JP2001136102A - 非干渉ｓｓ多重通信システム - Google Patents
非干渉ｓｓ多重通信システムInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来は、比較的高価な２重平衡変
調器またはかけ算回路を拡散・逆拡散に使用し、チャン
ネル間干渉排除回路が必要であったため、実用的なもの
を作る場合高価となる。 【解決手段】 ゲートのみで、拡散・逆拡散を行
う非干渉ＳＳ多重通信システムとＰＮ符号による第１逆
拡散のゲートオフ時に反転符号による第２逆拡散を行
い、その信号と付属回路の信号を第１逆拡散の信号に加
算することにより、受信感度を６ｄＢ増大させる。ま
た、拡散符号と同じ周期で、キャリアの位相または周波
数を変えて同期信号を送り、受信側で検出した同期信号
を積分器に通して耐ノイズ性を向上させた。従って、通
信機の使用範囲の拡大及び、耐ノイズ性の大幅な向上、
送信電力の低減、ゲート回路のみで拡散・逆拡散でき、
同期取得も容易であり、簡単な回路で実現可能である。
調器またはかけ算回路を拡散・逆拡散に使用し、チャン
ネル間干渉排除回路が必要であったため、実用的なもの
を作る場合高価となる。 【解決手段】 ゲートのみで、拡散・逆拡散を行
う非干渉ＳＳ多重通信システムとＰＮ符号による第１逆
拡散のゲートオフ時に反転符号による第２逆拡散を行
い、その信号と付属回路の信号を第１逆拡散の信号に加
算することにより、受信感度を６ｄＢ増大させる。ま
た、拡散符号と同じ周期で、キャリアの位相または周波
数を変えて同期信号を送り、受信側で検出した同期信号
を積分器に通して耐ノイズ性を向上させた。従って、通
信機の使用範囲の拡大及び、耐ノイズ性の大幅な向上、
送信電力の低減、ゲート回路のみで拡散・逆拡散でき、
同期取得も容易であり、簡単な回路で実現可能である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、安価なゲート回路
のみで拡散・逆拡散を行い、また、２個の相補う逆拡散
回路を備え、その受信感度を６ｄＢ向上させ、さらに耐
ノイズ性・安定性の高い同期取得・保持回路を備え、通
信距離を拡大させた非干渉ＳＳ多重通信システムに関す
るものである。
のみで拡散・逆拡散を行い、また、２個の相補う逆拡散
回路を備え、その受信感度を６ｄＢ向上させ、さらに耐
ノイズ性・安定性の高い同期取得・保持回路を備え、通
信距離を拡大させた非干渉ＳＳ多重通信システムに関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来はチャンネル間干渉を取り除くため
には、希望信号の受信機と同様な受信部をチャンネル個
数だけ用意する方法、適応デジタルフィルタを用いる方
法など複雑で高価な方法が用いられている。谷口氏らは
直流電圧を重畳させる方法を提案しているが、その電圧
値はアナログ値をとり、またチャンネル数に依存してい
るので使いにくく、システムの安定性が問題である。
には、希望信号の受信機と同様な受信部をチャンネル個
数だけ用意する方法、適応デジタルフィルタを用いる方
法など複雑で高価な方法が用いられている。谷口氏らは
直流電圧を重畳させる方法を提案しているが、その電圧
値はアナログ値をとり、またチャンネル数に依存してい
るので使いにくく、システムの安定性が問題である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従って、比較的高価な
２重平衡変調器またはかけ算回路を拡散・逆拡散に使用
することと相まって、実用的な非干渉ＳＳ多重通信シス
テムを作る場合、回路が複雑となり高価となる。また同
期取得をキャリア位相により検出する方法を特開平１１
