JP2000286641A - 送信フロントエンド - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 送信フロントエンドにおける漏洩電力を防止
すると共に該送信フロントエンドを小型化する。 【解決手段】 入力端子ＩＮ１から入力されたベースバ
ンドデータＳｂの高周波成分がローパスフィルタ１０に
よって除去される。この高周波成分は、隣接チャネルに
漏洩する漏洩電力の原因になるものであり、高周波成分
が除去されたベースバンドデータＳ１０が線形変調器２
０に入力される。線形変調器２０は、ベースバンドデー
タＳ１０で搬送波Ｓｃを線形変調し、線形増幅器３０が
線形変調結果を増幅し、漏洩電力の抑制された変調デー
タＳ３０を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高速道路、有料道
路のノンストップ自動料金収受（ETC ）システムに適用
される自動車搭載用無線通信機等の送信側に設けられ、
ベースバンドデータで搬送波を変調して出力する送信フ
ロントエンドに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、このような分野の技術としては、
例えば次の文献に記載されたものがあった。 文献；1997 IEEE Radio Frequency Integrated Circuit
s Symposium （米国）M.D.Pollman,et al “A Low-Cost
Pacaged MMIC Chip Set for 5.8GHzISM Band Applicat
ion”P.33-36

【０００３】図２は、前記文献に記載された従来の送信
フロントエンドを示す構成図である。この送信フロント
エンドは、ＱＰＳＫ（Quadra Shift Keying ）変調を行
うＩ−Ｑ変調器１と、該Ｉ−Ｑ変調器１の出力側に設け
られたバンドパスフィルタ２と、該バンドパスフィルタ
２の出力側に接続された線形電力増幅器３とで構成され
ている。Ｉ−Ｑ変調器１に、変調速度が２Ｍｂａｕｄの
ベースバンドデータＳｂと搬送波Ｓｃとが入力され、該
Ｉ−Ｑ変調器１が変調を行い、変調結果の出力信号Ｓ１
をバンドパスフィルタ２に与える。

【０００４】図３は、図２中のＩ−Ｑ変調器１の出力信
号Ｓ１のスペクトルを示す図である。変調により、出力
信号Ｓ１には、搬送波Ｓｃの周波数成分ばかりでなく該
搬送波Ｓｃ及びベースバンドデータＳｂの周波数成分を
合成した周波数が含まれ、図３のように、主チャネルの
中心周波数の５．８３５ＧＨｚの両側のサイドローブ
（Sidelobe）が高くなり、隣接チャネルの例えば５．８
４５ＧＨｚの帯域に電力が漏洩する。ＥＴＣシステムで
は、主チャネルの電力総量（積分値）に対する隣接チャ
ネルに漏洩する電力総量が−４０ｄＢｃ以下に要求され
ているのに対し、出力信号Ｓ１では−２０ｄＢｃ程度の
水準になる。そこで、バンドパスフィルタ２を設けるこ
とで、隣接チャネルの領域に漏洩するサイドローブの電
力を除去するようにしている。バンドパスフィルタ２
は、Ｉ−Ｑ変調器１の出力信号Ｓ１から不要なサイドロ
ーブの電力を除去して電力増幅器３に与え、該電力増幅
器３が線形増幅を行って変調データを出力する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
図２の送信フロントエンドには、次のような技術的な課
題があった。ＥＴＣシステムでは、互いに隣接する主チ
ャネル及び隣接チャネルの各中心周波数は、５．８３５
ＧＨｚと５．８４５ＧＨｚと規定され、両者が１０ＭＨ
ｚしか離れていない。また、チャネル幅は両チャネルと
も中心周波数に対して±４ＭＨｚである。よって、前記
文献に示されたバンドパスフィルタ２は、８／５８３５
＝０．００１３７というオーダーの非常に狭い範囲の帯
域を通過させるようにしないと、隣接チャネルへの漏洩
電力を除去するという効果は得られない。ところが、こ
のようなバンドパスフィルタを設計すると、多段でかつ
その段数が非常に多くなり、製品化したときの精度を確
保することが非常に困難である。仮に、実現できたとし
てもコストが非常に高くなる。さらに、部品数が多くて
ＩＣ化が困難なバンドパスフィルタ２が、Ｉ−Ｑ変調器
１と増幅器３との間に存在するので、送信フロントエン
ドをＩＣ化できないという課題があった。

【０００６】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明のうちの第１の発明は、通信装置の送信側に
設けられ、与えられたベースバンドデータで搬送波を変
調し、該変調結果を変調データとして出力する送信フロ
ントエンドにおいて、次のようなフィルタ、線形変調器
及び線形増幅器を備えている。前記フィルタは、前記ベ
ースバンドデータを入力し、該ベースバンドデータの高
周波成分を除去するものである。前記線形変調器は、前
記フィルタによって高周波成分が除去されたベースバン
ドデータと前記搬送波とを入力し、該ベースバンドデー
タで該搬送波を線形変調するものである。前記線形増幅
器は、前記線形変調器の出力信号を増幅して前記変調デ
ータを生成するものである。

