JP3419725B2 - Position sensorless motor controller - Google Patents
Position sensorless motor controllerInfo
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Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、位置センサを用い
ずに、ロータの角度を推定し、モータを回転駆動する位
置センサレスモータ制御装置に関する。特に、高分解能
で高精度な角度の推定を実現し、相電圧が飽和しても角
度の推定を実現し、かつ、誘起電圧定数が変化しても高
精度な角度の推定を実現する位置センサレスモータ制御
装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a position sensorless motor control device for estimating a rotor angle and rotating a motor without using a position sensor. In particular, a position sensorless that realizes highly accurate angle estimation with high resolution, angle estimation even when the phase voltage is saturated, and angle estimation even when the induced voltage constant changes The present invention relates to a motor control device.
【0002】[0002]
【従来の技術】機械的な転流機構を持たないブラシレス
モータはロータの角度に基づき電気的に転流する必要が
ある。2. Description of the Related Art A brushless motor having no mechanical commutation mechanism needs to electrically commutate based on the angle of the rotor.
【0003】従来のモータ制御装置は、ブラシレスモー
タに取り付けられたホール素子、レゾルバ、あるいは光
エンコーダなどの位置センサを用いてロータの角度の情
報を得ていた。そのため、位置センサの分だけコストが
上昇し、ブラシレスモータの体格も大きくなっていた。A conventional motor control device obtains information on the angle of the rotor by using a position sensor such as a Hall element, a resolver, or an optical encoder attached to a brushless motor. Therefore, the cost is increased by the amount corresponding to the position sensor, and the size of the brushless motor is also increased.
【0004】この位置センサを省略することで、低コス
トと小型化を実現する従来の位置センサレスモータ制御
装置として、特開昭64−43095号公報に開示され
たもの(以下、「従来例1」と言う。)と電気学会論文
集D117巻1号平成9年98〜104頁に記載された
もの(以下、「従来例2」と言う。)とが知られてい
る。以下、この従来の位置センサレスモータ制御装置に
ついて説明する。なお、実施の形態との整合性をとるた
め、これらの文献で使用される値の名称の一部を変更し
ている。A conventional position sensorless motor control device which realizes low cost and downsizing by omitting this position sensor is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 64-43095 (hereinafter referred to as "conventional example 1"). (Hereinafter referred to as "conventional example 2") and those described on pages 98 to 104 of 1997, IEEJ Transactions, Volume 117. Hereinafter, this conventional position sensorless motor control device will be described. It should be noted that some of the names of the values used in these documents are changed for the sake of consistency with the embodiments.
【0005】これら従来の位置センサレスモータ制御装
置はY結線された3相のブラシレスモータを制御する。These conventional position sensorless motor control devices control a Y-connected three-phase brushless motor.
【0006】従来例1の位置センサレスモータ制御装置
のブロック図を図27に、タイミングチャートを図28
に示す。なお、図28において、本発明と比較をする上
での便宜を考慮して、信号の名称を一部変更している。
図27において、従来例の位置センサレスモータ制御装
置は、まず、各相のステータ巻線に流れる相電流(i
u、iv、iw)、各相のステータ巻線に印加される相
電圧(vu、vv、vw)、中性点の電圧(vn)を検
知する。次に、下記式(1)(2)(3)の演算を行っ
て、各相のステータ巻線に誘起される誘起電圧値eu、
ev、ewを求める。ここで、Rは抵抗、Lはインダク
タンスである。また、d(iu)/dt、d(iv)/
dt、d(iw)/dtはそれぞれiu、iv、iwの
時間微分である。FIG. 27 is a block diagram of the position sensorless motor control device of the conventional example 1, and FIG. 28 is a timing chart.
Shown in. Note that, in FIG. 28, the names of signals are partly changed for the sake of convenience in comparison with the present invention.
Referring to FIG. 27, the position sensorless motor control device of the conventional example first describes a phase current (i
u, iv, iw), the phase voltage (vu, vv, vw) applied to the stator winding of each phase, and the neutral point voltage (vn) are detected. Next, the following formulas (1), (2), and (3) are calculated, and the induced voltage value eu induced in the stator winding of each phase is calculated.
ev and ew are calculated. Here, R is resistance and L is inductance. Also, d (iu) / dt, d (iv) /
dt and d (iw) / dt are time derivatives of iu, iv, and iw, respectively.
【0007】 eu = vu − vn − R・iu − L・d(iu)/dt ・・・(1) ev = vv − vn − R・iv − L・d(iv)/dt ・・・(2) ew = vw − vn − R・iw − L・d(iw)/dt ・・・(3)[0007] eu = vu-vn-R * iu-L * d (iu) / dt ... (1) ev = vv-vn-R * iv-L * d (iv) / dt ... (2) ew = vw−vn−R · iw−L · d (iw) / dt ... (3)
【0008】そして、誘起電圧値eu、ev、ewは、
比較回路35(図27)に入力される。比較回路35
は、これらの誘起電圧値eu、ev、ewと、各誘起電
圧に一定の定数k(0≦k)を掛けたk・eu、k・e
v、k・ewと、の大小比較を行い、当該比較結果であ
る(b)C1、(c)C2、(d)C3、(e)C4、
(f)C5、(g)C6の各信号を得る(図28)。前
記各信号は論理回路36(図27)に入力される。当該
論理回路36は、ステータ巻線の出力手段16(図2
7)を駆動するための駆動信号(h)DSU+、(i)
DSU−、(j)DSV+、(k)DSV−、(l)D
SW+、(m)DSW−を出力する(図27及び図2
8)。前記駆動信号により、ステータ巻線に流れる電流
が制御され、ロータが所定の向きに回転する。The induced voltage values eu, ev, ew are
It is input to the comparison circuit 35 (FIG. 27). Comparison circuit 35
Are the induced voltage values eu, ev, ew and k · eu, k · e obtained by multiplying each induced voltage by a constant k (0 ≦ k).
v, k · ew are compared, and the comparison results are (b) C1, (c) C2, (d) C3, (e) C4,
Each signal of (f) C5 and (g) C6 is obtained (FIG. 28). Each of the signals is input to the logic circuit 36 (FIG. 27). The logic circuit 36 includes the output means 16 (FIG. 2) of the stator winding.
Drive signal (h) DSU +, (i) for driving 7)
DSU-, (j) DSV +, (k) DSV-, (l) D
SW + and (m) DSW- are output (FIGS. 27 and 2).
8). The drive signal controls the current flowing through the stator winding, and the rotor rotates in a predetermined direction.
【0009】従来例1は、誘起電圧に基づいて、大小比
較を行い、各相の導通期間を決定しているが、モータの
ロータの角度を推定する角度推定手段を有しない。図2
8の(b)C1のタイミングチャートは、C1がHig
hの期間を示すが、C1がHighの期間の中の細分化
した情報は、ない。例えば、今が、C1がHighの期
間の中の、初めの期間なのか、真中なのか、終わりの期
間なのかは、分からない。又、モータの角速度は検知し
ていないため、C1がHighの期間がどれくらい続く
のかも、分からない。単に、今、C1〜C6のどの信号
がHighなのかが、分かるだけである。従って、モー
タを滑らかに駆動させるため、モータを正弦波等に波形
で駆動することが出来ない。実施例1においては、導通
期間中、モータの各相に印加される電圧は、一定であ
る。本発明の目的の1つは、モータの角度を推定するこ
とにより、モータを正弦波の波形で駆動し、モータを滑
らかに駆動することである。The prior art example 1 compares the magnitudes based on the induced voltage to determine the conduction period of each phase, but does not have an angle estimating means for estimating the angle of the rotor of the motor. Figure 2
In the timing chart of (b) C1 of 8, C1 is High.
Although the period of h is shown, there is no subdivided information in the period of C1 being High. For example, it is unknown whether C1 is the first period, the middle period, or the last period in the High period. Further, since the angular velocity of the motor is not detected, it is not possible to know how long the C1 stays high. It is simply known which signal of C1 to C6 is High now. Therefore, since the motor is driven smoothly, it is impossible to drive the motor with a waveform such as a sine wave. In the first embodiment, the voltage applied to each phase of the motor is constant during the conduction period. One of the objects of the present invention is to estimate the angle of the motor to drive the motor with a sinusoidal waveform and smoothly drive the motor.
【0010】従来例2の位置センサレスモータ制御装置
のブロック図を図29に、モータと駆動回路の解析モデ
ル図を図30に示す。図29において、従来例2は、ま
ず、目標の角速度(dθ/dt)と、推定モデルが出力
する推定角速度(dθmb/dt)の誤差信号Δω=
(dθ/dt)−(dθmb/dt)を求め、誤差信号
Δωを速度制御ブロック(PI制御回路)に入力する。
速度制御ブロックは、目標の角速度に達するために必要
なトルクを発生させる目標電流を出力する。当該目標電
流から実際の電流iを差し引く。その差分Δiが、電流
制御ブロック(PI制御)に入力される。電流制御ブロ
ックは、目標電流を流すために必要な電圧を、γ−δ軸
上で表される電圧として、出力する。当該必要な電圧
と、推定モデルが出力する誘起電圧(em)と、が加算
される。当該加算されたγ−δ軸上で表される電圧が、
各ステータ巻線に印加される電圧を表すu,v,w軸上
の電圧に変換された後、当該u,v,w軸上の電圧が、
実際にモータの各ステータ巻線に印加される。FIG. 29 shows a block diagram of a position sensorless motor control device of Conventional Example 2, and FIG. 30 shows an analysis model diagram of a motor and a drive circuit. In FIG. 29, in Conventional Example 2, first, an error signal Δω = of a target angular velocity (dθ / dt) and an estimated angular velocity (dθmb / dt) output by the estimation model
(Dθ / dt)-(dθmb / dt) is obtained, and the error signal Δω is input to the speed control block (PI control circuit).
The speed control block outputs a target current that generates the torque required to reach the target angular velocity. The actual current i is subtracted from the target current. The difference Δi is input to the current control block (PI control). The current control block outputs the voltage required to flow the target current as the voltage represented on the γ-δ axes. The required voltage and the induced voltage (em) output by the estimation model are added. The voltage represented on the added γ-δ axis is
After being converted to a voltage on the u, v, w axes representing the voltage applied to each stator winding, the voltage on the u, v, w axes is
It is actually applied to each stator winding of the motor.
【0011】上述のように、u軸,v軸,w軸は、ステ
ータ巻線の各相に対応する静止した軸をいう。γ軸とδ
軸は、位置センサレスモータ制御装置が推定するブラシ
レスモータのモデルのロータの磁気双極子の中心を原点
とし、推定のロータの磁気双極子と同一の方向のγ軸
(S極とN極とを結ぶ軸)と、γ軸より、90度正方向
に(反時計方向に)進んだδ軸とからなる、推定のロー
タと共に回転する座標をいう。同様に、d軸とq軸は、
モータの実際のロータの磁気双極子の中心を原点とし、
実際のロータの磁気双極子と同一の方向のd軸(S極と
N極とを結ぶ軸)と、d軸より、90度正方向に(反時
計方向に)進んだq軸とからなる、実際のロータと共に
回転する座標をいう。As described above, the u-axis, v-axis and w-axis are stationary axes corresponding to the respective phases of the stator winding. γ axis and δ
The axis has the center of the magnetic dipole of the rotor of the model of the brushless motor estimated by the position sensorless motor control device as the origin, and connects the γ-axis (S pole and N pole) in the same direction as the estimated magnetic dipole of the rotor. Axis) and a δ axis that advances 90 degrees in the positive direction (counterclockwise direction) from the γ axis, and refers to coordinates that rotate with the estimated rotor. Similarly, the d-axis and the q-axis are
With the center of the magnetic dipole of the actual rotor of the motor as the origin,
It is composed of a d-axis (axis connecting the S-pole and the N-pole) in the same direction as the actual magnetic dipole of the rotor, and a q-axis that advances 90 degrees in the positive direction (counterclockwise) from the d-axis. The coordinates that rotate with the actual rotor.
【0012】図29のフィードバックループにおいて
は、各相のステータ巻線に流れる相電流が検知され、こ
れらの相電流値を座標変換しγ軸電流値iγとδ軸電流
値iδとを作成する。iγ及びiδ等と、電圧vγ及び
vδとの関係は、下記の(79)式及び(80)式で表
せる(iγ及びiδは、γ軸電流成分及びδ軸電流成
分)。θmは、ロータの推定角度である。
vγ={R+Lγδ(dθm/dt)+Lγ(d/dt)}iγ
+{−Lδ(dθm/dt)−Lγδ(d/dt)}iδ
+e(−sinΔθ) (79)
vδ={Lγ(dθm/dt)−Lγδ(d/dt)}iγ
+{R−Lγδ(dθm/dt)+Lδ(d/dt)}iδ
+e(cosΔθ) (80)In the feedback loop shown in FIG. 29, the phase currents flowing in the stator windings of the respective phases are detected, and the phase current values are coordinate-converted to produce the γ-axis current value iγ and the δ-axis current value iδ. The relationship between iγ and iδ and the voltages vγ and vδ can be expressed by the following equations (79) and (80) (iγ and iδ are the γ-axis current component and the δ-axis current component). θm is the estimated angle of the rotor. vγ = {R + Lγδ (dθm / dt) + Lγ (d / dt)} iγ + {-Lδ (dθm / dt) -Lγδ (d / dt)} iδ + e (-sinΔθ) (79) vδ = {Lγ (dθm / dt) −Lγδ (d / dt)} iγ + {R−Lγδ (dθm / dt) + Lδ (d / dt)} iδ + e (cosΔθ) (80)
【0013】Lγδ≒0、Lγ≒Ld、Lδ≒Lq、Δ
θ=θ−θm(θはロータの実際の角度を表し、θmは
ロータの推定角度を表す。)とおくと、iγ及びiδ
(γ−δ軸で表した実際のステータ巻線の電流)は、下
記のようになる。
iγ(n)=(1−R・T/Ld)・iγ(n−1)
+(dθm/dt)・Lq・T/Ld・iδ(n−1)
+(T/Ld)・vγ(n−1)
+(T・e/Ld)・(sinΔθ) (81)
iδ(n)={−(dθm/dt)・(Ld・T/Lq)・iγ(n−1)
+(1−R・T/Lq)・iδ(n−1)
+(T/Lq)・vδ(n−1)
+(T・e/Lq)・(−cosΔθ) (82)
Tは、演算のインターバル、即ち、iγ(n)と、iγ
(n−1)の時間差である。Lγδ≈0, Lγ≈Ld, Lδ≈Lq, Δ
If θ = θ−θm (θ represents the actual angle of the rotor and θm represents the estimated angle of the rotor), iγ and iδ
(The actual current of the stator winding represented by the γ-δ axes) is as follows. iγ (n) = (1−R · T / Ld) · iγ (n−1) + (dθm / dt) · Lq · T / Ld · iδ (n−1) + (T / Ld) · vγ (n −1) + (T · e / Ld) · (sin Δθ) (81) iδ (n) = {− (dθm / dt) · (Ld · T / Lq) · iγ (n−1) + (1-R * T / Lq) * i (n-1) + (T / Lq) * v (n-1) + (T * e / Lq) * (-cos [Delta] [theta]) (82) T is the calculation interval, that is, iγ (n) and iγ
It is a time difference of (n-1).
【0014】同様に、ブラシレスモータのモデルを示す
γ軸とδ軸の電圧方程式にモータ定数をあてはめること
により、γ軸電流モデル値iγm(推定のγ軸電流成
分)とδ軸電流モデル値iδm(推定のδ軸電流成分)
は、(83)式及び(84)式のように、表せる。
iγm(n)=(1−R・T/Ld)・iγ(n−1)
+{(dθm/dt)・Lq・T/Ld・iδ(n−1)
+(T/Ld)・vγ(n−1)
+(T・em/Ld)・0 (83)
iδm(n)={−(dθm/dt)・(Ld・T/Lq)・iγ(n−1)
+(1−R・T/Lq)・iδ(n−1)
+(T/Lq)・vδ(n−1)
+(T・em/Lq)・1 (84)
(Δθ=0とおいた場合の、iγ(n)及びiδ(n)
の式と同じになる。)Similarly, a γ-axis current model value iγm (estimated γ-axis current component) and a δ-axis current model value iδm (are obtained by fitting the motor constants to the γ-axis and δ-axis voltage equations showing the model of the brushless motor. Estimated δ-axis current component)
Can be expressed as in equations (83) and (84). iγm (n) = (1−R · T / Ld) · iγ (n−1) + {(dθm / dt) · Lq · T / Ld · iδ (n−1) + (T / Ld) · vγ ( n−1) + (T · em / Ld) · 0 (83) iδm (n) = {− (dθm / dt) · (Ld · T / Lq) · iγ (n−1) + (1-R · T / Lq) * i [delta] (n-1) + (T / Lq) * v [delta] (n-1) + (T * em / Lq) * 1 (84) (i [gamma] (n) when [Delta] [theta] = 0. And iδ (n)
Is the same as the formula. )
【0015】実際のγ軸電流値iγ及びδ軸電流値iδ
と、推定のγ軸電流モデル値iγm及びδ軸電流モデル
値iδmと、の誤差であるγ軸電流誤差値Δiγ(n)
=iγ(n)−iγm(n)とδ軸電流誤差値Δiδ
(n)=iδ(n)−iδm(n)は、(81)式から
(84)式より、下記のようになる。
Δiγ(n)=(T/Ld)・e(sinΔθ)
≒(T/Ld)・e(Δθ) (85)
Δiδ(n)=(T/Lq)・(em−e・cosΔθ)
≒(T/Lq)・Δe (86)
上記の式のように、速度起電力推定誤差ΔeはΔiδ
(n)に比例しており、位置推定誤差ΔθはΔiγ
(n)に比例している。結局、従来例2は、後述のよう
に、(86)式に基づいて誘起電圧(起電力)を推定し
ており、(85)式に基づいてロータの角度を推定して
いる。Actual γ-axis current value iγ and δ-axis current value iδ
And the estimated γ-axis current model value iγm and δ-axis current model value iδm, which is the error between the γ-axis current error value Δiγ (n)
= Iγ (n) -iγm (n) and δ-axis current error value Δiδ
(N) = iδ (n) -iδm (n) is as follows from the equations (81) to (84). Δiγ (n) = (T / Ld) · e (sinΔθ) ≈ (T / Ld) · e (Δθ) (85) Δiδ (n) = (T / Lq) · (em−e · cosΔθ) ≈ (T / Lq) · Δe (86) As shown in the above equation, the speed electromotive force estimation error Δe is Δiδ
Is proportional to (n), and the position estimation error Δθ is Δiγ
It is proportional to (n). After all, as will be described later, in Conventional Example 2, the induced voltage (electromotive force) is estimated based on the equation (86), and the rotor angle is estimated based on the equation (85).
【0016】実際のモータは、誘起電圧が温度に依存し
て変化するため、誘起電圧eと電圧vγと電圧vδが温
度に応じて変化する。一方、温度変化を考慮しない推定
モデルでは、誘起電圧emと電圧vγmと電圧vδmが
温度に応じて変化しない。実際には、誘起電圧emが温
度に応じて変化し、その結果vγ(n−1)及びvδ
(n−1)が温度に応じて変化するにもかかわらず、温
度変化をする実測の(81)式及び(82)式から、温
度変化をしない推定の(83)式及び(84)式を差し
引いた結果である、(85)式及び(86)式において
は、温度に対する変化量の異なる、e及びΔeと、Δi
γ(n)及びΔiδ(n)とが、比例式で表されてい
る。そのため、誘起電圧の温度変化は、推定角度の誤差
を生じる。In an actual motor, since the induced voltage changes depending on the temperature, the induced voltage e, the voltage vγ, and the voltage vδ change according to the temperature. On the other hand, in the estimation model that does not consider the temperature change, the induced voltage em, the voltage vγm, and the voltage vδm do not change according to the temperature. In fact, the induced voltage em changes with temperature, resulting in vγ (n-1) and vδ.
Despite the fact that (n-1) changes according to the temperature, from the measured equations (81) and (82) that change temperature, the estimated equations (83) and (84) that do not change temperature are In the equations (85) and (86), which are the results of subtraction, e and Δe and Δi having different amounts of change with temperature are different.
γ (n) and Δiδ (n) are represented by proportional expressions. Therefore, the temperature change of the induced voltage causes an error in the estimated angle.
【0017】従来例2では、(85)式及び(86)式
より、電流誤差Δiγ(n)及びΔiδ(n)に速度起
電力定数Kv及び位置の推定ゲインKpをそれぞれ乗じ
て、推定誘起電圧em(n)及び推定角度θm(n)を
求めている。
em(n)=em(n−1)−KpΔiδ(n) (87)
θm(n)=θm(n−1)+(T/Kv)・em(n)
+Kp・sgn{θm(n−1)}・Δiγ(n) (88)
sgn{θm(n−1)}= 1:θm(n−1)≧0
−1:θm(n−1)<0
図29において、推定モデル(速度起電力・位置・速度
推定)は、実測したiγ及びiδをフィードバックし、
推定モデルが有する、推定のiγm及びiδmとの誤差
信号を計算し、その結果得られるΔiγ(n)及びΔi
δ(n)を、(87)式及び(88)式に代入すること
により、速度起電力(誘起電圧)em(n)と、推定角
度(位置)θm(n)とを求める。In the conventional example 2, from the equations (85) and (86), the current errors Δiγ (n) and Δiδ (n) are multiplied by the velocity electromotive force constant Kv and the estimated gain Kp of the position, respectively, and the estimated induced voltage is calculated. The em (n) and the estimated angle θm (n) are obtained. em (n) = em (n−1) −KpΔiδ (n) (87) θm (n) = θm (n−1) + (T / Kv) · em (n) + Kp · sgn {θm (n−1) )} · Δiγ (n) (88) sgn {θm (n-1)} = 1: θm (n-1) ≧ 0 −1: θm (n-1) <0 In FIG. (Power / position / velocity estimation) feeds back measured iγ and iδ,
The error signal with the estimated iγm and iδm that the estimation model has is calculated, and the resulting Δiγ (n) and Δi
By substituting δ (n) into the equations (87) and (88), the velocity electromotive force (induced voltage) em (n) and the estimated angle (position) θm (n) are obtained.
【0018】(87)式及び(88)式より、推定角速
度(dθm/dt)は、下記の式により求める。
dθm/dt=(1/T){θm(n)−θm(n−1)}
={em(n)/Kv}
+(Kp/T)・sgn{θm(n−1)}・Δiγ(n) (89)
従来例2においては、推定角速度(dθm/dt)は、
ノイズの影響を取り除くため、更にLPF(低周波フィ
ルタ)を通された後、出力される。From equations (87) and (88), the estimated angular velocity (dθm / dt) is obtained by the following equation. dθm / dt = (1 / T) {θm (n) −θm (n−1)} = {em (n) / Kv} + (Kp / T) · sgn {θm (n−1)} · Δiγ ( n) (89) In Conventional Example 2, the estimated angular velocity (dθm / dt) is
In order to remove the influence of noise, it is further passed through an LPF (low frequency filter) and then output.
【0019】上述のように、従来例2は、(87)式及
び(88)式により、速度起電力(誘起電圧)em
(n)と、推定角度θm(n)とを求めており、(8
9)式により推定角速度(dθm/dt)を求めてい
る。しかし、実際には、(87)式及び(88)式にお
いて一定の定数の係数として使用されている速度起電力
定数Kvは、温度依存性を有する。そのため、夏冬の環
境の温度変化や、モータの運転開始時から連続運転時に
至るまでの機器の内部温度上昇等により、推定モデルの
推定角度の誤差が大きくなるという欠点がある。また、
従来例2の文献は、γ−δ軸上で表される電圧を用い
て、モータのロータの角度を推定している。そのため、
γ−δ軸上で表される電圧をu軸、v軸、及びw軸で表
されるステータ巻線の相電圧に変換したり、逆に、u
軸、v軸、及びw軸で表されるステータ巻線の相電圧等
をγ−δ軸上の信号に変換することが、必要である。As described above, in Conventional Example 2, the velocity electromotive force (induced voltage) em is calculated by the equations (87) and (88).
(N) and the estimated angle θm (n) are calculated, and (8)
The estimated angular velocity (dθm / dt) is calculated by the equation 9). However, actually, the velocity electromotive force constant Kv used as a constant coefficient in the equations (87) and (88) has temperature dependence. Therefore, there is a drawback in that the error in the estimated angle of the estimated model becomes large due to temperature changes in the environment in summer and winter, an increase in the internal temperature of the equipment from the start of motor operation to continuous operation, and the like. Also,
The document of Conventional Example 2 estimates the angle of the rotor of the motor using the voltage represented on the γ-δ axes. for that reason,
The voltage represented on the γ-δ axis is converted into the phase voltage of the stator winding represented by the u-axis, v-axis, and w-axis, and vice versa.
It is necessary to convert the phase voltages of the stator windings represented by the axes v, v and w into signals on the γ-δ axes.
【0020】[0020]
【発明が解決しようとする課題】従来例1の位置センサ
レスモータ制御装置は、相電圧飽和時においても角度を
検出することはできる。しかし、求められた誘起電圧値
eu、ev、ewに基づき比較結果を作成し、この比較
結果の論理に基づき通電する相を決定するだけであるた
め、ロータの角度についての情報は、相電圧を切り換え
る点の情報のみであった。従って、従来例1の実施例に
記載された150度通電方式の場合は、全ての情報を合
わせても、電気角で30°の分解能(どの相に電流を流
すべきかという情報)を持つのみであった。The position sensorless motor control device of the first conventional example can detect the angle even when the phase voltage is saturated. However, since it is only necessary to create a comparison result based on the obtained induced voltage values eu, ev, and ew and determine the phase to be energized based on the logic of this comparison result, the information about the angle of the rotor is the phase voltage. It was only information on the point of switching. Therefore, in the case of the 150-degree conduction method described in the example of the conventional example 1, even if all the information is combined, only a resolution of 30 ° in electrical angle (information on which phase the current should flow) is obtained. Met.
【0021】また、従来例1は、角度を検出しているだ
けで、角度の推定を行っておらず、モータのステータ巻
線に矩形波電圧を印加している。そのため、矩形波状の
電流をステータ巻線に流すため、トルクリップルが発生
した。ステータ巻線に正弦波の電流を流そうとすれば、
角度の推定を行う必要がある。Further, in the conventional example 1, only the angle is detected, the angle is not estimated, and the rectangular wave voltage is applied to the stator winding of the motor. Therefore, since a rectangular wave-shaped current is passed through the stator winding, torque ripple occurs. If you try to pass a sinusoidal current through the stator winding,
It is necessary to estimate the angle.
【0022】また、速度は分解能の低い角度に基づき作
成されるため、速度制御性が悪かった。Further, since the speed is created based on the angle with low resolution, the speed controllability is poor.
【0023】従来例2の位置センサレスモータ制御装置
は、高分解能で角度を推定することはできる。しかし、
従来例2は、γ−δ軸上で表される電圧(回転座標系)
を用いて、モータのロータの角度を推定している。従っ
て、γ軸とδ軸で表される電圧を、各相への印加電圧を
示すu、v、w軸に座標変換したり、逆に、u、v、w
軸で表される信号をγ軸とδ軸で表される信号に座標変
換する必要がある。モータを正弦波駆動する場合には、
γ−δ軸上で表される電圧をu軸、v軸、及びw軸で表
されるステータ巻線の相電圧に変換したり、逆に、u
軸、v軸、及びw軸で表されるステータ巻線の相電圧等
をγ−δ軸上の信号に変換することは、容易である。し
かし、モータを正弦波以外の波形(例えば台形波や、矩
形波等)により駆動しようとする場合、例えば、モータ
のステータ巻線に印加される台形波や矩形波を、γ軸及
びδ軸上の波形に変換することは極めて困難である、と
いう問題があった。The position sensorless motor control device of Conventional Example 2 can estimate the angle with high resolution. But,
Conventional Example 2 is a voltage (rotating coordinate system) represented on the γ-δ axis.
Is used to estimate the angle of the rotor of the motor. Therefore, the voltages represented by the γ-axis and the δ-axis are coordinate-converted into u-, v-, and w-axes indicating the applied voltage to each phase, or conversely, u, v, w
It is necessary to coordinate-convert the signals represented by the axes into the signals represented by the γ axis and the δ axis. When driving a motor with a sine wave,
The voltage represented on the γ-δ axis is converted into the phase voltage of the stator winding represented by the u-axis, v-axis, and w-axis, and vice versa.
It is easy to convert the phase voltages of the stator windings represented by the axes, v-axis, and w-axis into signals on the γ-δ axes. However, when trying to drive a motor with a waveform other than a sine wave (for example, a trapezoidal wave, a rectangular wave, etc.), for example, a trapezoidal wave or a rectangular wave applied to the stator winding of the motor is set on the γ axis and the δ axis. There is a problem that it is extremely difficult to convert the waveform into the waveform.
【0024】又、従来例2において、(81)式、(8
2)式、(83)式、及び(84)式は、信号波形が正
弦波であるとの、仮定を導入している。従って、従来例
2の方式を、正弦波以外の波形信号に適用すると、推定
角度の誤差が生じる、という問題があった。Further, in the conventional example 2, equations (81), (8)
Equations (2), (83), and (84) introduce the assumption that the signal waveform is a sine wave. Therefore, when the method of the second conventional example is applied to a waveform signal other than a sine wave, there is a problem that an error in the estimated angle occurs.
【0025】そのため、例えば、モータの角速度や出力
トルクが増大し必要な相電圧が大きくなると、相電圧が
飽和して、特に、各相の電圧波形が正弦波でなくなるた
め、正しく角度を推定できず、高い角速度や大きな出力
トルクを実現できなかった。Therefore, for example, when the angular velocity and output torque of the motor increase and the required phase voltage increases, the phase voltage saturates, and since the voltage waveform of each phase is not a sine wave, the angle can be correctly estimated. Therefore, high angular velocity and large output torque could not be realized.
【0026】また、従来例2の位置センサレスモータ制
御装置は、(87)式及び(88)式に基づいて、角度
の推定を行う。従って、上述のように、速度起電力定数
Kvは温度により変動するため、環境温度の変化、又は
機器の内部温度の上昇等により、角度の推定誤差が増大
するという、問題がある。なお、相抵抗値Rも温度に応
じて変化するが、相電圧方程式上で、相抵抗値の項その
ものの大きさが小さいため、推定角度に与える影響は小
さい。Further, the position sensorless motor control device of the second conventional example estimates the angle based on the equations (87) and (88). Therefore, as described above, since the velocity electromotive force constant Kv varies depending on the temperature, there is a problem that the angle estimation error increases due to a change in the environmental temperature, an increase in the internal temperature of the device, or the like. The phase resistance value R also changes depending on the temperature, but since the term of the phase resistance value itself is small in the phase voltage equation, the influence on the estimated angle is small.
【0027】本明細書において、「相電圧方程式」の語
は、モータのステータ巻線の相についての方程式の意味
である。相電圧方程式は、例えば(26)式等のように
厳密な方程式も、(50)式のように簡略化された方程
式も、含む。又、モータのステータ巻線の相についての
方程式に該当すれば、本明細書に記載した以外の式も含
む概念である。又、本明細書及び特許請求の範囲の記載
において、「方程式」の語と「関数」の語は、同じ意味
で用いられる。As used herein, the term "phase voltage equation" means the equation for the phases of the stator windings of a motor. The phase voltage equation includes a strict equation such as the equation (26) and a simplified equation such as the equation (50). Further, it is a concept including equations other than those described in this specification as long as they correspond to the equations regarding the phase of the stator winding of the motor. In the description of the present specification and claims, the terms "equation" and "function" are used interchangeably.
【0028】更に、従来例2では、目標の角速度(dθ
/dt)を入力してからモータの各相に電圧を印加する
までの経路において、推定誘起電圧emを加算してい
る。しかし、誘起電圧eは温度に応じて変化する値であ
るから、温度変化を考慮しない推定誘起電圧emの加算
により、温度が変化したときに、推定角度の残留誤差が
増大する欠点があった。Further, in Conventional Example 2, the target angular velocity (dθ
/ Dt) is input, and the estimated induced voltage em is added in the path from the input of the voltage to each phase of the motor. However, since the induced voltage e is a value that changes according to the temperature, there is a drawback that the residual error of the estimated angle increases when the temperature changes due to the addition of the estimated induced voltage em that does not consider the temperature change.
【0029】本発明は、上記の問題点を解決するもので
あり、高分解能で高精度な角度の推定を実現し、相電圧
が飽和しても高精度の角度の推定を実現し、かつ、誘起
電圧定数が変化しても高精度な角度の推定を実現する位
置センサレスモータ制御装置を提供することを目的とす
る。The present invention solves the above problems, realizes high-resolution and high-precision angle estimation, realizes high-precision angle estimation even when the phase voltage is saturated, and An object of the present invention is to provide a position sensorless motor control device that realizes highly accurate angle estimation even when the induced voltage constant changes.
【0030】[0030]
【課題を解決するための手段】本発明の請求項1の位置
センサレスモータ制御装置は、モータのロータの推定角
度に基づき前記モータの3相のステータ巻線に印加する
電圧の指令値を示す相電圧指令値を作成する電圧指令値
作成手段と、前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻
線に電圧を印加する駆動手段と、前記ステータ巻線に流
れる電流を示す相電流値を作成する相電流値作成手段
と、前記ステータ巻線に印加される電圧を示す相電圧値
を作成する相電圧値作成手段と、前記推定角度を作成す
る角度推定手段と、を具備する位置センサレスモータ制
御装置において、前記角度推定手段は、前記推定角度と
前記相電流値と前記相電圧値とに基づき前記ステータ巻
線の3相の相電圧方程式を用いて演算される演算値を作
成し、前記演算値の基準であり前記推定角度に応じ電気
角360°の周期で変化する基準値を作成し、前記演算
値と前記基準値との偏差を作成する偏差作成手段と、前
記偏差が零に収斂するように前記推定角度を補正する角
度補正手段と、を有する。 SUMMARY OF THE INVENTION The position of claim 1 of the present invention.
The sensorless motor controller determines the estimated angle of the motor rotor.
Applied to the three-phase stator winding of the motor based on
Voltage command value that creates a phase voltage command value that indicates the voltage command value
Creating means and the stator winding based on the phase voltage command value.
Drive means for applying a voltage to the wire and the current flowing through the stator winding.
Phase current value creating means for creating a phase current value indicating a current to be generated
And a phase voltage value indicating the voltage applied to the stator winding
To create the phase voltage value creation means and the estimated angle
Position sensorless motor control
In the control device, the angle estimation means
The stator winding is based on the phase current value and the phase voltage value.
Create a calculated value that is calculated using the phase voltage equation for the three phases of the line
Which is a reference for the calculated value and is an electric power according to the estimated angle.
A reference value that changes in a cycle of an angle of 360 ° is created, and the above calculation is performed.
Deviation creating means for creating a deviation between the value and the reference value,
An angle that corrects the estimated angle so that the deviation converges to zero.
And a degree correction means.
【0031】本発明により、広い温度範囲にわたって、
高い精度で角度を推定する位置センサレスモータ制御装
置が得られる。本発明により、相電圧等が飽和する領域
に至るまで、広い電圧範囲又は電流範囲に渡って、高い
精度で角度を推定する位置センサレスモータ制御装置が
得られる。 According to the invention, over a wide temperature range,
Position sensorless motor controller that estimates the angle with high accuracy
You can get the location. According to the present invention, it is possible to obtain a position sensorless motor control device that estimates an angle with high accuracy over a wide voltage range or current range up to a region where a phase voltage or the like is saturated.
【0032】[0032]
【0033】本明細書及び特許請求の範囲の記載におい
ては、「推定信号」の語と、「推定モデル」の語とは、
同じ意味で用いられる。いずれの語も、少なくとも推定
の角度である推定角度を含む信号又はデータの意味であ
り、広義に解釈されるべきである。In the description of the present specification and claims, the term "estimated signal" and the term "estimated model" mean
Used interchangeably. Either term means a signal or data that includes an estimated angle that is at least an estimated angle and should be broadly interpreted.
【0034】本発明により、負荷の変化や角速度の変化
が生じた場合にも、正しい角速度の推定が出来る位置セ
ンサレスモータ制御装置が、得られる。 According to the present invention, it is possible to obtain a position sensorless motor control device which can accurately estimate the angular velocity even when the load or the angular velocity changes.
【0035】本発明の請求項6の位置センサレスモータ
制御装置は、ステータ巻線の計測又 は演算された電圧か
ら、誘起電圧以外の成分を差し引くことにより導出され
る誘起電圧を推定信号とする。本発明により、広い温度
範囲にわたって、高い精度で角度を推定する位置センサ
レスモータ制御装置が得られる。 A position sensorless motor according to claim 6 of the present invention
Controller or measuring or voltage calculated stator windings
, It is derived by subtracting components other than the induced voltage.
The induced voltage is used as the estimated signal. According to the present invention, wide temperature
Position sensor for highly accurate angle estimation over a range
A less motor control device is obtained.
【0036】本発明の請求項9の位置センサレスモータ
制御装置は、ステータ巻線の電流と同一の波形の推定信
号を有する。本発明により、広い温度範囲にわたって、
高い精度で角度を推定する位置センサレスモータ制御装
置が得られる。 A position sensorless motor according to claim 9 of the present invention
The control unit estimates the estimated signal with the same waveform as the stator winding current.
No. According to the present invention, over a wide temperature range,
Position sensorless motor controller that estimates the angle with high accuracy
You can get the location.
【0037】本発明の請求項11に記載の発明は、相電
圧と同一の波形の推定信号を有する。 本発明により、
演算時間が少なく、安価で小型のマイクロプロセッサ等
により角度推定を行う位置センサレスモータ制御装置が
得られる。 The invention according to claim 11 of the present invention is directed to
It has an estimated signal of the same waveform as the pressure. According to the invention,
Inexpensive and compact microprocessor, etc. with less calculation time
The position sensorless motor controller that estimates the angle by
can get.
【0038】本発明の請求項2、7、10、12の位置
センサレスモータ制御装置は、推定信号(推定モデル)
を構成する関数の係数である振幅値を補正する。本発明
により、角度の推定精度の高い位置センサレスモータ制
御装置が得られる。 Position of Claims 2, 7, 10, 12 of the present invention
The sensorless motor controller uses an estimated signal (estimated model)
The amplitude value, which is the coefficient of the function forming the, is corrected. The present invention
Position sensorless motor control with high angle estimation accuracy.
You can get the device.
【0039】本発明の請求項3、8の位置センサレスモ
ータ制御装置は、相電流が正弦波であると仮定し簡略化
されたステータ巻線の相電圧方程式に基づき推定角度を
作成する。本発明により、演算時間が少なく、安価で小
型のマイクロプロセッサ等により角度推定を行うことが
可能になる。 The position sensorless model according to claims 3 and 8 of the present invention.
The data controller simplifies assuming that the phase current is sinusoidal.
The estimated angle based on the phase voltage equation of the stator winding
create. With the present invention, the calculation time is short, the cost is small, and the size is small.
Angle estimation using a microprocessor
It will be possible.
【0040】本発明の請求項4、13の位置センサレス
モータ制御装置は、モータのステータ巻線の複数の相の
中から、ひとつの相を選択し、当該相のデータに基づい
て、推定信号を補正する。本発明により、いかなるロー
タの角度においても、高い精度で、角度を推定する位置
センサレスモータ制御装置が得られる。 Position sensorless according to claims 4 and 13 of the present invention
The motor controller controls the multiple phases of the motor stator windings.