−３１９９５号において提案したが、この方法は電圧の
正負により判定しているため耐ノイズ性において少し改
良の余地がある。
２重平衡変調器またはかけ算回路を拡散・逆拡散に使用
することと相まって、実用的な非干渉ＳＳ多重通信シス
テムを作る場合、回路が複雑となり高価となる。また同
期取得をキャリア位相により検出する方法を特開平１１
−３１９９５号において提案したが、この方法は電圧の
正負により判定しているため耐ノイズ性において少し改
良の余地がある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】請求項１及び２の発明
は、通信機の使用範囲の拡大及び、耐ノイズ性の大幅な
向上が期待できること、送信電力が低減できること、ゲ
ート回路のみで拡散・逆拡散でき、同期取得も容易であ
り、簡単な回路で実現可能であること、等の特徴を有す
る。
は、通信機の使用範囲の拡大及び、耐ノイズ性の大幅な
向上が期待できること、送信電力が低減できること、ゲ
ート回路のみで拡散・逆拡散でき、同期取得も容易であ
り、簡単な回路で実現可能であること、等の特徴を有す
る。
【０００５】請求項１は、ＥＸＮＯＲゲート及び、アナ
ログゲートのゲートのみで、それぞれ拡散・逆拡散を行
う非干渉ＳＳ多重通信システムとＰＮ符号による第１逆
拡散のゲートオフ時に反転符号による第２逆拡散を行
い、その信号と付属回路の信号を第１逆拡散の信号に加
算することにより、受信感度を６ｄＢ増大させる非干渉
ＳＳ多重通信システムである。
ログゲートのゲートのみで、それぞれ拡散・逆拡散を行
う非干渉ＳＳ多重通信システムとＰＮ符号による第１逆
拡散のゲートオフ時に反転符号による第２逆拡散を行
い、その信号と付属回路の信号を第１逆拡散の信号に加
算することにより、受信感度を６ｄＢ増大させる非干渉
ＳＳ多重通信システムである。
【０００６】請求項２は、拡散符号と同じ周期で、キャ
リアの位相または周波数を変えて同期信号を送り、受信
側で検出した同期信号を積分器に通して耐ノイズ性を向
上させた同期取得、同期保持回路と、この回路において
拡散符号の開始より１／２周期ずらせて同期信号を送る
同期取得、同期保持回路である。
リアの位相または周波数を変えて同期信号を送り、受信
側で検出した同期信号を積分器に通して耐ノイズ性を向
上させた同期取得、同期保持回路と、この回路において
拡散符号の開始より１／２周期ずらせて同期信号を送る
同期取得、同期保持回路である。
【０００７】
【発明の実施の形態】＋１，−１の値を取る通常のＭ系
列ＰＮ符号をＰＮｉ（ｉ＝１からｎ）とすれば、スイッ
チングにより逆拡散することは１のバイアスをかけたＰ
Ｎ符号で逆拡散することと等価となり、ｎ個の情報信号
Ｓｇｉ（ｉは１からｎ）を拡散変調し、多重化した信号
はΣＳｇｉＰＮｉで与えられるので、ｒ番目の情報信号
に対する逆拡散信号は
列ＰＮ符号をＰＮｉ（ｉ＝１からｎ）とすれば、スイッ
チングにより逆拡散することは１のバイアスをかけたＰ
Ｎ符号で逆拡散することと等価となり、ｎ個の情報信号
Ｓｇｉ（ｉは１からｎ）を拡散変調し、多重化した信号
はΣＳｇｉＰＮｉで与えられるので、ｒ番目の情報信号
に対する逆拡散信号は
【０００８】
【数１】 となり、積分器出力は
【数２】 となり、他チャンネルからの干渉が完全になくなる。従
って本提案の方法によれば、情報信号がデジタル信号の
ときにはＥＸＮＯＲ素子によって拡散をし、逆拡散はア
ナログゲート回路でスイッチングすることにより可能
で、完全にチャンネル間が非干渉な多重伝送システム
を、拡散・逆拡散部がゲート素子のみで実現できる。こ
こでは一例として＋１のチップ数が１多いとしたが−１
が１多い場合もまったく同様の理論が成り立つ。
