JP2001037282A - Electric controller for multiphase ac motor - Google Patents

Electric controller for multiphase ac motor

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JP2001037282A
JP2001037282A JP11201628A JP20162899A JP2001037282A JP 2001037282 A JP2001037282 A JP 2001037282A JP 11201628 A JP11201628 A JP 11201628A JP 20162899 A JP20162899 A JP 20162899A JP 2001037282 A JP2001037282 A JP 2001037282A
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phase
ac motor
multi
compensation
voltage
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JP11201628A
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Japanese (ja)
Inventor
Ryoji Mizutani
Masaaki Tomita
雅明 富田
良治 水谷
Original Assignee
Toyota Motor Corp
トヨタ自動車株式会社
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To control the operating state even of an unbalanced multiphase AC motor to desired characteristics. SOLUTION: In an electric controller for controlling a brushless motor depending on three-phase command voltage values Vu0*, Vv0*, Vw0* calculated based on control parameters, a feed forward compensating section 32 compensates for the unbalanced components of the motor by correcting the three-phase command voltage values Vu0*, Vv0*, Vw0*. In the feed forward compensating section 32, a compensation voltage waveform memory 63, an interpolating section 64 and a three-phase output section 65 calculate compensation voltage values ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw for respective phases of the brushless motor which vary depending on the currents Iu, Iv, Iw detected by a current sensor and at an operating section. Operating sections 51-53 add the calculated compensation voltage values ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw, respectively, to the command voltage values Vu0*, Vv0*, Vw0*.

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、多相交流モータの電気制御装置に関する。 The present invention relates to relates to an electric control apparatus for a multiphase AC motor.

【0002】 [0002]

【従来の技術】従来から、例えば特開平7−10777 BACKGROUND ART Conventionally, for example, JP-A-7-10777
2号公報に示されているように、多相交流モータの作動状態を制御するための作動制御パラメータにしたがって各相の指令電圧値を計算し、同計算した各相の指令電圧値に応じて多相交流モータの作動状態を制御することはよく知られている。 As shown in 2 JP calculates each phase command voltage value in accordance with operation control parameter for controlling the operation state of the multi-phase AC motor in accordance with the command voltage value of each phase obtained by the calculation controlling the operating state of the multi-phase AC motor is well known.

【0003】 [0003]

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来の電気制御装置にあっては、多相交流モータが平衡であることを前提としており、前記先行技術を示す特開平7−1 [SUMMARY OF THE INVENTION However, in the above conventional electric control device, based on the premise that the multiphase AC motor is a balanced, Hei 7-1 showing the prior art
07772号公報は不平衡な多相交流モータの制御には言及していない。 07772 JP does not mention the control of the multiphase AC motor imbalance. 多くの多相交流モータは、通常電気的に平衡、すなわち各相の電圧波形や電流波形が均等に位相のずれた正弦波状になってそれらの各総和が常に「0」になるように設計されている。 Many multiphase AC motor is usually electrically balanced, i.e. designed such that each sum of them becomes a sine wave in which the phase of the voltage waveform and current waveform equally phase shift is always "0" ing. そして、この多相交流モータを電気的に平衡な特性とするという前提が、 Then, the assumption that the multi-phase AC motor and electrically balanced properties,
モータ構造の簡素化、部品形状の自由度、材料の選択の余地を狭めており、その結果、多相交流モータの製造コストを上昇させている場合があり、また各相の電圧波形や電流波形が不平衡成分を含むために正弦波でない多相交流モータ、いわゆる不平衡な多相交流モータに対して従来のような制御方法を採用しても、同多相交流モータの作動状態を所望の特性に制御できない。 Simplification of motor structure, the degree of freedom of the part shape, and narrows the scope for material selection, so that may have increased the cost of manufacturing multiphase AC motor, also each phase of the voltage waveform and current waveform multiphase AC motor but not sinusoidal to include unbalanced components, so-called be adopted a control method, such as conventional against unbalanced multiphase AC motor, the desired operating state of the multi-phase AC motor You can not control the properties.

【0004】 [0004]

【発明の概略】本発明は、上記問題に対処するためになされたもので、その目的は、不平衡な多相交流モータであっても、同モータの作動状態を所望の特性に制御することが可能な多相交流モータの電気制御装置を提供するものである。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problem, and an object, even unbalanced multiphase AC motor, controlling the operating state of the motor on the desired properties there is provided an electrical controller of the multi-phase AC motor capable.

【0005】前記目的を達成するために、本発明の構成上の特徴は、多相交流モータの作動状態を制御するための作動制御パラメータにしたがって各相の指令電圧値を計算し、同計算した各相の指令電圧値に応じて多相交流モータの作動状態を制御する多相交流モータの電気制御装置において、多相交流モータの作動状態を検出する作動状態検出手段と、多相交流モータの不平衡を補償するための各相の補償電圧値を前記検出された作動状態に基づいて計算する補償電圧値計算手段と、前記計算した各相の補償電圧値を各相の指令電圧値にそれぞれ加味して同各相の指令電圧値をそれぞれ補正する補正手段とを設けたことにある。 [0005] To achieve the above object, features in construction of the present invention calculates each phase command voltage value in accordance with operation control parameter for controlling the operation state of the multi-phase AC motor and the calculated in the electric control apparatus for a multiphase AC motor for controlling the operating state of the multi-phase AC motor in accordance with the phase of the command voltage value, and operating state detecting means for detecting an operating condition of the multi-phase AC motor, polyphase AC motor a compensation voltage value calculating means for calculating on the basis of the phase operating conditions a compensation voltage value is the detection to compensate for the unbalance, respectively a compensation voltage value of each phase obtained by the calculation to each phase of the command voltage value by adding in that the command voltage value of the respective phases are provided and correction means for correcting respectively.

【0006】この場合、前記補償電圧値計算手段は、例えば、多相交流モータの一相分の電圧不平衡成分に対応した補償電圧波形を表すデータを同多相交流モータの作動状態に対応させて予め記憶した記憶手段を有し、前記検出した作動状態に応じて記憶手段から読出したデータに基づいて各相の補償電圧値を計算するように構成される。 [0006] In this case, the compensation voltage value calculating means, for example, data representing a compensation voltage waveform corresponding to the voltage unbalance component of one phase of the polyphase alternating current motor in correspondence to the operating state of the multi-phase AC motor It has a pre-stored memory means Te, configured to calculate the phase of the compensation voltage value on the basis of the data read out from the storage means in accordance with the operating state of the detected.

【0007】また、前記補償電圧値計算手段は、例えば、多相交流モータの電圧不平衡成分を含む一相分の不平衡電圧波形を表すデータを同多相交流モータの作動状態に対応させて予め記憶した記憶手段と、前記検出した作動状態に応じて記憶手段から読出したデータにより表された不平衡電圧波形と、同不平衡電圧波形の基本波成分との差を計算することにより一相分の電圧不平衡成分に対応した補償電圧波形を計算する補償電圧波形計算手段とを有し、前記計算した補償電圧波形に基づいて各相の補償電圧値を計算するようにも構成される。 Further, the compensation voltage value calculating means, for example, data representing one phase of the unbalanced voltage waveform including a voltage unbalance component of the multi-phase AC motor in correspondence with the operation state of the multi-phase AC motor a pre-stored memory means, and an unbalanced voltage waveform represented by the data read out from the storage means in accordance with the operating state of the detected one phase by calculating the difference between the fundamental component of the unbalanced voltage waveform and a compensation voltage waveform calculation means for calculating the amount of voltage compensation voltage waveform corresponding to the unbalanced component also configured to calculate the phase of the compensation voltage value based on the calculated compensation voltage waveform.

【0008】上記のように構成した本発明によれば、作動状態検出手段、補償電圧値計算手段及び補正手段の作用により、多相交流モータの各相に対する指令電圧値が、同モータの作動状態によって同モータの不平衡を補償するように補正される。 According to the present invention configured as described above, the operating state detecting means, by the action of the compensation voltage value calculation means and correction means, command voltage value for each phase of the polyphase alternating current motor, the actuation of the motor It is corrected so as to compensate for the imbalance of the motor by. この場合、各相の指令電圧値は、多相交流モータの作動状態を制御するための作動制御パラメータにしたがって計算されて、多相交流モータの作動状態を制御するものであるので、多相交流モータが不平衡に構成されていても、あらゆる作動状態における多相交流モータの各相の不平衡成分が補償されて、常に作動制御パラメータにしたがった所望の制御特性が得られる。 In this case, each phase of the command voltage value is calculated according to operation control parameters for controlling the operation state of the multi-phase AC motor, since it controls the operation state of the multi-phase AC motor, polyphase AC motor be configured unbalanced, with each phase of the unbalanced component of the multi-phase AC motor is compensated in all operating conditions, desired control characteristic is obtained which always according to the operation control parameter. このことは、各種制御において不平衡な多相交流モータを使用することができるようになることを意味するので、多相交流モータの製造にあたって、モータ構造の簡素化、部品形状の自由度、材料の選択の余地など設計の自由度が広がり、ひいては多相交流モータの製造コストを下げることにもつながる。 This is because it means that it is possible to use unbalanced multiphase AC motor in various control, in the production of multi-phase AC motor, simplification of motor structure, the degree of freedom of the part shape, material spreading degree of freedom in design, such as the choice will lead also to lower and thus the manufacturing cost of the multi-phase AC motor.

【0009】 [0009]

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面を用いて説明すると、図1は、本発明に係る多相交流モータの電気制御装置を車両の電動パワーステアリング装置に適用した例についてブロック図により示している。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, referring to the drawings an embodiment of the present invention, FIG. 1, and the electrical control of the multi-phase AC motor according to the present invention applied to an electric power steering apparatus for a vehicle Example It shows a block diagram for.

【0010】この電動パワーステアリング装置は、多相交流モータとして、三相同期式永久磁石モータで構成したブラシレスモータ11を備えている。 [0010] The electric power steering apparatus, as multiphase AC motor, and a brushless motor 11 which is constituted by a three-phase synchronous permanent magnet motor. ブラシレスモータ11は、操舵ハンドル12の回動操作による前輪の操舵に対してアシスト力を付与するもので、その回転に応じて前輪を外側端にて接続するタイロッド13を軸線方向に駆動する。 Brushless motor 11 is for applying an assist force to the front wheel of the steering by turning operation of the steering wheel 12, drives the tie rods 13 connecting the front wheel at the outer end in response to the rotation in the axial direction. 操舵ハンドル12に上端にて接続されるとともにタイロッド13に下端にて接続された操舵軸1 Is connected at the upper end to the steering wheel 12 is connected to a tie rod 13 at the lower end steering shaft 1
4には操舵トルクセンサ15が組み付けられており、同センサ15は操舵軸14に作用する操舵トルクを検出して同トルクを表す検出信号を出力する。 The 4 are assembled the steering torque sensor 15, the sensor 15 outputs a detection signal representative of the detected and the torque steering torque acting on the steering shaft 14. また、ブラシレスモータ11には、同モータ11の回転角を検出するためのエンコーダなどにより構成された回転角センサ16 Further, the brushless motor 11, the rotation angle sensor 16 constituted by an encoder or the like for detecting the rotation angle of the motor 11
が組み付けられている。 It is assembled. エンコーダを用いた回転角センサ16の場合は、ブラシレスモータ11の回転子の回転に応じてπ/2ずつ位相の異なる2相パルス列信号と基準回転位置を表す零相パルス列信号を出力する。 If the rotational angle sensor 16 using the encoder, and outputs a zero-phase pulse train signal representative of the phase two-phase pulse train signal and a reference rotational position different by [pi / 2 in accordance with the rotation of the rotor of the brushless motor 11. なお、 It should be noted that,
回転角センサ16はブラシレスモータ11の固定子に対する回転子の機械的な回転角を検出するものであるので、前記エンコーダ以外の種々の回転角センサを利用できる。 Since the rotation angle sensor 16 detects a mechanical angle of rotation of the rotor relative to the stator of the brushless motor 11, and a variety of rotational angle sensors other than the encoder.

