JP2001069783A

JP2001069783A - 永久磁石形同期電動機の制御方法

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Publication number: JP2001069783A
Application number: JP24509999A
Authority: JP
Inventors: Takaharu Takeshita; 隆晴竹下; Nobuyuki Matsui; 信行松井
Original assignee: Japan Science and Technology Corp
Current assignee: Japan Science and Technology Agency
Priority date: 1999-08-31
Filing date: 1999-08-31
Publication date: 2001-03-16
Anticipated expiration: 2019-08-31
Also published as: JP3819184B2

Abstract

(57)【要約】【課題】回転子位置センサを用いることなく電動機の
駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行うこと
により、小形、軽量、低価格であり、信頼性の改善を図
る得る永久磁石形同期電動機の制御方法を提供する。【解決手段】永久磁石形同期電動機の制御方法におい
て、前記電動機のパラメータとしての電動機のインダク
タンスを、電動機停止時に初期電流零の状態で、インバ
ータ４の特定のスイッチング素子に短時間Ｔ_sだけオン
信号を与え、その時に検出される各相の電流Ｉ
_u（Ｔ_s），Ｉ_v（Ｔ_s），Ｉ_w（Ｔ_s）に基づいて計
測する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石形同期電
動機の制御方法に係り、特に、回転子位置センサを用い
ることなく電動機のパラメータの推定を行い、電動機の
制御を行う突極形永久磁石形同期電動機の制御方法に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、このような技術分野の先行技術文
献としては、例えば、以下のようなものが挙げられる。

【０００３】（１）先行技術文献：竹下、市川、李、
松井：「速度起電力推定に基づくセンサレス突極形ブラ
シレスＤＣモータ制御」電学論Ｄ，１１７，ｐ．９８
（平９−１）（２）先行技術文献：渡辺、竹下、松井：「センサレ
ス突極形ブラシレスＤＣモータの零速制御」電気学会半
導体電力変換研資，ＳＰＣ−９７−７，ｐ３７（平９−
１）（３）先行技術文献：竹下、市川、松井、山田、水
谷：「センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期位
置角推定法」電学論Ｄ、１１６、ｐ．７３６（平８−
７）。

【０００４】永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）の小
形、軽量、低価格、信頼性改善のためにＰＭＳＭの位置
センサレス制御の各種提案がなされている。本発明者ら
も、既に、中高速度域において速度起電力を利用した方
法を、停止時・低速度域において突極機のｄ−ｑ軸イン
ダクタンス差を利用した診断電圧印加による方法を提案
し、全速度領域における位置センサレス駆動法を実現し
ている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
の位置センサレスアルゴリズムは、基本的にはｄ−ｑ軸
モデル上での電圧方程式から導出されているので、ＰＭ
ＳＭの電気的パラメータを事前に把握する必要がある。

【０００６】本発明は、上記状況に鑑みて、回転子位置
センサを用いることなく電動機の駆動装置を用いて電動
機のパラメータの推定を行うことにより、小形、軽量、
低価格であり、信頼性の改善を図り得る永久磁石形同期
電動機の制御方法を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、〔１〕回転子位置センサを用いることなく電動機の駆動
装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電動機
の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方法におい
て、前記電動機のパラメータはインダクタンスであり、
電動機停止時に初期電流零の状態で、インバータの特定
のスイッチング素子に短時間Ｔ_sだけオン信号を与え、
その時に検出される各相の電流Ｉ_u（Ｔ_s），Ｉ_v（Ｔ
_s），Ｉ_w（Ｔ_s）に基づいてインダクタンスＬ_d，Ｌ
_qを計測することを特徴とする。

【０００８】〔２〕上記〔１〕記載の永久磁石形同期電
動機の制御方法において、前記インダクタンスＬ_d，Ｌ
_qは、以下の方法により得ることを特徴とする永久磁石
形同期電動機の制御方法。