って本提案の方法によれば、情報信号がデジタル信号の
ときにはＥＸＮＯＲ素子によって拡散をし、逆拡散はア
ナログゲート回路でスイッチングすることにより可能
で、完全にチャンネル間が非干渉な多重伝送システム
を、拡散・逆拡散部がゲート素子のみで実現できる。こ
こでは一例として＋１のチップ数が１多いとしたが−１
が１多い場合もまったく同様の理論が成り立つ。
【０００９】本提案方式の一例として７ビットＭ系列符
号による論理動作を表１に示す。０１１１００１を順次
シフトしてできる同表一列目に示される７種類の符号
で、二列目に示される１，０，１，０，１，１，１の情
報ＳｇｉをＥＸＮＯＲ拡散すると、同表第３列のような
信号が得られる。この信号を加算して多重化すると三列
下に示される多重送信値Σが得られる。受信機ではこの
信号を受けて、同表一列に示される符号でスイッチング
逆拡散すると、４列目のＳＷ逆拡散信号が得られる。こ
の逆拡散信号を積分すると、五列目に示される、積分値
Σが得られる。積分値は情報値が１のとき全て１６とな
り、０のときは全て１２となり、直流分が重畳している
が、他チャンネルからの干渉がなく情報が復元できてい
ることがわかる。
号による論理動作を表１に示す。０１１１００１を順次
シフトしてできる同表一列目に示される７種類の符号
で、二列目に示される１，０，１，０，１，１，１の情
報ＳｇｉをＥＸＮＯＲ拡散すると、同表第３列のような
信号が得られる。この信号を加算して多重化すると三列
下に示される多重送信値Σが得られる。受信機ではこの
信号を受けて、同表一列に示される符号でスイッチング
逆拡散すると、４列目のＳＷ逆拡散信号が得られる。こ
の逆拡散信号を積分すると、五列目に示される、積分値
Σが得られる。積分値は情報値が１のとき全て１６とな
り、０のときは全て１２となり、直流分が重畳している
が、他チャンネルからの干渉がなく情報が復元できてい
ることがわかる。
【００１０】次に、同期式ＣＤＭＡ方式では、送信用符
号と受信用符号の同期とその保持が重要な問題であり、
従来はスライデング相関器や遅延ロックループなどが用
いられているが、同期がはずれた場合復帰に時間がかか
るなどの欠点があった。本提案の拡散方式では送信信号
は負にはならないので一拡散符号長に等しい周期ごとに
位相もしくは極性を変えた信号によって変調をかけて送
信し、受信側でその位相もしくは極性を検出し、積分す
ることによって同期信号を得て、常時同期をとるので、
同期保持の必要がなく、また極めて耐ノイズ性も高い。
なお積分をすることによって同期信号はπ／２位相がず
れるが、送信側でデジタル的にπ／２だけ正確に位相を
ずらせておけば受信側で位相を調節する必要がなく、極
めて安定な同期取得動作が期待できる。
号と受信用符号の同期とその保持が重要な問題であり、
従来はスライデング相関器や遅延ロックループなどが用
いられているが、同期がはずれた場合復帰に時間がかか
るなどの欠点があった。本提案の拡散方式では送信信号
は負にはならないので一拡散符号長に等しい周期ごとに
位相もしくは極性を変えた信号によって変調をかけて送
信し、受信側でその位相もしくは極性を検出し、積分す
ることによって同期信号を得て、常時同期をとるので、
同期保持の必要がなく、また極めて耐ノイズ性も高い。
なお積分をすることによって同期信号はπ／２位相がず
れるが、送信側でデジタル的にπ／２だけ正確に位相を
ずらせておけば受信側で位相を調節する必要がなく、極
めて安定な同期取得動作が期待できる。
【００１１】本提案方式はゲート回路のみで拡散・逆拡
散でき、また同期取得も容易であり、簡単な回路で実現
可能であるが、逆拡散時のスイッチングＯＦＦのときは
逆拡散信号の積分値には何らの寄与をしておらず、いわ
ば時間が無駄になっている。この無駄な期間の多重信号
