JP2000517509A

JP2000517509A - 多重搬送波伝送システムにおける、あるいはそれに関する改良

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Publication number: JP2000517509A
Application number: JP10512557A
Authority: JP
Inventors: イサクソン，ミカエル; ヨハンソン，マグヌス; トンヴァル，ハーリー; オルソン，レンナート; ステファンソン，トーマス; エーマン，ハンス; バーレンベルグ，ギュンナー; イサクソン，アンデルス; エクヴィスト，ゲラン; リュンググレン，リス―マリエ; ノルドストレーム，トーマス; イサクソン，ラルス―オーケ; ベングトソン，ダニエル; ホカンソン，シヴェルト; ヴェン，イェー
Original assignee: テリアアクティエボラーグ
Priority date: 1996-09-02
Filing date: 1997-09-01
Publication date: 2000-12-26
Anticipated expiration: 2017-09-01
Also published as: DE69717128D1; EP0923823B1; JP4130995B2; EP0923823A2; ATE227913T1; US6466629B1; WO1998010550A2; WO1998010550A3; NO990772L; DE69717128T2; NO990772D0

Abstract

(57)【要約】多重搬送波信号が受信された場合、FFT処理（あるいは小波送信処理）の前にサンプリングおよび量子化が行われる。多重搬送波信号は、データを幅広の帯域チャネルを介して送信する多くの幅狭の帯域搬送波からなる。全ての個々の搬送波の和における振幅分布はガウス式である。このことは高い振幅は発生する確率が低いことを示す。現在のところアナログ−ディジタル変換器は限られたダイナミックレンジしか有さない。したがって、切断と量子化ひずみとの間において譲歩することが通常行われている。このことは高振幅信号の欠如によって生じるひずみ信号に対して雑な量子化によるマイナス効果の調和をとる必要があることを意味する。

Description

【発明の詳細な説明】多重搬送波伝送システムにおける、あるいはそれに関する改良本発明は、多重搬送波信号の受信およびサンプリングにおける切断の影響が低減される多重搬送波伝送システム、このような多重搬送波伝送システムにおいて用いられるトランシーバおよび受信機、さらにはこのような多重搬送波伝送システムにおいて用いられる多重搬送波信号の受信およびサンプリングにおける切断を低減する方法に関するものである。遠距離通信ネットワークを通したマルチメディア及びその他の帯域幅サービスの提供に対する要望が、銅ペアケーブルを通して高ビット速度のトラフィックを送信する必要性を生み出した。この要件がADSLやVDSL等の多数の異なる送信スキームの開発に導いている。これらの送信スキームに対する有望な変調システムの１つが、DMT（discrete multi-tonc：離散マルチトーン）として知られるラインコードであり、それは直交周波数分割多重送信電子システムに似たところがある広帯域伝送技術である。離散マルチトーン送信においては、利用できる帯域幅は、各々が小さな帯域幅、おそらく、4kHzを有する複数のサブチャネルに分割される。トラフィックは各サブチャネルの雑音電力と伝送損失に依存して、異なるサブチャネルに割り当てられる。各々のチャネルは11データビットまで表わすことができる多重レベルのパルスを搬送する。品質の良くないチャネルは少ないビットしか搬送しないか、あるいは完全に止められるかもしれない。データが両方向に送信される場合、つまり、対称二重通信方式の場合、銅ペアケーブルのペア間干渉が高くなるので、多数の送信スキームは、高いデータ速度での送信が一方向のみ行われるに非対称スキームの使用を提案している。このようなスキームは要求に応じたビデオ（vidco-on-dcmand）等の高い帯域幅サービスに対する要望の多くを満たすが、長期的には、対称二重通信方式システムが要求されると思われる。 VDSL技術はADSLに大きく類似しているが、ADSLはより大きな動的範囲の要求を満たさなければならず、その結果かなり複雑である。VDSLは費用が安く、電力が低いため、構内VDSLユニットは上流向データの多重化のために、物理層メディアアクセス制御を実施する必要がある。４つのラインコードがVDSLのために提案されている： ‐ CAP；キャリアレスAM/PM、すなわち抑圧搬送波QAMバージョン、受動的NT 構成の場合、CAPは多重化のために上流のQPSKとTDMAタイプを使用するであろう（但し、CAPは上流向多重化に対するFDMアプローチを妨げない）； ‐ DMT；離散マルチトーン、受動的NT構成の場合、個々の搬送波を作り出し、復調するために、離散フーリエ変換を使用する多重搬送波システム；DMTは上流向多重化のためにFDMを使用するであろう（但し、DMTはTDMA多重化戦略を妨げない）； ‐ DWMT；離散ウェーブレットマルチトーン、個々の搬送波を作り出し、復調するために、ウェーブレット変換を使用する多重搬送波システム、DWMTは更に上流向多重化のためにFDMも使用するが、TDMAをも許容する；及び ‐ SLC；シンプルラインコード受動的NT構成の場合、ベースバンドをフィルタリングし、それを受信機で再生する４レベルのベースバンドシグナリングバージョン;FDMも可能であるが、SLCは上流向多重化のためにTDMAを最も好ましく使用することになる。 VDSLの初期のバージョンは、上流向チャネルから下流向チャネルを分離し、またPOTS及びISDNからその両方のチャネルを分離するために、周波数分割多重化を使用する。対称的なデータ速度を特徴とする後世代のシステムに対しては、エコー取消しが必要であるかもしれない。周波数における実質的な隔たりは、最低のデータチャネルとPOTS間において維持され、これにより非常に簡単で費用効果的なPOTSスプリッタが可能になる。典型的な実践では、上流向チャネルの上に下流向チャネルが位置付けられるであろう。しかしながら、DAVIC仕様はこの順序を逆にし、同軸ケーブルシステムを通したVDSL信号の構内分配を可能にする。多重搬送波信号が受信されると、FFT処理（または小波変換処理）の前にサンプリングおよびディジタル化が行われる。多重搬送波信号は、データを幅広の帯域チャネルを介して送信するための多くの幅狭の帯域搬送波からなる。全ての個々の搬送波の和の振幅分布はガウス式である。このことは高い振幅が発生する確率が低いことを示す。現在のところアナログ−ディジタル変換器は限られたダイナミックレンジしか有さない。したがって、切断と量子化ひずみとの間において譲歩することが通常行われている。このことは高振幅信号の欠如によって生じるひずみ信号に対して雑な量子化によるマイナス効果の調和をとる必要があることを意味する。本発明は高振幅信号の発生を検知し、これら信号の値を統計的手段によって推定して、アナログ−ディジタル変換器から派生した飽和値に代えてこの推定された値を用いることによる別の方法を提供するものである。この方法は、ダイナミックレンジが限られているアナログ−ディジタル変換器による飽和によって生じる切断の影響を最小限に押さえ、許容しうる量子化間隔を得るものである。本発明の目的は、限られたダイナミックレンジ内で操作を行い、許容しうる量子化間隔を保持しながら多重搬送波信号のアナログ−ディジタル変換時における切断を低減する方法を提供することにある。本発明の別の目的は、限られたダイナミックレンジ内で操作を行い、許容しうる量子化間隔を保持しながら多重搬送波信号のアナログ−ディジタル変換時において切断が低減されるような、多重搬送波信号を受信するための受信機を提供することにある。さらに別の本発明の目的は、限られたダイナミックレンジ内で操作を行い、許容しうる量子化間隔を保持しながら多重搬送波信号のアナログ−ディジタル変換時において切断が低減されるような、多重搬送波信号を受信するための受信機を有するトランシーバを提供することにある。さらに別の本発明の目的は、それぞれが限られたダイナミックレンジ内で操作を行い、許容しうる量子化間隔を保持しながら多重搬送波信号のアナログ−ディジタル変換時において切断が低減されるような、多重搬送波信号を受信するための受信機を含む少なくとも２つのトランシーバを有する多重搬送波伝送システムを提供することにある。本発明の第１の実施態様によれば、多重搬送波伝送システムとともに用いられる受信機であって、この受信機は受信された複数の個々の搬送波を含む信号のサンプリングおよび量子化を行うディジタル化手段と、前記サンプリングおよび量子化が行われた受信された信号をディジタル的に処理して前記複数の搬送波において変調されたデータを抽出するための処理手段とを含むものであり、前記ディジタル化手段は前記受信された信号を一連のディジタル化された、それぞれがｎビットを有するサンプルに変換するためのアナログ−ディジタル変換器と、前記アナログ−ディジタル変換器の入力におけるアナログ信号がｎビットによって表されるものよりも大きい振幅数を有する場合にはそれを検知するための極値検知手段と、前記極値検知手段によって制御されて各ディジタル化されたサンプルを表すためにｍビット（但しｍ＞ｎ）を生成するための生成手段とを含むことを特徴とするものが提供されている。前記ディジタル化手段は、前記アナログ−ディジタル変換器の飽和によって生じる前記ディジタル化信号の切断を最小限にするように操作され得る。前記ｍビットによって表される数は、振幅のガウス分布に基く推定により決定され得る。前記受信された信号は前記アナログ−ディジタル変換器の前記入力に送られる前にアナログ振幅数調整手段に送られるようにしてもよい。前記生成手段は、前記ディジタル−アナログ変換器からｎビットの出力を受信するように設けられる第１の入力と、前記アナログ−ディジタル変換器の正の飽和値よりも大きい前記受信された信号のサンプルの振幅数を表す正の振幅値の推定値を受信するように設けられる第２の入力と、前記アナログ−ディジタル変換器の負の飽和値よりも小さい前記受信された信号のサンプルの振幅数を表す負の振幅値の推定値を受信するように設けられる第３の入力と、前記入力信号の予測された振幅数を表すｍビット信号の出力とを有する３対１マルチプレクサであり得る。前記多重搬送波伝送システムは、直交周波数分離マルチプレクス無線送信システムであり得る。前記多重搬送波伝送システムは、DMT送信システムであり得る。前記多重搬送波伝送システムは、DMTベースのVDSLシステムであり得る。前記ディジタル化手段からのディジタル化された出力信号は、FFT処理手段の入力に対して送られ得る。前記ディジタル化手段からのディジタル化された出力信号は、小波変換処理手段の入力に対して送られ得る。本発明の第２の実施態様は、送信機と受信機とを含むトランシーバに関するものであり、前記受信機は、前述の各項において記載されている受信機であることを特徴とするものである。本発明の第３の実施態様は、多重搬送波伝送システムに関するものであり、前記多重搬送波伝送システムは、前述の各項において記載されているトランシーバを２つ含むものであることを特徴とするものである。本発明による第４の実施態様は、それぞれがデータ流によって変調される複数の個々の搬送波を有するアナログである多重搬送波信号をディジタル化するための方法に関するものであり、その際には前記信号のサンプリングおよび量子化が行われるものであり、 − 前記アナログである多重搬送波信号のサンプリングおよび量子化を行い、それぞれが前記サンプルの振幅数を表すｎビットを含む一連のディジタル化されたサンプルを生成し、 − アナログである多重搬送波信号サンプルがｎビットによって表される最大振幅数よりも大きい振幅数を有する場合には検知し、および − 各サンプルがｍビット（但しｍ＞ｎ）で表されるディジタル化信号を生成するステップを含むことを特徴とするものである。サンプリングおよび量子化を行う際に使用するアナログ−ディジタル変換器の飽和によって生じるディジタル化された信号の切断は最小限に抑えられる。前記ｍビットによって表される数は、振幅数のガウス分布に基づいて推定され得る。前記アナログである多重搬送波信号の振幅数は、サンプリングおよび量子化が行われる前に調整され得る。前記アナログ−ディジタル変換器の正の飽和値よりも大きい前記アナログである多重搬送波信号の正の振幅数は推測され、前記アナログ−ディジタル変換器の負の飽和値よりも小さい前記アナログである多重搬送波信号の負の振幅数も推測され、 − 前記アナログである多重搬送波信号のサンプルの振幅数が前記正と負の飽和値の間にある場合、前記アナログ−ディジタル変換器からの出力を用いて前記アナログである多重搬送波信号の前記サンプルの振幅を表してもよく、 − 前記アナログである多重搬送波信号のサンプルの振幅数が前記正の飽和値よりも大きい場合、前記振幅数の推測された正の値を用いて前記アナログである多重搬送波信号の前記サンプルの振幅を表してもよく、 − 前記アナログである多重搬送波信号のサンプルの振幅数が前記負の飽和値よりも小さい場合、前記振幅数の推測された負の値を用いて前記アナログである多重搬送波信号の前記サンプルの振幅を表してもよい。