JP2000503143A

JP2000503143A - 温度安定の定分数電圧制御電流源

Info

Publication number: JP2000503143A
Application number: JP09524420A
Authority: JP
Inventors: エントリキン，デイヴィッド，ダブリュー．; ジェンセン，ブレント，アール．; マッキャロル，ベンジャミン，ジェイ．
Original assignee: マキシムインテグレイテッドプロダクツ，インコーポレイテッド
Priority date: 1995-12-29
Filing date: 1996-12-24
Publication date: 2000-03-14
Also published as: EP0873546A4; WO1997024650A1; US5672961A; EP0873546A1

Abstract

(57)【要約】電流源（１０）は、安定直流入力電圧に応答を示して絶対温度に比例する制御電圧ＰＴＡＴを生成するように作動する制御段（１２）と、ＰＴＡＴ制御電圧に応答を示して出力定電流源の本来的に定分数である出力電流を発生するように作動する出力段（１４）とを含む。この制御段は、所与の抵抗器の型の温度依存性の制御抵抗器（Ｒ）と、温度依存性の制御電流を制御抵抗器に供給する少なくとも１つの制御定電流源とを含む。温度依存性の電流源は、本来のＰＴＡＴ制御電圧が発生されるような様式で相殺するために制御電流および制御抵抗器の温度依存性が役立つように、所与の抵抗器の型に基づく温度依存性の電流源を含む。出力段は、出力段の出力電流が出力電流源以外全く電流寄与がないように、出力定電流に結合された出力トランジスタ（Ｑ７およびＱ８）を含む。出力定電流源の定分数である電流を供給する方法は、（ａ）制御抵抗器と同じ抵抗器の型に基づて制御電流を発生するステップと、（ｂ）制御電流を制御抵抗器に加え、絶対温度に比例する制御電圧を生じさせるステップと、（ｃ）制御電圧を出力定電流源に結合された電流分割器に制御電圧を加え、出力電流を供給するステップとを含む。

Description

【発明の詳細な説明】温度安定の定分数電圧制御電流源発明の背景本発明は、一般に、アナログ集積回路に関し、より詳細にはアナログ集積回路によって実現される電流源に関する。定電流源および定電圧源は、アナログ集積回路においていろいろな目的のために使用されている。ここで使用されるように、「一定」は、このような発生源（ source）の出力レベルが典型的には制御信号を用いて調整（「設定」）されることができるけれども、この発生源の出力は相対的に一定の直流（ｄ．ｃ）レベルのままであることを意味する。一旦、設定されると、定電流源あるいは定電圧源は温度とともに変わることもでき（すなわち、「温度依存性である」）あるいは温度に対して安定であることもあり得る。多数の用途では、温度が変化するにつれて出力が変化しない定電流源あるいは定電圧源を有することが望ましい。しかしながら、いくつかの用途では、温度依存性がある出力を有する定電流源あるいは定電圧源を有することが望ましい。有用な温度依存性は、絶対温度に比例する温度依存性（ＰＴＡＴ）および絶対温度に相補的である温度依存性（ＣＴＡＴ）を含んでいる。例えば、アナログ集積回路において実現されるフィルタは、多数の集積回路キャパシタを使用する。キャパシタの相対値はかなり完全に一致する傾向にあるのに対して、キャパシタの絶対値（すなわち、実際のキャパシタンス）は、典型的には集積回路の製造中におけるプロセス変動のために±１０％変化する。あいにく、キャパシタの絶対値におけるこれらの変動は、例えば、キャパシタが一部を形成するフィルタの遮断周波数の対応する変化を引き起こす。例えば、キャパシタの値が許容範囲の上限にある（すなわち、そのキャパシタがその公称キャパシタンスよりも約１０％大きい）場合、フィルタの遮断周波数は非常に低く、そしてキャパシタの値が許容範囲の下限にある（すなわち、そのキャパシタがその公称キャパシタンスよりも約１０％小さい）場合、フィルタの遮断周波数は非常に高い。調節可能な電流源は、下記のようにキャパシタの絶対値の変動によって引き起こされる遮断周波数のこれらの変動を相殺する（offset）ために使用されることができる。キャパシタの値が許容範囲の上限にある場合、キャパシタに流し込むための利用可能な電流を増加させると、遮断周波数を所望の値に増加させる。反対に、キャパシタの値が許容範囲の下限にある場合、キャパシタに流し込むための利用可能な電流を減少させると、遮断周波数を所望の値に減少させる。一定で温度安定な電流源の出力が温度安定である出力抵抗器に結合されるならば、その結果は、当業者によって理解されるように、一定で温度安定電圧源である。これらの一定で温度安定電圧源は、例えば、比較器等の閾値を調整するための基準電圧を供給するといった、多数の目的のために有用である。しかしながら、再び、いくつかの場合、例えばある種の可変利得増幅器の制御におけるように、制御される回路の温度依存性を打ち消す（cancel）ことが望ましい制御状態に対して、温度依存性であった一定出力の電圧源を有することは望ましい。従来技術は、それらの出力を調整してもらうことができる定電流源あるいは定電圧源の両方を教示している。これは一般的には「トリマ」抵抗を用いて達成され、これは本来、レオスタット（rheostat）、すなわち可変抵抗器である。