのその部分は１００ｍＶ未
満になるであろう。

【０００９】整流ダイオードのオフモードから導通モー
ドへの移行は、軸ゼロ点（axial zero point）の外側に
ある。特別の処理をしなければ、減結合された出力信号
(decoupled output signal )の振幅がしきい値電圧Ｕ_T
を上回るときは、１つの整流電圧Ｕ_D だけしか出力に達
しない。そのため、ダイオードＤ１は、バイアス電圧を
用いて、またはＥＰＯ特許出願公開明細書ＥＰ０ ８３
４ ９８７Ａ２の解決策のようにバイアス電流を用い
て、動作するようにするが有利である。しきい値電圧Ｕ
_T は、動作温度に依存しており、例えばショットキーダ
イオードの場合、望ましい温度範囲でＵ_T ＝３００ｍＶ
より低い。

【００１０】高周波増幅器ＰＡの出力における電力レベ
ルは、動作温度の変化と無関係でなくてはならない。し
かしながら、従来の整流回路では、そうではない。小さ
な順電流を有する従来のダイオードは、約２．０ｍＶ／
℃の温度依存性を有する。従って、許容温度変化８０℃
では、整流電圧Ｕ_D の変化は１６０ｍＶの変化になる。
これは、電圧で整流出力信号＾Ｕ_RFのその部分よりも大
きい。

【００１１】整流電圧Ｕ_R の温度変化(temperature run
)を補償するために、ＥＰＯ特許出願公開明細書ＥＰ０
８３４ ９８７Ａ２により、安定抵抗器Ｒ２と直列に
補償ダイオードＤ２を置き、抵抗器Ｒ１を介して整流ダ
イオードの片側を電池電圧Ｕ _BAT に接続することが公知
である。これにより、各分圧枝路にダイオードＤ１また
はＤ２と抵抗器Ｒ１またはＲ２の直列回路を有する、電
池電圧Ｕ_BAT に対する分圧器が形成され、整流器出力０
_R は、バイアス成分Ｕ_DO＝Ｕ_T ＋Ｕ_R2を含む整流電圧Ｕ
_D ＝Ｕ_DO＋＾Ｕ_RFを有する。電池電圧Ｕ_BAT は、２０μ
Ａ〜２００μＡのバイアス電流Ｉ_BIASで、両方のダイオ
ードＤ１、Ｄ２を電通状態にする。ダイオードＤ１およ
びＤ２の温度依存性のため、バイアス電流Ｉ_BIASも温度
に依存する。しかしながら、同等のダイオードタイプで
熱的に結合したダイオードＤ１、Ｄ２は各分圧岐路で同
じ温度依存性を有するので、ドロッピング抵抗器(dropp
ing resister )Ｒ１および安定抵抗器Ｒ２が同じ値を有
し、比較器ＣＯＭが高い入力抵抗を有している限り、分
圧器の分圧比は安定した状態のままである。この場合、
バイアス成分Ｕ_DO＝（１／２）Ｕ_BAT は、電池電圧Ｕ
_BAT のレベルにのみ依存する。したがって、整流電圧Ｕ
_D は、動作電圧値のフル電圧とその半分の間でしか変動
できない。実際には、これにより、整流電圧Ｕ_D におけ
る整流出力信号＾Ｕ_RFの変動範囲が１．５Ｖまで減少す
る。しかしながら、例えば整流電圧Ｕ_Dの変動範囲を広
げるために抵抗器Ｒ１およびＲ２が異なる場合、整流回
路は規定の温度変化(defined temperature run )を有す
る。抵抗器の相互の比率を利用することにより、正また
は負の温度変化を確立することができる。減結合された
出力信号は、結合コンデンサＣ２を介して、方向性結合
器Ｄ−ＣＯから整流回路の加算点Ｓに進み、そこでバイ
アス電流Ｉ_BIASに重畳される。また、方向性結合器Ｄ−
ＣＯを適合させ、電波インピーダンス(wave impedance)
を終端させる(terminate )ために、抵抗器ＲＥが使用さ
れている。

【００１２】バイアス成分Ｕ_DOは、無線電話の広範囲に
変動可能な電池電圧Ｕ_BAT に対して常に固定比率であ
る。そのため、直流制御電圧Ｕ_CTR のレベルは、変動す
る電池電圧Ｕ_BAT とも結合されていなくてはならない。