Select one of the phases from the
Then, the estimated signal is corrected. According to the present invention, any
Position with which the angle is estimated with high accuracy
A sensorless motor controller is obtained.
【0041】本発明の請求項5、18の位置センサレス
モータ制御装置は、回転方向指令が正転方向から逆転方
向に変化した場合は、ステータ巻線の少なくとも2つの
相の電流センサにより検出した前記相電流値を相互に交
換し、かつ、ステータ巻線の少なくとも2つの相の電圧
指令値を相互に交換する。本発明により、わずかな切り
換えにより、正転と逆転とに対応し、かつ、正転時と逆
転時とで、回路ブロック又はプログラムブロックのほと
んどの部分を共用できる位置センサレスモータ制御装置
が得られる。In the position sensorless motor control device according to claims 5 and 18 of the present invention, when the rotation direction command changes from the forward rotation direction to the reverse rotation direction, it is detected by the current sensors of at least two phases of the stator winding. The phase current values are exchanged with each other, and the voltage command values of at least two phases of the stator windings are exchanged with each other. According to the present invention, it is possible to obtain a position sensorless motor control device that can correspond to forward rotation and reverse rotation and can share most of a circuit block or a program block during forward rotation and reverse rotation by slight switching.
【0042】本発明の請求項16の位置センサレスモー
タ制御装置は、誤差信号の大きさが、ある範囲を超えた
場合は、モータが、正常に制御にされていないと判断す
る。本発明により、角度推定制御系がプルインレンジ又
はホールドレンジを外れた場合には、モータを減速等す
ることにより、速やかに異常状態を脱出できる位置セン
サレスモータ制御装置が得られる。 A position sensorless mode according to claim 16 of the present invention.
The controller has an error signal whose magnitude exceeds a certain range.
If it is determined that the motor is not properly controlled,
It According to the present invention, the angle estimation control system has a pull-in range or
Will decelerate the motor if it goes out of the hold range.
Position sensor that allows you to quickly exit an abnormal condition.
A sales motor controller is obtained.
【0043】本発明の請求項17の位置センサレスモー
タ制御装置は、推定信号の補正量のリミットを設ける。
本発明により、ノイズにより変動を受けにくい位置セン
サレスモータ制御装置が得られる。 A position sensorless mode according to claim 17 of the present invention.
The controller controls the correction amount of the estimated signal.
According to the present invention, a position sensor that is less susceptible to fluctuations due to noise
A sales motor controller is obtained.
【0044】[0044]
【0045】[0045]
【0046】[0046]
【0047】本明細書及び特許請求の範囲の記載におい
て、「推定角度」とは、推定された角度の意味であり、
「推定角速度」とは、推定された角速度の意味である。
本明細書及び特許請求の範囲の記載においては、「ロー
タの角度」の語と、「ロータの位相」の語と、「ロータ
の位置」の語は、同じ意味で用いられる。また、本明細
書及び請求の範囲の記載において、「目標角速度」の語
は、目標角速度に比例する目標回転数を含む概念であ
る。同様に、「推定角速度」の語は、推定角速度に比例
する推定回転数を含む概念である。角速度と回転数は、
実質的には、同一の要素だからである。In the description of the present specification and claims, the "estimated angle" means the estimated angle,
"Estimated angular velocity" means the estimated angular velocity.
In the description and claims of this specification, the terms "rotor angle", "rotor phase" and "rotor position" are used interchangeably. In the description of the present specification and claims, the term “target angular velocity” is a concept including a target rotational speed that is proportional to the target angular velocity. Similarly, the term “estimated angular velocity” is a concept including an estimated rotation speed that is proportional to the estimated angular velocity. The angular velocity and rotation speed are
This is because the elements are substantially the same.
【0048】[0048]
【0049】[0049]
【0050】本発明の請求項1の位置センサレスモータ
制御装置は、モータのロータの推定角度に基づき前記モ
ータの3相のステータ巻線に印加する電圧の指令値を示
す相電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、前記
相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印加す
る駆動手段と、前記ステータ巻線に流れる電流を示す相
電流値を作成する相電流値作成手段と、前記ステータ巻
線に印加される電圧を示す相電圧値を作成する相電圧値
作成手段と、前記推定角度を作成する角度推定手段と、
を具備する位置センサレスモータ制御装置において、前
記角度推定手段は、前記推定角度と前記相電流値と前記
相電圧値とに基づき前記ステータ巻線の3相の相電圧方
程式を用いて演算される演算値を作成し、前記演算値の
基準であり前記推定角度に応じ電気角360°の周期で
変化する基準値を作成し、前記演算値と前記基準値との
偏差を作成する偏差作成手段と、前記偏差が零に収斂す
るように前記推定角度を補正する角度補正手段と、を有
することを特徴とする位置センサレスモータ制御装置で
ある。 A position sensorless motor according to claim 1 of the present invention.
The controller controls the motor based on the estimated angle of the rotor of the motor.
Indicates the command value of the voltage applied to the 3-phase stator winding of the motor.
Voltage command value creating means for creating a phase voltage command value, and
Apply voltage to the stator winding based on the phase voltage command value
Drive means and a phase indicating the current flowing through the stator winding.
Phase current value creating means for creating a current value, and the stator winding
A phase voltage value that creates a phase voltage value that represents the voltage applied to the line
Creating means and angle estimating means for creating the estimated angle;
In a position sensorless motor control device equipped with
The angle estimating means includes the estimated angle, the phase current value, and the phase current value.
Phase voltage method of the three phases of the stator winding based on the phase voltage value
Create a calculated value that is calculated using the equation
It is a standard and the electrical angle is 360 ° according to the estimated angle.
Create a changing reference value and compare the calculated value with the reference value.
Deviation creating means for creating a deviation, and the deviation converges to zero
Angle correction means for correcting the estimated angle so that
With a position sensorless motor control device characterized by
is there.
【0051】本発明による位置センサレスモータ制御装
置の角度推定手段は、u,v,w軸上の信号を有する。
従って、モータのステータ巻線の、相電圧、又は相電流
等と、推定信号と、の間の演算をする上で、座標回転を
する必要がなく、u,v,w軸だけで、演算することが
出来るという作用を有する。本発明による位置センサレ
スモータ制御装置においては、モータの角速度や出力ト
ルクが増大し必要な相電圧が大きくなり、ステータ巻線
の各相の相電圧が飽和して、各相の電圧波形が正弦波で
なくなっても、正しく角度を推定することが出来、高い
角速度や大きな出力トルクを実現することが出来るとい
う作用を有する。又、本発明による位置センサレスモー
タ制御装置においては、ロータの永久磁石の着磁波形は
任意である。従って、本発明は、ロータの永久磁石の着
磁波形が正弦波以外の波形であって、誘起電圧が正弦波
以外の波形を有する、モータにつ いても、高い精度でロ
ータの角度を推定することが出来るという作用を有す
る。 The angle estimating unit of the position sensor-less motor control device according to the invention has u, v, a signal on the w axis.
Therefore, it is not necessary to rotate the coordinates in the calculation between the estimated voltage and the phase voltage or the phase current of the stator winding of the motor, and only the u, v and w axes are used for the calculation. It has the effect of being able to. The position sensor array according to the present invention
In the motor control device, the angular velocity of the motor and the output torque
Torque increases, the required phase voltage increases, and
The phase voltage of each phase is saturated and the voltage waveform of each phase is a sine wave.
Even if it disappears, the angle can be correctly estimated and it is high.
It is said that it is possible to realize angular velocity and large output torque.
Has a function. Also, the position sensorless mode according to the present invention
In the controller, the magnetization waveform of the permanent magnet of the rotor is
It is optional. Accordingly, the present invention is directed to the installation of permanent magnets in rotors.
The magnetic waveform is a waveform other than a sine wave, and the induced voltage is a sine wave.
Having other than waveforms, it can have One motor, b with high accuracy
Has the effect that the angle of the data can be estimated.
It
【0052】従来例2のように、角度推定手段が、γ
軸、δ軸又はd軸、q軸の推定モデル(推定信号)を有
する場合には、モータのステータ巻線の、相電圧、又は
相電流等との間の演算をする上で、座標回転をする必要
がある。モータのステータ巻線の、相電圧、又は相電流
等が正弦波である時には、座標回転は容易であるが、当
該相電圧等が正弦波でない場合には、座標回転は困難で
ある。又、このような場合に、当該相電圧等が正弦波で
あった場合と同じ計算式を用いて、簡略的に座標回転を
行えば、ロータの角度の推定誤差が増大するという問題
がある。As in the second conventional example, the angle estimating means uses γ
In the case of having an estimated model (estimated signal) of the axis, δ axis or d axis, q axis, coordinate rotation is performed when performing calculation with the phase voltage or phase current of the stator winding of the motor. There is a need to. The coordinate rotation is easy when the phase voltage or the phase current of the motor stator winding is a sine wave, but the coordinate rotation is difficult when the phase voltage or the phase current is not a sine wave. Further, in such a case, if the coordinate rotation is simply performed using the same calculation formula as in the case where the phase voltage or the like is a sine wave, there is a problem that the estimation error of the rotor angle increases.
【0053】例えば、モータの角速度や出力トルクが増
大し必要な相電圧が大きくなると、ステータ巻線の各相
の相電圧が飽和して、各相の電圧波形が正弦波でなくな
る(台形波又は矩形波になる。)。このような場合、従
来例2のように、γ軸、δ軸又はd軸、q軸の推定モデ
ル(推定信号)を有する装置においては、正しく角度を
推定できず、高い角速度や大きな出力トルクを実現でき
なかった。For example, when the angular velocity and output torque of the motor increase and the required phase voltage increases, the phase voltage of each phase of the stator winding saturates and the voltage waveform of each phase becomes a sine wave (trapezoidal wave or It becomes a square wave.) In such a case, in the device having the estimation model (estimation signal) of the γ-axis, the δ-axis, the d-axis, or the q-axis as in the second conventional example, the angle cannot be correctly estimated, and a high angular velocity or a large output torque is generated. It couldn't be realized.
【0054】これに対して、本発明による位置センサレ
スモータ制御装置においては、座標回転が必要ないた
め、正弦波でない推定モデル(推定信号)の生成が容易
に実現できる。これにより、モータの角速度や出力トル
クが増大し必要な相電圧が大きくなり、ステータ巻線の
各相の相電圧が飽和して、各相の電圧波形が正弦波でな
くなっても、正しく角度を推定することが出来、高い角
速度や大きな出力トルクを実現することが出来るという
作用を有する。又、従来例2の(81)式等は、ロータ
の永久磁石の着磁が正弦波であるとの前提に立っている
が、本発明による位置センサレスモータ制御装置におい
ては、ロータの永久磁石の着磁波形は任意である。従っ
て、本発明は、ロータの永久磁石の着磁波形が正弦波以
外の波形であって、誘起電圧が正弦波以外の波形を有す
る、モータについても、高い精度でロータの角度を推定
することが出来るという作用を有する。On the other hand, in the position sensorless motor control device according to the present invention, since coordinate rotation is not necessary, it is possible to easily realize the generation of an estimation model (estimation signal) which is not a sine wave. This increases the angular velocity and output torque of the motor, increases the required phase voltage, saturates the phase voltage of each phase of the stator winding, and corrects the angle even if the voltage waveform of each phase is no longer a sine wave. It has the effect that it can be estimated and a high angular velocity and a large output torque can be realized. Further, the expression (81) of the conventional example 2 is based on the assumption that the permanent magnets of the rotor are magnetized in a sine wave. However, in the position sensorless motor control device according to the present invention, the permanent magnets of the rotor are The magnetization waveform is arbitrary. Therefore, the present invention can estimate the rotor angle with high accuracy even for a motor in which the magnetized waveform of the permanent magnet of the rotor is a waveform other than a sine wave and the induced voltage has a waveform other than a sine wave. Has the effect of being able to.
【0055】本発明の請求項6の位置センサレスモータ
制御装置は、モータのロータの推定角度に基づき前記モ
ータの3相のステータ巻線に印加する電圧の指令値を示
す相電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、前記
相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印加す
る駆動手段と、前記ステータ巻線に流れる電流を示す相
電流値を作成する相電流値作成手段と、前記ステータ巻
線に印加される電圧を示す相電圧値を作成する相電圧値
作成手段と、前記推定角度を作成する角度推定手段と、
を具備する位置センサレスモータ制御装置において、前
記角度推定手段は、前記推定角度に応じ電気角360°
の周期で変化する誘起電圧の基準値を示す誘起電圧基準
値を作成する誘起電圧基準値作成手段と、前記ステータ
巻線の3相の相電圧方程式を用いて前記相電流値と前記
相電圧値とに基づき前記相電圧値から電気抵抗による電
圧降下とインダクタンスによる電圧降下とを減算するこ
とにより誘起電圧値を作成する誘起電圧値作成手段と、
前記誘起電圧値と前記誘起電圧基準値との偏差を作成す
る偏差作成手段と、前記偏差が零に収斂するように前記
推定角度を補正する角度補正手段と、を有することを特
徴とする位置センサレスモータ制御装置である。 A position sensorless motor according to claim 6 of the present invention
The controller controls the motor based on the estimated angle of the rotor of the motor.
Indicates the command value of the voltage applied to the 3-phase stator winding of the motor.
Voltage command value creating means for creating a phase voltage command value, and
Apply voltage to the stator winding based on the phase voltage command value
Drive means and a phase indicating the current flowing through the stator winding.
Phase current value creating means for creating a current value, and the stator winding
A phase voltage value that creates a phase voltage value that represents the voltage applied to the line
Creating means and angle estimating means for creating the estimated angle;
In a position sensorless motor control device equipped with
The angle estimating means is an electrical angle of 360 ° according to the estimated angle.
Induced voltage reference that indicates the reference value of the induced voltage that changes with the period of
Induced voltage reference value creating means for creating a value, and the stator
Using the three-phase phase voltage equation of the winding,
Based on the phase voltage value and the voltage due to the electrical resistance from the phase voltage value.
The pressure drop and the voltage drop due to the inductance can be subtracted.
And an induced voltage value creating means for creating an induced voltage value by
Create a deviation between the induced voltage value and the induced voltage reference value
The deviation creating means, and the deviation is converged to zero.
And an angle correction means for correcting the estimated angle.
This is a characteristic position sensorless motor control device.
【0056】本発明による位置センサレスモータ制御装
置の角度推定手段は、u,v,w軸の3相の相電圧方程
式を用いて誘起電圧値を導出し、角度を推定する。従っ
て、モータのステータ巻線の相電圧又は相電流等と、推
定信号(誘起電圧)と、の間の演算をする上で、座標回
転をする必要がなく、u,v,w軸だけで、演算するこ
とが出来るという作用を有する。 Position sensorless motor controller according to the present invention
The angle estimation means is the phase voltage method of three phases of u, v, and w axes.
The induced voltage value is derived using the formula and the angle is estimated. Obey
The phase voltage or current of the motor stator winding,
When calculating between the constant signal (induced voltage) and
There is no need to rotate, it can be calculated only with u, v, w axes.
It has the effect of being able to.
【0057】本発明は、ステータ巻線の計測又は演算さ
れた電圧から、誘起電圧以外の成分を差し引くことによ
り、誘起電圧を導出する。従来例のように、誘起電圧を
用いて、推定信号を生成する場合には、温度変化による
誘起電圧の変化が、角度の推定精度を悪化させる。例え
ば従来例2のように、(87)式及び(88)式より誘
起電圧を求める方法は、導出される推定角度θmは、温
度依存性を有する。本発明の、ステータ巻線の計測又は
演算された電圧から、誘起電圧以外の成分 を差し引くこ
とにより、誘起電圧を導出する位置センサレスモータ制
御装置は、正しい誘起電圧を得ることが出来る。当該誘
起電圧の大きさは温度依存性を有するが、u軸の誘起電
圧と、v軸の誘起電圧と、w軸の誘起電圧と、の相対的
な大きさは温度に依存しないため、角度を推定する上
で、何の悪影響も及ぼさない。このため、本発明は、広
い温度範囲で高い推定精度を有する角度推定手段を実現
できるという、作用を有する。 The present invention is a measurement or calculation of stator windings.
By subtracting the components other than the induced voltage from the
To derive the induced voltage. As in the conventional example,
When generating an estimated signal using
The change in the induced voltage deteriorates the angle estimation accuracy. example
For example, as in the conventional example 2, the formula (87) and the formula (88) are used.
The method of obtaining the electromotive voltage is as follows:
Degree-dependent. Measurement of stator windings according to the invention or
Subtract components other than induced voltage from the calculated voltage.
Position sensorless motor control that derives induced voltage by
The control device can obtain the correct induced voltage. The invitation
Although the magnitude of the electromotive voltage depends on the temperature,
Relative pressure, v-axis induced voltage, and w-axis induced voltage
Since the size does not depend on the temperature, it is important to estimate the angle.
And, it does not have any bad influence. For this reason, the present invention
Realization of angle estimation means with high estimation accuracy in a wide temperature range
It has the effect that it can.
【0058】本発明の請求項9の位置センサレスモータ
制御装置は、モータのロータの推定角度に基づき前記モ
ータの3相のステータ巻線に印加する電圧の指令値を示
す相電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、前記
相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印加す
る駆動手段と、前記ステータ巻線に流れる電流を示す相
電流値を作成する相電流値作成手段と、前記ステータ巻
線に印加される電圧を示す相電圧値を作成する相電圧値
作成手段と、前記推定角度を作成する角度推定手段と、
を具備する位置センサレスモータ制御装置において、前
記角度推定手段は、前記推定角度に応じ電気角360°
の周期で変化する相電流の基準値を示す相電流基準値を
作成する相電流基準値作成手段と、前記相電流値と前記
相電流基準値との偏差を作成する偏差作成手段と、前記
偏差が零に収斂するように前記推定角度を補正する角度
補正手段と、を有することを特徴とする位置センサレス
モータ制御装置である。 A position sensorless motor according to claim 9 of the present invention
The controller controls the motor based on the estimated angle of the rotor of the motor.
Indicates the command value of the voltage applied to the 3-phase stator winding of the motor.
Voltage command value creating means for creating a phase voltage command value, and
Apply voltage to the stator winding based on the phase voltage command value
Drive means and a phase indicating the current flowing through the stator winding.
Phase current value creating means for creating a current value, and the stator winding
A phase voltage value that creates a phase voltage value that represents the voltage applied to the line
Creating means and angle estimating means for creating the estimated angle;
In a position sensorless motor control device equipped with
The angle estimating means is an electrical angle of 360 ° according to the estimated angle.
Phase current reference value that indicates the reference value of the phase current that changes in the cycle of
Phase current reference value creating means to create, the phase current value and the
Deviation creating means for creating a deviation from the phase current reference value;
An angle for correcting the estimated angle so that the deviation converges to zero
A position sensor less, comprising:
It is a motor control device.
【0059】本発明による位置センサレスモータ制御装
置の角度推定手段は、u,v,w軸の値である相電流値
を導出し、角度を推定する。従って、モータのステータ
巻線の相電圧又は相電流等と、推定信号(相電流)と、
の間の演算をする上で、座標回転をする必要がなく、
u,v,w軸だけで、演算することが出来るという作用
を有する。 Position sensorless motor controller according to the present invention
The angle estimation means of the position is the phase current value which is the value of the u, v and w axes.
To derive the angle. Therefore, the motor stator
Phase voltage or phase current of winding, estimated signal (phase current),
There is no need to rotate the coordinates when performing calculations between
Operation that can be calculated only with u, v, and w axes
Have.
【0060】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、ステータ巻線の電流信号を基準に、角度を推定す
る。(72)式で表されるように、誘起電圧から導出さ
れた推定角度の角度誤差と、ステータ巻線の電流から導
出された推定角度の角度誤差は等 価である。従って、電
流から導出された推定角度は、温度に対して安定であ
る。又、一般に、ステータ巻線の電流の値は、温度に対
して安定である。従って、本発明は、広い温度範囲で高
い推定精度を有する角度推定手段を実現できるという、
作用を有する。 Position Sensorless Motor Control Device of the Present Invention
Estimates the angle based on the current signal of the stator winding
It As expressed by the equation (72), it is derived from the induced voltage.
Derived from the angular error of the estimated angle and the stator winding current.
Angle error of the issued estimated angle is the equivalent. Therefore,
The estimated angle derived from the flow is stable with temperature.
It Also, in general, the value of the current in the stator winding depends on the temperature.
And stable. Therefore, the present invention provides high temperature over a wide temperature range.
It is possible to realize an angle estimation means with high estimation accuracy.
Have an effect.
【0061】本発明の請求項11の位置センサレスモー
タ制御装置は、モータの3相のステータ巻線に流れる電
流を検知し相電流値を出力する電流センサと、前記モー
タのロータの推定角度と前記相電流値とに基づき前記ス
テータ巻線に印加する電圧の指令値を示す相電圧指令値
を作成する電圧指令値作成手段と、前記相電圧指令値に
基づき前記ステータ巻線に電圧を印加する駆動手段と、
前記ステータ巻線に印加される電圧を示す相電圧値を作
成する相電圧値作成手段と、前記推定角度を作成する角
度推定手段と、を具備する位置センサレスモータ制御装
置において、前記角度推定手段は、前記推定角度に応じ
電気角360°の周期で変化する前記相電圧値の基準値
である相電圧基準値を作成する相電圧基準値作成手段
と、前記相電圧値と前記相電圧基準値との偏差を作成す
る偏差作成手段と、前記偏差が零に収斂するように前記
推定角度を補正する角度補正手段と、を有することを特
徴とする位置センサレスモータ制御装置である。 A position sensorless mode according to claim 11 of the present invention.
The controller controls the electric current flowing in the three-phase stator winding of the motor.
Current sensor that detects current and outputs the phase current value, and
Based on the estimated angle of the rotor of the rotor and the phase current value.
Phase voltage command value that indicates the command value of the voltage applied to the data winding
Voltage command value creating means for creating the phase voltage command value
Drive means for applying a voltage to the stator winding based on
A phase voltage value indicating the voltage applied to the stator winding is created.
Phase voltage value creating means to be formed, and an angle to create the estimated angle
Position sensorless motor control device including
The angle estimation means is
Reference value of the phase voltage value that changes in a cycle of an electrical angle of 360 °
Phase voltage reference value creating means for creating a phase voltage reference value
And create a deviation between the phase voltage value and the phase voltage reference value.
The deviation creating means, and the deviation is converged to zero.
And an angle correction means for correcting the estimated angle.
This is a characteristic position sensorless motor control device.
【0062】本発明による位置センサレスモータ制御装
置の角度推定手段は、u,v,w軸の値である相電圧値
を導出し、角度を推定する。従って、モータのステータ
巻線の相電圧又は相電流等と、推定信号(相電圧)と、
の間の演算をする上で、座標回転をする必要がなく、
u,v,w軸だけで、演算することが出来るという作用
を有する。本発明の位置センサレスモータ制御装置にお
いては、ステータ巻線の計測又は演算された相電圧と同
一の波形の信号等を推定モデルにすることにより、演算
時間が少なく、安価で小型のマイクロプロセッサ等によ
り角度推定を行うことが可能になるという作用を有す
る。 Position sensorless motor control device according to the present invention
The position angle estimation means is a phase voltage value that is a value on the u, v, and w axes.
To derive the angle. Therefore, the motor stator
Phase voltage or phase current of the winding, estimated signal (phase voltage),
There is no need to rotate the coordinates when performing calculations between
Operation that can be calculated only with u, v, and w axes
Have. In the position sensorless motor control device of the present invention
The same as the measured or calculated phase voltage of the stator winding.
Calculate by using the signal of one waveform as an estimation model
A time-consuming, inexpensive and small microprocessor
It has the effect that it is possible to estimate the angle
It
【0063】本発明の請求項2に記載の位置センサレス
モータ制御装置は、前記相電流値と 前記相電圧値とに基
づき前記基準値の振幅を示す振幅推定値を補正する振幅
推定値補正手段が付加されたことを特徴とする請求項1
に記載の位置センサレスモータ制御装置である。 本発明
の請求項7に記載の位置センサレスモータ制御装置は、
前記角度推定手段は、前記誘起電圧値に基づき前記誘起
電圧基準値の振幅を示す振幅推定値を補正する振幅推定
値補正手段を更に有することを特徴とする請求項6に記
載の位置センサレスモータ制御装置である。 本発明の請
求項10に記載の位置センサレスモータ制御装置は、前
記相電流値に基づき誘起電圧の振幅を推定し、その振幅
推定値を補正する振幅推定値補正手段を更に有すること
を特徴とする請求項9に記載の位置センサレスモータ制
御装置である。 本発明の請求項12に記載の位置センサ
レスモータ制御装置は、前記相電圧値に基づき前記相電
圧基準値の振幅を示す振幅推定値を補正する振幅推定値
補正手段を更に有することを特徴とする請求項11に記
載の位置センサレスモータ制御装置である。 Position sensorless according to claim 2 of the present invention
The motor control device is based on the phase current value and the phase voltage value.
Amplitude for correcting the estimated amplitude value indicating the amplitude of the reference value
The estimated value correction means is added.
The position sensorless motor control device described in 1. The present invention
The position sensorless motor control device according to claim 7,
The angle estimation means is configured to induce the induced voltage based on the induced voltage value.
Amplitude estimation that corrects the amplitude estimation value that indicates the amplitude of the voltage reference value
7. The device according to claim 6, further comprising a value correction means.
It is a mounted position sensorless motor control device. Contract of the present invention
The position sensorless motor control device according to claim 10 is
The amplitude of the induced voltage is estimated based on the phase current value and the amplitude
Further comprising an amplitude estimated value correction means for correcting the estimated value
The position sensorless motor controller according to claim 9,
It is a device. A position sensor according to claim 12 of the present invention.
The less motor control device is configured to control the phase voltage based on the phase voltage value.
Estimated amplitude that corrects the estimated amplitude that indicates the amplitude of the pressure reference value
The correction device according to claim 11, further comprising a correction unit.
It is a mounted position sensorless motor control device.
【0064】推定モデルの振幅と、実際のモータの信号
波形の振幅と、が振幅誤差を有すると、当該振幅誤差が
角度誤差に影響を与え、推定角度の精度が悪化するとい
う問題がある。本発明により、振幅誤差を小さくするフ
ィードバックループが設けられ、正しい角度誤差を算出
することができるという作用を有する。これにより、高
い精度で、角度を推定できるという作用を有する。本発
明の位置センサレスモータ制御装置の角度推定手段は、
変数(角度)のみならず、関数の係数(振幅)について
も補正を行うことにより、関数そのものが実際のモータ
と同じになるようにし、これにより、変数である角度の
推定精度を高めることが出来るという作用を有する。 Estimated model amplitude and actual motor signal
If there is an amplitude error between and
It is said that it affects the angle error and deteriorates the accuracy of the estimated angle.
I have a problem. The present invention reduces the amplitude error.
Feedback loop is provided to calculate the correct angle error
It has the effect of being able to. This makes high
It has the effect that the angle can be estimated with high accuracy. Starting
Ming position sensorless motor control device angle estimation means,
Not only variables (angles) but also function coefficients (amplitudes)
Is also corrected so that the function itself is the actual motor.
To be the same as
It has an effect that the estimation accuracy can be improved.
【0065】本発明の請求項3に記載の位置センサレス
モータ制御装置は、前記角度推定手段は、前記相電流が
正弦波であると仮定し簡略化されたステータ巻線の相電
圧方程式に基づき前記推定角度を作成することを特徴と
する請求項1に記載の位置セ ンサレスモータ制御装置で
ある。 本発明の請求項8に記載の位置センサレスモータ
制御装置は、前記誘起電圧値作成手段は、前記相電流が
正弦波であると仮定し前記相電圧方程式を簡略化し、前
記相電圧値から前記推定角度に応じ電気角360°で略
正弦波状に変化する電気抵抗による電圧降下と前記推定
角度に応じ電気角360°で略正弦波状に変化するイン
ダクタンスによる電圧降下とを減算することにより誘起
電圧値を作成することを特徴とする請求項6に記載の位
置センサレスモータ制御装置である。 Position sensorless according to claim 3 of the present invention
In the motor control device, the angle estimation means is
Simplified stator winding phase current assuming a sine wave.
It is characterized in that the estimated angle is created based on the pressure equation.
In the position Se Nsaresumota control apparatus according to claim 1,
is there. The position sensorless motor according to claim 8 of the present invention.
The control device is configured such that the induced voltage value generating means controls the phase current
Simplifying the phase voltage equation assuming a sinusoidal
According to the estimated angle from the phase voltage value, an electrical angle of 360 °
The voltage drop due to the electric resistance that changes sinusoidally and the above estimation
The electrical angle changes according to the angle at an electrical angle of 360 ° and changes to a substantially sine wave
Induced by subtracting the voltage drop due to dactance
The position according to claim 6, wherein a voltage value is created.
It is a stationary sensorless motor control device.
【0066】本発明の位置センサレスモータ制御装置に
おいては、ステータ巻線の電流が正弦波信号であるとし
て取り扱うため、角度を推定するための計算が簡略化さ
れるという作用を有する。そのため、小型で、安価なマ
イクロプロセッサにより、短い演算時間で、角度推定を
行うことが可能になるという作用を有する。又、ステー
タ巻線は大きなインダクタンス成分を有するため、ステ
ータ巻線の電流の波形は飽和しにくく、ステータ巻線の
相電圧の波形が飽和した時にも正弦波に近いため、ステ
ータ巻線の相電圧の波形が飽和した時にも、ステータ巻
線の電流の波形を正弦波近似したことによる角度誤差
は、小さいという作用を有する。 In the position sensorless motor control device of the present invention
Suppose that the stator winding current is a sine wave signal.
The calculation for estimating the angle is simplified because
Has the effect of being Therefore, it is small and inexpensive.
With the ikuro processor, angle estimation can be performed in a short calculation time.
It has the effect that it can be performed. Also stay
Since the stator winding has a large inductance component,
The current waveform of the stator winding is less likely to be saturated,
Even when the phase voltage waveform is saturated, it is close to a sine wave, so
Even when the waveform of the phase voltage of the stator winding is saturated,
Angle error due to sine wave approximation of line current waveform
Has the effect of being small.
【0067】[0067]
【0068】[0068]
【0069】本明細書及び特許請求の範囲の記載におい
て、「誘起電圧」の語は、「発電電圧」の語と同じ意味
である。「発電定数」の語は、「誘起電圧定数」及び
「起電力定数」の語と、同じ意味である。In the description of the present specification and claims, the term "induced voltage" has the same meaning as the term "generated voltage". The term "power generation constant" has the same meaning as the terms "induced voltage constant" and "electromotive force constant".
【0070】本発明の請求項4の位置センサレスモータ
制御装置は、モータのロータの推定角度に基づき前記モ
ータの3相のステータ巻線に印加する電圧の指令値を示
す相電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、前記
相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印加す
る駆動手段と、前記推定角度を作成する角度推定手段
と、を具備する位置センサレスモータ制御装置におい
て、前記角度推定手段は、 前記推定角度の作成に使用す
る前記ステータ巻線の相を示す推定相を3相のうちから
1相だけ選択する推定相選択手段と、前記推定相の相電
圧方程式を用いて前記推定角度を補正する角度補正手段
と、を有することを特徴とする位置センサレスモータ制
御装置である。 本発明の請求項13の位置センサレスモ
ータ制御装置は、前記角度推定手段は、前記推定角度の
作成に使用する前記ステータ巻線の相を示す推定相を3
相のうちから1相だけを選択する推定相選択手段を含ん
で構成され、前記角度補正手段は、前記推定相の前記偏
差が0に収斂するように前記推定角度を補正することを
特徴とする請求項6、請求項9又は請求項11に記載の
位置センサレスモータ制御装置である。 A position sensorless motor according to claim 4 of the present invention
The controller controls the motor based on the estimated angle of the rotor of the motor.
Indicates the command value of the voltage applied to the 3-phase stator winding of the motor.
Voltage command value creating means for creating a phase voltage command value, and
Apply voltage to the stator winding based on the phase voltage command value
Driving means and angle estimating means for creating the estimated angle
And a position sensorless motor control device including
The angle estimating means is used to create the estimated angle.
The estimated phase indicating the phase of the stator winding is
Estimated phase selection means for selecting only one phase, and the phase charge of said estimated phase
Angle correction means for correcting the estimated angle using a pressure equation
Position sensorless motor control characterized by having
It is a device. The position sensor less model according to claim 13 of the present invention.
The data control device, the angle estimation means,
The estimated phase that indicates the phase of the stator winding used for making is 3
Including estimated phase selection means for selecting only one phase from the phases
The angle correction means is configured to
Correcting the estimated angle so that the difference converges to 0
Claim 6, Claim 9 or Claim 11 characterized
It is a position sensorless motor control device.
【0071】角度推定手段は、内蔵する推定モデルを、
計測結果に基づく信号又は値に基づいて補正することに
より、正しい角度を推定する。しかし、常に単一の信号
(例えば、特定の相(u軸)の誘起電圧又は相電圧)に
基づいて補正を行うと、角度の誤差の検出精度が高くな
る角度と低くなる角度が存在する。そのため、角度推定
の精度が、角度に依存して高くなったり低くなったりす
るという問題がある。本発明の位置センサレスモータ制
御装置は、複数のステータ巻線の相の中で、最も大きな
角度誤差を検出できる相を選択し、選択された前記相の
相電圧等に基づいて、前記推定角度を補正することによ
り、いかなるロータの角度においても、常に高い精度
で、角度を推定することが出来る、という作用を有す
る。各相の角度の変位(3相モータであれば、相互に1
20度ずつずれている。)を考慮して、誤差を算出す
る。 The angle estimation means uses the built-in estimation model as
The correct angle is estimated by correcting based on the signal or the value based on the measurement result. However, when the correction is always performed based on a single signal (for example, the induced voltage or the phase voltage of a specific phase (u axis)), there are angles where the detection accuracy of the angle error is high and angles where it is low. Therefore, there is a problem that the accuracy of the angle estimation becomes higher or lower depending on the angle. The position sensorless motor control device of the present invention selects a phase capable of detecting the largest angle error among the phases of the plurality of stator windings, and based on the phase voltage or the like of the selected phase, calculates the estimated angle. The correction has an effect that the angle can be estimated with high accuracy at any angle of the rotor. Displacement of the angle of each phase (If it is a three-phase motor
It is offset by 20 degrees. ), Calculate the error
It
【0072】本発明の請求項14の位置センサレスモー
タ制御装置は、前記角度推定手段は、前記推定角度の作
成に使用する前記ステータ巻線の相を示す推定相として
3相のうちから前記偏差が最も大きい相を選択する推定
相選択手段を含んで構成され、前記角度補正手段は、前
記推定相の前記偏差が0に収斂するように前記推定角度
を補正することを特徴とする請求項13に記載の位置セ
ンサレスモータ制御装置である。 A position sensorless mode according to claim 14 of the present invention.
The angle controller estimates the estimated angle.
As an estimated phase showing the phase of the stator winding used for
Estimation that selects the phase with the largest deviation from the three phases
The angle correction means is configured to include a phase selection means.
The estimated angle is set so that the deviation of the estimated phase converges to zero.
14. The position sensor according to claim 13, characterized in that
It is a sensorless motor control device.
【0073】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、複数のステータ巻線の相の中で、最も大きな角度誤
差を検出できる相を選択し、選択された前記相の誘起電
圧に基づいて、前記推定角度を補正することにより、い
かなるロータの角度においても、常に高い精度で、角度
を推定することが出来る、という作用を有する。 Position Sensorless Motor Control Device of the Present Invention
Is the largest angular misalignment of multiple stator winding phases.
Select the phase that can detect the difference, and select the induced electromotive force of the selected phase.
By correcting the estimated angle based on the pressure,
Even if the rotor angle is different, the angle is always high with accuracy.
Can be estimated.
【0074】本発明の請求項15の位置センサレスモー
タ制御装置は、前記角度推定手段は、前記推定角度の作
成に使用する前記ステータ巻線の相を示す推定相として
3相のうちから前記誘起電圧値の大きさが最も小さい相
を選択する推定相選択手段を含んで構成され、前記角度
補正手段は、前記推定相の前記偏差が0に収斂するよう
に前記推定角度を補正することを特徴とする請求項13
に記載の位置センサレスモータ制御装置である。 A position sensorless mode according to claim 15 of the present invention.
The angle controller estimates the estimated angle.
As an estimated phase showing the phase of the stator winding used for
The phase with the smallest magnitude of the induced voltage value among the three phases
The estimated phase selecting means for selecting
The correcting means adjusts the deviation of the estimated phase to zero.
14. The correction of the estimated angle according to claim 13.
The position sensorless motor control device described in 1.
【0075】本発明においては、全ての相について誤差
を算出する必要がなく、各相の誘起電圧を比較して、最
も小さな誘起電圧の相を選択するという簡単な方法によ
り、正常な状態において誤差が最大になる相を選択し、
当該選択された相についてのみ、誤差を演算するため、
演算時間が少なくて済むという、作用を有する。 In the present invention, the error for all phases is
It is not necessary to calculate
Is a simple method of selecting a phase with a small induced voltage.
Select the phase with the maximum error in the normal state,
Since the error is calculated only for the selected phase,
It has an effect that the calculation time is short.
【0076】本発明の請求項5の位置センサレスモータ
制御装置は、モータのステータ巻線に流れる電流を検知
し相電流値を出力する電流センサと、前記モータのロー
タの推定角度に基づき前記ステータ巻線に印加する電圧
の指令値を示す相電圧指令値を作成する電圧指令値作成
手段と、前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に
電圧を印加する駆動手段と、前記推定角度を作成する角
度推定手段と、前記ロータの回転する方向の指令を示す
回転方向指令が逆転のとき前記相電流値同士を交換する
相電流値交換手段と、前記回転方向指令が逆転のとき前
記電圧指令値同士を交換する相電圧指令値交換手段と、
を具備することを特徴とする位置センサレスモータ制御
装置である。 A position sensorless motor according to claim 5 of the present invention
The controller detects the current flowing in the stator winding of the motor
Current sensor that outputs a phase current value and the motor
Voltage applied to the stator winding based on the estimated angle of
Create a voltage command value that creates a phase voltage command value that indicates the command value of
Means and the stator winding based on the phase voltage command value
Driving means for applying voltage and angle for creating the estimated angle
Degree estimating means and command for the direction of rotation of the rotor
When the rotation direction command is reverse rotation, the phase current values are exchanged.
Phase current value exchange means and before the rotation direction command reverses
A phase voltage command value exchanging means for exchanging the voltage command values with each other,
Position sensorless motor control characterized by comprising
It is a device.
【0077】本発明の請求項18の位置センサレスモー
タ制御装置は、前記ロータの回転する方向の指令を示す
回転方向指令が逆転のとき前記相電流値同士を交換する
相電流値交換手段と、前記回転方向指令が逆転のとき前
記相電圧指令値同士を交換する相電圧指令値交換手段
と、が付加されたことを特徴とする請求項1、請求項
6、請求項9又は請求項11に記載の位置センサレスモ
ータ制御装置である。 A position sensorless mode according to claim 18 of the present invention.
The controller indicates the direction of rotation of the rotor.
When the rotation direction command is reverse rotation, the phase current values are exchanged.
Phase current value exchange means and before the rotation direction command reverses
Phase voltage command value exchange means for exchanging phase voltage command values
Claims 1 and 2 are added.