レオスタットは、実際的問題として、集積回路に集積することができないので、これらのトリマ抵抗は個別の外部部品として提供される。これは、高価になりがちであり、幾分信頼できない傾向があり、電子回路のサイズを実質的に増加させる。したがって、また、外部トリマ抵抗器を必要としない完全に集積化され、調節可能な定電流源および／または定電圧源を有することが望ましい。本発明は、温度安定入力電圧の電圧レベルに応じてＰＴＡＴ電圧を生成する制御段と、出力電流源の本来的に定分数である電流出力を引き起こすＰＴＡＴ制御電圧に応答を示す出力段とを含む。「１‐Ｖ_P-P線形入力レンジを有する全ｎ‐ ｐ‐ｎギルバートセルを使用する２．５Ｖアクティブローパスフィルタ」（IEEE Journal of Solid State Circuits,Vol.28,No.12,December 1993）というタイトル付けされたＫｏｙａｍａら著らによる論文には、入力段および出力段をまた有するギルバートセルトランスコンダクタが開示されている。提案されたギルバートセルトランスコンダクタは、Ｍ．Ｋｏｙａｍａらの図５および図８に最もよく示されている。しかしながら、Ｍ．Ｋｏｙａｍａらによって提案された回路は、定電流源あるいは定電圧源として役立たたず、むしろ回路の信号経路におけるトランスコンダクタとして役立つ。当業者によく知られているように、ギルバートセルトランスコンダクタは、差動入力電圧信号を差動出力電流信号に変換する。温度依存性である出力を有することはトランスコンダクタに関して、当然のことながら、望ましくなく、なぜならこれは変換される信号を歪ませるからである。さらに、トランスコンダクタとしてのその使用は、２つの電流源Ｉ₂／２（図５を参照せよ）といった、いくつかの複合電流源を必要とし、その合計は回路が適切に作動するための電流源の電流Ｉ₂に正確に合わなければならない。電流源における電流Ｉ₂に２つの電流源における電流の和Ｉ₂／２を正確に合わせる要求は、図８に見られるように、Ｍ．Ｋｏｙａｍａらの複合出力段に至らせる。Ｍ．Ｋｏｙａｍａらは、温度依存の電流出力を望まない（事実ならば、逆を望む）ので、電流源Ｉ₁／２、Ｉ₂／２およびＩ₂を含む様々な電流源の抵抗技術は、彼らの発明には問題とされない。発明の概要本発明は、安定な制御電圧を有する電流源を調節する電気回路である。ここで使用されるように、「安定な」とは、電圧が温度における変化とともに本質的に不変のままであり、すなわち電圧は温度依存でないことを意味する。この回路は、調節可能な電流源を提供するという課題を解決し、その出力は全電流における温度依存の変化に関係なく、利用可能な全電流の安定部分である。特に、本発明の電圧制御された電流源は、絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）電流といった温度とともに変化する電流の倍率変更されたバージョンを発生するために有用である。本発明の温度安定され定分数の電圧制御される電流源は、安定な直流入力電圧に応答を示し、且つＰＴＡＴ制御電圧を生成するように作動する制御段と、ＰＴＡＴ制御電圧に応答を示し、定分数の出力定電流源である出力電流を生成するように作動する出力段とを含む。この制御段は、所与の抵抗の種類の温度依存制御抵抗器と、制御抵抗器に温度依存の制御電流を供給する少なくとも１つの制御定電流源とを含む。制御電流および制御抵抗器の温度依存性は、抵抗の温度依存に無関係であるＰＴＡＴ制御電圧を供給するように相殺する傾向がある。出力段は、出力段の出力電流が出力トランジスタを介する出力定電流源から以外の電流寄与を全然有しないように、出力定電流源に結合された出力トランジスタを含む。より詳細には、電圧制御された電流源は、第１の制御定電流源および第２の制御定電流源を含む一対の制御定電流源と、制御抵抗器と、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタを備える一対の制御入力トランジスタと、第３のトランジスタおよび第４のトランジスタを備える一対の制御出力トランジスタと、第５のトランジスタおよび第６のトランジスタを備える一対の電圧フォロワ・トランジスタと、第７のトランジスタおよび第８のトランジスタを備える一対の出力トランジスタと、出力定電流源とを含む。第１の制御定電流源、第１のトランジスタおよび第３のトランジスタは、第１の電流源と第１のトランジスタとの間に第１のノードがあり、第１のトランジスタと第３のトランジスタとの間に第２のノードがあるように直列に結合される。第２の制御電流源、第２のトランジスタおよび第４のトランジスタは、第２の電流源と第２のトランジスタとの間に第３のノードがあり、第２のトランジスタと第４のトランジスタとの間に第４のノードがあるように直列に結合される。制御抵抗器は、第２のノードと第４のノード間に結合される。第５のトランジスタは、第３のトランジスタと第１のノードとの間の電圧フォロワとして役立ち、第６のトランジスタは、第４のトランジスタと第３のノードとの間の電圧フォロワとして役立つ。第４のトランジスタは、第７のトランジスタに結合され、第８のトランジスタは、第３のトランジスタに結合されている。出力定電流源は、第１のトランジスタに印加された直流入力電圧が本来的に出力定電流源の定分数が第７のトランジスタからの出力電流を作り出すように第７および第８のトランジスタに結合されている。