前記多重搬送波信号は、直交周波数分離マルチプレクス信号であり得る。前記多重搬送波信号は、DMT信号であり得る。次に、添付図面を参照して、発明の実施形態を例によって説明する。図１は非対称通信システムを概略的に示す。図２はDMTシステムを概略的に示す。図３は非対称DMT通信システムにおいて使用されるチャネル分離をグラフ的に示す。図４は本発明が関係するマルチトーン搬送波システムモデムの基本的ブロックを概略的に示す。図５は実装を容易にするために、図４に図示したマルチトーン搬送波システムモデムの分割を概略的に示す。図６は銅ペアケーブルのスペクトル割り当てをグラフ的に示す。図７はここで説明するマルチトーン搬送波システムにおいて使用されるフレーム構造を概略的に示す。図８は図４に示したマルチトーン搬送波システムモデム用のアナログインターフェイスを概略的に示す。図９はここで説明するマルチトーン搬送波システム用の、周波数に対するＳＮ比の依存状態をグラフ的に示す。図10は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムにおいて使用される FFTアルゴリズムを概略的に示す。図11は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムにおいて使用される、フレーム相関原理を概略的に示す。図12は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムと共に使用するための相関器を概略的に示す。図13は、図12の相関器において使用される平均器を概略的に示す。図14は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムと共に使用するための、相関位置検出器を概略的に示す。図15は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムにおいて使用される、同期化ユニットの概観を概略的に示す。図16は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムにおいて使用される、FFT/IFFTユニットの概観を概略的に示す。図17は、サイクリックプレフィックスの使用を概略的に示す。図18は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムにおいて使用するための、決定指示チャネル推定と等化システムを概略的に示す。図19はb＝6である場合の、QAMエンコーディングを示す。図20は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムにおいて使用される、ビットローディング因数とエネルギーローディング因数の計算の実現を概略的に示す。図21は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムにおいて使用される、システムコントローラインターフェイスの概観を概略的に示す。図22は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムの２つが、マルチトーン搬送波伝送システムを作成するために相互接続される方法を概略的に示す。図23は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムにおいて使用されるベクトル管理システムを概略的に示す。図24はBSIの長さを示す。図25は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデムに対する、BSI割り込み用のNUSCロード分配を概略的に示す。図26は図４に示したマルチトーン搬送波システムモデム用のSUSパターンを示す。図27は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデム用のDASパターンを概略的に示す。図28は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデム用のウェイクアップ信号を概略的に示す。図29から31は、図４に示したマルチトーン搬送波システムモデム用のセットアップシーケンスを示す。図32は、VDSLモデムアプリケーションネットワークインターフェイス用のネットワーク概観を概略的に示す。図33は、多重搬送波信号の振幅数のガウス分布を示すものである。図34は、多重搬送波信号の切断の影響を模式的に示すものである。図35は、本発明において採用されるアナログ−ディジタル変換回路を概略的に示すものである。本発明の理解を容易にするために、本特許明細書において使用した略語の語源又は意味を以下に記載する： ADC：アナログ・ディジタル変換器 AIS：アラーム・イン・シグナル（信号内アラーム） ASIC：アプリケーション特有の集積回路 BPSK：バイナリ位相シフトキーイング BSI：ベース同期化間隔 BSI-D：ダウンリンク接続用のBSI BSI-U：アップリンク接続用のBSI CCH：制御チャネル CM1：搬送波モード１、ビットロードされ使用された搬送波 CM2：搬送波モード２、マスクアウトまたは不許可にされた搬送波 CM3：搬送波モード３、ゼロビットローディングが許可された搬送波 CP：サイクリックプレフィックス DAC：ディジタル・アナログ変換器 DAS：DF3フレームシーケンス DF1：データフレーム、ランダムデータ並列CCH DF2：データフレーム、ランダムデータ1CCH DF3：データフレーム、完全にビットロードされた1CCH DFT：離散フーリエ変換 DMT：離散マルチトーン DWMT：離散ウェーブレットマルチトーン EMC：電磁適合性 FEC：フォワードエラー修正 FEXT：遠端漏話 FFT：高速フーリエ変換 FITN：ノードへのファイバ（Fibre To The Node） G1 MUSIC：第一世代、プロトタイプシステム（vmeベース） G2 MUSIC：3＋2ASIC実装 G3 MUSIC：２チップシリコン実装 IFFT：逆高速フーリエ変換 IIR：無限大インパルス応答 ISDN：ディジタルネットワークに対する国際基準 ISI：記号間干渉 JTAG：ジョイントテストアクショングループ LEX：市内交換 LP：低域 NT：ネットワークターミナル NU：ネットワークユニット OFDM：直交周波数分割多重化 ONU：光ネットワークユニット PGA：プログラム可能利得減衰器 POTS：古典的電話サービス QAM：直角振幅変調 SC：システムコントローラ SDH：同期ディジタル階層 SF：同期フレーム SNR：SN比 STB：設定されたトップボックス SUS：同期フレームシーケンス SUS1：SF及びDFIフレームシーケンス SUS2：SF及びDF2フレームシーケンス TA：時間進行 TDMA：時分割多重アクセス UTP：シールドされていない撚り線ペアケーブル VCXO：電圧制御されたクリスタル発振器 VDSL：高ビット速度のディジタル加入者ライン本発明が関係するシステムは、便利さのために、設置された銅ネットワーク用のMUSIC-多重搬送波システムと称する。MUSICは広帯域マルチメディアサービスを支えるための電話銅線ペアケーブルを通した高速通信を提供するためのものである。本明細書及びこれと同日になされた同一出願人による特許出願の明細書において説明されているMUSICシステムは、シリコンによるコスト効率のよい堅牢な加入者実装を提供し、既存の市内電話ネットワークで使用するために、銅ケーブル（＜1300メートル）を通した26：2または13：2Mbpsの非対称送信を提供する。 MUSICシステムは、各々が多くのユーザに供給する働きをする光ファイバを、ユーザの家庭付近のキャビネットまで使用する、Fibre To The Node（FTTN）として知られるネットワークコンセプトを使用してアクセスすることができる。このように、MUSIC用のケーブル長の仕様書を1300メートルまでに制限することができる。 MUSICシステムは基本的に、加入者への下流向高ビット速度（26Mbps）信号と、加入者からの上流向低ビット速度（2Mbps）信号の送信のためである。図１はMUSICシステムを図示している。ネットワークユニット、NUは光ファイバリンク（FITN）によって固定ネットワークに接続される。マルチメディアアプリケーション、例えば、ビデオ・オン・ディマンド（video on demand）に接続されるネットワークターミナルNTは、銅ケーブルを介してNUに連結される。MUSI Cシステムは高い下流向データ速度とかなり低い上流向データ速度を支える。ここで説明するMUSICシステムにおいて、２つの固定ビット速度（13:2、26:2M bps）が支持され、低い方のビット速度、13:2Mbpsは品質が良くないか、あるいは非常に長い銅ケーブルで使用するための特別のオプションとして実装することができる。ネットワークターミナル（NT）に対して、接続はPOTS、ISDN、ATM25、及びイーサネット（Ethernet）等の一組の標準インターフェイスで構成される。モデム状態とは無関係であるように受動的にフィルタリングされるPOTSサービスを除き、全ての伝達プロトコルはモデムデータストリームによって搬送される。ネットワークユニット（Nu）は固定ネットワークにおいて終了する。 MUSICはアナログ部分の受動的フィルタリングによって、アップリンクとダウンリンクのスペクトルを分離する。ここで説明するMUSICバージョンは将来的な機能性のグレードアップを目的としている。この理由から、FFT/IFFTブロックは、システムの将来のグレードアップにおいて再使用できるように、完全な機能性を支援するように設計されている。 MUSICシステムは、個々の搬送波を作り出し、復調するために、離散フーリエ変換を使用する、DMTベースの多重搬送波VDSLシステムである。これは、２つのトランシーバを示す図２に図示されており、各々のトランシーバが撚り線銅ペアケーブルに接続される、受信機Rxと送信機Txを有している。複数の搬送波を使用して２つのトランシーバ間でデータが送信されるが、チャネル品質が非常に粗悪である場合には、これらの搬送波のうち一部は使用しなくてもよい。各搬送波によって伝達されるビット数も、チャネル品質に応じて変化してよい。ＤＭＴ等の多重搬送波変調技術は、周波数に依存する損失及び撚り線ペアケーブルの雑音を効率的に処理する。MUSICシステムにおいて、利用できる10MHzの帯域幅は、各々が9.77kHz幅である1024の搬送波に分割される。個々の搬送波に割り当てられる伝送電力は、各帯域の雑音電力と伝送損失に依存する。各々の搬送波は12ビットまでのデータ（4096QAM）を表わすことができるマルチレベルパルスを搬送する。個々の搬送波のＳＮ比（SNR）は受信機側で計算される。搬送波が高いSNRを有する場合、12ビットまでがその搬送波に割り当てられる。低いSNR 値の搬送波に対しては、少ないビット数がその搬送波に割り当てられる。狭帯域干渉物によって影響される搬送波は止められる。インパルスノイズの偶然のバーストの影響を緩和するために、フォワードエラー修正とデータインターリービングが使用される。 MUSICシステムのこのバージョンにおいて、非対称VDSLが実装され、それは下流向データ速度が上流向データ速度より高いことを意味する。２つの固定された下流向データ速度（26/13Mbps）はシステムによって支持され、選ばれる速度は実際のケーブル長（＜1300メートル）及び／もしくはチャネルの品質に依存する。上流向データ速度は2Mbpsに固定される。MUSICシステムにおいて、下流向チャネルを上流向チャネルから分離し、またそれらのチャネルをPOTSから分離するために、異なる周波数帯域を使用することができる。図３を参照されたい。あるいは、他の二重通信方式、例えば、TDMA及び／もしくは一つおきの搬送波が下流向チャネルと上流向チャネル専用である方法を使用することもできる。図４は本発明が関係するMUSICモデムの概観を示している。主なハードウエアブロックはADCとDAC、同期化、フーリエ変換処理、チャネル推定／等化器、記号割り振りと検出、インターリービングを伴うコーディングとデコーディング、ネットワークインターフェイス、及びシステムコントローラである。モデムは以下の４つの基本的な機能ブロックの点から考慮することができる： ‐ ディジタル受信機ユニット； ‐ ディジタル送信機ユニット； ‐ アナログフロントエンド；及び ‐ システムコントローラ／PCI アナログフロントエンドは、保護されていない撚り線ペアケーブル及びPOTSに接続されるハイブリッド変圧器を含む。受信機側では、低域フィルターLPとプログラム可能利得減衰器PGAを介して、ハイブリッド変圧器がアナログ・ディジタル変換器に接続される。アナログ・ディジタル変換器を駆動するために、電圧制御された圧電結晶発振器VCXOが使用される。送信機側では、ハイブリッド変圧器が低域フィルターを介してディジタル・アナログ変換器に接続される。ディジタル受信機ユニットは、図４に示すように、同期化ユニット及びチャネル推定器に接続される高速フーリエ変換及びリスケーリングユニットFFTを含む。