【0011】ブラシレスモータ11の回転を制御するための電気制御装置は、指令トルクT*を計算するための基本アシスト力計算部21、戻し力計算部22及び演算部23を備えている。 [0011] Electrical control device for controlling the rotation of the brushless motor 11, the base assist force calculation unit 21 for calculating a command torque T *, and a return force calculation unit 22 and the arithmetic unit 23. 基本アシスト力計算部21は、操舵トルクセンサ15からの操舵トルク及び図示しない車速センサからの車速を入力し、操舵トルクの増加にしたがって増加するとともに車速の増加にしたがって減少するアシストトルクを計算する。 Basic assist force calculation unit 21 inputs the vehicle speed from a steering torque and a vehicle speed sensor (not shown) from the steering torque sensor 15, calculates the assist torque decreases as the vehicle speed increases with increasing with increasing steering torque. 戻し力計算部22は、前記車速と共に後述する回転子の電気角θe(回転角に相当)及び角速度ωを入力し、これらの入力値に基づいて操舵軸14の基本位置への復帰力及び同操舵軸14の回転に対する抵抗力に対応した戻しトルクを計算する。 Returning force calculation unit 22 receives the (corresponding to the rotation angle) electrical angle θe of the rotor which will be described later in conjunction with the vehicle speed and the angular velocity omega, the return force and the to the basic position of the steering shaft 14 based on these input values calculating a return torque corresponding to the resistance to rotation of the steering shaft 14. 演算部23は、前記アシストトルクと戻しトルクを加算することにより指令トルクT*を計算し、指令電流値決定部24に供給する。 Calculation unit 23, the command torque T * calculated by adding the torque back to the assist torque, and supplies the command current value determination section 24.

【0012】指令電流値決定部24は、指令トルクT* [0012] The command current value determination unit 24, the command torque T *
に基づいて、指令界磁電流値(d軸指令電流値)Id*及び指令トルク電流値(q軸指令電流値)Iq*を計算する。 Based on, to calculate the command field current value (d-axis command current value) Id * and the command torque current (q-axis command current value) Iq *. 両電流値Id*,Iq*は、ブラシレスモータ11の回転子上の永久磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座標系において、永久磁石と同一方向のd軸及びこれに直交したq軸にそれぞれ対応するもので、指令界磁電流値Id*はブラシレスモータ11の界磁電流の大きさを指定し、指令トルク電流値Iq*は同モータ11により発生されるトルクの大きさを指定する。 Both current value Id *, Iq * is the rotating coordinate system synchronized with the rotating flux to produce the permanent magnets on the rotor of the brushless motor 11, corresponding to the q-axis orthogonal d-axis of the permanent magnet in the same direction and to intended to, command field current value Id * specifies the magnitude of the field current of the brushless motor 11, the command torque current value Iq * specifies the magnitude of the torque produced by the motor 11. また、この指令電流値決定部24は、各種センサによる検出値をも入力して両電流値Id*,Iq*を補正して出力する。 Further, the command current value determination section 24, both the current value also enter the values ​​detected by various sensors Id *, to correct the Iq * output. 例えば、バッテリ電圧値を入力して、バッテリ電圧値が低い場合などに弱め界磁制御のために両電流値Id*,Iq*を補正する。 For example, by entering a battery voltage value, both the current value for the field weakening control such as when the battery voltage value is low Id *, to correct the Iq *.

【0013】前記補正された指令界磁電流値Id*及び指令トルク電流値Iq*は演算部25,26に供給され、演算部25,26は、指令界磁電流値Id*及び指令トルク電流値Iq*から検出界磁電流値(d軸検出電流値)Id及び検出トルク電流値(q軸検出電流値)Iqをそれぞれ減算することにより差分値ΔId,ΔIqを計算して、比例積分制御部(PI制御部)27,28に供給する。 [0013] The corrected command field current value Id * and the command torque current value Iq * is supplied to the arithmetic unit 25, arithmetic unit 25, command field current value Id * and the command torque current value difference ΔId by subtracting Iq * detected field current value from the (d-axis detected current value) Id and the detected torque current value (q-axis detected current value) Iq respectively, to calculate the? Iq, proportional integral control unit ( supplied to the PI control unit) 27, 28. 比例積分制御部27,28は、差分値ΔId,ΔIqに基づいて、検出界磁電流値Id及び検出トルク電流値Iqが指令界磁電流値Id*及び指令トルク電流値Iq*にそれぞれ追従するように前記d軸及びq軸にそれぞれ対応した指令界磁電圧値(d軸指令電圧値)Vd*及び指令トルク電圧値(q軸指令電圧値)Vq*を計算する。 Proportional-integral controller 27 and 28, the difference value .DELTA.Id, based on? Iq, so that the detection field current value Id and the detected torque current value Iq to follow each instruction field current value Id * and the command torque current value Iq * the d-axis and the command field voltage value corresponding respectively to the q-axis (d-axis command voltage value) Vd * and the command torque voltage value (q-axis command voltage value) to calculate the Vq * on. なお、これらの指令トルクT*、指令界磁電流値Id*及び指令トルク電流値Iq*は作動制御パラメータに相当する。 Note that these command torque T *, the command field current value Id * and the command torque current value Iq * corresponds to the operation control parameter.

【0014】これらの指令界磁電圧値Vd*及び指令トルク電圧値Vq*は、2相/3相座標変換部31に供給される。 [0014] These command field voltage value Vd * and the command torque voltage value Vq * are supplied to the 2-phase / 3-phase coordinate conversion unit 31. 2相/3相座標変換部31は、両電圧値Vd*,Vq* The two-phase / 3-phase coordinate conversion unit 31, both the voltage value Vd *, Vq *
を3相の指令電圧値Vu0*,Vv0*,Vw0*に変換してフィードフォワード補償部32に供給する。 The three-phase command voltage value Vu0 *, Vv0 *, and supplies to the feed-forward compensating section 32 is converted to Vw0 *. フィードフォワード補償部32は、詳しくは後述する各種補償のために3相の指令電圧値Vu0*,Vv0*,Vw0*を補正して、 Feedforward compensation unit 32, specifically the command voltage value of three phases for each compensation to be described later Vu0 *, Vv0 *, by correcting the Vw0 *,
同補正した3相の指令電圧値Vu1*,Vv1*,Vw1*をP The corrected three-phase command voltage value Vu1 *, Vv1 *, Vw1 * and P
WM電圧発生部33に供給する。 Supplied to the WM voltage generator 33. PWM電圧発生部33 PWM voltage production unit 33
は、3相の指令電圧値Vu1*,Vv1*,Vw1*に対応したPWM制御電圧信号UU,VU,WUをインバータ回路34に出力する。 The three-phase command voltage value Vu1 *, Vv1 *, outputs the PWM control voltage signals UU corresponding to Vw1 *, VU, the WU the inverter circuit 34.

【0015】インバータ回路34は、図2に示すように、PWM制御電圧信号UU,VU,WUによってスイッチング制御されるとともに各相毎に直列接続したIGBT素子、MOS−FETなどの3組のスイッチング(パワー素子)素子Tr1〜Tr6と、各スイッチング素子Tr1〜T [0015] The inverter circuit 34, as shown in FIG. 2, PWM control voltage signals UU, VU, IGBT elements connected in series for each phase with the switching control by WU, 3 sets of switching, such as MOS-FET ( a power element) element Tr1 to Tr6, each of the switching elements Tr1~T
r6に並列接続した還流ダイオードDi1〜Di6とからなり、PWM制御電圧信号UU,VU,WUに対応した3相の電圧信号Vu,Vv,Vwを発生して、同電圧信号Vu,V Consists wheeling diode Di1~Di6 Metropolitan connected in parallel to r6, PWM control voltage signals UU, VU, voltage signals Vu of 3 phases corresponding to WU, Vv, and generate Vw, the voltage signals Vu, V
v,Vwを3相の電流路を介してブラシレスモータ11の各相にそれぞれ付与する。 v, respectively applied to each phase of the brushless motor 11 through the three-phase current path of the Vw.

【0016】この3相の電流路のうちの2つには電流センサ35,36が設けられ、各電流センサ35,36 [0016] Current sensors 35 and 36 provided on two of the current paths of the three phases, the current sensors 35 and 36
は、ブラシレスモータ11に対する3相電流のうちの2 It is two of the 3-phase current to the brushless motor 11
つの電流(本実施形態ではu相及びv相)を検出して、 One of the current (in this embodiment u phase and v phase) to detect,
同2つの電流を表す検出電流値Iu,Iwを3相/2相座標変換部37に供給する。 It detected current values ​​Iu representing the same two currents and supplies Iw to a three-phase / two-phase coordinate conversion unit 37. この3相/2相座標変換部3 The 3-phase / 2-phase coordinate converter 3
7には、演算部38にて前記検出電流値Iu,Iwに基づいて計算された他の一つの相(本実施形態ではw相)の電流を表す検出電流値Ivも供給されている。 The 7, the detected current values ​​Iu by the calculating section 38, (in this embodiment the w-phase) other one phase that has been calculated based on Iw are supplied also detected current value Iv indicating the current. 3相/2 3-phase / 2
相座標変換部37は、これらの3相の検出電流値Iu, Phase coordinate conversion unit 37, detected current values ​​Iu of these three phases,
Iv,Iwを2相の検出界磁電流値(d軸検出電流値)Id Iv, detection field current values ​​of two phases Iw (d-axis detected current value) Id
及び検出トルク電流値(q軸検出電流値)Iqに変換する。 And the detected torque current value (q-axis detected current value) is converted to Iq.

【0017】また、エンコーダによる回転角センサ16 Further, the rotation angle sensor 16 by the encoder
を用いた場合、回転角センサ16からの2相パルス列信号及び零相パルス列信号は、電気角変換部41に供給されている。 When using the two-phase pulse train signals and zero-phase pulse train signal from the rotational angle sensor 16 is supplied to the electric angle conversion unit 41. 電気角変換部41は、前記各パルス列信号に基づいてブラシレスモータ11における回転子の固定子に対する電気角θeを計算して、同電気角θeを角速度変換部42に供給する。 Electric angle conversion unit 41, the calculated electrical angle θe for the rotor of a stator in the brushless motor 11 based on the pulse train signal, supplies the electric angle θe to the angular velocity converting unit 42. 角速度変換部42は、前記電気角θeを微分して回転子の固定子に対する角速度ωを計算する。 Angular velocity conversion unit 42 differentiates the electric angle θe computing the angular velocity ω relative to the stator of the rotor. なお、これらの検出電流値Iu,Iv,Iw、検出界磁電流値Id、検出トルク電流値Iq、電気角θe及び角速度ωは、ブラシレスモータ11の作動状態を表す作動状態パラメータに相当する。 Note that these detected current values ​​Iu, Iv, Iw, the detection field current value Id, detected torque current value Iq, the electrical angle θe and the angular velocity omega, corresponds to the operating state parameter indicative of the operating state of the brushless motor 11.