【０００７】第２の発明では、第１の発明の送信フロン
トエンドにおいて、前記線形変調器及び前記線形増幅器
を次のような構成にしている。即ち、前記線形変調器
は、ドライバ部と線形変調回路部とを有している。ドラ
イバ部は、前記高周波成分が除去されたベースバンドデ
ータを駆動して駆動信号を出力するものである。線形変
調回路部は、前記ドライバ部の出力端子と変調ノードと
の間に接続され、該変調ノード上の高周波信号の通過を
阻止する阻止回路と、前記搬送波をバイアスするバイア
ス回路と、前記バイアス回路でバイアスされた搬送波を
ゲートに入力し、前記駆動信号で駆動された前記変調ノ
ードに対し該搬送波の周波数の信号をドレインから出力
して重畳する電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとい
う）とを持つ回路である。前記線形増幅器は、Ａ級増幅
動作により前記変調ノード上の高周波信号を前記変調デ
ータに増幅するＡ級線形電力増幅器で構成している。

【０００８】第３の発明では、第１の発明の送信フロン
トエンドにおいて、前記線形変調器及び前記線形増幅器
を次のような構成にしている。前記線形変調器は、ドラ
イバ部と前置変調回路部と本変調回路部とを有してい
る。ドライバ部は、前記高周波成分が除去されたベース
バンドデータを駆動して駆動信号を出力するものであ
る。前置変調回路部は、前記ドライバ部の出力端子と前
置変調ノードとの間に接続され、該前置変調ノード上の
第１の高周波信号の通過を阻止する第１の阻止回路と、
前記搬送波をバイアスする第１のバイアス回路と、前記
第１のバイアス回路でバイアスされた搬送波をゲートに
入力し、前記駆動信号で駆動された前記前置変調ノード
に対し該搬送波の周波数の信号をドレインから出力して
重畳する第１のＦＥＴと、前記第１のＦＥＴの負荷とを
持つ回路である。

【０００９】本変調回路部は、前記ドライバ部の出力端
子と本変調ノードとの間に接続され、該本変調ノード上
の第２の高周波信号の通過を阻止する第２の阻止回路
と、前記前置変調ノード上の前記第１の高周波信号をバ
イアスする第２のバイアス回路と、前記第２のバイアス
回路でバイアスされた前記第１の高周波信号をゲートに
入力し、前記駆動信号で駆動された前記本変調ノードに
対し該第１の高周波信号の周波数の信号をドレインから
出力して重畳する第２のＦＥＴとを持つ回路である。前
記線形増幅器は、Ａ級増幅動作により前記本変調ノード
上の前記第２の高周波信号を前記変調データに増幅する
Ａ級線形電力増幅器で構成している。

【００１０】第１から第３の発明によれば、以上のよう
に送信フロントエンドを構成したので、隣接チャネルへ
の漏洩電力の原因となるベースバンドデータの高周波成
分がフィルタによって除去される。フィルタによって高
周波成分が除去されたベースバンドデータと搬送波とが
線形変調器に入力され、線形変調器により、搬送波がベ
ースバンドデータで線形変調される。この線形変調結果
に対して線形増幅器が線形増幅を行う。ここで、フィル
タは、狭い幅の帯域を通過させるために素子数を多く必
要とするバンドパスフィルタでなくてもよい。従って、
前記課題を解決できるのである。

【００１１】

【発明の実施の形態】第１の実施形態 図１は、第１の実施形態を示す送信フロントエンドの構
成図である。この送信フロントエンドは、例えばＥＴＣ
システムに適用される無線通信機に設けられた回路であ
り、入力端子ＩＮ１に接続されたローパスフィルタ１０
と、線形変調器２０と、線形電力増幅器３０とを備えて
いる。ローパスフィルタ１０は、入力端子ＩＮ１から与
えられたベースバンドデータＳｂに含まれる例えば２Ｍ
Ｈｚ以上の周波数成分をカットオフし、帯域制限したベ
ースバンドデータＳ１０を出力するものである。なお、
カットオフする周波数は２ＭＨｚでなくても１．５〜３
ＭＨｚから選択された周波数であれば、後述する効果が
得られる。線形変調器２０は、ローパスフィルタ１０か
ら与えられた帯域制限されたベースバンドデータＳ１０
で搬送波Ｓｂを線形変調するものであり、搬送波入力端
子ＩＮ２とローパスフィルタ１０の出力側とに接続され
ている。線形変調器２０の出力側が、線形電力増幅器３
０に接続されている。