チャネル推定器は、記号検出ユニット、及びデインターリービング、デコーディングユニットを介して、ビット操作ユニットに接続され、そこからネットワークアプリケーションインターフェイスに接続される。ディジタル送信機ユニットは、エンコーディング及びインターリービングユニット、及び記号割り振り（マッピング）ユニットを介して、逆高速フーリエ変換及びスケーリングユニットIFFTに接続されるビット操作ユニットを含む。システムコントローラは、図４に示すように、ディジタル受信機及びディジタル送信機内の様々な機能ユニットに接続され、またネットワークアプリケーションインターフェイス及びコンピュータインターフェイスに接続される。ネットワークインターフェイスは高いプロトコルレベルをモデム層１機能性(m odem layer one functionality)に接続する。このブロックはシステムに構成されたビット速度でデータを提供し、必要であれば、ダミーフレームを付け加える。次に、データはチャネルコード化、及びインターリーブされる。ここで説明するMUSICシステムは、インターリービングと組み合わされたたたみこみコードを使用する。多数のフレームの深さを使用して、組み合わされた周波数／時間インターリービングが得られる（本明細書の後半を参照されたい）。記号割り振り（mapping）ブロックは整数ベクトルとして入力データを受け取る。このベクトルは現行のビットローディング値に応じて構成された配列に割り振る（map）。割り振り器（mapper）はビットエラーの確率を低下させるために、交番２進コーディングスキームを使用する。実際のベクトル掛け算はIFFTブロックにおける最初のステップである。これはシステムが各搬送波の出力電力レベルを概算（スケーリング）することができるようにする。次に、IFFTブロックは入力データに実際の2048のポイント逆FFTを行い、各搬送波を変調する。最終ステップとして、出力データにアドレスラップアラウンドを実行し、フレームの端において最初の128サンプルのコピーを加える。これはサイクリックプレフィックス（CP）と呼ばれる。変調信号はDACへと進み、DACは84dBという真の最低動的範囲で信号を変換する。DACはシステムサンプルクロックによって20MHzで刻時される。ナイキストゴーストを除去するために、信号がLPフィルタリングにかけられる。ハイブリッド変圧器は銅ケーブルにバランスのとれた干渉を提供する。 MUSIC送信機・受信機信号路の概観が図４に示されている。送信機部分は受信機部分と同じハイブリッド構成を使用する。受信機末端では、スプリッタ／ハイブリッドトランシーバが、POTSが使用する０から4kHzまでの周波数を、システムが使用する周波数と分離する。更に、スプリッタ／ハイブリッドトランシーバは、高レベル送信信号と低レベル受信信号の組み合わせから、低レベル受信信号も抽出する。信号に対するナイキスト効果を減少させるために、アナログ受信信号がPGA(プログラム可能利得増幅器)に供給される前に、アナログ受信信号を低域フィルターにかける。 PGAは、ADCの動的範囲を最大限利用するために必要である。本システムでは、動的範囲は少なくとも66dBであるべきである。信号がディジタルフォーマットに変換された後、同期化・FFTブロックがデータを受信する。同期化ブロックでは、（FFTバッファの制御用の）フレームクロックとVCXO用の制御信号を発生させる。始めに、同期化ブロックが見本が取られた信号からフレームクロックを検索する。次に、フレームタイミング推定値を計算するためにフレームクロックが使用され、VCXOフィードバックコントローラに送られる。VC XOはサンプリングクロック（20MHz）を発生させる。フレーム時間推定値のみによって制御されるサンプリングクロックは、DMTシステムにおいては十分正確であるとはいえない。従って、ロッキングシーケンスの後、高いサンプリングクロックタイミング精度を達成するために、専用パイロット搬送波が使用される。 BSI信号もパイロット搬送波から抽出される。BSIは送信機・受信機CCH通信を同期化するために使用されるベース同期化間隔タイミング信号である。MUSICシステムの新規な実施態様の１つは、同期化ブロックによって使用されるアルゴリズムであり、それについては、本明細の後半において詳述する。 2048ポイントの実際のFFTは、FFTブロック内の入力フレームに対して実行される。この後、データが次のブロックに送られる前に、エネルギーローディングパラメータに基づいて、リスケーリングが行われる。チャネル推定及び等化はFFTブロックから出力されるデータに対して実行される。全てのデータフレームがチャネル特性を推定するために使用される。更に、これらのデータフレームはビットローディングベクトルを計算するために使用され、各搬送波で送信されるビット数を決定する。この情報はその後、上流向制御チャネル(CCH)を通して送信機に送られる。記号検出ブロックでは、ビットローディングマスクに従って、各搬送波に対してデマッピング（demapping）が行われる。デマッピングの後、検出されたビットストリームに対して、デインターリービング及びフォワードエラー修正（FEC）デコーディングが行われる。データはビット操作の後、ネットワーク／アプリケーションインターフェイスブロックに対して準備される。ダミーフレームはこのブロックで取り除かれる。図４に示したシステムの中心にあるのが、システムコントローラ（SC）である。SCは市内PCIバスを使用して、様々なサブブロックをインターフェイスで連動させ、制御する汎用プロセッサである。ここで説明するMUSICバージョンでは、コントローラCPUはプログラム可能である。オンボードJTAGインターフェイスを通して外部ポートが設けられ、プログラミングを容易にする。 SCの主要な仕事は、システム始動と実行時間の運転を制御し、ビットローディングとエネルギーローディングの計算を行うことである。SCは専用の制御チャネル（CCH）を通してモデムの遠隔側と通信する。このチャネルはビット／エネルギーローディング変化及び他のシステム信号に関係するデータを搬送する。高ボリュームの使用のために費用効果的な製品を得るために、システムのディジタル部分は少なくとも２つのASIC回路に基づいていなければならない。図５はチップデザイン目的のために、どのようにシステムがパーティションに分けられるかを示している。１つのチップはFFT/IFFT零空間を含む。第２のチップはフレーム同期化、チャネル推定及び等化、記号検出及び記号マッピングを含む。アナログブロックとネットワークインターフェイスブロックは第３及び第４のチップを各々使用して実装することができる。ここで説明するMUSICシステムが使用するシステムパラメータは、本明細書に添付される表1〜3に記載されている。 VDSLシステムは０から40MHzのスペクトルで動作する。この帯域では、ここで説明するMUSICシステムは低い10MHzを占有する。図６を参照されたい。POTSや幾つかの無線アマチュア帯域を含む、多数の伝統的な帯域がこのスペクトルに存在する。上流向チャネルから下流向チャネルを分離するために、異なる周波数帯域がここで説明するMUSICシステムにおいて使用される。ここで説明するMUSICシステムは10MHzで1024の搬送波を使用するので、各搬送波は9.77kHzの帯域幅を有し、最初の２つの搬送波はDCレベルとPOTSサービスによって割り当てられる。最後の搬送波は、ナイキストポイントであるので、許可されない。（無線帯域の）その他の搬送波は相殺する必要があるかもしれない。これは基本的に、バランスの取れた銅ペアケーブルに対する免疫性と放射の問題である。 POTSスペクトルの受動的フィルタリングによって、このサービスはここで説明するMUSICシステム、実行時間状態または電力供給とは無関係にすることができる。 MUSICモデム接続のためにISDNサービスを提供するには２つの方法がある。１つの方法は、POTSとISDNシステムがMUSIC周波数帯域の下に存在できるようにすることである。これはPOTS用のものと同様のフィルタリングプロセスをISDN帯域スペクトル用にも使用することで達成できる。このフィルタリングによって、機器構成とは無関係にサービスを提供することができる。 ISDNを提供する他の方法は、MUSICシステムにおいてISDNを運搬人サービス（b earer service）にすることである。この解決法はスペクトル効率の点から利点がある。10MHzで1024の搬送波を使用することで、各搬送波に9.77kHzの帯域幅が与えられる。ISDNスペクトルはこれらの搬送波の（150-4）/9.77=5の割り当てを必要とする。チャネル特性のために、これら５つの搬送波はシステム内で最良の SNRを有するように選択しなければならない。標準の接続に対して、これは５×1 00=5O0kbpsの帯域幅である。従って、最適の解決法は、64kbpsのISDNサービスに対する全帯域幅用の500kbp sに比較して、64kbpsだけを割り当て、モデムを運搬人として使用することである。１つの遠距離通信オペレータネットワークに対して実施された、減衰及びFEXT （遠端漏話）の測定結果は、ケーブルが200〜300メートルより短い場合、100Mbp s以上のビット速度を達成することが可能であることを示している。それより長いケーブルに対しては、高周波数に対する減衰が最大ビット速度を制限する。約 500メートルのケーブルに対しては、40Mbpsを達成することができ、1kmのケーブルには、15〜20Mbpsが実際的である。性能を低下させる別の要素はEMCであり、これは使用される電力を制限する。やはり周波数領域の一部を排除しなければならないかもしれない。典型的なPSTNが以下のインパルスノイズ特徴を有するように期待することができる： ‐ 最大持続時間250μs ‐ 中央間隔67ms ‐ 最大ピーク振幅20mV ‐ ほとんどのエネルギーが200kHz未満 ‐ 背景ノイズ-107dBm/Hz システム内の主なタイミング源はサンプルクロックである。サンプルクロック用の基準はNU側に置かれ、二次ケーブル内の全ての撚り線銅ペアケーブルに共通である。サンプルクロック周波数は20MHz±10ppmであり、位相ジッタは0.5ns未満である。 NT側のサンプルクロックはNU側に位相ロックされる。ロッキング論理は第１段階でフレームタイミング推定値を使用し、次にロッキングの細かな調節をするために、パイロット搬送波を使用する。ロッキング論理は18ビットのディジタル・アナログ変換器を介してVCXOの周波数を制御する。VCXOに対する要件は20MHz±2 5ppmの範囲と、１ボルト当たり10ppmの感度である。最終的なロッキングは位相ジッタが0.5ns未満で、サンプルの1/100の精度を有しているべきである。フレームクロックはサンプルクロックの1/（2048＋128）であり、受信フレームと送信フレームの開始を制御する。送信と受信の両方に使用されるフレームクロックは、NU側とNT側で位相が異なる。 NT側の送信用のフレームクロックが親装置であり、信号間隔の開始を制御する。図７を参照されたい。 NT側の受信フレームクロックはフレームタイミング推定ハードウエア機能から引き出され、フレームサンプリング期間の開始を制御する。図７を参照されたい。 NT側の送信用のフレームクロックは受信用のフレームクロックと同じであるが、位相が「早い」TAサンプルである。TAはNU側でのシステム始動中に測定され、銅線ケーブル上の伝播遅延の補償のために使用されるパラメーターである。これは、アップリンクとダウンリンク両方に対して、サンプル抽出期間の中、銅線ケーブルの直交性を維持するために行われなければならない。NT側の送信用フレームクロックが信号間隔の開始を制御する。図７を参照されたい。 NU側の受信フレームクロックは、TA計算が実施された後の送信用フレームクロックに対して、若干のサンプルクロックサイクル（TA）だけ遅らされる。開始シーケンスにおけるTAの計算前の遅延は、フレームタイミング推定ハードウエア機能によって決定され、システムコントローラはその値にアクセスすることができる。NU側の受信フレームクロックはフレームサンプリング期間の開始を制御する。図７を参照されたい。送信側と受信側間のパラメータ変化を同期化するために、BSIクロックが使用される。パラメータは、例えば、ビットローディング、エネルギーローディング、あるいは制御チャネル周波数であってよい。パラメータは、BSIクロックが新しい設定にスイッチを始動させる前に、両側のシステムコントローラによって更新される。 BSIクロックはフレームクロックの1/8192である。アップリンク内のBSIクロックは、ダウンリンク内のBSIクロックに対して、半分のBSIクロックサイクルだけ遅らされる。送信側と受信側間のBSI同期化のために、パイロットチャネル上の短い擬似ランダムシーケンスが使用される。サイクリックプレフィックスはFFTチップによって加えられるフレームの延長部である。全信号期間中に直交性を維持するために、フレームの最後の128サンプルがコピーされ、実際のフレームの前に置かれる。この配置が時間分散によって引き起こされる記号間干渉に関連する問題を処理する。