The position sensorless model according to claim 6, claim 9, or claim 11.
Data control device.
【0078】本発明は、非常にわずかな切り換えによ
り、正転と逆転とに対応し、かつ、正転時と逆転時と
で、回路ブロック又はプログラムブロックのほとんどの
部分を共用できる位置センサレスモータ制御装置が実現
できるという作用を有する。 The present invention allows for very slight switching.
It corresponds to forward rotation and reverse rotation, and when forward rotation and reverse rotation
And most of the circuit blocks or program blocks
Realization of position sensorless motor control device that can share parts
It has the effect of being able to.
【0079】本発明の請求項16の位置センサレスモー
タ制御装置は、振幅脱調判断値を作成する振幅脱調判断
値作成手段と、前記振幅推定値と前記振幅脱調判断値と
に基づき前記推定角度が正しく作成されていないことを
判断する脱調判断手段と、を有する脱調検出手段が付加
されたことを特徴とする請求項2、請求項7、請求項1
0又は請求項12に記載の位置センサレスモータ制御装
置である。 A position sensorless mode according to claim 16 of the present invention.
The controller controls the amplitude out-of-step judgment to create the amplitude out-of-step judgment value.
Value creating means, the amplitude estimated value and the amplitude step-out determination value
That the estimated angle is not created correctly based on
Step-out detection means having a step-out determination means for judging is added.
Claim 2, Claim 7, Claim 1
0 or the position sensorless motor control device according to claim 12.
It is a place.
【0080】位置センサレスモータ制御装置は、計測デ
ータ等に基づいてモータのロータの角度を推定するが、
何らかの原因により、角度の推定誤差が一定の範囲を超
えた場合(その結果、例えば、推定角速度が実際の角速
度とまったく異なる値になった場合)、その後、計測デ
ータ等に基づいて推定角度を補正しても、補正が正しく
されず、いつまでも、正しい角度を推定できない(角度
推定制御が収束しない)。本発明の位置センサレスモー
タ制御装置は、角度の推定誤差が一定の範囲を超えたこ
とを検知することが出来るという作用を有する。これに
より、通常のフィードバックループによっては角度推定
制御がいつまでも収束しないような場合には、モータを
停止する等の他の手段を取ることにより、制御から外れ
た状態(脱調)から、速やかに脱出することが出来る。 The position sensorless motor control device uses the measurement data
The rotor angle of the motor is estimated based on
For some reason, the angle estimation error exceeds a certain range.
(As a result, for example, the estimated angular velocity is
If the value is completely different from the
Even if the estimated angle is corrected based on the
And the correct angle cannot be estimated forever (angle
The estimated control does not converge). Position sensorless mode of the present invention
The controller controller must ensure that the angle estimation error exceeds a certain range.
It has the effect of being able to detect and. to this
Better than normal angle estimation by feedback loop
If the control never converges, turn the motor
Getting out of control by taking other means such as stopping
You can quickly escape from the state (step out).
【0081】本発明の請求項17の位置センサレスモー
タ制御装置は、推定速度が大きくな ると大きくなるリミ
ットを作成するリミット作成手段が付加され、前記角度
補正手段は、前記偏差が零に収斂するように前記リミッ
トに基づき前記推定角度を補正することを特徴とする請
求項1、請求項6、請求項9又は請求項11に記載の位
置センサレスモータ制御装置である。 A position sensorless mode according to claim 17 of the present invention.
Motor controller is larger Limiting the estimated speed ing large
Limit creation means for creating a
The correction means sets the limit so that the deviation converges to zero.
A contract characterized by correcting the estimated angle based on
The position according to claim 1, claim 6, claim 9, or claim 11.
It is a stationary sensorless motor control device.
【0082】本発明の位置センサレスモータ制御装置
は、過大な補正量を用いて推定信号を補正することを防
止するという作用を有する。例えば、単発的なノイズに
より誤った誤差信号が得られた場合にも、推定信号が大
幅に変化して、角度推定手段のプルインレンジ又はホー
ルドレンジを外れるという問題を防ぐことが出来る。 Position Sensorless Motor Control Device of the Present Invention
Prevents the estimated signal from being corrected with an excessive amount of correction.
It has the effect of stopping. For example, for a single noise
The estimated signal is large even if a more erroneous error signal is obtained.
The width of the angle estimation means pull-in range or ho
You can prevent the problem of getting out of the range.
【0083】[0083]
【0084】[0084]
【0085】[0085]
【0086】[0086]
【0087】[0087]
【0088】[0088]
【0089】[0089]
【0090】[0090]
【0091】[0091]
【0092】[0092]
【0093】[0093]
【0094】[0094]
【0095】[0095]
【0096】[0096]
【0097】[0097]
【0098】[0098]
【0099】[0099]
【0100】[0100]
【0101】[0101]
【0102】[0102]
【0103】[0103]
【0104】[0104]
【0105】[0105]
【0106】[0106]
【0107】[0107]
【0108】[0108]
【0109】[0109]
【0110】[0110]
【0111】[0111]
【0112】[0112]
【0113】[0113]
【0114】[0114]
【0115】[0115]
【0116】[0116]
【0117】[0117]
【0118】[0118]
【0119】[0119]
【0120】[0120]
【0121】[0121]
【0122】[0122]
【0123】[0123]
【0124】[0124]
【0125】[0125]
【0126】[0126]
【0127】[0127]
【0128】[0128]
【0129】[0129]
【0130】[0130]
【0131】[0131]
【0132】[0132]
【0133】[0133]
【0134】[0134]
【0135】[0135]
【0136】[0136]
【0137】[0137]
【0138】[0138]
【0139】[0139]
【0140】[0140]
【0141】[0141]
【0142】[0142]
【0143】[0143]
【0144】[0144]
【0145】[0145]
【0146】[0146]
【0147】[0147]
【0148】[0148]
【0149】[0149]
【0150】[0150]
【0151】[0151]
【0152】[0152]
【0153】[0153]
【0154】[0154]
【0155】[0155]
【0156】[0156]
【0157】[0157]
【発明の実施の形態】以下、本発明の位置センサレスモ
ータ制御装置の一実施の形態である具体的な実施例につ
いて添付の図面を参照して説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A specific embodiment which is an embodiment of the position sensorless motor control device of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
【0158】《実施例1》
以下、実施例1における位置センサレスモータ制御装置
を説明する。実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、ステータ巻線の各相の相電圧方程式から誘起電圧値
を求め、この誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏差を求
め、この偏差が0に収斂するように推定角度θmを補正
する。そして、高分解能で高精度な角度の推定を実現
し、相電圧が飽和しても角度の推定を実現し、かつ、誘
起電圧定数などのモータ定数が変化しても高精度な角度
の推定を実現する。本明細書及び請求項の記載におい
て、「誤差」の語と、「偏差」の語は、同じ意味で用い
られる。Example 1 Hereinafter, a position sensorless motor control device in Example 1 will be described. The position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment obtains the induced voltage value from the phase voltage equation of each phase of the stator winding, obtains the deviation between the induced voltage value and the induced voltage reference value, and the deviation converges to zero. The estimated angle θm is corrected as follows. Then, the angle can be estimated with high resolution and high accuracy, the angle can be estimated even when the phase voltage is saturated, and the angle can be estimated accurately even when the motor constant such as the induced voltage constant changes. To be realized. In the description of the present specification and claims, the term “error” and the term “deviation” are used interchangeably.
【0159】まず、実施例1の位置センサレスモータ制
御装置の構成を説明する。First, the configuration of the position sensorless motor control device of the first embodiment will be described.
【0160】[図1の説明]
図1は、実施例1における位置センサレスモータ制御装
置の構成を示すブロック図である。IPMSM(Int
erior Permanent Magnet Sy
nchronous Motor:埋込磁石型同期モー
タ)10は、相電流が流れるステータ巻線11u、11
v、11wが巻回されたステータ(図示せず)と、この
ステータ(図示せず)に対向し近接して配置されたロー
タ12とが設けられている。ここで、ステータ巻線11
u、11v、11wはY結線(各ステータ巻線11u、
11v、11wの片端が1点で接続される結線)されて
いる。このブラシレスモータ10は、ロータ12の内部
に永久磁石13が配置され、相電流により生成される磁
束とこの永久磁石13による磁束との相互作用によりロ
ータ12が回転する。[Explanation of FIG. 1] FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a position sensorless motor control device according to the first embodiment. IPMSM (Int
erior Permanent Magnet Sy
nchronous Motor: embedded magnet type synchronous motor) 10 is a stator winding 11u, 11 in which a phase current flows.
A stator (not shown) around which v and 11w are wound, and a rotor 12 that is arranged so as to face and be close to the stator (not shown) are provided. Here, the stator winding 11
u, 11v, and 11w are Y connections (each stator winding 11u,
One end of 11v and 11w are connected at one point). In this brushless motor 10, a permanent magnet 13 is arranged inside a rotor 12, and the rotor 12 rotates due to the interaction between the magnetic flux generated by the phase current and the magnetic flux generated by the permanent magnet 13.
【0161】実施例1の位置センサレスモータの制御装
置は、アナログu相電流値iuaを出力する電流センサ
21uと、アナログv相電流値ivaを出力する電流セ
ンサ21vと、アナログu相電流値iuaとアナログv
相電流値ivaとアナログ速度指令値ω*aと回転方向
指令ωdir*とを入力しスイッチング指令信号gu
h、gul、gvh、gvl、gwh、gwlとサーボ
オン信号sv*とを出力するマイコン(「マイクロ・コ
ンピュータ」又は「マイクロプロセッサ」の意味であ
る。)22と、スイッチング指令信号guh、gul、
gvh、gvl、gwh、gwlとサーボオン信号sv
*とを入力しステータ巻線11u、11v、11wに印
加する電圧を制御する駆動部30とから構成される。The position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment includes a current sensor 21u that outputs an analog u-phase current value iua, a current sensor 21v that outputs an analog v-phase current value iva, and an analog u-phase current value iua. Analog v
The switching command signal gu is input by inputting the phase current value iva, the analog speed command value ω * a, and the rotation direction command ωdir *.
A microcomputer (meaning “microcomputer” or “microprocessor”) 22 for outputting h, gulu, gvh, gvl, gwh, gwl and a servo-on signal sv *, and switching command signals guh, gul,
gvh, gvl, gwh, gwl and servo-on signal sv
And a drive unit 30 that controls the voltage applied to the stator windings 11u, 11v, and 11w.
【0162】[図2の説明]
図2は、実施例1における駆動部30の構成を示す回路
図である。駆動部30は、電源31と、コレクタが電源
31の正極に接続されエミッタが相巻線11u、11
v、11wにそれぞれ接続された上側IGBT(Ins
ulated Gate Bipolar Trans
istor:絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ)
32u、32v、32wと、上側IGBT32u、32
v、32wにそれぞれ逆並列接続された上側フライホイ
ールダイオード33u、33v、33wと、コレクタが
ステータ巻線11u、11v、11wにそれぞれ接続さ
れエミッタが電源31の負極に接続された下側IGBT
34u、34v、34wと、下側IGBT34u、34
v、34wにそれぞれ逆並列接続された下側フライホイ
ールダイオード35u、35v、35wと、スイッチン
グ指令信号guh、gul、gvh、gvl、gwh、
gwlとサーボオン信号sv*とに基づきそれぞれ上側
IGBT32u、32v、32wのゲート電圧と下側I
GBT34u、34v、34wのゲート電圧とを制御す
るプリドライブ器36とから構成される。[Explanation of FIG. 2] FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the driving unit 30 in the first embodiment. The driving unit 30 includes a power source 31, a collector connected to the positive electrode of the power source 31, and an emitter connected to the phase windings 11u and 11u.
upper IGBTs (Ins connected to v and 11w, respectively)
integrated Gate Bipolar Trans
istor: insulated gate bipolar transistor)
32u, 32v, 32w and upper IGBTs 32u, 32
upper flywheel diodes 33u, 33v, 33w respectively connected in anti-parallel to v, 32w, and lower IGBTs having collectors connected to stator windings 11u, 11v, 11w, respectively, and emitters connected to the negative electrode of the power supply 31.
34u, 34v, 34w and lower IGBTs 34u, 34
lower flywheel diodes 35u, 35v, 35w respectively connected in anti-parallel to v, 34w, and switching command signals guh, ul, gvh, gvl, gwh,
Based on gwl and the servo-on signal sv *, the gate voltages of the upper IGBTs 32u, 32v, 32w and the lower I
The pre-drive unit 36 controls the gate voltages of the GBTs 34u, 34v, 34w.
【0163】マイコン22は、ハード的に、CPU、R
OM、RAM、タイマ、ポート、およびこれらをつなぐ
バスなどから構成される。The microcomputer 22 includes a CPU, an R
It is composed of an OM, a RAM, a timer, a port, a bus connecting these, and the like.
【0164】マイコン22は、機能的に、アナログ速度
指令値ω*aと推定速度ωmとを入力しγ軸電流指令値
iγ*とδ軸電流指令値iδ*とを出力する速度制御部
40と、アナログu相電流値iuaとアナログv相電流
値ivaと回転方向指令ωdir*とγ軸電流指令値i
γ*とδ軸電流指令値iδ*と推定角度θmとを入力し
u相電流値iuとv相電流値ivとu相電圧指令値vu
*とv相電圧指令値vv*とw相電圧指令値vw*とス
イッチング指令信号guh、gul、gvh、gvl、
gwh、gwlとを出力する電流制御部50と、γ軸電
流指令値iγ*とδ軸電流指令値iδ*と推定角度θm
と推定速度ωmとを入力し補償量αを作成する補償量作
成部60と、u相電流値iuとv相電流値ivとu相電
圧指令値vu*とv相電圧指令値vv*とw相電圧指令
値vw*と補償量αとを入力し推定角度θmと推定速度
ωmと誘起電圧振幅推定値emとを出力する角度推定部
70と、推定速度ωmと誘起電圧振幅推定値emとを入
力しサーボオン信号sv*を出力する脱調検出部90と
から構成される。本明細書及び特許請求の範囲の記載に
おいて、「推定速度」の語と「推定角速度」の語とは、
いずれも、角速度の意味で用いている。The microcomputer 22 is functionally provided with a speed control unit 40 which inputs the analog speed command value ω * a and the estimated speed ωm and outputs the γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ *. , Analog u-phase current value iua, analog v-phase current value iva, rotation direction command ωdir *, and γ-axis current command value i
By inputting γ *, δ-axis current command value iδ * and estimated angle θm, u-phase current value iu, v-phase current value iv and u-phase voltage command value vu
*, V-phase voltage command value vv *, w-phase voltage command value vw *, and switching command signals guh, guul, gvh, gvl,
The current control unit 50 that outputs gwh and gwl, the γ-axis current command value iγ *, the δ-axis current command value iδ *, and the estimated angle θm.
And the estimated speed ωm to generate a compensation amount α, a u-phase current value iu, a v-phase current value iv, a u-phase voltage command value vu *, a v-phase voltage command value vv *, and w. The angle estimation unit 70 that inputs the phase voltage command value vw * and the compensation amount α and outputs the estimated angle θm, the estimated speed ωm, and the induced voltage amplitude estimated value em, and the estimated speed ωm and the induced voltage amplitude estimated value em. It includes a step-out detection unit 90 which receives the servo-on signal sv * and outputs it. In the description of the present specification and claims, the term "estimated velocity" and the term "estimated angular velocity" mean
Both are used in the sense of angular velocity.
【0165】[図3の説明]
図3は、実施例1における速度制御部40の構成を示す
ブロック図である。速度制御部40は、アナログ速度指
令値ω*aを入力し速度指令値ω*を出力するADC
(アナログ・ディジタル・コンバータ:Analog
Digtal Converter)41と、速度指令
値ω*と推定速度ωmとを入力しトルク指令値T*を出
力するトルク指令値作成部42と、トルク指令値T*を
入力しγ軸電流指令値iγ*とδ軸電流指令値iδ*と
を出力する電流指令値作成部43とから構成される。[Explanation of FIG. 3] FIG. 3 is a block diagram showing the structure of the speed control unit 40 in the first embodiment. The speed control unit 40 is an ADC that inputs the analog speed command value ω * a and outputs the speed command value ω *.
(Analog / Digital Converter: Analog
Digital Converter 41, a torque command value creation unit 42 that inputs a speed command value ω * and an estimated speed ωm and outputs a torque command value T *, and a torque command value T * that is a γ-axis current command value iγ *. And the δ-axis current command value iδ *.
【0166】[図4の説明]
図4は、実施例1における電流制御部50の構成を示す
ブロック図である。電流制御部50は、アナログu相電
流値iuaを入力し交換前u相電流値iu1を出力する
ADC51uと、アナログv相電流値ivaを入力し交
換前v相電流値iv1を出力するADC51vと、交換
前u相電流値iu1と交換前v相電流値iv1と回転方
向指令ωdir*とを入力しu相電流値iuとv相電流
値ivとを出力する相電流値交換部52と、γ軸電流指
令値iγ*とδ軸電流指令値iδ*と推定角度θmとを
入力しu相電流指令値iu*とv相電流指令値iv*と
w相電流指令値iw*とを出力する相電流指令値作成部
53と、u相電流値iuとv相電流値ivとu相電流指
令値iu*とv相電流指令値iv*とw相電流指令値i
w*とを入力しu相電圧指令値vu*とv相電圧指令値
vv*とw相電圧指令値vw*とを出力する相電圧指令
値作成部54と、u相電圧指令値vu*とv相電圧指令
値vv*とw相電圧指令値vw*と回転方向指令ωdi
r*を入力し交換後u相電圧指令値vu*1と交換後v
相電圧指令値vv*1と交換後w相電圧指令値vw*1
とを出力する相電圧指令値交換部56と、交換後u相電
圧指令値vu*1と交換後v相電圧指令値vv*1と交
換後w相電圧指令値vw*1とを入力しスイッチング指
令信号guh、gul、gvh、gvl、gwh、gw
lを出力するPWM制御器57とから構成される。[Description of FIG. 4] FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the current control unit 50 in the first embodiment. The current control unit 50 has an ADC 51u that inputs the analog u-phase current value iua and outputs the pre-replacement u-phase current value iu1, and an ADC 51v that inputs the analog v-phase current value iva and outputs the pre-replacement v-phase current value iv1. A phase current value exchanging unit 52 that inputs the u-phase current value iu1 before replacement, the v-phase current value iv1 before replacement, and the rotation direction command ωdir * and outputs the u-phase current value iu and the v-phase current value iv; Phase current for inputting current command value iγ *, δ-axis current command value iδ *, and estimated angle θm and outputting u-phase current command value iu *, v-phase current command value iv *, and w-phase current command value iw * Command value creation unit 53, u-phase current value iu, v-phase current value iv, u-phase current command value iu *, v-phase current command value iv *, and w-phase current command value i.
A phase voltage command value creating unit 54 that inputs w * and outputs a u phase voltage command value vu *, a v phase voltage command value vv *, and a w phase voltage command value vw *, and a u phase voltage command value vu *. v-phase voltage command value vv *, w-phase voltage command value vw *, and rotation direction command ωdi
Input r * and after replacement u phase voltage command value vu * 1 and after replacement v
Phase voltage command value vv * 1 and w after replacement Phase voltage command value vw * 1
And a phase voltage command value exchanging section 56 for outputting, a u phase voltage command value vu * 1 after replacement, a v phase voltage command value vv * 1 after replacement, and a w phase voltage command value vw * 1 after replacement are input and switched. Command signals guh, guul, gvh, gvl, gwh, gw
and a PWM controller 57 that outputs 1.
【0167】[図5の説明]
図5は、実施例1における角度推定部70の構成を示す
ブロック図である。角度推定部70は、u相電圧指令値
vu*とv相電圧指令値vv*とw相電圧指令値vw*
とを入力しu相電圧値vuとv相電圧値vvとw相電圧
値vwとを出力する相電圧値作成部71と、u相電流値
iuとv相電流値ivとu相電圧値vuとv相電圧値v
vとw相電圧値vwと推定角度θmと推定速度ωmとを
入力しu相誘起電圧値euとv相誘起電圧値evとw相
誘起電圧値ewとを出力する誘起電圧値演算部72と、
推定角度θmと補償量αとを入力し推定相指標ηを出力
する推定相選択部73と、推定相指標ηとu相誘起電圧
値euとv相誘起電圧値evとw相誘起電圧値ewとを
入力し誘起電圧選択値esを出力する誘起電圧選択値選
択部74と、推定相指標ηと推定角度θmと補償量αと
誘起電圧振幅推定値emとを入力し誘起電圧基準値es
mを出力する誘起電圧基準値作成部75と、誘起電圧選
択値esと誘起電圧基準値esmとを入力し偏差εを出
力する偏差作成部76と、推定速度ωmを入力し比例ゲ
インκpと積分ゲインκiと比例リミットζpと積分リ
ミットζiとを出力するゲインリミット作成部77と、
推定相指標ηと偏差εと比例ゲインκpと積分ゲインκ
iと比例リミットζpと積分リミットζiとを入力し推
定角度θmと推定速度ωmとを出力する角度速度補正部
78と、u相誘起電圧値euとv相誘起電圧値evとw
相誘起電圧値ewとを入力し誘起電圧振幅推定値emを
出力する誘起電圧振幅推定値補正部80とから構成され
る。[Explanation of FIG. 5] FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the angle estimating unit 70 in the first embodiment. The angle estimation unit 70 determines the u-phase voltage command value vu *, the v-phase voltage command value vv *, and the w-phase voltage command value vw *.
And a phase voltage value creation unit 71 that inputs u phase voltage value vu, v phase voltage value vv and w phase voltage value vw, and u phase current value iu, v phase current value iv and u phase voltage value vu. And v phase voltage value v
an induced voltage value calculation unit 72 that inputs the v and w phase voltage values vw, the estimated angle θm, and the estimated speed ωm, and outputs the u phase induced voltage value eu, the v phase induced voltage value ev, and the w phase induced voltage value ew. ,
An estimated phase selection unit 73 that inputs the estimated angle θm and the compensation amount α and outputs an estimated phase index η, an estimated phase index η, a u-phase induced voltage value eu, a v-phase induced voltage value ev, and a w-phase induced voltage value ew. And the induced voltage selection value es, and the estimated phase index η, the estimated angle θm, the compensation amount α, and the induced voltage amplitude estimated value em, and the induced voltage reference value es.
m, an induced voltage reference value creation unit 75, a deviation creation unit 76 that inputs the induced voltage selection value es and the induced voltage reference value esm and outputs a deviation ε, and an estimated speed ωm that is input and a proportional gain κp and an integral. A gain limit creating unit 77 that outputs a gain κi, a proportional limit ζp, and an integral limit ζi;
Estimated phase index η, deviation ε, proportional gain κp, and integral gain κ
i, the proportional limit ζp, and the integral limit ζi are input, and the angular velocity correction unit 78 that outputs the estimated angle θm and the estimated velocity ωm, the u-phase induced voltage value eu, and the v-phase induced voltage value ev and w.
The phase induced voltage value ew is input and the induced voltage amplitude estimated value em is output.
【0168】誘起電圧振幅推定値補正部80は、u相誘
起電圧値euとv相誘起電圧値evとw相誘起電圧値e
wとを入力し誘起電圧振幅演算値ecを出力する誘起電
圧振幅演算値作成部81と、誘起電圧振幅演算値ecを
入力し誘起電圧振幅推定値emを出力する誘起電圧振幅
推定値変更部82とから構成される。The induced voltage amplitude estimated value correction section 80 has a u-phase induced voltage value eu, a v-phase induced voltage value ev, and a w-phase induced voltage value e.
The induced voltage amplitude calculation value creation unit 81 that inputs w and the induced voltage amplitude calculation value ec, and the induced voltage amplitude estimated value change unit 82 that inputs the induced voltage amplitude calculation value ec and outputs the induced voltage amplitude estimated value em. Composed of and.
【0169】[図6の説明]
図6は、実施例1における脱調検出部90の構成を示す
ブロック図である。脱調検出部90は、推定速度ωmを
入力し誘起電圧振幅脱調判断上限値eouthと誘起電
圧振幅脱調判断下限値eoutlとを出力する誘起電圧
脱調判断値作成部91と、誘起電圧振幅脱調判断上限値
eouthと誘起電圧振幅脱調判断下限値eoutlと
誘起電圧振幅推定値emとを入力しサーボオン信号sv
*を出力する脱調判断部92とから構成される。[Description of FIG. 6] FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the out-of-step detecting unit 90 in the first embodiment. The out-of-step detection unit 90 receives the estimated speed ωm and outputs the induced voltage amplitude out-of-step determination upper limit value eouth and the induced voltage amplitude out-of-step determination lower limit value eoutl, and the induced voltage out-of-step determination value creating unit 91. The servo-on signal sv is input by inputting the step-out determination upper limit value south, the induced voltage amplitude step-out determination lower limit value eoutl, and the induced voltage amplitude estimated value em.
It is composed of a step-out determination unit 92 that outputs *.
【0170】[図7の説明]
次に、座標系を説明する。図7は、実施例1における座
標系の説明図である。図7において、説明を簡単にする
ために、磁極数が2のIPMSMが示されている。d軸
とq軸は、実際のロータ12の角度θによる軸である。
d軸をロータ12に配置された永久磁石13による磁束
と同じ向きとし、q軸をd軸に対して90°進んだ向き
とする。そして、ステータ巻線11uとd軸のなす角度
を角度θとする。ここで、図7において、反時計回りの
向きを正転とする。正転の向きに回転するとき角度θは
進む。この正転の向きは、ステータ巻線11u、11
v、11wに流れる電流が、u相、v相、w相の順に変
化する向きである。また、γ軸とδ軸は推定角度θmに
より定められる軸である。ステータ巻線11uから推定
角度θmだけ回転した軸をγ軸とし、δ軸をγ軸に対し
て90°進んだ向きとする。さらに、角度θと推定角度
θmの差を角度誤差Δθ(=θ−θm)とする。[Description of FIG. 7] Next, the coordinate system will be described. FIG. 7 is an explanatory diagram of the coordinate system according to the first embodiment. In FIG. 7, an IPMSM having two magnetic poles is shown for the sake of simplicity. The d-axis and the q-axis are axes depending on the actual angle θ of the rotor 12.
The d-axis is oriented in the same direction as the magnetic flux generated by the permanent magnet 13 arranged on the rotor 12, and the q-axis is oriented 90 ° ahead of the d-axis. The angle formed by the stator winding 11u and the d-axis is the angle θ. Here, in FIG. 7, the counterclockwise direction is the forward rotation. When rotating in the normal direction, the angle θ advances. The direction of this normal rotation is the stator windings 11u, 11
This is the direction in which the currents flowing through v and 11w change in the order of u phase, v phase, and w phase. Further, the γ axis and the δ axis are axes defined by the estimated angle θm. The axis rotated from the stator winding 11u by the estimated angle θm is the γ axis, and the δ axis is oriented 90 ° ahead of the γ axis. Further, the difference between the angle θ and the estimated angle θm is an angle error Δθ (= θ−θm).
【0171】ここで、図7では、正の角度誤差Δθがあ
るときを示しているが、角度推定に誤差がなく角度誤差
Δθが0のとき、推定角度θmと角度θとが一致し、d
軸とγ軸とが一致し、q軸とδ軸とが一致する。なお、
以下の説明では、角度θと推定角度θmと角度誤差Δθ
とを電気角で表す。以下、特に明記しないとき、角度に
関する値は電気角で表わす。ここで、機械角はロータ1
2そのものの角度を表し、(電気角)=(p/2)・
(機械角)である。なお、pは磁極数である。Here, FIG. 7 shows the case where there is a positive angle error Δθ, but when there is no error in the angle estimation and the angle error Δθ is 0, the estimated angle θm and the angle θ match, and d
The axis coincides with the γ axis, and the q axis coincides with the δ axis. In addition,
In the following description, the angle θ, the estimated angle θm, and the angle error Δθ
And are represented by electrical angles. Hereinafter, values related to angles are represented by electrical angles unless otherwise specified. Here, the mechanical angle is the rotor 1
2 represents the angle of itself, (electrical angle) = (p / 2)
(Mechanical angle). Note that p is the number of magnetic poles.
【0172】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
の外部にある速度指令値作成部(図示せず)は、アナロ
グ速度指令値ω*aを作成する。A speed command value creating unit (not shown) outside the position sensorless motor control device of the first embodiment creates an analog speed command value ω * a.
【0173】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
の外部にある回転方向指令作成部(図示せず)は、回転
方向指令ωdir*を作成する。IPMSM10を正転
させるとき、回転方向指令ωdir*=F(Forwa
rd)とする。また、IPMSM10を逆転させると
き、回転方向指令ωdir*=R(Reverse)と
する。A rotation direction command creating section (not shown) provided outside the position sensorless motor control device of the first embodiment creates a rotation direction command ωdir *. When the IPMSM 10 is rotated in the forward direction, the rotation direction command ωdir * = F (Forwa
rd). Further, when the IPMSM 10 is reversed, the rotation direction command ωdir * = R (Reverse) is set.
【0174】次に、本発明の実施例1の位置センサレス
モータ制御装置の動作を説明する。Next, the operation of the position sensorless motor control device according to the first embodiment of the present invention will be described.
【0175】電流センサ21u、21vは、それぞれス
テータ巻線11u、11vに流れる電流を検知し、アナ
ログu相電流値iua、アナログv相電流値ivaを作
成する。The current sensors 21u and 21v detect the currents flowing in the stator windings 11u and 11v, respectively, and create the analog u-phase current value iua and the analog v-phase current value iva.
【0176】[図2の説明]
次に、駆動部30の動作を説明する。駆動部30は、サ
ーボオン信号sv*がHigh(「H」と言う。)のと
き、ステータ巻線11u、11v、11wに印加する電
圧を制御する。また、サーボオン信号sv*がLow
(「L」と言う。)のとき、通電を停止する。[Description of FIG. 2] Next, the operation of the drive unit 30 will be described. The drive unit 30 controls the voltage applied to the stator windings 11u, 11v, and 11w when the servo-on signal sv * is High (referred to as “H”). In addition, the servo-on signal sv * is Low
When it is ("L"), the energization is stopped.
【0177】電源31は、駆動部30に電力を供給す
る。The power supply 31 supplies electric power to the drive section 30.
【0178】そして、サーボオン信号sv*がHのと
き、プリドライブ器36は、スイッチング信号guhが
Hのとき上側IGBT32uが通電し、スイッチング信
号guhがLのとき上側IGBT32uが非通電である
ように、上側IGBT32uのゲート電圧を制御する。
一方、スイッチング信号gulがHのとき下側IGBT
34uが通電し、スイッチング信号gulがLのとき下
側IGBT34uが非通電であるように、下側IGBT
34uのゲート電圧を制御する。また、v相、およびw
相についても同様に、スイッチング信号gvh、gv
l、gwh、gwlに基づき上側IGBT32v、32
w、下側IGBT34v、34wのゲート電圧を制御す
る。When the servo-on signal sv * is H, the pre-drive unit 36 is such that the upper IGBT 32u is energized when the switching signal guh is H, and the upper IGBT 32u is non-energized when the switching signal guh is L. It controls the gate voltage of the upper IGBT 32u.
On the other hand, when the switching signal guul is H, the lower IGBT
So that the lower IGBT 34u is non-energized when 34u is energized and the switching signal guul is L.
Control the gate voltage of 34u. Also, v phase and w
Similarly for the phases, the switching signals gvh, gv
upper IGBTs 32v, 32 based on l, gwh, gwl
w, controlling the gate voltage of the lower side IGBTs 34v, 34w.
【0179】一方、サーボオン信号sv*がLのとき、
プリドライブ器36は、全てのIGBTが非通電である
ように、上側IGBT32u、32v、32w、および
下側IGBT34u、34v、34wのゲート電圧を制
御する。On the other hand, when the servo-on signal sv * is L,
The pre-drive device 36 controls the gate voltages of the upper IGBTs 32u, 32v, 32w and the lower IGBTs 34u, 34v, 34w so that all the IGBTs are non-energized.
【0180】次に、マイコン22の動作を説明する。Next, the operation of the microcomputer 22 will be described.
【0181】[図3の説明]
まず、速度制御部40の動作を説明する。速度制御部4
0は、ある設定された時間ごとに起動され、ADC4
1、トルク指令値作成部42、電流指令値作成部43の
順に下記の動作をさせ、外部から入力されるアナログ速
度指令値ω*aとおりの速度でロータ12が回転するよ
うにγ軸電流指令値iγ*とδ軸電流指令値iδ*とを
制御するものである。[Description of FIG. 3] First, the operation of the speed control unit 40 will be described. Speed control unit 4
0 is activated every certain set time, ADC4
1. The following operations are performed in order of the torque command value creation unit 42 and the current command value creation unit 43, and the γ-axis current command is issued so that the rotor 12 rotates at the speed according to the analog speed command value ω * a input from the outside. The value iγ * and the δ-axis current command value iδ * are controlled.
【0182】ADC41は、アナログ値であるアナログ
速度指令値ω*aをディジタル値である速度指令値ω*
にアナログ/ディジタル変換する。The ADC 41 converts the analog speed command value ω * a which is an analog value into the speed command value ω * which is a digital value.
To analog / digital conversion.
【0183】トルク指令値作成部42は、推定速度ωm
が速度指令値ω*とおりになるように比例積分制御(P
I制御)を用いてトルク指令値T*を制御する。下記式
(4)のように、速度指令値ω*と推定速度ωmとの差
を比例ゲインKPW、および積分ゲインKIWで比例積
分制御した結果をトルク指令値T*とする。The torque command value creating section 42 uses the estimated speed ωm.
Is proportional to the speed command value ω *.
I control) to control the torque command value T *. The torque command value T * is the result of proportional-plus-integral control of the difference between the speed command value ω * and the estimated speed ωm by the proportional gain KPW and the integral gain KIW as in the following equation (4).
【0184】 T* = KPW・(ω*−ωm)+KIW・Σ(ω*−ωm) ・・・(4)[0184] T * = KPW · (ω * −ωm) + KIW · Σ (ω * −ωm) (4)
【0185】電流指令値作成部43は、IPMSM10
の出力トルクがトルク指令値T*になるように、γ軸電
流指令値iγ*とδ軸電流指令値iδ*とを作成する。
下記式(5)のように、トルク指令値T*をある設定さ
れた値KTで除算した結果を電流指令値振幅iaとす
る。また、下記式(6)のように、電流指令値振幅ia
に−sin(βT)を乗じた結果をγ軸電流指令値iγ
*とする。一方、下記式(7)のように、電流指令値振
幅iaにcos(βT)を乗じた結果をδ軸電流指令値
iδ*とする。ここで、βTは電流指令値振幅iaが与
えられたときに最大出力トルクまたは最大効率を実現す
る電流位相であり、0°から45°の間のある設定され
た角度である。以後、この位相を電流指令位相βTと呼
ぶ。The current command value creating section 43 uses the IPMSM 10
The γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ * are created so that the output torque of 1 becomes the torque command value T *.
The current command value amplitude ia is the result of dividing the torque command value T * by a certain set value KT as in the following equation (5). In addition, the current command value amplitude ia is expressed by the following equation (6).
Is multiplied by -sin (βT) to obtain the γ-axis current command value iγ
* On the other hand, the result of multiplying the current command value amplitude ia by cos (βT) as the following formula (7) is defined as the δ-axis current command value iδ *. Here, βT is a current phase that achieves the maximum output torque or the maximum efficiency when the current command value amplitude ia is given, and is a set angle between 0 ° and 45 °. Hereinafter, this phase is referred to as a current command phase βT.
【0186】 ia = T*/KT ・・・(5) iγ* = −ia・sin(βT) ・・・(6) iδ* = ia・cos(βT) ・・・(7)[0186] ia = T * / KT (5) iγ * = − ia · sin (βT) (6) iδ * = ia · cos (βT) (7)
【0187】[図4の説明]
次に、電流制御部50の動作を説明する。電流制御部5
0は、ある設定された時間(電流制御周期)ごとに起動
され、ADC51u、51v、相電流値交換部52、相
電流指令値作成部53、相電圧指令値作成部54、相電
圧指令値交換部56、PWM制御器57の順に下記の動
作をし、γ軸電流指令値iγ*、およびδ軸電流指令値
iδ*とおりにステータ巻線11u、11v、11wに
電流が流れるようにスイッチング信号guh、gul、
gvh、gvl、gwh、gwlを制御する。[Description of FIG. 4] Next, the operation of the current controller 50 will be described. Current control unit 5
0 is activated at every set time (current control cycle), and the ADCs 51u, 51v, the phase current value exchange unit 52, the phase current command value creation unit 53, the phase voltage command value creation unit 54, the phase voltage command value exchange. The section 56 and the PWM controller 57 perform the following operations in this order, and the switching signal guh is used so that current flows through the stator windings 11u, 11v, 11w according to the γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ *. , Guul,
It controls gvh, gvl, gwh, and gwl.
【0188】ADC51u、ADC51vは、それぞれ
アナログ値であるアナログu相電流値iua、アナログ
v相電流値ivaをディジタル値である交換前u相電流
値iu1、交換前v相電流値iv1にアナログ/ディジ
タル変換する。The ADC 51u and the ADC 51v convert the analog u-phase current value iua and analog v-phase current value iva, which are analog values, respectively into digital values u-phase current value iu1 before replacement and v-phase current value iv1 before replacement, which are analog / digital. Convert.
【0189】相電流値交換部52は、正転指令時には、
交換前の相電流値をそのまま相電流値とする。一方、逆
転指令時には、交換前の相電流値を入れ替える。回転方
向指令ωdir*=Fのとき、下記式(8)のように、
交換前u相電流値iu1をu相電流値iuとし、交換前
v相電流値iv1をv相電流値ivとする。また、回転
方向指令ωdir*=Rのとき、下記式(9)のよう
に、交換前u相電流値iu1、および交換前v相電流値
iv1をそれぞれv相電流値iv、およびu相電流値i
uとする。The phase current value exchanging section 52 is
The phase current value before replacement is directly used as the phase current value. On the other hand, when the reverse rotation command is issued, the phase current value before replacement is exchanged. When the rotation direction command ωdir * = F, as in the following formula (8),
The u-phase current value iu1 before replacement is taken as the u-phase current value iu, and the v-phase current value iv1 before replacement is taken as the v-phase current value iv. When the rotation direction command ωdir * = R, the u-phase current value iu1 before replacement and the v-phase current value iv1 before replacement are respectively calculated as the v-phase current value iv and the u-phase current value as shown in the following equation (9). i
Let u.
【0190】 iu=iu1、 iv=iv1 (ωdir*=Fのとき) ・・・(8) iu=iv1、 iv=iu1 (ωdir*=Rのとき) ・・・(9)[0190] iu = iu1, iv = iv1 (when ωdir * = F) (8) iu = iv1, iv = iu1 (when ωdir * = R) (9)
【0191】相電流指令値作成部53は、推定角度θm
による回転座標系であるγδ軸上のγ軸電流指令値iγ
*とδ軸電流指令値iδ*とを静止座標系に変換する。
そして、各相に流す電流の指令値であって正弦波状で互
いに電気角で120°ずれたu相電流指令値iu*とv
相電流指令値iv*とw相電流指令値iw*とを作成す
る。具体的には、下記式(10)(11)(12)のよ
うにする。The phase current command value creating section 53 uses the estimated angle θm.