【００１２】次に図１の送信フロントエンドの動作を説
明する。入力端子ＩＮ１を介し、変調速度が約２Ｍｂａ
ｕｄ帯のベースバンドデータＳｂが、ローパスフィルタ
１０に与えられる。ローパスフィルタ１０は、ベースバ
ンドデータＳｂに含まれる２ＭＨｚ以上の周波数成分を
カットオフして帯域制限し、２ＭＨｚ以下の周波数成分
で構成されるベースバンドデータＳ１０を線形変調器２
０に与える。線形変調器２０は、帯域制限されたベース
バンドデータＳ１０で、５．８ＧＨｚ帯の搬送波Ｓｃの
振幅を制御して変調を行う。ただし、この線形変調器２
０は、単なるオン、オフＡＳＫ（Amplitude Shift Keyi
ng）変調器とは異なり、５．８ＧＨｚ帯の搬送波の電圧
振幅を、ベースバンドデータＳ１０の電圧によって線形
的に変化させて変調する。これにより、線形変調器２０
は、帯域制限されたベースバンドデータＳ１０をそのま
ま５．８ＧＨｚにシフトすることになる。線形電力増幅
器３０は、変調の結果得られた出力信号Ｓ２０を線形増
幅し、増幅結果を変調データＳ３０として出力する。

【００１３】以上のように、この第１の実施形態の送信
フロントエンドでは、ローパスフィルタ１０を設けると
共に、Ｉ−Ｑ変調器の代わりに線形変調器２０を用い、
ローパスフィルタ１０により、サイドローブとなって隣
接チャネルへ漏洩電力の原因となるベースバンドデータ
Ｓｂの高周波成分を除去し、それを用いて線形変調器２
０で線形変調を行うようにしたので、最終的に得られる
変調データＳ３０において隣接チャネルに漏洩する漏洩
電力を抑制できる。さらに、数段で簡単に形成できるロ
ーパスフィルタ１０で送信フロントエンドを実現でき、
従来のような多段で実現困難なバンドパスフィルタを不
要にできる。そのため、従来の５．８ＧＨｚ帯のバンド
パスフィルタを用いる場合に比べるとローパスフィルタ
１０は、遥かに安価であり、送信フロントエンドを低価
格にすることができる。その上、バンドパスフィルタが
不要になるので、ＩＣ化が容易になるという利点が得ら
れる。

【００１４】第２の実施形態 図４は、本発明の第２の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。この第２の実施形態では、第１の
実施形態の送信フロントエンドの一構成例を説明する。
ベースバンドデータＳｂを入力する入力端子ＩＮ１に
は、ＬＣローパスフィルタ１０Ａが接続され、搬送波入
力端子ＩＮ２と該ＬＣローパスフィルタ１０Ａの出力側
とに１段ドレイン制御式線形変調器２０Ａが接続されて
いる。１段ドレイン制御式線形変調器２０Ａの出力側に
Ａ級線形電力増幅器３０Ａが接続されて送信フロントエ
ンドが構成されている。ＬＣローパスフィルタ１０Ａ
は、第１の実施形態のローパスフィルタ１０に対応する
ものであり、１段ドレイン制御式線形変調器２０Ａは第
１の実施形態の線形変調器２０に対応するものであり、
Ａ級線形電力増幅器３０Ａは、第１の実施形態の線形増
幅器３０に対応するものである。

【００１５】図５は、図４中のＬＣローパスフィルタ１
０Ａを示す回路図である。このＬＣローパスフィルタ１
０Ａは５段構成であり、一方の電極が入力端子ＩＮ１に
接続されると共に他方の電極がグランドに接続されたチ
ップコンデンサ１１と、該入力端子ＩＮ１に一端が接続
されたチップインダクタ１２と、該インダクタ１２の他
端に一方の電極が接続されると共に他方の電極がグラン
ドに接続されたチップコンデンサ１３と、該インダクタ
１２の他端に一端が接続されたチップインダクタ１４
と、該インダクタ１４の他端に一方の電極が接続される
と共に他方の電極がグランドに接続されたチップコンデ
ンサ１５とを備えている。インダクタ１４及びコンデン
サ１５の接続点が、１段ドレイン制御式線形増幅器２０
Ａに接続されている。カットオフ周波数を例えば１．５
ＭＨｚとすると、コンデンサ１１，１３，１５のキャパ
シタンスは、それぞれ１０００ｐＦとなり、インダクタ
１２，１４のインダクタンスは、それぞれ１０ｍＨとな
る。

【００１６】図６は、図４中の１段ドレイン制御式線形
変調器２０Ａを示す回路図である。この１段ドレイン制
御式線形変調器２０Ａは、ドライバ部２０Ａ−１と、線
形変調回路部である本変調回路部２０Ａ−２とを有して
いる。ドライバ部２０Ａ−１は、入力部２１とＦＥＴ２
２とで構成されている。本変調回路部２０Ａ−２は、搬
送波入力部２３と、ＦＥＴ２４と、ＲＦ信号阻止回路２
５と、自己バイアス回路２６と、出力回路２７とで構成
されている。ドライバ部２０Ａ−１中の入力部２１は、
ＬＣローパスフィルタ１０Ａの出力端子とグランドとの
間に接続された抵抗２１ａで形成されている。ＦＥＴ２
２のゲートは、抵抗２１ａとＬＣローパスフィルタ１０
Ａの出力端子との接続点に接続され、該ＦＥＴ２２のド
レインが直流電源に接続されている。