受信側のみでサンプルを取った信号期間部分は、銅ケーブル全体に沿って、他の方向の１つの信号期間に重なることが重要である。TAはこのオーバーラップ期間を最適化するために使用される。最大ケーブル長は、TA=128サンプル=6.4μs 伝播遅延によって制限される。（伝播遅延が5ns/mである場合）これは1280メートルに相当する。アナログインターフェイスは、C1チップにおいて電話線で受信／送信したディジタルデータストリームを接続する。制御目的のために、T1チップとシステムコントローラに対する接続もある。アナログインターフェイスは図８に図示されている。電話線はハイブリッド変圧器に接続され、それはPOTSにもつながれている。ハイブリッド変圧器の受信側では、入ってくる信号が低域フィルターとプログラム可能利得減衰器を介して、アナログ・ディジタル変換器ADCに、またそこからC1チップに送られる。ハイブリッド変圧器の送信機側では、出ていくディジタル信号がディジタル・アナログ変換器DACによってアナログに変換され、そこから低域フィルターLPを介してハイブリッド変圧器に送られる。ADCとDACの両方を駆動する電圧制御された圧電結晶発振器が、T1チップの同期化ブロックに接続される。 OFDM-フレームは位相及び振幅が変調され、搬送波間の最低距離だけ分離して周波数領域に間隔を開けて配置された正弦搬送波である。フレーム内の記号が等しく分配され、互いに相関しないという仮定によって、ほぼ正常に分配された瞬時振幅を備えた、時間領域信号が生じる。このように、入力データが共同して相互作用し、非常に大きなピークレベルを備えたパルスを作り出し得る小さな可能性が存在する。しかしながら、DACにおいて平均信号を処理するために、十分な数の量子化レベルが存在するように、最大振幅はこれより低い振幅に制限されなければならない。 DACが送信機において高いピークレベルを収容するのに充分な分解能を有するとしても、受信機側（ADC）には限界がある。しかしながら、受信機側の関係は外見ほど過酷ではないかもしれない。短ケーブルは高い周波数範囲において、長ケーブルより低い減衰を有する。図９を参照されたい。これは、臨時パルスがケーブル特性によってほとんど修正されずに、受信機に現われるかもしれないことを意味する。従って、受信機に比較的大きな動的範囲が必要である。しかしながら、ほとんど均一の減衰は大きな動的範囲を必要としないので、これは容易に達成できる。ADCは図９において太い実線矢印で示される領域を収容する必要がある。しかしながら、長ケーブルのより大きな高い周波数減衰は大きな動的範囲を必要とする。更に、高い周波数減衰は、受信機において高い振幅を構築するために、送信機から幾つかの大きなピークを取るであろうことを意味し、この事例は１つのピークだけの場合よりADC入力において発生しにくい。従って、頭上スペースを減少させることができ、ADCは図９において太い点線矢印で示される領域を収容しなければならない。概して言えば、受信機ADCの信号レベルをケーブルの長さに応じて注意深く設定することによって性能を最高のものにすることができる。しかしながら切断、すなわちアナログ−ディジタル変換器の高振幅の飽和、は依然として問題となり得る。本発明は、以下に詳細に説明されるように、切断によるマイナス効果を低減する方法を提供するものである。本発明による方法は、振幅数が可能である量子化の最大値を越えるようなサンプルを検知することに基づいている。このような事態が生じた場合、サンプルを表すディジタル信号は、採用されるディジタル−アナログ変換器の飽和値ではなく、信号振幅数の予測された値に相当する数字に変換される。本方法は、信号のディジタル−アナログ処理の複雑性をわずかに増やすことによって実行できる。本発明による方法は、こうして多重搬送波信号の受信及びディジタル化における切断のマイナス効果を低減する。よって本発明をここで説明したMUSICシステムなどのDMTシステムにおいて用いることができる。しかしながら、本発明はまたOFDMを採用する無線送信システムにおいても用いられ得る。本発明はFFTを採用するシステムに限定されるものではなく、小波送信を用いるシステムにも適応され得る。多重搬送波信号のサンプリングおよび量子化を行う際に、信号をディジタル化するために用いられるアナログ−ディジタル変換器の飽和によるディジタル信号の切断を回避するために高いダイナミックレンジが必要となる。この問題は、多重搬送波信号がほぼガウス式、すなわち通常分布である振幅数分布を有するために生じる。このことは確率としては低いながらも極端に高い振幅の値（高信号の振幅数）が発生し得ることを意味する。本発明は、正負いずれもの振幅数の極値をサンプリング処理の間に登録あるいは検知し、このデータを用いて振幅数の予期される値を予測することに基づいている。切断が生じない場合、アナログ−ディジタル変換器のディジタル出力は変調されることなく使用される。切断が生じる場合、ディジタル−アナログ変換器から得られた飽和値は入力される振幅数の予測される値によって置き換えられる。振幅数の予測値はガウス分布に基づいて算出され得る。前述のように、多重搬送波伝送システムにおいては幅狭の帯域データにより変調された多数の搬送波が幅広の帯域チャネルによって並行に送信される。送信されたデータが統計的にランダムシーケンスとして考えられる場合、各搬送波はランダムフェーズを有し、多くの場合にはランダムである振幅数を有する。中心極限値の定理により、全ての多搬送波の和について振幅数分布が図33にあるようにガウス式になることが理解される。サンプリングおよび量子化によってディジタル化を行い、切断のない多重搬送波信号を再生するためには、多数のビットを有するダイナミック分解能を有する量子化手段が必要となる。しかしながら、市販のディジタル−アナログ変換器は高信号帯域幅、すなわち高いサンプリング速度における限られたビット分解能をもつものしかない。このことは切断とダイナミックレンジあるいは分解能との間でバランスをとらねばならないということを意味する。切断を実質的に低減するために量子化間隔を十分に広くした場合、過剰な量子化ひずみが生じることになり、その精密度および性能に許容できない損失が生じる。切断の信号に及ぼす影響は図34において示されている。本発明は、以下の方法のステップに基づいている： 1．アナログである信号の振幅数は図35に示されるゲインコントローラによって所望の量子化の範囲に調整される。 2．限られたビット分解能を有する量子化手段、すなわちアナログ−ディジタル変換器（ADC）は、信号のサンプリングを行う。正負のいずれかにおいてアナログである信号の振幅数が量子化手段の飽和値を超えた場合、次に続くディジタル表示は飽和値に相当する。 3．極値検知手段は、ADCが飽和となったことを検知し、その結果切断が生じる。この極値検知手段は、３対１マルチプレクサの操作を制御する。 4．量子化されたディジタル信号は、３対１マルチプレクサへの入力を形成し、その出力信号は受信機の下流における手段、すなわちFFT処理手段に送信される。極値検知手段により生成される制御信号によって、以下のうちのいずれかのステップがサンプル毎に実行される： − 正の最大値が検知された場合、ADCの飽和値、すなわちＥを越える予測される最大振幅数ａが生成される（a≧max） − 負の最大値が検知された場合、ADCの飽和値、すなわちＥを越える予測される最大振幅数ａが生成される（a≦-max）、および − 正負いずれの最大値も検知されない場合、ADCの出力において現れる量子化された信号が用いられる。マルチプレクサの後、ビット数は増加されて次に続く信号のディジタル処理において用いられる。ビット数における増加は、量子化間隔を超える信号振幅数の予測される値によって決定される。本発明を実行するための回路が図35において概略的に示されている。入力されたアナログ信号は、信号の振幅数をアナログ−ディジタル変換器ADCによって処理するに適した範囲に調整するために用いられ得るゲインコントローラ（GC）に送られる。ADCからの出力はｎビットからなる。図35において極値検知器として説明されている極値検知手段は、ADCのダイナミックレンジを越えたこと、すなわち信号振幅数を表すのにｎビットでは不足であることを検知して信号を生成し、これがマルチプレクサに送られる。ADCの正の飽和最大値が越えられた場合、予測される振幅数Ｅ（a≧max）がマルチプレクサによって振幅数の飽和値に代えて置き換えられる。ADCの負の飽和最大値が越えられた場合、予測される振幅数Ｅ（a≦-max）がマルチプレクサによって振幅数の飽和値に代えて置き換えられる。マルチプレクサの出力においてサンプルを表すビット数は、ADCによって生成されるビット数ｎを越える。スプリッタ／ハイブリッドは２つの主要なタスクを有し、それは： ‐ 電話信号（POTS）とVDSL信号周波数帯域を分離させ、組み合わせること；及び ‐ ケーブルのバランスを取ることによって、送信された信号が同じ装置の受信機に現われるのを防止することである。各々の送信方向はそれ自体の周波数帯域を持っているので、全体の性能を向上させるために、その各々の周波数帯域のために送信側と受信側の両方を最適化することができる。入力信号に対する低域フィルターの目的は、使用された周波数範囲の上の干渉に対するエイリアシング効果を減少させることである。出力低域フィルターは阻止帯における放射電力を減少させる。これらのフィルターはスプリッタ／ハイブリッドモジュールの一部であってよい。市販されているうちで現在のところ最も優れているADCは、アナログデバイス（Analog Devices）AD9042であり、これは約66dBのSN比を有している。このADC 、あるいは、等しい性能を有するものを使用することが推奨される。この説明目的のために、14ビット分解能のＤＡＣを使用すると仮定する。 FFT及びIFFTのアルゴリズムはデータ再編成を備えた1024ポイントの複素数FFT から構築され、同時に２つの実シーケンスの計算を可能にする。従って、FFT及びIFFTは各々効果的に2048ポイントである。ハードウエアの実現は基数‐32零空間に基づいており、それは３工程の結果を計算する。図10を参照されたい。ＳＮ比とアルゴリズムの分解能間の関係は以下の式で表わすことができる： SNR=2^2b- ^υ-1 式中、ｂ＝ビット数であり、ｖ＝11（効果的な基数‐２工程の数）である。ｂを解くことで、（ADCのSNRに基づいて）17ビットの分解能をもたらすが、ADCはアナログ信号退化の唯一の源であるので、システムを通じて分解能を維持するためには、アルゴリズムの16ビットの分解能が適当であるべきである。 VCXOはシステムのNT部分において使用されるサンプリング周波数を発生させる。制御電圧は同期化ユニットからのデータに基づく。記号間の直交性を保存するために、クロック周波数は非常に安定しており、NU基準クロックに位相ロックされなければならない。 ADC動的範囲を完全に使用するために、プログラム可能減衰器をADCの前に挿入しなければならない。減衰レベルは主にケーブル長の関数であり、システムコントローラによってタイミングアドバンス値から決定され得る。減衰器の分解能及び範囲、及びタイミングアドバンス値と減衰レベル間の関係を決定しなければならない。更に、結果を向上させるために、計算において等化値及び分散値を使用することもできる。ＤＭＴシステムでは、搬送波が大きな配列で変調される場合、送信機と受信機間に非常に正確な同期化が必要である。ここで説明する実施態様では、受信した信号構造に固有の相関特性に依存する、新しいフレーム同期化方法が使用される。 NU側では、固定周波数圧電結晶発振器がサンプリングクロックを発生させる基準として使用される。NT側では、NU側の発振器に位相ロックされるVCXO圧制御された圧電結晶発振器）によって、サンプリングクロックが発生される。VCXOは初期にフレームタイミング推定値によって制御される。しかしながら、本出願ではフレームタイミング推定値の分解は充分ではない。従って、ロックインシーケンスの後、非常に高いサンプリングクロックタイミング精度を達成するために、専用のパイロット搬送波が使用される。 DMTシステムにおける長い記号持続時間のために、チャネル時間分散によって引き起こされる記号間干渉は、時間領域内の全てのフレームに対するプレフィックスとして保護間隔を使用することによって、除去することかできる。フレームの直交性を維持するために、各プレフィックスの内容は、次のフレームの最後の部分のコピーであり、フレームが部分的にサイクリックであるように見える。フレームタイミングを推定するために使用する同期化方法は、プレフィックスと対応するフレームの部分間に存在する高い相関関係を使用する。（公知の）フレーム長によって時間的に分離された、受信した信号のサンプルを絶えず相関させることによって、保護間隔の通過により相関関係推定値にピークが生じるであろう。従って、これらのピークはフレームに対する公知のタイミング関係を有し、フレーム開始信号を作り出すために使用することができる。その原則が図11に示されている。相関器とピーク時間推定器はVCXOによって発生されるシステムクロックを使用する。このクロックは信号間隔（サイクリックプレフィックスとフレーム）内の全サンプル数で割られ、相関ピークと同じ期間を有する信号を作り出す。