JP2000324184A - 送信フロントエンド - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ベースバンドデータで搬送波の振幅を制御す
る送信フロントエンドにおいて、線形増幅器を用いずに
大電力出力を可能にする。 【解決手段】 フィルタ１１により、ベースバンドデー
タＳｂから高周波成分が除去されて大電力変調器１２に
与えられる。大電力変調器１２は与えられたベースバン
ドデータＳ１１で搬送波Ｓｃの振幅を制御する変調を行
い、要求電力値で振幅する被変調信号Ｓ１２を生成す
る。被変調信号Ｓ１２における搬送波Ｓｃの高次波成分
がフィルタ１３により除去され、フィルタ１３から要求
電力値の送信データＳ１３が出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高速道路、有料道
路のノンストップ自動料金収受（ETC ）システムに適用
される自動車搭載用無線通信機等に設けられ、ベースバ
ンドデータで搬送波を変調して出力する送信フロントエ
ンドに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、このような分野の技術としては、
例えば次の文献に記載されたものがあった。 文献；1997 IEEE Radio Frequency Integrated Circuit
s Symposium （米国）M.D.Pollman,et al “A Low-Cost
Pacaged MMIC Chip Set for 5.8GHzISM Band Applicat
ion”P.33-36

【０００３】図２は、前記文献に記載された従来の送信
フロントエンドの概要を示す構成図である。この送信フ
ロントエンドは、変調器１と、該変調器１の出力側に設
けられたバンドパスフィルタ２と、該バンドパスフィル
タ２の出力側に接続され、図示しない電界効果トランジ
スタ（以下、ＦＥＴという）を有する線形電力増幅器３
とで構成されている。変調器１には、変調速度が例えば
２ＭｂａｕｄのベースバンドデータＳｂと５．８ＧＨｚ
帯の搬送波Ｓｃとが入力され、該変調器１が変調を行
い、変調結果の出力信号Ｓ１をバンドパスフィルタ２に
与えるようになっている。

【０００４】変調器１での変調では、ベースバンドデー
タＳｂのレベルで搬送波Ｓｃの振幅を制御し、該変調器
１からの出力信号Ｓ１は、ＡＳＫ（Amplitude Shift Ke
ying）型の信号になる。ただし、この出力信号Ｓ１に
は、搬送波Ｓｃの周波数成分ばかりでなく、ベースバン
ドデータＳｂの周波数成分に起因して隣接チャネルに漏
洩する成分も含まれている。そこで、狭帯域のチャネル
フィルタとしてバンドパスフィルタ２を設けることで、
隣接チャネルへ漏洩する電力を抑制するようにしてい
る。バンドパスフィルタ２の出力信号Ｓ２の電力は、せ
いぜい数ｄＢｍ （数ｍＷ）或いはそれ以下であり、シ
ステムに要求された値よりも低い。ＥＴＣシステムで
は、送信電力に要求される値が１３ｄＢである。線形電
力増幅器３は、出力信号Ｓ２のスペクトルを変化させな
いように、線形的な増幅を行い、要求を満たす電力の送
信データＳ３を出力する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
図２の送信フロントエンドには、次のような技術的な課
題があった。送信信号Ｓ３の電力がシステムに要求され
る値を満たすようにするためには、線形電力増幅器３
が、不可欠である。この線形電力増幅器３のＦＥＴは線
形的増幅を行うように、Ａ級で動作するように設計され
る。ところが、回路をＩＣ（Integrated Circuit）化す
ると、線形電力増幅器３中のＦＥＴの動作点が設計値か
らずれることがある。このようにＦＥＴの動作点がずれ
ると、ＦＥＴが非線形領域で動作するようになり、スピ
プリアル発振が増大すると共に、隣接チャネルへの漏洩
電力が大きくなる。つまり、線形電力増幅器３により、
ＩＣの歩留まりが著しく悪化するという課題があった。

【０００６】また、線形性を保ち、高次波のないを送信
データＳ３を出力するためには、少なくとも、ＦＥＴ
を、１ｄＢ利得圧縮電力（Ｐ１ｄＢ）に至るまでの電力
で電力増幅するように作製する必要があった。このよう
なＦＥＴを作製するためにゲート幅を広くすると、ＩＣ
のチップ寸法が増大し、製造コストが高いものになって
いた。さらに、この線形電力増幅器３は、Ａ級動作をす
る必要があるので、高バイアス電流が流れて消費電力が
大きいという課題もあった。

【０００７】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明のうちの第１の発明は、ベースバンドデータ
で搬送波の振幅を変調し、この変調結果の電力を要求値
に設定すると共に隣接チャネルへの漏洩電力を抑制し送
信データとして出力する送信フロントエンドにおいて、
次のような第１のフィルタ、電力変調器及び第２のフィ
ルタで構成している。前記第１のフィルタは、前記ベー
スバンドデータを入力する入力端子に接続され、該ベー
スバンドデータにおける前記漏洩電力の原因となる周波
数成分を除去するものである。電力変調器は、前記搬送
波と前記第１のフィルタを介したベースバンドデータを
入力し、該ベースバンドデータで該搬送波の振幅を制御
すると共に該制御結果の電力を前記前記要求値に設定し
て出力するものである。第２のフィルタは、前記電力変
調器の出力信号における前記搬送波の高次成分を除去市
前記送信データとして出力するものである。