【００１７】本変調回路部２０Ａ−２中の搬送波入力部
２３は、搬送波入力端子ＩＮ２に一方の電極が接続され
た直流遮断用コンデンサ２３ａと、該コンデンサ２３ａ
の他方の電極とグランドとの間に接続された抵抗２３ｂ
とを有している。ＦＥＴ２４のゲートが、コンデンサ２
３ａと抵抗２３ｂの接続点に接続されている。ＲＦ信号
阻止回路２５は、ドライバ部２０Ａ−１中のＦＥＴ２２
のソースに一方の電極が接続されると共に他方の電極が
グランドに接続されたコンデンサ２５ａと、一端がＦＥ
Ｔ２２のソースに接続されると共に他端が変調ノードＮ
でＦＥＴ２４のドレインに接続されたインダクタ２５ｂ
とを有している。

【００１８】自己バイアス回路２６は、ＦＥＴ２４のソ
ースとグランドとの間に並列に接続された抵抗２６ａ及
びコンデンサ２６ｂを有している。出力回路２７は、Ｆ
ＥＴ２４のドレインに一方の電極が接続されたコンデン
サ２７ａで構成されている。コンデンサ２７ａの他方の
電極が、この１段ドレイン制御式線形変調器２０Ａの出
力端子であり、Ａ級線形電力増幅器３０Ａに接続されて
いる。この１段ドレイン制御式線形変調器２０Ａは、Ｇ
ａＳｓ基板上にＭＥＳ型ＦＥＴ、ＭＩＭ型のコンデン
サ、スパイラル型のインダクタ及びイオンインプラン抵
抗を作製することにより、単一直流電源で動作可能であ
ると共にＩＣ化が可能になる。ここで、１段ドレイン制
御式線形変調器２０Ａにおける素子値例を示す。コンデ
ンサ２３ａのキャパシタンスは５ｐＦ、抵抗２３ｂの抵
抗値は２００Ω、抵抗２６ａの抵抗値は２Ω、コンデン
サ２５ａのキャパシタンスは５ｐＦ、インダクタ２５ｂ
のインダクタンスは３ｎＨ、コンデンサ２７ａのキャパ
シタンスは５ｐＦ、及び抵抗２１ａの抵抗値は２．５Ｋ
Ωである。各ＦＥＴ２２，２４のゲート幅は３００μ
ｍ、ゲート長は０．５μｍである。

【００１９】図７は、図４中のＡ級線形電力増幅器３０
Ａを示す回路図である。このＡ級線形電力増幅器３０Ａ
は、１段ドレイン制御式線形変調器２０Ａの出力端子に
一方の電極が接続された直流遮断用コンデンサ３１を備
えている。コンデンサ３１の他方の電極には、抵抗３２
の一端が接続されると共にＦＥＴ３３のゲートが接続さ
れている。抵抗３２の他端はグランドに接続され、ＦＥ
Ｔ３３のソースとグランドとの間には、抵抗３４とコン
デンサ３５とが並列に接続されている。ＦＥＴ３３のド
レインは、抵抗３６及びインダクタ３７を介して直流電
源に接続されている。ＦＥＴ３３のドレインには、さら
に、直流遮断用コンデンサ３８の一方の電極が接続さ
れ、該コンデンサ３８の他方の電極とグランドとの間に
は、抵抗３９が接続されている。これらのコンデンサ３
８と抵抗３９との接続点が、この送信フロントエンドの
出力端子になっている。

【００２０】Ａ級線形電力増幅器３０Ａも、ＧａＳｓ基
板上にＭＥＳ型ＦＥＴ、ＭＩＭ型のコンデンサ、スパイ
ラル型のインダクタ及びイオンインプラン抵抗を作製す
ることにより、単一直流電源で動作可能でＩＣ化が可能
になる。ここで、直流電源電圧が３Ｖの場合の、Ａ級線
形電力増幅器３０Ａにおける素子値例を示す。コンデン
サ３１のキャパシタンスは５ｐＦ、抵抗３２の抵抗値は
２００Ω、抵抗３４の抵抗値は０．８Ω、コンデンサ３
５のキャパシタンスは５ｐＦ、抵抗３６の抵抗値は１０
Ω、インダクタ３７のインダクタンスは３ｎＨ、コンデ
ンサ３８のキャパシタンスは５ｐＦ、及び抵抗３９の抵
抗値は８０Ωである。ＦＥＴ３３のゲート幅は６００μ
ｍであり、該ＦＥＴ３３のゲート長は０．５μｍであ
る。

【００２１】次に図４の送信フロントエンドの動作を説
明する。入力端子ＩＮ１を介し、変調速度が約２Ｍｂａ
ｕｄのベースバンドデータＳｂがＬＣローパスフィルタ
１０Ａに与えられる。２Ｍｂａｕｄ帯のベースバンドデ
ータＳｂは、元々パルス波形の場合が多い。パルス波形
の場合には、ベースバンドデータＳｂのスペクトルには
数ＭＨｚの周波数成分が多く含まれている。ＬＣローパ
スフィルタ１０Ａは、直列のインダクタ１２，１４によ
り、高い周波数成分を阻止し、並列のコンデンサ１１，
１３，１５により、その高い周波数成分をグランドに流
して除去する。即ち、ＬＣローパスフィルタ１０Ａは、
ベースバンドデータＳｂに含まれる高周波成分をカット
オフして帯域制限し、カットオフ周波数以下の周波数成
分で構成されるベースバンドデータＳ１０を線形変調器
２０Ａに与える。