これら２つの信号間の位相差（フレーム時間の偏差）は、VCXO周波数を正しいサンプリング周波数に調節するフィードバックコントローラに対する入力として使用される。しかしながら、このサンプリングクロックの位相はDMTシステムにおいて使用するには充分正確ではない。従って、フレームタイミング推定値は基本的にはロックイン操作のために使用される。更に、再同期化を必要とするであろう主な偏差を検出するために、フレームタイミングをモニタリングするためにも、フレームタイミング推定値が使用される。受信したデータの相関関係は絶えず計算される。２つの信号間の時間差は、１つのフレーム長のディジタル遅延ラインを使用して達成される。遅延ラインの出力には非遅延信号が掛けられ、サイクリックプレフィックスの長さに等しい間隔に積分（蓄積）される。積分器の出力は相関関数の推定値である。相関推定値のタイミング情報のみが使用されるので、簡略化された推定器が実装され、入力データの符号のみを使用する。このハードウエア実装は完全なサンプルワード長を使用するのに比べて、複雑さを非常に減少させる。コンピュータシミュレーションは、幾つかの信号間隔の同期的な平均値算出を使用することが、フレームタイミング推定値の変動を減少させることを示している。相関器の掛け算器部分において使用される減少したデータワード長のために、このような平均値算出機能を掛け算器のすぐ後に実装することが可能である。相関器の実装を示すブロック線図が図12に示されている。入ってくる信号Ｘ（ k）はＮ＝1024の遅延を、つまり１フレームを通過し、結合器に至る。遅延及び結合器からの出力は掛け合わされて、平均器に送られる信号Ｙ（k）を作り出す。平均器の出力Ｚ（k）は引き算器に送られ、そこからＬ＝128だけ遅らされたＺ（k）が引き算される。この引き算によって、信号Ｗ（k）を生じ、この信号は出力信号Ｃ（k）をもたらすアキュムレータに送られる。相関器の平均値算出部分の詳細が図13に図示されている。図示するように、平均器は加算器と組み合わされる一連の遅延成分から成る。出力信号は次のように表わすことができ：式中、Ｙ（k）は入力信号であり、Ｚ（k）は出力信号である。平均値算出を信号のフレーム構造に同期させるために、遅延は信号間隔に等しい。相関関数推定値が最大となる位置を見つけるための検出器が図14に図示されている。これは最新の最大値に対するレジスタ（＃1）とコンパレータを使用して実装される。レジスタの内容と相関の大きさが比較され、レジスタの内容より大きな値に出くわすたびに、新しい値がレジスタに記憶される。（モジュロ信号間隔）サンプリング間隔をカウントするカウンタの現在の値も第２のレジスタ（＃ 2）に加えられる。信号間隔をすべて通過した時、この第２のレジスタはその間隔の間に見い出された最大値に対するインデックスを含むであろう。このインデックスは信号間隔ごとに１回ずつ、第３のレジスタ（＃3）に記憶され、（シフトを使用して）第１のレジスタ（＃1）の内容が２で割られる。レジスタ＃３に記憶されたインデックスは入力信号フレームのカウンタ値と実際のタイミングとの間の偏差として解釈される。フィードバックコントローラはこの偏差の平均をゼロに向かって収束させるであろう。そしてカウンタ値が信号間隔へのポインタとして使用される。フレーム開始を示すために、フレームタイミングクロックがこのカウンタ値を用いて発生される。パイロット搬送波周波数領域複素数表現の推定は、システム内で利用できるFF T ユニットを使用して行われる。この方法を使用することの利点は、推定値が他の搬送波の変動する変調とは無関係であることである。これは搬送波間の固有の直交性のためである。許容できる程度に低い変動で推定を達成するために、ある種の平均値算出が必要である。これは一次ディジタルIIRフィルタを使用して行われる。残念なことに、推定値は直交座標の複素数で表わされるので、偏角を直接利用できない。フィードバックループでは、非常に小さな偏角の偏向を検出することが必要である。従って、偏角の分解能は高くなければならない。フィードバックコントローラにおいてパイロット搬送波の偏角をゼロに向けて集束するようにさせる。ゼロ付近の狭い範囲においてのみ直線状となる偏角の近似値は、許容できる性能を得るために十分である。ほとんど４つすべての四分円弧において単調であり、さらにはディジタルロジックにおいて実行しやすい便利な近似値は、以下の式で表される：式中、Ｃは複素数パイロット搬送波推定値であり、Ｍは正のスケーリング定数であり、Ｋは関数の形状に影響を及ぼす正の定数（ここではＫ＝２が使用される）である。チャネルは入力信号フレームタイミングとパイロット偏角ゼロ間に調整不良を生じさせるかもしれないパイロット搬送波に対して位相シフトを導入する。この問題を除去するために、パイロット搬送波推定値も周波数領域等化器を通して送られる。この搬送波に対する等化器パラメータは、フレームタイミング推定値がその最終値に収束された時の、始動シーケンスの間に設定される。パイロット搬送波のセレクションは固定されるが、他の搬送波をパイロットとして選択するための論理も提供され得る。フィードバックループは実際には２つのコントローラを有しており、その各々がそれ自体の入力信号を有する。２つのコントローラの出力が加算され、サンプリングクロックを発生させるVCXOにディジタル・アナログ変換器を介して供給される。両コントローラともPI（比例／積分）タイプのものである。図15は信号パスの概観を示している。受信した時間領域データは相関器とピーク位置推定器を通過し、フレームクロックを生じさせる。等化器から引き出された複素数周波数領域パイロット搬送波はパイロット偏角推定器に送られ、パイロット偏角推定器の出力は、やはりピーク推定器からの出力を受信するフィードバックコントローラに送られる。フィードバックコントローラからの出力は次にディジタル・アナログ変換器に送られ、VCXOを制御するために使用される信号を作り出す。始動シーケンスの間に、フレームタイミングコントローラだけがアクティブである。フレームタイミングが安定化された時、パイロット搬送波用の等化パラメータが計算され、（SCによって）設定される。これは一度だけ行われ、更にこのパラメータの更新が禁じられる。等化パラメータのこの変更の後、偏角推定用の平均器に充分な処理時間が与えられる。最後に、フレームタイミングコントローラが停止され、パイロット偏角コントローラが賦活される。フレームタイミングコントローラが停止された時、その最後の出力値がロックされるので、VCXO周波数はその最終値近傍にとどまる。ベース同期化間隔（BSI）タイミング情報の送信のためにパイロット搬送波も使用される。搬送波偏角は通常一定であると仮定される。短いパターンは、位相０とπを使用し、BSI間隔の残りの期間中、位相０に搬送波を残して、搬送波上でBPSK変調される。このパターンがBSI間隔のほんの少し部分（＜１％）にすぎない場合、パイロット搬送波偏角推定の妨害は無視してよい。相関器はパターンを検出し、BSIにタイミング信号を提供するために使用される。同期化ロック検出及びモニタリングの理由から、システムコントローラ（SC）はフレーム時間偏差推定値とパイロット偏角近似値を保持するレジスタに対するアクセスを読み取っていなければならない。パイロット搬送波の初期の等化を処理するために、SCが平均されたパイロット搬送波複素数表示を読み取り、等化パラメータメモリに書き込むことが必要である。入力データフレームとフレーム開始信号間の相対的タイミングを決定するオフセットレジスタが必要であり、SCによって書込み可能でなければならない。これはNT側で使用される。検出されたBSIイベント信号は、受信及び送信両方のために、割り込み入力としてSCに接続されなければならない。あるいは、パイロット搬送波は帯域フィルタを使用して、時間領域信号から再生し、サンプリングクロック発振器の位相ロッキングに直接使用することができる。ここで説明する周波数領域法は、パイロット搬送波推定値が直交性のために他の搬送波の変調とは無関係であるという利点を有する。異なるフレーム同期化方法は、一部のフレーム内の公知のパターンを含むことに依存するであろう。これはシステムの能力を低下させる。ここで説明する実施態様では、フレームとサイクリックプレフィックスの長さが固定される。上述のように、この方法はVCXOを備えたフィードバックループにおいて作動するように設計される。固定されたサンプリングクロック発振器を使用するユニットでは、フレームタイミング推定器のデザインをわずかに修正する必要がある。フィードバックループはあまりに低すぎてこのような妨害を補償することができないので、VCXOが非常に低い位相ノイズを有していることが重要である。離散マルチトーン（DMT）システムはＮ個の搬送波（ここでは、Ｎ＝1024の搬送波を使用する）上でＮ個の複素数データ記号を変調する。このマッピングは逆高速フーリエ変換（IFFT）を使用することによって、逆離散フーリエ変換として計算される。受信機では、Ｎ個の搬送波がFFTによって復調される。ここで説明するモデムでは、FFT及びIFFTは異なる位相で同じ基数16または32 コアを使用して、同じユニットによって実行される。このプロセスが図16に概略的に示されている。主な演算は2048の実数値または1024の複素数値の長さのフレームに分割される。各フレームのために、このユニットはFFT、IFFT、スケーリング、デスケーリング、及びサイクリックプレフィックスの追加を行う。 FFTとIFFTは2048ポイントの実際のFFTを計算し、最低16ビットの算術で演算する。ネットワークターミナル側（NT）に対しては、入力フレーム開始とIFFT出力開始間の同期に対する要件がある。（上流向搬送波と下流向搬送波間の同期）。送信機はフレームを受信し始める前に、フレームを送り始めることができるべきであり、いわゆるタイミングアドバンスである。スケーリングはIFFTの前に設けられるべきである。このスケーリングはこのユニットに記憶されている実際の係数と、記号マッパー（SM）からの入力値間の掛け算である。係数は各々16ビットである。係数メモリは等しいサイズ（16×1024ビット）の２つのバンクで構成される。１つのバンクを使用中に、他方のバンクが更新される。PCIコマンドを通してスイッチングが許可（イネーブル）され、次のBSIにおいて実行される。 FFTの後で、等化及び記号検出のためにデータを送信する前に、リスケーリングを実施するべきである。このリスケーリングはスケーリング値の逆数による掛け算である。係数は16ビットで表示される。 (ポストシフトを生じる)４ビットのベキ指数も精度を維持する必要があるであろう。係数メモリは等しいサイズ（（16＋4）×1024ビット）の２つのバンクで構成される。１つのバンクを使用中に、他方のバンクが更新される。PCIコマンドを通してスイッチングが許可（イネーブル）され、次のBSIにおいて実行される。各フレームの開始時に、サイクリックプレフィックスが加えられる。このプロセスが図17に概略的に図示されている。サイクリックプレフィックスの挿入により、記号間干渉（ISI）が避けられ、トーン間の直交性が保存され、各々の搬送波を別々のチャネルとして見ることができるようにする、簡単な入力‐出力関係を生じさせる。このサイクリックプレフィックスはフレームの最後の部分の繰り返しで構成される。タイミングアドバンスが使用され、最大ケーブル長が1300mであると仮定すると、128個のサンプルのサイクリックプレフィックスが必要となろう。このように、各々のフレームに対する出力は以下のサンプル：1920、1921、．．．、2046 、2047、0、1、2、．．．、2046、2047であるべきである。上述の成分の各々に対して、外部世界をFFT/IFFT入力メモリ及び出力メモリとつなぎあわせるためにFIFOがある。このように、全体で４個のFIFOがある。アナログ側をつなぎあわせるFIFOは384ワード(16ビット)のサイズを有し、T1 チップをつなぎあわせるFIFOは448ワード（32ビット）のサイズを有することが推奨される。フーリエ変換を使用しない別のDMT技術は、離散ウェーブレットマルチトーン変換（DWMT）である。この方法はADSL基準委員会に提案されたが、拒絶された。本技術において必要とされる精度は必要な動的範囲に依存し、それは次にアナログ成分（特にDAC）によって決定される。FIFOサイズはクロックのスピード差及び使用されるタイミングアドバンスの量に依存するであろう。クリッピングの使用は動的範囲（量子化ノイズ）とクリッピングノイズ間のトレードオフである。全てのデータフレームはチャネルモデルを更新するために使用されるので、チャネル推定は決定指示方法（decision directed method）を使用して行われる。公知のデータフレームは始動時にのみ必要である。特定の条件下では、チャネル上の干渉は全てのデータフレームを使用して推定することができる。これはチャネル送信品質の変動の初期検出にとって重要である。決定指示推定（decision directed estimation）に対する基本的原則は、受信したデータと公知の送信データ間の差をチャネルモデルの更新に使用することである。このプロセスのある段階では、チャネルモデルは受信したデータ等化のために使用するのに充分な程度に正確であり、検出器は正確なデータを生成するであろう。