定分数の出力定電流源である電流を供給する方法は、（ａ）制御抵抗器と同じ抵抗器の種類に基づいている制御電流を発現させる（develop）ステップを含み、（ｂ）制御電流を制御抵抗器に印加し、制御抵抗器の温度依存性に本来的に無関係であり且つ絶対温度に比例するＰＴＡＴ制御電圧を発現させるステップを含み、（ｃ）出力定電流源に結合された電流分割器にＰＴＡＴ制御電圧を加えるステップを含み、この電流分割器は、本来的に出力定電流源の定分数である出力電流を提供する。したがって、本発明の方法および装置は、温度変化における全電流のいかなる変化にも関係なく、利用可能な全電流の安定な分数である電圧調節可能な電流源を提供するという問題を解決する。さらに、電流源が制御電圧されるので、トリマ抵抗に対する要求は除去される。本発明のこれらの長所および他の長所は、本発明の下記の説明を解釈し、且つ図面のいくつかの図を検討する際に当業者に明らかになる。図面の簡単な説明図１は、本発明に従う温度安定化された定分数の電圧制御された電流源の概略図である。図２は、図１の回路において使用することができる本発明の温度安定化された定電流源の概略図である。図３は、温度の関数として図１の回路の、そしていくつかの入力電圧のための出力電流を示すグラフである。好ましい実施例の詳細な説明図１では、本発明に従う温度安定化された定分数の電圧制御電流源１０は、第１の段１２および第２の段１４を含む。（ここでは「制御段」とも参照される）第１の段１２は、安定入力電圧（「制御電圧」）Ｖ_contから絶対温度（ＰＴＡＴ）に比例するＰＴＡＴ制御電圧Ｖ_PTを生成する。再び、ここで使用されているような、「安定」とは、本来的に温度に対して変化しないということを意味する。第２の段１４は、「出力段」としても知られていて、Ｖ_CONTの出力レベルによって制御されるように、ＰＴＡＴ制御電圧Ｖ_PTを出力定電流源Ｉ_EEの（０から１の範囲である）本質的に定分数である出力電流Ｉ_OUTに変換する。換言すると、Ｉ_E _E によって生成された電流は温度とともに増加するので、Ｉ_OUTは、固定された分数のＩ_EE値として温度に対して同様に変化する。出力電流源そのものは、必ずしもＰＴＡＴではないことに注目すべきである。しかしながら、ＰＴＡＴ制御電圧は、定分数の出力電流源のみが本発明の回路から出力されることを保証する。第１の段、すなわち「制御」段１２は、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、およびＱ６とラベル付けされた６つのトランジスタを含む。この好ましい実施例では、トランジスタＱ１〜Ｑ６はバイポーラＮＰＮトランジスタである。アナログ集積回路におけるバイポーラトランジスタの設計および製造は、当業者によく知られている。好ましくは、互いに対にされたトランジスタはおよそ同じサイズおよび動作特性であり、すなわち、トランジスタＱ１およびＱ２（それぞれ第１および第２の「入力トランジスタ」）は動作特性において合わされていて、トランジスタＱ３およびＱ４（それぞれ第１および第２の「制御トランジスタ」）は動作特性において合わされていて、そしてトランジスタＱ５およびＱ６（それぞれ第１および第２の「フィードバックトランジスタ」）は動作特性において合わされている。本実施例では、トランジスタＱ１〜Ｑ６は、本質的に同じ種類のトランジスタであることができ、すなわちトランジスタＱ１〜Ｑ６は、所望ならば、全て合わされる（整合される、matched）ことができる。制御段１２は、いくつかの電流源をさらに含む。より詳細には、制御段１２は、第１の電流源Ｉ_c1および第２の電流源Ｉ_c2を含む整合された２連電流源（matc hed dual current source）１６と、一対のバイアス電流源Ｉ₅およびＩ₆とを含む。制御段１２は、温度依存性の制御抵抗Ｒおよび出力電流源バイアス、すなわち「ヘッドルーム（headroom）」抵抗器Ｒ_EEを含む。図１において分かるように、整合された電流源１６は、Ｖｃｃと入力トランジスタＱ１およびＱ２との間に結合されている。電流源Ｉ_c1およびＩ_c2の両方は、合計２Ｉ_cのために電流Ｉ_cを生成する。整合された２連電流源１６の好ましい実現は、引き続いて図２に参照して述べられている。Ｉ_c1、Ｑ１、およびＱ３は、第１のノード１８が電流源Ｉ_c1とトランジスタＱ１との間に形成され、且つ第２のノード２０がトランジスタＱ１とトランジスタＱ３との間に形成されるように、直列に結合される。「直列」によって、電流が電流源からトランジスタを直列に通って接地に流れるように、Ｉ_c1、Ｑ１、およびＱ３が一緒に結合されることが意味される。より詳細には、電流源Ｉ_c1はバイポーラトランジスタＱ１のコレクタに結合され、トランジスタＱ１のエミッタはトランジスタＱ３のコレクタに結合される。トランジスタＱ３のエミッタは、抵抗器Ｒ_EEを通って接地に結合される。同じ様に、電流源Ｉ_c2、トランジスタＱ２、およびトランジスタＱ４は、電流源Ｉ_c2とトランジスタＱ２との間に第３のノード２２、およびトランジスタＱ２とトランジスタＱ４との間に第４のノード２４を作り出すように直列に結合される。より詳細には、電流源Ｉ_c2の出力は、トランジスタＱ２のコレクタに結合され、トランジスタＱ２のエミッタはトランジスタＱ４のコレクタに結合される。トランジスタＱ４のエミッタは、抵抗器Ｒ_EE を通って接地に結合される。