成分から有効に信号成分を抽出するためには変調拡散符
号の反転符号で逆拡散することが考えられる。ただしこ
の場合は他チャンネルからの干渉成分が現れるので、こ
れをキャンセルする必要がある。拡散ＰＮ符号の反転符
号でスイッチング逆拡散すると言うことは送信多重信号
に
散でき、また同期取得も容易であり、簡単な回路で実現
可能であるが、逆拡散時のスイッチングＯＦＦのときは
逆拡散信号の積分値には何らの寄与をしておらず、いわ
ば時間が無駄になっている。この無駄な期間の多重信号
成分から有効に信号成分を抽出するためには変調拡散符
号の反転符号で逆拡散することが考えられる。ただしこ
の場合は他チャンネルからの干渉成分が現れるので、こ
れをキャンセルする必要がある。拡散ＰＮ符号の反転符
号でスイッチング逆拡散すると言うことは送信多重信号
に
【数３】 をかけて逆拡散することであるので、ｒ番目の情報信号
Ｓｇｒに対する逆拡散信号ｆｒ２は次式で与えられる。
Ｓｇｒに対する逆拡散信号ｆｒ２は次式で与えられる。
【００１２】
【数４】 従って積分器出力ｆｏ２は
【数５】 で与えられ、（４）式右側の第２項は他チャンネルから
の干渉である。また希望信号の係数の絶対値はｎ−１と
なり、（２）式の場合より小さくなることがわかる。な
おここで拡散符号は１が一個多いとし、拡散符号とその
反転との自己相関係数は−ｎで有り、シフトしたものと
の相互相関係数は１であることを使った。ところで、
（４）式を注意深く考察することにより、受信信号に−
２倍の拡散多重信号すなわち、被逆拡散信号を注入する
ことにより、他チャンネルからの干渉がキャンセルでき
ることが推察される。
の干渉である。また希望信号の係数の絶対値はｎ−１と
なり、（２）式の場合より小さくなることがわかる。な
おここで拡散符号は１が一個多いとし、拡散符号とその
反転との自己相関係数は−ｎで有り、シフトしたものと
の相互相関係数は１であることを使った。ところで、
（４）式を注意深く考察することにより、受信信号に−
２倍の拡散多重信号すなわち、被逆拡散信号を注入する
ことにより、他チャンネルからの干渉がキャンセルでき
ることが推察される。
【００１３】この場合の逆拡散信号ｆｒ２’は
【数６】 となり、積分器出力ｆｏ２’は
【数７】 で与えられ、他チャンネルからの干渉が０となり、希望
信号の係数の絶対値も（ｎ＋１）となり（２）式の場合
と同じになる。従ってこれらのことから第１逆拡散の信
号ｆｏ１と第２逆拡散の信号ｆｏ２’を積分器に差動入
力すれば、希望信号の電圧レベルは２倍となることがわ
かる。すなわち電力比では４倍となり、通信機の使用範
囲の拡大、もしくは送信電力の低減、さらには耐ノイズ
性の大幅な向上が期待できる。
信号の係数の絶対値も（ｎ＋１）となり（２）式の場合
と同じになる。従ってこれらのことから第１逆拡散の信
号ｆｏ１と第２逆拡散の信号ｆｏ２’を積分器に差動入
力すれば、希望信号の電圧レベルは２倍となることがわ
かる。すなわち電力比では４倍となり、通信機の使用範
囲の拡大、もしくは送信電力の低減、さらには耐ノイズ
性の大幅な向上が期待できる。
【００１４】
【実施例】本発明の機能を実現するための７チャンネル
多重送・受信機の構造の一例を図１，２に示し、簡単に
説明する。但し、図１、２ではキャリアの位相が一符号
長ごとにπずれている場合について示している。
多重送・受信機の構造の一例を図１，２に示し、簡単に
説明する。但し、図１、２ではキャリアの位相が一符号
長ごとにπずれている場合について示している。
【００１５】図１：非干渉ＳＳ多重送信システム ＸＴＡＬ：クロック、キャリアを生成するための源発振