【０００８】第２の発明は、第１の発明の送信フロント
エンドにおいて、電力変調器を次のような構成にしてい
る。即ち、前記第１のフィルタを介したベースバンドデ
ータのレベルに応じて駆動される第１の導通電極と前記
搬送波が印加される第１の制御電極とを持つ第１のトラ
ンジスタを有し、該搬送波の振幅を該ベースバンドデー
タのレベルで電力増幅した予備変調信号を該第１の導通
電極上に出力する予備変調回路部と、前記第１のフィル
タを介したベースバンドデータのレベルに応じて駆動さ
れる第２の導通電極と前記第１の導通電極上の信号が印
加される第２の制御電極とを持つ第２のトランジスタを
有し、該第１の導通電極上の前記予備変調信号の振幅を
該ベースバンドデータのレベルで電力増幅して前記変調
を行い、この変調結果を該第２の導通電極上に出力する
主変調回路部とを、備えている。

【０００９】第３の発明は、第１または第２の発明の送
信フロントエンドにおいて、前記第２のフィルタは、前
記電力変調器の出力信号における前記搬送波の高次成分
を除去するローパスフィルタで構成している。第４の発
明は、第１、第２または第３の発明の送信フロントエン
ドにおいて、前記電力変調器の出力信号における低周波
発振の原因となる低周波成分を除去するハイパスフィル
タを設けている。第５の発明は、第１から第３の発明ま
たは第４の発明の送信フロントエンドにおいて、前記搬
送波の電力を増幅して前記電力変調器に与える前置増幅
器を設けている。

【００１０】第１から第５の発明によれば、以上のよう
に送信フロントエンドを構成したので、ベースバンドデ
ータにおける隣接チャネルへの漏洩電力の原因となる成
分が第１のフィルタにより除去され、電力変調器へ与え
られる。電力変調器は、与えられたベースバンドデータ
のレベルに応じて搬送波の振幅を制御すると共に、電力
を要求値に設定する。電力変調器の出力信号から、搬送
波の高次波の成分が第２のフィルタで除去され、搬送波
の基本波で構成される送信データが出力される。

【００１１】

【発明の実施の形態】第１の実施形態 図１は、本発明の第１の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。この送信フロントエンドは、例え
ばＥＴＣシステムに適用される無線通信機に設けられた
回路であり、ベースバンドデータＳｂを入力する入力端
子ＩＮ１に接続されてベースバンドデータＳｂの高周波
成分を除去する第１のフィルタ１１と、該フィルタ１１
の出力側と５．８ＧＨｚ帯の搬送波Ｓｃを入力する搬送
波入力端子ＩＮ２とに接続された大電力変調器１２と、
該大電力変調器１２の出力側に接続された第２のフィル
タ１３とで、構成されている。

【００１２】大電力変調器１２は、増幅用のＦＥＴを用
いて形成され、該ＦＥＴを飽和領域の非線形増幅領域ま
で動作させた上で、送信データとして要求される電力値
の被変調データＳ１２を出力するようになっている。例
えばベースバンドデータＳｂの電圧の“Ｈ”レベルが３
Ｖとすると、大電力変調器１２の出力する被変調データ
Ｓ１２が１６ｄＢｍとなり、要求される送信電力値のオ
ーダーになるようなっている。ただし、搬送波Ｓｃの基
本波の振幅は、ベースバンドデータＳｂの電圧に対して
線形的になるような変調を行う。フィルタ１３は、大電
力変調器１２の出力信号Ｓ１２から、変調によって生じ
た搬送波Ｓｃの高次成分を除去するものである。

【００１３】次に、この送信フロントエンドの動作を説
明する。例えば変調速度が２Ｍｂａｕｄのベースバンド
データＳｂは、フィルタ１１に与えられる。ベースバン
ドデータＳｂには、隣接チャネルへの漏洩電力の原因と
なる高周波成分が含まれているが、フィルタ１１は、そ
の高周波成分を除去することにより、ベースバンドデー
タＳｂを帯域制限した出力信号Ｓ１１を出力する。フィ
ルタ１１の出力信号Ｓ１１と５．８ＧＨｚ帯の搬送波Ｓ
ｃとが大電力変調器１２に与えられる。大電力変調器１
２では、線形増幅領域ばかりでなく、非線形増幅領域の
飽和領域まで動作するＦＥＴを用いて搬送波Ｓｃを増幅
し、その増幅された搬送波Ｓｃの振幅を出力信号Ｓ１１
の電圧で制御する変調を行い、変調結果の被変調データ
Ｓ１２をフィルタ１３へ出力する。被変調データＳ１２
の電力は、システムに要求される電力値になっている。
フィルタ１３は、変調器１２の出力する被変調データＳ
１２に含まれる搬送波Ｓｃの高次成分（例えば１１．６
ＧＨｚ以上のもの）を除去する。フィルタ１３の出力信
号Ｓ１３が最終的な送信フロントエンドの送信データと
して出力される。

【００１４】以上のように、この第１の実施形態では、
フィルタ１１と、大電力変調器１２とフィルタ１３とで
送信フロントエンドを構成し、従来の線形電力増幅器を
用いないようにしたので、次のような利点を有する。線
形増幅器３で送信データの送信電力値を要求値まで上げ
るのではなく、該大電力変調器１２におけるＦＥＴを飽
和領域まで動作させることにより、要求電力の変調デー
タを生成するようにし、従来のように動作点の移動とい
う問題のある線形増幅器で送信電力値を要求値に上げな
いようにしたので、高歩留で送信フロントエンドのＩＣ
化が実現できる。また、大電力変調器１２において、Ｆ
ＥＴが１ｄＢ利得圧縮電力（Ｐ１ｄＢ）を越える電力を
出力することを可能にしている。これを従来の電力増幅
器と比較すると、同じゲート幅のＦＥＴを用いて大きな
出力電力が得られることになり、送信フロントエンドの
ＩＣ化を行うのに有利になり、より小型化と低コスト化
が可能になる。さらに、従来の狭帯域で精度の高さが必
要なチャネルフィルタのバンドパスフィルタ２に比べ、
フィルタ１１は、隣接チャネルへの漏洩電力の原因とな
る高周波成分を除去し、フィルタ１３は被変調データＳ
１２における搬送波Ｓｃの高次波成分を除去するだけの
簡易な構成でよい。