この出力データはチャネルモデルの更なる更新用の公知のデータとして同じ方法で使用することができる。従って、予め定義されたデータフレームはもはや必要ではなく、チャネルを通して送信されるランダムデータが代わりに使用される。等化器の後のデータを１つの入力として、また検出器の後のデータを別の入力として使用することによって、適応更新アルゴリズムを設計することができる。それは等化器がチャネル逆数のモデルに向かって収束するような方向に、等化パラメータを小さなステップで修正する。図18はこのようなシステムのブロック線図を示す。周波数領域入力データは等化器に入り、等化パラメータ更新ユニット EQの出力が掛けられる。結果的に生じる信号Ｕは、検出器（量子化器）に送られ、その出力はＹである。Ｙは次に記号デコーダに送られ、記号デコーダはデコードされたデータビットストリームを作り出す。ＵとＹは等化パラメータ更新ユニットの入力及び変動推定器に送られる。変動推定器の出力はＷである。等化データ(U)と等化データ(Ｙ)を入力として使用する、等化パラメータ(EQ) を推定するための適応アルゴリズムは、以下の式によって説明される：式中、μは適応力学に影響を及ぼす正の定数（μ＜＜1）である。それより小さな値は大きな値よりゆっくりした適応を示すが、更に入力信号に妨害がある場合、より優れた頑丈さを提供する。実装の点から、上記式に示された割り算部分は避けるべきである。式μ/|U_k|² は定数で置き換えるにはあまりに大きすぎる動的範囲を有する。しかし、この式を下記に示すような対数式で量子化することができる：上記式のベキ指数は、バイナリ優先エンコーダの入力としてU_kの絶対値を使用し、その出力を無視することによって得られる。この式は２の整数ベキであるので、アルゴリズム内の掛け算演算はバレルシフタを使用して実行される。各々の搬送波に対する干渉の変動は、平均から２乗された偏差を積分するという標準方法を使用して推定される。この場合、各々の量子化された値Ｙは、このＹに量子化されるデータ値Ｕの範囲に対する平均として使用される。この方法は各データ値が正しい平均と連合するために、記号エラー率が充分低いものであると仮定する。しかしながら、異なる搬送波のために適当な配列が選択される場合、この条件が満たされる。図18はこのシステムの一部としての変動推定器を示す。推定のために使用されるアルゴリズムは以下の式によって説明される： W_k+1=(1-ε)/W_k+ε|Y_k-u_k|² ここでは積分は指数関数的に重み付けされた平均値算出フィルタによって置き換えられる。パラメータεはフィルタの動的特性に影響を及ぼす小さな正の定数（ε＜＜1）である。これは臨界パラメータではなく、２の整数ベキの中からε を選択することで充分であろう。優れた変動推定値を示すεの値が選択された場合、アルゴリズムは干渉レベルの突然の変化を検出することができないであろう。従って、変動推定器と並行して作業する別のアルゴリズムがこのタスクのために必要であるかもしれない。システムコントローラは等化パラメータを保持するメモリに対する読取り／書込みアクセスを有していなければならない。パラメータの初期化は始動時に必要である。パラメータがその最終値の充分近くで適応した場合、パラメータのモニタリングも更に必要である。チャネル変動メモリはシステムコントローラの読取り操作のために利用できなければならない。全てのゼロへのこのメモリの初期化をシステムリセットに接続することができる。推定器の力学に影響するパラメータは、システムコントローラからの書込みのためにアクセス可能でなければならない。ここで説明する方法は、チャネル及び干渉推定両方のために、特殊な始動シーケンスを仮定する。通常の実行の間、この方法はビットローディングの適当なセレクションに依存し、充分低い記号エラー率を示す。更新アルゴリズムに対する入力データは等化器を通過するので、始動シーケンスの開始時に、等化パラメータが単一の値に初期化されることが重要である。更新アルゴリズムはデータパスの変化を概算すること（スケーリング）に対して敏感である。送信機におけるスケーリングの変化は受信機において補償されなければならない。これは受信機におけるアナログ入力利得制御の使用において特別な注意を要求する。記号マッパー（エンコーダ）は、多数のビットを搬送波の位相と振幅を間接的に決定する複素数（Ｉ,Ｑ）に割り当てる。特定のビット長の全ての値のマッピングは配列と呼ばれ、図19に図示されている。検出は、搬送波で送信されるビット値を複素数値から決定する逆関数である。特定の搬送波で送られるビット数は、その搬送波用のビットローディング因数によって決定される。特殊な配列の構成は、各ポイントを全ての他のポイントから可能な限り遠くへ動かすことができるようにすることを目指している。同時に、平均エネルギーは出来る限り低くあるべきである。別の制約は、マッピング及び検出ユニットが出来る限りシンプルでなければならないことである。しかしながら、どちらの配列を使用すべきかに関する決定は、記号マッピング及び検出ユニットのみならず、ビットローディングにも、またおそらく適応等化器にも影響を及ぼすであろう。所定の搬送波に対して、エンコーダはｂビット（v_b-1,v_b-2,．．．,v₁,v₂）に基づいて、正方形グリッドの配列から奇数整数ポイント（Ｉ,Ｑ）を選択する。説明の便宜上、これらのｂビットはバイナリ表示が（v_b-1,v_b-2,．．．,v₁,v₂）である整数ラベルで識別される。例えば、b＝2に対しては、４つの配列ポイントが（v₁,v₂）＝（0,0）、（0,1）、（1,0）、（1,1）に対応して、各々０、２、１、３とラベル付けされる。ｂの偶数値に対しては、配列ポイント（Ｉ,Ｑ）の整数値Ｉ及びＱが、以下のようにｂビット（v_b-1,v_b-2,．．．,v₁,v₂）から決定される。ＶをVI＝（v_b-1,v_b-3 ,．．．,v₁）と、VQ＝（v_b-2,v_b-4,．．．,v₀）に分割する。次に逆交番２進コード(Gray Codc)をVI及びVQに適用する。これはI＝2Gray'(VI)＋1と、Q＝2Gra y(VQ)＋1としてＩ及びＱをもたらす。図19はb＝6と仮定した場合、Ｖのバイナリパターンを如何にしてＩ及びＱに割り振るかを示している。これらの値はIFFTに送られる前に、これらの数のmsbが出力のmsb（残された16 -[b/2]ステップ）になるように、これらの値をシフトすることによって正規化される。所定の搬送波に対して、デコーダは配列ポイント(I,Q)を使用してｂビット(v_b _-1 ,v_b-2,．．．,v₁,v₂)を決定する。説明の便宜上、これらのｂビットは整数ラベルで識別され、それらのバイナリ表示は（v_b-1,v_b-2,．．．,v₁,v₂）である。Ｉ及びＱの値は飽和によって範囲（Ｘ,Ｙ）に制限されると仮定する。Ｖを決定するために、値I＝（i₁₅,i₁₄,．．．,i₁,i₀）、及びQ＝（q₁₅,q₁₄,．．．,q₁, q₀）が交番２進コード化され、次にV＝（gi₁₅,gq₁₅,gi₁₄,gq₁₄,．．．）としてＶに組み合わされ、その場合上位ｂビットは無効である。各々の搬送波が搬送するビット数は各々のSN比（SNR）に依存する。SN比は受信機において各搬送波のために計算される。SN比に基づいて、ビットローディング因数が各搬送波のために計算される。このように、各々の搬送波が送信された記号ごとに搬送すべきビット数が決定される。これらのビットローディング因数は初期のトレ−ニングセッションにおいて計算され、必要に応じて更新することができる。MUSICシステムは各搬送波に対して２次元の直角振幅変調（QAM）を使用し、ビットローディング因数は０から12ビットに変化する。各搬送波で送信されるビット数は以下のように表わすことができ：式中、Γ、SNRギャップは変調、可能なコーディング及びシステムマージンに依存し、Ｌはコーディングに必要な余分なビットによる配列膨張である。QAM配列及びある形態のコーディングを使用すると、以下のようになる：式中、P_sは所望の記号エラー率であり、γ_dはシステム内のコーディングの利得であり、γ_marginはシステムマージンである。システムマージンはモデル作成されない損失、インパルスノイズ等を補償するために使用される因数である。式（ 1）は無限大の粒度を含むビットローディング因数を示している。ビットローディング因数は支持される因数（0から12ビット）を与えるためにまるめられる。まるめ手順はDMTシステムの性能を低下させるであろう。エネルギー分布が変化し得る場合、各搬送波のためにエネルギーローディング因数を計算することができる。これはエネルギー整調の可能性を提供するので、式（1）はシステムによって支持されるビットローディング因数を結果的に生じる。整調は以下のように示される：しかしながら、これは搬送波エネルギー間に非常に大きな差を生じさせ得る。幾つかの異なるDMTシステムを備えた環境下では、異なるエネルギーが大きく変化し得る場合、独特の効果が発生するかもしれない。このような環境下では、遠端漏話（FEXT）が重大に変化し、一部のDMTシステムがケーブルの容量の全てを得るかもしれない。これらの影響を防止するために、搬送波の少しの変化だけが許される。別の制限要素は各搬送波に許される最大エネルギーである。ビットローディングアルゴリズムに対する入力データは、選ばれた周波数領域等化器に依存するであろう。適応DFEが使用される場合、SNRは下記の式（4）によって与えられる： SNR_i=W_i （4）式中、W_iは上述の推定された干渉変動である。各搬送波のために、ビットローディング因数及びエネルギーローディング因数が計算される。ビットローディング因数は３ビットで表示されてよいが、奇数のビットローディング因数用のシステムを同様に準備するために、４ビットが推奨される。エネルギーローディングに関しては、2ⁿ-1の可能な因数を与えるために、ｎビットが使用される。ビットローディング因数及びエネルギーローディング因数の計算の実施は、図 20に示すように４段階で為され得る。所定のビット速度に達するために、必要な SNRを計算することができ、所望のビット速度に達するようにシステムマージンを調整することができる。図20に示したプロセスは以下のステップを含む。 ‐ 第１に、式（4）を使用してSNRを計算する。 ‐ 第２に、４回の、つまり、ビットローディング因数を表わす４ビットの各々に対して１回の比較を行う。しきい値はＬとΓに依存し、予め計算することができる。最初の比較は、ビットローディング因数が７より大きいか否かを決定し、この比較結果がビットローディング因数を表わす４つのビットの最初のビットを制御し、更に次の比較のしきい値を制御する。同様に、この比較が第２のビットとその次の比較用のしきい値を制御する。４回の比較後、ビットローディング因数が明確になる。 ‐ 第３のステップは、チャネルがより効率的に使用されるように、送信されたエネルギーに対してスケール因数を計算することである。エネルギーは式（3 ）に従って概算される。 ‐ 最後に、スケール因数がｎビットに量子化される。一定のエネルギーローディングを備えたシステムを実装するために、最初の２つのステップだけが必要であることに注意すべきである。エネルギーローディング及び記号マッピングにおける正規化のために実施されるシフティングにより、IFFT/FFTプロセッサに送られるスケーリング因数及びデスケーリング因数が決定される。チャネルコーディングの目的は、ビットエラー率を低下させることである。使用すべきコーディングのタイプは、エラーパターン特性に依存する。予想されるエラー源としては、ランダムノイズ（ランダムビットエラーを誘発する）、インパルスノイズ（エラーバーストを誘発する）、及びクリッピング（エラーバーストを誘発する）が挙げられる。インパルスノイズによって引き起こされるエラーは基本的に搬送波ごとに１つのビットあるいは２つのビットに影響を及ぼすであろう。１搬送波に関する１ビットエラーの可能性は、２ビットエラーの可能性より常に高く、２ビットエラーの可能性は３ビットエラーの可能性より高い、等々である。これは記号内のビットがコード化される方法（つまり交番２進コーディング）に依存する。コードワード及び／もしくはインターリービングブロック用のスタートビットを決定するために、全てのコーディングが同期化に依存する。MUSICモデム等のシステムでは、フレーム同期化の損失あるいはビットローディング調整不良を発生させずにはデータフロースリップが決して発生しないので、簡単な推測位置決定法（dead reckoning）で充分であろう。これらのエラーは部分的あるいは完全なシステム再始動を必要とするであろう。更に、チャネルコーディングはバーストエラーを修正する可能性を増大させるために、インターリービングを含むであろう。インターリービングは最適の作業を得るために、出来る限り深くするべきである。深さに関する制限要素はシステムに導入される時間遅延である。時間及び周波数インターリービング間の差はあまり重要ではない。なぜなら、コーディング及びインターリービング機能はフレーム境界に敏感ではないからである。リード‐ソロモンコードは基本的に、いわゆる記号と呼ばれる、少数のビット（通常８ビット）に関するバーストエラー修正であるという欠点を有する。インパルスノイズからのバーストエラーはある記号内の１ビットエラーをほとんど導入するであろう。