トランジスタＱ５およびＱ６は、Ｖ_CCとトランジスタＱ３およびＱ４のベースとの間にそれぞれ結合される電圧フォロワ、すなわち「フィードバック」トランジスタである。より詳細には、トランジスタＱ５およびＱ６のコレクタは、Ｖ_CC に結合される一方で、トランジスタＱ５のエミッタは、トランジスタＱ３のベースに結合されて、トランジスタＱ６のエミッタは、トランジスタＱ４のベースに結合される。トランジスタＱ５およびＱ６のベースは、ノード１８および２２にそれぞれ結合される。トランジスタＱ１のベースは、入力電圧Ｖ_CONTに結合され、またトランジスタＱ２のベースは、基準電圧Ｖ_REFに結合される。電圧Ｖ_IN＝Ｖ_CONT−Ｖ_REFは、Ｑ１およびＱ２のベース間に発現される（developed）。トランジスタＱ３およびＱ４のエミッタは一緒に結合され、バイアスする抵抗器Ｒ_EEによってＶ_EE（接地）に結合される。トランジスタＱ５のエミッタおよびトランジスタＱ３のベースは、電流源１５によってＶ_EEに結合されて、トランジスタＱ６のエミッタおよびトランジスタＱ４のベースは電流源１６によってＶ_EE に結合される。前述のように、絶対温度に比例するＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTは、トランジスタＱ３およびＱ４のベースの両端に発現される。第２の段、すなわち“出力”段１４は、トランジスタＱ７およびＱ８と出力定電流源Ｉ_EEとを含む。トランジスタＱ７およびＱ８は、好ましくは動作特性において合わされて、好ましくはＮＰＮバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ７のベースは、トランジスタＱ４のベースに結合されて、またトランジスタＱ８のベースは、トランジスタＱ３のベースに結合される。トランジスタＱ８のコレクタは、Ｖ_CCに結合されていて、またトランジスタＱ７およびＱ８のエミッタは、出力定電流源Ｉ_EEによってＶ_EEに結合される。トランジスタＱ７のコレクタは、出力ノード２６において出力電流Ｉ_OUTを、あるいは代わりに、トランジスタＱ７のコレクタとＶ_CCとの間に接続された出力抵抗器Ｒ_OUTを付加して出力ノード２６において電圧Ｖ_OUTを生成する。抵抗Ｒ_OUTは、電流源として回路を作動するときには存在しない。引き続いて詳細に説明されるように、トランジスタＱ７およびＱ８は、出力電流源Ｉ_EEの（０と１との間の）どの分数割合がノード２６において供給されるべきであるかを決定する電流分割器（current divider ）として役立つ。端的には、第１の段１２は、ノード２６において出力されるべきであるＩ_EEの分数成分を設定するために使用されるのに対して、第２の段１４は必要な分割を実行する。現在のところ実現されているように、Ｖ_INは、約±２００ミリボルト（ｍＶ）、つまりは直流０．２ボルトの範囲内で変えられることができる。前述のように、Ｖ_INは、入力制御電圧Ｖ_CONTと基準電圧Ｖ_REFとの差である。Ｖ_INがゼロに等しいとき、抵抗Ｒには全然電流がなく、トランジスタＱ１およびＱ２を流れる電流は、トランジスタＱ２およびＱ４を流れる電流とほぼ同じである。したがって、Ｖ_INがゼロに等しいとき、Ｖ_PTはゼロに等しく、そして電流Ｉ_EEは、トランジスタＱ７とＱ８との間に同様に分割され、すなわちＩ_OUTは１／２・Ｉ_E _E に等しい。Ｖ_INが負になるならば、Ｉ_OUTは、Ｖ_INがその範囲の下限（例えば、この例では、−２００ｍＶ）にあるとき、本来的にゼロであるところまで減少する。Ｖ_INは正の方向に増加するとき、Ｉ_OUTは、Ｖ_INがその範囲の上限にある（例えば、この例では、約＋２００ｍＶ）場合、Ｉ_EEに到達するまで増加する。本発明における回路１０の動作が、より詳細に述べられる。図１に示されるように、トランジスタＱ１およびＱ２における電流Ｉ_cは等しい。コレクタ電流が等しいために、２つのトランジスタのベース‐エミッタ電圧は等しく、全入力電圧、Ｖ_INは抵抗器Ｒの両端に誤差なしに現れる。したがって、抵抗器Ｒに流れるＩ_Rは、必ずトランジスタＱ３およびＱ４を流れるコレクタ電流の差である。電圧フォロワトランジスタＱ５およびＱ６を介するトランジスタＱ１およびＱ２のコレクタからの負のフィードバックは、トランジスタＱ３およびＱ４のベース間に正確な電圧をそれぞれに設定し、そのコレクタ電流における差を適切に維持する。本発明では、Ｖ_INは定義によって安定しているとみなされる。再び、「安定」によって、ここでは、Ｖ_INは温度とともに変わらないことが意味されている。Ｖ_IN は、本発明の一部でないものとして他の回路構成部分によって供給され、チップ上で（on-chip）あるいはチップ外（off-chip）でのいずれかにおいて供給されてもよい。本発明の好ましい実施例では、Ｖ_INは、トランジスタＱ７からの所望の分数出力電流を決定するように選択される。したがって、Ｖ_INは、ある程度まで、指定される範囲内のＶ_INの実際の値を回路設計者が決定できる点で可変であるとみなされ得る。しかしながら、動作中、Ｖ_INは、接続された信号回路の直流バイアスを調整するために新しい分数の電流出力を確定するためにのみ変更される。Ｖ_INは定義によって安定しているので、電流Ｉ_R＝Ｖ_IN／Ｒは、Ｒが安定である場合のみ安定であり、これは通常の場合でない。