【００２２】帯域制限されたベースバンドデータＳ１０
は、１段ドレイン制御式線形変調器２０Ａの入力部２１
を介してＦＥＴ２２のゲートに与えられる。ＦＥＴ２２
はゲートに与えられたベースバンドデータＳ１０に基づ
く駆動信号であるドライブ電圧をソースから出力する。
このドライブ電圧がＲＦ信号阻止回路２５を通過してノ
ードＮでＦＥＴ２４のドレインに印加され、該ドライブ
電圧によってＦＥＴ２４のドレイン電圧が制御される。

【００２３】一方、５．８ＧＨｚ帯の搬送波Ｓｃは、搬
送波入力端子ＩＮ２から本変調回路部２０Ａ−２の搬送
波入力部２３に与えられる。搬送波Ｓｃの直流成分がコ
ンデンサ２３ａで遮断され、自己バイアス回路２６及び
抵抗２３ｂで電圧が設定されてＦＥＴ２４のゲートに印
加される。搬送波Ｓｃに対し、ＦＥＴ２４は飽和領域ま
で動作し、５．８ＧＨｚ帯の信号を該ＦＥＴ２４のドレ
イン上に出力する。ここで、ＦＥＴ２４のドレインに印
加されたベースバンドデータＳ１０の電圧が高い場合に
は、該ＦＥＴ２４のドレイン上の５．８ＧＨｚ帯の信号
の振幅は大きくなり、逆にベースバンドデータＳ１０の
電圧が低い場合には、５．８ＧＨｚ帯の信号の振幅は小
さくなる。つまり、ＦＥＴ２４のドレインにおける５．
８ＧＨｚ帯の信号の振幅が、帯域制限されたベースバン
ドデータＳ１０の電圧変化により、線形的に変調され
る。この変調された信号が、ＲＦ信号阻止回路２５によ
ってドライバ２０Ａ−１側に流れることが阻止され、コ
ンデンサ２７を介し、Ａ級線形電力増幅器３０Ａ側に出
力信号Ｓ２０として出力される。

【００２４】Ａ級線形電力増幅器３０Ａでは、抵抗３２
及び３４により、ＦＥＴ３３のゲート電圧を自己バイア
スし、Ａ級動作領域に動作点を設定している。１段ドレ
イン制御式線形変調器２０Ａの出力信号Ｓ２０が、コン
デンサ３１を介してＦＥＴ３３のゲートに印加されるの
で、該ＦＥＴ３３が線形領域で信号Ｓ２０の増幅を行
う。増幅の結果で生成された信号Ｓ３０がコンデンサ３
８を介して出力される。ＦＥＴ３３に印加される信号Ｓ
２０の電力が８ｄＢｍの場合には、信号Ｓ３０の電力が
１４ｄＢｍになる。

【００２５】以上のように、この第２の実施形態では、
第１の実施形態のローパスフィルタ１０を簡易なチップ
コンデンサ１１，１３，１５及びチップインダクタ１
２，１３からなるＬＣローパスフィルタ１０Ａで構成し
たので、ベースバンドデータＳｂに含まれる不要な周波
数成分を十分除去できる。また、第１の実施形態におけ
る線形変調器２０を１段ドレイン制御式線形変調器２０
Ａで構成したので、優れた変調特性が得られ漏洩電力の
低い送信フロントエンドが実現できる。また、第１の実
施形態における線形増幅器３０をＡ級線形電力増幅器３
０Ａで構成したので、Ａ級動作で信号Ｓ２０が増幅で
き、スペクトルを劣化させることなく、要求される電力
を出力できる。その上、ＬＣローパスフィルタ１０Ａが
小型のチップ素子で作製できると共に、１段ドレイン制
御式線形変調器２０Ａ及びＡ級線形電力増幅器３０Ａが
モノリシックＩＣ化が可能な構成にしたので、１段ドレ
イン制御式線形変調器２０Ａ及びＡ級線形電力増幅器３
０ＡをＩＣ化すれば送信フロントエンドの小型化と低コ
スト化が実現できる。さらに、１段ドレイン制御式線形
変調器２０Ａ及びＡ級線形電力増幅器３０ＡにおけるＦ
ＥＴ２４，３３のゲートに自己バイアスかかる構成にし
たので、送信フロントエンドを例えば３Ｖの単一直流電
源で動作させることが可能になっている。