【００１３】前述の欠点に加え、約１０ｄＢｍまでの小
電力レベルでは、公知の整流回路は整流出力で数ミリボ
ルトの整流出力信号＾Ｕ_RFしか生成せず、したがって、
より低い高周波出力信号ＲＦ_OUT のレベルでの制御回路
の動作が不十分であることも実際に示された。この欠陥
の原因は、加算点Ｓでのバイアス電流Ｉ_BIASと出力信号
ＲＦ_OUT の減結合された部分(decoupled part)とのリン
ケージ(linkage )であることは明白である。抵抗器Ｒ１
やＲ２に比較して、ダイオードＤ１およびＤ２は小さな
インピーダンスしか有しない。これは、抵抗器Ｒ１とＲ
２がダイオードに対する電流源として作用し、オフモー
ドから通電モードへの移行を上回る比較的安定したバイ
アス電流Ｉ_BIASを供給することを意味し、そのため、こ
の電流を補償し、ダイオードＤ１で、高周波出力信号Ｒ
Ｆ_OUT に依存する整流電圧を得るためには、減結合され
た高周波出力信号ＲＦ_OUT の振幅は、最小電力値を超え
なくてならない。バイアス電流Ｉ_BIASが補償されるま
で、ダイオードＤ１、Ｄ２のインピーダンスは小さく、
したがって、コンデンサＣ１およびＣ２は、減結合され
た高周波出力信号ＲＦ_OUT を分圧する交流分圧器を形成
している。これは、低レベルでは整流電圧Ｕ_D に、整流
出力信号＾Ｕ_RFの代りに、その交流電圧成分だけが生ず
ることを意味する。このように、公知の回路におけるバ
イアス電流は、まずは前述の温度補償は実現するが、し
きい値電圧Ｕ_T のダイオードＤ１、Ｄに不十分なバイア
スしか与えない。

【００１４】公知の解決策の欠陥をまず上に述べたが、
本発明の目的は、公知の解決策と比較して、良好な温度
補償に加え、低い高周波出力レベルでの十分な感度も有
する、アンテナ回路における高周波出力信号のレベルを
調節するための整流回路を、制御回路内に形成すること
である。そのほかに、整流回路は、いわゆるデュアルバ
ンド携帯電話(dual band mobile phone)の異なる周波数
帯域で作動するよう設計された装置にも対応しなくては
ならない。

【００１５】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明は、アンテナ回路から減結合される高周波出
力信号用の整流器入力と、整流電圧用の整流器出力と、
を含む整流回路から始まる。高周波出力信号のレベルを
測定するために、その回路は、アンテナ回路内の方向性
結合器を介して整流器の入力に結合されている。整流回
路は、整流ダイオード、充電コンデンサ、および整流器
出力から回路の接地接続部(ground connection )に達す
る安定抵抗器とを含んでいる。整流電圧を温度の影響に
対して安定化させるために、整流器の入力は直流入力電
圧に接続されている。更に、安定抵抗器と直列に補償ダ
イオードが置かれ、かつ、整流器ダイオードと直列にド
ロッピング抵抗器が置かれている。各分圧岐路(dividin
g branch )が抵抗器とその電流方向の極性を有するダイ
オードとを含む分圧器は、直流入力電圧から整流器出力
に達し、したがって、整流電圧は温度と無関係であり、
直流入力電圧のレベルの半分のレベルでバイアス成分を
含むことが好ましい。

【００１６】しかしながら、公知の解決策とは異なり、
本発明の整流回路および方向性結合器の構成要素は、直
流入力電圧に接続されており、そのため、減結合された
高周波出力信号の電圧の振幅が、直流入力電圧に加えら
れ、かつ、充電コンデンサと整流器出力との間に整流器
ダイオードのドロッピング抵抗器が配置されている。

【００１７】本発明の目的を達成するためのもう１つの
方法は、直流入力電圧が安定化され、ダイオードのしき
い値電圧の２倍よりわずかだけ高いことである。

【００１８】高周波出力信号の加算は、誘導的に減結合
された高周波交流電圧が直流入力電圧と直列になるよう
に、方向性結合器の接続部が一方では直流入力電圧に直
接的に接続され、他方では、整流器の入力に直接的に接
続されることで達成される。