【０００９】回転子位置角θで停止しているとき、初期
電流零で、スイッチング素子ｕ⁺，ｖ^-，ｗ^-に時間Ｔ
_sだけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ_u1（Ｔ_s），
Ｉ_v1（Ｔ_s），Ｉ_w1（Ｔ_s）から次式のＩα
_u（Ｔ_s），Ｉβ_u（Ｔ_s）を計算し、Ｉα_u（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ_u1（Ｔ_s）−１／
２・Ｉ_v1（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_w1（Ｔ_s）｝Ｉβ_u（Ｔ_s）＝１／√２・｛Ｉ_v1（Ｔ_s）−Ｉ_w1（Ｔ
_s）｝一方、電動機の電圧方程式より、Ｉα_u（Ｔ_s），Ｉβ
_u（Ｔ_s）は次式で表わし、Ｉα_u（Ｔ_s）＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２θ Ｉβ_u（Ｔ_s）＝Ｉ₂ｓｉｎ２θ ただし、Ｉ₁＝√（２／３）・（Ｌ_d＋Ｌ_q）Ｖ_dcＴ_s／（２Ｌ
_dＬ_q），Ｉ₂＝√（２／３）・（Ｌ_q−Ｌ_d）Ｖ_dcＴ_s／（２Ｌ
_dＬ_q）である。

【００１０】上式のＩ₁，Ｉ₂が既知となれば、Ｌ_d，
Ｌ_qを次式で得る。

【００１１】Ｌ_d＝√（２／３）・Ｖ_dcＴ_s／（Ｉ₁＋Ｉ₂），Ｌ_q＝√（２／３）・Ｖ_dcＴ_s／（Ｉ₁−Ｉ₂）ただし、Ｉ₁，Ｉ₂を求めるために初期電流零でスイッ
チング素子ｕ^-，ｖ⁺，ｗ^-に時間Ｔ_sだけオン信号を
与えたときの、検出電流Ｉ_u2（Ｔ_s），Ｉ_v2（Ｔ_s），
Ｉ_w2（Ｔ_s）及びスイッチング素子ｕ^-，ｖ^-，ｗ⁺に
時間Ｔ_sだけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ_u3（Ｔ
_s），Ｉ_v3（Ｔ_s），Ｉ_w3（Ｔ_s）から、次式のＩα_v
（Ｔ_s），Ｉβ_v（Ｔ_s），Ｉα_w（Ｔ_s），Ｉβ
_w（Ｔ_s）を計算し、Ｉα_v（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ_v2（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_w2（Ｔ_s） −１／２・Ｉ_u2（Ｔ_s）｝＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２（θ−２π／３）Ｉβ_v（Ｔ_s）＝１／√２｛Ｉ_w2（Ｔ_s）−Ｉ_u2（Ｔ_s）｝＝Ｉ₂ ｓｉｎ２（θ−２π／３）Ｉα_w（Ｔ_s）＝√（２／３）｛Ｉ_w3（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_u3（Ｔ_s） −１／２・Ｉ_v3（Ｔ_s）｝＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２（θ＋２π／３）Ｉβ_w（Ｔ_s）＝１／２√｛Ｉ_u3（Ｔ_s）−Ｉ_v3（Ｔ_s）｝＝Ｉ₂ ｓｉｎ２（θ＋２π／３）ただし、Ｉ₁，Ｉ₂は次式で計算する。