【００２６】第３の実施形態 図８は、本発明の第３の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図であり、第２の実施形態を示す図４中の要
素と共通の要素には共通の符号が付されている。この第
３の実施形態では、第１の実施形態の送信フロントエン
ドの第２の実施形態とは異なる構成例を説明する。ベー
スバンドデータＳｂを入力する入力端子ＩＮ１には、第
２の実施形態と同様のＬＣローパスフィルタ１０Ａが接
続され、搬送波入力端子ＩＮ２と該ＬＣローパスフィル
タ１０Ａの出力側には、第２の実施形態とは異なる２段
ドレイン制御式線形変調器２０Ｂが接続されている。２
段ドレイン線形変調器２０Ｂの出力側に、第１の実施形
態と同様のＡ級線形電力増幅器３０Ａが接続されて送信
フロントエンドが構成されている。

【００２７】図９は、図８中の２段ドレイン制御式線形
変調器２０Ｂを示す回路図である。この２段ドレイン制
御式線形変調器２０Ｂは、ドライバ部２０Ｂ−１と、前
置変調回路であるプリ変調回路部２０Ｂ−２と、本変調
回路部２０Ｂ−３とを有している。ドライバ部２０Ｂ−
１は、第２の実施形態のドライバ部２０Ａ−１と同様で
あり、入力部２１の抵抗２１ａとＦＥＴ２２とで構成さ
れいている。プリ変調回路部２０Ｂ−１は、搬送波入力
部４１と、第１のＦＥＴ４２と、負荷回路４３と、第１
の自己バイアス回路４４と、第１のＲＦ信号阻止回路４
５とで構成されている。搬送波入力部４１は、搬送波入
力端子ＩＮ２に一方の電極が接続された直流分遮断用コ
ンデンサ４１ａと、該コンデンサ４１ａの他方の電極と
グランドとの間に接続された抵抗４１ｂとを有してい
る。ＦＥＴ４２のゲートが、コンデンサ４１ａと抵抗４
１ｂの接続点に接続されている。負荷回路４３は、前置
ノードＮ１でＦＥＴ４２のドレインに一端が接続された
インダクタ４３ａと、該インダクタ４３ａの他端に一端
が接続された抵抗４３ｂとを有している。

【００２８】自己バイアス回路４４は、ＦＥＴ４２のソ
ースとグランドとの間に並列に接続された抵抗４４ａ及
びコンデンサ４４ｂを有している。ＲＦ信号阻止回路４
５は、ドライバ部２０Ｂ−１中のＦＥＴ２２のソースと
負荷回路４３の抵抗４２ｂの他端との間に接続されたイ
ンダクタ４５と、該インダクタ４５ａ及び抵抗４３ｂの
接続点とグランドとの間に接続されたコンデンサ４５ｂ
とを有している。そして、ノードＮ１のＦＥＴ４２のド
レインが、本変調回路部２０Ｂ−３の入力側に接続され
ている。本変調回路部２０Ｂ−３は、第２の実施形態の
本変調回路部２０Ａ−２とそれぞれ同様の搬送波入力部
２３、第２のＦＥＴ２４、第２のＲＦ信号阻止回路２
５、第２の自己バイアス回路２６及び出力回路２７で構
成され、該搬送波入力部２３が前置変調回路部２０Ｂ−
２に接続されている。即ち、本変調回路部２０Ｂ−３中
の搬送波入力部２３では、直流遮断用コンデンサ２３ａ
の一方の電極が前置変調ノードＮ１に接続されている。

【００２９】２段ドレイン制御式線形変調器２０Ｂは、
ＧａＳｓ基板上にＭＥＳ型ＦＥＴ、ＭＩＭ型のコンデン
サ、スパイラル型のインダクタ及びイオンインプラン抵
抗を作製することにより、ドライバ部２０Ｂ−１及び本
変調回路部２０Ｂ−３が共に、単一直流電源で動作可能
でかつモノリシックＩＣ化が可能になる。ここで、２段
ドレイン制御式線形変調器２０Ｂにおける素子値例を示
す。コンデンサ４１ａのキャパシタンスは５ｐＦ、抵抗
４１ｂの抵抗値は２００Ω、抵抗４４ａの抵抗値は４
Ω、コンデンサ４４ｂのキャパシタンスは５ｐＦ、イン
ダクタ４３ａのインダクタンスは３ｎＨ、抵抗４３ｂの
抵抗値は１０Ω、インダクタ４５ａのインダクタンスは
３ｎＨ、コンデンサ４５ｂのキャパシタンスは５ｐＦで
ある。ＦＥＴ４２のゲート幅は１５０μｍ、ゲート長は
０．５μｍである。

【００３０】次に、図８の送信フロントエンドの動作を
説明する。入力端子ＩＮ１を介し、変調速度が約２Ｍｂ
ａｕｄのベースバンドデータＳｂがＬＣローパスフィル
タ１０Ａに与えられる。ＬＣローパスフィルタ１０Ａ
は、第２の実施形態と同様に動作し、ベースバンドデー
タＳｂに含まれる高周波周波数成分をカットオフして帯
域制限し、カットオフ周波数以下の周波数成分で構成さ
れるベースバンドデータＳ１０を２段ドレイン制御式線
形変調器２０Ｂに与える。帯域制限されたベースバンド
データＳ１０は、２段ドレイン制御式線形変調器２０Ｂ
の入力部２１を介してＦＥＴ２２のゲートに与えられ
る。ＦＥＴ２２はゲートに与えられたベースバンドデー
タＳ１０に対応するドライブ電圧Ｓ２２をソースから出
力する。このドライブ電圧が本変調回路部２０Ｂ−３中
のＲＦ信号阻止回路２５を通過してＦＥＴ２４のドレイ
ンに印加され、かつ、該プリ変調回路部２０Ｂ−２中の
ＲＦ信号阻止回路４５及び負荷回路４３を通過してＦＥ
Ｔ４２のドレインに印加される。