器 ＤＩＶ：クロックの２倍周波数の信号を得る分周器 １／２Ｄ：１／２分周器 ＳＲ１：シフトレジスタ ＥＸ０：ＥＸＮＯＲ ＳＲ２：シフトレジスタ ＥＸ１−７：拡散変調用ＥＸＮＯＲ Ｄ１：拡散符号の１／２周期の信号を得る分周器 Ｆ２：たち下がりでトリガされるフリップフロップ ＯＰ：オペアンプ ＢＭ：平衡変調器
器 ＤＩＶ：クロックの２倍周波数の信号を得る分周器 １／２Ｄ：１／２分周器 ＳＲ１：シフトレジスタ ＥＸ０：ＥＸＮＯＲ ＳＲ２：シフトレジスタ ＥＸ１−７：拡散変調用ＥＸＮＯＲ Ｄ１：拡散符号の１／２周期の信号を得る分周器 Ｆ２：たち下がりでトリガされるフリップフロップ ＯＰ：オペアンプ ＢＭ：平衡変調器
【００１６】ＸＴＡＬはクロック、キャリアを生成する
ための源発振器で周波数ｆ１の信号ｆ１を生成する。Ｄ
ＩＶにより、ｆ１をＰＮ符号発生器のクロックの２倍周
波数の信号に分周し、１／２Ｄ分周器でシステムクロッ
クＣＬＫを得てＳＲ１，ＳＲ２に供給する。ＥＸＮＯＲ
帰還付きシフトレジスタＳＲ１によりＭ系列ＰＮ符号が
作られ、ＳＲ２により順次シフトして得られるＰＮ符号
ＰＮ１，・・・ＰＮ７が作られる。そしてこれらＰＮ符
号はＥＸＮＯＲゲートＥＸ１、・・・ＥＸ７に供給さ
れ、情報信号Ｓｇ１，・・・Ｓｇ７が拡散変調される。
これらの変調信号はオペアンプＯＰにより加算され、平
衡変調器ＢＭに加えられ多重拡散信号が得られる。一
方、ＤＩＶで作られたクロックの２倍周波数の信号は分
周器Ｄ１に供給され、拡散符号の一周期の１／２周期の
信号を作り、たち下がりでトリガされるフリップフロッ
プに供給される。フリップフロップでは拡散符号と同一
周期で、その周期の中央で極性が反転する信号が得ら
れ、その信号とその反転信号がアンド回路ＡＮＤ１，Ａ
ＮＤ２に供給される。またキャリアｆ１とその反転信号
もＡＮＤ１、ＡＮＤ２に加えられ、その出力はＯＲ回路
ＯＲ１に加えられる。従ってＯＲ１の出力には拡散符号
と同じ周期で、また拡散符号の一周期の中央部で、位相
が１８０度変化する周波数ｆ１のキャリアが得られる。
このキャリアにより平衡変調器ＢＭに加えられた多重信
号を変調し、ＡＮＴより送出する。
ための源発振器で周波数ｆ１の信号ｆ１を生成する。Ｄ
ＩＶにより、ｆ１をＰＮ符号発生器のクロックの２倍周
波数の信号に分周し、１／２Ｄ分周器でシステムクロッ
クＣＬＫを得てＳＲ１，ＳＲ２に供給する。ＥＸＮＯＲ
帰還付きシフトレジスタＳＲ１によりＭ系列ＰＮ符号が
作られ、ＳＲ２により順次シフトして得られるＰＮ符号
ＰＮ１，・・・ＰＮ７が作られる。そしてこれらＰＮ符
号はＥＸＮＯＲゲートＥＸ１、・・・ＥＸ７に供給さ
れ、情報信号Ｓｇ１，・・・Ｓｇ７が拡散変調される。
これらの変調信号はオペアンプＯＰにより加算され、平
衡変調器ＢＭに加えられ多重拡散信号が得られる。一
方、ＤＩＶで作られたクロックの２倍周波数の信号は分
周器Ｄ１に供給され、拡散符号の一周期の１／２周期の
信号を作り、たち下がりでトリガされるフリップフロッ
プに供給される。フリップフロップでは拡散符号と同一
周期で、その周期の中央で極性が反転する信号が得ら
れ、その信号とその反転信号がアンド回路ＡＮＤ１，Ａ
ＮＤ２に供給される。またキャリアｆ１とその反転信号
もＡＮＤ１、ＡＮＤ２に加えられ、その出力はＯＲ回路
ＯＲ１に加えられる。従ってＯＲ１の出力には拡散符号
と同じ周期で、また拡散符号の一周期の中央部で、位相
が１８０度変化する周波数ｆ１のキャリアが得られる。
このキャリアにより平衡変調器ＢＭに加えられた多重信
号を変調し、ＡＮＴより送出する。
【００１７】図２ 非干渉ＳＳ多重受信システム ＡＭＰ１：受信信号増幅器 ＮＬＡ：第二調波発生用逓倍非線形アンプ ＨＱ１：２倍周波数用共振器 ＸＴＡＬ：２倍周波数２同期入力源発振器 １／２Ｄ：１／２分周器 ＢＭ１：第一復調用平衡変調器 ＤＩＶ：分周器 ＡＭＰ２：第一復調波増幅器 ∫１：同期信号生成用積分器 ＨＱ２：拡散符号の２倍周期信号の共振器及び波形整形