【００１５】第２の実施形態 図３は、本発明の第２の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。この第２の実施形態では、第１の
実施形態の送信フロントエンドの一構成例を説明する。
ベースバンドデータＳｂを入力する入力端子ＩＮ１に
は、ＬＣローパスフィルタ２０が接続され、搬送波入力
端子ＩＮ２と該ＬＣローパスフィルタ２０の出力側に
は、ドレイン制御式電力変調器３０が接続され、該ドレ
イン制御式電力変調器３０の出力側に、ローパスフィル
タ５０が接続されている。ＬＣローパスフィルタ２０
は、第１の実施形態のローパスフィルタ１１に対応する
ものであり、入出力端子間に直列の複数のチップインダ
クタとグランドに対して並列のチップキャパシタとがは
しご型に接続されて形成されている。ドレイン制御式電
力変調器３０は、第１の実施形態の大電力変調器１２に
対応するものであり、ＬＣローパスフィルタ２０の出力
端子に接続されたドライバ３０Ａと、搬送波入力端子Ｉ
Ｎ２から入力された搬送波Ｓｃをドライバ３０Ａの出力
信号で変調する予備変調回路部３０Ｂと、該予備変調回
路部３０Ｂの出力信号を該ドライバ３０Ａの出力信号で
変調する主変調回路部３０Ｃとで構成されている。ロー
パスフィルタ５０は、第１の実施形態のフィルタ１３に
対応するものである。

【００１６】図４は、図３中のドレイン制御式電力変調
器３０及びローパスフィルタ５０の詳細を示す回路図で
ある。ドレイン制御式電力変調器３０中のドライバ３０
Ａは、入力部３１とＦＥＴ３２とデカップリング回路を
なすキャパシタ３３とで構成されている。入力部３１
は、ＬＣローパスフィルタ２０の出力端子に一方の電極
が接続されたキャパシタ３１ａと、該キャパシタ３１ａ
の他方の電極とグランドとの間に接続された抵抗３１ｂ
と、そのＬＣローパスフィルタ２０の出力端子とグラン
ドとの間に接続された抵抗３１ｃとで形成され、該ＬＣ
ローパスフィルタ２０とのマッチングをとると共にＬＣ
ローパスフィルタ２０の出力信号をバイアスするように
なっている。

【００１７】ＦＥＴ３２のゲートは、入力部３１のキャ
パシタ３１ａ及び抵抗３１ｃとＬＣローパスフィルタ２
０の出力端子との接続点に接続されている。ＦＥＴ３２
のドレインが例えば３Ｖの直流電源に接続されている。
キャパシタ３３は、ＦＥＴ３２のドレインとグランドと
の間に接続されている。ＦＥＴ３２は、ＭＥＳＦＥＴで
あり、該ＦＥＴ３２のゲート長は０．５μｍ、ゲート幅
は７５０μｍである。キャパシタ３３のキャパシタンス
は例えば５ｐＦである。予備変調回路部３０Ｂは、搬送
波Ｓｃを入力する搬送波入力部３４と、第１のトランジ
スタであるＦＥＴ４０と、自己バイアス回路３６と、負
荷であるインダクタ３７と、デカップリング回路３８と
を備えている。この予備変調回路部３０の搬送波入力部
３４は、搬送波入力端子ＩＮ２に一方の電極が接続され
た直流遮断用のキャパシタ３４ａと、該キャパシタ３４
ａの他方の電極とグランドとの間に接続された抵抗３４
ｂとで構成されている。キャパシタ３４ａのキャパシタ
ンスは、例えば３ｐＦであり、抵抗３４ｂの抵抗値は２
００Ωである。このキャパシタ３４ａ及び抵抗３４ｂの
接続点が、ＦＥＴ３５の第１の制御電極であるゲートに
接続されている。ＦＥＴ３５はＭＥＳＦＥＴであり、そ
のゲート長は０．５μｍ、ゲート幅は３００μｍになっ
ている。

【００１８】自己バイアス回路３６は、ＦＥＴ３５のソ
ースとグランドとの間に並列に接続された抵抗３６ａ及
びキャパシタ３６ｂで構成されている。抵抗３６ａの抵
抗値は４Ωであり、キャパシタ３６ｂのキャパシタンス
は３ｐＦである。ＦＥＴ３５の第１の導通電極であるド
レインは、インダクタ３７の一方の端子に接続されてい
る。インダクタ３７のインダクタンスは１．７ｎＨであ
る。デカップリング回路３８は、そのインダクタ３７の
他方の端子とドライバ３０Ａ中のＦＥＴ３２のソースと
の間に接続されたインダクタ３８ａと、該インダクタ３
７，３８ａの接続点とグランドとの間に接続されたキャ
パシタ３８ｂとで構成されている。インダクタ３８ａの
インダクタンスは３ｎＨであり、キャパシタ３８ｂのキ
ャパシタンスは３ｐＦである。