Γ-axis current command value iγ on the γδ-axis, which is the rotating coordinate system
* And the δ-axis current command value iδ * are converted into a stationary coordinate system.
Then, the u-phase current command values iu * and v, which are command values of the currents flowing in the respective phases and are sine wave-shaped and deviated from each other by an electrical angle of 120 °.
The phase current command value iv * and the w-phase current command value iw * are created. Specifically, the following equations (10), (11) and (12) are used.
【0192】 iu* = {√(2/3)}・{iγ*・cosθm−iδ*・sinθm} ・・・(10) iv* = {√(2/3)}・{iγ*・cos(θm−120°) −iδ*・sin(θm−120°)} ・・・(11) iw* = {√(2/3)}・{iγ*・cos(θm+120°) −iδ*・sin(θm+120°)} ・・・(12)[0192] iu * = {√ (2/3)} · {iγ * · cos θm−iδ * · sin θm} ... (10) iv * = {√ (2/3)} · {iγ * · cos (θm−120 °) -Iδ * · sin (θm-120 °)} ... (11) iw * = {√ (2/3)} · {iγ * · cos (θm + 120 °) −iδ * · sin (θm + 120 °)} ... (12)
【0193】相電圧指令値作成部54は、まず、w相電
流値を求める。下記式(13)のように、u相電流値i
uとv相電流値ivの和の符号を逆転したものをw相電
流値iwとする。The phase voltage command value creating section 54 first obtains the w-phase current value. As shown in the following equation (13), the u-phase current value i
The w-phase current value iw is obtained by reversing the sign of the sum of the u- and v-phase current values iv.
【0194】 iw = − (iu + iv) ・・・(13)[0194] iw = − (iu + iv) (13)
【0195】次に、u相電流値iuがu相電流指令値と
おりになるように比例積分制御(PI制御)を用いてu
相電圧指令値vu*を制御する。下記式(14)のよう
に、u相電流指令値iu*とu相電流値iuとの差を比
例ゲインKPK、および積分ゲインKIKで比例積分制
御をした結果をu相電圧指令値vu*とする。ただし、
駆動部30が電源31の電圧よりも大きな電圧をステー
タ巻線11u、11v、11wに印加することができな
いため、下記式(15)のようなリミットを設ける。こ
こで、Eは電源31の電圧値である。Next, the u-phase current value iu is controlled by the proportional-integral control (PI control) so that the u-phase current value iu becomes equal to the u-phase current command value.
The phase voltage command value vu * is controlled. As shown in the following formula (14), the result of proportional-plus-integral control of the difference between the u-phase current command value iu * and the u-phase current value iu with the proportional gain KPK and the integral gain KIK is defined as the u-phase voltage command value vu *. To do. However,
Since the drive unit 30 cannot apply a voltage higher than the voltage of the power supply 31 to the stator windings 11u, 11v, and 11w, a limit as shown in the following formula (15) is set. Here, E is the voltage value of the power supply 31.
【0196】また、v相とw相とについても同様に、そ
れぞれ下記式(16)(17)(18)(19)のよう
に、v相電圧指令値vv*とw相電圧指令値vw*とを
作成する。Similarly, for the v-phase and the w-phase, the v-phase voltage command value vv * and the w-phase voltage command value vw * are expressed by the following equations (16), (17), (18) and (19), respectively. And create.
【0197】 vu* = KPK・(iu*−iu)+KIK・Σ(iu*−iu) ・・・(14) −(E/2) ≦ vu* ≦ (E/2) ・・・(15) vv* = KPK・(iv*−iv)+KIK・Σ(iv*−iv) ・・・(16) −(E/2) ≦ vv* ≦ (E/2) ・・・(17) vw* = KPK・(iw*−iw)+KIK・Σ(iw*−iw) ・・・(18) −(E/2) ≦ vw* ≦ (E/2) ・・・(19)[0197] vu * = KPK · (iu * −iu) + KIK · Σ (iu * −iu) ... (14) -(E / 2) ≤ vu * ≤ (E / 2) (15) vv * = KPK · (iv * −iv) + KIK · Σ (iv * −iv) ... (16) -(E / 2) ≤ vv * ≤ (E / 2) (17) vw * = KPK · (iw * −iw) + KIK · Σ (iw * −iw) ... (18) -(E / 2) ≤ vw * ≤ (E / 2) (19)
【0198】相電圧指令値交換部56は、正転指令時に
は、各相の相電圧値をそのままとする。一方、逆転指令
時には、u相とv相の電圧指令値を入れ替える。回転方
向指令ωdir*=Fのとき、下記式(20)のよう
に、u相電圧指令値vu*を交換後u相電流値vu*1
とし、v相電圧指令値vv*を交換後v相電圧指令値v
v*1とする。また、回転方向指令ωdir*=Rのと
き、下記式(21)のように、u相電圧指令値vu*、
およびv相電圧指令値vv*をそれぞれ交換後v相電圧
指令値vv*1、および交換後u相電圧指令値vu*1
とする。The phase voltage command value exchanging section 56 keeps the phase voltage value of each phase as it is at the time of forward rotation command. On the other hand, when the reverse rotation command is issued, the u-phase and v-phase voltage command values are exchanged. When the rotation direction command ωdir * = F, the u-phase voltage command value vu * is replaced with the u-phase current value vu * 1 as shown in the following formula (20).
And replace the v-phase voltage command value vv * with the v-phase voltage command value v
v * 1. When the rotation direction command ωdir * = R, the u-phase voltage command value vu *,
And v-phase voltage command value vv * after replacement, respectively, and v-phase voltage command value vv * 1 after replacement and u-phase voltage command value vu * 1 after replacement.
And
【0199】 vu*1=vu*、 vv1*=vv* (ωdir*=Fのとき) ・・・(20) vu*1=vv*、 vv1*=vu* (ωdir*=Rのとき) ・・・(21)[0199] vu * 1 = vu *, vv1 * = vv * (when ωdir * = F) ... (20) vu * 1 = vv *, vv1 * = vu * (when ωdir * = R) ... (21)
【0200】PWM制御器57は、交換後u相電圧指令
値vu*1と交換後v相電圧指令値vv*1と交換後w
相電圧指令値vw*1とをパルス幅変調(PWM:Pu
lse Width Modulation)する。具
体的には、ある設定された周波数とE/2の振幅とを持
つ三角波を発生し、この三角波と交換後u相電圧指令値
vu*1とを比較し、交換後u相電圧指令値vu*1の
ほうが大きいとき、スイッチング信号guhをH、gu
lをLにする。一方、交換後u相電圧指令値vu*1の
ほうが小さいとき、スイッチング信号guhをL、gu
lをHにする。なお、スイッチング信号guh、gul
の状態が遷移するとき、スイッチング信号guh、gu
lを双方ともLにする短い時間を設ける(この短い時間
はデッド・タイムと呼ばれる)。また、v相、およびw
相とについても同様に、それぞれ交換後v相電圧指令値
vv*1、および交換後w相電圧指令値vw*1に基づ
きスイッチング信号gvh、gvl、およびgwh、g
wlを作成する。The PWM controller 57 uses the u-phase voltage command value vu * 1 after replacement, the v-phase voltage command value vv * 1 after replacement, and w after replacement.
Phase width command value vw * 1 and pulse width modulation (PWM: Pu
lse Width Modulation). Specifically, a triangular wave having a certain set frequency and an amplitude of E / 2 is generated, and this triangular wave is compared with the u-phase voltage command value vu * 1 after replacement, and the u-phase voltage command value vu after replacement is compared. * 1 is larger, the switching signal gu is set to H, gu
Set l to L. On the other hand, when the u-phase voltage command value vu * 1 after replacement is smaller, the switching signal guh is changed to L, gu.
Bring l to H. In addition, the switching signals guh and gulu
Switching states guh, gu
There is a short time for both l to be L (this short time is called dead time). Also, v phase and w
Similarly, for the phase, the switching signals gvh, gvl, and gwh, g are based on the post-replacement v-phase voltage command value vv * 1 and the post-replacement w-phase voltage command value vw * 1, respectively.
Create wl.
【0201】[図1の説明]
次に、実施例1の特徴の1つである補償量作成部60の
動作を説明する。補償量作成部60は、電流制御部50
の動作が終了するごとに動作する。この補償量作成部6
0は、角度推定部70において角度推定θmを補償する
量を示す補償量αを作成する。角度推定部70は、精度
のよい推定角度θmを作成するが、多少誤差が含まれ
る。そこで、この誤差をあらかじめ実験などで求めテー
ブル化する。具体的には、下記式(22)のように、推
定角度を60°で除算した剰余(θm%60)、推定速
度ωm、γ軸電流指令値iγ*、およびδ軸電流指令値
iδ*に対する補償量αのテーブルαtableを用い
る。ここで、推定角度θmを60で除算した剰余(θm
%60)を使用するのは、周期が電気角の60°で変化
する誤差が発生するからである。[Explanation of FIG. 1] Next, the operation of the compensation amount creating section 60, which is one of the features of the first embodiment, will be described. The compensation amount creation unit 60 includes a current control unit 50.
Every time the operation of is completed, it operates. This compensation amount creation unit 6
For 0, the angle estimation unit 70 creates a compensation amount α indicating the amount of compensation for the angle estimation θm. The angle estimator 70 creates a highly accurate estimated angle θm, but some errors are included. Therefore, this error is obtained in advance by experiments or the like and tabulated. Specifically, with respect to the remainder (θm% 60) obtained by dividing the estimated angle by 60 °, the estimated speed ωm, the γ-axis current command value iγ *, and the δ-axis current command value iδ * as in the following Expression (22). A table αtable of the compensation amount α is used. Here, the remainder (θm
% 60) is used because an error occurs in which the cycle changes at an electrical angle of 60 °.
【0202】 α = αtable(θm%60°,ωm,iγ*,iδ*)・・・(22)[0202] α = αtable (θm% 60 °, ωm, iγ *, iδ *) (22)
【0203】[図5の説明]
次に、実施例1の特徴の1つである角度推定部70の動
作を説明する。[Explanation of FIG. 5] Next, the operation of the angle estimating section 70, which is one of the features of the first embodiment, will be described.
【0204】はじめに、角度推定部70の動作の原理を
説明する。角度推定部70は、推定角度θmと誘起電圧
振幅推定値emとを補正することで角度推定を実現す
る。すなわち、角度推定部70は、まず、誘起電圧の基
準値(誘起電圧基準値esm)を作成する。そして、こ
の誘起電圧基準値esmの角度(位相)とステータ巻線
11u、11v、11wにおける相電圧方程式から求め
た誘起電圧値(u相誘起電圧値eu、v相誘起電圧値e
v、w相誘起電圧値ew)の位相とが一致するように、
推定角度θmを補正する。また、誘起電圧基準値esm
の振幅(誘起電圧振幅推定値em)と誘起電圧値(u相
誘起電圧値eu、v相誘起電圧値ev、w相誘起電圧値
ew)の振幅とが一致するように、誘起電圧振幅推定値
emを補正する。First, the principle of operation of the angle estimating section 70 will be described. The angle estimation unit 70 implements angle estimation by correcting the estimated angle θm and the induced voltage amplitude estimated value em. That is, the angle estimation unit 70 first creates a reference value of the induced voltage (induced voltage reference value esm). Then, the angle (phase) of the induced voltage reference value esm and the induced voltage value (u-phase induced voltage value eu, v-phase induced voltage value e obtained from the phase voltage equation in the stator windings 11u, 11v, 11w).
In order that the phases of the v and w phase induced voltage values ew) match,
Correct the estimated angle θm. In addition, the induced voltage reference value esm
Of the induced voltage amplitude (the estimated value of the induced voltage amplitude em) and the amplitude of the induced voltage values (the u-phase induced voltage value eu, the v-phase induced voltage value ev, the w-phase induced voltage value ew) match. Correct em.
【0205】まず、誘起電圧値の位相と誘起電圧基準値
の位相とを一致させる方法を説明する。
[図8の説明]
図8は、実施例1におけるu相の誘起電圧値と誘起電圧
基準値と偏差とを示す波形図である。図8において、誘
起電圧値は、誘起電圧基準値より電気角で20°遅れて
いる。また、誘起電圧値の振幅は、誘起電圧基準値の振
幅(誘起電圧振幅推定値em)の90%である。First, a method for matching the phase of the induced voltage value and the phase of the induced voltage reference value will be described. [Explanation of FIG. 8] FIG. 8 is a waveform diagram showing the induced voltage value of the u phase, the induced voltage reference value, and the deviation in the first embodiment. In FIG. 8, the induced voltage value is behind the induced voltage reference value by 20 ° in electrical angle. The amplitude of the induced voltage value is 90% of the amplitude of the induced voltage reference value (induced voltage amplitude estimated value em).
【0206】u相の誘起電圧値(u相誘起電圧値eu)
とu相の誘起電圧基準値(u相誘起電圧基準値eum)
の位相が一致しないとき、これらの差である偏差(u相
偏差εu)は0ではない。そのため、このu相偏差εu
が0に収斂するように、推定角度θmを補正すること
で、位相を一致させる。U-phase induced voltage value (u-phase induced voltage value eu)
And u-phase induced voltage reference value (u-phase induced voltage reference value eum)
The deviation (u phase deviation εu), which is the difference between the two phases, is not zero when the phases do not match. Therefore, this u phase deviation εu
The estimated angles θm are corrected so that the values converge to 0, thereby matching the phases.
【0207】ここで、推定を行う相を推定角度θmによ
って選択する。u相、v相、w相はそれぞれ電気角で1
20°ずれる。そのため、常に位相差の影響が偏差に一
番影響を及ぼす相を用いて角度推定することで、推定精
度を向上する。つまり、推定角度θmが、電気角で0°
〜30°、150°〜210°、および330°〜36
0°では、u相偏差εuの大きさがほぼ最大となるた
め、u相で推定を行う。推定角度θmがこれ以外の範囲
のとき、v相あるいはw相で推定を行う。Here, the phase to be estimated is selected by the estimated angle θm. The u phase, v phase, and w phase each have an electrical angle of 1
20 ° off. Therefore, the estimation accuracy is improved by always performing the angle estimation using the phase in which the influence of the phase difference has the greatest influence on the deviation. That is, the estimated angle θm is 0 ° in electrical angle.
~ 30 °, 150 ° -210 °, and 330 ° -36
At 0 °, the magnitude of the u-phase deviation εu becomes almost maximum, so estimation is performed in the u-phase. When the estimated angle θm is in a range other than this, estimation is performed in the v phase or the w phase.
【0208】図8において、推定角度θm=0°付近の
とき、u相偏差εuは正である。そのため、推定角度θ
mがこの区間にあるとき、偏差εが正であれば推定角度
θmが進んでいると判断し、推定角度θmを遅らすよう
に補正する。反対に、偏差εが負であれば推定角度θm
が遅れていると判断し、推定角度θmを進めるように補
正する。In FIG. 8, when the estimated angle θm is near 0 °, the u phase deviation εu is positive. Therefore, the estimated angle θ
If the deviation ε is positive when m is in this section, it is determined that the estimated angle θm is advanced, and the estimated angle θm is corrected so as to be delayed. On the contrary, if the deviation ε is negative, the estimated angle θm
Is delayed, and the estimated angle θm is corrected so as to be advanced.
【0209】また、図8において、推定角度θm=18
0°付近のとき、u相偏差εuは負である。そのため、
推定角度θmがこの区間にあるとき、偏差εが負であれ
ば推定角度θmが進んでいると判断し、推定角度θmを
遅らすように補正する。反対に、偏差εが正であれば推
定角度θmが遅れていると判断し、推定角度θmを進め
るように補正する。Further, in FIG. 8, the estimated angle θm = 18
At around 0 °, the u phase deviation εu is negative. for that reason,
When the estimated angle θm is in this section, if the deviation ε is negative, it is determined that the estimated angle θm is advanced, and the estimated angle θm is corrected so as to be delayed. On the contrary, if the deviation ε is positive, it is determined that the estimated angle θm is delayed, and the estimated angle θm is corrected so as to be advanced.
【0210】次に、誘起電圧値の振幅と誘起電圧基準値
の振幅(誘起電圧振幅推定値em)とを一致させる方法
を説明する。すべての相の誘起電圧値(u相誘起電圧値
eu、v相誘起電圧値ev、およびw相誘起電圧値e
w)を求め、振幅を演算し、それを誘起電圧振幅推定値
emとする。Next, a method for matching the amplitude of the induced voltage value and the amplitude of the induced voltage reference value (induced voltage amplitude estimated value em) will be described. Induced voltage values of all phases (u-phase induced voltage value eu, v-phase induced voltage value ev, and w-phase induced voltage value e
w) is calculated, the amplitude is calculated, and this is used as the induced voltage amplitude estimated value em.
【0211】以上のように動作させることにより、推定
角度θmと誘起電圧振幅推定値emとを補正し、誘起電
圧値と誘起電圧基準値とを一致させることで、角度を推
定する。By operating as described above, the angle is estimated by correcting the estimated angle θm and the induced voltage amplitude estimated value em, and making the induced voltage value and the induced voltage reference value coincide with each other.
【0212】さらに、実施例1において、偏差を用いて
推定角度θmを補正するときのゲインとリミットとを推
定速度ωmにより変化させることで、制御を安定化させ
る。また、実施例1において、補償量αだけ誘起電圧基
準値esmの位相を変化させることにより、角度推定の
精度をさらに向上させる。Further, in the first embodiment, the control is stabilized by changing the gain and the limit for correcting the estimated angle θm using the deviation according to the estimated speed ωm. Further, in the first embodiment, the phase of the induced voltage reference value esm is changed by the compensation amount α to further improve the accuracy of angle estimation.
【0213】では、角度推定部70の動作の詳細を説明
する。角度推定部70は、ある設定された周期(角度推
定周期:ΔT)ごとに起動され、相電圧値作成部71、
誘起電圧値演算部72、推定相選択部73、誘起電圧選
択値選択部74、誘起電圧基準値作成部75、偏差作成
部76、ゲインリミット作成部77、角度速度補正部7
8、誘起電圧振幅演算値作成部81、誘起電圧振幅推定
値変更部82の順に下記の動作をさせ、推定角度θmと
推定速度ωmとを作成する。また、電流制御部50、補
償量作成部60、角度推定部70の順に動作させ、角度
推定周期ΔTと電流制御周期とを同一とする。The operation of the angle estimating section 70 will be described in detail. The angle estimation unit 70 is activated at every set cycle (angle estimation cycle: ΔT), and the phase voltage value creation unit 71,
Induction voltage value calculation unit 72, estimated phase selection unit 73, induction voltage selection value selection unit 74, induction voltage reference value creation unit 75, deviation creation unit 76, gain limit creation unit 77, angular velocity correction unit 7
8, the induced voltage amplitude calculation value creation unit 81 and the induced voltage amplitude estimated value change unit 82 perform the following operations in this order to create the estimated angle θm and the estimated speed ωm. Further, the current control unit 50, the compensation amount creation unit 60, and the angle estimation unit 70 are operated in this order, and the angle estimation cycle ΔT and the current control cycle are made the same.
【0214】角度推定周期ΔTは、モータの構造に依存
せず、マイコンの処理能力に依存する。本実施例におい
ては、角度推定周期ΔTは67μ秒である。モータのロ
ータの磁極数が4極である本実施例の角度推定周期ΔT
を電気角Δθで表すと、モータ回転数1800rpm
(角速度60π/秒)において、下記の式より、Δθは
1.45度になる。
Δθ=360度×(4極/2)×67μs×(1800
rpm/60s)=1.45度
上記のようにΔTは非常に小さな値であり、リアルタイ
ムに近い角度推定が行われている。従って、従来例のよ
うに、離散サンプリング(電気角60度ごとに角度推定
を行っている。)に基づく応答の遅延(サンプリング周
期の半分の期間の遅延が発生する。)が起きない。この
リアルタイムに近い応答性は、モータの急加速又は急減
速等において、従来例よりも高い追随性を実現する。こ
のように、非常に短い角度推定周期により角度を推定で
きることは、他の全ての実施例において、同様である。The angle estimation cycle ΔT does not depend on the structure of the motor but depends on the processing capability of the microcomputer. In this embodiment, the angle estimation cycle ΔT is 67 μsec. Angle estimation cycle ΔT of the present embodiment in which the number of magnetic poles of the motor rotor is four
Is represented by electrical angle Δθ, the motor rotation speed is 1800 rpm
At an angular velocity of 60π / sec, Δθ becomes 1.45 degrees from the following formula. Δθ = 360 degrees × (4 poles / 2) × 67 μs × (1800
rpm / 60 s) = 1.45 degrees As described above, ΔT is a very small value, and angle estimation near real time is performed. Therefore, unlike the conventional example, the delay of the response (the delay of half the sampling period occurs) based on the discrete sampling (the angle is estimated for every 60 electrical degrees) does not occur. This near real-time responsiveness realizes higher followability than the conventional example in rapid acceleration or rapid deceleration of the motor. As described above, the angle can be estimated with a very short angle estimation period in all the other embodiments.
【0215】相電圧値作成部71は、下記式(23)
(24)(25)のように、相電圧指令値vu*、vv
*、vw*を相電圧値vu、vv、vwとする。The phase voltage value generator 71 uses the following equation (23).
(24) As in (25), the phase voltage command values vu *, vv
*, Vw * are phase voltage values vu, vv, vw.
【0216】 vu = vu* ・・・(23) vv = vv* ・・・(24) vw = vw* ・・・(25)[0216] vu = vu * (23) vv = vv * (24) vw = vw * (25)
【0217】誘起電圧値演算部72は、各相の誘起電圧
値(u相誘起電圧値eu、v相誘起電圧値ev、w相誘
起電圧値ew)を作成する。各相の相電圧方程式を誘起
電圧値について解く。具体的には、下記式(26)(2
7)(28)のようにする。ここで、d/dtは時間微
分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れるdθ/
dtには推定速度ωmを電気角速度に変換したものを用
いる。また、d(iu)/dt、d(iv)/dt、d
(iw)/dtは、1次オイラー近似で求める。なお、
w相電流値iwは式(13)のように、u相電流値iu
とv相電流値ivとの和の符号を変えたものとする。こ
こで、Rはステータ巻線一相あたりの抵抗、laはステ
ータ巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Laはステ
ータ巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、お
よびLasはステータ巻線一相あたりの有効インダクタ
ンスの振幅である。The induced voltage value calculator 72 creates induced voltage values (u-phase induced voltage value eu, v-phase induced voltage value ev, w-phase induced voltage value ew) for each phase. Solve the phase voltage equation for each phase for the induced voltage value. Specifically, the following equations (26) (2
7) Do as in (28). Here, d / dt represents a time derivative, and dθ / which appears in the operation of the derivative regarding the trigonometric function.
A value obtained by converting the estimated velocity ωm into an electrical angular velocity is used as dt. Also, d (iu) / dt, d (iv) / dt, d
(Iw) / dt is obtained by the first-order Euler approximation. In addition,
The w-phase current value iw is represented by the u-phase current value iu as shown in Expression (13).
And the v-phase current value iv are changed in sign. Here, R is the resistance per phase of the stator winding, la is the leakage inductance per phase of the stator winding, La is the average value of the effective inductance per phase of the stator winding, and La is per phase of the stator winding. Is the amplitude of the effective inductance of.
【0218】 eu = vu − R・iu − (la+La)・d(iu)/dt − Las・cos(2θm)・d(iu)/dt − Las・iu・d{cos(2θm)}/dt + 0.5・La・d(iv)/dt − Las・cos(2θm−120°)・d(iv)/dt − Las・iv・d{cos(2θm−120°)}/dt + 0.5・La・d(iw)/dt − Las・cos(2θm+120°)・d(iw)/dt − Las・iw・d{cos(2θm+120°)}/dt ・・・(26) ev = vv − R・iv − (la+La)・d(iv)/dt − Las・cos(2θm+120°)・d(iv)/dt − Las・iv・d{cos(2θm+120°)}/dt + 0.5・La・d(iw)/dt − Las・cos(2θm)・d(iw)/dt − Las・iw・d{cos(2θm)}/dt + 0.5・La・d(iu)/dt − Las・cos(2θm−120°)・d(iu)/dt − Las・iu・d{cos(2θm−120°)}/dt ・・・(27) ew = vw − R・iw − (la+La)・d(iw)/dt − Las・cos(2θm−120°)・d(iw)/dt − Las・iw・d{cos(2θm?120°)}/dt + 0.5・La・d(iu)/dt − Las・cos(2θm+120°)・d(iu)/dt − Las・iu・d{cos(2θm+120°)}/dt + 0.5・La・d(iv)/dt − Las・cos(2θm)・d(iv)/dt − Las・iv・d{cos(2θm)}/dt ・・・(28)[0218] eu = vu -R. Iu -(La + La) * d (iu) / dt − Las · cos (2θm) · d (iu) / dt -Las iu d {cos (2θm)} / dt + 0.5 · La · d (iv) / dt − Las · cos (2θm−120 °) · d (iv) / dt -Las iv d {cos (2θm-120 °)} / dt + 0.5 · La · d (iw) / dt -Las ・ cos (2θm + 120 °) ・ d (iw) / dt -Las · iw · d {cos (2θm + 120 °)} / dt (26) ev = vv -R.iv -(La + La) * d (iv) / dt − Las · cos (2θm + 120 °) · d (iv) / dt − Las · iv · d {cos (2θm + 120 °)} / dt + 0.5 · La · d (iw) / dt -Las ・ cos (2θm) ・ d (iw) / dt -Las · iw · d {cos (2θm)} / dt + 0.5 · La · d (iu) / dt − Las · cos (2θm−120 °) · d (iu) / dt -Las iu d (cos (2θm-120 °)) / dt (27) ew = vw -R iw -(La + La) d (iw) / dt − Las · cos (2θm−120 °) · d (iw) / dt -Las · iw · d {cos (2θm? 120 °)} / dt + 0.5 · La · d (iu) / dt − Las · cos (2θm + 120 °) · d (iu) / dt -Las iu d {cos (2θm + 120 °)} / dt + 0.5 · La · d (iv) / dt -Las * cos (2 [Theta] m) * d (iv) / dt -Las iv d {cos (2θm)} / dt (28)
【0219】推定相選択部73は、偏差の大きさが最も
大きい相を推定に使用する相(推定相)にする。なお、
補償量αも考慮する。下記式(29)のように、(推定
角度θm+補償量α)が0°以上30°未満のとき、推
定相指標ηを0にする。(推定角度θm+補償量α)が
30°以上90°未満のとき、推定相指標ηを1にす
る。……。(推定角度θm+補償量α)が270°以上
330°未満のとき、推定相指標ηを5にする。そし
て、(推定角度θm+補償量α)が330°以上360
°未満のとき、推定相指標ηを0にする。ここで、推定
相指標η=0、3のとき推定相はu相であり、推定相指
標η=1、4のとき推定相はw相であり、推定相指標η
=2、5のとき推定相はv相である。The estimated phase selection unit 73 sets the phase having the largest deviation as the phase used for estimation (estimated phase). In addition,
Also consider the compensation amount α. When the (estimated angle θm + compensation amount α) is 0 ° or more and less than 30 ° as in the following formula (29), the estimated phase index η is set to 0. When (estimated angle θm + compensation amount α) is 30 ° or more and less than 90 °, the estimated phase index η is set to 1. ……. When (estimated angle θm + compensation amount α) is 270 ° or more and less than 330 °, the estimated phase index η is set to 5. Then, (estimated angle θm + compensation amount α) is 330 ° or more and 360
When it is less than °, the estimated phase index η is set to 0. Here, when the estimated phase index η = 0, 3, the estimated phase is the u phase, when the estimated phase index η = 1, 4, the estimated phase is the w phase, and the estimated phase index η
When = 2 and 5, the estimated phase is the v phase.
【0220】 η=0 推定相=u相 ( 0°≦θm+α< 30°のとき) η=1 推定相=w相 ( 30°≦θm+α< 90°のとき) η=2 推定相=v相 ( 90°≦θm+α<150°のとき) η=3 推定相=u相 (150°≦θm+α<210°のとき) η=4 推定相=w相 (210°≦θm+α<270°のとき) η=5 推定相=v相 (270°≦θm+α<330°のとき) η=0 推定相=u相 (330°≦θm+α<360°のとき) ・・・(29)[0220] η = 0 Estimated phase = u phase (when 0 ° ≦ θm + α <30 °) η = 1 Estimated phase = w phase (when 30 ° ≦ θm + α <90 °) η = 2 Estimated phase = v phase (when 90 ° ≦ θm + α <150 °) η = 3 Estimated phase = u phase (when 150 ° ≦ θm + α <210 °) η = 4 Estimated phase = w phase (when 210 ° ≦ θm + α <270 °) η = 5 Estimated phase = v phase (when 270 ° ≦ θm + α <330 °) η = 0 Estimated phase = u phase (when 330 ° ≦ θm + α <360 °) ... (29)
【0221】誘起電圧選択値選択部74は、推定相の誘
起電圧値を誘起電圧選択値esにする。下記式(30)
のように、推定相指標η=0、および3のとき、u相誘
起電圧値euを誘起電圧選択値esにする。また、推定
相指標η=2、および5のとき、v相誘起電圧値evを
誘起電圧選択値esにする。さらに、推定相指標η=
1、および4のとき、w相誘起電圧値ewを誘起電圧選
択値esにする。The induced voltage selection value selection unit 74 sets the estimated phase induced voltage value to the induced voltage selection value es. The following formula (30)
As described above, when the estimated phase index η = 0 and 3, the u-phase induced voltage value eu is set to the induced voltage selection value es. When the estimated phase index η = 2 and 5, the v-phase induced voltage value ev is set to the induced voltage selection value es. Furthermore, the estimated phase index η =
When 1 and 4, the w-phase induced voltage value ew is set to the induced voltage selection value es.
【0222】 es = eu (η=0、3のとき) es = ev (η=2、5のとき) es = ew (η=1、4のとき) ・・・(30)[0222] es = eu (when η = 0, 3) es = ev (when η = 2, 5) es = ew (when η = 1 and 4) ... (30)
【0223】誘起電圧基準値値作成部75は、推定相の
誘起電圧値の基準値である誘起電圧基準値esmを作成
する。下記式(31)のように、推定相η=0、3のと
き、u相の誘起電圧基準値(u相誘起電圧基準値eu
m)を誘起電圧基準値esmにする。また、推定相η=
2、5のとき、v相の誘起電圧基準値(v相誘起電圧基
準値evm)を誘起電圧基準値esmにする。推定相η
=1、4のとき、w相の誘起電圧基準値(w相誘起電圧
基準値ewm)を誘起電圧基準値esmにする。ロータ
の永久磁石に正弦波着磁がなされているとして、各相の
誘起電圧基準値esmは、正弦波とする。The induced voltage reference value generator 75 generates an induced voltage reference value esm which is a reference value for the estimated phase induced voltage value. As shown in the following equation (31), when the estimated phase η = 0 and 3, the u-phase induced voltage reference value (u-phase induced voltage reference value eu
m) to the induced voltage reference value esm. Also, the estimated phase η =
At 2, 5, the v-phase induced voltage reference value (v-phase induced voltage reference value evm) is set to the induced voltage reference value esm. Estimated phase η
When = 1 and 4, the w-phase induced voltage reference value (w-phase induced voltage reference value ewm) is set to the induced voltage reference value esm. Assuming that the permanent magnet of the rotor is magnetized with a sine wave, the induced voltage reference value esm of each phase is a sine wave.
【0224】 esm = eum (η=0、3のとき) esm = evm (η=2、5のとき) esm = ewm (η=1、4のとき) eum = −em・sin(θm+α) evm = −em・sin(θm+α−120°) ewm = −em・sin(θm+α−240°) ・・・(31)[0224] esm = eum (when η = 0, 3) esm = evm (when η = 2, 5) esm = ewm (when η = 1, 4) eum = −em · sin (θm + α) evm = -em * sin ([theta] m + [alpha] -120 [deg.]) ewm = −em · sin (θm + α−240 °) (31)
【0225】偏差作成部76は、誘起電圧選択値esと
誘起電圧基準値esmとの偏差εを作成する。下記式
(32)のように、誘起電圧選択値esから誘起電圧基
準値esmを減算したものを偏差εにする。The deviation creating unit 76 creates a deviation ε between the induced voltage selection value es and the induced voltage reference value esm. The difference ε is obtained by subtracting the induced voltage reference value esm from the induced voltage selection value es as in the following Expression (32).
【0226】 ε = es − esm ・・・(32)[0226] ε = es − esm (32)
【0227】[図9の説明]
ゲインリミット作成部77は、推定速度ωmが大きくな
ると大きくなる比例ゲインκpと積分ゲインκiと比例
リミットζpと積分リミットζiとを作成する。図9
(a)のように、推定速度ωmがある設定された値ω1
より小さいとき比例ゲインκpをある設定された値κp
1にする。また、推定速度ωmがある設定された値ω2
より大きいとき比例ゲインκpをある設定された値κp
2にする。さらに、推定速度ωがω1からω2の範囲に
あるときは、(ω1,κp1)と(ω2,κp2)とで
補間した値を比例ゲインκpにする。また、同様に、図
9(b)(c)(d)のように、積分ゲインκi、比例
リミットζp、および積分リミットζiを作成する。[Explanation of FIG. 9] The gain limit creating unit 77 creates a proportional gain κp, an integral gain κi, a proportional limit ζp, and an integral limit ζi that increase as the estimated speed ωm increases. Figure 9
As in (a), a set value ω1 with an estimated speed ωm
When it is smaller, the proportional gain κp is set to a certain value κp
Set to 1. In addition, a set value ω2 having an estimated speed ωm
When it is larger, the proportional gain κp is set to a certain value κp
Set to 2. Further, when the estimated speed ω is in the range of ω1 to ω2, the value interpolated by (ω1, κp1) and (ω2, κp2) is set as the proportional gain κp. Similarly, the integral gain κi, the proportional limit ζp, and the integral limit ζi are created as shown in FIGS. 9B, 9C, and 9D.
【0228】角度速度補正部78は、偏差εを0に収斂
させるように推定角度θmを補正する。また、推定速度
ωmを作成する。まず、補正する向きを示す補正符号σ
を作成する。下記式(33)のように、推定相指標η=
0、2、4のとき、補正符号σを−1にする。また、推
定相指標η=1、3、5のとき、補正符号σを1にす
る。The angular velocity correction unit 78 corrects the estimated angle θm so that the deviation ε converges to zero. Also, the estimated speed ωm is created. First, a correction code σ indicating the direction of correction
To create. Estimated phase index η =
When 0, 2, and 4, the correction code σ is set to −1. When the estimated phase index η = 1, 3, 5, the correction code σ is set to 1.
【0229】 σ = −1 (η=0、2、4) σ = +1 (η=1、3、5) ・・・(33)[0229] σ = -1 (η = 0, 2, 4) σ = +1 (η = 1, 3, 5) (33)
【0230】次に、角度推定周期毎に推定角度θmをど
れだけ進めるかを示す進み量θmpを作成する。下記式
(34)のように、偏差εに補正符号σを乗じ比例ゲイ
ンkp乗じ、その乗算結果の絶対値が比例リミットζp
を越えないように制限した値を進み量比例項θmppと
する。また、下記式(35)のように、偏差εに補正符
号σを乗じ積分ゲインki乗じ、その乗算結果の絶対値
が積分リミットζpを越えないように制限した値を進み
量積分項θmpiとする。そして、進み量積分項θmp
iを積分した結果と進み量比例項θmppとの加算結果
を進み量θmpとする。Next, the amount of advance θmp indicating how much to advance the estimated angle θm is created for each angle estimation cycle. As in the following formula (34), the deviation ε is multiplied by the correction code σ to be multiplied by the proportional gain kp, and the absolute value of the multiplication result is the proportional limit ζp.
A value limited so as not to exceed is defined as the advance amount proportional term θmpp. Further, as in the following expression (35), the deviation ε is multiplied by the correction code σ and multiplied by the integration gain ki, and a value limited so that the absolute value of the multiplication result does not exceed the integration limit ζp is set as the advance amount integration term θmpi. . Then, the lead amount integral term θmp
The addition result of the result of integrating i and the advance amount proportional term θmpp is taken as the advance amount θmp.
【0231】 θmpp = κp・σ・ε、−ζp ≦ θmpp ≦ ζp・・・(34) θmpi = κi・σ・ε、−ζi ≦ θmpi ≦ ζi・・・(35) θmp = θmpp + Σθmpi ・・・(36)[0231] θmpp = κp · σ · ε, −ζp ≦ θmpp ≦ ζp (34) θmpi = κi · σ · ε, −ζi ≦ θmpi ≦ ζi (35) θmp = θmpp + Σθmpi (36)
【0232】次に、推定角度θmを進み量θmpだけ進
める。下記式(37)のように、進み量θmpを積分し
たものを推定角度θmとする。Next, the estimated angle θm is advanced by the advance amount θmp. The estimated angle θm is obtained by integrating the amount of advance θmp as in the following formula (37).
【0233】 θm = Σθmp ・・・(37)[0233] θm = Σθmp (37)
【0234】そして、進み量θmpに1次ディジタルロ
ーパスフィルタ(LPF)を作用したものを推定速度ω
mとする。具体的には、下記式(38)のようにする。
ここで、ωm(n)は今回の推定速度であり、ωm(n
−1)は前回の推定速度である。また、KTPWは進み
量を速度の単位に変化する係数である。さらに、KLW
はローパスフィルタの係数であり、0から1までの値を
とり、小さくなるほどローパスフィルタの効果が大きく
なる。Then, an estimated speed ω is obtained by applying a first-order digital low-pass filter (LPF) to the advance amount θmp.
m. Specifically, the following expression (38) is used.
Here, ωm (n) is the estimated speed at this time, and ωm (n
-1) is the previous estimated speed. KTPW is a coefficient that changes the amount of advance in units of speed. Furthermore, KLW
Is a coefficient of the low-pass filter, takes a value from 0 to 1, and the smaller the value, the greater the effect of the low-pass filter.
【0235】 ωm(n) = KLW・(KTPW・θmp) + (1−KLW)・ωm(n−1) ・・・(38)[0235] ωm (n) = KLW · (KTPW · θmp) + (1-KLW) · ωm (n-1) (38)
【0236】誘起電圧振幅演算値作成部81は、各相の
誘起電圧値の絶対値を加算した結果に基づき誘起電圧演
算値ecを作成する。下記式(39)のように、u相誘
起電圧値euの絶対値とv相誘起電圧値evの絶対値と
w相誘起電圧値ewの絶対値との加算結果にある設定さ
れた係数KECを乗じたものを誘起電圧演算値ecとす
る。ここで、係数KECは下記式(40)のように与え
られ、各相が正弦波であるとして、各相の絶対値の和を
振幅に変換するために乗算される。なお、θm%60は
推定角度θmを60で除算したときの剰余である。The induced voltage amplitude calculation value creation unit 81 creates the induced voltage calculation value ec based on the result of adding the absolute values of the induced voltage values of the respective phases. The set coefficient KEC in the addition result of the absolute value of the u-phase induced voltage value eu, the absolute value of the v-phase induced voltage value ev, and the absolute value of the w-phase induced voltage value ew is expressed by the following equation (39). The product of the multiplications is the induced voltage calculation value ec. Here, the coefficient KEC is given by the following equation (40), and is multiplied to convert the sum of absolute values of each phase into an amplitude, assuming that each phase is a sine wave. Note that θm% 60 is the remainder when the estimated angle θm is divided by 60.