【００３１】一方、５．８ＧＨｚ帯の搬送波Ｓｃは、搬
送波入力端子ＩＮ２からプリ変調回路部２０Ｂ−２の搬
送波入力部４１に与えられる。搬送波Ｓｃの直流成分が
コンデンサ４１ａで遮断され、自己バイアス回路４４及
び抵抗４１ｂによって電圧が設定されてＦＥＴ４２のゲ
ートに印加される。搬送波Ｓｃに対し、ＦＥＴ４２は、
ベースバンドデータＳ１０に対応するドライブ電圧Ｓ２
２のレベルにより、増幅領域と飽和領域で動作する。ド
ライブ電圧Ｓ２２があるレベル（例えば０．５Ｖ）を越
えた場合、ＦＥＴ４２が増幅領域で動作し、一定の利得
が得られる。このときには、ＦＥＴ４２のドレイン上の
５．８ＧＨｚ帯の信号の振幅は、ドライブ電圧Ｓ２２に
よって変化しない。

【００３２】ドライブ電圧Ｓ２２がそのレベル（例えば
０．５Ｖ）よりも低い場合には、ＦＥＴ４２が飽和領域
で動作する。このときには、ＦＥＴ４２のドレイン上の
５．８ＧＨｚ帯の信号の振幅は、ドライブ電圧Ｓ２２に
よって変化する。つまり、ベースバンドデータＳ１０に
対応するドライブ電圧Ｓ２２が低ければ、ＦＥＴ４２の
ドレイン上の５．８ＧＨｚ帯の信号の振幅は小さくな
る。このＦＥＴ４２のドレイン上の５．８ＧＨｚ帯の信
号が、本変調回路部２０Ｂ−３のコンデンサ２３ａを介
してＦＥＴ２４のゲートに与えられる。本変調回路部２
０Ｂ−３は、第２の実施形態と同様に、与えられた５．
８ＧＨｚ帯の信号を線形変調し、Ａ級線形電力増幅器３
０Ａ側に出力信号Ｓ２０Ｂとして出力する。この出力信
号Ｓ２０Ｂと、第２の実施形態の出力信号Ｓ２０Ａとを
比較すると、信号Ｓ２０Ｂは、ドライブ電圧Ｓ２２のレ
ベル、つまり、ベースバンド信号Ｓ１０のレベルが低い
状態において、プリ変調回路部２０Ｂ−２によって搬送
波Ｓｃが線形増幅されているので、変調感度が信号Ｓ２
０Ａよりも上がっている。また、変調における利得も上
昇している。Ａ級線形電力増幅器３０Ａは、第２の実施
形態と同様の動作で信号Ｓ２０Ｂを線形的に増幅し、結
果を変調データＳ３０として出力する。

【００３３】以上のように、この第３の実施形態では、
第１の実施形態における線形変調器２０を、本変調回路
部２０Ｂ−３とプリ変調回路部２０Ｂ−２の両方を持つ
２段ドレイン制御式線形変調器２０Ｂで構成したので、
利得が約５ｄＢ上昇した搬送波を変調するようになり、
搬送波入力端子ＩＮ２から入力される搬送波Ｓｃの振幅
が小さい場合でも問題なく変調できる。その上、ベース
バンドデータＳｃが低いレベルのときにおける変調感度
が上がるので、ベースバンドデータＳｃのオン、オフを
示す変調データＳ３０において高いオン、オフ比を設定
できる。さらに、搬送波Ｓｃを伝送する信号線とのマッ
チングは、プリ変調回路部２０Ｂ−２の搬送波入力部４
１でとることができるので、搬送波入力端子ＩＮ２での
リターンロスを低減できる。

【００３４】なお、本発明は、上記実施形態に限定され
ず種々の変形が可能である。その変形例としては、例え
ば次のようなものがある。第２及び第３の実施形態では
ＦＥＴを用いた第１の実施形態の具体的構成例を説明し
たが、ＦＥＴ２２，２４，４２は、バイポーラトランジ
スタで構成することも可能である。また、本変調回路部
２０Ａ−２、２０Ｂ−３、前置変調回路部２０Ｂ−２、
及びＡ級線形電力増幅器３０Ａでは自己バイアス回路を
設け、単一電源で動作が可能な構成にしているが、外部
バイアスを用いて多電源で動作するようにしてもよい。
また、Ａ級線形電力増幅器３０Ａは、変調ノードＮにお
けるスペクトル分布が小さい場合には、ＡＢ級動作を行
う電力増幅器に置換できる。