リード‐ソロモンコードの利点を活用するために、ほとんどのエラーになりやすいビットを１つまたは2〜3のリード‐ソロモン記号に集中させなければならない。システムマージンはそれ自体、一種のコーディングであり、各搬送波のマージンを記号の冗長として使用する。この記号ごとの冗長は共有される冗長に変換すべきであり、それはバーストエラーを処理するために多数の記号によって使用され得る。これが強要する高いコーディング速度は、幾つかのタイプのたたみこみコードによって使用することができる。従って、ソフトな情報と組み合わされたたたみこみコードの使用は、MUSICチャネル特性を備えたシステムにとって最適の解決策である。たたみこみコードはインターリービングと組み合わせるべきである。残りのビットエラーを検出／修正するために、トップレベルのリード‐ソロモンコード、あるいは別のバーストエラー修正コード、例えばファイヤコードを使用することができる。これらのエラーがたたみこみコードのデコーディング結果として現われるので、これは特に有用である。システムコントローラはマイクロコントローラ、あるいは信号プロセッサに基づき、容量の要件に依存する。MUSICシステムに対しては、プロセッサを外部に置くことができる。システムコントローラと、モデムを構成する異なるASICとを接続するために、PCI‐バスインターフェイスが使用される。システムコントローラの操作は、システムコントローラとFFTチップ間、データマッピングチップと検出チップ間、及びコーディングチップとデコーディングチップ間のPCIバスを通した相互作用パスを示す図21に概略的に示されている。システムコントローラが果たす機能は以下の通りである： ‐ 制御チャネル信号の処理； ‐ ビットローディング因数とエネルギーローディング因数の計算； ‐ システムパラメータの実時間更新；及び ‐ システム管理ここで説明するモデムと共に使用されるシステムコントローラは、プログラム可能であり、オンボードJTAGインターフェイスを通してアクセス可能である。図22に示すように、ここで説明するモデムを使用したモデム接続において、２つのデータパスは同じ物理的銅ケーブル上で互いに無関係に作用し、ネットワーク側のネットワークユニット（NU）、ユーザ側のネットワークターミナル（NT）において終了する。送信機Tx及び受信機Rx両方がシステムコントローラによって制御される。システムコントローラは、始動後、ビットローディング因数とエネルギーローディング因数を計算し、更新する。この更新は送信側と受信側で、同じフレームから開始して、同時に行わなければならない。受信側で計算が行われ、更新が開始される。更新の同期化を保証するために、 BSIクロックと組み合わされた制御チャネルが使用される。更に、システムコントローラはシステムを管理する。システムの故障の表示には、制御チャネルがエラー、またはチャネルデコーディングユニットからあまりに多くのエラーを受信したことを示し始めることが含まれる。システムコントローラは異なるレベルで、例えば、「アイドルモード」に戻る、あるいは完全な始動等、再始動を開始することができる。制御チャネルは２つのモデム間の信号発信のためにのみ使用される選択された搬送波である。搬送波上の配列は初期には4QAMであり、データ速度はほぼ16kBit /sである。データ速度を増大させるために、ビットローディングを別の配列に変更することができる。制御チャネルのプロトコルは一部物理層用のHDLCに基づいている。これはメッセージが「フラグシーケンス」と「ビットスタッフィング」の使用により、多数のオクテットとして圧縮されることを意味する。16ビットの「フレームチェックシーケンス」が全てのメッセージが正しく受信されることを保証する。「フラグシーケンス」、「ビットスタッフィング」及び「フレームチェックシーケンス」は、マッピングチップ及び検出チップに対して、ハードウエアにおいて処理される。メッセージの内容はシステムコントローラによって処理される。マッピングチップ及び検出チップのバッファのサイズのために、最大のメッセージ長は64オクテットに制限される。高レベルのプロトコルは部分的に、CCITT Q.921の勧告に基づくことができる。 MUSICモデムSCでは、幾つかの異なるベクトルが管理され、これらは図23に概略的に示されている。送信機部分に対しては、ビットローディングベクトルとエネルギースケーリングベクトルがある。受信機側ではそれに対応して、ビットローディングベクトル、デスケーリングベクトル、及び等化ベクトルがある。前述のように、パイロット搬送波は特殊なパターンを送信・検出することによって、送信機／受信機の同期化を伝える。このクロックは送信機ベクトルと受信機ベクトル内の変動を同期化させるために、システムによって使用される。パイロット同期化パターン間の時間はベース同期化間隔（BSI）と呼ばれ、図2 4に示すように、システム応答時間によって決定される。このBSIはハードウエアに依存する。応答時間は常に同じであるので、その長さは変更されないであろう。システムが立ち上がっており、作動中である場合、ベース同期化間隔アップリンク（BSI-U）及びベース同期化間隔ダウンリンク（BSI-D）によって、アップリンク送信機と受信機間に同期化があるであろう。図25を参照されたい。これらの BSIは正確に同じ長さのものであるが、BSI間隔の半分だけシフトされる。 NUあるいはNTにおけるSCは、BSI-U及びBSI-Dに対する割込みを受信するであろう。 NUに対しては、送信BSI-D割込みと、受信BSI-U割込みがあるであろう。BSI-U をBSI/2だけシフトすることによって、SCの負荷はBSI期間に亘ってうまく分散されるであろう。ビットローディングベクトルはシステムに各搬送波用の変調パターンを供給する。これはエラーの無い接続を提供するために、送信機側と受信機側で正確に同時に保持し、更新する必要があるベクトルである。BSIを使用して、ベクトルは受信機側と送信機側で同期的に変更される。各搬送波に対して使用されるビットローディング因数、配列は、マッピングチップと検出チップに対する受信用の２つのメモリと送信用の２つのメモリによって処理される。４つのメモリの各々は各搬送波用に４ビットワード（1024×4）を内含する。システムコントローラは次にBSI間隔から開始した後、メモリのどれを送信用に使用し、どれを受信用に使用するかを指示する。ビットローディング因数は０から12までの値を持つことができ、０は未使用の搬送波を示し、1から12は配列内のビット数を示す(例えば、4QAM用に2、16QAM用に4、1024QAM用に10)。エネルギーベクトルは搬送波がエネルギー内でどのようにスケール／デスケールされるかに関する情報を保持する。これは同期して更新される必要かあるベクトルであり、そうでなければ、ゆがめられたチャネル推定値及びビットエラーを発生させるであろう。スケーリングベクトルは取り消された搬送波用のマスクとしても使用される。送信側での異なる搬送波のスケーリングは、FFTチップ上のメモリエリアによって処理される。メモリは各搬送波ごとに１つの16ビットワード（1024×16）で構成される。周波数領域において、各搬送波用のベクトルをこれらの値に掛ける（ＩとＱに別個に値を掛ける）。同期的更新を保証するためにメモリを倍にする。システムコントローラは次の BSI間隔の開始から２つのメモリのうちどちらを使用するかを指示する。記号検出前に搬送波をリスケールするために、対応する（二倍にされた）メモリが受信側に実装される。これらのメモリが各搬送波用の複素数値（32ビット／搬送波）を含む場合、Ｉ値のみがリスケーリングのために使用される。スケーリング因数とリスケーリング因数は0.5から2.0までの値を有する。値０は搬送波取り消しのために使用される。等化ベクトルはチャネル特性に従って受信したフレームを等化するために使用される。チャネル推定値は受信機によって計算されるので、このベクトルは、他方の側とは無関係に、周期的に更新される。搬送波の特殊な送信特徴に応じて、搬送波に以下のモードの１つが指定される： ‐ 通常の搬送波‐この搬送波は計算されたビットローディング値に相応してデータを送信し、送信機でスケールされ、受信機でデスケールされる； ‐ 取り消された搬送波‐この周波数では如何なるエネルギーも送信されず、従ってスケーリングベクトルはゼロに設定される；あるいは ‐ 不良搬送波‐SNRが低すぎて如何なるデータも送信できない。従って、ビットローディングはゼロに設定される。搬送波モード1（CM1）の場合、システムは通常通りに作動する。受信機はチャネルを絶えず推定する。各々の新たな推定に対して等化変更がなされる。その特徴を使用して、SCは最適のビットローディング因数を計算する。この値は、CCH を使用して送信機に送られ、同期的変更が行われる。搬送波モード2（CM2）の場合、エネルギーがスケール／デスケールされた値がゼロに設定され、如何なる出力／入力エネルギーも不許可にする。ビットローディングベクトル値もゼロに設定され、搬送波が不許可にされたことを示す。この搬送波に対しては、如何なるチャネル推定も行うことができない。搬送波モード3（CM3）の場合、受信機はビットローディング因数に対してゼロを算出している。これは、送信機側では如何なるデータも送信できない。従って、受信機側では如何なるチャネル推定も行えないことを意味する。これを避けるために、同期化（sync）フレームから対応する搬送波値が送られ、受信機側でチャネル推定を行えるようにする。出力電力を低下させるために、スケーリング／デスケーリング値を使用することができる。搬送波モードは表４に要約されている。システム始動シーケンス、つまり、コールド／ウォームブート用の基本的な機能性が考慮される。初めにシステムはNU、NTの一端または両端で電力が切られると考えられている。これは停電によって電力が失われた場合、あるいはユーザがNT設備のプラグを抜いた場合に発生する。始動に関して主に考慮すべき事項は、接続機能の他に、近くのケーブルで動かされている他のモデムに対する干渉レベルを最低にすることである。本システムによって使用される様々なフレームタイプについて考慮する。 1．Synchフレームがチャネル推定のために使用される。このフレームは全ての搬送波用の固定された変調パターンを保持し、それによって簡単なチャネル推定を可能にする。変調パターンをランダムシーケンスによって説明することによって、フレーム内部の相互相関が低く保持され、同期化のために使用されるフレーム相関が改善される。 2．データフレーム1（DF1）は、制御チャネル（CCH）を並列して送信する４つの予め定義される搬送波を除き、全ての搬送波でランダムデータを搬送する。データフレーム１はCCH搬送波がまだ決定されていない場合に始動時に使用され、受信機が最も妨害されていない搬送波を選択できるようにし、それによってCCH接続を保証する。 3．データフレーム2（DF2）は制御チャネル（CCH）を支える１つの搬送波を除き、全ての搬送波でランダムデータを搬送する。データフレーム２は、CCH搬送波が決定されており、ビットローディング因数がまだ設定されていない場合に使用される。 4．データフレーム3（DF3）はデータを搬送し、帯域幅を最大にするためにビットローディング機能性を利用する。１つの搬送波が常に制御チャネル（CCH）専用に指定される。システムは始動時及びアイドルモードの時に、始動シーケンス（SUS）と呼ばれる、図26に示した特殊なフレームシーケンスを使用する。 SUSは、しかるべくSUS1及びSUS2と呼ばれる、異なるデータフレーム、DF1及び DF2を使用することによって構成することができる。SUSフレームシーケンスでは、synchフレームがチャネル推定のために使用される。始動後、図27に示すように、synchフレームはデータフレームで置き換えられ、チャネル推定プロセスはsynchフレームの使用から、データフレームの使用に切り替える。このシーケンス用のデータフレームタイプはDF3である。システム開始時には、モデムのNU、NTいずれの側も銅ペアケーブルでエネルギーを送信していない。この状態では、各々の側用のデフォルト設定が受信機を動かし、送信機を無作動状態にとどめる。各々の側の受信機は、フレーム開始を検出するためにフレーム相関を実行しようとする。この相関はしきい値機能を通して行われ、他方の側が送信を開始した時、受信機に明確な指示を与える。ウェイクアップ信号として作用するのはこの指示である。ウェイクアップ信号はNT側でのみ使用される。始動の決定がNU側でなされた場合、システムは後述する「セットアップシーケンス」へと直接進む。「セットアップシーケンス」への移行が検出されない場合、始動手順のこの部分はタイムアウトにされる。基本モデムのウェイクアップ信号が図28に示されている。初期には、両方のモデムがフレーム相関をサーチしている。図28の右側の一方のモデムが、SUS1の形態でウェイクアップ信号を送信する。他方のモデムがフレーム相関を検出し、後述のセットアップシーケンスを開始させる。ウェイクアップ状態が過ぎると、ネットワーク側（NU）は「セットアップシーケンス」を始動させる。次に、セットアップシーケンスについて考慮する。このセットアップシーケンスは、ネットワーク側がウェイクアップ信号を検出したか、あるいはネットワークがセットアップを始動させた後で開始する。