【００１２】Ｉ₁＝｛Ｉα_u（Ｔ_s）＋Ｉα_v（Ｔ_s）
＋Ｉα_w（Ｔ_s）｝／３Ｉ₂＝√｛２／３（Ｉβ_u（Ｔ_s）²＋Ｉβ_v（Ｔ_s）
²＋Ｉβ_w（Ｔ_s）²｝または、Ｉ₂＝√〔２／３｛（Ｉα_u（Ｔ_s）−Ｉ₁）²＋（Ｉ
α_v（Ｔ_s）−Ｉ₁）²＋（Ｉα_w（Ｔ_s）−
Ｉ₁）²｝〕〔３〕回転子位置センサを用いることなく電動機の駆動
装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電動機
の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方法におい
て、前記電動機のパラメータは巻線抵抗であり、３種類
のスイッチングパターンの電圧印加の電流応答により、
更に２回の電圧印加により、初期位置角推定を行い、こ
の初期位置角に基づき、前記電動機を回転させないよう
にｄ軸電流一定値に制御したときの指令電圧、検出電流
により巻線抵抗を計測することを特徴とする。

【００１３】〔４〕回転子位置センサを用いることなく
電動機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を
行い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御
方法において、前記電動機のパラメータは起電力係数で
あり、予めコントローラに記憶されている定格電圧と定
格回転数から起電力係数の暫定値Ｋ_EMを与え、既存のセ
ンサレス制御法で電動機を回転させ、コントローラ内の
推定起電力ｅ_Mから得られる速度ω_Mが実際の速度ωに
一致するように、コントローラ内の起電力係数Ｋ_EMを調
整することにより、起電力係数を計測することを特徴と
する。

【００１４】〔５〕上記〔４〕記載の永久磁石形同期電
動機の制御方法において、前記起電力係数は、以下の方
法により得ることを特徴とする永久磁石形同期電動機の
制御方法。

【００１５】コントローラ内で推定された起電力ｅ_Mは
実際の起電力ｅを正確に推定しているとし（ｅ≒
ｅ_M）、また、推定起電力ｅ_Mに基づいた推定速度ω_M
（＝ｅ_M／Ｋ_EM）が得られる。

【００１６】一方、インバータ周波数よりモータの回転
速度ωはコントローラ内でわかり、実際の起電力係数Ｋ
_Eとの間にω＝ｅ／Ｋ_Eの関係が得られる。

【００１７】以上より、速度誤差ω−ω_Mは、 ω−ω_M＝（１／Ｋ_E−１／Ｋ_EM）ｅ_M と得られるので、速度差ω−ω_Mを用いてコントローラ
内の起電力係数Ｋ_EMを補正し、速度誤差が零に収束した
ときの起電力係数の暫定値Ｋ_EMを起電力係数の計測値と
する。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て詳細に説明する。

【００１９】まず、本発明の永久磁石形同期電動機の位
置センサレス制御のためのパラメータ推定方法としての
インダクタンス計測について説明する。

【００２０】このインダクタンス計測では、原理的に電
流を変化させる必要があり、電動機停止時に初期電流零
の状態でインバータの特定のスイッチング素子に短時間
Ｔ_sだけオン信号を与え、その時に検出される各相の電
流Ｉ_u（Ｔ_s），Ｉ_v（Ｔ_s），Ｉ_w（Ｔ_s）からイン
ダクタンスＬ_d，Ｌ_qを計測する。

【００２１】具体的方法は以下の通りである。

【００２２】まず、回転子位置角θで停止していると
き、初期電流零で、スイッチング素子ｕ⁺，ｖ^-，ｗ^-
に時間Ｔ_sだけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ
_u1（Ｔ_s），Ｉ_v1（Ｔ_s），Ｉ_w1（Ｔ_s）から、次式の
Ｉα_u（Ｔ_s），Ｉβ_u（Ｔ_s）を計算する。

【００２３】Ｉα_u（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ
_u1（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_v1（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_w1（Ｔ
_s）｝Ｉβ_u（Ｔ_s）＝１／√２｛Ｉ_v1（Ｔ_s）−Ｉ
_w1（Ｔ_s）｝一方、電動機の電圧方程式より、Ｉα_u（Ｔ_s），Ｉβ
_u（Ｔ_s）は、次式で記せる。