トランジスタＱ３およびＱ４における電流に関する式は、Ｉ_c4＝Ｉ_c＋Ｉ_R （式１）Ｉ_c3＝Ｉ_c−Ｉ_R （式２）Ｉ_c4／Ｉ_c3＝（Ｉ_c＋Ｉ_R）／（Ｉ_c−Ｉ_R）（式３）である。Ｉ_Cが、図２に関してより詳細に述べられているように、Ｉ_Rと同じ温度依存を有するようにされるならば、Ｉ_c4／Ｉ_c3は、温度依存が全然なく、温度にわたって安定したままである。この電流の安定な比は、実際、ベースＱ３‐Ｑ４（図１のＶ_PT）の両端にわたる電圧に帰着し、これは全く絶対温度（ＰＴＡＴ）に比例する。より詳細には、下記の関係が保持される。Ｖ_PT＝Ｖ_be4−Ｖ_be3 （式４）Ｖ_be3＝Ｖ_Tｌｎ（Ｉ_c3／Ｉ_s）（式５）Ｖ_be4＝Ｖ_Tｌｎ（Ｉ_c4／Ｉ_s）（式６）定義によって、比Ｉ_c4／Ｉ_c3は温度に関して一定であるので、式７は、比Ｖ_PT ／Ｖ_Tは、温度にわたって一定のままであることを示している。Ｖ_TはＰＴＡＴ熱電圧であり、これは、当業者に良く知られているように、式Ｖ_T＝ｋＴ／ｑによって示され、ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷である。Ｖ_TはＰＴＡＴに違いないので、またＶ_PTはＰＴＡＴに違いなく、式７の指数において一定比を保持する。ＰＴＡＴ制御電圧Ｖ_PTは、差動対（「電流分割器」）トランジスタＱ７およびＱ８のベースに結合され、またＰＴＡＴ制御電圧Ｖ_PTによって電流比Ｉ_C7／Ｉ_C8 が電流比Ｉ_c4／Ｉ_c3に等しくなることが引き起こされる。その結果、下記に示すように、コード（code）全使用可能電流に対する出力の比（Ｉ_C7／Ｉ_EE）は、全電流Ｉ_EEの変化に係わりなく一定である。Ｉ_c7＋Ｉ_c8＝Ｉ_EE （式８）Ｉ_c7／（Ｉ_EE−Ｉ_c7）＝ｃ（式１０）Ｉ_c7／Ｉ_EE＝ｃ／（Ｉ＋ｃ）＝ｄ（ｄは定数である）（式１１）したがって、安定な入力電圧に対する分数Ｉ_c7／Ｉ_EEの関係は、下記のように得ることができる。Ｉ_c7／Ｉ_EE＝Ｉ_c4／（２＊Ｉ_c）＝（Ｉ_c＋Ｉ_R）（２＊Ｉ_c）＝１／２＋（Ｖ_IN／Ｒ）（２＊Ｉ_c）（式１２）Ｉ_c7／Ｉ_EE＝１／２＋Ｖ_IN／（２＊Ｉ_c＊Ｒ）ここで、−Ｉ_c＊Ｒ＜Ｖ_IN＜Ｉ_c＊Ｒ（式１３）したがって、Ｉ_c7＝Ｉ_OUTは、安定した分数のＩ_EEであることが認識される。Ｉ_EEが温度とともに変わる傾向があるならば、Ｉ_OUTは温度にわたって安定した分数である。多数の最新のアナログ集積回路は、約１００℃にわたる温度範囲で作動するように設計されるので、定電流源Ｉ_EEによって生成される電流が温度範囲内において因数２倍で変化し得ることが予想されるにちがいない。したがって、分数出力Ｉ_OUTは、定電流源Ｉ_EEの出力電流の変動とともに変わる。示されるように、Ｉ_OUT／Ｉ_EEは、１／２＋Ｖ_IN／（２＊Ｉ_c＊Ｒ）に等しい。したがって、前述のように、Ｖ_INがゼロに等しいとき、Ｉ_OUTは１／２・Ｉ_EEに等しい。Ｖ_INがＩ_c＊Ｒに等しいとき、Ｉ_OUTはＩ_EEに等しく、Ｖ_INが−Ｉ_c＊Ｒに等しいとき、Ｉ_OUTはゼロに等しい。回路１０における様々な部品に対する実際の値は、当業者によって理解されるように、回路の応用に依存する。一般的には、Ｖ_CCは、２．５ボルト直流あるそれ以上、例えば、３ボルト、５ボルト等である。Ｖ_EEは通常約０ボルト直流（接地）にある。電流源Ｉ_c1およびＩ_c2は、例えば、１００マイクロアンペアの電流源であってもよいし、制御抵抗器Ｒは、例えば、約２Ｋオームであってもよい。これらの値に対しては、Ｖ_INは、±０．２ボルト（すなわち、現在の例にあるように±２００ｍＶ）の範囲内で作動し、Ｖ_REFは約２ボルトにある。Ｉ_EEは、「分割される」べきである任意の実際上一定の電流源であってもよく、電流源１５および１６（それぞれ第１および第２の「定在電流（standing current）」源）は、トランジスタＱ５およびＱ６を介して定在電流を供給する単に小さな電流源（例えば、２０マイクロアンペア電流源）である。Ｉ_EEが１００マイクロアンペア電流源として選択されるならば、Ｉ_OUTは１００マイクロアンペアに制限され、１０キロオーム（ｋΩ）抵抗Ｒ_OUTは、ノード２６において直流０〜１ボルトの定電圧出力電圧を供給する。（接地に対して電流２Ｉ_C1のための経路を与える）抵抗器Ｒ_EEは、出力定電流源Ｉ_EEの両端に、例えば１／２ボルトの「ヘッドルーム」を作り出すために供給される。トランジスタＱ４のエミッタの電圧がトランジスタＱ７のエミッタに映される（ミラーされる、mirrored）ので、これが、Ｒ_EEの両端の電圧が電流源Ｉ_EEの両端の電圧と同じであることの理由である。実世界の（理想的でない）電流源は、作動するために電流源間の小さい電圧を必要とするので、この「ヘッドルーム」が必要とされる。この例では、Ｒ_EEは約２．５キロオームである。図２では、好ましい整合された対電流源１６が、より詳細に示されている。この回路１６は、２つのＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１およびＴ２と、３つのＰＮＰバイポーラＴ３、Ｔ４、およびＴ５とを含んでいる。整合された電流源１６は、また、安定な（温度に対して一定の）電圧源Ｖ_X、抵抗器Ｒ１、および温度依存性の抵抗器Ｒ_Xを含む。