【0237】 ec = KEC・(|eu|+|ev|+|ew|) ・・・(39) KEC = 0.5/sin{(θm%60)+60°} ・・・(40)[0237] ec = KEC · (| eu | + | ev | + | ew |) (39) KEC = 0.5 / sin {(θm% 60) + 60 °} (40)
【0238】誘起電圧振幅推定値変更部82は、誘起電
圧振幅演算値ecに1次ディジタルローパスフィルタ
(LPF)を作用したものを誘起電圧振幅推定値emと
する。具体的には、下記式(41)のようにする。ここ
で、em(n)は今回の誘起電圧振幅推定値であり、e
m(n−1)は前回の誘起電圧振幅推定値である。ま
た、KLEMはローパスフィルタの係数であり、0から
1までの値をとり、小さくなるほどローパスフィルタの
効果が大きくなる。なお、ローパスフィルタは、誘起電
圧振幅演算値ecと前回の誘起電圧振幅推定値em(n
−1)との誤差(振幅誤差)を求め、これに係数KLE
Mを乗じた結果を前回の誘起電圧振幅推定値em(n−
1)に加えたものを今回の誘起電圧振幅推定値em
(n)とする。このように、ローパスフィルタを用いる
ことで、振幅誤差を算出し、この振幅誤差が小さくなる
ように、誘起電圧振幅推定値em(n)を補正する。The induced voltage amplitude estimated value changing section 82 sets the induced voltage amplitude estimated value em as a value obtained by applying a first-order digital low-pass filter (LPF) to the induced voltage amplitude calculated value ec. Specifically, the following equation (41) is used. Here, em (n) is the estimated value of the induced voltage amplitude this time, and e
m (n-1) is a previous induced voltage amplitude estimated value. KLEM is a coefficient of the low-pass filter and takes a value from 0 to 1, and the smaller the value, the greater the effect of the low-pass filter. The low-pass filter uses the induced voltage amplitude calculation value ec and the previous induced voltage amplitude estimated value em (n
-1) and the error (amplitude error) with
The result of multiplying by M is the previous induced voltage amplitude estimated value em (n-
In addition to 1), this time the induced voltage amplitude estimated value em
(N). Thus, the amplitude error is calculated by using the low-pass filter, and the induced voltage amplitude estimated value em (n) is corrected so that the amplitude error becomes small.
【0239】 em(n) = KLEM・ec + (1−KLEM)・em(n−1) ・・・(41)[0239] em (n) = KLEM.ec + (1-KLEM) .em (n-1) ... (41)
【0240】[図6の説明]
次に、実施例1の特徴の1つである脱調検出部90の動
作を説明する。まず、脱調検出部90の動作の原理を説
明する。IPMSM10は、永久磁石13が配置される
ため、ロータ12が回転すると誘起電圧が発生する。こ
の誘起電圧の振幅は、ロータ12が回転する速度に比例
して大きくなる。ここで、角度推定部70は、この誘起
電圧の振幅を誘起電圧振幅推定値emとして推定してい
る。例えば、ユーザーがパラメータを設定するとき、角
度推定部70で使用するインダクタンスとして誤った値
を入力し、まれに脱調することがある。そして、脱調が
発生したとき、角度推定部70が推定する誘起電圧振幅
推定値emと推定速度ωmとの間に矛盾が生じる。[Description of FIG. 6] Next, the operation of the out-of-step detecting unit 90, which is one of the features of the first embodiment, will be described. First, the principle of operation of the out-of-step detection unit 90 will be described. Since the permanent magnet 13 is arranged in the IPMSM 10, an induced voltage is generated when the rotor 12 rotates. The amplitude of this induced voltage increases in proportion to the speed at which the rotor 12 rotates. Here, the angle estimation unit 70 estimates the amplitude of the induced voltage as the induced voltage amplitude estimated value em. For example, when a user sets a parameter, an incorrect value may be input as the inductance used in the angle estimation unit 70, and step out may occur in rare cases. Then, when the step-out occurs, a contradiction occurs between the estimated electromotive force amplitude value em estimated by the angle estimation unit 70 and the estimated speed ωm.
【0241】脱調検出部90は、この矛盾を検出し、サ
ーボオン信号sv*をLにして、駆動部30における通
電を禁止する。また、実施例1の位置センサレスモータ
制御装置の外部にもサーボオン信号sv*を出力し、上
位CPUやユーザーに知らせる。そして、上位CPUが
再起動などの処理をしたり、ユーザーがパラメータを変
更するなどをし、脱調からの復旧を図る。The step-out detecting section 90 detects this contradiction, sets the servo-on signal sv * to L, and prohibits energization in the driving section 30. Further, the servo-on signal sv * is also output to the outside of the position sensorless motor control device of the first embodiment to notify the upper CPU and the user. Then, the host CPU performs processing such as restarting, or the user changes the parameters to recover from the step-out.
【0242】[図10の説明]
では、脱調検出部90の動作の詳細を説明する。誘起電
圧振幅脱調判断値作成部91は、ロータ12が推定速度
ωmで回転するときに発生すると予測される誘起電圧に
ある幅を持たせた範囲の上限値と下限値とを作成する。
図10は、実施例1における推定速度ωmに対する誘起
電圧振幅上限値eouthと誘起電圧振幅下限値eou
tlの関係図である。図10のように、誘起電圧振幅脱
調判断上限値eouthを、切片がEOUTH0であり
傾きがEOUTH1である推定角度ωmに関する1次関
数とする。また、誘起電圧振幅脱調判断下限値eout
lを、ωm軸との交点がEOUTL0であり傾きがEO
UTL1である推定角度ωmに関する1次関数とする。[Explanation of FIG. 10] The operation of the out-of-step detector 90 will be described in detail. The induced voltage amplitude step-out determination value creation unit 91 creates an upper limit value and a lower limit value of a range in which the induced voltage predicted to occur when the rotor 12 rotates at the estimated speed ωm has a certain range.
FIG. 10 shows the induced voltage amplitude upper limit value south and the induced voltage amplitude lower limit value eou with respect to the estimated speed ωm in the first embodiment.
It is a relationship diagram of tl. As shown in FIG. 10, the induced voltage amplitude out-of-step determination upper limit eouth is a linear function relating to the estimated angle ωm whose intercept is EOUTH0 and whose inclination is EOUTH1. In addition, the induced voltage amplitude step-out determination lower limit value eout
Let l be the intersection point with the ωm axis is EOUTL0 and the slope is EO
It is a linear function relating to the estimated angle ωm which is UTL1.
【0243】脱調判断部92は、誘起電圧振幅推定値e
mが誘起電圧振幅脱調判断上限値eouthと誘起電圧
振幅脱調判断下限値eoutlとで表される範囲外のと
き、脱調と判断する。下記式(42)のように、誘起電
圧振幅推定値emが、誘起電圧振幅脱調判断下限値eo
utlよりも小さいとき、脱調と判断し、サーボオン信
号sv*をLにする。また、誘起電圧振幅推定値em
が、誘起電圧振幅脱調判断上限値eouthよりも大き
いとき、脱調と判断し、サーボオン信号sv*をLにす
る。これら以外のとき、脱調していないと判断し、サー
ボオン信号sv*をHにする。The out-of-step determining unit 92 determines the induced voltage amplitude estimated value e
When m is out of the range represented by the induced voltage amplitude step-out determination upper limit value eouth and the induced voltage amplitude step-out determination lower limit value eoutl, it is determined to be step-out. As shown in the following expression (42), the induced voltage amplitude estimated value em is equal to the induced voltage amplitude step-out determination lower limit value eo.
When it is smaller than utl, it is determined that a step out has occurred, and the servo-on signal sv * is set to L. In addition, the induced voltage amplitude estimated value em
Is larger than the induced voltage amplitude step out determination upper limit value eouth, it is determined to be step out, and the servo-on signal sv * is set to L. In all other cases, it is determined that step out has not occurred, and the servo-on signal sv * is set to H.
【0244】 sv* = L (em < eoutl) sv* = H (eoutl ≦ em ≦ eouth) sv* = L (em > eouth) ・・・(42)[0244] sv * = L (em <eoutl) sv * = H (eoutl ≤ em ≤ south) sv * = L (em> outh) (42)
【0245】以上のように動作させることにより、実施
例1の位置センサレスモータ制御装置は、高分解能で高
精度に角度を推定することができる。また、実施例1の
位置センサレスモータ制御装置は、相電圧が飽和しても
角度を推定することができる。さらに、実施例1の位置
センサレスモータ制御装置は、誘起電圧定数が変化して
も高精度に角度を推定することができる。By operating as described above, the position sensorless motor control device of the first embodiment can estimate the angle with high resolution and high accuracy. Further, the position sensorless motor control device according to the first embodiment can estimate the angle even when the phase voltage is saturated. Further, the position sensorless motor control device of the first embodiment can estimate the angle with high accuracy even if the induced voltage constant changes.
【0246】他の実施例においては、脱調検出部90
は、偏差εが定められた値より大きい場合に、脱調と判
断し、サーボオン信号sv*をLにする。また、偏差ε
が定められた値より小さい場合に、脱調していないと判
断し、サーボオン信号sv*をHにする。この実施例に
おいては、単発的なノイズにより脱調検出部90が誤動
作することを防止するため、偏差εが定められた値より
大きい状態が、定められた時間以上連続する場合、又は
定められた回数以上連続する場合、脱調と判断し、サー
ボオン信号sv*をLにすることが、より好ましい。In another embodiment, out-of-step detector 90
When the deviation ε is larger than a predetermined value, it is determined that the step is out of step and the servo-on signal sv * is set to L. Also, the deviation ε
Is smaller than the predetermined value, it is determined that the step is not out, and the servo-on signal sv * is set to H. In this embodiment, in order to prevent the out-of-step detection unit 90 from malfunctioning due to a single noise, the state in which the deviation ε is larger than a predetermined value continues for a predetermined time or more, or is set to a predetermined value. It is more preferable to determine that the step is out of sync and to set the servo-on signal sv * to L when the number of times is continuous.
【0247】以下、実施例1の位置センサレスモータ制
御装置の効果を説明する。The effects of the position sensorless motor control device of the first embodiment will be described below.
【0248】従来例1の位置センサレスモータ制御装置
は、3相の誘起電圧値を作成し、これらの誘起電圧値に
基づき比較結果を作成し、この比較結果の論理に基づき
矩形波駆動をしていた。そのため、通電相の切り替わり
時に、電流が歪み、トルクリップルが発生していた。The position sensorless motor control device of Conventional Example 1 creates three-phase induced voltage values, creates a comparison result based on these induced voltage values, and drives a rectangular wave based on the logic of this comparison result. It was Therefore, when the energized phase is switched, the current is distorted and the torque ripple is generated.
【0249】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、誘起電圧基準値を作成し、誘起電圧値との差である
偏差εを用いて推定角度θmを補正する。そして、補正
された推定角度θmに基づき正弦波状の相電流指令値i
u*、iv*、iw*を作成し制御することで、正弦波
状の相電流を流す。The position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment creates the induced voltage reference value and corrects the estimated angle θm using the deviation ε which is the difference from the induced voltage value. Then, based on the corrected estimated angle θm, the sinusoidal phase current command value i
By creating and controlling u *, iv *, and iw *, a sinusoidal phase current is passed.
【0250】このように、実施例1の位置センサレスモ
ータ制御装置は、誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏差
εを用いて推定角度θmを作成し、正弦波状の相電流を
流すことで、トルクリップルが低減された位置センサレ
スモータ制御装置を実現する。As described above, the position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment creates the estimated angle θm using the deviation ε between the induced voltage value and the induced voltage reference value, and applies the sinusoidal phase current. A position sensorless motor control device with reduced torque ripple is realized.
【0251】従来例1の位置センサレスモータ制御装置
は、各相の誘起電圧値を演算し、それらの0クロスにお
いて、角度を特定する。すると、角度を検知できるの
は、電気角1回転当たり6回であり、分解能は電気角で
60°である。そのため、この角度を補間し使用する
と、速度が急変したときに応答できない。また、この角
度に基づき速度を作成し速度制御すると、速度制御の応
答性が低い。The position sensorless motor control device of the prior art 1 calculates the induced voltage value of each phase and specifies the angle at the 0 cross thereof. Then, the angle can be detected 6 times per one rotation of the electrical angle, and the resolution is 60 ° in terms of the electrical angle. Therefore, if this angle is interpolated and used, it cannot respond when the speed changes suddenly. Further, if the speed is created based on this angle and the speed is controlled, the response of the speed control is low.
【0252】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、誘起電圧基準値を作成し、誘起電圧値との差である
偏差εを用いて推定角度θmを補正する。この推定角度
θmの補正は、角度推定周期ΔTごとに行われるため、
求められた推定角度θmは分解能が高く精度が高い。ま
た、この推定角度θmに基づき作成された推定速度ωm
も精度が高い。The position sensorless motor control apparatus of the first embodiment creates an induced voltage reference value and corrects the estimated angle θm using the deviation ε which is the difference from the induced voltage value. Since the correction of the estimated angle θm is performed every angle estimation period ΔT,
The obtained estimated angle θm has high resolution and high accuracy. Also, the estimated speed ωm created based on this estimated angle θm
Is also highly accurate.
【0253】このように、実施例1は、角度推定周期Δ
Tごとに偏差εを求め推定角度θmを補正することで、
常に高分解能で高精度な推定角度θmを作成する位置セ
ンサレスモータ制御装置を実現する。As described above, in the first embodiment, the angle estimation cycle Δ
By obtaining the deviation ε for each T and correcting the estimated angle θm,
To realize a position sensorless motor control device that constantly creates an estimated angle θm with high resolution and high accuracy.
【0254】推定相をある特定の1相に固定したときを
考えると、ある特定の角度付近において角度を推定でき
るのみである。例えば、推定相がu相のとき、角度θが
0°と180°付近でのみ角度の推定を実現する。その
ため、他の角度では角度を推定できないため、推定角度
θmの精度が悪くなる。Considering the case where the estimated phase is fixed to one specific phase, the angle can only be estimated in the vicinity of a specific angle. For example, when the estimated phase is the u phase, the angle estimation is realized only when the angle θ is near 0 ° and 180 °. Therefore, since the angle cannot be estimated with other angles, the accuracy of the estimated angle θm deteriorates.
【0255】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、推定角度θmにより、推定に用いる相(推定相)を
切り替える。ここで、この推定相の誘起電圧基準値es
mを作成し、この推定相の誘起電圧値である誘起電圧選
択値esを作成する。そして、誘起電圧基準値esmと
誘起電圧選択値esとの差である偏差εを用いて推定角
度θmを補正する。こうすることで、常に、推定角度θ
mの推定誤差の影響が最も現れる相の偏差εを用いて推
定角度θmを補正する。The position sensorless motor control apparatus of the first embodiment switches the phase used for estimation (estimation phase) according to the estimation angle θm. Here, the induced voltage reference value es of this estimated phase
m is created, and the induced voltage selection value es that is the induced voltage value of this estimated phase is created. Then, the estimated angle θm is corrected using the deviation ε which is the difference between the induced voltage reference value esm and the induced voltage selection value es. By doing this, the estimated angle θ
The estimated angle θm is corrected using the phase deviation ε at which the influence of the estimation error of m is most apparent.
【0256】このように、実施例1は、推定角度θmに
より、推定に用いる相を切り替えることで、常に高精度
な推定角度θmの推定を行う位置センサレスモータ制御
装置を実現する。As described above, the first embodiment realizes a position sensorless motor control device that always estimates the estimated angle θm with high accuracy by switching the phase used for the estimation according to the estimated angle θm.
【0257】従来例2の位置センサレスモータ制御装置
は、ステータ巻線に流れる相電流とステータ巻線間に印
加される電圧とが正弦波状であることを前提とし、d軸
とq軸とで表される回転座標系で制御を行う。したがっ
て、ロータの速度や出力トルクが増大し必要な相電圧が
大きくなると、相電圧が飽和するため、正しく角度を推
定できず、高い角速度や大きな出力トルクを実現できな
かった。The position sensorless motor control device of the conventional example 2 assumes that the phase current flowing in the stator winding and the voltage applied between the stator windings are sinusoidal, and is represented by the d-axis and the q-axis. Control is performed in the rotating coordinate system. Therefore, when the speed and output torque of the rotor increase and the required phase voltage increases, the phase voltage saturates, and therefore the angle cannot be accurately estimated, and high angular velocity and large output torque cannot be realized.
【0258】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、ステータ巻線の各相の相電圧方程式に基づき、誘起
電圧基準値esmを作成し、誘起電圧値との差である偏
差εを用いて推定角度θmを補正する。ステータ巻線の
相電圧方程式は、相電流と相電圧とが正弦波状でなくて
も成り立つため、相電圧が飽和しても推定角度θmを推
定する。The position sensorless motor control apparatus of the first embodiment creates the induced voltage reference value esm based on the phase voltage equation of each phase of the stator winding and estimates it using the deviation ε which is the difference from the induced voltage value. Correct the angle θm. Since the phase voltage equation of the stator winding holds even if the phase current and the phase voltage are not sinusoidal, the estimated angle θm is estimated even if the phase voltage is saturated.
【0259】このように、実施例1は、ステータ巻線の
各相の相電圧方程式に基づき推定角度θmを補正するこ
とで、相電圧が飽和しても推定角度θmを作成し高速や
大きな出力トルクでモータを駆動する位置センサレスモ
ータ制御装置を実現する。As described above, in the first embodiment, the estimated angle θm is corrected based on the phase voltage equation of each phase of the stator winding so that the estimated angle θm is created even when the phase voltage is saturated, and the high speed and large output are obtained. A position sensorless motor control device that drives a motor with torque is realized.
【0260】従来例2の位置センサレスモータ制御装置
は、モータ定数である抵抗値、d軸インダクタンス、q
軸インダクタンス、および誘起電圧定数を電圧方程式に
あてはめ角度の推定を行う。したがって、モータが駆動
されモータの温度が変化すると、永久磁石の磁束量が変
化し、誘起電圧定数が変化するため、正しく角度を推定
できなかった。In the position sensorless motor control device of the second conventional example, the motor constant resistance value, d-axis inductance, q
The shaft inductance and the induced voltage constant are applied to the voltage equation to estimate the angle. Therefore, when the motor is driven and the temperature of the motor changes, the magnetic flux amount of the permanent magnet changes and the induced voltage constant changes, so that the angle cannot be correctly estimated.
【0261】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、各相の誘起電圧値から誘起電圧振幅推定値emを補
正し、この誘起電圧振幅推定値emを用いて誘起電圧基
準値esmを作成し、角度誤差Δθに応じ変化する偏差
εを求め推定角度θを作成する。ここで、速度と誘起電
圧定数とから誘起電圧値を求めずに、各相の相電圧か
ら、誘起電圧以外の成分を差し引くことにより誘起電圧
振幅推定値emを求めるため、誘起電圧定数の変化の影
響を受けない。The position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment corrects the induced voltage amplitude estimated value em from the induced voltage value of each phase and creates the induced voltage reference value esm using this induced voltage amplitude estimated value em. An estimated angle θ is created by obtaining a deviation ε that changes according to the angle error Δθ. Here, the induced voltage amplitude estimated value em is obtained by subtracting components other than the induced voltage from the phase voltage of each phase without obtaining the induced voltage value from the speed and the induced voltage constant. Not affected.
【0262】このように、実施例1は、誘起電圧振幅推
定値emを補正することで、誘電圧定数が変化しても高
精度な推定角度θmを作成する位置センサレスモータ制
御装置を実現する。As described above, the first embodiment realizes a position sensorless motor control device that creates a highly accurate estimated angle θm even if the dielectric pressure constant changes, by correcting the induced voltage amplitude estimated value em.
【0263】脱調を検出しないときを考えると、脱調時
には、位置センサレスモータ制御装置に速度指令を与え
ても、この速度指令とおりにロータ12が回転しない。Considering the case where step-out is not detected, even if a speed command is given to the position sensorless motor control device at the time of step-out, the rotor 12 does not rotate according to this speed command.
【0264】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、ロータ12が推定速度ωmで回転するときに発生す
ると予測される誘起電圧の振幅にある幅を持たせた範囲
の上限値eouthと下限値eoutlとを作成する。
そして、誘起電圧推定値emがこの上限値eouthと
下限値eoutlの範囲外のとき、脱調と判断し、サー
ボオン信号sv*をLにする。すると、駆動部30にお
ける通電が禁止される。また、実施例1の位置センサレ
スモータ制御装置の外部にもサーボオン信号sv*を出
力し、上位CPUによる再起動やユーザーによるパラメ
ータの再設定を求めるなどをする。The position sensorless motor control apparatus of the first embodiment has an upper limit value eouth and a lower limit value eoutl of a range in which the amplitude of the induced voltage predicted to occur when the rotor 12 rotates at the estimated speed ωm has a certain width. And create.
Then, when the estimated value em of the induced voltage em is outside the range between the upper limit value south and the lower limit value eoutl, it is determined that the step is out of step, and the servo-on signal sv * is set to L. Then, the energization of the drive unit 30 is prohibited. Further, the servo-on signal sv * is also output to the outside of the position sensorless motor control device of the first embodiment so that the host CPU can be restarted or parameters can be reset by the user.
【0265】このように、実施例1は、推定速度ωmと
誘起電圧振幅推定値emとの矛盾を検知することで、脱
調を検知する位置センサレスモータ制御装置を実現す
る。As described above, the first embodiment realizes the position sensorless motor control device for detecting step-out by detecting the contradiction between the estimated speed ωm and the induced voltage amplitude estimated value em.
【0266】角度推定のゲインが一定であるときを考え
ると、ロータの回転する速度により実効的なゲインが変
化する。偏差εの大きさが同一であれば、進み量θpを
変化させる量は同一である。ここで、高速時と比較し
て、低速時において、角度推定周期ΔTごとに進む角度
(進み量θp)が小さい。そのため、低速時において、
進み量θpに対して進み量θpを変化させる割合が大き
くなる。すると、低速時において最適なゲインに設定す
ると、高速時でのゲインは小さなものとなり、高速時に
おいて最適なゲインに設定すると、低速時でのゲインは
大きなものとなる。したがって、低速から高速まで最適
なゲインとならず、角度推定が不安定となることがあ
る。Considering a case where the angle estimation gain is constant, the effective gain changes depending on the rotation speed of the rotor. If the magnitude of the deviation ε is the same, the amount by which the advance amount θp is changed is the same. Here, the angle (advance amount θp) advanced at each angle estimation cycle ΔT is smaller at low speed than at high speed. Therefore, at low speed,
The rate of changing the advance amount θp with respect to the advance amount θp becomes large. Then, when the optimum gain is set at the low speed, the gain at the high speed becomes small, and when the optimum gain is set at the high speed, the gain at the low speed becomes large. Therefore, the gain may not be optimal from low speed to high speed, and the angle estimation may become unstable.
【0267】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、推定速度ωmが大きくなると比例ゲインκpと積分
ゲインκiとを大きくする。そして、低速から高速まで
最適なゲインを保つ。The position sensorless motor control apparatus of the first embodiment increases the proportional gain κp and the integral gain κi when the estimated speed ωm increases. And the optimum gain is maintained from low speed to high speed.
【0268】このように、実施例1は、速度により角度
推定のゲインを変化させることで、低速から高速まで安
定に角度推定する位置センサレスモータ制御装置を実現
する。As described above, the first embodiment realizes the position sensorless motor control device for stably estimating the angle from low speed to high speed by changing the gain of the angle estimation depending on the speed.
【0269】また、角度推定のリミットに関しても同様
である。実施例1は、速度により角度推定のリミットを
変化させることで、低速から高速まで安定に角度推定す
る位置センサレスモータ制御装置を実現する。The same applies to the limit of angle estimation. The first embodiment realizes a position sensorless motor control device that stably estimates an angle from low speed to high speed by changing the limit of angle estimation depending on the speed.
【0270】補償量αを使用しないときを考える。補償
量αを使用しないときの角度推定部70は、精度のよい
推定角度θmを作成するが、多少誤差が含まれる。Consider a case where the compensation amount α is not used. The angle estimator 70 when the compensation amount α is not used creates an accurate estimated angle θm, but some errors are included.
【0271】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、この誤差をあらかじめ実験などで求めテーブル化
し、角度推定θmを補償する量を示す補償量αを作成す
る。そして、この補償量αを推定角度θmに加算した角
度に基づき誘起電圧基準値esmを作成することで角度
推定の誤差を補償する。The position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment obtains this error in advance through experiments or the like and creates a table to create a compensation amount α indicating the amount of compensation for the angle estimation θm. Then, the induced voltage reference value esm is created based on the angle obtained by adding the compensation amount α to the estimated angle θm, thereby compensating for the error in the angle estimation.
【0272】このように、実施例1は、補償量αにより
角度推定の誤差を補償し、さらに精度のよく角度を推定
する位置センサレスモータ制御装置を実現する。As described above, the first embodiment realizes the position sensorless motor control device that compensates the angle estimation error by the compensation amount α and estimates the angle with higher accuracy.
【0273】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、逆転指令時のとき、u相電流値iuとv相電流値i
vとを交換し、u相電圧指令値vu*とv相電圧指令値
vv*とを交換する。こうすることで、u相のステータ
巻線11uとv相のステータ巻線11vとの接続を変更
したことと同様の作用があるため、簡単なソフトの変更
のみで逆転を実現する。In the position sensorless motor control device of the first embodiment, when the reverse rotation command is issued, the u-phase current value iu and the v-phase current value i.
v is exchanged, and the u-phase voltage command value vu * and the v-phase voltage command value vv * are exchanged. This has the same effect as changing the connection between the u-phase stator winding 11u and the v-phase stator winding 11v, so that the reverse rotation can be realized only by a simple software change.
【0274】このように、実施例1は、逆転指令時に相
電流値同士を交換し相電圧指令値同士を交換すること
で、簡単なソフトの変更のみで容易にロータを逆転させ
る位置センサレスモータ制御装置を実現する。As described above, in the first embodiment, by exchanging the phase current values and the phase voltage command values at the time of the reverse rotation command, the position sensorless motor control in which the rotor is easily rotated in the reverse direction with only a simple software change. Realize the device.
【0275】《実施例2》
次に、本発明の実施例2における位置センサレスモータ
制御装置を説明する。実施例1の位置センサレスモータ
制御装置は、電流制御部50で作成される相電圧指令値
vu*、vv*、vw*から相電圧値vu、vv、vw
を作成した。実施例2の位置センサレスモータ制御装置
は、電圧センサを付加し相電圧を直接検知するものであ
る。そして、高分解能で高精度な角度の推定を実現し、
相電圧が飽和しても角度の推定を実現し、かつ、誘起電
圧定数が変化しても高精度な角度の推定を実現する。Second Embodiment Next, a position sensorless motor control device according to a second embodiment of the present invention will be described. The position sensorless motor control device of the first embodiment uses the phase voltage command values vu *, vv *, vw * created by the current control unit 50 to calculate the phase voltage values vu, vv, vw.
It was created. The position sensorless motor control apparatus according to the second embodiment adds a voltage sensor to directly detect the phase voltage. And, we realize highly accurate angle estimation with high resolution,
Even if the phase voltage is saturated, the angle can be estimated, and even if the induced voltage constant changes, the angle can be estimated with high accuracy.
【0276】まず、実施例2の位置センサレスモータ制
御装置の構成を説明する。図11は、実施例2における
位置センサレスモータ制御装置の構成を示すブロック図
である。また、図12は、実施例2における角度推定部
の構成を示すブロック図である。
[図11の説明]
実施例2の位置センサレスモータ制御装置は、実施例1
の位置センサモータ制御装置と比較して、ステータ巻線
11u、11v、11wの端子電圧をそれぞれ検知しア
ナログu相電圧値vua、アナログv相電圧値vva、
アナログw相電圧値vwaを出力する電圧センサ223
u、223v、223wが付加される。また、マイコン
222の構成が実施例1と異なる。また、このマイコン
222の中の電流制御部250と角度推定部270とが
実施例1と異なる。また、この角度推定部270の中の
相電圧値作成部271が実施例1と異なる。入出力に関
して実施例1と異なることは、電流制御部250が相電
圧指令値vu*、vv*、vw*を出力しないことと、
角度推定部270が相電圧指令値vu*、vv*、vw
*の代わりにアナログ相電圧値vua、vva、vwa
を入力することである。First, the configuration of the position sensorless motor control device of the second embodiment will be described. FIG. 11 is a block diagram illustrating the configuration of the position sensorless motor control device according to the second embodiment. In addition, FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of an angle estimation unit according to the second embodiment. [Explanation of FIG. 11] The position sensorless motor control device of the second embodiment is the same as that of the first embodiment.
Compared with the position sensor motor control device of No. 1, the terminal voltages of the stator windings 11u, 11v, and 11w are detected, and the analog u-phase voltage value vua, the analog v-phase voltage value vva,
Voltage sensor 223 that outputs analog w-phase voltage value vwa
u, 223v, and 223w are added. The configuration of the microcomputer 222 is different from that of the first embodiment. Further, the current control unit 250 and the angle estimation unit 270 in the microcomputer 222 are different from those in the first embodiment. Further, the phase voltage value creation unit 271 in the angle estimation unit 270 is different from that of the first embodiment. Regarding the input / output, the difference from the first embodiment is that the current control unit 250 does not output the phase voltage command values vu *, vv *, vw *.
The angle estimation unit 270 determines the phase voltage command values vu *, vv *, vw.
Analog phase voltage values vua, vva, vwa instead of *
Is to enter.
【0277】その他の構成は、実施例1と同様であり、
同一の符号を付け説明を省略する。The other structure is the same as that of the first embodiment.
The same reference numerals are given and the description is omitted.
【0278】次に、実施例2の位置センサレスモータ制
御装置の動作を説明する。Next, the operation of the position sensorless motor control device of the second embodiment will be described.
【0279】電圧センサ223u、223v、223w
は、それぞれステータ巻線11u、11v、11wに印
加される電圧を検知し、アナログu相電圧値vua、ア
ナログv相電圧値vva、アナログw相電圧値vwaを
作成する。これらのアナログ相電圧値には、適当なロー
パスフィルタが作用される。Voltage sensors 223u, 223v, 223w
Detects the voltages applied to the stator windings 11u, 11v, and 11w, respectively, and creates an analog u-phase voltage value vua, an analog v-phase voltage value vva, and an analog w-phase voltage value vwa. A suitable low-pass filter acts on these analog phase voltage values.
【0280】[図12の説明]
相電圧値作成部271は、アナログ・ディジタル・コン
バータから構成され、それぞれアナログ値であるアナロ
グu相電圧値vua、アナログv相電圧値vva、アナ
ログw相電圧値vwaをデジタル値であるu相電圧値v
u、v相電圧値vv、w相電流値vwにアナログ/ディ
ジタル変換する。[Explanation of FIG. 12] The phase voltage value creating section 271 is composed of an analog-digital converter, and has analog values of an analog u-phase voltage value vua, an analog v-phase voltage value vva, and an analog w-phase voltage value, respectively. vwa is the u-phase voltage value v which is a digital value
Analog / digital conversion is performed into u- and v-phase voltage values vv and w-phase current values vw.
【0281】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、相電圧指令値vu*、vv*、vw*から相電圧値
vu、vv、vwを作成した。実施例2の位置センサレ
スモータ制御装置のように、電圧センサを付加し相電圧
を直接検知しても、実施例1と同様の作用を得られるた
め、実施例1と同様の効果を得る。The position sensorless motor controller of the first embodiment creates the phase voltage values vu, vv, vw from the phase voltage command values vu *, vv *, vw *. Even if a voltage sensor is added and the phase voltage is directly detected as in the position sensorless motor control device of the second embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained, so that the same effect as that of the first embodiment is obtained.
【0282】また、実施例2は、電圧センサ223u、
223v、223wを付加しステータ巻線11u、11
v、11wの電圧を直接検知するすることで、相電圧値
vu、vv、vwの精度を上げ、推定角度θmの推定精
度がさらに高い位置センサレスモータ制御装置を実現す
る。In the second embodiment, the voltage sensor 223u,
223v and 223w are added and stator windings 11u and 11
By directly detecting the voltages v and 11w, the accuracy of the phase voltage values vu, vv, and vw is increased, and a position sensorless motor control device with a higher estimated accuracy of the estimated angle θm is realized.
【0283】《実施例3》
[図13の説明]
次に、本発明の実施例3における位置センサレスモータ
制御装置について説明する。実施例1の位置センサレス
モータ制御装置は、3相の相電流指令値iu*、iv
*、iw*を作成し、この相電流指令値iu*、iv
*、iw*とおりにステータ巻線11u、11v、11
wに電流が流れるように電流制御した。実施例3の位置
センサレスモータ制御装置は、相電流を推定角度θmに
よる回転座標系であるγδ軸上のγ軸電流値iγ、δ軸
電流値iδに変換し、これらがそれぞれγ軸電流指令値
iγ*、δ軸電流指令値iδ*とおりになるように電流
制御する。そして、ステータ巻線に流れる電流とステー
タ巻線に印加される電圧とに基づき、高分解能で高精度
な角度の推定を実現し、かつ、相電圧が飽和しても角度
の推定を実現する。Third Embodiment [Explanation of FIG. 13] Next, a position sensorless motor control device according to a third embodiment of the present invention will be described. The position sensorless motor control device according to the first embodiment has three phase current command values iu *, iv.
*, Iw * are created and this phase current command value iu *, iv
*, Iw * as per stator winding 11u, 11v, 11
The current was controlled so that a current would flow in w. The position sensorless motor control device according to the third embodiment converts the phase current into the γ-axis current value iγ and the δ-axis current value iδ on the γδ axis which is the rotational coordinate system based on the estimated angle θm, and these are respectively the γ-axis current command values. The current is controlled so that iγ * and the δ-axis current command value iδ * are obtained. Then, based on the current flowing in the stator winding and the voltage applied to the stator winding, it is possible to estimate the angle with high resolution and high accuracy, and also to estimate the angle even when the phase voltage is saturated.
【0284】まず、実施例3の位置センサレスモータ制
御装置の構成を説明する。図13は、実施例3の位置セ
ンサレスモータ制御装置の構成を示すブロック図であ
る。マイコン322のみが実施例1と異なる。また、こ
のマイコン322の中の電流制御部350が実施例1と
異なる。その他の構成は実施例1と同様であり、実施例
1と同様の構成には同一の符号を付け説明を省略する。First, the configuration of the position sensorless motor control device of the third embodiment will be described. FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the position sensorless motor control device according to the third embodiment. Only the microcomputer 322 is different from the first embodiment. Further, the current control unit 350 in the microcomputer 322 is different from that of the first embodiment. Other configurations are similar to those of the first embodiment, and the same configurations as those of the first embodiment are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
【0285】[図14の説明]
電流制御部350は、アナログu相電流値iuaとアナ
ログv相電流値ivaと回転方向指令ωdir*とγ軸
電流指令値iγ*とδ軸電流指令値iδ*と推定角度θ
mと推定速度ωmとを入力しu相電流値iuとv相電流
値ivとu相電圧指令値vu*とv相電圧指令値vv*
とw相電圧指令値vw*とスイッチング指令信号gu
h、gul、gvh、gvl、gwh、gwlとを出力
する。[Explanation of FIG. 14] The current control unit 350 has the analog u-phase current value iua, the analog v-phase current value iva, the rotation direction command ωdir *, the γ-axis current command value iγ *, and the δ-axis current command value iδ *. And the estimated angle θ
By inputting m and the estimated speed ωm, the u-phase current value iu, the v-phase current value iv, the u-phase voltage command value vu *, and the v-phase voltage command value vv *
And w-phase voltage command value vw * and switching command signal gu
It outputs h, gul, gvh, gvl, gwh, and gwl.
【0286】電流制御部350は、アナログu相電流値
iuaを入力し交換前u相電流値iu1を出力するAD
C51uと、アナログv相電流値ivaを入力し交換前
v相電流値iv1を出力するADC51vと、交換前u
相電流値iu1と交換前v相電流値iv1と回転方向指
令ωdir*を入力しu相電流値iuとv相電流値iv
とを出力する相電流値交換部52と、u相電流値iuと
v相電流値ivと推定角度θmとを入力しγ軸電流値i
γとδ軸電流値iδとを出力する三相二相変換部353
と、γ軸電流値iγとδ軸電流値iδとγ軸電流指令値
iγ*とδ軸電流指令値iδ*と推定速度ωmとを入力
しγ軸電圧指令値vγ*とδ軸電圧指令値vδ*とを出
力する電圧指令値作成部354と、γ軸電圧指令値vγ
*とδ軸電圧指令値vδ*と推定角度θmとを入力しu
相電圧指令値vu*とv相電圧指令値vv*とw相電圧
指令値vw*とを出力する二相三相変換部355と、u
相電圧指令値vu*とv相電圧指令値vv*とw相電圧
指令値vw*と回転方向指令ωdir*を入力し交換後
u相電圧指令値vu*1と交換後v相電圧指令値vv*
1と交換後w相電圧指令値vw*1とを出力する相電圧
指令値交換部56と、交換後u相電圧指令値vu*1と
交換後v相電圧指令値vv*1と交換後w相電圧指令値
vw*1とを入力しスイッチング指令信号guh、gu
l、gvh、gvl、gwh、gwlを出力するPWM
制御器57とから構成される。The current control unit 350 inputs the analog u-phase current value iua and outputs the AD before-exchange u-phase current value iu1.
C51u, ADC 51v that inputs the analog v-phase current value iva and outputs the pre-replacement v-phase current value iv1, and pre-replacement u
Input the phase current value iu1, the v-phase current value iv1 before replacement, and the rotation direction command ωdir * to input the u-phase current value iu and the v-phase current value iv.
And the u-phase current value iu, the v-phase current value iv, and the estimated angle θm are input, and the γ-axis current value i is input.
Three-phase / two-phase conversion unit 353 that outputs γ and δ-axis current value iδ
, Γ-axis current value iγ, δ-axis current value iδ, γ-axis current command value iγ *, δ-axis current command value iδ *, and estimated speed ωm, and input γ-axis voltage command value vγ * and δ-axis voltage command value. a voltage command value creation unit 354 that outputs vδ *, and a γ-axis voltage command value vγ
*, The δ-axis voltage command value vδ *, and the estimated angle θm are input and u
A two-phase / three-phase conversion unit 355 that outputs the phase voltage command value vu *, the v-phase voltage command value vv *, and the w-phase voltage command value vw *;
The phase voltage command value vu *, the v phase voltage command value vv *, the w phase voltage command value vw *, and the rotation direction command ωdir * are input, and the u phase voltage command value vu * 1 after replacement and the v phase voltage command value vv after replacement are input. *
1 and the w phase voltage command value vw * 1 after replacement, the phase voltage command value exchanging unit 56, the u phase voltage command value vu * 1 after replacement, the v phase voltage command value vv * 1 after replacement, and the w after replacement Input the phase voltage command value vw * 1 and the switching command signals guh, gu
PWM that outputs l, gvh, gvl, gwh, gwl
And a controller 57.
【0287】次に、実施例3の位置センサレスモータ制
御装置の動作を説明する。電流制御部350の動作のみ
が実施例1と異なる。その他の構成の動作は実施例1と
同様であり、説明を省略する。Next, the operation of the position sensorless motor control device of the third embodiment will be described. Only the operation of the current controller 350 differs from that of the first embodiment. The operation of other configurations is the same as that of the first embodiment, and the description thereof is omitted.