【００２４】Ｉα_u（Ｔ_s）＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２θ Ｉβ_u（Ｔ_s）＝Ｉ₂ｓｉｎ２θ ただし、Ｉ₁＝√（２／３）・（Ｌ_d＋Ｌ_q）Ｖ_dcＴ_s／（２Ｌ
_dＬ_q），Ｉ₂＝√（２／３）・（Ｌ_q−Ｌ_d）Ｖ_dcＴ_s／（２Ｌ
_dＬ_q）である。

【００２５】上式のＩ₁，Ｉ₂が既知となれば、Ｌ_d，
Ｌ_qは次式で得られる。

【００２６】Ｌ_d＝√（２／３）・Ｖ_dcＴ_s／（Ｉ₁＋Ｉ₂），Ｌ_q＝√（２／３）・Ｖ_dcＴ_s／（Ｉ₁−Ｉ₂）Ｉ₁，Ｉ₂を求めるために、初期電流零でスイッチング
素子ｕ^-，ｖ⁺，ｗ^-に時間Ｔ_sだけオン信号を与えた
ときの検出電流Ｉ_u2（Ｔ_s），Ｉ_v2（Ｔ_s），Ｉ_w2（Ｔ
_s）及びスイッチング素子ｕ^-，ｖ^-，ｗ⁺に時間Ｔ_s
だけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ_u3（Ｔ_s），Ｉ
_v3（Ｔ_s），Ｉ_w3（Ｔ_s）から、次式のＩα
_v（Ｔ_s），Ｉβ_v（Ｔ_s），Ｉα_w（Ｔ_s），Ｉβ_w
（Ｔ_s）を計算する。

【００２７】Ｉα_v（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ_v2（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_w2（Ｔ_s） −１／２・Ｉ_u2（Ｔ_s）｝＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２（θ−２π／３）Ｉβ_v（Ｔ_s）＝１／√２・｛Ｉ_w2（Ｔ_s）−Ｉ_u2（Ｔ_s）｝＝Ｉ₂ ｓｉｎ２（θ−２π／３）Ｉα_w（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ_w3（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_u3（Ｔ_s） −１／２・Ｉ_v3（Ｔ_s）｝＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２（θ＋２π／３）Ｉβ_w（Ｔ_s）＝１／２√｛Ｉ_u3（Ｔ_s）−Ｉ_v3（Ｔ_s）｝＝Ｉ₂ ｓｉｎ２（θ＋２π／３）Ｉ₁，Ｉ₂は次式で計算できる。

【００２８】Ｉ₁＝｛Ｉα_u（Ｔ_s）＋Ｉα_v（Ｔ_s）
＋Ｉα_w（Ｔ_s）｝／３Ｉ₂＝√｛２／３（Ｉβ_u（Ｔ_s）²＋Ｉβ_v（Ｔ_s）
²＋Ｉβ_w（Ｔ_s）²｝または、Ｉ₂＝√〔２／３｛（Ｉα_u（Ｔ_s）−Ｉ₁）²＋（Ｉ
α_v（Ｔ_s）−Ｉ₁）²＋（Ｉα_w（Ｔ_s）−
Ｉ₁）²｝〕次いで、本発明の永久磁石形同期電動機の位置センサレ
ス制御のための、パラメータ推定方法としての巻線抵抗
の計測は、３種類のスイッチングパターンの電圧印加の
電流応答により、更に２回の電圧印加により、初期位置
角推定を行い、この初期位置角に基づき、前記電動機を
回転させないようにｄ軸電流一定値に制御したときの指
令電圧、検出電流により巻線抵抗を計測する。

【００２９】次いで、本発明の永久磁石形同期電動機の
位置センサレス制御のための、パラメータ推定方法とし
ての起電力係数の計測について説明する。

【００３０】この起電力係数の計測では、銘板の定格電
圧と定格回転数から起電力係数の暫定値Ｋ_EMを与え、既
存のセンサレス制御法で電動機を回転させる。コントロ
ーラ内の推定起電力ｅ_Mから得られる速度ω_Mが実際の
速度ωに一致するように、コントローラ内の起電力係数
Ｋ_EMを調整し、この結果、起電力係数が計測できる。