【0018】次に、フィードフォワード補償部32について詳細に説明する。 [0018] Next, the feed-forward compensation unit 32 will be described in detail. このフィードフォワード補償部3 This feed-forward compensation unit 3
2は、図3に示すように、不平衡電圧補償値計算部32 2, as shown in FIG. 3, the unbalanced voltage compensation value calculator 32
A、量子化誤差補償値計算部32B、電圧降下補償値計算部32C及びパルス幅誤差補償値計算部32Dと、2 A, the quantization error compensation value calculation unit 32B, and the voltage drop compensation value calculating unit 32C and the pulse width error compensation value calculation section 32D, 2
相/3相座標変換部31からの指令電圧値Vu0*,Vv0 Command voltage value from the phase / 3-phase coordinate conversion unit 31 Vu0 *, Vv0
*,Vw0*に各補償値計算部32A〜32Dからの各補償電圧値を各相毎にそれぞれ加算するための演算部51〜 *, Vw0 * arithmetic unit for adding each respective compensation voltage value for each phase from the compensation value calculation unit 32A~32D to 51 to
62とを備え、演算部51〜53から補正した指令電圧値Vu1*,Vv1*,Vw1*を出力するようになっている。 And a 62, the arithmetic unit command voltage value corrected from 51 to 53 Vu1 *, Vv1 *, and outputs a Vw1 *.
なお、少なくとも演算部51〜53における演算は多数ビット(本実施形態では16ビット)で行われ、同演算部51〜53の演算出力の全ビット数のうちの上位の複数ビット(本実施形態では8ビット)のみが指令電圧値Vu1*,Vv1*,Vw1*としてPWM電圧発生部33に供給されるようになっている。 Incidentally, conducted in a number at least calculation in the arithmetic unit 51 to 53 bits (16 bits in this embodiment), a plurality of bits (the embodiment of the upper of the total number of bits of the operation output of the arithmetic unit 51 to 53 8 bits) only command voltage value Vu1 *, Vv1 *, are supplied to the PWM voltage production unit 33 as Vw1 *.

【0019】まず、不平衡電圧補償値計算部32Aについて説明すると、同補償値計算部32Aは、ブラシレスモータ11の不平衡を補償するための各相の補償電圧値ΔVunu,ΔVunv,ΔVunwを同モータ11の作動状態に基づいて計算するもので、補償電圧波形メモリ63、 [0019] First, a description will be given of the unbalanced voltage compensation value calculation section 32A, the compensation value calculation unit 32A is phase compensation voltage value to compensate for the imbalance of the brushless motor 11 ΔVunu, ΔVunv, the motor ΔVunw those calculated on the basis of 11 operating conditions of the compensation voltage waveform memory 63,
補間部64及び3相出力部65からなる。 Consisting interpolation unit 64 and the three-phase output section 65. 補償電圧波形メモリ63は、ブラシレスモータ11の一相分の電圧不平衡成分に対応した補償電圧波形を表す波形サンプリングデータを同モータ11の作動状態に対応させて記憶している。 Compensation voltage waveform memory 63 stores the waveform sampling data representing a compensation voltage waveform corresponding to the voltage unbalance component of one phase of the brushless motor 11 in correspondence to the operating state of the motor 11.

【0020】この補償電圧波形について説明しておくと、ブラシレスモータ11が電気的に平衡に構成されていれば、同モータ11のあるゆる作動状態で各相の電圧Eu,Ev,Ew及び電流(線電流)Iu,Iv,Iwはそれぞれ図4(A)(B)に示すような正弦波状になる。 [0020] previously described this compensation voltage waveform, if the brushless motor 11 is long as it is configured to electrically balanced, there loose operating state of each phase voltage Eu of the motor 11, Ev, Ew and current ( line current) Iu, Iv, Iw becomes a sine wave as shown in FIGS 4 (a) (B). このような平衡なブラシレスモータ11であれば、不平衡電圧補償値計算部32Aを設けなくても、同モータ11は、 If this equilibrium brushless motor 11, without providing a unbalanced voltage compensation value calculation section 32A, the motor 11,
指令トルクT*(指令界磁電流値Id*、指令トルク電流値Iq*、指令界磁電圧値Vd*及び指令トルク電圧値Vq Command torque T * (command field current value Id *, the command torque current value Iq *, the command field voltage value Vd * and the command torque voltage value Vq
*)すなわち作動制御パラメータにしたがった作動状態に正確に制御される。 *) That is precisely controlled in operation in accordance with the operation control parameter.

【0021】しかし、ブラシレスモータ11が電気的に不平衡に構成されていると、同モータ11の各相の電圧Eu,Ev,Ew及び電流(線電流)Iu,Iv,Iwは、図4(C)(D)に示すように、不平衡成分を含む非正弦波状になる。 [0021] However, when the brushless motor 11 is configured to electrically unbalanced phase voltages Eu of the motor 11, Ev, Ew and current (line current) Iu, Iv, Iw is 4 ( as shown in C) (D), in a non-sinusoidal containing unbalanced components. したがって、このような不平衡なブラシレスモータ11は、各相の電圧Eu,Ev,Ew及び電流Iu,I Therefore, such unbalanced brushless motor 11, phase voltage Eu, Ev, Ew and currents Iu, I
v,Iwの不平衡成分を補償しなければ、前記作動制御パラメータにしたがって正確に制御されない。 v, to be compensated unbalanced components Iw, not precisely controlled according to the operation control parameter. 逆に、各相に対する指令電圧Vu0*,Vv0*,Vw0*に対して前記不平衡成分をなくすような補償電圧を付与しておけば、電流(線電流)Iu,Iv,Iwは図4(B)に示すように不平衡成分を含まない正弦波状の平衡3相電流になり、ブラシレスモータ11の作動状態は前記作動制御パラメータにしたがって正確に制御されるようになる。 Conversely, the command voltage for each phase Vu0 *, Vv0 *, if by applying a compensation voltage such as to eliminate the unbalanced component with respect to Vw0 *, current (line current) Iu, Iv, Iw is 4 ( become balanced three-phase currents of sinusoidal without the unbalanced components as shown in B), the operating state of the brushless motor 11 is to be accurately controlled according to the operation control parameter.

【0022】このような点に着目し、補償電圧波形メモリ63に、一相分の不平衡成分波形を逆相にした補償電圧波形を表す波形サンプリングデータを記憶しておく。 [0022] Focusing on this point, the compensation voltage waveform memory 63 stores the waveform sampling data representing a compensation voltage waveform in which the unbalanced component waveform of one phase in the opposite phase.
ただし、この不平衡成分波形は、ブラシレスモータ11 However, this imbalance component waveform, the brushless motor 11
の回転速度、発生トルク、界磁電流などの作動状態に応じて変化する。 Rotational speed of the torque generated varies according to the operating conditions such as the field current. したがって、補償電圧波形メモリ63には、回転速度、発生トルク、界磁電流などを種々に設定した状態すなわち種々の作動状態におけるブラシレスモータ11の一相分の不平衡成分波形を逆相にして(正負反転して)、同逆相にした波形を表す波形サンプリングデータが補償電圧波形データとして記憶されている。 Accordingly, the compensation voltage waveform memory 63, the rotational speed, generated torque, reversed phase one phase unbalanced component waveform of the brushless motor 11 in the state, that a variety of operating conditions were set variously and field current ( sign inversion to), waveform sampling data representative of the waveform in the opposite phase is stored as the compensation voltage waveform data.

【0023】次に、前記補償電圧波形を表すデータの作成方法について説明しておく。 Next, advance describes how to create data representative of said compensation voltage waveform. ブラシレスモータ11と同じ構成のモータを実験的に種々の作動条件で予め運転して電圧波形を測定する。 Measuring the voltage waveform in operation in advance by the motor experimentally various operating conditions of the same configuration as the brushless motor 11. すなわち、モータの角速度ω、モータに対する界磁電流値(d軸電流値)Id及びトルク電流値(q軸電流値)Iqをそれぞれ独立に変化させながら、各変化状態における一相分の各電圧波形ν That is, the motor angular velocity omega, while the field current value (d-axis current) Id and the torque current (q-axis current value) independently varying the Iq for the motor, the voltage waveform of one phase at each change state ν
=fm(θe,ω,Id,Iq)を順次測定する(図5の左側波形の実線参照)。 = Fm (θe, ω, Id, Iq) are sequentially measured (see the solid line on the left side waveform of FIG. 5). なお、θeは前述の場合と同様にモータの電気角を示している。 Incidentally, .theta.e represents the electrical angle of the motor as in the above. また、実験により電圧波形ν In addition, the voltage waveform ν by experiment
を測定するのに代えて、シミュレーションにより各電圧波形ν=fm(θe,ω,Id,Iq)を順次求めるようにしてもよい。 The place to measure, each of the voltage waveform [nu = fm by simulation (θe, ω, Id, Iq) may be sequentially calculated. この場合、各相の電圧波形νは、通常、位相差を除いてそれぞれほぼ等しいものであり、一相分の電圧波形νを測定又はシミュレーションにより求めればよい。 In this case, the phase of the voltage waveform [nu, usually in approximately equal respectively except for the phase difference may be determined by measurement or simulation of the voltage waveform [nu of one phase. また、さらに精度を上げるために3相の電圧波形ν Further, the voltage waveform of the 3-phase in order to further improve the accuracy ν
をそれぞれ測定するとともに同測定した3相の電圧波形νの平均値を求めるようにしてもよい。 The may be the average value of the voltage waveform ν three-phase was the same measured with respectively measured.

【0024】次に、フーリエ変換等の周波数解析処理により、各種作動状態における各電圧波形νの各基本波成分ν1=fm1(θe,Δθe,|ν1|)=|ν1|・sin(θe+ Next, the frequency analysis processing such as Fourier transform, the fundamental wave component of each voltage waveform ν in various operating states ν1 = fm1 (θe, Δθe, | ν1 |) = | ν1 | · sin (θe +
Δθe)をそれぞれ計算する(図5の左側波形の破線参照)。 .DELTA..THETA.e) to the respectively calculated (see the broken line in the left waveforms in Fig. 5). なお、電圧波形νの基本波成分ν1とは電圧波形νと同一周波数を有する正弦波形を指し、Δθeは基本波成分ν1の電圧波形νに対する位相差(小さな値であるので無視することも可能)であり、|ν1|は基本波成分ν1の振幅である。 Incidentally, it refers to a sine wave having the same frequency and voltage waveforms [nu is the fundamental wave component .nu.1 voltage waveform [nu, .DELTA..THETA.e the phase difference with respect to the voltage waveform [nu of the fundamental wave component .nu.1 (can also be ignored since it is a small value) in and, | .nu.1 | is the amplitude of the fundamental wave component .nu.1.

【0025】次に、電圧波形νから基本波成分ν1を減算する下記数1の演算により一相分の不平衡成分波形Δ Next, the unbalanced component waveform of one phase by calculating the following equation 1 for subtracting the fundamental wave component ν1 from the voltage waveform [nu delta
νunを計算する(図5の右側波形の実線参照)。 νun calculating (see solid line on the right waveform in FIG. 5).

【0026】 [0026]

【数1】Δνun=ν−ν1 =fm(θe,ω,Id,Iq)−fm1(θe,Δθe,|ν1|) =fun(θe,ω,Id,Iq) [Number 1] Δνun = ν-ν1 = fm (θe, ω, Id, Iq) -fm1 (θe, Δθe, | ν1 |) = fun (θe, ω, Id, Iq)

【0027】この不平衡成分波形fun(θe,ω,Id,Iq) [0027] This unbalanced component waveform fun (θe, ω, Id, Iq)
は、角速度ω、界磁電流値Id及びトルク電流値Iqを種々に変えて測定又はシミュレーションにより求めた一相分の不平衡成分波形を示している。 The angular velocity omega, shows one phase of the unbalanced component waveform obtained by measurement or simulation by changing variously the field current value Id and the torque current value Iq. そして、この種々の不平衡成分波形fun(θe,ω,Id,Iq)を逆相に(正負反転)した補償電圧波形−fun(θe,ω,Id,Iq)を、補償電圧波形メモリ63に角速度ω、界磁電流値Id及びトルク電流値Iqの種々の値に対応させて記憶させる。 Then, the various unbalanced component waveforms fun (θe, ω, Id, Iq) compensation voltage waveform -fun that the reversed-phase (positive or negative inversion) (θe, ω, Id, Iq) and the compensation voltage waveform memory 63 angular velocity omega, and stored in association with various values ​​of the field current value Id and the torque current value Iq. ただし、前記記憶される複数の補償電圧波形−fun(θe, However, a plurality of compensation voltage waveform -fun (.theta.e to be the storage,
ω,Id,Iq)は、ブラシレスモータ11の全ての作動状態に対応したものではなく、角速度ω、界磁電流値Id omega, Id, Iq) is not corresponding to all the operating states of the brushless motor 11, the angular velocity omega, the field current value Id
及びトルク電流値Iqの代表的な複数の値を適宜組合わせたブラシレスモータ11の代表的な作動状態におけるものである。 And it is in the typical operating conditions of the brushless motor 11 in combination appropriately typical multiple values ​​of the torque current value Iq.