【0288】電流制御部350は、ある設定された時間
(電流制御周期)ごとに起動され、ADC51u、51
v、相電流値交換部52、三相二相変換部353、電圧
指令値作成部354、二相三相変換部355、相電圧指
令値交換部56、PWM制御器57の順に下記の動作を
し、γ軸電流指令値iγ*、およびδ軸電流指令値iδ
*とおりにステータ巻線11u、11v、11wに電流
が流れるようにスイッチング信号guh、gul、gv
h、gvl、gwh、gwlを制御する。The current control unit 350 is activated at every set time (current control cycle), and the ADCs 51u, 51c are activated.
v, the phase current value exchanging unit 52, the three-phase / two-phase converting unit 353, the voltage command value creating unit 354, the two-phase / three-phase converting unit 355, the phase voltage command value exchanging unit 56, and the PWM controller 57 in the following order. Then, the γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ
* Switching signals guh, guul, gv so that current flows through the stator windings 11u, 11v, 11w as shown.
Control h, gvl, gwh, gwl.
【0289】ADC51u、51vは、および、相電流
値交換部52は、実施例1と同様であり説明を省略す
る。The ADCs 51u and 51v and the phase current value exchanging unit 52 are the same as those in the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
【0290】三相二相変換部353は、ステータ巻線1
1u、11v、11wに流れる電流を示す電流値を推定
角度θmによる回転座標系であるγδ軸上のγ軸電流値
iγとδ軸電流値iδに変換する。また、後述の二相三
相変換部355は、ステータ巻線11u、11v、11
wに印加する電圧について三相二相変換部353で行わ
れる変換の逆変換を行う。具体的には、三相二相変換部
353は、下記式(43)、(44)のようにγ軸電流
値iγとδ軸電流値iδとを作成する。The three-phase / two-phase conversion portion 353 is used for the stator winding 1
The current value indicating the current flowing through 1u, 11v, and 11w is converted into a γ-axis current value iγ and a δ-axis current value iδ on the γδ axis that is the rotation coordinate system based on the estimated angle θm. Further, the two-phase / three-phase conversion unit 355, which will be described later, includes
The voltage applied to w is inversely converted from the conversion performed by the three-phase / two-phase conversion unit 353. Specifically, the three-phase / two-phase conversion unit 353 creates the γ-axis current value iγ and the δ-axis current value iδ as in the following equations (43) and (44).
【0291】 iγ={√(2)}・{iu・sin(θm+60°)+iv・sinθm} ・・・(43) iδ={√(2)}・{iu・cos(θm+60°)+iv・cosθm} ・・・(44)[0291] iγ = {√ (2)} · {iu · sin (θm + 60 °) + iv · sinθm} ... (43) iδ = {√ (2)} · {iu · cos (θm + 60 °) + iv · cosθm} ... (44)
【0292】電圧指令値作成部354は、γ軸電流値i
γがγ軸電流指令値iγ*とおりになるように比例積分
制御(PI制御)と非干渉制御とを用いてγ軸電圧指令
値vγ*を制御する。また、δ軸電流値iδがδ軸電流
指令値iδ*とおりになるように比例積分制御(PI制
御)と非干渉制御とを用いてδ軸電圧指令値vδ*を制
御する。The voltage command value generator 354 determines that the γ-axis current value i
The γ-axis voltage command value vγ * is controlled using proportional-plus-integral control (PI control) and non-interference control so that γ becomes as the γ-axis current command value iγ *. Further, the δ-axis voltage command value vδ * is controlled by using proportional-plus-integral control (PI control) and non-interference control so that the δ-axis current value iδ becomes equal to the δ-axis current command value iδ *.
【0293】下記式(45)のように、γ軸電流指令値
iγ*とγ軸電流値iγの差を比例ゲインKPD、およ
び積分ゲインKIDで比例積分制御した結果に、ステー
タ巻線一相あたりの抵抗Rにγ軸電流指令値iγ*を乗
じた結果を加算し、角速度ωeにq軸インダクタンスL
qを乗じさらにδ軸電流指令値iδ*を乗じた結果を減
算したものをγ軸電圧指令値vγ*とする。ここで、角
速度ωeは推定速度ωmから計算される。As shown in the following equation (45), the difference between the γ-axis current command value iγ * and the γ-axis current value iγ is proportional-integrally controlled by the proportional gain KPD and the integral gain KID. The result obtained by multiplying the resistance R of γ-axis current command value iγ * is added, and the angular velocity ωe is added to the q-axis inductance L.
The product of q and the product of the δ-axis current command value iδ * is subtracted to obtain a γ-axis voltage command value vγ *. Here, the angular velocity ωe is calculated from the estimated velocity ωm.
【0294】 vγ* =KPD・(iγ*−iγ)+KID・Σ(iγ*−iγ) +R・iγ*−ωe・Lq・iδ* ・・・(45)[0294] vγ * = KPD · (iγ * −iγ) + KID · Σ (iγ * −iγ) + R · iγ * -ωe · Lq · iδ * (45)
【0295】また、下記式(46)のように、δ軸電流
指令値iδ*とδ軸電流値iδの差を比例ゲインKP
Q、および積分ゲインKIQで比例積分制御した結果
に、相抵抗Rにδ軸電流指令値iδ*を乗じた結果を加
算し、角速度ωeにd軸インダクタンスLdを乗じさら
にγ軸電流指令値iγ*を乗じた結果を加算し、角速度
ωeに永久磁石13によるdq軸巻線鎖交磁束実効値ψ
を乗じた結果を加算したものをδ軸電圧指令値vδ*と
する。Further, the difference between the δ-axis current command value iδ * and the δ-axis current value iδ is calculated by the proportional gain KP as shown in the following equation (46).
The result of multiplying the phase resistance R by the δ-axis current command value iδ * is added to the result of the proportional-plus-integral control with Q and the integral gain KIQ, and the angular velocity ωe is multiplied by the d-axis inductance Ld and further the γ-axis current command value iγ *. The result obtained by multiplying by is added, and the angular velocity ωe is multiplied by the dq-axis winding flux linkage effective value ψ by the permanent magnet 13.
The sum of the results obtained by multiplying by is defined as the δ-axis voltage command value vδ *.
【0296】 vδ* = KPQ・(iδ*−iδ)+KIQ・Σ(iδ*−iδ) +R・iδ*+ωe・Ld・iγ*+ωe・ψ ・・・(46)[0296] vδ * = KPQ · (iδ * −iδ) + KIQ · Σ (iδ * −iδ) + R · iδ * + ωe · Ld · iγ * + ωe · ψ (46)
【0297】二相三相変換部355は、推定角度θmに
よる回転座標系であるγδ軸上のγ軸電圧指令値vγ*
とδ軸電圧指令値vδ*とを静止座標系に変換し、ステ
ータ巻線11u、11v、11wに印加するu相電圧指
令値vu*とv相電圧指令値vv*とw相電圧指令値v
w*とを作成する。具体的には、下記式(47)、(4
8)、(49)のようにする。ただし、駆動部30が電
源31の電圧よりも大きな電圧をステータ巻線11u、
11v、11wに印加することができないため、式(1
5)(17)(19)のようなリミットを設ける。The two-phase / three-phase conversion portion 355 has a γ-axis voltage command value vγ * on the γδ-axis which is a rotational coordinate system based on the estimated angle θm.
And the δ-axis voltage command value vδ * are converted into a static coordinate system, and applied to the stator windings 11u, 11v, 11w, the u-phase voltage command value vu *, the v-phase voltage command value vv *, and the w-phase voltage command value v.
Create w * and. Specifically, the following formulas (47) and (4
Follow steps 8) and (49). However, the drive unit 30 applies a voltage larger than the voltage of the power supply 31 to the stator winding 11u,
Since it cannot be applied to 11v and 11w, the formula (1
5) Set limits such as (17) and (19).
【0298】 vu* = {√(2/3)}・{vγ*・cosθm −vδ*・sinθm} ・・・(47) vv* = {√(2/3)}・{vγ*・cos(θm−120°) −vδ*・sin(θm−120°)} ・・・(48) vw* = {√(2/3)}・{vγ*・cos(θm+120°) −vδ*・sin(θm+120°)} ・・・(49)[0298] vu * = {√ (2/3)} · {vγ * · cos θm −vδ * · sin θm} ... (47) vv * = {√ (2/3)} · {vγ * · cos (θm−120 °) −vδ * · sin (θm−120 °)} ... (48) vw * = {√ (2/3)} · {vγ * · cos (θm + 120 °) −vδ * · sin (θm + 120 °)} ... (49)
【0299】相電圧指令値交換部56、およびPWM制
御器57は、実施例1と同様の動作をするため、その動
作の説明を省略する。Since the phase voltage command value exchanging section 56 and the PWM controller 57 operate in the same manner as in the first embodiment, the description of the operation will be omitted.
【0300】その他の構成の動作は実施例1と同様であ
り説明を省略する。The operation of other configurations is the same as that of the first embodiment, and the explanation is omitted.
【0301】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、3相の相電流指令値iu*、iv*、iw*を作成
し、電流制御した。実施例3の位置センサレスモータ制
御装置のように、推定角度θmによる回転座標系である
γδ軸上で電流制御しても、実施例1と同様の作用をす
るため、実施例1と同様な効果を持つ。The position sensorless motor control device of the first embodiment created the phase current command values iu *, iv *, iw * for the three phases and controlled the current. Like the position sensorless motor control device of the third embodiment, even if current control is performed on the γδ axis that is the rotational coordinate system based on the estimated angle θm, the same operation as that of the first embodiment is performed, and thus the same effect as that of the first embodiment is obtained. have.
【0302】《実施例4》
次に、本発明の実施例4における位置センサレスモータ
制御装置について説明する。実施例1の位置センサレス
モータ制御装置は、厳密な相電圧方程式を用いて誘起電
圧値を求めた。実施例4の位置センサレスモータ制御装
置は、簡略化した相電圧方程式を用いて誘起電圧値を求
めるものであり、角度推定の演算時間の短縮を実現す
る。Fourth Embodiment Next, a position sensorless motor control device according to a fourth embodiment of the present invention will be described. The position sensorless motor control device according to the first embodiment obtains the induced voltage value using the strict phase voltage equation. The position sensorless motor control device according to the fourth embodiment obtains an induced voltage value using a simplified phase voltage equation, and realizes a reduction in the calculation time for angle estimation.
【0303】[図15の説明]
まず、実施例4の位置センサレスモータ制御装置の構成
を説明する。図15は、実施例4における位置センサレ
スモータ制御装置の構成を示すブロック図であり、図1
6は、実施例4における角度推定部の構成を示すブロッ
ク図である。マイコン422のみが実施例1と異なる。
また、このマイコン422の中の速度制御部440と電
流制御部450と角度推定部470とが実施例1と異な
る。また、この角度推定部470の中の誘起電圧値演算
部472が実施例1と異なる。その他の構成は実施例1
に示したものと同様であり、実施例1と同様の構成には
同一の符号を付け説明を省略する。[Explanation of FIG. 15] First, the configuration of the position sensorless motor control device of the fourth embodiment will be explained. FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the position sensorless motor control device according to the fourth embodiment.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of an angle estimation unit in the fourth embodiment. Only the microcomputer 422 differs from the first embodiment.
Further, the speed controller 440, the current controller 450, and the angle estimator 470 in the microcomputer 422 are different from those in the first embodiment. The induced voltage value calculator 472 in the angle estimator 470 is different from that in the first embodiment. The other configuration is the first embodiment.
The same configurations as those shown in FIG. 2 are given, and the same configurations as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
【0304】速度制御部440は、アナログ速度指令値
ω*aと推定速度ωmとを入力しγ軸電流指令値iγ*
とδ軸電流指令値iδ*と電流指令振幅iaと電流指令
位相βTとを出力する。電流制御部450は、アナログ
u相電流値iuaとアナログv相電流値ivaと回転方
向指令ωdir*とγ軸電流指令値iγ*とδ軸電流指
令値iδ*と推定角度θmとを入力しu相電圧指令値v
u*とv相電圧指令値vv*とw相電圧指令値vw*と
スイッチング指令信号guh、gul、gvh、gv
l、gwh、gwlとを出力する。角度推定部470
は、電流指令振幅iaと電流指令位相βTとu相電圧指
令値vu*とv相電圧指令値vv*とw相電圧指令値v
w*と補償量αとを入力し推定角度θmと推定速度ωm
と誘起電圧振幅推定値emとを出力する。The speed control section 440 inputs the analog speed command value ω * a and the estimated speed ωm and inputs the γ-axis current command value iγ *.
And the δ-axis current command value iδ *, the current command amplitude ia, and the current command phase βT are output. The current control unit 450 inputs the analog u-phase current value iua, the analog v-phase current value iva, the rotation direction command ωdir *, the γ-axis current command value iγ *, the δ-axis current command value iδ *, and the estimated angle θm. Phase voltage command value v
u *, v-phase voltage command value vv *, w-phase voltage command value vw *, and switching command signals guh, gulu, gvh, gv
l, gwh, and gwl are output. Angle estimation unit 470
Are current command amplitude ia, current command phase βT, u-phase voltage command value vu *, v-phase voltage command value vv *, and w-phase voltage command value v.
By inputting w * and the compensation amount α, the estimated angle θm and the estimated speed ωm
And the induced voltage amplitude estimated value em.
【0305】次に、実施例4の位置センサレスモータ制
御装置の動作を説明する。速度制御部440、および電
流制御部450は、それぞれ、実施例1の速度制御部4
0、および電流制御部50と比較して出力が異なるのみ
であり、動作は同様である。また、誘起電圧値演算部4
72以外の構成は、実施例3と同様である。そのため、
この誘起電圧演算部472以外の構成の説明を省略す
る。Next, the operation of the position sensorless motor control device of the fourth embodiment will be described. The speed control unit 440 and the current control unit 450 are respectively the speed control unit 4 of the first embodiment.
0, and the output is different as compared with the current control unit 50, and the operation is the same. In addition, the induced voltage value calculation unit 4
The configuration other than 72 is the same as that of the third embodiment. for that reason,
The description of the configuration other than the induced voltage calculation unit 472 is omitted.
【0306】[図16の説明]
誘起電圧値演算部472は、各相の誘起電圧値(u相誘
起電圧値eu、v相誘起電圧値ev、w相誘起電圧値e
w)を作成する。各相の相電圧方程式を誘起電圧値につ
いて解き、これを簡略化する。具体的には、相電流値i
u、iv、iwが正弦波であると仮定し、電流指令振幅
iaと電流指令位相βTとから相電流iu、iv、iw
を作成し、これを式(26)(27)(28)に代入
し、簡略化し、下記式(50)(51)(52)を得
る。[Explanation of FIG. 16] The induced voltage value calculation unit 472 causes the induced voltage value of each phase (u phase induced voltage value eu, v phase induced voltage value ev, w phase induced voltage value e).
w) is created. The phase voltage equation of each phase is solved for the induced voltage value, and this is simplified. Specifically, the phase current value i
Assuming that u, iv, and iw are sine waves, the phase currents iu, iv, and iw are calculated from the current command amplitude ia and the current command phase βT.
Is created, and this is substituted into the equations (26), (27) and (28), and is simplified to obtain the following equations (50), (51) and (52).
【0307】 eu = vu + R・ia・sin(θm+βT) + 1.5・(la+La)・cos(θm+βT) − 1.5・Las・cos(θm−βT) ・・・(50) ev = vv + R・ia・sin(θm+βT−120°) + 1.5・(la+La)・cos(θm+βT−120°) − 1.5・Las・cos(θm−βT−120°) ・・・(51) ew = vw + R・ia・sin(θm+βT−240°) + 1.5・(la+La)・cos(θm+βT−240°) − 1.5・Las・cos(θm−βT−240°) ・・・(52)[0307] eu = vu + R ・ ia ・ sin (θm + βT) +1.5 ・ (la + La) ・ cos (θm + βT) −1.5 · Las · cos (θm−βT) (50) ev = vv + R ・ ia ・ sin (θm + βT-120 °) +1.5 ・ (la + La) ・ cos (θm + βT-120 °) −1.5 · Las · cos (θm−βT−120 °) (51) ew = vw + R · ia · sin (θm + βT-240 °) +1.5 ・ (la + La) ・ cos (θm + βT-240 °) -1.5 ・ Las ・ cos (θm-βT-240 °) ... (52)
【0308】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、厳密な相電圧方程式を用いて誘起電圧値を求めた。
実施例4の位置センサレスモータ制御装置のように、簡
略化した相電圧方程式を用いて誘起電圧値を求めても、
実施例1と同様の作用を得られるため、実施例1と同様
の効果を得る。The position sensorless motor control device of the first embodiment obtains the induced voltage value by using the strict phase voltage equation.
Even if the induced voltage value is obtained by using the simplified phase voltage equation as in the position sensorless motor control device of the fourth embodiment,
Since the same operation as that of the first embodiment can be obtained, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
【0309】また、実施例4は、実施例1と比較して各
相の相電圧値を簡略化することで、誘起電圧値(u相誘
起電圧値vu、v相誘起電圧値vv、w相誘起電圧値v
w)を演算する時間を短縮する位置センサレスモータ制
御装置を実現する。Further, in the fourth embodiment, the induced voltage values (u-phase induced voltage value vu, v-phase induced voltage value vv, w-phase) are simplified by simplifying the phase voltage value of each phase as compared with the first embodiment. Induced voltage value v
A position sensorless motor control device that reduces the time for calculating w) is realized.
【0310】また、実施例4は、相電流波形が正弦波状
であると仮定した相電流値を使用することで、電流セン
サ21u、21vが検知するアナログ相電流値iua、
ivaにノイズが混入しても、このノイズの影響なく角
度を推定する位置センサレスモータ制御装置を実現す
る。
《実施例5》
次に、本発明の実施例5における位置センサレスモータ
制御装置について説明する。実施例1の位置センサレス
モータ制御装置は、推定角度θmにより推定相を切り替
えた。実施例5の位置センサレスモータ制御装置は、各
相の内で誘起電圧値の大きさが一番小さい相を推定相と
するものである。In the fourth embodiment, the analog phase current value iua detected by the current sensors 21u and 21v is calculated by using the phase current value assuming that the phase current waveform is sinusoidal.
A position sensorless motor control device that estimates an angle without influence of noise even if noise is mixed in iva is realized. << Fifth Embodiment >> Next, a position sensorless motor control device according to a fifth embodiment of the present invention will be described. The position sensorless motor control device of the first embodiment switches the estimation phase according to the estimation angle θm. The position sensorless motor control device according to the fifth embodiment uses the phase having the smallest induced voltage value among the phases as the estimated phase.
【0311】[図17及び図18の説明]
まず、実施例5の位置センサレスモータ制御装置の構成
を説明する。図17は、実施例5における位置センサレ
スモータ制御装置の構成図を示すブロック図であり、図
18は、実施例5における角度推定部570の構成を示
すブロック図である。マイコン522のみが実施例1と
異なる。また、このマイコン522の中の角度推定部5
70が実施例1と異なる。また、この角度推定部570
の中の推定相選択部573が実施例1と異なる。その他
の構成は実施例1に示したものと同様であり、実施例1
と同様の構成には同一の符号を付け説明を省略する。[Explanation of FIG. 17 and FIG. 18] First, the structure of the position sensorless motor control device of the fifth embodiment will be explained. FIG. 17 is a block diagram showing a configuration diagram of a position sensorless motor control device in the fifth embodiment, and FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of an angle estimation unit 570 in the fifth embodiment. Only the microcomputer 522 is different from the first embodiment. In addition, the angle estimation unit 5 in the microcomputer 522
70 is different from the first embodiment. Also, this angle estimation unit 570
The estimated phase selection unit 573 in is different from that in the first embodiment. Other configurations are the same as those shown in the first embodiment.
The same configurations as those of the above are denoted by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
【0312】[図19の説明]
次に、実施例5の位置センサレスモータ制御装置の動作
を説明する。推定相選択部573は、各相の内で誘起電
圧値の大きさが一番小さい相を推定相とする。図19
は、実施例5における各相の誘起電圧値と推定相指標の
関係を示す波形図である。下記式(53)と図19のよ
うに、各相の内で誘起電圧値の大きさが一番小さい相が
u相であり、v相誘起電圧値が正であり、かつw相誘起
電圧値が負であるとき、推定相指標を0とし、推定相を
u相とする。他の場合についても、下記式(53)と図
19より推定相指標ηと推定相を求める。[Description of FIG. 19] Next, the operation of the position sensorless motor control device of the fifth embodiment will be described. The estimated phase selection unit 573 sets the phase having the smallest magnitude of the induced voltage value among the respective phases as the estimated phase. FIG. 19
[Fig. 8] is a waveform diagram showing a relationship between an induced voltage value of each phase and an estimated phase index in the fifth embodiment. As shown in the following equation (53) and FIG. 19, the phase having the smallest induced voltage value among the phases is the u phase, the v phase induced voltage value is positive, and the w phase induced voltage value is When is negative, the estimated phase index is 0 and the estimated phase is the u phase. Also in other cases, the estimated phase index η and the estimated phase are obtained from the following equation (53) and FIG.
【0313】 η=0 推定相=u相 (|eu|が最小、ev>0、ew<0のとき) η=1 推定相=w相 (|ew|が最小、ev>0、eu<0のとき) η=2 推定相=v相 (|ev|が最小、ew>0、eu<0のとき) η=3 推定相=u相 (|eu|が最小、ew>0、ev<0のとき) η=4 推定相=w相 (|ew|が最小、eu>0、ev<0のとき) η=5 推定相=v相 (|ev|が最小、eu>0、ew<0のとき) ・・・(53)[0313] η = 0 Estimated phase = u phase (when | eu | is minimum, ev> 0, ew <0) η = 1 Estimated phase = w phase (when | ew | is minimum, ev> 0, eu <0) η = 2 Estimated phase = v phase (when | ev | is minimum, ew> 0, eu <0) η = 3 Estimated phase = u phase (when | eu | is minimum, ew> 0, ev <0) η = 4 Estimated phase = w phase (when | ew | is minimum, eu> 0, ev <0) η = 5 Estimated phase = v phase (when | ev | is minimum, eu> 0, ew <0) ... (53)
【0314】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、推定角度θmにより推定相を切り替えた。実施例5
の位置センサレスモータ制御装置のように、各相の内で
誘起電圧値の大きさが一番小さい相を推定相としても、
実施例1と同様の作用を得られるため、実施例1と同様
の効果を得る。The position sensorless motor control device of the first embodiment switches the estimation phase according to the estimation angle θm. Example 5
Like the position sensorless motor control device of, even if the phase having the smallest magnitude of the induced voltage value among the phases is the estimated phase,
Since the same operation as that of the first embodiment can be obtained, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
【0315】《実施例6》
次に、本発明の実施例6における位置センサレスモータ
制御装置について説明する。実施例1の位置センサレス
モータ制御装置は、誘起電圧値と誘起電圧基準値esm
とのとの偏差に基づき推定角度θmを補正した。実施例
6の位置センサレスモータ制御装置は、相電圧方程式を
大幅に簡略化し、相電圧基準値を作成し、相電圧値と相
電圧基準値との偏差を求め、この偏差が0に収斂するよ
うに推定角度θmを補正する。また、実施例1の位置セ
ンサレスモータ制御装置は、ステータ巻線の各相の相電
圧方程式の係数のうち誘起電圧振幅を補正した。実施例
6の位置センサレスモータ制御装置は、相電圧振幅を補
正する。Sixth Embodiment Next, a position sensorless motor control device according to a sixth embodiment of the present invention will be described. The position sensorless motor control device according to the first embodiment has an induced voltage value and an induced voltage reference value esm.
The estimated angle θm was corrected based on the deviation between and. The position sensorless motor control device according to the sixth embodiment greatly simplifies the phase voltage equation, creates a phase voltage reference value, obtains a deviation between the phase voltage value and the phase voltage reference value, and makes the deviation converge to zero. The estimated angle θm is corrected to. In addition, the position sensorless motor control device according to the first embodiment corrects the induced voltage amplitude among the coefficients of the phase voltage equation of each phase of the stator winding. The position sensorless motor control device according to the sixth embodiment corrects the phase voltage amplitude.
【0316】そして、高分解能で高精度な角度の推定を
実現し、相電圧が飽和しても角度の推定を実現し、か
つ、モータ定数が変化しても高精度に角度を推定する位
置センサレスモータ制御装置を実現する。A position sensorless which realizes a highly accurate angle estimation with high resolution and an angle estimation even when the phase voltage is saturated, and an angle estimation with high accuracy even if the motor constant changes. Realize a motor control device.
【0317】[図20の説明]
まず、実施例6の位置センサレスモータ制御装置の構成
を説明する。図20は、実施例6における位置センサレ
スモータ制御装置の構成を示すブロック図である。実施
例6の位置センサレスモータ制御装置は、マイコン62
2が実施例1と異なる。このマイコン622の中の補償
量作成部660と角度推定部670と脱調検出部690
とが実施例1と異なる。その他の構成は、実施例1と同
様であり、同一の符号を付け説明を省略する。[Explanation of FIG. 20] First, the configuration of the position sensorless motor control device of the sixth embodiment will be explained. FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of the position sensorless motor control device according to the sixth embodiment. The position sensorless motor control device according to the sixth embodiment includes a microcomputer 62.
2 is different from Example 1. The compensation amount creating unit 660, the angle estimating unit 670, and the step-out detecting unit 690 in the microcomputer 622.
Is different from the first embodiment. The other configurations are similar to those of the first embodiment, and the same reference numerals are given and the description thereof is omitted.
【0318】実施例1において、角度推定部70は、誘
起電圧振幅推定値emを出力し、脱調検出部90は、こ
の誘起電圧振幅推定値emを入力した。実施例6におい
て、この誘起電圧振幅推定値emの代わりに相電圧振幅
推定値vmを入出力する。すなわち、実施例6におい
て、角度推定部670は、相電圧振幅推定値vmを出力
し、脱調検出部690は、相電圧振幅推定値vmを入力
する。In the first embodiment, the angle estimating section 70 outputs the induced voltage amplitude estimated value em, and the step-out detecting section 90 inputs the induced voltage amplitude estimated value em. In the sixth embodiment, the phase voltage amplitude estimated value vm is input / output instead of the induced voltage amplitude estimated value em. That is, in the sixth embodiment, the angle estimation unit 670 outputs the phase voltage amplitude estimated value vm, and the out-of-step detection unit 690 inputs the phase voltage amplitude estimated value vm.
【0319】[図21の説明]
図21は、実施例6における角度推定部670の構成を
示すブロック図である。角度推定部670は、u相電圧
指令値vu*とv相電圧指令値vv*とw相電圧指令値
vw*とを入力しu相電圧値vuとv相電圧値vvとw
相電圧値vwとを出力する相電圧値作成部71と、推定
角度θmと補償量αとを入力し推定相指標ηを出力する
推定相選択部73と、推定相指標ηとu相電圧値vuと
v相電圧値vvとw相電圧値vwとを入力し相電圧選択
値vsを出力する相電圧選択値選択部674と、推定相
指標ηと推定角度θmと補償量αと相電圧振幅推定値v
mとを入力し相電圧基準値vsmを出力する相電圧基準
値作成部675と、相電圧選択値vsと相電圧基準値v
smとを入力し偏差εを出力する偏差作成部676と、
推定速度ωmを入力し比例ゲインκpと積分ゲインκi
と比例リミットζpと積分リミットζiとを出力するゲ
インリミット作成部77と、推定相指標ηと偏差εと比
例ゲインκpと積分ゲインκiと比例リミットζpと積
分リミットζiとを入力し推定角度θmと推定速度ωm
とを出力する角度速度補正部78と、u相電圧値vuと
v相電圧値vvとw相電圧値vwとを入力し相電圧振幅
推定値vmを出力する相電圧振幅推定値補正部680と
から構成される。[Explanation of FIG. 21] FIG. 21 is a block diagram showing the structure of the angle estimation unit 670 according to the sixth embodiment. The angle estimation unit 670 inputs the u-phase voltage command value vu *, the v-phase voltage command value vv *, and the w-phase voltage command value vw *, and inputs the u-phase voltage value vu and the v-phase voltage value vv and w.
Phase voltage value creation unit 71 that outputs phase voltage value vw, estimated phase selection unit 73 that inputs estimated angle θm and compensation amount α and outputs estimated phase index η, estimated phase index η and u phase voltage value. A phase voltage selection value selection unit 674 that inputs vu, v phase voltage value vv, and w phase voltage value vw and outputs a phase voltage selection value vs, an estimated phase index η, an estimated angle θm, a compensation amount α, and a phase voltage amplitude. Estimated value v
m, and a phase voltage reference value creation unit 675 that outputs a phase voltage reference value vsm, a phase voltage selection value vs, and a phase voltage reference value v
a deviation creating unit 676 that inputs sm and outputs deviation ε;
Estimated speed ωm is input and proportional gain κp and integral gain κi
, A gain limit creating unit 77 that outputs a proportional limit ζp and an integral limit ζi, an estimated phase index η, a deviation ε, a proportional gain κp, an integral gain κi, a proportional limit ζp, and an integral limit ζi, and an estimated angle θm. Estimated speed ωm
And an angular velocity correction unit 78 that outputs u and a phase voltage amplitude estimated value correction unit 680 that inputs the u-phase voltage value vu, the v-phase voltage value vv, and the w-phase voltage value vw, and outputs the phase voltage amplitude estimated value vm. Composed of.
【0320】相電圧振幅推定値値補正部680は、u相
電圧値vuとv相電圧値vvとw相電圧値vwとを入力
し相電圧振幅演算値vcを出力する相電圧振幅演算値作
成部681と、相電圧振幅演算値vcを入力し相電圧振
幅推定値vmを出力する相電圧振幅推定値変更部682
とから構成される。The phase voltage amplitude estimated value correction unit 680 receives the u phase voltage value vu, the v phase voltage value vv, and the w phase voltage value vw and outputs the phase voltage amplitude calculated value vc to create the phase voltage amplitude calculated value. And a phase voltage amplitude estimated value changing unit 682 that inputs the phase voltage amplitude calculated value vc and outputs the phase voltage amplitude estimated value vm.
Composed of and.
【0321】[図22の説明]
図22は、実施例6における脱調検出部690の構成を
示すブロック図である。脱調検出部690は、推定速度
ωmを入力し相電圧振幅脱調判断上限値vouthと相
電圧振幅脱調判断下限値voutlとを出力する相電圧
脱調判断値作成部691と、相電圧振幅脱調判断上限値
vouthと相電圧振幅脱調判断下限値voutlと相
電圧基準値vmとを入力しサーボオン信号sv*を出力
する脱調判断部692とから構成される。[Explanation of FIG. 22] FIG. 22 is a block diagram showing the structure of the out-of-step detecting unit 690 according to the sixth embodiment. The out-of-step detection unit 690 receives the estimated speed ωm and outputs the phase voltage amplitude out-of-step determination upper limit value vouth and the phase voltage amplitude out-of-step determination lower limit value voutl, and the phase voltage out-of-step determination value creating unit 691. It includes a step-out determination unit 692 which inputs the step-out determination upper limit value vouth, the phase voltage amplitude step-out determination lower limit value voutl, and the phase voltage reference value vm and outputs the servo-on signal sv *.
【0322】次に、本発明の実施例6の位置センサレス
モータ制御装置の動作を説明する。補償量作成部66
0、角度推定部670、および脱調検出部690以外の
構成の動作は実施例1の構成の動作と同様であり説明は
省略する。Next, the operation of the position sensorless motor control device according to the sixth embodiment of the present invention will be described. Compensation amount creation unit 66
0, the angle estimation unit 670, and the operation of the configuration other than the step-out detection unit 690 are the same as the operation of the configuration of the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
【0323】まず、実施例6の位置センサレスモータ制
御装置の角度推定の原理を説明する。dq軸上におい
て、電圧方程式は下記式(54)のように表される。d
軸電流値id、q軸電流値iqを制御したとき、d軸電
圧値vd、q軸電圧値vqは一意に決まるため、その電
圧位相βvも一意に決まり、下記式(55)のようにな
る。First, the principle of angle estimation of the position sensorless motor control device of the sixth embodiment will be described. On the dq axes, the voltage equation is expressed by the following equation (54). d
When the axis current value id and the q-axis current value iq are controlled, the d-axis voltage value vd and the q-axis voltage value vq are uniquely determined, so that the voltage phase βv is also uniquely determined, and is expressed by the following equation (55). .
【0324】 vd = R・id − ωe・Lq・iq vq = R・iq + ωe(ψ+ Ld・id) ・・・(54) βv =−atan[{R・id−ωe・Lq・iq}/ {R・iq+ωe・(ψ+Ld・id)}] ・・・(55)[0324] vd = R · id−ωe · Lq · iq vq = R · iq + ωe (ψ + Ld · id) (54) βv = -atan [{R · id-ωe · Lq · iq} / {R · iq + ωe · (ψ + Ld · id)}] ... (55)
【0325】ここで、この電圧位相を持つ相電圧基準値
vsmを作成し、この相電圧基準値vsmに相電圧が一
致するように、推定角度θmと相電圧基準値の振幅であ
る相電圧振幅推定値vmとを補正する。こうして、角度
推定を実現する。さて、両者を一致させる方法は、実施
例1と同様の原理を用いる。また、電圧位相を求めると
き、d軸電流値idとq軸電流値iqとを用いる代わり
に、それらの推定軸γδ軸上の指令値であるγ軸電流指
令値iγ*とδ軸電流指令値iδ*とを用いる。なお、
この電圧位相は補償量αに含める。Here, the phase voltage reference value vsm having this voltage phase is created, and the estimated angle θm and the phase voltage amplitude which is the amplitude of the phase voltage reference value are set so that the phase voltage matches the phase voltage reference value vsm. Correct the estimated value vm. In this way, the angle estimation is realized. Now, the same principle as that of the first embodiment is used for the method of matching both. Further, when the voltage phase is obtained, instead of using the d-axis current value id and the q-axis current value iq, the γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value that are command values on their estimated axes γδ axis. iδ * and are used. In addition,
This voltage phase is included in the compensation amount α.
【0326】また、脱調を検出する方法を変更する。ロ
ータ12が回転する速度が大きくなると、誘起電圧が大
きくなるため、大きな相電圧を印加する必要がある。そ
のため、電流制御部50により作成される相電圧指令の
振幅が大きくなる。実施例1において、誘起電圧の振幅
が速度に比例することを用いて脱調を検出した。相電圧
指令値の振幅についても、速度とともに大きくなる傾向
があるので、実施例6のおいて、相電圧指令値の振幅を
用いて実施例1と同様の方法で脱調を検出する。Further, the method of detecting out-of-step is changed. Since the induced voltage increases as the rotation speed of the rotor 12 increases, it is necessary to apply a large phase voltage. Therefore, the amplitude of the phase voltage command created by the current control unit 50 becomes large. In Example 1, out-of-step was detected by using the amplitude of the induced voltage being proportional to the speed. Since the amplitude of the phase voltage command value also tends to increase with speed, in the sixth embodiment, the step-out is detected using the amplitude of the phase voltage command value in the same manner as in the first embodiment.
【0327】では、実施例6の位置センサレスモータ制
御装置の動作の詳細を説明する。まず、補償量作成部6
60の動作を説明する。補償量作成部660は、電流制
御部50の動作が終了するごとに動作する。この補償量
作成部660は、角度推定部670において角度推定θ
mを補償する量を示す補償量αを作成する。この補償量
αは、電圧位相と角度推定の誤差とを足し合わせたたも
のである。The operation of the position sensorless motor control device of the sixth embodiment will be described in detail below. First, the compensation amount creation unit 6
The operation of 60 will be described. The compensation amount creation unit 660 operates each time the operation of the current control unit 50 ends. The compensation amount creation unit 660 uses the angle estimation θ in the angle estimation unit 670.
A compensation amount α indicating the amount to compensate m is created. This compensation amount α is the sum of the voltage phase and the angle estimation error.
【0328】まず、電圧位相分(α1)を作成する。こ
れは、式(55)をγ軸電流指令値iγ*とδ軸電流指
令値iδ*とを用いて書き換え、下記式(56)のよう
に、表される。次に、角度推定の誤差分(α2)を作成
する。これは、実施例1と同様に、下記式(57)のよ
うにする。そして、下記式(58)のように、両者の和
を補償量αとする。First, the voltage phase component (α1) is created. This is expressed by the following formula (56) by rewriting the formula (55) using the γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ *. Next, an angle estimation error component (α2) is created. This is expressed by the following equation (57) as in the first embodiment. Then, as in the following equation (58), the sum of the two is set as the compensation amount α.
【0329】 α1 =−atan[{R・iγ*−ωe・Lq・iδ*}/ {R・iδ*+ωe・(ψ+Ld・iγ*)}]・・・(56) α2 = αtable(θm%60°,ωm,iγ*,iδ*) ・・・(57) α = α1 + α2 ・・・(58)[0329] α1 = −atan [{R · iγ * −ωe · Lq · iδ *} / {R · iδ * + ωe · (ψ + Ld · iγ *)}] (56) α2 = αtable (θm% 60 °, ωm, iγ *, iδ *) ... (57) α = α1 + α2 (58)
【0330】次に、角度推定部670の動作を説明す
る。相電圧作成部71、および推定相選択部73は、実
施例1と同様であり、その説明を省略する。Next, the operation of the angle estimation unit 670 will be described. The phase voltage creation unit 71 and the estimated phase selection unit 73 are the same as those in the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
【0331】相電圧選択値選択部674は、推定相の相
電圧値を相電圧選択値vsにする。下記式(59)のよ
うに、推定相指標η=0、および3のとき、u相電圧値
vuを相電圧選択値vsにする。また、推定相指標η=
2、および5のとき、v相電圧値evを相電圧選択値v
sにする。さらに、推定相指標η=1、および4のと
き、w相電圧値vwを相電圧選択値vsにする。The phase voltage selection value selection unit 674 sets the phase voltage value of the estimated phase to the phase voltage selection value vs. When the estimated phase index η = 0 and 3 as in the following equation (59), the u-phase voltage value vu is set to the phase voltage selection value vs. Also, the estimated phase index η =
When 2 and 5, the v-phase voltage value ev is set to the phase-voltage selection value v
s. Furthermore, when the estimated phase index η = 1 and 4, the w-phase voltage value vw is set to the phase voltage selection value vs.
【0332】 vs = vu (η=0、3のとき) vs = vv (η=2、5のとき) vs = vw (η=1、4のとき) ・・・(59)[0332] vs = vu (when η = 0, 3) vs = vv (when η = 2, 5) vs = vw (when η = 1 and 4) (59)
【0333】相電圧基準値値作成部675は、推定相の
相電圧値の基準値である相電圧基準値vsmを作成す
る。下記式(60)のように、推定相η=0、3のと
き、u相の相電圧基準値(u相電圧基準値vum)を相
電圧基準値vsmにする。また、推定相η=2、5のと
き、v相の相電圧基準値(v相電圧基準値vvm)を相
電圧基準値vsmにする。推定相η=1、4のとき、w
相の相電圧基準値(w相電圧基準値vwm)を相電圧基
準値vsmにする。The phase voltage reference value creation unit 675 creates the phase voltage reference value vsm which is the reference value of the phase voltage value of the estimated phase. As in the following formula (60), when the estimated phases η = 0 and 3, the u-phase phase voltage reference value (u-phase voltage reference value vum) is set to the phase voltage reference value vsm. When the estimated phase η = 2, 5, the phase voltage reference value of v phase (v phase voltage reference value vvm) is set to the phase voltage reference value vsm. When the estimated phase η = 1, 4, w
The phase voltage reference value (w-phase voltage reference value vwm) of the phase is set to the phase voltage reference value vsm.