セットアップシーケンスの最初のステップが図29に示されている。この段階では、NUがSUS1パターンを送り始める。NUはタイミングアドバンス（TA）設定を繰り返し送信する。TA＝ゼロ、CCHでメッセージ送信。システム内のマスタークロックは現在NU送信フレーム及びサンプルクロックである。パイロット搬送波が連続的に送信される。 NT受信機側は、フレーム相関をサーチし、フレームを検出し、フレームとサンプルクロックを検索することができる。次に、現在のsyncフレーム速度で、正確な推定を300msec以内に計算するチャネル推定を開始する。この推定を使用して、受信機は予め定義されているCCH搬送波をポーリングし始め、メッセージの受信と同時に、この搬送波をCCHのために選択する。NT送信機が次にローカルタイミングのためにTA＝0で開始し、受信された各TAセレクションメッセージに対して、CCH搬送波でack（受信確認）を送り、受信したTA値を繰り返す。更に、SC負荷が経時的に分散されるように、入ってくるパイロット搬送波から出ていくパイロット搬送波をBSI/2だけシフトする。NUがフレーム相関を検出した時、セットアップシーケンスのステップ２への移行が行われる。このように、ネットワークユニットモデムにおいて、セットアップシーケンスのステップ１が送信機によって開始され、周期的間隔でTA＝0で、SUS1及びTAメッセージを送信する。この受信と同時に、ターミナルモデムの受信機は： ‐ フレーム相関を実施し、フレームクロックを検索する； ‐ FFT処理を開始する； ‐ パイロットデコーディングを許可する； ‐ BSIを検索する； ‐ チャネル推定を許可する； ‐ CCHを選択する；及び ‐ TAセレクションメッセージをデコードする。ターミナルユニット内の送信機が次にack、SUS1、TA＝0メッセージ、及びBSI/ 2だけシフトされたパイロット搬送波を送信する。ネットワークユニットの受信機はフレーム相関を待つ。セットアップシーケンスのステップ2（図30を参照されたい）は、NU側でタイミングアドバンス値（TA）の計算を開始する。CCHメッセージは新しい、修正されたTA値に変更される。 NT側が新しいTA値を受信すると、新しいTA値で、全てのTAセレクションメッセージのために、ローカルタイミングを変更し、ackメッセージを送り続ける。 NT送信機がフレームクロックを変更するために、NUの受信機側ではフレームクロックが失われ、ユニットは再相関を必要とする。フレームクロックが検索された後、CCHがデコードされ、新しいTA値を含むackの検出と同時に、システムはTA メッセージを終了し、セットアップシーケンスの第３のステップに進む。このように、セットアップシーケンスのステップ２はネットワークユニットNU 内の送信機で開始し、ターミナル送信機から送信されたSUS1及びTA＝0メッセージに答えて、正しいTA、例えばＸを含むTAメッセージを、SUS1と共に送信する。ターミナルユニットNTは： ‐ 新しいTAメッセージを受け取る； ‐ 出ていくフレームクロックを修正する；及び ‐ SUS1及びTA＝Ｘのackを送信する。ネットワークユニットNUは： ‐ フレーム相関を実行する； ‐ フレームクロックを検索する； ‐ FFT処理を開始する； ‐ パイロットデコーディングを許可する； ‐ BSIを検索する； ‐ チャネル推定を許可する； ‐ CCHを選択する；及び ‐ メッセージをデコードする。最後のセットアップシーケンス、ステップ3（図31を参照されたい）は、アップリンク及びダウンリンク用のCCH選択を処理する。アップリンク用に、NU受信機は最も適当な搬送波を選択しており、このセレクションを含むCCHメッセージをNT側に送る。ackを受信するまでメッセージを繰り返し送り続ける。 NT側では、受信機はCCHメッセージをデコードし、SUS1を終了し、SUS2を送信する、つまり、並列CCH送信を終了し、選択された搬送波でCCHのみを送信する。次にアップリンクCCH搬送波が設定される。ダウンリンク用に、同じステップが並列して実施され、最初のCCHセレクションメッセージをNUから受信した後、N T側を通して開始される。このように、ステップ３では、ネットワークユニットは： ‐ アップリンク用に選択されたCCHを送信する； ‐ ackを待つ；及び ‐ CCHメッセージを終了する。ターミナルユニットは： ‐ アップリンク用のCCHセレクションを受信する； ‐ SUS1を終了する； ‐ SUS2を開始する；及び ‐ 各CCHセレクションの受信確認（ack）をする。ネットワークユニットは次に： ‐ ダウンリンク用のCCHセレクションを受信する； ‐ SUS1を終了する； ‐ SUS2を開始する；及び ‐ 各CCHセレクションの受信確認（ack）をする。ターミナルユニットは： ‐ ダウンリンク用のCCHセレクションを送信する； ‐ ackを待つ；及び ‐ CCHメッセージを終了する。これらのステップが実施された時、モデムはアイドルモードに達し、SUS2を送る。次に、CCHを使用して、チャネル特性に従ってビットローディング因数を変更することができ、DAS送信が開始される。 VDSLモデムはモデムの物理的な位置に応じて、つまりアクセスノード構内において、あるいは加入者構内において、異なるネットワーク成分をつなぐことができる。加入者構内では、VDSLモデムはアクティブなネットワーク終了設備をつなぐことができる。アクセスノードでは、VDSLモデムはアクセス特有のインターフェイスをつなぐであろう。アクセス特有のインターフェイスはVDSLモデムをつなぐネットワーク成分の論理図を示す図32を参照されたい。 VDSLモデムはネットワーク終了設備と物理的に統合されてもよく、アクセスノードにおいて、VDSLモデムは物理的に、アクセスノードが置かれるキャビネット内に置かれてもよい。 NT(インターフェイスA1)及びアクセスノード(インターフェイスA2)はVDSLモデムから層１フレームフォーマットを要求する。フレームヘッダ及びペイロードは別として、層１フレームに統合されるのは、管理・制御情報用の多数の情報フィールドである。これらの管理・制御フィールドはSDHアラーム等の異なるアラーム指示器、例えば性能モニタリング用の、(加入者構内に至るまでSDHが取られた場合にのみ有効である)AISビットエラー率測定、同期化が不良であるとか、あるいは失われたことの指示、あるいは電力ロス及び高温等に対する設備処理アラーム等を含む。更に、管理フィールドは操作及び保守目的のために、モデムに対する異なるループテスト用の賦活を含む。表１全体のシステム用のシステムパラメータ表２送信機用システムパラメータ表３受信機用システムパラメータ表４搬送波モード

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Claims

【特許請求の範囲】 1．多重搬送波伝送システムとともに用いられる受信機であって、受信された複数の個々の搬送波を含む信号のサンプリングおよび量子化を行うディジタル化手段と、前記サンプリングおよび量子化が行われた受信された信号をディジタル的に処理して前記複数の搬送波において変調されたデータを抽出するための処理手段と、を有する受信機において、前記ディジタル化手段は前記受信された信号を一連のディジタル化された、それぞれがｎビットを有するサンプルに変換するためのアナログ−ディジタル変換器と、前記アナログ−ディジタル変換器の入力におけるアナログ信号がｎビットによって表されるものよりも大きい振幅数を有する場合にはそれを検知するための極値検知手段と、前記極値検知手段によって制御されて各ディジタル化されたサンプルを表すためにｍビット、ここにｍ＞ｎである、を生成するための生成手段とを含むことを特徴とする受信機。 2．前記ディジタル化手段は、前記アナログ−ディジタル変換器の飽和によって生じる前記ディジタル化信号の切断を最小限にするように操作され得ることを特徴とする請求項１に記載の受信機。 3．前記ｍビットによって表される数は、振幅のガウス分布に基く推定により決定されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信機。 4．前記受信された信号は、前記アナログ−ディジタル変換器の前記入力に送られる前にアナログ振幅数調整手段に送られることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の受信機。 5．前記生成手段は、前記ディジタル−アナログ変換器からｎビットの出力を受信するように設けられる第１の入力と、前記アナログーディジタル変換器の正の飽和値よりも大きい前記受信された信号のサンプルの振幅数を表す正の振幅値の推定値を受信するように設けられる第２の入力と、前記アナログ−ディジタル変換器の負の飽和値よりも小さい前記受信された信号のサンプルの振幅数を表す負の振幅値の推定値を受信するように設けられる第３の入力と、前記入力信号の予測された振幅数を表すｍビット信号の出力とを有する３対１マルチプレクサであることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載の受信機。 6．前記多重搬送波伝送システムは、直交周波数分離マルチプレクス無線送信システムであることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の受信機。 7．前記多重搬送波伝送システムは、DMT送信システムであることを特徴とする、請求項１〜請求項５のいずれかに記載の受信機。 8．前記多重搬送波伝送システムは、DMTベースのVDSLシステムであることを特徴とする請求項７に記載の受信機。 9．前記ディジタル化手段からのディジタル化された出力信号は、FFT処理手段の入力に対して送られるとを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに記載の受信機。 10．前記ディジタル化手段からのディジタル化された出力信号は、小波変換処理手段の入力に対して送られることを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに記載の受信機。 11．送信機と、請求項１〜請求項10のいずれかに記載の受信機と、を有しているものであることを特徴とするトランシーバ。 12．請求項11に記載のトランシーバを２つ有しているものであることを特徴とする多重搬送波伝送システム。 13．前記多重搬送波伝送システムは、DMT送信システムであることを特徴とする請求項11または請求項12に記載のトランシーバまたは多重搬送波伝送システム。 14．前記多重搬送波伝送システムは、DMTベースのVDSLシステムであることを特徴とする請求項13に記載のトランシーバまたは多重搬送波伝送システム。 15．それぞれがデータ流によって変調される複数の個々の搬送波を有するアナログである多重搬送波信号をディジタル化するための方法であって、その際には前記信号のサンプリングおよび量子化が行われ、 − 前記アナログである多重搬送波信号のサンプリングおよび量子化を行い、それぞれが前記サンプルの振幅数を表すｎビットを含む一連のディジタル化されたサンプルを生成し、 − アナログである多重搬送波信号サンプルがｎビットによって表される最大振幅数よりも大きい振幅数を有する場合には検知し、および − 各サンプルがｍビット（但しｍ＞ｎ）で表されるディジタル化信号を生成するステップを含んでいることを特徴とする方法。 16．サンプリングおよび量子化を行う際に使用するアナログ−ディジタル変換器の飽和によって生じるディジタル化された信号の切断は最小限に抑えられることを特徴とする請求項15に記載の方法。 17．前記ｍビットによって表される数を振幅数のガウス分布に基づいて推定することを特徴とする請求項15または請求項16に記載の方法。 18．前記アナログである多重搬送波信号の振幅数をサンプリングおよび量子化が行われる前に調整することを特徴とする請求項15〜請求項17のいずれかに記載の方法。 19．前記アナログ−ディジタル変換器の正の飽和値よりも大きい前記アナログである多重搬送波信号の正の振幅数は推測され、前記アナログ−ディジタル変換器の負の飽和値よりも小さい前記アナログである多重搬送波信号の負の振幅数も推測され、 − 前記アナログである多重搬送波信号のサンプルの振幅数が前記正と負の飽和値の間にある場合、前記アナログ−ディジタル変換器からの出力を用いて前記アナログである多重搬送波信号の前記サンプルの振幅を表し、 − 前記アナログである多重搬送波信号のサンプルの振幅数が前記正の飽和値よりも大きい場合、前記振幅数の推測された正の値を用いて前記アナログである多重搬送波信号の前記サンプルの振幅を表し、 − 前記アナログである多重搬送波信号のサンプルの振幅数が前記負の飽和値よりも小さい場合、前記振幅数の推測された負の値を用いて前記アナログである多重搬送波信号の前記サンプルの振幅を表すことを特徴とする請求項15〜請求項18のいずれかに記載の方法。 20．前記多重搬送波信号は、直交周波数分離マルチプレクス信号であることを特徴とする請求項15〜請求項19のいずれかに記載の方法。 21．前記多重搬送波伝送信号は、DMT送信信号であることを特徴とする請求項1 5〜請求項19のいずれかに記載の方法。