器 △φ：遅相回路 π／２Ｄ：π／２遅相回路 ＢＭ２：平衡変調器（全波整流回路と同じ動作） ＡＬＳＷ１，ＡＬＳＷ２：アナログゲート ∫２：積分器 ＳＨ：サンプルホールド ｄ／ｄｔ１、ｄ／ｄｔ２：微分器 ＰＡＲＡ１，ＰＡＲＡ２：パラフェーズ増幅器 ＰＮＧ：データセット型シフトレジスタ（逆拡散符号発
生器）
器 △φ：遅相回路 π／２Ｄ：π／２遅相回路 ＢＭ２：平衡変調器（全波整流回路と同じ動作） ＡＬＳＷ１，ＡＬＳＷ２：アナログゲート ∫２：積分器 ＳＨ：サンプルホールド ｄ／ｄｔ１、ｄ／ｄｔ２：微分器 ＰＡＲＡ１，ＰＡＲＡ２：パラフェーズ増幅器 ＰＮＧ：データセット型シフトレジスタ（逆拡散符号発
生器）
【００１８】ＡＮＴにより受信された拡散多重信号はＡ
ＭＰ１により増幅され、平衡変調器ＢＭ１に入れられ
る。一方増幅器出力は非線形２倍調波発生器、２倍周波
数共振器ＨＱ１を通り、キャリアの２倍周波数の信号を
生成する。そしてその出力は同期型２倍周波数水晶発信
器に入力され、安定した２倍周波数の信号を得る。この
信号は１／２分周器１／２Ｄを通り、送信キャリアと同
じキャリアを生成し、一方では分周器ＤＩＶを通り受信
信号と同期したシステムクロックＣＬＫを生成し、Ｍ系
列ＰＮ符号発生器を駆動する。ＢＭ１では受信波とキャ
リアの積が取られ、時間軸に対称で、ＰＮ符号一周期の
中央で正・負に反転する拡散多重信号が得られる。この
信号はＡＭＰ２で増幅され、平衡変調器ＢＭ２に供給さ
れるとともに、積分器∫１で積分され、拡散符号の２倍
周期の共振器兼波形整形器ＨＱ２を通り、拡散符号の２
倍周期で正・負に反転する信号を得る。この信号を微小
位相の遅相器Δφ、π／２遅相器π／２Ｄに通し、送信
機のｆｔと同じく拡散符号の一周期の中央で極性が反転
する信号を得て、平衡変調器ＢＭ２でＡＭＰ２の出力と
掛け合わせ、正値のみとる拡散多重信号を得る。すなわ
ち、送信機のＢＭによるキャリア変調前の多重拡散信号
を復元する。なおこの機能は全波整流回路でも代用でき
る。
ＭＰ１により増幅され、平衡変調器ＢＭ１に入れられ
る。一方増幅器出力は非線形２倍調波発生器、２倍周波
数共振器ＨＱ１を通り、キャリアの２倍周波数の信号を
生成する。そしてその出力は同期型２倍周波数水晶発信
器に入力され、安定した２倍周波数の信号を得る。この
信号は１／２分周器１／２Ｄを通り、送信キャリアと同
じキャリアを生成し、一方では分周器ＤＩＶを通り受信
信号と同期したシステムクロックＣＬＫを生成し、Ｍ系
列ＰＮ符号発生器を駆動する。ＢＭ１では受信波とキャ
リアの積が取られ、時間軸に対称で、ＰＮ符号一周期の
中央で正・負に反転する拡散多重信号が得られる。この
信号はＡＭＰ２で増幅され、平衡変調器ＢＭ２に供給さ
れるとともに、積分器∫１で積分され、拡散符号の２倍
周期の共振器兼波形整形器ＨＱ２を通り、拡散符号の２
倍周期で正・負に反転する信号を得る。この信号を微小
位相の遅相器Δφ、π／２遅相器π／２Ｄに通し、送信
機のｆｔと同じく拡散符号の一周期の中央で極性が反転
する信号を得て、平衡変調器ＢＭ２でＡＭＰ２の出力と
掛け合わせ、正値のみとる拡散多重信号を得る。すなわ
ち、送信機のＢＭによるキャリア変調前の多重拡散信号
を復元する。なおこの機能は全波整流回路でも代用でき
る。
【００１９】一方、微小位相遅相器△φ、微分器ｄ／ｄ
ｔ１、パラフェーズ増幅器ＰＡＲＡ１及び２個のダイオ
ードにより、拡散符号の開始時刻に完全に同期した同期
パルスＬＤを生成し、逆拡散符号発生器ＰＮＧ（データ
セット型シフトレジスタ）の逆拡散符号列の初期値をロ
ードするデータロード信号として使う。またこの信号は