【0334】 vsm = vum (η=0、3のとき) vsm = vvm (η=2、5のとき) vsm = vwm (η=1、4のとき) vum = −vm・sin(θm+α) vvm = −vm・sin(θm+α−120°) vwm = −vm・sin(θm+α−240°) ・・・(60)[0334] vsm = vum (when η = 0, 3) vsm = vvm (when η = 2, 5) vsm = vwm (when η = 1, 4) vm = −vm · sin (θm + α) vvm = -vm * sin ([theta] m + [alpha] -120 [deg.]) vwm = -vm * sin ([theta] m + [alpha] -240 [deg.]) (60)
【0335】偏差作成部76は、相電圧選択値vsと相
電圧基準値vsmとの偏差εを作成する。下記式(6
1)のように、相電圧選択値vsから相電圧基準値vs
mを減算したものを偏差εにする。The deviation creating unit 76 creates a deviation ε between the phase voltage selection value vs and the phase voltage reference value vsm. The following formula (6
As shown in 1), the phase voltage selection value vs is changed to the phase voltage reference value vs.
The difference ε is obtained by subtracting m.
【0336】 ε = vs − vsm ・・・(61)[0336] ε = vs-vsm (61)
【0337】ゲインリミット作成部77、および角度補
正部78は、実施例1と同様であり、説明を省略する。The gain limit creating section 77 and the angle correcting section 78 are the same as those in the first embodiment, and their explanations are omitted.
【0338】相電圧振幅演算値作成部681は、各相の
相電圧値の絶対値を加算した結果に基づき相電圧演算値
vcを作成する。下記式(62)のように、u相電圧値
vuの絶対値とv相電圧値vvの絶対値とw相電圧値v
wの絶対値との加算結果にある設定された係数KECを
乗じたものを相電圧演算値vcとする。ここで、係数K
ECは式(40)のように与えられ、各相が正弦波であ
るとして、各相の絶対値の和を振幅に変換するために乗
算される。The phase voltage amplitude calculation value creation unit 681 creates the phase voltage calculation value vc based on the result of adding the absolute values of the phase voltage values of the respective phases. As in the following formula (62), the absolute value of the u-phase voltage value vu, the absolute value of the v-phase voltage value vv, and the w-phase voltage value v
The product of the addition result of the absolute value of w and a certain coefficient KEC is set as the phase voltage calculation value vc. Where the coefficient K
EC is given as in equation (40) and is multiplied to convert the sum of absolute values of each phase into an amplitude, assuming that each phase is a sine wave.
【0339】 vc = KEC・(|vu|+|vv|+|vw|) ・・・(62)[0339] vc = KEC · (| vu | + | vv | + | vw |) (62)
【0340】誘起電圧振幅推定値変更部682は、相電
圧振幅演算値vcに1次ディジタルローパスフィルタ
(LPF)を作用したものを相電圧振幅推定値vmとす
る。具体的には、下記式(63)のようにする。ここ
で、vm(n)は今回の相電圧振幅推定値であり、vm
(n−1)は前回の相電圧振幅推定値である。また、K
LEMはローパスフィルタの係数であり、0から1まで
の値をとり、KLEMが小さくなるほどローパスフィル
タの効果が大きくなる。なお、ローパスフィルタは、相
電圧振幅演算値vcと前回の相電圧振幅推定値vm(n
−1)との誤差(振幅誤差)を求め、これに係数KLE
Mを乗じた結果を前回の相電圧振幅推定値vm(n−
1)に加えたものを今回の相電圧振幅推定値vm(n)
とする。このように、ローパスフィルタを用いること
で、振幅誤差を算出し、この振幅誤差が小さくなるよう
に、相電圧振幅推定値vm(n)を補正する。The induced voltage amplitude estimated value changing unit 682 sets the phase voltage amplitude calculated value vc to which the first-order digital low-pass filter (LPF) is applied as the phase voltage amplitude estimated value vm. Specifically, the following equation (63) is used. Here, vm (n) is the current phase voltage amplitude estimated value, and vm (n)
(N-1) is the previous phase voltage amplitude estimated value. Also, K
LEM is a coefficient of the low-pass filter, takes a value from 0 to 1, and the smaller the KLEM, the greater the effect of the low-pass filter. The low-pass filter uses the calculated phase voltage amplitude value vc and the previous estimated phase voltage amplitude value vm (n
-1) and the error (amplitude error) with
The result of multiplying by M is the previous phase voltage amplitude estimated value vm (n-
The value added to 1) is the estimated phase voltage amplitude value vm (n).
And As described above, the amplitude error is calculated by using the low-pass filter, and the phase voltage amplitude estimated value vm (n) is corrected so that the amplitude error becomes small.
【0341】 vm(n) = KLEM・vc + (1−KLEM)・vm(n−1) ・・・(63)[0341] vm (n) = KLEM.vc + (1-KLEM) .vm (n-1) ... (63)
【0342】[図23の説明]
次に、脱調検出部690の動作の詳細を説明する。相電
圧振幅脱調判断値作成部691は、ロータ12が推定速
度ωmで回転するときに発生すると予測される相電圧の
振幅にある幅を持たせた範囲の上限値と下限値とを作成
する。図23は、実施例6における推定速度ωmに対す
る相電圧振幅上限値vouthと相電圧振幅下限値vo
utlの関係図である。図23のように、相電圧振幅脱
調判断上限値vouthを、切片がVOUTH0であり
傾きがVOUTH1である推定角度ωmに関する1次関
数とする。また、相電圧振幅脱調判断下限値voutl
を、ωm軸との交点がVOUTL0であり傾きがVOU
TL1である推定角度ωmに関する1次関数とする。[Description of FIG. 23] Next, the operation of the out-of-step detection unit 690 will be described in detail. The phase voltage amplitude step-out determination value creating unit 691 creates an upper limit value and a lower limit value of a range in which the amplitude of the phase voltage predicted to occur when the rotor 12 rotates at the estimated speed ωm has a certain range. . FIG. 23 shows the phase voltage amplitude upper limit value vouth and the phase voltage amplitude lower limit value vo with respect to the estimated speed ωm in the sixth embodiment.
It is a relationship diagram of utl. As shown in FIG. 23, the phase voltage amplitude step-out determination upper limit value vouth is a linear function relating to the estimated angle ωm having an intercept of VOUTH0 and an inclination of VOUTH1. Further, the lower limit value voutl of the phase voltage amplitude step out determination
, The intersection with the ωm axis is VOUTL0 and the slope is VOU
A linear function relating to the estimated angle ωm that is TL1.
【0343】脱調判断部692は、相電圧振幅推定値v
mが相電圧振幅脱調判断上限値vouthと相電圧振幅
脱調判断下限値voutlとの範囲外のとき、脱調と判
断する。下記式(64)のように、相電圧振幅推定値v
mが、相電圧振幅脱調判断下限値voutlよりも小さ
いとき、脱調と判断し、サーボオン信号sv*をLにす
る。また、相電圧振幅推定値vmが、相電圧振幅脱調判
断上限値vouthよりも大きいとき、脱調と判断し、
サーボオン信号sv*をLにする。これら以外のとき、
脱調していないと判断し、サーボオン信号sv*をHに
する。The step-out judging section 692 determines the phase voltage amplitude estimated value v
When m is out of the range between the phase voltage amplitude step-out determination upper limit value vouth and the phase voltage amplitude step-out determination lower limit value voutl, it is determined to be step-out. As shown in the following equation (64), the phase voltage amplitude estimated value v
When m is smaller than the phase voltage amplitude step-out determination lower limit value voutl, it is determined to be step-out, and the servo-on signal sv * is set to L. When the estimated phase voltage amplitude vm is larger than the phase voltage amplitude step-out determination upper limit value vouth, it is determined to be step-out,
The servo-on signal sv * is set to L. Other than these,
It is determined that step out has not occurred, and the servo-on signal sv * is set to H.
【0344】 sv* = L (vm < voutl) sv* = H (voutl ≦ vm ≦ vouth) sv* = L (vm > vouth) ・・・(64)[0344] sv * = L (vm <voutl) sv * = H (voutl ≤ vm ≤ vouth) sv * = L (vm> vouth) (64)
【0345】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、誘起電圧値と誘起電圧基準値esmとの偏差を0に
収斂するように動作させることにより推定角度θmを作
成した。実施例6の位置センサレスモータ制御装置のよ
うに、相電圧値と相電圧基準値vsmとの偏差を0に収
斂するように動作させても、実施例1と同様の作用をす
る。そのため、実施例6は、実施例1と同様の効果を有
する。The position sensorless motor control device of the first embodiment is operated so that the deviation between the induced voltage value and the induced voltage reference value esm converges to 0, thereby creating the estimated angle θm. Like the position sensorless motor control device of the sixth embodiment, even if the operation is performed so that the deviation between the phase voltage value and the phase voltage reference value vsm converges to 0, the same operation as in the first embodiment is achieved. Therefore, the sixth embodiment has the same effect as the first embodiment.
【0346】また、実施例1の位置センサレスモータ制
御装置は、誘起電圧基準値に誘起電圧値を一致させるよ
うに推定角度θmと誘起電圧振幅推定値emとを補正し
た。よって、各相の誘起電圧値(u相誘起電圧値eu、
v相誘起電圧値ev、w相誘起電圧値ew)を演算する
ための演算時間が必要であった。Further, the position sensorless motor control apparatus of the first embodiment corrects the estimated angle θm and the induced voltage amplitude estimated value em so that the induced voltage value matches the induced voltage reference value. Therefore, the induced voltage value of each phase (u-phase induced voltage value eu,
The calculation time for calculating the v-phase induced voltage value ev and the w-phase induced voltage value ew) was required.
【0347】実施例6の位置センサレスモータ制御装置
は、相電圧基準値vsmに相電圧値を一致させるように
推定角度θmと相電圧振幅推定値vmとを補正する。こ
こで、各相の相電圧値(u相電圧値vu、v相電圧値v
v、w相電圧値vw)は、電流制御部50により作成さ
れるため、角度推定部70において、演算時間を必要と
しない。The position sensorless motor control apparatus according to the sixth embodiment corrects the estimated angle θm and the estimated phase voltage amplitude value vm so that the phase voltage reference value vsm matches the phase voltage value. Here, the phase voltage value of each phase (u-phase voltage value vu, v-phase voltage value v
Since the v and w-phase voltage values vw) are created by the current controller 50, the angle estimator 70 does not require a calculation time.
【0348】このように、実施例6は、相電圧基準値v
smに相電圧値を一致させるようにすることにより、演
算時間少なく角度推定を実現する位置センサレスモータ
制御装置を実現する。As described above, in the sixth embodiment, the phase voltage reference value v
By matching the phase voltage value with sm, a position sensorless motor control device that realizes angle estimation in a short calculation time is realized.
【0349】《実施例7》
次に、本発明の実施例7における位置センサレスモータ
制御装置について説明する。実施例1の位置センサレス
モータ制御装置は、誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏
差に基づき推定角度θmを補正した。また、実施例6の
位置センサレスモータ制御装置は、相電圧方程式を大幅
に簡略化し、相電圧基準値を作成し、相電圧値と相電圧
基準値との偏差を求め、この偏差が0に収斂するように
推定角度θmを補正する。本発明は各相のステータ巻線
の相電圧方程式に着目することが主旨であり、前者は誘
起電圧に、後者は相電圧に着目したものである。このよ
うに、本発明は様々な変形が可能である。実施例7は、
その一例を示すものであり、相電流に着目する。実施例
7の位置センサレスモータ制御装置は、相電流基準値を
作成し、この相電流基準値と相電流の偏差を求め、この
偏差が誘起電圧の偏差と等価であることを利用し、この
偏差が0に収斂するように推定角度θmを補正するもの
である。Seventh Embodiment Next, a position sensorless motor control device according to a seventh embodiment of the present invention will be described. The position sensorless motor control device of the first embodiment corrects the estimated angle θm based on the deviation between the induced voltage value and the induced voltage reference value. The position sensorless motor control device of the sixth embodiment greatly simplifies the phase voltage equation, creates a phase voltage reference value, obtains a deviation between the phase voltage value and the phase voltage reference value, and the deviation converges to zero. The estimated angle θm is corrected so that The main purpose of the present invention is to focus on the phase voltage equation of the stator winding of each phase, the former focusing on the induced voltage and the latter focusing on the phase voltage. As described above, the present invention can be variously modified. Example 7 is
This is an example, and attention is paid to the phase current. The position sensorless motor control apparatus according to the seventh embodiment creates a phase current reference value, obtains a deviation between the phase current reference value and the phase current, and utilizes the fact that this deviation is equivalent to the induced voltage deviation. The estimated angle θm is corrected so that
【0350】また、実施例1から実施例6の位置センサ
レスモータ制御装置は、IPMSM(埋込磁石型同期モ
ータ)を制御した。実施例7の位置センサレスモータ制
御装置は、SPMSM(表面磁石型同期モータ)を制御
する。Further, the position sensorless motor control devices of the first to sixth embodiments controlled the IPMSM (embedded magnet type synchronous motor). The position sensorless motor control device according to the seventh embodiment controls an SPMSM (surface magnet type synchronous motor).
【0351】[図24の説明]
図24は、実施例7における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図である。SPMSM(Su
rface Permanent Magnet Sy
nchronous Motor:表面磁石型同期モー
タ)710は、相電流が流れるステータ巻線11u、1
1v、11wが巻回されたステータ(図示せず)と、こ
のステータ(図示せず)に対向し近接して配置されたロ
ータ712とが設けられている。ここで、ステータ巻線
11u、11v、11wはY結線されている。このブラ
シレスモータ710は、ロータ712の表面に永久磁石
713が配置され、相電流により生成される磁束とこの
永久磁石713による磁束との相互作用によりロータ7
12が回転する。[Explanation of FIG. 24] FIG. 24 is a block diagram showing a structure of a position sensorless motor control device according to the seventh embodiment. SPMSM (Su
rface Permanent Magnet Sy
nchronous Motor: surface magnet type synchronous motor) 710 is a stator winding 11u through which a phase current flows, 1
A stator (not shown) around which 1v and 11w are wound, and a rotor 712 that faces the stator (not shown) and is arranged close to each other are provided. Here, the stator windings 11u, 11v, and 11w are Y-connected. In this brushless motor 710, a permanent magnet 713 is disposed on the surface of a rotor 712, and the magnetic flux generated by the phase current and the magnetic flux generated by the permanent magnet 713 interact with each other to cause the rotor 7 to move.
12 rotates.
【0352】実施例7の位置センサレスモータ制御装置
は、マイコン722が実施例1と異なる。このマイコン
722の中の速度制御部740と角度推定部770とが
実施例1と異なる。その他の構成は、実施例1と同様で
あり、同一の符号を付け説明を省略する。The position sensorless motor control device of the seventh embodiment is different from that of the first embodiment in the microcomputer 722. The speed control unit 740 and the angle estimation unit 770 in the microcomputer 722 are different from those in the first embodiment. The other configurations are similar to those of the first embodiment, and the same reference numerals are given and the description thereof is omitted.
【0353】[図25の説明]
図25は、実施例7における速度制御部の構成を示すブ
ロック図である。速度制御部740の中の電流指令値作
成部743が実施例1と異なる。速度制御部740の中
の他の構成は、実施例1と同様であり、説明を省略す
る。[Explanation of FIG. 25] FIG. 25 is a block diagram showing the structure of the speed control unit in the seventh embodiment. The current command value creation unit 743 in the speed control unit 740 is different from that in the first embodiment. The other configuration in the speed control unit 740 is the same as that of the first embodiment, and the description will be omitted.
【0354】[図26の説明]
図26は、実施例7における角度推定部の構成を示すブ
ロック図である。角度推定部770は、u相電圧指令値
vu*とv相電圧指令値vv*とw相電圧指令値vw*
とを入力しu相電圧値vuとv相電圧値vvとw相電圧
値vwとを出力する相電圧値作成部71と、u相電圧値
vuとv相電圧値vvとw相電圧値vwと推定角度θm
と推定速度ωmとu相電流値iuとv相電流値ivとを
入力しu相誘起電圧値euとv相誘起電圧値evとw相
誘起電圧値ewとを出力する誘起電圧値演算部72と、
推定角度θmと補償量αとを入力し推定相指標ηを出力
する推定相選択部73と、推定相指標ηとu相電流値i
uとv相電流値ivとを入力し相電流選択値isを出力
する相電流選択値選択部774と、推定相指標ηと推定
角度θmと補償量αと誘起電圧振幅推定値emとu相電
流値iuとv相電流値ivとu相電圧値vuとv相電圧
値vvとw相電圧値vwとを入力し相電流基準値ism
を出力する相電流基準値作成部775と、相電流選択値
isと相電流基準値ismとを入力し偏差εを出力する
偏差作成部776と、推定速度ωmを入力し比例ゲイン
κpと積分ゲインκiと比例リミットζpと積分リミッ
トζiとを出力するゲインリミット作成部77と、推定
相指標ηと偏差εと比例ゲインκpと積分ゲインκiと
比例リミットζpと積分リミットζiとを入力し推定角
度θmと推定速度ωmとを出力する角度速度補正部77
8と、u相誘起電圧値euとv相誘起電圧値evとw相
誘起電圧値ewとを入力し誘起電圧振幅推定値emを出
力する誘起電圧振幅推定値補正部80とから構成され
る。誘起電圧振幅推定値補正部80は、実施例1と同様
であり、説明を省略する。[Explanation of FIG. 26] FIG. 26 is a block diagram showing the structure of the angle estimating section in the seventh embodiment. The angle estimation unit 770 determines the u-phase voltage command value vu *, the v-phase voltage command value vv *, and the w-phase voltage command value vw *.
And a phase voltage value creation unit 71 that outputs u-phase voltage value vu, v-phase voltage value vv, and w-phase voltage value vw, and u-phase voltage value vu, v-phase voltage value vv, and w-phase voltage value vw. And the estimated angle θm
And the estimated speed ωm, the u-phase current value iu, and the v-phase current value iv are input, and the u-phase induced voltage value eu, the v-phase induced voltage value ev, and the w-phase induced voltage value ew are output. When,
An estimated phase selection unit 73 that inputs the estimated angle θm and the compensation amount α and outputs the estimated phase index η, and the estimated phase index η and the u-phase current value i.
A phase current selection value selection unit 774 which inputs u and v phase current values iv and outputs a phase current selection value is, an estimated phase index η, an estimated angle θm, a compensation amount α, an induced voltage amplitude estimated value em and a u phase. The current value iu, the v-phase current value iv, the u-phase voltage value vu, the v-phase voltage value vv, and the w-phase voltage value vw are input, and the phase current reference value ism is input.
, A phase current reference value creation unit 775 that outputs the deviation, a deviation creation unit 776 that inputs the phase current selection value is and the phase current reference value ism, and outputs the deviation ε, and an estimated speed ωm that is input and a proportional gain κp and an integral gain. The gain limit creating unit 77 that outputs κi, the proportional limit ζp, and the integral limit ζi, and the estimated angle θm by inputting the estimated phase index η, the deviation ε, the proportional gain κp, the integral gain κi, the proportional limit ζp, and the integral limit ζi. And the angular velocity correction unit 77 that outputs the estimated velocity ωm
8, an u-phase induced voltage value eu, a v-phase induced voltage value ev, and a w-phase induced voltage value ew as input and an induced voltage amplitude estimated value correction unit 80 that outputs an induced voltage amplitude estimated value em. The induced voltage amplitude estimated value correction unit 80 is the same as that in the first embodiment, and the description thereof is omitted.
【0355】次に、本発明の実施例7の位置センサレス
モータ制御装置の動作を説明する。実施例7において、
速度制御部740、および角度推定部770以外の構成
は実施例1と同様であり説明を省略する。Next, the operation of the position sensorless motor control device according to the seventh embodiment of the present invention will be described. In Example 7,
The configuration other than the speed control unit 740 and the angle estimation unit 770 is the same as that of the first embodiment, and the description thereof is omitted.
【0356】まず、速度制御部740の動作を説明す
る。速度制御部740は、ある設定された時間ごとに起
動され、ADC41、トルク指令値作成部42、電流指
令値作成部743の順に下記の動作をさせ、外部から入
力されるアナログ速度指令値ω*aとおりの速度でロー
タ712が回転するようにγ軸電流指令値iγ*とδ軸
電流指令値iδ*とを制御するものである。First, the operation of the speed controller 740 will be described. The speed control unit 740 is activated at every set time, and causes the ADC 41, the torque command value creation unit 42, and the current command value creation unit 743 to perform the following operations in this order, and the analog speed command value ω * input from the outside. The γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ * are controlled so that the rotor 712 rotates at the speed a.
【0357】ADC21、およびトルク指令値作成部4
2の動作は、実施例1と同様であり説明を省略する。ADC 21 and torque command value creation unit 4
The operation of No. 2 is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted.
【0358】電流指令値作成部743は、SPMSM7
10の出力トルクがトルク指令値T*とおりになるよう
に、γ軸電流指令値iγ*とδ軸電流指令値iδ*とを
作成する。式(5)のように、トルク指令値T*をある
設定された値KTで除算した結果を電流指令値振幅ia
とする。また、下記式(65)のように、γ軸電流指令
値iγ*を0とする。一方、下記式(66)のように、
δ軸電流指令値iδ*を電流指令値振幅iaとする。The current command value generator 743 uses the SPMSM7
The γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ * are created so that the output torque of 10 becomes the torque command value T *. The current command value amplitude ia is the result of dividing the torque command value T * by a certain set value KT, as in equation (5).
And Further, the γ-axis current command value iγ * is set to 0 as in the following equation (65). On the other hand, as in the following formula (66),
The δ-axis current command value iδ * is set as the current command value amplitude ia.
【0359】 iγ* = 0 ・・・(65) iδ* = ia ・・・(66)[0359] iγ * = 0 (65) iδ * = ia (66)
【0360】次に、角度推定部770の動作を説明す
る。まず、相電流基準値と相電流値との偏差の意味を説
明する。Next, the operation of the angle estimator 770 will be described. First, the meaning of the deviation between the phase current reference value and the phase current value will be described.
【0361】SPMSM710において、u相の相電圧
方程式は下記式(67)のように表される。ここで、v
uはu相電圧値、euはu相誘起電圧値、Rは相抵抗
値、iuはu相電流値、Lはインダクタンス、d/dt
は時間微分を表す。ここで、u相誘起電圧値euは、後
述の相電圧方程式から演算された相誘起電圧値euその
ものを示さない。In the SPMSM710, the phase voltage equation of u phase is expressed by the following equation (67). Where v
u is u phase voltage value, eu is u phase induced voltage value, R is phase resistance value, iu is u phase current value, L is inductance, d / dt
Represents the time derivative. Here, the u-phase induced voltage value eu does not represent the phase-induced voltage value eu itself calculated from the later-described phase voltage equation.
【0362】 vu = eu+ R・iu + L・d(iu)/dt ・・・(67)[0362] vu = eu + R · iu + L · d (iu) / dt (67)
【0363】式(67)を1次オイラー近似により離散
化し、u相電流値iuについて解いたものが、下記式
(68)である。iu(n)は今回に角度推定部770
が起動されたときのu相電流値iuである。また、iu
(n−1)、vu(n−1)、eu(n−1)は、それ
ぞれ前回に角度推定部770が起動されたときのu相電
流値iu、u相電圧値vu、u相誘起電圧値euであ
る。である。なお、ΔTは角度推定周期であり、角度推
定部770が起動される周期を表す。The following equation (68) is obtained by discretizing the equation (67) by the first-order Euler approximation and solving for the u-phase current value iu. iu (n) is the angle estimation unit 770 this time.
Is the u-phase current value iu when is activated. Also, iu
(N-1), vu (n-1), and eu (n-1) are the u-phase current value iu, the u-phase voltage value vu, and the u-phase induced voltage when the angle estimation unit 770 was activated last time, respectively. The value is eu. Is. It should be noted that ΔT is an angle estimation cycle and represents a cycle in which the angle estimation section 770 is activated.
【0364】 iu(n) = iu(n−1) + ΔT/L・{vu(n−1)−eu(n−1)−R・iu(n−1)} ・・・(68)[0364] iu (n) = iu (n-1) + ΔT / L · {vu (n−1) −eu (n−1) −R · iu (n−1)} ... (68)
【0365】また、誘起電圧値eu(n−1)は下記式
(69)のように表される。ここで、eは誘起電圧振
幅、θ(n−1)は前回に角度推定部770が起動され
たときの角度θである。なお、誘起電圧の波形が正弦波
状であると仮定する。The induced voltage value eu (n-1) is represented by the following equation (69). Here, e is the induced voltage amplitude, and θ (n−1) is the angle θ when the angle estimation unit 770 was last activated. It is assumed that the waveform of the induced voltage is sinusoidal.
【0366】 eu(n−1) = −e・sin{θ(n−1)} ・・・(69)[0366] eu (n−1) = − e · sin {θ (n−1)} (69)
【0367】一方、モデル化したモータにおいて、離散
化した方程式は、下記式(70)で表される。ここで、
iumはu相電流基準値、eumはu相誘起電圧基準値
である。また、u相誘起電圧基準値eum(n−1)は
下記式(71)のように表される。ここで、emは誘起
電圧振幅推定値、θm(n−1)は前回に角度推定部7
70が起動されたときの推定角度θmである。On the other hand, in the modeled motor, the discretized equation is expressed by the following equation (70). here,
ium is a u-phase current reference value, and eum is a u-phase induced voltage reference value. The u-phase induced voltage reference value eum (n-1) is expressed by the following equation (71). Here, em is the induced voltage amplitude estimated value, and θm (n−1) is the angle estimation unit 7 last time.
It is the estimated angle θm when 70 is activated.
【0368】 ium(n) = iu(n−1) +ΔT/L・{vu(n−1)−eum(n−1)−R・iu(n−1)} ・・・(70) eum(n−1) = −em・sin{θm(n−1)} ・・・(71)[0368] ium (n) = iu (n-1) + ΔT / L · {vu (n−1) −eum (n−1) −R · iu (n−1)} ... (70) eum (n−1) = − em · sin {θm (n−1)} (71)
【0369】ここで、u相において、下記式(72)の
ように、u相電流値iuと相電流基準値iumとの偏差
(u相偏差εu)をとる。そして、相電圧方程式におけ
る抵抗値RとインダクタンスLとが正しければ、u相偏
差εuはu相の誘起電圧値と誘起電圧基準値の偏差に比
例する。ただし、実施例1と比較して、その符号は異な
る。Here, in the u-phase, the deviation (u-phase deviation εu) between the u-phase current value iu and the phase current reference value ium is calculated by the following equation (72). If the resistance value R and the inductance L in the phase voltage equation are correct, the u phase deviation εu is proportional to the deviation between the u phase induced voltage value and the induced voltage reference value. However, the reference numerals are different from those in the first embodiment.
【0370】 εu = iu(n) − ium(n) = − ΔT/L・{eu(n−1) − eum(n−1)} ・・・(72)[0370] εu = iu (n) -ium (n) =-[Delta] T / L * {eu (n-1) -eum (n-1)} ... (72)
【0371】したがって、実施例1と同様の考えが適応
でき、u相電流値iuと相電流基準値iumとを一致さ
せるように動作させることで、角度推定を実現する。た
だし、偏差の符号が異なるため、推定角度θmを補正す
る向きを逆にする。Therefore, the same idea as in the first embodiment can be applied, and the angle estimation is realized by operating the u-phase current value iu and the phase current reference value ium so that they match each other. However, since the signs of the deviations are different, the direction in which the estimated angle θm is corrected is reversed.
【0372】では、角度推定部770の動作の詳細を説
明する。角度推定部770は、ある設定された周期(角
度推定周期:ΔT)ごとに起動され、相電圧値作成部7
1、誘起電圧値演算部72、推定相選択部73、相電流
選択値選択部774、相電流基準値作成部775、偏差
作成部776、ゲインリミット作成部77、角度速度補
正部778、誘起電圧振幅演算値作成部81、誘起電圧
振幅推定値変更部82の順に下記の動作をさせ、推定角
度θmと推定速度ωmとを作成する。また、電流制御部
750、補償量作成部60、角度推定部770の順に動
作させ、角度推定周期ΔTと電流制御周期とを同一とす
る。Details of the operation of the angle estimator 770 will be described below. The angle estimation unit 770 is activated at every set cycle (angle estimation cycle: ΔT), and the phase voltage value creation unit 7
1, induced voltage value calculation unit 72, estimated phase selection unit 73, phase current selection value selection unit 774, phase current reference value creation unit 775, deviation creation unit 776, gain limit creation unit 77, angular velocity correction unit 778, induced voltage The amplitude calculation value creating unit 81 and the induced voltage amplitude estimated value changing unit 82 perform the following operations in this order to create the estimated angle θm and the estimated speed ωm. Further, the current control unit 750, the compensation amount creation unit 60, and the angle estimation unit 770 are operated in this order, and the angle estimation period ΔT and the current control period are the same.
【0373】相電圧値作成部71、誘起電圧値演算部7
2、および推定相選択部73は実施例1と同様であり説
明を省略する。Phase voltage value generator 71, induced voltage value calculator 7
2 and the estimated phase selection unit 73 are the same as those in the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
【0374】相電流選択値選択部774は、推定相の相
電流値を相電流選択値isにする。下記式(73)のよ
うに、推定相指標η=0、および3のとき、u相電流値
iuを相電流選択値isにする。また、推定相指標η=
2、および5のとき、v相電流値ivを相電流選択値i
sにする。さらに、推定相指標η=1、および4のと
き、w相電流値iwを相電流選択値isにする。The phase current selection value selection unit 774 sets the phase current value of the estimated phase to the phase current selection value is. When the estimated phase index η = 0 and 3 as in the following equation (73), the u-phase current value iu is set to the phase current selection value is. Also, the estimated phase index η =
When 2 and 5, the v-phase current value iv is set to the phase current selection value i
s. Further, when the estimated phase index η = 1 and 4, the w-phase current value iw is set to the phase current selection value is.
【0375】 is = iu (η=0、3のとき) is = iv (η=2、5のとき) is = iw (η=1、4のとき) ・・・(73)[0375] is = iu (when η = 0, 3) is = iv (when η = 2, 5) is = iw (when η = 1, 4) (73)
【0376】相電流基準値作成部775は、推定相の相
電流基準値を相電流基準値ismとする。下記式(7
4)のように、推定相指標η=0、および3のとき、u
相電流基準値iumを相電流基準値ismにする。ま
た、推定相指標η=2、および5のとき、v相電流基準
値ivmを相電流選択値ismにする。さらに、推定相
指標η=1、および4のとき、w相電流基準値iwmを
相電流基準値ismにする。なお、u相電流基準値iu
mは、式(70)で表され、v相電流基準値ivm、お
よびw相電流基準値iwmは、下記式(75)で表され
る。The phase current reference value creating unit 775 sets the phase current reference value of the estimated phase as the phase current reference value ism. The following formula (7
4), when the estimated phase index η = 0 and 3, u
The phase current reference value ium is set to the phase current reference value ism. When the estimated phase index η = 2 and 5, the v-phase current reference value ivm is set to the phase current selection value ism. Furthermore, when the estimated phase index η = 1 and 4, the w-phase current reference value iwm is set to the phase current reference value ism. The u-phase current reference value iu
m is represented by the equation (70), and the v-phase current reference value ivm and the w-phase current reference value iwm are represented by the following equation (75).
【0377】 ism = ium (η=0、3のとき) ism = ivm (η=2、5のとき) ism = iwm (η=1、4のとき) ・・・(74)[0377] ism = ium (when η = 0, 3) ism = ivm (when η = 2, 5) ism = iwm (when η = 1, 4) (74)
【0378】 ivm(n) = iv(n−1) +ΔT/L・{vv(n−1)−evm(n−1)−R・iv(n−1)} iwm(n) = iw(n−1) +ΔT/L・{vw(n−1)−ewm(n−1)−R・iw(n−1)} ・・・(75)[0378] ivm (n) = iv (n-1) + ΔT / L · {vv (n−1) −evm (n−1) −R · iv (n−1)} iwm (n) = iw (n-1) + ΔT / L · {vw (n−1) −ewm (n−1) −R · iw (n−1)} ... (75)
【0379】偏差作成部776は、偏差εを作成する。
下記式(76)のように、相電流選択値isと相電流基
準値ismの偏差を偏差εにする。The deviation creating unit 776 creates the deviation ε.
The deviation between the phase current selection value is and the phase current reference value ism is defined as the deviation ε as in the following expression (76).
【0380】 ε = is − ism ・・・(76)[0380] ε = is-ism ... (76)
【0381】ゲインリミット作成部77は、実施例1と
同様であり説明を省略する。The gain limit creating section 77 is the same as that in the first embodiment, and its explanation is omitted.
【0382】角度速度補正部778は、偏差εを0に収
斂させるように推定角度θmを補正する。また、推定角
度ωmを作成する。まず、補正する向きを示す補正符号
σを作成する。下記式(77)のように、推定相指標η
=0、2、4のとき、補正符号σを1にする。また、推
定相指標η=1、3、5のとき、補正符号σを−1にす
る。推定角度θmの補正の方法は、実施例1と同様であ
り、説明を省略する。The angular velocity correction unit 778 corrects the estimated angle θm so that the deviation ε converges to zero. Also, the estimated angle ωm is created. First, a correction code σ indicating the direction of correction is created. As shown in the following equation (77), the estimated phase index η
When = 0, 2, 4, the correction code σ is set to 1. When the estimated phase index η = 1, 3, 5, the correction code σ is set to -1. The method of correcting the estimated angle θm is the same as that in the first embodiment, and the description will be omitted.
【0383】 σ = +1 (η=0、2、4) σ = −1 (η=1、3、5) ・・・(77)[0383] σ = +1 (η = 0, 2, 4) σ = −1 (η = 1, 3, 5) (77)
【0384】誘起電圧振幅演算値作成部81、および誘
起電圧振幅推定値変更部82の動作は、実施例1と同様
であり説明を省略する。The operations of the induced voltage amplitude calculation value creating section 81 and the induced voltage amplitude estimated value changing section 82 are the same as those in the first embodiment, and their explanations are omitted.
【0385】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、誘起電圧値と誘起電圧基準値esmとの偏差を0に
収斂するように動作させることにより推定角度θmを作
成した。実施例7の位置センサレスモータ制御装置のよ
うに、相電流値と相電流基準値ismとの偏差を0に収
斂するように動作させても、実施例1と同様の作用をす
る。そのため、実施例7は、実施例1と同様の効果を有
する。The position sensorless motor control device of the first embodiment is operated so that the deviation between the induced voltage value and the induced voltage reference value esm converges to 0, thereby creating the estimated angle θm. Similar to the position sensorless motor control device of the seventh embodiment, even if it is operated so as to converge the deviation between the phase current value and the phase current reference value ism to 0, the same operation as that of the first embodiment is achieved. Therefore, the seventh embodiment has the same effect as the first embodiment.
【0386】なお、実施例3から実施例7において、相
電圧指令値vu*、vv*、vw*から相電圧値vu、
vv、vwを作成したが、実施例2のように、電圧セン
サで直接検知した電圧に基づき相電圧値vu、vv、v
wを作成してもよい。In the third to seventh embodiments, the phase voltage command values vu *, vv *, vw * are converted to the phase voltage values vu,
Although vv and vw are created, the phase voltage values vu, vv, and v are based on the voltage directly detected by the voltage sensor as in the second embodiment.
You may create w.
【0387】また、実施例2、および実施例4から実施
例7において、相電流指令値iu*、iv*、iw*を
作成し電流を制御したが、実施例3のように、推定角度
θmによる回転座標系であるγδ軸上で電流制御しても
よい。Further, in the second embodiment and the fourth to seventh embodiments, the phase current command values iu *, iv *, iw * are created and the current is controlled, but the estimated angle θm is the same as in the third embodiment. The current may be controlled on the γδ axis which is the rotating coordinate system according to.
【0388】実施例1から実施例7において、u相とv
相の相電流値と相電圧指令値とを交換したが、3相のモ
ータにおいては、3相のうちのいずれか2つの相の相電
流値と相電圧指令値とを交換すればよい。In Examples 1 to 7, the u phase and v
Although the phase current value and the phase voltage command value of the phase are exchanged, in the three-phase motor, the phase current value and the phase voltage command value of any two phases of the three phases may be exchanged.
【0389】また、電流制御部により電流を制御するた
め、電流センサで検知した電流を用いても電流指令を用
いても同様の効果が得られる。すなわち、実施例1から
実施例3、および実施例5から実施例7において、相電
圧方程式に電流センサで検知した電流をあてはめたが、
電流指令をあてはめてもよい。反対に、実施例4におい
て、相電圧方程式に電流指令をあてはめたが、電流セン
サで検知した電流をあてはめてもよい。Since the current is controlled by the current controller, the same effect can be obtained by using the current detected by the current sensor or the current command. That is, in Examples 1 to 3 and Examples 5 to 7, the current detected by the current sensor was applied to the phase voltage equation.
You may apply a current command. On the contrary, in the fourth embodiment, the current command is applied to the phase voltage equation, but the current detected by the current sensor may be applied.
【0390】実施例1から実施例7において、補償量α
は推定角度θmにより変化させたが、補償量αは推定角
度θmに対する変化させなくてもよい。この場合は、電
気周期程度の周期を持つ細かな推定誤差の補償はできな
いが、平均的な推定誤差に対応できる。In the first to seventh embodiments, the compensation amount α
Was changed according to the estimated angle θm, but the compensation amount α need not be changed with respect to the estimated angle θm. In this case, it is not possible to compensate for a fine estimation error having a period of about an electrical period, but it is possible to cope with an average estimation error.
【0391】実施例6において、補償量αの電圧位相分
(α1)を式(56)のように逆正接関数を用いて求め
たが、補償量αの電圧位相分(α1)を角度推定の誤差
分(α2)に入れ込み、補償量αのテーブルを作成し、
このテーブルから直接補償量αを求めてもよい。In the sixth embodiment, the voltage phase component (α1) of the compensation amount α is obtained by using the arctangent function as shown in the equation (56), but the voltage phase component (α1) of the compensation amount α is used for the angle estimation. Put in the error amount (α2), create a table of compensation amount α,
The compensation amount α may be obtained directly from this table.
【0392】実施例6において、脱調を相電圧振幅推定
値vmから判断したが、d軸電圧指令値vd*とq軸電
圧指令値vq*とに関する2次元の範囲を作成し、この
範囲外のとき脱調と判断してもよい。In the sixth embodiment, the out-of-step is judged from the estimated phase voltage amplitude value vm. However, a two-dimensional range for the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * is created, and out of this range. If this is the case, you may decide that you are out of step.
【0393】実施例1から実施例7において、比例ゲイ
ンκpと積分ゲインκiと比例リミットζpと積分リミ
ットζiとを推定速度ωmに対して相似形としたが、推
定速度ωmに対して別々に設定してもよい。In the first to seventh embodiments, the proportional gain κp, the integral gain κi, the proportional limit ζp and the integral limit ζi are similar to the estimated speed ωm, but they are set separately for the estimated speed ωm. You may.