【００１９】これは、一方では、整流器入力で減結合さ
れた高周波交流電圧(decoupled HFa.c.voltage)が直流
入力電圧に直接的に重畳され、信号電流が流れていない
間に、高周波出力信号の振幅が負のときに直流入力電圧
に対抗して作用する、という利点を有する。他方では、
整流電圧における出力信号の整流部分は、充電コンデン
サの所で整流器出力のほぼ２倍の大きさである。小さい
高周波出力レベルでは、前述の方法により、オフモード
から導通モードへの移行のあいだに、整流器ダイオード
の電流−電圧依存性を更に良く利用することが可能にな
る。小さな直流入力電圧は、整流電圧の変化範囲をほぼ
倍増させることができ、それにより、最大整流電圧が、
整流器出力で許容できない高い値を超えることなく、整
流器入力における高周波交流電圧を対応して増大させる
こともできる。ドロッピング抵抗器の位置によって、整
流器入力での高周波交流電圧を、整流電圧が許容できな
い高い値を超えたり温度変化範囲(temperature run )を
変更したりすることなく、更に倍増させることもでき
る。更に、固定バイアス電流は整流器ダイオードに供給
されないので、信号の振幅が負のときに出力電力を補償
する必要は無い。

【００２０】公知の解決策と比較した結果、本発明のダ
イオード整流回路は、下方に約１０ｄＢｍ拡大された高
周波出力レベル範囲において、十分な感度を、同様に優
れた温度補償を有して提供する。このダイオード整流回
路により、高周波送信器の制御回路は、０ｄＢｍ〜１０
ｄＢｍの範囲の出力レベルを十分な精度で制御すること
が可能となる。

【００２１】本発明を実施例によって以下に説明する。

【００２２】

【発明の実施の形態】図１に記載の制御回路は、本発明
の解決策に最も近いＥＰＯ特許出願公開明細書ＥＰ第０
８３４ ９８７Ａ２の導入部に述べられている温度補
償型ダイオード整流回路を含む。

【００２３】図２に、アンテナ回路Ａに対する高周波出
力信号ＲＦ_OUT から整流電圧Ｕ_D を得るための、公知の
制御回路に本発明によるダイオード整流回路を備えた制
御回路を示す。そのダイオード整流回路は、整流器入力
ＩＮ_R を通って、方向性結合器Ｄ−ＣＯを経て、アンテ
ナ回路に結合されている。比較器ＣＯＭによって振幅を
制御できる高周波増幅器ＰＡは、制御可能であるが一定
の高周波レベルを維持しなくてはならない高周波出力信
号ＲＦ_OUT をアンテナ回路Ａに供給する。アンテナ回路
Ａは、送受信アンテナと、送信および受信モジュールを
有するアンテナの双方向操作(two-way operation )用の
各アンテナ切換スイッチと、を本質的に含んでいる。整
流回路は、整流ダイオードＤ１、充電コンデンサＣ１、
および安定抵抗器Ｒ２を含み、整流器出力Ｏ_R において
整流電圧Ｕ_D を供給する。整流電圧を許容温度範囲内で
の温度の影響に対して安定化させるために、方向性結合
器Ｄ−ＣＯを介して、整流器入力ＩＮ_R が直流入力電圧
Ｕ_INに接続される。しかしながら、公知の解決策と異な
り、その電圧は安定化され、ダイオードＤ１、Ｄ２のし
きい値電圧Ｕ_T の２倍よりわずかだけ高い。また、温度
補償のために、補償ダイオードＤ２が安定抵抗器Ｒ２と
直列になっており、整流ダイオードＤ１はドロッピング
抵抗器Ｒ１と直列になっている。しかしながら、ドロッ
ピング抵抗器Ｒ１は、一方では、整流ダイオードＤ１と
充電コンデンサＣ１とに接続され、他方では、整流器出
力Ｏ_R に接続されている。これにより、充電コンデンサ
Ｃ１の整流電圧が、ダイオードＤ２のしきい値電圧Ｕ_T
のために０．５よりわずかに大きい分圧係数(division
factor )ｋによって分圧される。ここで、整流器入力Ｉ
Ｎ_R における減結合された高周波出力信号ＲＦ_OUT の振
幅が公知の解決策のものより適当に大きくなるように方
向性結合器Ｄ−ＣＯを設計することができる。これによ
り、最大高周波レベル(maximum HF level)において比較
器ＣＯＭの最大許容整流電圧Ｕ_DMAX＝Ｕ_BAT を超えず
に、より小さな高周波レベルで整流ダイオードＤ１をオ
フモードから導通モードにすることができる。ドロッピ
ング抵抗器Ｒ１と安定抵抗器Ｒ２が同じ値を有すると、
分圧器Ｄ１、Ｄ２、Ｒ１、Ｒ２の分圧係数は、公知の解
決策と同様に、動作温度と無関係のままである。直流入
力電圧Ｕ_INは安定化されるので、整流電圧Ｕ_D は、機器
電池(instrument battery)の負荷状態に依存する変化に
無関係なままである。