引き続きより詳細に述べるように、抵抗器Ｒ_Xが図１の抵抗器Ｒと同様の（similar）温度特性を有することは本発明とって本質的である。図２において認識されるように、抵抗器Ｒ１、トランジスタＴ１、および電圧源Ｖ_Xは、Ｖ_CCとＶ_EEとの間に直列に結合されている。より詳細には、トランジスタＴ１のコレクタは、抵抗Ｒ１によってＶ_CCに結合され、トランジスタＴ１のエミッタは、安定な電圧源Ｖ_XによってＶ_EEに結合されている。トランジスタＴ１のベースはそのコレクタに結合されている。また、図２において認識されるように、トランジスタＴ３、トランジスタＴ２、および抵抗器Ｒ_Xは、またＶ_CCとＶ_EEとの間に直列に結合されている。より詳細には、トランジスタＴ３のエミッタはＶ_CCに結合され、トランジスタＴ３のコレクタはトランジスタＴ２のコレクタに結合され、トランジスタＴ２のエミッタは抵抗器Ｒ_XによってＶ_EE（接地）に結合されている。トランジスタＴ２のベースは、トランジスタＴ１のコレクタおよびベースに結合されている。トランジスタＴ３のベース（「ダイオード接続トランジスタ」）は、カレントミラーの一方の半分を形成するためにそのコレクタに結合されている。トランジスタＴ４およびＴ５の各々（それぞれ第１および第２の「ミラーされたトランジスタ」）は、トランジスタＴ３と一緒にカレントミラーの他方の半分を形成する。トランジスタＴ４およびＴ５のベースは、トランジスタＴ３のコレクタおよびベースに結合されているのに対して、トランジスタＴ４およびＴ５のエミッタは、Ｖ_CCに結合されている。トランジスタＴ４のコレクタは、電流Ｉ_C1を形成し、トランジスタＴ５のコレクタは、電流Ｉ_C2を形成する。これらの電流Ｉ_C1およびＩ_C2の両方は、同じトランジスタＴ３を用いて映されるので、これらの電流は本来同じ電流である、すなわちこれらの電流は、両方共に本来的に同一の電流であり、各々がＩ_Cの大きさ持つ。前述のように、Ｖ_X、安定な（すなわち、温度とともに変わらない）電圧源である。このような電圧源の設計および製造は、当業者に良く知られていて、チップ上で（on-chip）あるいはチップ外（off-chip）でのいずれかで提供されてもよい。Ｖ_Xを発生するための典型的な回路は、アナログ回路設計の当業者に知られているように、バンドギャップ発生器を含んでいる。最善の性能のために、Ｒ１は、その通常の電流がＲ_Xにおける電流に近似するように選択されるべきであるけれども、図２のＲ１は、トランジスタＴ１および電圧源Ｖ_Xを介する電流を制限するように単に供給される。トランジスタＴ１およびＴ２は、抵抗Ｒ_Xの両端に電圧Ｖ_Xを再生成するために役立つ。これは、トランジスタＴ１およびＴ２のベース‐エミッタ電圧がほとんど等しいことが理由であり、その結果、Ｖ_Xにほとんど等しい電圧はトランジスタＴ２のエミッタにわたって現れ、そしてこの電圧Ｖ_Xが抵抗Ｒ_Xの両端に現れる。Ｖ_Xは一定であるので、電流Ｖ_X／Ｒ_Xは、Ｒ_Xが変わるときのみ温度にわたって変わる。ここで使用されているように、これは、「抵抗型Ｒに基づく定電流」と参照される。電流Ｖ_X／Ｒ_Xは、Ｔ２のコレクタおよびトランジスタＴ３のコレクタに流れる。当業者によって理解されるように、トランジスタＴ３はダイオードを形成するように接続されている、すなわちダイオード接続されている。トランジスタＴ３、Ｔ４およびＴ５のベース‐エミッタ電圧は同一であるので、Ｔ３のコレクタにおいて流れる同一電流、すなわちＶ_X／Ｒ_Xは、前述のように、トランジスタＴ４およびトランジスタＴ５のコレクタに流れる。整合された２連電流源１６は、図１の抵抗器Ｒと同じ抵抗器技術に基づいている。当業者に理解されるように、集積回路上に供給されることができる（ここでは抵抗器“型”と参照される）多数の型の抵抗器技術がある。例えば、Ｐ．Ｇｒｅｙら著の文献「アナログ集積回路の解析および設計」（第２版、John Wiley & Sons社、コピーライト１９７７、１９７８）では、例えば、ベース拡散、エミッタ拡散、ピンチ、エピタキシャル、ピンチエピタキシャル、および薄膜の抵抗器を含むいくつかの抵抗器技術が記載されている。図２の抵抗器Ｒ_Xのために選択された抵抗器技術および図１の抵抗器Ｒが同一である限り、どの抵抗器技術が選択されるかは本発明にとって重要ではない。これは、その温度依存性が同じであることを保証し、ＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTの顕著な（noted）相殺および生成を見込んでいる。異なる抵抗器技術が図２のＲ_Xおよび図１の抵抗器Ｒのために使用されるならば、電圧Ｖ_PTはＰＴＡＴでなく、本発明の回路は所望のように作動しない。図３は、いくつかの電圧Ｖ_INに対して温度Ｔの関数として出力電流Ｉ_OUTを示すグラフである。このグラフは、図１の回路に適用されるものとしてＳＰＩＣＥシミュレータを使用して現わされた（developed）。垂直軸にはマイクロアンペア単位の電流Ｉ_OUTがあり、水平軸には摂氏（℃）単位の温度がある。Ｉ_OUTがＩ_EE に等しい場合、すなわち、入力電圧Ｖ_INがその範囲の最大端にある場合の第１のグラフ（curve）２８である。グラフ３０は、ゼロ以上の入力電圧Ｖ_INによって設定されるように、Ｉ_OUTがおよそ一定のＩ_EEの３／５であることを示している。