【0394】実施例1から実施例5、および実施例7に
おいて、誘起電圧振幅演算値作成部は、誘起電圧値の絶
対値の和から誘起電圧振幅演算値ecを作成したが、誘
起電圧値を二乗した結果を加算し、さらに、二乗根をと
ったものを誘起電圧振幅演算値ecとしてもよい。同様
に、実施例6において、相電圧振幅演算値作成部は、相
電圧値の絶対値の和から相電圧振幅演算値vcを作成し
たが、相電圧値を二乗した結果を加算し、さらに、二乗
根をとったものを相電圧振幅演算値vcとしてもよい。In the first to fifth embodiments, and the seventh embodiment, the induced voltage amplitude calculation value creation unit creates the induced voltage amplitude calculation value ec from the sum of absolute values of the induced voltage values. The squared result may be added, and the square root may be taken as the induced voltage amplitude calculation value ec. Similarly, in Example 6, the phase voltage amplitude calculation value creation unit created the phase voltage amplitude calculation value vc from the sum of the absolute values of the phase voltage values. However, the result of squaring the phase voltage values was added, and further, The square root may be taken as the phase voltage amplitude calculation value vc.
【0395】また、実施例1から実施例5、および実施
例7において、3相の誘起電圧値から誘起電圧振幅演算
値ecを作成したが、1つの相の誘起電圧値から誘起電
圧振幅演算値ecを求めてもよい。この場合、3相のう
ちで大きさが一番大きい誘起電圧値にある係数を乗じた
ものを誘起電圧振幅演算値ecとする。同様に、実施例
6において、3相の相電圧値から相電圧振幅演算値vc
を作成したが、1つの相の誘起電圧値から相電圧振幅演
算値vcを求めてもよい。この場合、3相のうちで大き
さが一番大きい相電圧値にある係数を乗じたものを相電
圧振幅演算値vcとする。Further, in the first to fifth embodiments and the seventh embodiment, the induced voltage amplitude calculation value ec is created from the induced voltage values of the three phases, but the induced voltage amplitude calculation value is calculated from the induced voltage value of one phase. You may ask for ec. In this case, the induced voltage amplitude calculation value ec is obtained by multiplying the induced voltage value having the largest magnitude among the three phases by a coefficient. Similarly, in the sixth embodiment, the phase voltage amplitude calculation value vc is calculated from the phase voltage values of the three phases.
However, the phase voltage amplitude calculation value vc may be obtained from the induced voltage value of one phase. In this case, the phase voltage amplitude calculation value vc is obtained by multiplying the phase voltage value having the largest magnitude among the three phases by a coefficient.
【0396】実施例1から実施例7において、誘起電圧
が正弦波状であると仮定したが、台形波状などであって
正弦波状でなくても本発明に含まれる。例えば、台形波
状であるときは、誘起電圧基準値を正弦波状から台形波
状のものに置き換えればよい。In Examples 1 to 7, it was assumed that the induced voltage was sinusoidal, but it is also included in the invention even if it is trapezoidal and not sinusoidal. For example, in the case of a trapezoidal wave, the induced voltage reference value may be changed from a sine wave to a trapezoidal wave.
【0397】また、実施例1から実施例7において、電
流制御部と補償量作成部と角度推定部とを同期させた
が、同期させなくてもよい。ただし、同期させないとき
には、適切な設計変更をし、角度速度補正部で行った推
定角度θmを進める動作を電流制御部で行う必要があ
る。Further, in the first to seventh embodiments, the current controller, the compensation amount generator and the angle estimator are synchronized, but they may not be synchronized. However, when the synchronization is not performed, it is necessary to make an appropriate design change and perform the operation of advancing the estimated angle θm performed by the angular velocity correction unit by the current control unit.
【0398】実施例1から実施例7において、交換後の
電圧指令値vu*1、vv*1、vw*1にデッドタイ
ム補償をしてもよい。また、実施例1、および実施例3
から実施例7において、相電圧指令値vu*、vv*、
vw*を相電圧値vu、vv、vwとしたが、相電圧指
令値vu*、vv*、vw*にデッドタイムの影響をな
くような補償をしたものを相電圧値vu、vv、vwと
してもよい。こうすることで、さらに精度のよい角度の
推定を実現する。この場合には、相電圧値vu、vv、
vwから中性点電位を減算したものを推定に用いる。In the first to seventh embodiments, dead time compensation may be performed on the voltage command values vu * 1, vv * 1, vw * 1 after replacement. In addition, Example 1 and Example 3
In Example 7, the phase voltage command values vu *, vv *,
Although vw * is set to the phase voltage values vu, vv, vw, the phase voltage command values vu *, vv *, vw * are compensated so as not to have an influence of dead time, and are set as the phase voltage values vu, vv, vw. Good. By doing so, more accurate angle estimation can be realized. In this case, the phase voltage values vu, vv,
The value obtained by subtracting the neutral point potential from vw is used for estimation.
【0399】実施例1から実施例7において、比例積分
結果をそのまま相電圧指令値としたが、3倍高調波の重
畳、2相変調をしてもよい。この場合には、相電圧値v
u、vv、vwから中性点電位を減算したものを推定に
用いる。In the first to seventh embodiments, the proportional-integral result is directly used as the phase voltage command value, but the triple harmonic may be superposed and the two-phase modulation may be performed. In this case, the phase voltage value v
A value obtained by subtracting the neutral point potential from u, vv, vw is used for estimation.
【0400】実施例1から実施例6において、IPMS
Mを制御したが、SPMSMを制御してもよい。反対
に、実施例7において、SPMSMを制御したが、相電
流モデル値ismの演算にインダクタンス変化を考慮し
IPMSMを制御してもよい。In the first to sixth embodiments, the IPMS
Although M is controlled, SPMSM may be controlled. On the contrary, although the SPMSM is controlled in the seventh embodiment, the IPMSM may be controlled in consideration of the inductance change in the calculation of the phase current model value ism.
【0401】また、シンクロナスリラクタンスモータを
制御してもよい。このシンクロナスリラクタンスモータ
は永久磁石がないため、永久磁石による誘起電圧を0に
して制御すればよい。例えば、実施例6において、式
(56)において、永久磁石によるdq軸巻線鎖交磁束
実効値ψを0とし、下記式(78)のように、補償量α
の電圧位相分α1を作成すればよい。Further, the synchronous reluctance motor may be controlled. Since this synchronous reluctance motor does not have a permanent magnet, the induced voltage by the permanent magnet may be controlled to 0. For example, in the sixth embodiment, in equation (56), the effective value ψ of the dq-axis winding interlinkage magnetic flux due to the permanent magnet is set to 0, and the compensation amount α is expressed by the following equation (78).
It suffices to create the voltage phase component α1.
【0402】 α1 =−atan[{R・iγ*−ωe・Lq・iδ*}/ {R・iγ*+ωe・Ld・iδ*}] ・・・(78)[0402] α1 = −atan [{R · iγ * −ωe · Lq · iδ *} / {R · iγ * + ωe · Ld · iδ *}] (78)
【0403】[0403]
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、非常に
短い期間である角度推定周期ごとに偏差を求め推定角度
を補正することで、常に高分解能で高精度な推定角度を
作成する位置センサレスモータ制御装置を実現できると
いう、有利な効果が得られる。また、非常に短い期間で
ある角度推定周期ごとに偏差を求め推定角度を補正する
ことで、角速度の急激な変化に追随できる、速度変化へ
の応答性の良い、位置センサレスモータ制御装置を実現
できるという、有利な効果が得られる。As described above, according to the present invention, a deviation is calculated for each angle estimation cycle which is a very short period and the estimated angle is corrected, so that an estimated angle with high resolution is always created. An advantageous effect that a position sensorless motor control device can be realized is obtained. Further, by obtaining the deviation for each angle estimation cycle which is a very short period and correcting the estimated angle, it is possible to realize a position sensorless motor control device capable of following a rapid change in angular velocity and having good responsiveness to a change in velocity. That is, an advantageous effect can be obtained.
【0404】請求項1等の本発明によれば、温度変化に
より推定角度が影響を受けないため、広い温度範囲にわ
たって、高い精度でロータの角度を推定する位置センサ
レスモータ制御装置を実現できるという、有利な効果が
得られる。According to the present invention as set forth in claim 1 or the like, since the estimated angle is not affected by the temperature change, it is possible to realize a position sensorless motor control device which estimates the rotor angle with high accuracy over a wide temperature range. An advantageous effect is acquired.
【0405】請求項1、6、9、11の本発明によれ
ば、推定信号と計測データ等との間で演算をする上で、
座標回転を行う必要がないため、モータのステータ巻線
の相電圧が飽和して、相電圧等が、台形波や矩形波等に
なった場合にも、正しいロータの角度推定をすることが
出来る、高速や大きな出力トルクでモータを駆動する位
置センサレスモータ制御装置を実現できるという、有利
な効果が得られる。又、本発明による位置センサレスモ
ータ制御装置においては、ロータの永久磁石の着磁波形
は任意である。従って、ロータの永久磁石の着磁波形が
正弦波以外の波形であって、誘起電圧が正弦波以外の波
形を有する、モータについても、本発明により、高い精
度でロータの角度を推定することが出来るという有利な
効果が得られる。 According to the present invention as set forth in claims 1, 6 , 9 , and 11, in calculating between the estimated signal and the measurement data,
Since it is not necessary to perform coordinate rotation, the correct rotor angle can be estimated even when the phase voltage of the motor stator winding is saturated and the phase voltage becomes a trapezoidal wave or a rectangular wave. The advantageous effect that the position sensorless motor control device that drives the motor at high speed and large output torque can be realized is obtained. In addition, the position sensorless model according to the present invention
In the data control device, the magnetization waveform of the permanent magnet of the rotor
Is optional. Therefore, the magnetization waveform of the permanent magnet of the rotor is
Waveforms other than sine waves, in which the induced voltage is other than sine wave
A motor having a shape also has a high precision by the present invention.
The advantage is that the rotor angle can be estimated in degrees.
The effect is obtained.
【0406】請求項6の本発明によれば、ステータ巻線
の計測又は演算された電圧から、誘起電圧以外の成分を
差し引くことにより、誘起電圧を導出する。これによ
り、広い温度範囲にわたって、高い精度でロータの角度
を推定する位置センサレスモータ制御装置を実現できる
という、有利な効果が得られる。 According to the present invention of claim 6, the stator winding is
From the measured or calculated voltage of
The induced voltage is derived by subtracting. By this
The rotor angle with high accuracy over a wide temperature range.
Of a position sensorless motor controller that estimates
That is, an advantageous effect can be obtained.
【0407】請求項9の本発明によれば、ステータ巻線
の電流信号を基準に、角度を推定する。これにより、推
定角度が温度変化の影響を受けないため、広い温度範囲
にわ たって、高い精度でロータの角度を推定する位置セ
ンサレスモータ制御装置を実現できるという、有利な効
果が得られる。 According to the present invention of claim 9, the stator winding is
The angle is estimated based on the current signal of. By this,
Wide temperature range because the constant angle is not affected by temperature changes
Standing Niwa, location cell to estimate the angle of the rotor with high precision
The advantageous effect of being able to realize a sensorless motor control device.
The fruit is obtained.
【0408】また、請求項11の本発明によれば、相電
圧基準値に相電圧値を一致させるようにすることによ
り、演算時間少なく角度推定を実現する位置センサレス
モータ制御装置を実現する。 Further , according to the present invention of claim 11, the phase current is
By matching the phase voltage value to the pressure reference value,
Position sensorless, which realizes angle estimation with less calculation time
Realize a motor control device.
【0409】請求項2、7、10、12の本発明によれ
ば、振幅誤差を小さくするフィードバックループが設け
られ、正しい角度誤差を算出することができる位置セン
サレスモータ制御装置を実現できるという、有利な効果
が得られる。 According to the present invention as defined in claims 2, 7, 10, and 12.
A feedback loop to reduce the amplitude error
Position sensor that can calculate the correct angle error.
Advantageous effect of realizing a sales motor control device
Is obtained.
【0410】請求項3、8の本発明によれば、ステータ
巻線の電流が正弦波信号であるとして取り扱うため、角
度を推定するための計算が簡略化される。これにより、
小型で、安価なマイクロプロセッサ等により、短い演算
時間で、角度推定を行う位置センサレスモータ制御装置
を実現できるという、有利な効果が得られる。又、ステ
ータ巻線は大きなインダクタンス成分を有するため、ス
テータ巻線の相電流の波形は飽和しにくく、ステータ巻
線の相電圧の波形が飽和した時にも、相電流の波形は正
弦波に近いため、ステータ巻線の相電圧の波形が飽和し
た時にも、ロータの角度の推定精度の高い、高速や大き
な出力トルクでモータを駆動する位置センサレスモータ
制御装置を実現できるという、有利な効果が得られる。 According to the present invention of claims 3 and 8, the stator is
Since the winding current is treated as a sinusoidal signal, the angle
The calculations for estimating degrees are simplified. This allows
Small and inexpensive microprocessor etc. for short calculation
Position sensorless motor controller that estimates the angle by time
It is possible to obtain the advantageous effect that In addition,
Since the motor winding has a large inductance component,
The waveform of the phase current in the theta winding is less likely to saturate,
Even when the phase voltage waveform of the line is saturated, the phase current waveform is positive.
Since it is close to a chord wave, the phase voltage waveform of the stator winding is saturated.
Even when the rotor angle is high, the estimation accuracy of the rotor angle is high.
Sensorless motor that drives the motor with various output torques
The advantageous effect that the control device can be realized is obtained.
【0411】請求項4、13〜15の本発明によれば、
角度誤差の検出精度の高い相を選択して、角度誤差を補
正する。これにより、いかなるロータの角度において
も、常に高い精度で、角度を推定することが出来る、位
置センサレスモータ制御装置を実現できるという、有利
な効果が得られる。請求項15の本発明によれば、全て
の相について誤差を算出する必要がなく、各相の誘起電
圧を比較して、最も小さな誘起電圧の相を選択するとい
う簡単な方法により、正常な状態において誤差が最大に
なる相を選択し、当該選択された相についてのみ、誤差
を演算するため、演算時間が少なくて済むという、有利
な効 果が得られる。 According to the present invention of claims 4 and 13 to 15,
Select a phase with a high angle error detection accuracy to compensate for the angle error.
To correct. This allows for any rotor angle
Even if the angle can be estimated with high accuracy,
Advantage of being able to realize a stationary sensorless motor control device
Can be obtained. According to the invention of claim 15, all
It is not necessary to calculate the error for each phase,
Compare the pressures and select the phase with the smallest induced voltage.
Error is maximized under normal conditions.
Select the phase that is
Is advantageous because it takes less time to calculate
Such effects can be obtained.
【0412】請求項5、18の本発明によれば、非常に
わずかな切り換えにより、正転と逆転とに対応し、か
つ、正転時と逆転時とで、回路ブロック又はプログラム
ブロックのほとんどの部分を共用できる位置センサレス
モータ制御装置が実現できるという、有利な効果が得ら
れる。 According to the present invention of claims 5 and 18, it is very
With slight switching, it can be used for forward and reverse rotation.
Circuit block or program for normal rotation and reverse rotation
Position sensorless that can share most of the block
The advantageous effect that a motor control device can be realized is obtained.
Be done.
【0413】請求項16の本発明によれば、モータのロ
ータの角度推定誤差が一定の範囲を超えたことを検知し
て(その結果、例えば、推定角速度が実際の角速度とま
ったく異なる値になった場合)、例えば、モータを停止
させる。これにより、モータの制御が外れた状態(脱
調)から、容易に脱出することが出来る位置センサレス
モータ制御装置を実現できるという、有利な効果が得ら
れる。 According to the sixteenth aspect of the present invention, the motor
It is detected that the angle estimation error of the data exceeds a certain range.
(As a result, for example, the estimated angular velocity does not match the actual angular velocity.
If the values are very different), stop the motor, for example
Let As a result, the motor is out of control
Position sensor that can be easily escaped from
The advantageous effect that a motor control device can be realized is obtained.
Be done.
【0414】請求項17の本発明によれば、過大な補正
量を用いて推定信号を補正することを防止する。これに
より、ノイズの影響を受けにくい、安定な位置センサレ
スモータ制御装置を実現できるという、有利な効果が得
られる。補正量の上限値又は下限値を角速度に応じて変
化させる。これにより、広い速度範囲でノイズの影響を
受けにくい、安定な位置センサレスモータ制御装置を実
現できるという、有利な効果が得られる。 According to the seventeenth aspect of the present invention, the excessive correction
Prevents correcting the estimated signal with a quantity. to this
Stable position sensor that is less susceptible to noise.
The advantageous effect that a motor control device can be realized is obtained.
To be Change the upper or lower limit of the correction amount according to the angular velocity.
Turn into This will reduce the effects of noise over a wide speed range.
Implement a stable, position sensorless motor control device that is hard to receive
There is an advantageous effect that it can be revealed.
【0415】[0415]
【0416】[0416]
【0417】[0417]
【0418】[0418]
【0419】[0419]
【0420】[0420]
【0421】[0421]
【0422】[0422]
【図1】実施例1における位置センサレスモータ制御装
置の構成を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a position sensorless motor control device according to a first embodiment.
【図2】実施例1における駆動部の回路図。FIG. 2 is a circuit diagram of a drive unit according to the first embodiment.
【図3】実施例1における速度制御部の構成を示すブロ
ック図。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a speed control unit according to the first embodiment.
【図4】実施例1における電流制御部の構成を示すブロ
ック図。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a current control unit according to the first embodiment.
【図5】実施例1における角度推定部の構成を示すブロ
ック図。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an angle estimation unit in the first embodiment.
【図6】実施例1における脱調検出部の構成を示すブロ
ック図。FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a step-out detection unit in the first embodiment.
【図7】実施例1における座標系の説明図。FIG. 7 is an explanatory diagram of a coordinate system according to the first embodiment.
【図8】実施例1におけるu相の誘起電圧値と誘起電圧
基準値と偏差とを示す波形図。FIG. 8 is a waveform diagram showing the induced voltage value of the u phase, the induced voltage reference value, and the deviation in the first embodiment.
【図9】実施例1における推定速度に対するゲインとリ
ミットの関係図。FIG. 9 is a relationship diagram of a gain and a limit with respect to an estimated speed in the first embodiment.
【図10】実施例1における推定速度に対する誘起電圧
振幅上限値と誘起電圧振幅下限値の関係図。FIG. 10 is a relationship diagram of the induced voltage amplitude upper limit value and the induced voltage amplitude lower limit value with respect to the estimated speed in the first embodiment.
【図11】実施例2における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a position sensorless motor control device according to a second embodiment.
【図12】実施例2における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of an angle estimation unit according to the second embodiment.
【図13】実施例3における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of a position sensorless motor control device according to a third embodiment.
【図14】実施例3における電流制御部の構成を示すブ
ロック図。FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of a current control unit according to the third embodiment.
【図15】実施例4における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of a position sensorless motor control device according to a fourth embodiment.
【図16】実施例4における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of an angle estimation unit in the fourth embodiment.
【図17】実施例5における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a position sensorless motor control device according to a fifth embodiment.
【図18】実施例5における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of an angle estimation unit in the fifth embodiment.
【図19】実施例5における各相の誘起電圧値と推定相
指標の関係を示す波形図。FIG. 19 is a waveform diagram showing the relationship between the induced voltage value of each phase and the estimated phase index in the fifth embodiment.
【図20】実施例6における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of a position sensorless motor control device according to a sixth embodiment.
【図21】実施例6における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。FIG. 21 is a block diagram showing the configuration of an angle estimation unit in the sixth embodiment.
【図22】実施例6における脱調検出部の構成を示すブ
ロック図。FIG. 22 is a block diagram showing the configuration of a step-out detection unit in the sixth embodiment.
【図23】実施例6における推定速度に対する相電圧振
幅上限値と相電圧振幅下限値の関係図。FIG. 23 is a diagram showing the relationship between the upper limit value of the phase voltage amplitude and the lower limit value of the phase voltage amplitude with respect to the estimated speed in the sixth embodiment.
【図24】実施例7における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図。FIG. 24 is a block diagram showing the configuration of a position sensorless motor control device according to a seventh embodiment.
【図25】実施例7における速度制御部の構成を示すブ
ロック図。FIG. 25 is a block diagram showing the configuration of a speed control unit according to the seventh embodiment.
【図26】実施例7における角度推定部の構成を示すブ
ロック図。FIG. 26 is a block diagram showing a configuration of an angle estimation unit in the seventh embodiment.
【図27】従来例1の位置センサレスモータ制御装置の
構成を示すブロック図。FIG. 27 is a block diagram showing the configuration of a position sensorless motor control device of Conventional Example 1.
【図28】従来例1の位置センサレスモータ制御装置の
タイミングチャート。FIG. 28 is a timing chart of a position sensorless motor control device of Conventional Example 1.
【図29】従来例2の位置センサレスモータ制御装置の
構成を示すブロック図。FIG. 29 is a block diagram showing a configuration of a position sensorless motor control device of Conventional Example 2.
【図30】従来例2の位置センサレスモータ制御装置の
解析モデル。FIG. 30 is an analysis model of a position sensorless motor control device of Conventional Example 2.
10 IPMSM 11u ステータ巻線 11v ステータ巻線 11w ステータ巻線 12 ロータ 712 ロータ 13 永久磁石 713 永久磁石 21u 電流センサ 21v 電流センサ 22 マイコン 222 マイコン 322 マイコン 422 マイコン 522 マイコン 622 マイコン 722 マイコン 30 駆動部 40 速度制御部 440 速度制御部 740 速度制御部 50 電流制御部 250 電流制御部 350 電流制御部 450 電流制御部 60 補償量作成部 660 補償量作成部 70 角度推定部 270 角度推定部 470 角度推定部 570 角度推定部 670 角度推定部 770 角度推定部 80 誘起電圧振幅推定値補正部 90 脱調検出部 690 脱調検出部 710 SPMSM 10 IPMSM 11u stator winding 11v stator winding 11w stator winding 12 rotor 712 rotor 13 permanent magnet 713 permanent magnet 21u current sensor 21v current sensor 22 Microcomputer 222 microcomputer 322 Microcomputer 422 microcomputer 522 Microcomputer 622 microcomputer 722 Microcomputer 30 Drive 40 Speed controller 440 Speed controller 740 Speed control unit 50 Current controller 250 current controller 350 current controller 450 current controller 60 Compensation amount creation section 660 Compensation amount creation section 70 Angle estimation unit 270 Angle estimation unit 470 Angle estimation unit 570 Angle estimation unit 670 Angle estimation unit 770 Angle estimation unit 80 Induced voltage amplitude estimated value correction unit 90 Step out detector 690 Step-out detection unit 710 SPMSM
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 丸山 幸紀 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平11−18499(JP,A) 特開 平11−18477(JP,A) 特開 平8−256496(JP,A) 特開 平8−317685(JP,A) 特開 平8−308286(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H02P 6/16 H02P 6/06 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (72) Inventor Koki Maruyama 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (56) Reference JP-A-11-18499 (JP, A) JP-A-11- 18477 (JP, A) JP-A-8-256496 (JP, A) JP-A-8-317685 (JP, A) JP-A-8-308286 (JP, A) (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB name) H02P 6/16 H02P 6/06
Claims (18)
モータの3相のステータ巻線に印加する電圧の指令値をThe command value of the voltage applied to the 3-phase stator winding of the motor
示す相電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、Voltage command value creating means for creating the phase voltage command value shown, 前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印A voltage is applied to the stator winding based on the phase voltage command value.
加する駆動手段と、Drive means for adding, 前記ステータ巻線に流れる電流を示す相電流値を作成すCreate a phase current value that indicates the current flowing in the stator winding
る相電流値作成手段と、Phase current value creating means, 前記ステータ巻線に印加される電圧を示す相電圧値を作A phase voltage value indicating the voltage applied to the stator winding is created.
成する相電圧値作成手段と、Phase voltage value creation means to be formed, 前記推定角度を作成する角度推定手段と、Angle estimating means for creating the estimated angle, を具備する位置センサレスモータ制御装置において、In a position sensorless motor control device equipped with 前記角度推定手段は、前記推定角度と前記相電流値と前The angle estimation means calculates the estimated angle, the phase current value, and
記相電圧値とに基づき前記ステータ巻線の3相の相電圧Phase voltage of the three phases of the stator winding based on the phase voltage value
方程式を用いて演算される演算値を作成し、前記演算値Create a calculated value that is calculated using the equation
の基準であり前記推定角度に応じ電気角360°の周期The electrical angle of 360 ° according to the estimated angle
で変化する基準値を作成し、前記演算値と前記基準値とCreate a reference value that changes with the calculated value and the reference value
の偏差を作成する偏差作成手段と、Deviation creating means for creating the deviation of 前記偏差が零に収斂するように前記推定角度を補正するCorrect the estimated angle so that the deviation converges to zero.
角度補正手段と、を有することを特徴とする位置センサA position sensor having an angle correction unit;
レスモータ制御装置。Motor control device.
前記基準値の振幅を示す振幅推定値を補正する振幅推定Amplitude estimation for correcting an amplitude estimation value indicating the amplitude of the reference value
値補正手段が付加されたことを特徴とする請求項1に記The value correction means is added, as set forth in claim 1.
載の位置センサレスモータ制御装置。Mounted position sensorless motor control device.
波であると仮定し簡略化されたステータ巻線の相電圧方Simplified stator winding phase voltage scheme assuming waves
程式に基づき前記推定角度を作成することを特徴とするCharacterized in that the estimated angle is created based on the equation
請求項1に記載の位置センサレスモータ制御装置。The position sensorless motor control device according to claim 1.
モータの3相のステータ巻線に印加する電圧の指令値をThe command value of the voltage applied to the 3-phase stator winding of the motor
示す相電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、Voltage command value creating means for creating the phase voltage command value shown, 前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印A voltage is applied to the stator winding based on the phase voltage command value.
加する駆動手段と、Drive means for adding, 前記推定角度を作成する角度推定手段と、Angle estimating means for creating the estimated angle, を具備する位置センサレスモータ制御装置において、In a position sensorless motor control device equipped with 前記角度推定手段は、前記推定角度の作成に使用する前Before using the angle estimation means to create the estimated angle
記ステータ巻線の相を示す推定相を3相のうちから1相The estimated phase that indicates the phase of the stator winding is one of the three phases
だけ選択する推定相選択手段と、Estimated phase selection means to select only 前記推定相の相電圧方程式を用いて前記推定角度を補正Correct the estimated angle using the phase voltage equation of the estimated phase
する角度補正手段と、を有することを特徴とする位置セAngle correction means for
ンサレスモータ制御装置。Sensorless motor controller.
知し相電流値を出力する電流センサと、A current sensor that outputs a known phase current value, 前記モータのロータの推定角度に基づき前記ステータ巻The stator winding based on the estimated angle of the rotor of the motor
線に印加する電圧の指令値を示す相電圧指令値を作成すCreate a phase voltage command value that indicates the command value of the voltage applied to the line.
る電圧指令値作成手段と、Voltage command value creating means, 前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印A voltage is applied to the stator winding based on the phase voltage command value.
加する駆動手段と、Drive means for adding, 前記推定角度を作成する角度推定手段と、Angle estimating means for creating the estimated angle, 前記ロータの回転する方向の指令を示す回転方向指令がThe rotation direction command indicating the direction of rotation of the rotor is
逆転のとき前記相電流値同士を交換する相電流値交換手Phase current value exchanger that exchanges the phase current values with each other when reversing
段と、Dan, 前記回転方向指令が逆転のとき前記電圧指令値同士を交When the rotation direction command is reverse rotation, the voltage command values are exchanged.
換する相電圧指令値交換手段と、Phase voltage command value exchanging means for exchanging, を具備することを特徴とする位置センサレスモータ制御Position sensorless motor control characterized by comprising
装置。apparatus.
モータの3相のステータ巻線に印加する電圧の指令値をThe command value of the voltage applied to the 3-phase stator winding of the motor
示す相電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、Voltage command value creating means for creating the phase voltage command value shown, 前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印A voltage is applied to the stator winding based on the phase voltage command value.
加する駆動手段と、Drive means for adding, 前記ステータ巻線に流れる電流を示す相電流値を作成すCreate a phase current value that indicates the current flowing in the stator winding
る相電流値作成手段と、Phase current value creating means, 前記ステータ巻線に印加される電圧を示す相電圧値を作A phase voltage value indicating the voltage applied to the stator winding is created.
成する相電圧値作成手段と、Phase voltage value creation means to be formed, 前記推定角度を作成する角度推定手段と、Angle estimating means for creating the estimated angle, を具備する位置センサレスモータ制御装置において、In a position sensorless motor control device equipped with 前記角度推定手段は、前記推定角度に応じ電気角360The angle estimating means determines an electrical angle 360 according to the estimated angle.
°の周期で変化する誘起電圧の基準値を示す誘起電圧基The induced voltage group that indicates the reference value of the induced voltage that changes in a cycle of °
準値を作成する誘起電圧基準値作成手段と、Induced voltage reference value creating means for creating a quasi value, 前記ステータ巻線の3相の相電圧方程式を用いて前記相Using the three-phase phase voltage equation of the stator winding,
電流値と前記相電圧値とに基づき前記相電圧値から電気Electricity is calculated from the phase voltage value based on the current value and the phase voltage value.
抵抗による電圧降下とインダクタンスによる電圧降下とVoltage drop due to resistance and voltage drop due to inductance
を減算することにより誘起電圧値を作成する誘起電圧値The induced voltage value is created by subtracting
作成手段と、Creating means, 前記誘起電圧値と前記誘起電圧基準値との偏差を作成すCreate a deviation between the induced voltage value and the induced voltage reference value
る偏差作成手段と、Deviation creating means, 前記偏差が零に収斂するように前記推定角度を補正するCorrect the estimated angle so that the deviation converges to zero.
角度補正手段と、Angle correction means, を有することを特徴とする位置センサレスモータ制御装Position sensorless motor control device characterized by having
置。Place
基づき前記誘起電圧基準値の振幅を示す振幅推定値を補Based on the estimated amplitude value indicating the amplitude of the induced voltage reference value,
正する振幅推定値補正手段を更に有することを特徴とすA correction means for correcting an estimated amplitude value for correction.
る請求項6に記載の位置センサレスモータ制御装置。The position sensorless motor control device according to claim 6.
が正弦波であると仮定し前記相電圧方程式を簡略化し、Simplifies the phase voltage equation assuming that is a sine wave,
前記相電圧値から前記推定角度に応じ電気角360°でAn electrical angle of 360 ° according to the estimated angle from the phase voltage value
略正弦波状に変化する電気抵抗による電圧降下と前記推The voltage drop due to the electrical resistance that changes in a substantially sine wave and
定角度に応じ電気角360°で略正弦波状に変化するイIt changes in a substantially sinusoidal shape at an electrical angle of 360 ° depending on the constant angle.
ンダクタンスによる電圧降下とを減算することにより誘Induced by subtracting the voltage drop due to the inductance
起電圧値を作成することを特徴とする請求項6に記載の7. The electromotive force value is created, as set forth in claim 6.
位置センサレスモータ制御装置。Position sensorless motor controller.
モータの3相のステータ巻線に印加する電圧の指令値をThe command value of the voltage applied to the 3-phase stator winding of the motor
示す相電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、Voltage command value creating means for creating the phase voltage command value shown, 前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印A voltage is applied to the stator winding based on the phase voltage command value.
加する駆動手段と、Drive means for adding, 前記ステータ巻線に流れる電流を示す相電流値を作成すCreate a phase current value that indicates the current flowing in the stator winding
る相電流値作成手段と、Phase current value creating means, 前記ステータ巻線に印加される電圧を示す相電圧値を作A phase voltage value indicating the voltage applied to the stator winding is created.
成する相電圧値作成手段と、Phase voltage value creation means to be formed, 前記推定角度を作成する角度推定手段と、Angle estimating means for creating the estimated angle, を具備する位置センサレスモータ制御装置において、In a position sensorless motor control device equipped with 前記角度推定手段は、前記推定角度に応じ電気角360The angle estimating means determines an electrical angle 360 according to the estimated angle.
°の周期で変化する相電流の基準値を示す相電流基準値Phase current reference value that indicates the reference value of the phase current that changes in a cycle of °
を作成する相電流基準値作成手段と、Phase current reference value creating means for creating 前記相電流値と前記相電流基準値との偏差を作成する偏A bias for creating a deviation between the phase current value and the phase current reference value.
差作成手段と、Difference creation means, 前記偏差が零に収斂するように前記推定角度を補正するCorrect the estimated angle so that the deviation converges to zero.
角度補正手段と、Angle correction means, を有することを特徴とする位置センサレスモータ制御装Position sensorless motor control device characterized by having
置。Place
を推定し、その振幅推定値を補正する振幅推定値補正手To estimate the amplitude and correct the amplitude estimate.
段を更に有することを特徴とする請求項9に記載の位置10. The position of claim 9, further comprising steps.
センサレスモータ制御装置。Sensorless motor controller.
電流を検知し相電流値を出力する電流センサと、A current sensor that detects the current and outputs the phase current value, 前記モータのロータの推定角度と前記相電流値とに基づBased on the estimated angle of the rotor of the motor and the phase current value.
き前記ステータ巻線に印加する電圧の指令値を示す相電Phase current indicating the command value of the voltage applied to the stator winding
圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、Voltage command value creating means for creating a pressure command value, 前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印A voltage is applied to the stator winding based on the phase voltage command value.
加する駆動手段と、Drive means for adding, 前記ステータ巻線に印加される電圧を示す相電圧値を作A phase voltage value indicating the voltage applied to the stator winding is created.
成する相電圧値作成手段と、Phase voltage value creation means to be formed, 前記推定角度を作成する角度推定手段と、Angle estimating means for creating the estimated angle, を具備する位置センサレスモータ制御装置において、In a position sensorless motor control device equipped with 前記角度推定手段は、前記推定角度に応じ電気角360The angle estimating means determines an electrical angle 360 according to the estimated angle.
°の周期で変化する前記相電圧値の基準値である相電圧Phase voltage that is the reference value of the phase voltage value that changes in a cycle of °
基準値を作成する相電圧基準値作成手段と、Phase voltage reference value creating means for creating a reference value, 前記相電圧値と前記相電圧基準値との偏差を作成する偏A bias for creating a deviation between the phase voltage value and the phase voltage reference value.
差作成手段と、Difference creation means, 前記偏差が零に収斂するように前記推定角度を補正するCorrect the estimated angle so that the deviation converges to zero.
角度補正手段と、Angle correction means, を有することを特徴とする位置センサレスモータ制御装Position sensorless motor control device characterized by having
置。Place
値の振幅を示す振幅推定値を補正する振幅推定値補正手Amplitude estimation value correction procedure that corrects the amplitude estimation value that indicates the amplitude of the value
段を更に有することを特徴とする請求項11に記載の位The position of claim 11, further comprising a step.
置センサレスモータ制御装置。Position sensorless motor control device.
作成に使用する前記ステータ巻線の相を示す推定相を3The estimated phase that indicates the phase of the stator winding used for making is 3
相のうちから1相だけを選択する推定相選択手段を含んIncluding estimated phase selection means for selecting only one phase from the phases
で構成され、Consists of, 前記角度補正手段は、前記推定相の前記偏差が0に収斂The angle correction means converges the deviation of the estimated phase to 0.
するように前記推定角度を補正することを特徴とする請To correct the estimated angle so that
求項6、請求項9又は請求項11に記載の位置センサレThe position sensor array according to claim 6, claim 9, or claim 11.
スモータ制御装置。Motor control device.
作成に使用する前記ステータ巻線の相を示す推定相としAs an estimated phase that indicates the phase of the stator winding used for making
て3相のうちから前記偏差が最も大きい相をThe phase with the largest deviation among the three phases 選択する推Recommendation
定相選択手段を含んで構成され、It is configured to include a constant phase selection means, 前記角度補正手段は、前記推定相の前記偏差が0に収斂The angle correction means converges the deviation of the estimated phase to 0.
するように前記推定角度を補正することを特徴とする請To correct the estimated angle so that
求項13に記載の位置センサレスモータ制御装置。The position sensorless motor control device according to claim 13.
作成に使用する前記ステータ巻線の相を示す推定相としAs an estimated phase that indicates the phase of the stator winding used for making
て3相のうちから前記誘起電圧値の大きさが最も小さいOut of the three phases, the magnitude of the induced voltage is the smallest
相を選択する推定相選択手段を含んで構成され、Comprising an estimated phase selection means for selecting a phase, 前記角度補正手段は、前記推定相の前記偏差が0に収斂The angle correction means converges the deviation of the estimated phase to 0.
するように前記推定角度を補正することを特徴とする請To correct the estimated angle so that
求項13に記載の位置センサレスモータ制御装置。The position sensorless motor control device according to claim 13.
断値作成手段と、前記振幅推定値と前記振幅脱調判断値Outlier value creating means, the amplitude estimated value and the amplitude out-of-step judgment value
とに基づき前記推定角度が正しく作成されていないことThe estimated angle is not created correctly based on
を判断する脱調判断手段と、を有する脱調検出手段が付Step-out determination means for determining
加されたことを特徴とする請求項2、請求項7、請求項Claim 2, claim 7, claim
10又は請求項12に記載の位置センサレスモータ制御Position sensorless motor control according to claim 10 or claim 12.
装置。apparatus.
ミットを作成するリミット作成手段が付加され、Limit creation means for creating mitt is added, 前記角度補正手段は、前記偏差が零に収斂するように前The angle correction means is arranged so that the deviation converges to zero.
記リミットに基づき前記推定角度を補正することを特徴Characteristic that the estimated angle is corrected based on the limit
とする請求項1、請求項6、請求項9又は請求項11にAccording to claim 1, claim 6, claim 9 or claim 11.
記載の位置センサレスモータ制御装置。The position sensorless motor control device described.
す回転方向指令が逆転のとき前記相電流値同士を交換すWhen the rotation direction command is reverse rotation, the phase current values are exchanged.
る相電流値交換手段と、Phase current value exchanging means, 前記回転方向指令が逆転のとき前記相電圧指令値同士をWhen the rotation direction command is reverse rotation, the phase voltage command values are
交換する相電圧指令値交換手段と、が付加されたことをPhase voltage command value exchange means to be exchanged, and
特徴とする請求項1、請求項6、請求項9又は請求項1Claim 1, Claim 6, Claim 9 or Claim 1 characterized
1に記載の位置センサレスモータ制御装置。1. The position sensorless motor control device according to 1.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000017639A JP3419725B2 (en) | 1999-01-27 | 2000-01-26 | Position sensorless motor controller |
Applications Claiming Priority (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1836299 | 1999-01-27 | ||
JP8330499 | 1999-03-26 | ||
JP11-18362 | 1999-03-26 | ||
JP11-83304 | 1999-03-26 | ||
JP2000017639A JP3419725B2 (en) | 1999-01-27 | 2000-01-26 | Position sensorless motor controller |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000350489A JP2000350489A (en) | 2000-12-15 |
JP3419725B2 true JP3419725B2 (en) | 2003-06-23 |
Family
ID=27282180
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000017639A Expired - Lifetime JP3419725B2 (en) | 1999-01-27 | 2000-01-26 | Position sensorless motor controller |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3419725B2 (en) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3419725 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080418 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090418 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100418 Year of fee payment: 7 |
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