【0028】なお、前記方法では、電圧波形νから基本波成分ν1を減算して不平衡成分波形Δνunを計算するようにしたが、前記フーリエ変換処理により得られる基本波成分ν1以外の全ての高調波成分波形を加算合成し、同加算合成した値を不平衡成分波形Δνun=fun [0028] In the above method, but so as to calculate the subtracting the fundamental component ν1 unbalanced component waveform Δνun from the voltage waveform [nu, all harmonics other than the fundamental wave component ν1 obtained by the Fourier transform processing wave component waveforms and additively synthesizing, the synthesis by adding a value of the unbalanced component waveform Δνun = fun
(θe,ω,Id,Iq)として求めるようにしてもよい。 (Θe, ω, Id, Iq) may be obtained as.

【0029】ふたたび、図3の説明に戻ると、前記のように補償電圧波形−fun(θe,ω,Id,Iq)が記憶された補償電圧波形メモリ63には、電気角変換部41からの電気角θeが供給されるとともに、角速度変換部42及び3相/2相座標変換部37からの角速度ω、検出界磁電流値Id及び検出トルク電流値Iqをそれぞれ表す各複数ビット信号のうちの上位の複数ビット信号が供給され、これらの供給された信号をアドレスにして補償電圧波形−fun(θe,ω,Id,Iq)が読出される。 [0029] Again, returning to the description of FIG. 3, the compensation voltage waveform -fun as the (θe, ω, Id, Iq) is the compensation voltage waveform memory 63 stored, from the electrical angle converting portion 41 with the electrical angle θe is supplied from the angular velocity converting unit 42 and the three-phase / 2-phase coordinate converter 37 angular velocity omega, out of the plurality of bits signals respectively representing the detected field current value Id and the detected torque current value Iq is supplied multiple bit signals of the upper, the compensation voltage waveform -fun to these supplied signals to the address (θe, ω, Id, Iq) is read.

【0030】この読出された補償電圧波形−fun(θe, [0030] The read-out compensation voltage waveform -fun (θe,
ω,Id,Iq)は、補間部64に供給される。 omega, Id, Iq) is supplied to the interpolation section 64. 補間部64 Interpolation section 64
には、角速度ω、検出界磁電流値Id及び検出トルク電流値Iqをそれぞれ表す各複数ビット信号のうちの補償電圧波形メモリ63に供給された残りの下位の各複数ビット信号が供給されており、同補間部64は前記下位の複数ビット信号により補償電圧波形メモリ63から読出された補償電圧波形を補間演算する。 The angular velocity omega, each remaining plurality of bits signals of lower supplied to the compensation voltage waveform memory 63 out of the plurality of bits signals respectively representing the detected field current value Id and the detected torque current value Iq are supplied , the interpolation section 64 interpolates calculating the compensation voltage waveform read out from the compensation voltage waveform memory 63 by a plurality of bits signal of the lower. これにより、補償電圧波形メモリ63にブラシレスモータ11の代表的な複数の作動状態における補償電圧波形−fun(θe,ω,I Thus, the compensation to the compensation voltage waveform memory 63 in a typical multiple operating conditions of the brushless motor 11 voltage waveform -fun (θe, ω, I
d,Iq)を記憶させておくだけで、同モータ11のあらゆる作動状態における補償電圧波形−fun(θe,ω,Id,I d, only allowed to store Iq), the compensation voltage waveform -fun (.theta.e in any operating condition of the motor 11, ω, Id, I
q)を得ることができる。 q) can be obtained.

【0031】補間部64によって補間演算された補償電圧波形−fun(θe,ω,Id,Iq)は、3相出力部65に供給される。 The compensation voltage waveform -fun interpolated calculated by the interpolation unit 64 (θe, ω, Id, Iq) is supplied to the 3-phase output section 65. 3相出力部65は、前記供給された補償電圧波形−fun(θe,ω,Id,Iq)に基づいて下記数2〜4に示す3相の不平衡電圧補償値ΔVunu,ΔVunv,ΔVun 3-phase output section 65, the supplied compensation voltage waveform -fun (θe, ω, Id, Iq) the unbalanced voltage compensation value of three phases shown in the following Expression 2-4 based on ΔVunu, ΔVunv, ΔVun
wを演算して、同不平衡電圧補償値ΔVunu,ΔVunv, By calculating the w, the unbalanced voltage compensation value ΔVunu, ΔVunv,
ΔVunwを演算部54〜62を介して演算部51〜53 Calculating unit ΔVunw via the operation unit 54 to 62 51 to 53
に供給する。 Supplied to.

【0032】 [0032]

【数2】ΔVunu=−fun(θe,ω,Id,Iq) [Number 2] ΔVunu = -fun (θe, ω, Id, Iq)

【0033】 [0033]

【数3】 ΔVunv=−fun(θe−2π/3,ω,Id,Iq) [Number 3] ΔVunv = -fun (θe-2π / 3, ω, Id, Iq)

【0034】 [0034]

【数4】 ΔVunw=−fun(θe+2π/3,ω,Id,Iq) [Number 4] ΔVunw = -fun (θe + 2π / 3, ω, Id, Iq)

【0035】そして、演算部51〜53にて2相/3相座標変換部31からの各相の指令電圧値Vuo*,Vvo*, [0035] Then, in the arithmetic unit 51 to 53 of each phase from 2-phase / 3-phase coordinate conversion unit 31 command voltage value Vuo *, VVO *,
Vwo*に不平衡電圧補償値ΔVunu,ΔVunv,ΔVunwが加算される。 Vwo * to the unbalanced voltage compensation value ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw is added. したがって、あるゆる作動状態においても、ブラシレスモータ11の不平衡に伴う各相の不平衡成分fun(θe,ω,Id,Iq),fun(θe−2π/3,ω,I Therefore, in some loose operating state, each phase of the unbalanced components fun associated with unbalance of the brushless motor 11 (θe, ω, Id, Iq), fun (θe-2π / 3, ω, I
d,Iq),fun(θe+2π/3,ω,Id,Iq)が補償される。 d, Iq), fun (θe + 2π / 3, ω, Id, Iq) is compensated.

【0036】次に、量子化誤差補償値計算部32Bについて説明すると、同補償値計算部32Bは、演算部51 [0036] Subsequently explained is a quantization error compensation value calculation unit 32B, the compensation value calculation unit 32B, the operating section 51
〜53にて演算出力された3相の指令電圧値Vu1*+Vu Command voltage value of three phases, which is calculated output at ~53 Vu1 * + Vu
2*,Vv1*+Vv2*,Vw1*+Vw2*のうちの下位ビットV 2 *, Vv1 * + Vv2 *, Vw1 * + Vw2 * lower bit V of the
u2*,Vv2*,Vw2*を切り捨てた上位ビットVu1*,Vv1 u2 *, Vv2 *, the high-order bit Vu1 truncating the Vw2 * *, Vv1
*,Vw1*のみがPWM電圧発生部33に供給されることに伴う誤差を補償するもので、遅延部66を備えている。 *, Intended to compensate for the error associated with that Vw1 * only is supplied to the PWM voltage production unit 33, and a delay unit 66. 遅延部66は、前記供給された下位ビットVu2*, Delay unit 66, the supplied lower bits Vu2 *,
Vv2*,Vw2*を各種演算の1サイクル分だけ遅延し、演算部54〜56を介して演算部51〜53に供給して2 Vv2 *, the Vw2 * delayed by one cycle of the various operations, and supplies the arithmetic unit 51 to 53 via the operation unit 54 to 56 2
相/3相座標変換部31からの3相の指令電圧値Vu0 3-phase command voltage value from the phase / 3-phase coordinate conversion unit 31 Vu0
*,Vv0*,Vw0*に加算する。 *, Vv0 *, is added to the Vw0 *.

【0037】これにより、前回演算された3相の指令電圧値Vu1*+Vu2*,Vv1*+Vv2*,Vw1*+Vw2*うちで切り捨てられた下位ビットVu2*',Vv2*',Vw2*'が、 [0037] Accordingly, the command voltage value of three phases which are previously calculated Vu1 * + Vu2 *, Vv1 * + Vv2 *, Vw1 * + Vw2 * lower bits truncated in out Vu2 * ', Vv2 *', is Vw2 * ',
今回演算された3相の指令電圧値Vu1*+Vu2*,Vv1* Command voltage value of the current operation three phase Vu1 * + Vu2 *, Vv1 *
+Vv2*,Vw1*+Vw2*に加えられるので、PWM電圧発生部33に供給される3相の指令電圧値Vu1*,Vv1 + Vv2 *, Vw1 * + Vw2 since added to *, the command voltage value of three phases to be supplied to the PWM voltage production unit 33 Vu1 *, Vv1
*,Vw1*の量子化演算処理(下位ビットの切り捨て処理)に伴う誤差が補償される。 *, Errors associated with Vw1 * quantization operation processing (round-down process of the lower bits) is compensated.

【0038】次に、電圧降下補償値計算部32Cについて説明すると、同補償値計算部32Cは、インバータ回路34内のスイッチング素子Tr1〜Tr6及び還流ダイオードDi1〜Di6における順電圧降下分を補償するもので、C−E間順電圧降下計算部67、ダイオード順電圧降下計算部68及び合成演算部69からなる。 Next, to describe the voltage drop compensation value calculating unit 32C, the compensation value calculating unit 32C is intended to compensate for the forward voltage drop in the switching element Tr1~Tr6 and reflux diodes Di1~Di6 in the inverter circuit 34 in consist C-E between forward voltage drop calculation unit 67, the diode forward voltage drop calculation unit 68 and the combining unit 69.

【0039】C−E間順電圧降下計算部67は、電流値(通過電流値)Iに応じて変化するスイッチング素子T [0039] C-E between forward voltage drop calculation unit 67, the switching element varies according to the current value (passing current value) I T
r1〜Tr6の一相分(スイッチング素子Tr1,Tr2、スイッチング素子Tr3,Tr4及びスイッチング素子Tr5,Tr6 One phase of R1~Tr6 (switching element Tr1, Tr2, a switching element Tr3, Tr4 and the switching element Tr5, Tr6
の各組)の順電圧降下分Vce(I)を予め記憶している。 Each set) are stored forward voltage drop Vce (I) is in advance of the.
ダイオード順電圧降下計算部68は、電流値(通過電流値)Iに応じて変化する還流ダイオードDi1〜Di6の一相分(還流ダイオードDi1,Di2、還流ダイオードDi3, Diode forward voltage drop calculation unit 68, one phase of freewheeling diode Di1~Di6 which changes according to the current value (passing current value) I (freewheeling diode Di1, Di2, reflux diodes Di3,
Di4及び還流ダイオードDi5,Di6の各組)の順電圧降下分Vd(I)を予め記憶している。 Di4 and a reflux diode Di5, stores in advance a forward voltage drop Vd (I) of Di6 each set of). C−E間順電圧降下計算部67及びダイオード順電圧降下計算部68には3 C-E between forward voltage drop calculation unit 67 and the diode forward voltage drop calculation unit 68 3
相の検出電流値Iu,Iv,Iwがそれぞれ供給されており、C−E間順電圧降下計算部67は3相の順電圧降下分Vce(Iu),Vce(Iv),Vce(Iw)を出力し、ダイオード順電圧降下計算部68は3相の順電圧降下分Vd(I Detection current value Iu of phase, Iv, Iw are supplied respectively, C-E between forward voltage drop calculation unit 67 three-phase forward voltage drop Vce (Iu), Vce of (Iv), Vce (Iw) outputs, forward voltage drop Vd of the diode forward voltage drop calculation unit 68 three-phase (I
u),Vd(Iv),Vd(Iw)を出力する。 u), and outputs the Vd (Iv), Vd (Iw).