グラフ３２では、Ｉ_OUTがおよそＩ_EEの１／２に等しく、すなわち入力電圧Ｖ_I _N は直流ゼロボルトに等しい。最後に、グラフ３４はＩ_EEの１／３に等しく、すなわち入力電圧Ｖ_INはゼロより小さい。図３に示されるように、様々なグラフ２８〜３４は平行でない。これは、これらのグラフが、最大出力（グラフ２８が１００％である場合）の分数であるためであり、したがって、その傾斜は変わる。しかしながら、電流Ｉ_OUTは、電流源Ｉ_EEから利用可能な全電流が温度とともに変わるので、全電流Ｉ_EEの一定の固定された分数のままである。本発明の回路および方法は、より大きなシステムおよび／または方法の一部を形成でき、典型的には形成する。例えば、本発明の回路は、典型的には、“チップ”上に集積され、パッケージ組立されるより大きな回路の一部を形成する。したがって、パッケージ組立された集積回路は、他の電子デバイスと一緒にプリント回路（ＰＣ）ボードにその集積回路を取り付けることによって、また得られる回路を電源および他のデバイスおよびシステムに接続することによって、より大きなシステムの一部を作られる。したがって、本発明のプロセスから結果として生じる製品は、回路自体、１つあるいはそれ以上の回路を含む集積回路チップ（ chips）、より大きなシステム（例えば、ＰＣボードレベルのシステム）、このようなより大きなシステムを含む製品、等を含むことを理解すべきである。本発明はいくつかの好ましい実施例に観点で記載されているが、それの代替物、修正物、変更物および均等物は、明細書の解釈（reading）および図面の検討（study）に関して当業者に明らかになることが意図されている。従って、下記の添付の請求の範囲は、本発明の真の精神および範囲内にあるものとして、このような全て代替物、修正物、変更物および同等物を含んでいることが意図されている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ジェンセン，ブレント，アール. アメリカ合衆国オレゴン州ポートランドノースウェストチェメケタレーン 18056 (72)発明者マッキャロル，ベンジャミン，ジェイ. アメリカ合衆国オレゴン州ポートランドノースウェストアンドリュープレイス 1736 【要約の続き】流分割器に制御電圧を加え、出力電流を供給するステップとを含む。

Claims

【特許請求の範囲】１．安定な直流入力電圧に応答を示す制御段を備え、前記制御段は、所与の抵抗器技術の温度依存性のある制御抵抗器、前記制御抵抗器に制御電流を提供する少なくとも１つの制御定電流源を含み、前記制御定電流源は、前記制御電流が同様の温度依存性であり、かつ前記制御電流および前記制御抵抗器の温度依存性が、絶対温度に比例するＰＴＡＴ制御電圧を与えることを相殺するために資する（tend）ように、前記所与の抵抗器技術に基づく温度依存性の電流源抵抗器を含み、前記ＰＴＡＴ制御電圧に応答を示す出力段を備え、前記出力段は出力定電流源に結合された出力トランジスタを含み、前記出力トランジスタから取られたトランジスタ段の出力電流は前記出力定電流源から以外の電流寄与を全く有せず、前記制御電圧によって前記出力トランジスタが前記出力電流として前記出力定電流源の本来的に定分数を出力することが引き起こされる、温度安定化された定分数の電圧制御電流源。２．前記制御定電流源は第１の制御電流を提供する第１の制御定電流源であり、且つ、前記所与の抵抗器技術に基づく電流源抵抗器を含むと共に第２の制御電流を前記制御抵抗器に供給する第２の制御定電流源を更に備える、請求項１に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。３．前記第１の制御電流は前記制御抵抗器の第１の側に供給され、且つ前記第２の制御電流は前記制御抵抗器の第２の側に供給される、請求項２に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。４．前記第１の制御電流は、入力制御電圧によって制御される第１の入力トランジスタを介して供給され、かつ前記第２の制御電流は、基準電圧によって制御される第２の入力トランジスタを介して供給される、請求項３に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。５．前記制御抵抗器の前記第１の側は第１の制御トランジスタによって接地へ結合され、前記制御抵抗器の前記第２の側は第２の制御トランジスタによって接地へ結合される、請求項４に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。６．前記第１の制御定電流源によって制御され、かつ前記第１の制御トランジスタを制御する第１のフィードバックトランジスタと、前記第２の制御定電流源によって制御され、かつ前記第２の制御トランジスタを制御する第２のフィードバックトランジスタとを更に備える、請求項５に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。７．前記第１のフィードバックトランジスタを接地に結合する第１の定在電流源と、前記第２のフィードバックトランジスタを接地に結合する第２の定在電流源とを更に備える、請求項６に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。８．