積分回路を経て得られているので耐ノイズ性が高く、２
倍周波数同期発振器の同期信号、さらにはリセット積分
器のリセット信号としても使う。
ｔ１、パラフェーズ増幅器ＰＡＲＡ１及び２個のダイオ
ードにより、拡散符号の開始時刻に完全に同期した同期
パルスＬＤを生成し、逆拡散符号発生器ＰＮＧ（データ
セット型シフトレジスタ）の逆拡散符号列の初期値をロ
ードするデータロード信号として使う。またこの信号は
積分回路を経て得られているので耐ノイズ性が高く、２
倍周波数同期発振器の同期信号、さらにはリセット積分
器のリセット信号としても使う。
【００２０】逆拡散符号列の初期値をロードし、システ
ムクロックにより順次シフトして生成された逆拡散符号
は、ＢＭ２出力（拡散多重信号）をスイッチングするＡ
ＬＳＷ１に供給され、第一逆拡散が行われ、（２）式の
希望信号出力が得られる。またＩＮＶ１により得られた
逆拡散符号の反転出力はＡＬＳＷ２に加えられ、第二逆
拡散が行われ、その出力に拡散多重信号の−２倍が加え
られ、負の希望信号出力が得られてＯＰ１から出力され
る。両希望出力信号はリセット積分器∫２に差動入力さ
れ、積分器出力はサンプルホールドに入力される。この
積分器出力電圧は従来のように逆拡散回路が一個の場合
に比べて２倍となり、Ｓ／Ｎ比向上に非常に有効であ
る。ｄ／ｄｔ２，ＰＡＲＡ２、ダイオードによって作ら
れた、積分器リセットパルスよりわずかな時間△φだけ
早いホールドパルスにより、積分器出力はホールドさ
れ、希望情報信号が得られる。図２の破線で囲まれた部
分を多重チャンネル数分用意し、対応する拡散符号を用
いればすべての情報信号を復元することができる。
ムクロックにより順次シフトして生成された逆拡散符号
は、ＢＭ２出力（拡散多重信号）をスイッチングするＡ
ＬＳＷ１に供給され、第一逆拡散が行われ、（２）式の
希望信号出力が得られる。またＩＮＶ１により得られた
逆拡散符号の反転出力はＡＬＳＷ２に加えられ、第二逆
拡散が行われ、その出力に拡散多重信号の−２倍が加え
られ、負の希望信号出力が得られてＯＰ１から出力され
る。両希望出力信号はリセット積分器∫２に差動入力さ
れ、積分器出力はサンプルホールドに入力される。この
積分器出力電圧は従来のように逆拡散回路が一個の場合
に比べて２倍となり、Ｓ／Ｎ比向上に非常に有効であ
る。ｄ／ｄｔ２，ＰＡＲＡ２、ダイオードによって作ら
れた、積分器リセットパルスよりわずかな時間△φだけ
早いホールドパルスにより、積分器出力はホールドさ
れ、希望情報信号が得られる。図２の破線で囲まれた部
分を多重チャンネル数分用意し、対応する拡散符号を用
いればすべての情報信号を復元することができる。
【００２１】
【発明の効果】請求項１の発明は、ＯＲゲート及び、ア
ナログゲートのゲートのみで、それぞれ拡散・逆拡散を
行う非干渉ＳＳ多重通信システムとＰＮ符号による第１
逆拡散のゲートオフ時に反転符号による第２逆拡散を行
い、その信号と付属回路の信号を第１逆拡散の信号に加
算することにより、受信感度を６ｄＢ増大させる非干渉
ＳＳ多重通信システムである。
ナログゲートのゲートのみで、それぞれ拡散・逆拡散を
行う非干渉ＳＳ多重通信システムとＰＮ符号による第１
逆拡散のゲートオフ時に反転符号による第２逆拡散を行
い、その信号と付属回路の信号を第１逆拡散の信号に加
算することにより、受信感度を６ｄＢ増大させる非干渉
ＳＳ多重通信システムである。
【００２２】また、請求項２の発明は、拡散符号と同じ
周期で、キャリアの位相または周波数を変えて同期信号
を送り、受信側で検出した同期信号を積分器に通して耐
ノイズ性を向上させた同期取得、同期保持回路と、この
回路において拡散符号の開始より１／２周期ずらせて同
期信号を送る同期取得、同期保持回路である。