【0040】なお、この場合も、C−E間順電圧降下計算部67及びダイオード順電圧降下計算部68に代表的な電流Iに対して少数の順電圧降下分Vce(I),Vd [0040] In this case, C-E between forward voltage drop calculation unit 67 and a few in diode forward voltage drop calculation unit 68 with respect to nominal current I forward voltage drop Vce (I), Vd
(I)を記憶させておき、検出電流値Iu,Iv,Iwを表す各複数ビット信号のうちの上位の各複数ビット信号で前記順電圧降下分Vce(Iu),Vce(Iv),Vce(Iw), May be stored with (I), the detected current value Iu, Iv, the forward voltage drop Vce each plurality of bits signals of higher among the plurality bit signals representing the Iw (Iu), Vce (Iv), Vce ( Iw),
Vd(Iu),Vd(Iv),Vd(Iw)をそれぞれ読出し、同電流値Iu,Iv,Iwを表す各複数ビット信号のうちの前記上位ビットを除く下位の各複数ビット信号で前記読出した順電圧降下分Vce(Iu),Vce(Iv),Vce(Iw), Vd (Iu), Vd (Iv), reads Vd and (Iw), respectively, was the read at each multiple bit signals of lower except for the upper bits of the same current values ​​Iu, Iv, each plurality of bits signals representative of Iw forward voltage drop Vce (Iu), Vce (Iv), Vce (Iw),
Vd(Iu),Vd(Iv),Vd(Iw)をそれぞれ補間して出力するようにするとよい。 Vd (Iu), Vd (Iv), or when Vd of (Iw) to be interpolated and output respectively.

【0041】ここで、前記順電圧降下分Vce(I),Vd [0041] Here, the forward voltage drop Vce (I), Vd
(I)について若干の説明を加えておく。 A supplementary little described (I). まず、順電圧降下分Vce(I),Vd(I)を測定するために、インバータ回路34内の一相分の回路部だけを抜き出した図6(A) First, the forward voltage drop Vce (I), Vd to measure (I), Fig. 6 was extracted by circuit portion of one phase in the inverter circuit 34 (A)
〜(D)に示すような回路を測定のために組み立てる。 ~ A circuit as shown in (D) assembled for measurement. なお、図6(A)〜(D)のスイッチング素子Tr11,Tr12はインバータ回路34のスイッチング素子Tr1〜Tr6と同一のものを用い、還流ダイオードDi11〜Di12もインバータ回路34の還流ダイオードDi1〜Di6と同一のものを用いる。 The switching element Tr11, Tr12 in Fig 6 (A) ~ (D) is used the same as the switching elements Tr1~Tr6 of the inverter circuit 34, a freewheeling diode Di1~Di6 the freewheeling diode Di11~Di12 also inverter circuit 34 using the same thing.

【0042】そして、図6(A)(B)に示すように、スイッチング素子Tr11,Tr12の一方をそれぞれオンするとともに図示矢印方向に電流Iを流した状態で、スイッチング素子Tr11,Tr12のコレクタ−エミッタ間電圧を測定してその平均値を順電圧降下分Vceとする。 [0042] Then, as shown in FIG. 6 (A) (B), in a state in which electric current I in the arrow direction as well as on one of the respective switching elements Tr11, Tr12, the collector of the switching element Tr11, Tr12 - by measuring the emitter voltage and the average value is the forward voltage drop Vce. また、図6(C)(D)に示すように、スイッチング素子Tr11,Tr Further, as shown in FIG. 6 (C) (D), the switching element Tr11, Tr
12を共にオフするとともに図示矢印方向に電流Iを流した状態で、還流ダイオードDi11,Di12の両端電圧を測定してその平均値を順電圧降下分Vdとする。 Under a stream of current I in the arrow direction as well as both off 12, and the average value is a forward voltage drop Vd by measuring the voltage across the freewheeling diode Di11, DI12. これらの場合、電流Iの値をそれぞれ変更しながら前記測定を行うことにより、電流Iの大きさに応じて変化する順電圧降下分Vce(I),Vd(I)を求める(図7のグラフ参照)。 In these cases, by performing the measurement while changing the respective values ​​of current I, a graph of the forward voltage drop Vce (I), obtaining the Vd (I) (Fig. 7 which changes in accordance with the magnitude of the current I reference). そして、これらの順電圧降下分Vce(I),Vd And these forward voltage drop Vce (I), Vd
(I)を、電流Iの大きさに対応させてC−E間順電圧降下計算部67及びダイオード順電圧降下計算部68にそれぞれ記憶させる。 The (I), are stored respectively in correspondence to the magnitude of the current I C-E between forward voltage drop calculation unit 67 and the diode forward voltage drop calculation unit 68.

【0043】ふたたび、図3の説明に戻ると、合成演算部69は、C−E間順電圧降下計算部67からの順電圧降下分Vce(Iu),Vce(Iv),Vce(Iw)と、ダイオード順電圧降下計算部68からの順電圧降下分Vd(Iu), [0043] Again, returning to the description of FIG. 3, combining unit 69, the forward voltage drop Vce from among C-E forward voltage drop calculation unit 67 (Iu), Vce (Iv), and Vce (Iw) forward voltage drop Vd of the diode forward voltage drop calculation unit 68 (Iu),
Vd(Iv),Vd(Iw)とを、各相毎に電気角θe及び角速度ωに応じて決まる適当な合成比率で加算合成することにより、下記数5〜7に示す順電圧補償値ΔVonu,Δ Vd (Iv), and Vd (Iw), by adding and combining in appropriate combination ratio determined in accordance with the electrical angle θe and the angular speed ω for each phase, forward voltage compensation value shown in the following Expression 5 to 7 DerutaVonu, Δ
Vonv,ΔVonwを算出して、同算出した順電圧補償値Δ Vonv, calculates the DerutaVonw, forward voltage compensation value Δ which is the calculated
Vonu,ΔVonv,ΔVonwを演算部54〜59を介して演算部51〜53に供給する。 Vonu, ΔVonv, supplies to the arithmetic unit 51 to 53 via the operation unit 54 to 59 of DerutaVonw.

【0044】 [0044]

【数5】 ΔVonu=K(Vce(Iu),Vd(Iu),θe,ω) [Number 5] ΔVonu = K (Vce (Iu), Vd (Iu), θe, ω)

【0045】 [0045]

【数6】 ΔVonv=K(Vce(Iv),Vd(Iv),θe,ω) [6] ΔVonv = K (Vce (Iv), Vd (Iv), θe, ω)

【0046】 [0046]

【数7】 ΔVonw=K(Vce(Iw),Vd(Iw),θe,ω) [Equation 7] ΔVonw = K (Vce (Iw), Vd (Iw), θe, ω)

【0047】前記数5〜7の関数K(Vce(Iu,Iv,I [0047] The number 5-7 function K (Vce (Iu, Iv, I
w),Vd(Iu,Iv,Iw),θe,ω)の決定においては、各相における各順電圧降下分Vce(Iu),Vce(Iv),Vce w), Vd (Iu, Iv, Iw), θe, in determining the omega), the forward voltage drop Vce in each phase (Iu), Vce (Iv), Vce
(Iw)と各順電圧降下分Vd(Iu),Vd(Iv),Vd(Iw) (Iw) and the forward voltage drop Vd (Iu), Vd (Iv), Vd (Iw)
の発生状況は、スイッチング素子Tr1〜Tr6のオンオフ状態により図8に示すように変化し、電気角θe及び角速度ωに応じて変化する。 Status of generation, the on-off state of the switching device Tr1~Tr6 changes as shown in FIG. 8, changes according to the electrical angle θe and angular velocity omega. したがって、前記関数Kの各相における各順電圧降下分Vce(Iu),Vce(Iv),Vce Thus, the forward voltage drop Vce in each phase of the function K (Iu), Vce (Iv), Vce
(Iw)と各順電圧降下分Vd(Iu),Vd(Iv),Vd(Iw) (Iw) and the forward voltage drop Vd (Iu), Vd (Iv), Vd (Iw)
との合成比率を予めシミュレーションなどにより決定した上で、電気角θe及び角速度ωに応じて変化する比率関数Kを表すパラメータを合成演算部69に記憶しておくとよい。 The mixing ratio between the pre-simulation on as determined by such a parameter representing the ratio function K that changes according to the electrical angle θe and the angular velocity ω may stored in the combining unit 69.

【0048】そして、これらの順電圧補償値ΔVonu, [0048] In addition, these forward voltage compensation value ΔVonu,
ΔVonv,ΔVonwは、演算部54〜59を介して演算部51〜53に供給され、同演算部51〜53にて2相/ ΔVonv, ΔVonw via the operation unit 54 to 59 are supplied to the arithmetic unit 51 to 53, 2-phase at the same arithmetic unit 51 to 53 /
3相座標変換部31からの各相の指令電圧値Vuo*,Vv Phase command voltage values ​​from the three-phase coordinate conversion unit 31 Vuo *, Vv
o*,Vwo*に加算される。 o *, it is added to the Vwo *. したがって、各相の電流Iu, Therefore, each phase of the current Iu,
Iv,Iwに応じて変化するスイッチング素子Tr1〜Tr6 Iv, switching element changes according to Iw Tr1 to Tr6
及び還流ダイオードDi1〜Di6の各順電圧降下分Vceが補償される。 And each forward voltage drop Vce reflux diode Di1~Di6 is compensated.

【0049】次に、パルス幅誤差補償値計算部32Dについて説明すると、同補償値計算部32Dは、インバータ回路34内のスイッチング素子Tr1〜Tr6をスイッチング制御するためのデッドタイムTdt、スイッチング素子Tr1〜Tr6のオフ状態からオン状態への変化時のオン変化ディレイ時間Ton、及びスイッチング素子Tr1〜T Next, to describe the pulse width error compensation value calculation unit 32D, the compensation value calculation unit 32D, the dead time Tdt for controlling switching of switching elements Tr1~Tr6 in the inverter circuit 34, the switching element Tr1~ on change delay time Ton during the change from Tr6 in the oFF state to the oN state, and the switching element Tr1~T
r6のオン状態からオフ状態への変化時のオフ変化ディレイ時間Toffによる電圧減少分Vdtを補償するもので、 Compensates the voltage decrease Vdt due to the off change delay time Toff when changes to the off state from r6 in the ON state,
パルス幅誤差計算部71及び電圧減少分計算部72からなる。 A pulse width error calculating unit 71 and the voltage decrease calculation unit 72.