【００２４】誘導的に減結合された高周波交流電圧と直
流入力電圧Ｕ_INとが直列になるように、方向性結合器
は、直流入力電圧に直接接続される二次側接続部(secon
dary connection)１と、整流器入力ＩＮ_R に接続される
二次側接続部２とを有する。

【００２５】直流入力電圧Ｕ_INが、ダイオードＤ１、Ｄ
２が許容範囲の最低動作温度において示すしきい値電圧
Ｕ_T の２倍より数百分の１ボルトだけ大きいときに、整
流器回路は特に感度が良くなる。この動作温度で、ダイ
オードＤ１、Ｄ２のしきい値電圧Ｕ_T が最高となり、分
圧器Ｄ１、Ｄ２、Ｒ１、Ｒ２を通るバイアス電流Ｉ_{BM IN}
が最低となる。ドロッピング抵抗器Ｒ１と安定抵抗器Ｒ
２は、一方では、分圧器Ｄ１、Ｄ２、Ｒ１、Ｒ２に流れ
込むバイアス電流Ｉ_BMINでも、比較器ＣＯＭの直流入力
電流よりもなお高くなるように、そして他方では、ドロ
ッピング抵抗器Ｒ１においてバイアス電流Ｉ_BMINによっ
て生ずる電圧降下がダイオードＤ１、Ｄ２のしきい値電
圧Ｕ_T よりも低くなるように、直流入力電圧Ｕ_INと比較
器ＣＯＭの直流入力電流とに関して設計されなくてはな
らない。このように、許容使用範囲内の最低動作温度に
おいても、また、整流器入力ＩＮ_R でのごく低いバイア
ス電流Ｉ_BMINでも、整流電圧Ｕ_D のバイアス成分は、依
然として、直流入力電圧Ｕ _INの約半分の大きさである。
より高い動作温度では、ダイオードＤ１、Ｄ２のしきい
値電圧Ｕ_T は降下し、分圧器Ｄ１、Ｄ２、Ｒ１、Ｒ２を
通るバイアス電流が増大し、それにより抵抗器には、そ
れに対応して、より大きな電圧降下が生じる。

【００２６】図３に、例えば、９００ＭＨｚ周波数帯域
の伝送信号ＲＦ_IN１と、１８００ＭＨｚ周波数帯域の伝
送信号ＲＦ_IN２のための、異なる周波数帯域で作動する
装置で使用する場合の本発明独特な構成を示す。この回
路は、各周波数帯域のための制御可能な電力増幅器ＰＡ
１およびＰＡ２を有し、ＰＡ１とＰＡ２は、図示されて
いないスイッチにより、電話モジュールの対応する変調
器(modulator )出力につながれる。また、各周波数帯域
に対して、ダイオードＤ１１またはＤ２１、充電コンデ
ンサＣ１１またはＣ２１、および安定抵抗器Ｒ１１また
はＲ２１を備えた各自のダイオード整流器がそれぞれ設
けられる。しかしながら、比較器ＣＯＭと、補償ダイオ
ードＤ２を備えた安定抵抗器Ｒ２とは共通に使用され
る。各方向性結合器Ｄ−ＣＯ１とＤ−ＣＯ２の伝達比
は、各周波数帯域について、整流電圧Ｕ_D の整流出力信
号＾Ｕ_RFの変動範囲が完全に利用されるように設計され
る。バイアス電流Ｉ_BIASが、各整流ダイオードＤ１１、
Ｄ２１を経由して、安定抵抗器Ｒ２と補償ダイオードＤ
２とに流れるので、最適な温度補償を達成するために
は、安定抵抗器の値は、Ｒ２＝１／２・Ｒ１１＝１／２
・Ｒ２１であるべきである。補償ダイオードＤ２を流れ
る２倍のバイアス電流Ｉ_BIASにより、ダイオードにおけ
る電圧降下が数百分の１ボルトだけ増加するが、整流ダ
イオードＤ１１、Ｄ２１に比べるとその温度の振舞い(t
emperature behavior)は無変化のままである。各方向性
結合器Ｄ−ＣＯ１およびＤ−ＣＯ２は、終端抵抗器ＲＥ
１、ＲＥ２によって高周波信号から切り離される。これ
により、各結合器に対して最適な方向性効果(direction
al effect)が達成される。終端抵抗器の基準点(base)
は、コンデンサＣＥの助けにより、安定化された直流電
圧の電位に保持される。