【００３５】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１から第
３の発明によれば、送信フロントエンドを、ベースバン
ドデータの高周波成分を除去するフィルタと、フィルタ
によって高周波成分が除去されたベースバンドデータと
搬送波とを入力し、ベースバンドデータで搬送波を線形
変調する線形変調器と、線形変調器の出力信号を増幅し
て変調データを生成する線形増幅器とで構成し、隣接チ
ャネルへの漏洩電力の原因となるベースバンドデータの
高周波成分をフィルタによって除去し、該高周波成分が
除去されたースバンドデータで搬送波を線形変調するよ
うにしたので、簡単な構成のフィルタで実現でき、送信
フロントエンドの小型化と低コスト化が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。

【図２】従来の送信フロントエンドを示す構成図であ
る。

【図３】図２中のＩ−Ｑ変調器１の出力信号Ｓ１のスペ
クトルを示す図である。

【図４】本発明の第２の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。

【図５】図４中のＬＣローパスフィルタ１０Ａを示す回
路図である。

【図６】図４中の１段ドレイン制御式線形変調器２０Ａ
を示す回路図である。

【図７】図４中のＡ級線形電力増幅器３０Ａを示す回路
図である。

【図８】本発明の第３の実施形態を示す送信フロントエ
ンドの構成図である。

【図９】図８中の２段ドレイン制御式線形変調器２０Ｂ
を示す回路図である。

【符号の説明】 １０，１０Ａ ローパスフィルタ ２０ 線形変調器 ２０Ａ １段ドレイン制御式線形変調器 ２０Ｂ ２段ドレイン制御式線形変調器 ２０Ａ−１ ２０Ｂ−１ ドライバ部 ２０Ａ−２ ２０Ｂ−３ 本変調回路部 ２０Ｂ−２ 前置変調部 ３０ 電力増幅器 ３０Ａ Ａ級線形電力増幅器 Ｓｂ ベースバンドデータ Ｓｃ 搬送波

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 通信装置の送信側に設けられ、与えられ
   たベースバンドデータで搬送波を変調し、該変調結果を
   変調データとして出力する送信フロントエンドにおい
   て、 前記ベースバンドデータを入力し、該ベースバンドデー
   タの高周波成分を除去するフィルタと、 前記フィルタによって高周波成分が除去されたベースバ
   ンドデータと前記搬送波とを入力し、該ベースバンドデ
   ータで該搬送波を線形変調する線形変調器と、 前記線形変調器の出力信号を増幅して前記変調データを
   生成する線形増幅器とを、備えたことを特徴とする送信
   フロントエンド。
2. 【請求項２】 前記線形変調器は、 前記高周波成分が除去されたベースバンドデータを駆動
   して駆動信号を出力するドライバ部と、 前記ドライバ部の出力端子と変調ノードとの間に接続さ
   れ、該変調ノード上の高周波信号の通過を阻止する阻止
   回路、前記搬送波をバイアスするバイアス回路及び前記
   バイアス回路でバイアスされた搬送波をゲートに入力
   し、前記駆動信号で駆動された前記変調ノードに対し該
   搬送波の周波数の信号をドレインから出力して重畳する
   電界効果トランジスタを持つ線形変調回路部とで構成
   し、 前記線形増幅器は、 Ａ級増幅動作により前記変調ノード上の高周波信号を前
   記変調データに増幅するＡ級線形電力増幅器で構成した
   ことを、特徴とする請求項１記載の送信フロントエン
   ド。
3. 【請求項３】 前記線形変調器は、 前記高周波成分が除去されたベースバンドデータを駆動
   して駆動信号を出力するドライバ部と、 前記ドライバ部の出力端子と前置変調ノードとの間に接
   続され、該前置変調ノード上の第１の高周波信号の通過
   を阻止する第１の阻止回路、前記搬送波をバイアスする
   第１のバイアス回路、前記第１のバイアス回路でバイア
   スされた搬送波をゲートに入力し、前記駆動信号で駆動
   された前記前置変調ノードに対し該搬送波の周波数の信
   号をドレインから出力して重畳する第１の電界効果トラ
   ンジスタ及び前記第１の電界効果トランジスタの負荷を
   持つ前置変調回路部と、 前記ドライバ部の出力端子と本変調ノードとの間に接続
   され、該本変調ノード上の第２の高周波信号の通過を阻
   止する第２の阻止回路、前記前置変調ノード上の前記第
   １の高周波信号をバイアスする第２のバイアス回路及び
   前記第２のバイアス回路でバイアスされた前記第１の高
   周波信号をゲートに入力し、前記駆動信号で駆動された
   前記本変調ノードに対し該第１の高周波信号の周波数の
   信号をドレインから出力して重畳する第２の電界効果ト
   ランジスタを持つ本変調回路部とで構成し、 前記線形増幅器は、 Ａ級増幅動作により前記本変調ノード上の前記第２の高
   周波信号を前記変調データに増幅するＡ級線形電力増幅
   器で構成したことを、特徴とする請求項１記載の送信フ
   ロントエンド。