【００１９】主変調回路部３０Ｃは、入力部３９と、第
２のトランジスタであるＦＥＴ４０と、バイアス回路と
なる抵抗４１と、デカップリング回路をなすキャパシタ
４２と、負荷であるインダクタ４３とで、構成されてい
る。入力部３９は、予備変調回路部３０Ｂ中のＦＥＴ３
５のドレインに一方の電極が接続されたキャパシタ３９
ａと、該キャパシタ３９ａとグランドとの間に直列に接
続されたインダクタ３９ｂ及び抵抗３９ｃで形成されて
いる。キャパシタ３９ａのキャパシタンスは１ｐＦであ
り、インダクタ３９ｂのインダクタンスは３．４ｎＨで
あり、抵抗３９ｃの抵抗値は２００Ωである。インダク
タ３９ｂとキャパシタ３９ａの接続点がＦＥＴ４０の第
２の制御電極であるゲートに接続されている。ＦＥＴ４
０はＭＥＳＦＥＴであり、そのゲート長は０．５μｍ、
ゲート幅は６００μｍである。ＦＥＴ４０のソートとグ
ランドとの間に抵抗４１が接続されている。抵抗４１の
抵抗値は０．５Ωになっている。

【００２０】ＦＥＴ４０の第２の導通電極であるドレイ
ンは、負荷となるインダクタ４３の一方の端子に接続さ
れ、該インダクタ４３の他方の端子がキャパシタ４２を
介してグランドに接続されると共にドライバ３０ＡのＦ
ＥＴ３２のソースに接続されている。インダクタ４３の
インダクタンス２．９ｎＨであり、キャパシタ４２のキ
ャパシタンスは５ｐＦになっている。ローパスフィルタ
５０は、主変調回路部３０Ｃ中のＦＥＴ４０のドレイン
とグランドとの間に接続されたキャパシタ５１と、その
ＦＥＴ４０のドレインに一端が接続されたインダクタ５
２と、該インダクタ５２の他端とグランドとの間に接続
されたキャパシタ５３と、インダクタ５２の他端に一端
が接続されたインダクタ５４と、該インダクタ５４の他
端に出力端子ＯＵＴとの間に接続されたキャパシタ５５
とを有している。各キャパシタ５１，５３，５５のキャ
パシタンスはそれぞれ０．０１ｐＦ、０．５１ｐＦ、３
ｐＦであり、各インダクタ５２，５４のインダクタンス
は、それぞれ２．９ｎＨ及び１．６６ｎＨになってい
る。

【００２１】次に、この送信フロントエンドの動作を説
明する。入力端子ＩＮ１を介し、変調速度が約２Ｍｂａ
ｕｄのベースバンドデータＳｂがＬＣローパスフィルタ
２０に与えられる。２Ｍｂａｕｄ帯のベースバンドデー
タＳｂは、元々パルス波形の場合の場合が多い。パルス
波形の場合には、ベースバンドデータＳｂのスペクトル
には数ＭＨｚの周波数成分が多く含まれている。ＬＣロ
ーパスフィルタ２０は、直列のインダクタにより、高い
周波数成分を阻止し、並列のキャパシタにより、その高
い周波数成分をグランドに流して除去する。即ち、ＬＣ
ローパスフィルタ２０は、ベースバンドデータＳｂに含
まれる高周波周波数成分をカットオフして帯域制限し、
カットオフ周波数以下の周波数成分で構成されるベース
バンドデータＳ２０を出力信号としてドレイン制御式電
力変調器３０へ与える。

【００２２】帯域制限されたベースバンドデータＳ２０
に対してドライバ３０Ａの入力部３１は、高抵抗を示す
ので、該ベースバンドデータＳ２０が入力部３１を介し
て減衰なくＦＥＴ３２のゲートに印加される。ＦＥＴ３
２のドレインは、直接直流電源に接続されているので、
該ＦＥＴ３２のソースの電圧は、ベースバンド信号Ｓ２
０の電圧に連動して変化する。つまり、ＦＥＴ３２はソ
ースフォローとして機能し、ベースバンド信号Ｓ２０の
電圧に連動して電圧が変化する駆動信号を出力する。こ
の駆動信号は、搬送波Ｓｃに対して十分周波数が低いの
で、デカップリング回路３８及び負荷のインダクタ３７
を介してＦＥＴ３５のドレインに減衰なく与えられ、該
ＦＥＴ３５のドレインが駆動信号の電圧で駆動される。
また、ＦＥＴ３２の出力する駆動信号は、キャパシタ４
２で形成されたデカップリング回路及び負荷のインダク
タ４３を介してＦＥＴ４０のドレインに減衰なく与えら
れ、該ＦＥＴ４０のドレインが駆動信号の電圧で駆動さ
れる。

【００２３】一方、５．８ＧＨｚ帯の搬送波Ｓｃは、搬
送波入力端子ＩＮ２から予備変調回路部３０Ｂの搬送波
入力部３４を介して、ＦＥＴ３５のゲートに印加され
る。ＦＥＴ３５に印加される搬送波Ｓｃの電力は、例え
ば５ｄＢｍである。ＦＥＴ３５は、ドレインに与えられ
たベースバンドデータＳ２０に対応する駆動信号の電圧
によって、線形増幅領域と飽和領域での動作が設定さ
れ、搬送波Ｓｃを電力増幅した予備変調信号をドレイン
に出力する。例えば駆動信号の電圧が０．５Ｖを越えた
場合には、ＦＥＴ３５は線形増幅領域で動作し、６ｄＢ
の利得が得られて、１１ｄＢｍの出力をドレインから出
せる。しかも、搬送波Ｓｃに対応するドレイン電圧の振
幅は、そのベースバンドデータＳ２０に対応する駆動信
号の電圧の変化によらない。また、駆動信号の電圧があ
る電圧（０．５Ｖ）よりも低い時には、ＦＥＴ３５が飽
和領域で動作する。このとき、搬送波Ｓｃに対応するＦ
ＥＴ３５のドレイン電圧の振幅は、そのベースバンドデ
ータＳ２０に対応する駆動信号の電圧のレベルに応じて
変化する。つまり、ベースバンドデータＳ２０のレベル
が低ければ、５．８ＧＨｚ帯のドレイン電圧の振幅が低
くなる。特に、ベースバンドデータＳ２０が零近辺のと
きには、５．８ＧＨｚ帯のドレイン電圧が相当低くな
る。５．８ＧＨｚ帯の信号がＦＥＴ３５のドレインから
出力されるので、ベースバンドデータＳ２０の電圧が低
い場合に、該５．８ＧＨｚ帯の信号が予備変調されたこ
とになる。よって、変調器３０での変調度が上昇するこ
とになる。