周期で、キャリアの位相または周波数を変えて同期信号
を送り、受信側で検出した同期信号を積分器に通して耐
ノイズ性を向上させた同期取得、同期保持回路と、この
回路において拡散符号の開始より１／２周期ずらせて同
期信号を送る同期取得、同期保持回路である。
【００２３】従って、通信機の使用範囲の拡大及び、耐
ノイズ性の大幅な向上が期待できること、ゲート回路の
みで拡散・逆拡散でき、同期取得も容易であり、簡単な
回路で実現可能であること、等の特徴を有する。
ノイズ性の大幅な向上が期待できること、ゲート回路の
みで拡散・逆拡散でき、同期取得も容易であり、簡単な
回路で実現可能であること、等の特徴を有する。
【図１】本発明の非干渉ＳＳ多重送信システムを示す模
式図である。
式図である。
【図２】本発明の非干渉ＳＳ多重送信システムの他の例
を示す模式図である。
を示す模式図である。
【表１】
Claims (2)
- 【請求項１】 ＥＸＮＯＲゲート及び、アナログゲート
のゲートのみで、それぞれ拡散・逆拡散を行う非干渉Ｓ
Ｓ多重通信システムとＰＮ符号による第１逆拡散のゲー
トオフ時に反転符号による第２逆拡散を行い、その信号
と付属回路の信号を第１逆拡散の信号に加算することに
より、受信感度を６ｄＢ増大させる非干渉ＳＳ多重通信
システム。 - 【請求項２】 拡散符号と同じ周期で、キャリアの位相
または周波数を変えて同期信号を送り、受信側で検出し
た同期信号を積分器に通して耐ノイズ性を向上させた同
期取得、同期保持回路と、この回路において拡散符号の
開始より１／２周期ずらせて同期信号を送る同期取得、
同期保持回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31378599A JP2001136102A (ja) | 1999-11-04 | 1999-11-04 | 非干渉ｓｓ多重通信システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31378599A JP2001136102A (ja) | 1999-11-04 | 1999-11-04 | 非干渉ｓｓ多重通信システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001136102A true JP2001136102A (ja) | 2001-05-18 |
Family
ID=18045510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31378599A Pending JP2001136102A (ja) | 1999-11-04 | 1999-11-04 | 非干渉ｓｓ多重通信システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001136102A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104602607A (zh) * | 2012-07-27 | 2015-05-06 | 富士胶片株式会社 | 放射线图像检测装置、放射线摄影系统及其动作方法 |
-
1999
- 1999-11-04 JP JP31378599A patent/JP2001136102A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104602607A (zh) * | 2012-07-27 | 2015-05-06 | 富士胶片株式会社 | 放射线图像检测装置、放射线摄影系统及其动作方法 |
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