【0050】パルス幅誤差計算部71は、予め測定されて電流値(通過電流値)Iに応じて変化するパルス幅誤差ΔT(I)を予め記憶している。 [0050] Pulse width error calculating unit 71 stores in advance a pulse width error [Delta] T (I) that varies in accordance with the previously measured electric current value (passing current value) I. このパルス幅誤差とは、インバータ回路34内のスイッチング素子Tr1〜T The pulse width error, switching elements Tr1~T in the inverter circuit 34
r6をオンするためのPWM電圧発生部33により指定されたパルス幅と、同スイッチング素子Tr1〜Tr6が実際にオン動作するパルス幅との差を表すものである。 A pulse width specified by the PWM voltage production unit 33 for turning on the r6, is representative of the difference between the pulse width the switching element Tr1~Tr6 actually turned on. パルス幅誤差計算部71には3相の検出電流値Iu,Iv,I Detection current value of the 3-phase pulse width error calculating unit 71 Iu, Iv, I
wがそれぞれ供給されており、同計算部71は3相分のパルス幅誤差Tn(Iu),ΔT(Iv),ΔT(Iw)を出力する。 w are supplied, the calculation unit 71 of the three phases pulse width error Tn (Iu), ΔT (Iv), and outputs a [Delta] T (Iw). なお、この場合も、パルス幅誤差計算部71に代表的な電流Iに対する少数のパルス幅誤差ΔT(I)を記憶させておき、検出電流値Iu,Iv,Iwを表す各複数ビット信号のうちの上位の各複数ビット信号で前記パルス幅誤差ΔT(Iu),ΔT(Iv),ΔT(Iw)をそれぞれ読出し、同電流値Iu,Iv,Iwを表す各複数ビット信号のうちの前記上位ビットを除く下位の各複数ビット信号で前記読出したパルス幅誤差ΔT(Iu),ΔT(Iv),Δ Also in this case, the pulse width error calculating unit 71 may be stored with a small number of pulse width error [Delta] T (I) for typical current I, the detection current value Iu, Iv, among the plurality bit signal representative of Iw wherein in each plurality of bits signals of the upper pulse width error ΔT (Iu), ΔT (Iv), reads [Delta] T and (Iw), respectively, the upper bits of the same current values ​​Iu, Iv, each plurality of bits signals representative of Iw pulse width was the read at each multiple bit signals of lower excluding error ΔT (Iu), ΔT (Iv), Δ
T(Iw)をそれぞれ補間して出力するようにするとよい。 T a (Iw) may respectively so as to output the interpolation.

【0051】ここで、前記パルス幅誤差ΔT(I)について若干の説明を加えておく。 [0051] Here, in advance with minor describes the pulse width error [Delta] T (I). まず、パルス幅誤差ΔT First, the pulse width error ΔT
(I)を測定するために、図9(A)(B)のような一相分の回路を構成する。 To measure (I), in a circuit of one phase as shown in FIG. 9 (A) (B). なお、図9(A)(B)のスイッチング素子Tr21,Tr22はインバータ回路34のスイッチング素子Tr1〜Tr6と同一のものを用い、還流ダイオードDi2 The switching element Tr21, Tr22 in Fig 9 (A) (B) is used the same as the switching elements Tr1~Tr6 of the inverter circuit 34, a freewheeling diode Di2
1,Di22もインバータ回路34の還流ダイオードDi1〜 1, Di22 also reflux diodes of the inverter circuit 34 Di1~
Di6と同一のものを用いる。 Used as Di6 same and. また、図9(A)(B)においては省略されているが、スイッチング素子Tr21,Tr22 Further, although omitted in FIG. 9 (A) (B), the switching element Tr21, Tr22
をオフ状態からオン状態に切換えるためのパルス信号の立ち上がり時に予め決められたデッドタイムTdだけパルス信号の立ち上がりを遅らせるデッドタイム回路が設けられている。 Dead time circuit which delays the rise of only a pulse signal predetermined dead time Td at the rising edge of the pulse signal for switching from the OFF state to the ON state is provided.

【0052】そして、図9(A)に示すように、スイッチング素子Tr21にデューティ比50%のパルス信号を付与して図示矢印方向に電流Iを流した状態で、還流ダイオードDi22(インバータ回路出力)に現れるパルス信号を測定する。 [0052] Then, as shown in FIG. 9 (A), in a state in which electric current I in the arrow direction by applying a 50% duty ratio of the pulse signal to the switching element Tr21, reflux diodes Di22 (inverter circuit output) a pulse signal which appears to be measured. 図10(A)は前記測定されたパルス信号のディレイ状態を図示したもので、これから、デッドタイムTdtにスイッチング素子Tr21のオン変化ディレイ時間Tonを加えたパルス立ち上がりディレイ時間Tup1 Figure 10 (A) is an illustration of the delay state of the measured pulse signal, from which, the pulse rise delay time plus on-change delay time Ton of the switching element Tr21 in the dead time Tdt Tup1
と、スイッチング素子Tr21のオフ変化ディレイ時間To When off change delay time of the switching element Tr21 the To
ffに等しいパルス立下りディレイ時間Tdn1を得る。 Obtaining a pulse equal fall delay time Tdn1 to ff. これらの両時間Tup1,Tdn1に基づいて、電流が図9(A) Based on these two time Tup1, TDN1, current FIGS 9 (A)
にある場合(I>0)におけるパルス幅誤差ΔT1=Tu Pulse width error Delta] T1 = Tu when (I> 0) in
p1−Tdn1を計算する。 To calculate the p1-Tdn1.

【0053】また、図9(B)に示すように、スイッチング素子Tr22にデューティ比50%のパルス信号を付与して図示矢印方向に前記と同じ大きさの電流Iを流した状態で、還流ダイオードDi22(インバータ回路出力) [0053] Further, as shown in FIG. 9 (B), in a state in which electric current I of the same magnitude as the in arrow direction by applying a 50% duty ratio of the pulse signal to the switching element Tr22, reflux diodes Di22 (inverter circuit output)
に現れるパルス信号を測定する。 A pulse signal which appears to be measured. 図10(B)は前記測定されたパルス信号のディレイ状態を図示したもので、これから、スイッチング素子Tr22のオン変化ディレイ時間Tonに等しいパルス立ち上がりディレイ時間Tup2 FIG. 10 (B) an illustration of the delay state of the measured pulse signal, from which, the pulse rise delay time equal to the on change delay time Ton of the switching element Tr22 TU P2
と、デッドタイムTdtにスイッチング素子Tr22のオフ変化ディレイ時間Toffを加えたパルス立下りディレイ時間Tdn2を得る。 If, obtaining a pulse fall delay time Tdn2 plus off-change delay time Toff of the switching element Tr22 in the dead time Tdt. これらの両時間Tup2,Tdn2に基づいて、電流が図9(B)にある場合(I<0)におけるパルス幅誤差ΔT2=Tup2−Tdn2を計算する。 Based on these two time Tup2, Tdn2, current to calculate the pulse width error ΔT2 = Tup2-Tdn2 when (I <0) in FIG. 9 (B).

【0054】次に、前記パルス幅誤差ΔT1,ΔT2の平均値ΔTav=ΔT1+ΔT2を計算し、同平均値ΔTavを前記電流Iに対応したパルス幅誤差ΔT(I)とする。 Next, the pulse width error Delta] T1, and calculates an average value ΔTav = ΔT1 + ΔT2 of Delta] T2, and the mean value pulse width DerutaTav corresponding to the current I error [Delta] T (I). このようなパルス幅誤差ΔT1,ΔT2,ΔTavの測定を電流Iを種々に変えながら行い、電流Iに応じた種々のパルス幅誤差ΔT1(I),ΔT2(I),ΔTav(I)を得る。 Such pulse width error Delta] T1, Delta] T2, performed while changing the measurement of DerutaTav the current I to various, various pulse width error Delta] T1 corresponding to the current I (I), to obtain a ΔT2 (I), ΔTav (I).
図11のグラフは、これらの電流Iに応じて変化するパルス幅誤差ΔT1(I),ΔT2(I),ΔTav(I)を示したものである。 Graph of FIG. 11, a pulse width error ΔT1 which changes according to these currents I (I), ΔT2 (I), shows a ΔTav (I). そして、前述のように、このパルス幅誤差ΔT(I)(=ΔTav(I))を電流Iの大きさに対応させてパルス幅誤差計算部71にそれぞれ記憶させる。 Then, as described above, respectively is stored in the pulse width error calculating unit 71 the pulse width error ΔT (I) (= ΔTav (I)) to correspond to the magnitude of the current I a.

【0055】ふたたび、図3の説明に戻ると、電圧減少分計算部72は、パルス幅誤差計算部71からの各相のパルス幅誤差ΔT(Iu),ΔT(Iv),ΔT(Iw)に基づいてパルス幅誤差電圧補償値ΔVdtu,ΔVdtv,ΔVdt [0055] Again, returning to the description of FIG. 3, the voltage decrease calculation unit 72, each phase of the pulse width from the pulse width error calculating unit 71 error ΔT (Iu), ΔT (Iv), the [Delta] T (Iw) based on the pulse width error voltage compensation value ΔVdtu, ΔVdtv, ΔVdt
wを下記数8〜10の演算の実行により計算する。 The w is calculated by executing the calculation of the following number 8-10.

【0056】 [0056]

【数8】ΔVdtu=Vdc・Fc・ΔT(Iu) [Equation 8] ΔVdtu = Vdc · Fc · ΔT (Iu)

【0057】 [0057]

【数9】ΔVdtv=Vdc・Fc・ΔT(Iv) [Equation 9] ΔVdtv = Vdc · Fc · ΔT (Iv)

【0058】 [0058]

【数10】ΔVdtw=Vdc・Fc・ΔT(Iw) [Number 10] ΔVdtw = Vdc · Fc · ΔT (Iw)

【0059】ただし、前記数8〜10において、Vdcはインバータ回路34への直流入力電圧値を示す予め与えられた定数であり、FcはPWM電圧発生部33にて利用されるキャリア周波数を示す予め与えられた定数である。 [0059] However, in the number 8 to 10, Vdc is the previously given constant indicating a DC input voltage to the inverter circuit 34, Fc will advance to a carrier frequency to be used by the PWM voltage production unit 33 it is a given constant.

【0060】そして、これらのパルス幅誤差電圧補償値ΔVdtu,ΔVdtv,ΔVdtwは演算部54〜62を介して演算部51〜53に供給され、同演算部51〜53にて2相/3相座標変換部31からの各相の指令電圧値V [0060] Then, these pulse width error voltage compensation value ΔVdtu, ΔVdtv, ΔVdtw is supplied to the arithmetic unit 51 to 53 via the operation unit 54 to 62, 2-phase / 3-phase coordinate at the same arithmetic unit 51 to 53 command voltage value V for each phase from the conversion unit 31
uo*,Vvo*,Vwo*に加算される。 uo *, Vvo *, is added to the Vwo *. したがって、各相の電流Iu,Iv,Iwに応じて変化し、インバータ回路3 Therefore, it changes according to the phase of current Iu, Iv, Iw, the inverter circuit 3
4内のスイッチング素子Tr1〜Tr6のデッドタイムTd The dead time Td of the switching elements Tr1~Tr6 in 4
t、オン変化ディレイ時間Ton、及びオフ変化ディレイ時間Toffによる電圧減少分Vdtが補償される(図12 t, on-change delay time Ton, and the voltage decrease Vdt due to the off change delay time Toff is compensated (Fig. 12
参照)。 reference).

【0061】次に、上記のように構成した実施形態の動作について説明する。 Next, the operation of the embodiment constructed as described above. 運転者が操舵ハンドル12を回動操作すると、この回動操作はタイロッド13に伝達されて同ロッド13の軸線方向の移動により前輪が操舵される。 When the driver rotates the steering wheel 12, the rotation operation is a front wheel is steered by axial movement of the same rod 13 is transmitted to the tie rod 13. これと同時に、操舵トルクセンサ15は操舵軸14 At the same time, the steering torque sensor 15 the steering shaft 14
に付与される操舵トルクを検出し、ブラシレスモータ1 Detecting a steering torque applied to the brushless motor 1
1が電気制御装置によりサーボ制御されて前記操舵トルクに応じたアシストトルクでタイロッド13を駆動するので、前輪はブラシレスモータ11の駆動力によりアシストされながら操舵される。 Since 1 drives the tie rods 13 with assist torque corresponding to the steering torque is servo-controlled by an electric control device, the front wheels are steered while being assisted by the driving force of the brushless motor 11.