【００３１】具体的には以下の通りである。

【００３２】コントローラ内で推定された起電力ｅ_Mは
実際の起電力ｅを正確に推定しているとする（ｅ≒
ｅ_M）。また、推定起電力ｅ_Mに基づいた推定速度ω_M
（＝ｅ_M／Ｋ_EM）が得られる。

【００３３】一方、インバータ周波数よりモータの回転
速度ωはコントローラ内でわかり、実際の起電力係数Ｋ
_Eとの間にω＝ｅ／Ｋ_Eの関係が得られる。以上より、
速度誤差ω−ω_Mは、 ω−ω_M＝（１／Ｋ_E−１／Ｋ_EM）ｅ_M と得られるので、速度差ω−ω_Mを用いてコントローラ
内の起電力係数Ｋ_EMを補正し、速度誤差が零に収束した
ときのＫ_EMが起電力係数の計測値となる。

【００３４】以下、詳細に、本発明のパラメータ推定方
法について説明する。（１）インダクタンスの推定図１は本発明に係るＰＭＳＭの解析モデル図である。

【００３５】この図において、１は逆突極形永久磁石形
同期電動機、２はその電動機の逆突磁極３は巻線、４
はトランジスタインバータ、５はスイッチング素子（ス
イッチングトランジスタ）、６はダイオードである。

【００３６】図中に定義した静止座標α_u−β_u軸上の
モータ停止時の電圧方程式は次式で表される。

【００３７】

【数１】

【００３８】

【数２】

【００３９】ただし、ｖα_u，ｖβ_u：α_u−β_u軸電
機子電圧、ｉα_u，ｉβ_u：α_u−β_u軸電機子電流、
Ｒ：巻線抵抗、Ｌ_d，Ｌ_q：ｄ−ｑ軸インダクタンス、
ｐ（＝ｄ／ｄｔ）：微分演算子である。

【００４０】モータ停止時に初期電流零で時間Ｔ_sだけ
電圧ベクトルｖ（１００）〔＋，−のスイッチング素子
の導通に対してそれぞれ１．０を割り当てｕ⁺，ｖ^-，
ｗ^-導通時のモータ印加電圧をｖ（１００）と表現す
る〕を印加したときの電流ｉ_u（Ｔ_s）は、抵抗Ｒ≒０
の近似のもとで次式で得られる。

【００４１】

【数３】

【００４２】

【数４】

【００４３】上記（４）式のＩ₁，Ｉ₂がわかれば、Ｌ
_d，Ｌ_qは次式で計算できる。

【００４４】

【数５】

【００４５】一方、α_u−β_u軸に対して、２π／３，
４π／３進みにそれぞれα_v−β_v，α_w−β_w軸を定
義し、ｖ（０１０），ｖ（００１）をＴ_sだけ印加した
ときの電流は次の（６），（７）式で与えられる。

【００４６】

【数６】

【００４７】

【数７】

【００４８】上記（３），（６），（７）式のα軸から
Ｉ₁は、

【００４９】

【数８】

【００５０】と得られる。また、Ｉ₂はβ軸電流および
上記（８）式のＩ₁とα軸電流から２通りで求められ、
それぞれＩ₂₁，Ｉ₂₂として次の（９），（１０）式で得
られる。

【００５１】

【数９】

【００５２】

【数１０】

【００５３】上記（９），（１０）式のＩ₂₁，Ｉ₂₂を用
いてそれぞれＬ_d，Ｌ_qを計算し、その平均値を推定値
にする。また、ｉ_u（Ｔ_s），ｉ_v（Ｔ_s），ｉ_w（Ｔ
_s）を用いて回転子位置θが推定できる（例えば、前記
先行技術文献参照）。（２）巻線抵抗の推定モータ停止時（θ＝０）のｄ−ｑ軸上の電圧方程式は次
の（１１）式で表される