前記出力トランジスタは第１の出力トランジスタであり、前記第１の出力トランジスタおよび前記出力定電流源に結合され前記第１の出力トランジスタと共に電流分割器を形成する第２の出力トランジスタを更に備え、前記第１の出力トランジスタは前記第２の制御トランジスタに結合される、請求項５に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。９．前記第１の制御トランジスタおよび前記第２の制御トランジスタを接地に結合するヘッドルーム抵抗器を更に備え、前記ヘッドルーム抵抗器は前記出力定電流源のためのバイアス電圧を供給する、請求項８に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。１０．前記第１の制御定電流源および前記第２の制御定電流源は定電流源の整合された対である、請求項２に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。１１．前記制御定電流源は、ダイオード接続されたトランジスタと、前記ダイオード接続されたトランジスタに結合され前記第１の制御電流を提供する第１のミラートランジスタと、前記ダイオード接続されたトランジスタに結合され前記第２の制御電流を供給する第２のミラートランジスタとを含み、このような前記第１の制御電流および前記第２の制御電流は本来的に同じ値である、請求項１０に記載の温度安定化された定分数の電圧制御電流源。１２．前記ダイオード接続されたトランジスタは、前記電流源抵抗器と直列に結合される、請求項１１に記載の温度安定された定分数の電圧制御電流源。１３．第１の制御定電流源および第２の制御定電流源を備える一対の制御定電流源と、制御抵抗器と、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタを備える一対の制御入力トランジスタと、第３のトランジスタおよび第４のトランジスタを備える一対の制御出力トランジスタと、第５のトランジスタおよび第６のトランジスタを備える一対のフィードバックトランジスタと、第７のトランジスタおよび第８のトランジスタを備える一対の出力トランジスタと、出力定電流源とを備え、前記第１の制御定電流源、前記第１のトランジスタ、および前記第３のトランジスタは、前記第１の電流源と前記第１のトランジスタとの間の第１のノードおよび前記第１のトランジスタと前記第３のトランジスタとの間の第２のノードがあるように直列に結合され、前記第２の制御定電流源、前記第２のトランジスタ、および前記第４のトランジスタは、前記第２の電流源と前記第２のトランジスタとの間の第３のノードおよび前記第２のトランジスタと前記第４のトランジスタとの間の第４のノードがあるように直列に結合され、前記制御抵抗器は、前記第２のノードと前記第４のノードとの間に結合され、前記第５のトランジスタは、前記第３のトランジスタと前記第１のノードとの間に結合され、前記第６のトランジスタは、前記第４のトランジスタと前記第３のノードとの間に結合され、前記第４のトランジスタは、前記第７のトランジスタに結合され、前記第８のトランジスタは、前記第３のトランジスタに結合され、かつ前記出力定電流源は、前記第７および第８のトランジスタに結合され、前記第１のトランジスタに加えられた直流入力電圧が、本来的に前記出力定電流源の定分数である、前記第７のトランジスタからの出力電流を作り出す、電圧制御電流源。１４．前記第１の制御定電流源は、ダイオード接続されたトランジスタに結合される第１のミラートランジスタを備え、かつ前記第２の制御定電流源は、前記ダイオード接続されたトランジスタに結合された第２のミラートランジスタを備える、請求項１３に記載の電圧制御電流源。１５．前記ダイオード接続されたトランジスタは、前記制御抵抗器と同じ抵抗器技術に基づいている温度依存性の電流源抵抗器と直列に結合され、前記第３及び前記第４のトランジスタとの間に発生される（developed）電圧が絶対温度に比例する、請求項１４に記載の電圧制御電流源。１６．制御抵抗器と同じ抵抗器の型に基づいている制御電流を発生する（deve lop）ステップを備え、前記制御電流を前記制御抵抗器に加え、絶対温度に比例しかつ本来的に前記制御抵抗器の温度依存と無関係であるＰＴＡＴ制御電圧を発生するステップを備え、出力定電流源に結合された電流分割器に前記ＰＴＡＴ制御電圧を加えるステップとを備え、前記電流分割器は、作動温度の範囲にわたって本来的に前記出力定電流源の定分数である出力電流を供給する、出力定電流源の定分数である電流を供給する方法。１７．制御電流を発生する前記ステップは、第１の定電流源を用いて第１の制御電流を発生して前記第１の制御電流を前記制御抵抗器の第１の側に加えるステップと、第２の定電流源を用いて第２の制御電流を発生して前記第２の制御電流を前記制御抵抗器の第２の側に加えるステップとを含み、前記第１の定電流源および前記第２の定電流源は前記制御抵抗器と同じ抵抗器の型に基づいている、請求項１６に記載の出力定電流源の定分数である電流を供給する方法。１８．前記出力電流は、前記出力定電流源から得られる電流を除いて、電流を本来的に全く含まない、請求項第１７に記載の出力定電流源の定分数である電流を供給する方法。１９．出力抵抗器を前記出力電流に結合し出力電圧を得るステップ、を更に備える請求項１７に記載の出力定電流源の定分数である電流を供給する方法。