【0062】この電気制御装置によるサーボ制御においては、基本アシスト力計算部21、戻し力計算部22及び演算部23が、前記検出操舵トルク、車速、回転子の電気角θe及び角速度ωに基づいて指令トルクT*を計算するとともに、指令電流値決定部24がこの指令トルクT*及びその他の各種センサ値に基づいて指令界磁電流値Id*及び指令トルク電流値Iq*を決定する。 [0062] In the servo control by the electric control device, the base assist force calculation unit 21, the return force calculation unit 22 and the arithmetic unit 23, the detected steering torque, vehicle speed, based on the electrical angle θe and the angular velocity ω of the rotor with calculating a command torque T *, the command current value determination section 24 determines the command torque T * and the other command field current value based on the various sensor values ​​Id * and the command torque current value Iq *. そして、 And,
演算部25,26、比例積分制御部27,28及び2相/3相座標変換部31が、前記指令界磁電流値Id*及び指令トルク電流値Iq*に基づいて各相の指令電圧値Vu0 Calculation unit 25, the proportional integral control unit 27, 28 and the two-phase / 3-phase coordinate conversion unit 31, the instruction field current value Id * and the phase of the basis of the command torque current value Iq * command voltage value Vu0
*,Vv0*,Vw0*を計算し、フィードフォワード補償部32が各相の指令電圧値Vu0*,Vv0*,Vw0*を指令電圧値Vu1*,Vv1*,Vw1*に補正した後、PWM電圧発生部33及びインバータ回路34がこれらの補正した指令電圧値Vu1*,Vv1*,Vw1*に応じた各電圧Vu,V *, Vv0 *, calculates the Vw0 *, feedforward compensation unit 32 of each phase command voltage value Vu0 *, Vv0 *, Vw0 * command voltage value Vu1 *, Vv1 *, after correcting the Vw1 *, PWM voltage generator 33 and the inverter circuit 34 these corrected command voltage value Vu1 *, Vv1 *, the voltage Vu corresponding to Vw1 *, V
v,Vwをブラシレスモータ11の各相に付与し、同モータ11の回転を制御する。 v, Grant Vw to each phase of the brushless motor 11 to control the rotation of the motor 11. この場合、ブラシレスモータ11は、検出界磁電流値Id及び検出トルク電流値Iqがそれぞれ指令界磁電流値Id*及び指令トルク電流値Iq* In this case, the brushless motor 11 is detected field current value Id and each detected torque current value Iq command field current value Id * and the command torque current value Iq *
に一致するように作動が制御されるので、同モータ11 Since operation is controlled to match the, the motor 11
は指令トルクT*に対応した回転トルクを発生し、操舵ハンドル12の回動操作をアシストすることになる。 Generates a rotational torque corresponding to the command torque T *, will assist the turning operation of the steering wheel 12.

【0063】このようにブラシレスモータ11のサーボ制御においては、フィードフォワード補償部32が、各相の指令電圧値Vu0*,Vv0*,Vw0*に対するフィードフォワード制御により各種電圧誤差を補償する。 [0063] In this manner, the servo control of the brushless motor 11, the feed-forward compensating unit 32, each phase of the command voltage value Vu0 *, Vv0 *, to compensate for the various voltage error by feed-forward control for Vw0 *. 具体的には、不平衡電圧補償値計算部32A及び演算部51〜 Specifically, the unbalanced voltage compensation value calculation section 32A and the arithmetic unit 51 to
53が、ブラシレスモータ11の不平衡を補償するための各相の補償電圧値ΔVunu,ΔVunv,ΔVunwを各相の指令電圧値Vu0*,Vv0*,Vw0*に加味することにより、同モータ11のあらゆる作動状態における不平衡成分を補償する。 53, each phase of the compensation voltage value to compensate for the imbalance of the brushless motor 11 ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw each phase command voltage value Vu0 *, Vv0 *, by adding to Vw0 *, of the motor 11 to compensate for the unbalanced components in all operating conditions. したがって、ブラシレスモータ11が不平衡に構成されていても、指令トルクT*、指令界磁電流値Id*、指令トルク電流値Iq*などの作動制御パラメータにしたがった所望の制御特性が得られる。 Therefore, the brushless motor 11 is be configured to unbalance command torque T *, the command field current value Id *, the desired control characteristics can be obtained in accordance with the operation control parameters, such as command torque current value Iq *. このことは、各種制御において不平衡な多相交流モータを使用することができるようになることを意味するので、多相交流モータの製造にあたって、モータ構造の簡素化、部品形状の自由度、材料の選択の余地など設計の自由度が広がり、ひいては多相交流モータの製造コストを下げることにもつながる。 This is because it means that it is possible to use unbalanced multiphase AC motor in various control, in the production of multi-phase AC motor, simplification of motor structure, the degree of freedom of the part shape, material spreading degree of freedom in design, such as the choice will lead also to lower and thus the manufacturing cost of the multi-phase AC motor.

【0064】また、演算による量子化誤差、インバータ回路34の順電圧降下による誤差、及びインバータ回路34のパルス幅誤差も、量子化誤差補償値計算部32 [0064] The quantization error caused by calculation errors on forward voltage drop of the inverter circuit 34, and pulse width error of the inverter circuit 34, the quantization error compensation value calculator 32
B、電圧降下補償値計算部32C、パルス幅誤差補償値計算部32D及び演算部51〜53によって補償されるので、ブラシレスモータ11の制御精度が向上し、操舵ハンドル12に対するより良好な操舵アシスト制御が行われる。 B, a voltage drop compensation value calculation section 32C, since it is compensated by the pulse width error compensation value calculation unit 32D and the calculation unit 51 to 53, to improve the control accuracy of the brushless motor 11, good steering assist control over the steering wheel 12 It is carried out.

【0065】なお、上記実施形態における不平衡電圧補償値計算部32Aを図13のように変形してもよい。 [0065] It may be modified as shown in FIG. 13 the unbalanced voltage compensation value calculation unit 32A in the embodiment. この変形例に係る不平衡電圧補償値計算部32Aは、上記のように測定又はシミュレーションにより得た不平衡成分波形を含む電圧波形ν=fm(θe,ω,Id,Iq)を記憶しておいて、この電圧波形νとリアルタイム演算による基本波成分ν1=fm1(θe,Δθe,|ν1|)との差を求めて3相の不平衡電圧補償値ΔVunu,ΔVunv,ΔVunw Unbalanced voltage compensation value calculation section 32A according to this modification, our stores voltage waveform ν = fm (θe, ω, Id, Iq) and containing the unbalanced component waveform obtained by measurement or simulation, as described above There are, fundamental component .nu.1 = fm1 by the voltage waveform ν and real-time operation (θe, Δθe, | ν1 |) unbalanced voltage compensation value of three-phase obtains the difference between ΔVunu, ΔVunv, ΔVunw
を計算するものである。 It is to compute the.

【0066】したがって、この変形例に係る不平衡電圧補償値計算部32Aは、前記不平衡成分波形を含む電圧波形ν=fm(θe,ω,Id,Iq)を、角速度ω、界磁電流値Id及びトルク電流値Iqの種々の値に対応させて記憶した不平衡電圧波形メモリ81を備え、同メモリ81には、角速度ω、検出界磁電流値Id及び検出トルク電流値Iqに加え、電気角θeが読出しアドレス信号として入力されている。 [0066] Therefore, the unbalanced voltage compensation value calculation section 32A according to this modification, the voltage waveform [nu = fm including unbalanced component waveforms (θe, ω, Id, Iq) the angular velocity omega, the field current value to correspond to various values ​​of Id and torque current value Iq comprises an unbalanced voltage waveform memory 81 stores, in the memory 81, the angular velocity omega, in addition to the detection field current value Id and the detected torque current value Iq, electrical angle θe is inputted as a read address signal. この不平衡電圧波形メモリ81から読出された電圧波形νは補間部82に供給されるようになっており、同補間部82は、同読出された電圧波形νに、 This voltage waveform ν read from unbalanced voltage waveform memory 81 and is supplied to the interpolation section 82, the interpolation section 82, the voltage waveform ν which is the read,
角速度ω、検出界磁電流値Id及び検出トルク電流値Iq Angular velocity ω, detection field current value Id and the detected torque current value Iq
を用いた上記実施形態と同様な補間演算を施して演算部83の負側入力に供給する。 Supplied to the negative input of the arithmetic unit 83 performs the same interpolation operation as in the above embodiment using.

【0067】演算部83の正側入力には、基本波成分ν [0067] The positive input of the arithmetic unit 83, the fundamental wave component ν
1=fm1(θe,Δθe,|ν1|)を計算するための正弦波メモリ84、振幅計算部85及び演算部86が接続されている。 1 = fm1 (θe, Δθe, | ν1 |) sine wave memory 84 for calculating the amplitude calculator 85 and the arithmetic unit 86 is connected to. 正弦波メモリ84は正弦波を表す波形サンプリング値が記憶されており、入力した電気角θe及び位相差Δθeに応じて正弦波信号・sin(θe+Δθe)を演算して演算部86に供給する。 Sine wave memory 84 is stored in the waveform sampling values ​​representing the sine wave, and supplies the calculation unit 86 calculates a sine wave signal · sin (θe + Δθe) in response to an electrical angle .theta.e and the phase difference .DELTA..THETA.e entered. 振幅計算部85は、指令界磁電圧値Vd*及び指令トルク電圧値Vq*を入力して、両電圧値Vd*,Vq*の2乗和の平方根をとることにより基本波成分ν1の振幅値|ν1|=(Vd* +Vq* ) 1/2を計算する。 Amplitude calculation unit 85 inputs the command field voltage value Vd * and the command torque voltage value Vq *, both the voltage value Vd *, the amplitude value of the fundamental wave component ν1 by taking the square root of Vq * of the sum of squares | ν1 | = to calculate the (Vd * 2 + Vq * 2 ) 1/2. 演算部86は正弦波メモリ84及び振幅計算部85の演算結果を乗算することにより、下記数11の演算の実行により基本波成分ν1を計算して、演算部83 Calculation unit 86 by multiplying the calculation result of the sine wave memory 84 and amplitude calculation unit 85 calculates the fundamental components ν1 of operation execution the following equation 11, arithmetic unit 83
の正側入力に供給する。 It is supplied to the positive input of.

【0068】 [0068]

【数11】 ν1=(Vd* +Vq* ) 1/2・sin(θe+Δθe) =|ν1|・sin(θe+Δθe) =fm1(θe,Δθe,|ν1|) [Number 11] ν1 = (Vd * 2 + Vq * 2) 1/2 · sin (θe + Δθe) = | ν1 | · sin (θe + Δθe) = fm1 (θe, Δθe, | ν1 |)

【0069】演算部83は、基本波成分ν1から電圧波形νを減算する下記数12の演算の実行により、補償電圧波形−ν=−fun(θe,ω,Id,Iq)を計算する。 [0069] calculation unit 83, by executing the fundamental component ν1 computing the following equation 12 by subtracting the voltage waveform [nu, compensation voltage waveform -ν = -fun (θe, ω, Id, Iq) calculated.

【0070】 [0070]

【数12】−Δνun=ν1−ν =fm1(θe,Δθe,|ν1|)−fm(θe,ω,Id,Iq) =−fun(θe,ω,Id,Iq) [Number 12] -Δνun = ν1-ν = fm1 (θe, Δθe, | ν1 |) -fm (θe, ω, Id, Iq) = -fun (θe, ω, Id, Iq)

【0071】そして、この演算部83による演算結果は、上記実施形態の場合と同様に構成した3相出力部6 [0071] Then, the operation result by the arithmetic unit 83, the three-phase output unit 6 configured as in the above-described embodiment
5に供給される。 5 is supplied to. したがって、この変形例に係る不平衡電圧補償値計算部32Aにおいても、上記実施形態と同様な3相の不平衡電圧補償値ΔVunu,ΔVunv,ΔVun Therefore, also in the unbalanced voltage compensation value calculation section 32A according to this modification, the above-described embodiment and similar three-phase unbalanced voltage compensation value ΔVunu, ΔVunv, ΔVun
wが算出されるので、この場合も上記実施形態と同様な効果が期待できる。 Since w is calculated, this case can be expected the same effect as the above embodiment.