【００５４】

【数１１】

【００５５】トルクを発生しないようにｑ軸電流を零と
し、ｄ軸に一定電流Ｉ_dを流したときの指令電圧ｖ_dを
用いて巻線抵抗Ｒを次の（１２）式により推定できる。

【００５６】

【数１２】

【００５７】（３）速度起電力係数の推定モータ銘版記載の定格電圧Ｖ_0n，定格回転数ω_nより速
度起電力係数の初期値をＫ_E0＝Ｖ_0n／ω_nと与える。こ
の初期値を用いて起電力推定に基づくセンサレス制御
（例えば、前記先行技術文献参照）により定格速度で
無負荷運転する。このとき、１サンプル周期間Ｔのモー
タの位置変化量Δθ_wは速度起電力ｅと起電力係数Ｋ_E
を用いて、

【００５８】

【数１３】

【００５９】と得られる。一方、センサレス制御アルゴ
リズムよりΔθ_wは、

【００６０】

【数１４】

【００６１】と表される。ここで、ｅ_M（ｎ）は速度起
電力推定値、Ｋ_EM（ｎ−１）（＝Ｋ_E0）は速度起電力係
数推定値、ＫθΔｉγ（ｎ）は位置の補正項で、Ｋθは
位置推定ゲイン、Δｉγ（ｎ）は電流推定誤差である。

【００６２】一定速度状態ではｅ＝ｅ_M（ｎ）が成立す
るため、上記（１３），（１４）式より速度起電力係数
誤差１／ΔＫ_E（ｎ−１）は、

【００６３】

【数１５】

【００６４】と記せる。したがって、図２に示すように
Δｉγから１／Ｋ_EM（ｎ）を起電力係数推定ゲインＫ_K
を用いて、

【００６５】

【数１６】

【００６６】と推定できる。なお、図２において、１１
は起電力推定器である。

【００６７】

【表１】

【００６８】表１の６極１．５ｋＷ，１５００ｒｐｍ供
試機を用いて実験を行った。

【００６９】図３は、Ｌ_d，Ｌ_qの推定結果である。１
回につきπ／４づつ異なった８点における推定値をプロ
ットしており、全部で２５６回の推定結果を示してい
る。

【００７０】このとき、電圧ベクトル印加時間Ｔ_sは１
９５μｓとした。推定結果の平均値はＬ_d＝４．５１ｍ
Ｈ、Ｌ_q＝９．５５ｍＨで表１のモータパラメータとの
誤差はそれぞれ４．９％、０．４％で推定できている。

【００７１】また、抵抗Ｒの推定については上記（１
２）式で、Ｉ_d＝４，７，１０Ａを与えたときの抵抗の
平均値より求め、Ｒ＝０．５４８Ωと推定できた。速度
起電力係数Ｋ_Eの推定については、時定数０．４４ｓと
してＫ_Kを設計した。

【００７２】図４は速度起電力係数の初期値Ｋ_E0をＫ_E
の１．５倍、１．０倍、０．５倍として与え、定格回転
時における１／Ｋ_EMの推定結果である。

【００７３】図４から明らかなように、設計通りの時定
数０．４４ｓの収束特性が得られ、収束値はＫ_EM＝０．
２０８Ｖ／ｒａｄ／ｓとなり、表１のＫ_Eとの誤差は
５．０％で推定できている。

【００７４】本発明によれば、センサレス突極形ＰＭＳ
Ｍのパラメータ計測方法（パラメータ：Ｌ_d，Ｌ_q，
Ｒ，Ｋ_E）について提案し、良好な結果が得られた。

【００７５】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能
であり、これらを本発明の範囲から排除するものではな
い。