【００２４】予備変調回路部３０ＢにおけるＦＥＴ３５
のドレイン上の５．８ＧＨｚ帯の予備変調信号は、主変
調回路部３０Ｃの入力部３９を介してＦＥＴ４０のゲー
トに印加される。このゲートに与えられる５．８ＧＨｚ
帯の予備変調信号の電力は十分であり、例えば１１ｄＢ
ｍになっている。ＦＥＴ４０はドレインに与えられてい
る駆動信号の電圧にかかわらず、飽和領域まで動作し、
５．８ＧＨｚ帯の信号をドレインに出力する。つまり、
ベースバンドデータＳ２０が高い場合には、ＦＥＴ４０
のドレイン上の５．８ＧＨｚ帯の信号振幅は大きくな
り、ベースバンドデータＳ２０のレベルが低い場合に
は、ＦＥＴ４０のドレイン上の５．８ＧＨｚ帯の信号振
幅が小さくなる。よって、ＦＥＴ４０のドレイン上の
５．８ＧＨｚ帯の信号の振幅は、ベースバンドデータＳ
２０の電圧によって線形的に変調される。また、ＦＥＴ
４０が飽和領域まで動作するので、電流及び電圧の動作
範囲が広いため、大電力の５．８ＧＨｚ帯の信号が該Ｆ
ＥＴ４０のドレイン上に得られる。このＦＥＴ４０のド
レイン上の信号が被変調データＳ３０である。例えば、
ベースバンドデータＳ２０が高レベルのときには、その
５．８ＧＨｚ帯の被変調データＳ３０は、１６ｄＢｍに
なる。

【００２５】ローパスフィルタ５０は、主変調回路部３
０ＣにおけるＦＥＴ４０のドレインから被変調データＳ
３０を入力し、低域を通過させる。ローパスフィルタ５
０のカットオフ周波数は、搬送波Ｓｃの基本周波数の
５．８ＧＨｚよりもやや高い例えば５．９ＧＨｚに設定
されているので、被変調データＳ３０の基本波か通過可
能で、飽和領域での非線形動作によって発生した高次波
が遮断され、スピリアス発振が阻止される。よって、こ
のローパスフィルタ５０からは、ベースバンドデータＳ
ｂで振幅が変調された５．８ＧＨｚ帯の送信データＳ５
０が出力される。

【００２６】以上のように、この第２の実施形態では、
ＬＣローパスフィルタ２０と、フドライバ３０Ａ、予備
変調回路部３０Ｂ及び主変調回路部３０Ｃで構成したド
レイン制御式電力変調器３０とを用いたことにより、
５．８ＧＨｚの搬送波ＳｃをベースバンドデータＳｂの
電圧で変調して、直接に大電力の被変調データＳ３０を
生成できる。また、主変調回路部３０Ｃにおいて、ＦＥ
Ｔ４０に飽和領域まで動作させた上で線形振幅変調を実
現するようにし、バイアス点及びデバイスのパラメータ
の変動によって生じた高次波をも無視することを可能に
している。そのため、製造歩留まりを上昇できる。

【００２７】また、主変調回路部３０Ｃにおいて、ＦＥ
Ｔ４０が飽和領域まで動作すれば変調が完了するように
したので、ＦＥＴ４０のバイアス電流が低くても動作が
確保できる。つまり、Ａ級動作ではなく、ＡＢ級或いは
Ｂ級動作でもよい。よって、小消費電力でかつ高効率の
変調が可能である。このことは、大電力の主変調回路部
３０Ｃに有効である。さらに、簡易なＬＣ素子で約５．
９ＧＨｚのカットオフ周波数を持つローパスフィルタ５
０で、変調器３０から出力された高次波を阻止するよう
にしている。このローパスフィルタ５０は、ＩＣ化が可
能であると共に、精密にカットオフ周波数の設定する必
要がないので、高歩留まりと低コスト化が可能になる。
従って、ＬＣローパスフィルタ２０と、ドライバ３０
Ａ、予備変調回路部３０Ａ及び主変調回路部３０Ｃから
なるドレイン制御式電力変調器３０と、ローパスフィル
タ５０とを用いることにより、ＥＴＣシステムに要求さ
れる低隣接チャネル漏洩電力及び大電力出力を持つ、送
信フロントエンドを提供できる。

【００２８】第３の実施形態 図５は、本発明の第３の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。この送信フロントエンドは、ベー
スバンドデータＳｂを入力する入力端子ＩＮ１に接続さ
れたＬＣローパスフィルタ６０を備えている。搬送波入
力端子ＩＮ２とＬＣローパスフィルタ６０の出力側とに
は、増幅器付きドレイン制御式電力変調器７０が接続さ
れ、該増幅器付きドレイン制御式電力変調器７０の出力
側に、フィルタ８０が接続されている。ＬＣローパスフ
ィルタ６０は、第１の実施形態のローパスフィルタ１１
に対応するものであり、第２の実施形態と同様に、入出
力端子間に直列の複数のチップインダクタと並列のチッ
プコンデンサとがはしご型に接続されて形成されてい
る。