【図面の簡単な説明】

【図１】公知の温度補償型ダイオード整流回路を備え
た、高周波レベル制御用の制御回路を示す図である。

【図２】本発明の温度補償型ダイオード整流回路を備え
た、高周波レベル制御用の制御回路を示す図である。

【図３】複数の周波数帯域で作動する装置内で使用する
ための本発明の他の実施例を示す図である。

【符号の説明】

ＰＡ…高周波増幅器 Ａ…アンテナ回路 ＣＯＭ…比較器 Ｄ−ＣＯ…方向性結合器 １，２…二次側接続部 Ｄ１…整流ダイオード Ｒ１…ドロッピング抵抗器 Ｄ２…補償ダイオード Ｒ２…安定抵抗器 Ｃ１…充電コンデンサ ＲＦ_OUT …高周波出力信号 Ｕ_IN…直流入力電圧 ＩＮ_R …整流器入力 Ｏ_R …整流器出力 Ｕ_CTL …制御電圧 Ｕ_D …整流電圧 Ｕ_T …しきい値電圧

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 二次側接続部（１、２）を有する方向性
   結合器（Ｄ−ＣＯ）を経由して、整流器入力（ＩＮ_R ）
   で高周波出力信号（ＲＦ_OUT ）から整流電圧（Ｕ_D ）を
   得るために、高周波増幅器（ＰＡ）の外側に接続された
   温度補償型ダイオード整流回路であって、 整流電圧（Ｕ_D ）のための整流器出力（Ｏ_R ）と、整流
   ダイオード（Ｄ１）と、充電コンデンサ（Ｃ１）と、安
   定抵抗器（Ｒ２）と、を備え、 前記整流電圧を許容使用範囲内の温度の影響に対して安
   定化させるために、前記整流器入力（ＩＮ_R ）を経由し
   て直流入力電圧（Ｕ_IN）に接続されており、かつ、前記
   安定抵抗器（Ｒ２）に直列に接続された補償ダイオード
   （Ｄ２）と、前記整流ダイオード（Ｄ１）に直列接続さ
   れたドロッピング抵抗器（Ｒ１）とを含む、温度補償型
   ダイオード整流回路において、 減結合された前記高周波出力信号（ＲＦ_OUT ）の電圧振
   幅が前記直流入力電圧（Ｕ_IN）に加えられるように、前
   記整流ダイオード（Ｄ１）、前記補償ダイオード（Ｄ
   ２）、前記ドロッピング抵抗器（Ｒ１）、前記安定抵抗
   器（Ｒ２）、および前記方向性結合器（Ｄ−ＣＯ）が、
   前記直流入力電圧（Ｕ_IN）に接続されており、 前記整流ダイオード（Ｄ１）の前記ドロッピング抵抗器
   （Ｒ１）が、前記充電コンデンサ（Ｃ１）と前記整流器
   出力（Ｏ_R ）の間に置かれ、 前記直流入力電圧（Ｕ_IN）は安定化され、かつ、前記の
   ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）のしきい値電圧（Ｕ_T ）の２
   倍よりわずかだけ高いことを特徴とする、温度補償型ダ
   イオード整流回路。
2. 【請求項２】 前記方向性結合器（Ｄ−ＣＯ）の二次側
   接続部の一方（１）が前記直流入力電圧（Ｕ_IN）に直接
   接続され、他方の接続部が前記整流器入力（ＩＮ_R ）に
   直接に接続されており、そのため、前記方向性結合器
   （Ｄ−ＣＯ）によって誘導的に減結合される高周波交流
   電圧が前記直流入力電圧（Ｕ_IN）と直列になることを特
   徴とする請求項１に記載の温度補償型ダイオード整流回
   路。
3. 【請求項３】 前記直流入力電圧（Ｕ_IN）は、前記ダイ
   オード（Ｄ１、Ｄ２）が許容範囲内の最低動作温度にお
   いて示す前記しきい値電圧（Ｕ_T ）の２倍を数百分の１
   ボルト上回ることを特徴とする、請求項１に記載の温度
   補償型ダイオード整流回路。
4. 【請求項４】 前記直流入力電圧（Ｕ_IN）が、前記ダイ
   オード（Ｄ１、Ｄ２）の前記しきい値電圧（Ｕ_T ）の値
   の２倍と３倍の間であることを特徴とする、請求項３に
   記載の温度補償型ダイオード整流回路。
5. 【請求項５】 ２重のダイオード整流器（Ｄ１１、Ｄ２
   １、Ｃ１１、Ｃ２１、Ｒ１１、Ｒ２１）を備え、共通の
   補償ダイオード（Ｄ２）を備える回路が、異なる周波数
   帯域で作動するように設計された携帯電話において使用
   されることを特徴とする、請求項１に記載の温度補償型
   ダイオード整流回路。