【００７６】

【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、回転子位置センサを用いることなく、電動機の
駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行い、電
動機の制御を行うことができるので、小形、軽量、低価
格であり、信頼性の改善を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＰＭＳＭの解析モデル図である。

【図２】速度起電力係数の推定の説明図である。

【図３】インダクタンス推定結果を示す図である。

【図４】速度起電力係数の収束特性を示す図である。

【符号の説明】

１永久磁石形同期電動機２電動機の逆突磁極３巻線４トランジスタインバータ５スイッチング素子（スイッチングトランジスタ）６ダイオード１１起電力推定器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】回転子位置センサを用いることなく電動
機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行
い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方
法において、前記電動機のパラメータはインダクタンスであり、電動
機停止時に初期電流零の状態で、インバータの特定のス
イッチング素子に短時間Ｔ_sだけオン信号を与え、その
時に検出される各相の電流Ｉ_u（Ｔ_s），Ｉ
_v（Ｔ_s），Ｉ_w（Ｔ_s）に基づいてインダクタンスＬ
_d，Ｌ_qを計測することを特徴とする永久磁石形同期電
動機の制御方法。
【請求項２】請求項１記載の永久磁石形同期電動機の
制御方法において、前記インダクタンスＬ_d，Ｌ_qは、
以下の方法により得ることを特徴とする永久磁石形同期
電動機の制御方法。回転子位置角θで停止していると
き、初期電流零で、スイッチング素子ｕ⁺，ｖ^-，ｗ^-
に時間Ｔ_sだけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ
_u1（Ｔ_s），Ｉ_v1（Ｔ_s），Ｉ_w1（Ｔ_s）から次式のＩ
α_u（Ｔ_s），Ｉβ_u（Ｔ_s）を計算し、Ｉα_u（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ_u1（Ｔ_s）−１／
２・Ｉ_v1（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_w1（Ｔ_s）｝Ｉβ_u（Ｔ_s）＝１／√２・｛Ｉ_v1（Ｔ_s）−Ｉ_w1（Ｔ
_s）｝一方、電動機の電圧方程式より、Ｉα_u（Ｔ_s），Ｉβ
_u（Ｔ_s）は次式で表わし、Ｉα_u（Ｔ_s）＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２θ Ｉβ_u（Ｔ_s）＝Ｉ₂ｓｉｎ２θ ただし、Ｉ₁＝√（２／３）・（Ｌ_d＋Ｌ_q）Ｖ_dcＴ_s／（２Ｌ
_dＬ_q），Ｉ₂＝√（２／３）・（Ｌ_q−Ｌ_d）Ｖ_dcＴ_s／（２Ｌ
_dＬ_q）である。上式のＩ₁，Ｉ₂が既知となれば、Ｌ
_d，Ｌ_qを次式で得る。Ｌ_d＝√（２／３）・Ｖ_dcＴ_s／（Ｉ₁＋Ｉ₂），Ｌ_q＝√（２／３）・Ｖ_dcＴ_s／（Ｉ₁−Ｉ₂）ただし、Ｉ₁，Ｉ₂を求めるために初期電流零でスイッチング素
子ｕ^-，ｖ⁺，ｗ^-に時間Ｔ_sだけオン信号を与えたと
きの、検出電流Ｉ_u2（Ｔ_s），Ｉ_v2（Ｔ_s），Ｉ_w2（Ｔ
_s）及びスイッチング素子ｕ^-，ｖ^-，ｗ⁺に時間Ｔ_s
だけオン信号を与えたときの検出電流Ｉ_u3（Ｔ_s），Ｉ