【００２９】増幅器付きドレイン制御式電力変調器７０
は、第２の実施形態と同様のドライバ７０Ａ、予備変調
回路部７０Ｂ及び主変調回路部７０Ｃと、新たに設けら
れた前置増幅器７０Ｄとで構成されている。ＬＣローパ
スフィルタ６０の出力端子がドライバ７０Ａに接続され
ている。搬送波入力端子ＩＮ２に、前置増幅器７０Ｄが
接続され、該前置増幅器７０Ｄ及びドライバ７０Ａの出
力側に予備変調回路部７０Ｂが接続されている。予備変
調回路部７０Ｂの出力側及びドライバ７０Ａの出力側に
主変調回路部７０Ｃが接続されている。フィルタ８０
は、ローパスフィルタ８０Ａとハイパスフィルタ８０Ｂ
とで構成されている。

【００３０】図６は、図５中の増幅器付きドレイン制御
式電力増幅器７０及びフィルタ８０の詳細を示す回路図
であり、図４中の要素と共通の要素には共通の符号が付
されている。ドライバ７０Ａ及び予備変調回路部７０Ｂ
は、第２の実施形態の図４と同様の構成である。前置増
幅器７０Ｄは、入力部７１とＦＥＴ７２と自己バイアス
回路７３と負荷となるインダクタ７４とデカップリング
回路となるキャパシタ７５とで構成されている。入力部
７１は、搬送波入力端子ＩＮ２に一方の電極が接続され
たキャパシタ７１ａと、該キャパシタ７１ａの他方の電
極とグランドとの間に接続された抵抗７１ｂとを備えて
いる。ＦＥＴ７２のゲートは、キャパシタ７１ａ及び抵
抗７１ｂの接続点に接続されている。自己バイアス回路
７３は、ＦＥＴ７２のソースとグランドとの間に並列に
接続された抵抗７３ａ及びキャパシタ７３ｂで構成され
ている。ＦＥＴ７２のドレインは、インダクタ７４を介
して単一電源の３Ｖに接続されると共に、予備変調回路
部７０Ｂの入力部３１に接続されている。

【００３１】例えば、キャパシタ７１ａのキャパシタン
スは３ｐＦ、及び抵抗７１ｂの抵抗値は７０Ωである。
ＦＥＴ７２はＭＥＳＦＥＴであり、そのゲート長は０．
５μｍ、ゲート幅は１５０μｍに形成されている。ま
た、抵抗７３ａの抵抗値は８Ω、キャパシタ７３ｂのキ
ャパシタンスは３ｐＦ、インダクタ７４のインダクタン
スは１．７ｎＨ、キャパシタ７５のキャパタンスは３ｐ
Ｆである。主変調回路部７０Ｃは、第２の実施形態の図
４と同様の入力部３９、ＦＥＴ４０、バイアス回路をな
す抵抗４１及びデカップリング回路をなすキャパシタ４
２を有すると共に、第２の実施形態とは異なり、負荷の
一部を構成するインダクタ４３とを備えている。このイ
ンダクタ４３の一端は、キャパシタ４２とドライバ７０
Ａ中のＦＥＴ３２のソースとの接続点に接続されている
が、他端はフィルタ８０を介してＦＥＴ４０のドレイン
に接続されている。

【００３２】フィルタ８０を構成するローパスフィルタ
８０Ａは、ＦＥＴ４０のドレインとインダクタ４２の他
端との間に直列に接続されたインダクタ８１，８２と、
該インダクタ８１及びＦＥＴ４０のドレインの接続点と
グランドとの間に接続されたキャパシタ８３と、該イン
ダクタ８１及び８２の接続点とグランドとの間に接続さ
れたキャパシタ８４とで構成されている。インダクタ８
１及び８２は、インダクタ４３と相俟ってＦＥＴ４０の
負荷となる。インダクタ４２のインダクタンスは、例え
ば１．７ｎＨであり、各インダクタ８１，８２のインダ
クタンスはそれぞれ２．９ｎＨと１．６６ｎＨである。
キャパシタ８３，８４のキャパシタンスは、それぞれ
０．０１ｐＦと０．５１ｐＦである。このようにするこ
とにより、増幅器付きドレイン制御式電力変調器７０と
フィルタ８０とのインピーダンス整合がとれる。

【００３３】フィルタ８０を構成するハイパスフィルタ
８０Ｂは、π型のＬＣ回路、つまり変調回路７０のイン
ダクタ４３と、ローパスフィルタ８０Ａの出力端子に一
方の電極が接続されたキャパシタ８５と、該キャパシタ
８５の他方の電極及びグランド間に接続されたインダク
タ８６とで形成されている。キャパシタ８５のキャパシ
タンスは５１ｐＦであり、インダクタ８６のインダクタ
ンスは１．６６ｎＨである。インダクタ８６及びキャパ
シタ８５の接続点が、出力端子ＯＵＴに接続されてい
る。

【００３４】次に、この送信フロントエンドの動作を説
明する。ＬＣローパスフィルタ６０は、直列のインダク
タにより、高い周波数成分を阻止し、並列のコンデンサ
により、その高い周波数成分をグランドに流して除去す
る。即ち、ＬＣローパスフィルタ６０は、ベースバンド
データＳｂに含まれる高周波成分をカットオフして帯域
制限し、カットオフ周波数以下の周波数成分で構成され
るベースバンドデータＳ６０を第２の実施形態と同様に
出力し、増幅器付きドレイン制御式電力変調器７０のド
ライバ７０Ａへ与える。