【0072】また、上記実施形態における補償電圧波形メモリ63、上記変形例における不平衡電圧波形メモリ81及び正弦波メモリ84においては波形サンプリングデータをそのまま記憶しておくようにしたが、これらの各波形を関数化するとともに同関数を表すパラメータを記憶しておいて、入力信号に対して関数計算により各波形値を演算出力するようにしてもよい。 [0072] Further, the compensation voltage waveform memory 63 in the above embodiment, so keep it stores waveform sampling data in the unbalanced voltage waveform memory 81 and a sine wave memory 84 in the above modification, each of these waveforms the addition to the function of keep in store a parameter representing the same function may be calculated output of each waveform value by a function computed for the input signal.

【0073】さらに、C−E間順電圧降下計算部67、 [0073] Further, between the C-E forward voltage drop calculation unit 67,
ダイオード順電圧降下計算部68及びパルス幅誤差計算部71においても、測定したデータそのもののではなく、入出力の関数化を計って同関数を表すパラメータを記憶しておき、入力信号に対して関数計算により各データ値を演算出力するようにしてもよい。 Also in the diode forward voltage drop calculation unit 68 and the pulse width error calculating unit 71, the measured rather than the data itself of stores the parameters representing the function measure the function of the input and output functions for the input signal it may be calculated outputs each data value by calculation. この場合、図7 In this case, as shown in FIG. 7
及び図11のグラフに基づいて順電圧降下分Vce,Vd And forward voltage drop based on the graph of FIG. 11 Vce, Vd
及びパルス幅誤差ΔT1,ΔT2の平均値ΔTavを関数化すればよい。 And pulse width error Delta] T1, it may be a function of the mean value ΔTav of Delta] T2.

【0074】また、順電圧降下分Vce,Vdにあっては、図7に平均値の近似直線で示すように、2つの順電圧降下分Vce,Vdを1つの合成関数にまとめてしまうこともできる。 [0074] Further, the forward voltage drop Vce, In the Vd, as shown by the approximation straight line of the average value in Figure 7, two forward voltage drop Vce, also become combined into a single composite function Vd it can. この場合、図3のC−E間順電圧降下計算部67、ダイオード順電圧降下計算部68及び合成演算部69に代えて、検出電流値Iu,Iv,Iwに応じて順電圧補償値ΔVonu,ΔVonv,ΔVonwをそれぞれ発生する合成関数発生部を設けるようにすればよい。 In this case, C-E between forward voltage drop calculation unit 67 of FIG. 3, in place of the diode forward voltage drop calculation unit 68 and the combining unit 69, the detected current value Iu, Iv, forward voltage compensation value according to Iw DerutaVonu, DerutaVonv, it is sufficient to provide a composite function generator for generating respectively a DerutaVonw. このように簡略化しても、各相の電圧の減少が顕著になる低速駆動時には、PWM電圧パターンのデューティ比がほぼ50%となり、電流はスイッチング素子Tr1〜Tr6のコレクタ−エミッタ間と還流ダイオードDi1〜Di6をほぼ等しい時間流れるために、実質的に問題ない。 Be thus simplified, at the time of low speed driving reduction of each phase voltage becomes noticeable, next to the duty ratio of the PWM voltage patterns nearly 50%, the current collector of the switching element Tr1 to Tr6 - emitter and a reflux diode Di1 for flow approximately equal time ~Di6, no problem substantially.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】 本発明の一実施形態に係る多相交流モータの電気制御装置を適用した車両の電動パワーステアリング装置の全体概略図である。 1 is an overall schematic diagram of an electric power steering apparatus for a vehicle to which the electrical controller of the multi-phase AC motor according to an embodiment of the present invention.

【図2】 図1のインバータ回路内部の一部を示す回路図である。 2 is a circuit diagram showing a portion of the interior of the inverter circuit shown in FIG.

【図3】 図1のフィードフォワード補償部の詳細ブロック図である。 3 is a detailed block diagram of a feedforward compensator of FIG.

【図4】 (A)〜(D)は、3相交流モータに発生する不平衡成分及び同不平衡成分による影響を説明するための説明図である。 [4] (A) ~ (D) are explanatory views for explaining the effect of the unbalanced components and the unbalanced component generated 3-phase AC motor.

【図5】 前記不平衡成分の取出し方を説明するための説明図である。 5 is an explanatory diagram for explaining a take-out how the unbalanced component.

【図6】 (A)〜(D)は、図1のインバータ回路において発生する順電圧降下を測定するための回路図である。 6 (A) ~ (D) is a circuit diagram for measuring a forward voltage drop generated in the inverter circuit of FIG.

【図7】 前記順電圧降下の変化を示すグラフである。 7 is a graph showing changes in the forward voltage drop.

【図8】 同順電圧降下の発生状態を説明するための説明図である。 8 is an explanatory diagram for explaining the occurrence of the same forward voltage drop.

【図9】 (A)(B)は、図1のインバータ回路において発生するパルス幅誤差を測定するための回路図である。 9 (A) (B) is a circuit diagram for measuring the pulse width error that occurs in the inverter circuit of FIG.

【図10】 (A)(B)は、前記パルス幅誤差の発生状態を示すパルス波形図である。 [10] (A) (B) is a pulse waveform diagram showing a state of generation of the pulse width error.

【図11】 同パルス幅誤差の変化を示すグラフである。 11 is a graph showing changes in the pulse width error.

【図12】 同パルス幅誤差に起因した電圧減少分を説明するための説明図である。 12 is an explanatory diagram for explaining a voltage decrease due to the pulse width error.

【図13】 図3の不平衡電圧補償値計算部の変形例を示すブロック図である。 13 is a block diagram showing a modification of the unbalanced voltage compensation value calculation unit of FIG.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

11…ブラシレスモータ、12…操舵ハンドル、15… 11 ... brushless motor, 12 ... steering wheel, 15 ...
操舵トルクセンサ、16…回転角センサ、21…基本アシスト力計算部、24…指令電流値決定部、27,28 Steering torque sensor, 16 ... rotational angle sensor, 21 ... basic assist force calculation unit, 24 ... command current value determination unit, 27 and 28
…比例積分制御部(PI制御部)、31…2相/3相座標変換部、32…フィードフォワード補償部、32A… ... proportional integral controller (PI controller), 31 ... 2-phase / 3-phase coordinate conversion unit, 32 ... feed-forward compensation unit, 32A ...
不平衡電圧補償値計算部、32B…量子化誤差補償値計算部、32C…電圧降下補償値計算部、32D…パルス幅誤差補償値計算部、33…PWM電圧発生部、34… Unbalanced voltage compensation value calculation unit, 32B ... quantization error compensation value calculation unit, 32C ... voltage drop compensation value calculation unit, 32D ... pulse width error compensation value calculation unit, 33 ... PWM voltage generating unit, 34 ...
インバータ回路、35,36…電流センサ、37…3相/2相座標変換部、41…電気角変換部、42…角速度変換部、63…補償電圧波形メモリ、64,82…補間部、65…3相出力部、81…不平衡電圧波形メモリ、 Inverter circuit, 35 and 36 ... current sensor, 37 ... three-phase / two-phase coordinate conversion unit, 41 ... electric angle conversion unit, 42 ... angular velocity converting unit, 63 ... compensation voltage waveform memory, 64, 82 ... interpolation unit, 65 ... 3-phase output unit, 81 ... unbalanced voltage waveform memory,
84…正弦波メモリ、85…振幅計算部。 84 ... sinusoidal memory, 85 ... amplitude calculation unit.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 3D033 CA03 CA11 CA13 CA16 CA20 CA21 5H560 AA08 BB04 BB07 BB12 DC12 EB01 EC04 GG04 JJ04 UA06 XA02 XA12 ────────────────────────────────────────────────── ─── front page of continued F-term (reference) 3D033 CA03 CA11 CA13 CA16 CA20 CA21 5H560 AA08 BB04 BB07 BB12 DC12 EB01 EC04 GG04 JJ04 UA06 XA02 XA12

Claims (3)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】多相交流モータの作動状態を制御するための作動制御パラメータにしたがって各相の指令電圧値を計算し、同計算した各相の指令電圧値に応じて多相交流モータの作動状態を制御する多相交流モータの電気制御装置において、 多相交流モータの作動状態を検出する作動状態検出手段と、 多相交流モータの不平衡を補償するための各相の補償電圧値を前記検出された作動状態に基づいて計算する補償電圧値計算手段と、 前記計算した各相の補償電圧値を前記各相の指令電圧値にそれぞれ加味して同各相の指令電圧値をそれぞれ補正する補正手段とを設けたことを特徴とする多相交流モータの電気制御装置。 [Claim 1] to calculate the phase of the command voltage value in accordance with operation control parameter for controlling the operation state of the multi-phase AC motor, the operation of the multi-phase AC motor in accordance with the command voltage value of each phase obtained by the calculation wherein the electrical controller of the multi-phase AC motor for controlling the state, and the operating state detecting means for detecting an operating state of the multiphase AC motor, each phase of the compensation voltage value to compensate for the imbalance of the polyphase AC motor corrected respectively compensation voltage value calculation means for calculating the calculated phase of the compensation voltage value by adding each command voltage value of the phase command voltage values ​​of the respective phases based on the detected operating state electric control of the multi-phase AC motor, characterized in that a correcting means.
  2. 【請求項2】前記請求項1に記載した多相交流モータの電気制御装置において、 前記補償電圧値計算手段は、 多相交流モータの一相分の電圧不平衡成分に対応した補償電圧波形を表すデータを同多相交流モータの作動状態に対応させて予め記憶した記憶手段を有し、 前記検出された作動状態に応じて前記記憶手段から読出したデータに基づいて各相の補償電圧値を計算するものである多相交流モータの電気制御装置。 2. A electrical control of the multi-phase AC motor according to claim 1, wherein the compensation voltage value calculating means, the compensation voltage waveform corresponding to the voltage unbalance component of one phase of the polyphase AC motor data representing a storage means for storing in advance in correspondence with the operation state of the multi-phase AC motor, each phase of the compensation voltage value on the basis of the data read from said storage means in accordance with the detected operating condition electric control of the multi-phase AC motor is adapted to calculate.
  3. 【請求項3】前記請求項1に記載した多相交流モータの電気制御装置において、 前記補償電圧値計算手段は、 多相交流モータの電圧不平衡成分を含む一相分の不平衡電圧波形を表すデータを同多相交流モータの作動状態に対応させて予め記憶した記憶手段と、 前記検出された作動状態に応じて前記記憶手段から読出したデータにより表された不平衡電圧波形と、同不平衡電圧波形の基本波成分との差を計算することにより一相分の電圧不平衡成分に対応した補償電圧波形を計算する補償電圧波形計算手段とを有し、 前記計算した補償電圧波形に基づいて各相の補償電圧値を計算するものである多相交流モータの電気制御装置。 3. The electrical control of the multi-phase AC motor according to claim 1, wherein the compensation voltage value calculating means, the one phase of the unbalanced voltage waveform including a voltage unbalance component of the multi-phase AC motor a memory means the data stored in advance in correspondence with the operation state of the multi-phase AC motor represents the unbalanced voltage waveform represented by the data read from said storage means in accordance with the detected operating state, the non and a compensation voltage waveform calculation means for calculating a compensation voltage waveform corresponding to the voltage unbalance component of one phase by calculating the difference between the fundamental wave component of the balanced voltage waveform, based on the calculated compensation voltage waveform electric control of the multi-phase AC motor is to compute the phase of the compensation voltage value each.
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