_v3（Ｔ_s），Ｉ_w3（Ｔ_s）から、次式のＩα
_v（Ｔ_s），Ｉβ_v（Ｔ_s），Ｉα_w（Ｔ_s），Ｉβ_w
（Ｔ_s）を計算する。Ｉα_v（Ｔ_s）＝√（２／３）・｛Ｉ_v2（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_w2（Ｔ_s） −１／２・Ｉ_u2（Ｔ_s）｝＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２（θ−２π／３）Ｉβ_v（Ｔ_s）＝１／√２｛Ｉ_w2（Ｔ_s）−Ｉ_u2（Ｔ_s）｝＝Ｉ₂ ｓｉｎ２（θ−２π／３）Ｉα_w（Ｔ_s）＝√（２／３）｛Ｉ_w3（Ｔ_s）−１／２・Ｉ_u3（Ｔ_s） −１／２・Ｉ_v3（Ｔ_s）｝＝Ｉ₁＋Ｉ₂ｃｏｓ２（θ＋２π／３）Ｉβ_w（Ｔ_s）＝１／２√｛Ｉ_u3（Ｔ_s）−Ｉ_v3（Ｔ_s）｝＝Ｉ₂ ｓｉｎ２（θ＋２π／３）ただし、Ｉ₁，Ｉ₂は次式で計算する。Ｉ₁＝｛Ｉα_u（Ｔ_s）＋Ｉα_v（Ｔ_s）＋Ｉα_w（Ｔ
_s）｝／３Ｉ₂＝√｛２／３（Ｉβ_u（Ｔ_s）²＋Ｉβ_v（Ｔ_s）
²＋Ｉβ_w（Ｔ_s）²｝または、Ｉ₂＝√〔２／３｛（Ｉα_u（Ｔ_s）−Ｉ₁）²＋（Ｉ
α_v（Ｔ_s）−Ｉ₁）²＋（Ｉα_w（Ｔ_s）−
Ｉ₁）²｝〕
【請求項３】回転子位置センサを用いることなく電動
機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行
い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方
法において、前記電動機のパラメータは巻線抵抗であり、３種類のス
イッチングパターンの電圧印加の電流応答により、更に
２回の電圧印加により、初期位置角推定を行い、該初期
位置角に基づき、前記電動機を回転させないようにｄ軸
電流一定値に制御したときの指令電圧、検出電流により
巻線抵抗を計測することを特徴とする永久磁石形同期電
動機の制御方法。
【請求項４】回転子位置センサを用いることなく電動
機の駆動装置を用いて電動機のパラメータの推定を行
い、電動機の制御を行う永久磁石形同期電動機の制御方
法において、前記電動機のパラメータは起電力係数であり、予めコン
トローラに記憶されている定格電圧と定格回転数から起
電力係数の暫定値Ｋ_EMを与え、既存のセンサレス制御法
で電動機を回転させ、コントローラ内の推定起電力ｅ_M
から得られる速度ωＭが実際の速度ωに一致するよう
に、コントローラ内の起電力ｅ_Mから得られる速度ωＭ
が実際の速度ωに一致するようにコントローラ内の起電
力係数Ｋ_EMを調整することにより、起電力係数を計測す
ることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
【請求項５】請求項４記載の永久磁石形同期電動機の
制御方法において、前記起電力係数は、以下の方法によ
り得ることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方
法。コントローラ内で推定された起電力ｅ_Mは実際の起
電力ｅを正確に推定しているとし（ｅ≒ｅ_M）、また、
推定起電力ｅ_Mに基づいた推定速度ω_M（＝ｅ_M／
Ｋ_EM）が得られる。一方、インバータ周波数よりモータ
の回転速度ωはコントローラ内でわかり、実際の起電力
係数Ｋ_Eとの間にω＝ｅ／Ｋ_Eの関係が得られる。以上
より、速度誤差ω−ω_Mは、 ω−ω_M＝（１／Ｋ_E−１／Ｋ_EM）ｅ_M と得られるので、速度差ω−ω_Mを用いてコントローラ
内の起電力係数Ｋ_EMを補正し、速度誤差が零に収束した
ときの起電力係数の暫定値Ｋ_EMを起電力係数の計測値と
する。