【００３５】一方、例えば電力が０ｄＢｍの搬送波Ｓｃ
が搬送波入力端子ＩＮ２に与えられると、前置増幅回路
７０Ｄでは、ＦＥＴ７２がソース接地及び自己バイアス
のＡ動作を行い、小信号の搬送波Ｓｃを線形増幅する。
増幅の結果、０ｄＢｍの搬送波Ｓｃが５ｄＢの信号とな
って予備変調回路部７０Ｂの入力部３４に与えられる。
ドライバ７０Ａ及び予備変調回路部７０Ｂは、第２の実
施形態と同様に動作する。

【００３６】ドライバ７０Ａから出力されたベースバン
ドデータに対応する駆動信号は、主変調回路部７０Ｃの
デカップリング回路及びインダクタ４３，８２，８１を
通過してＦＥＴ４０のドレインに印加される。これに対
し、予備変調回路部７０Ｂが出力する５．８ＧＨｚ帯の
予備変調信号は、入力部３９を介してＦＥＴ４０のゲー
トに与えられる。ＦＥＴ４０は、第２の実施形態と同様
に動作し、５．８ＧＨｚ帯の被変調データＳ７０をドレ
インに出力し、ローパースフィルタ８０Ａに与える。ロ
ーパスフィルタ８０Ａは、被変調データＳ７０の低域を
通過させ、搬送波Ｓｃの基本周波数の５．８ＧＨｚより
も高い高次波成分を除去する。これに対し、ハイパスフ
ィルタ８０Ｂのカットオフ周波数は、５．８ＧＨｚより
も低く設定され、ローパスフィルタ８０Ａから出力され
た５．８ＧＨｚ帯の信号の基本波が通過可能であり、例
えばＦＥＴ４０で発振しやすい２〜４ＧＨｚの成分に対
しては大きな減衰を与える。ハイパスフィルタ８０Ｂを
介した信号が送信データＳ８０として出力される。

【００３７】次に、この第３の実施形態の送信フロント
エンドの試作結果を説明する。図６の具体的回路例を試
作すると、ガリウムヒ素（GaAs）基板上に、ＦＥＴ３
２，３５，４０，７２を形成し、スパイラルインダクタ
と、積層キャパシタ、GaAsのインプラ抵抗と、二重金
（Au）配線とを用いることにより、チップ寸法が１．３
ｍｍ×１．２ｍｍとなる。このチップを専用パッケージ
に実装して試作品とし、各種評価を行った。

【００３８】図７（ａ），（ｂ）は、図６の試作品にお
けるＳパラメータの実験データを示す図である。図７
（ａ）を見ると、ベースバンドデータＳｂが３Ｖのオン
の状態のとき（実線）、または０Ｖのオフの状態のとき
（破線）には、試作品における入出力リターンロスが低
いことがわかる。また、図７（ｂ）を見ると、べースバ
ンドデータＳｂのオン、オフによって利得のＳ２１が約
４０ｄＢ以上変化することがわかる。つまり、高いオ
ン、オフ比を持つ、ＡＳＫ変調器として動作したことが
わかる。

【００３９】図８は、試作品の隣接チャネル漏洩電力の
実測値を示す図である。帯域制限された２．０４８Ｍｂ
ａｕｄ疑似ランダムベースバンドデータを用い、電力が
０ｄＢｍの５．８３５ＧＨｚの搬送波Ｓｃを入力した場
合の、試作品の送信データＳ８０のスペクトラムと隣接
チャネルへの漏洩電力を実測すると、図８のようにな
る。変調によって、５．８３５ＧＨｚの単一スペクトラ
ムが広がったが、センタ周波数が１０ＭＨｚ離れ、帯域
が８ＭＨｚの隣接チャネルへの漏洩電力が、−４８．５
３ｄＢｃという最大値であり、ＥＴＣシステムに要求さ
れる−４０ｄＢｃよりも、はるか小さい。この漏洩電力
が小さいということは、ベースバンドデータＳｂで５．
８ＧＨｚの搬送波Ｓｃが線形的に変調されたことを示し
ている。

【００４０】図９は、試作品の入力電力と出力電力を示
す図である。ベースバンドデータＳｂが３Ｖのハイレベ
ルのときの試作品の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔ
との関係は、図９のようになる。この入力電力Ｐｉｎと
出力電力Ｐｏｕｔとの関係において、５．８ＧＨｚの基
本波は、−１５ｄＢｍから非線形性が強くなる。これ
は、変調器が正常に飽和領域で動作していることを裏付
けている。また、図９では、０ｄＢｍの電力で搬送波Ｓ
ｃを入力した場合に、１６ｄＢｍの大電力の出力電力Ｐ
ｏｕｔが得られている。さらな、高次波としての２次波
は、約−１７ｄＢという低水準であり、ローパスフィル
タ８０Ａとハイパスフィルタ８０Ｂとを併用することに
より、スピリアル発振が阻止できたことを示している。

【００４１】以上のように、この第３の実施形態では、
ＬＣローパスフィルタ６０と、前置増幅器７０Ｄ、ドラ
イバ７０Ａ、予備変調回路部７０Ｂ及び主変調回路部７
０Ｃで構成された増幅器付きドレイン制御式電力増幅器
７０と、フィルタ８０と備えているので、第２の実施形
態と同様に、例えばＥＴＣシステム等で、低隣接チャネ
ル漏洩電力、高出力電力、高製造歩留まり、低スピリア
ル発振を可能にする送信フロントエンドが実現できる。
その上、前置増幅器７０Ｄを設けたので、搬送波Ｓｃが
小電力の場合でも単に利得をあげるだけでなく、問題な
く優れた変調を可能にする。さらに、ローパスフィルタ
８０Ａ及びハイパスフィルタ８０Ｂで構成されたフィル
タ８０を用いるので、５．８ＧＨｚ帯の送信データＳ８
０を確保し、高次波の放射や回路の低周波発振を阻止で
きる。

【００４２】なお、本発明は、上記実施形態に限定され
ず種々の変形が可能である。その変形例としては、例え
ば次のようなものがある。 （１） 第２及び第３の実施形態では、ＦＥＴ３２，３
５，４０により電力変調器３０，７０を構成している
が、これら電力変調器３０，７０はバイポーラトランジ
スタをコレクタ制御式で用いる構成にしてもよい。 （２） フィルタ５０及びフィルタ８０は、ローパスフ
ィルタ或いはローパスフィルタとハイパスフィルタの組
み合わせで構成したが、例えば通過周波数が５．８ＧＨ
ｚ帯のバンドパスフィルタで構成して、高品質の送信デ
ータＳ３０，Ｓ８０を出力できる。 （３） 前置増幅器７０Ｄ及び予備変調回路部３０Ｂ，
７０Ｂ、主変調回路部３０Ｃ，７０Ｃは、自己バイアス
方式で動作するようにしたが、外部電源を用いて適当な
バイアスを設定するようにしても、問題なく動作する。

【００４３】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１〜第５
の発明によれば、ベースバンドデータにおける漏洩電力
の原因となる周波数成分を除去する第１のフィルタと、
搬送波と第１のフィルタを介したベースバンドデータと
を入力し、該ベースバンドデータで搬送波の振幅を制御
し電力を要求値に設定して出力する電力変調器と、電力
変調器の出力信号における搬送波の高次成分を除去する
第２のフィルタとで送信フィルタを構成したので、従来
のように線形増幅器で送信電力値を要求値まで上げるの
ではないので、大電力かつ低漏洩電力の送信電力を送出
できる送信フロントエンドを、高歩留まりでかつ小型に
作成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。

【図２】従来の送信フロントエンドの概要を示す構成図
である。

【図３】本発明の第２の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。

【図４】図３中のドレイン制御式電力変調器３０及びロ
ーパスフィルタ５０の詳細を示す回路図である。

【図５】本発明の第３の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。

【図６】図５中の増幅器付きドレイン制御式電力増幅器
７０及びフィルタ８０の詳細を示す回路図である。

【図７】試作品におけるＳパラメータの実験データを示
す図である。

【図８】試作品の隣接チャネル漏洩電力の実測値を示す
図である。

【図９】試作品の入力電力と出力電力を示す図である。

【符号の説明】

１１，１３，５０，８０ フィルタ １２ 大電力変調器 ２０，６０ ＬＣローパスフィルタ ３０Ｂ，７０Ｂ 予備変調回路部 ３０Ｃ，７０Ｃ 主変調回路部 ３０ ドレイン制御式電力変調器 ７０ 増幅器付きドレイン制御式電力変調器 ７０Ｄ 前置増幅器 Ｓｂ ベースバンドデータ Ｓｃ 搬送波

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ベースバンドデータで搬送波の振幅を変
   調し、この変調結果における電力を要求値に設定すると
   共に隣接チャネルへの漏洩電力を抑制し送信データとし
   て出力する送信フロントエンドにおいて、 前記ベースバンドデータを入力する入力端子に接続さ
   れ、該ベースバンドデータにおける前記漏洩電力の原因
   となる周波数成分を除去する第１のフィルタと、 前記搬送波と前記第１のフィルタを介したベースバンド
   データとを入力し、該ベースバンドデータで該搬送波の
   振幅を制御すると共に該制御結果の電力を前記要求値に
   設定して出力する電力変調器と、 前記電力変調器の出力信号における前記搬送波の高次成
   分を除去し前記送信データとして出力する第２のフィル
   タとを、備えたことを特徴とする送信フロントエンド。
2. 【請求項２】 前記電力変調器は、 前記第１のフィルタを介したベースバンドデータのレベ
   ルに応じて駆動される第１の導通電極と前記搬送波が印
   加される第１の制御電極とを持つ第１のトランジスタを
   有し、該搬送波の振幅を該ベースバンドデータのレベル
   で電力増幅した予備変調信号を該第１の導通電極上に出
   力する予備変調回路部と、 前記第１のフィルタを介したベースバンドデータのレベ
   ルに応じて駆動される第２の導通電極と前記第１の導通
   電極上の前記予備変調信号が印加される第２の制御電極
   とを持つ第２のトランジスタを有し、該予備変調信号の
   振幅を該ベースバンドデータのレベルで電力増幅して前
   記変調を行い、この変調結果を該第２の導通電極上に出
   力する主変調回路部とを、備えたことを特徴とする請求
   項１記載の送信フロントエンド。
3. 【請求項３】 前記第２のフィルタは、前記電力変調器
   の出力信号における前記搬送波の高次成分を除去するロ
   ーパスフィルタで構成したことを特徴とする請求項１ま
   たは２記載の送信フロントエンド。
4. 【請求項４】 前記電力変調器の出力信号における低
   周波発振の原因となる低周波成分を除去するハイパスフ
   ィルタを設けたことを特徴とする請求項１、２または３
   記載の送信フロントエンド。
5. 【請求項５】 前記搬送波の電力を増幅して前記電力
   変調器に与える前置増幅器を設けたことを特徴とする請
   求項１、２、３または４記載の送信フロントエンド。