JP2000293943A - 遷移タイプ判定システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 磁気ストリップの磁気材料及び読み取られる
カードの速度によって変化するデータ速度に適応し、小
さくなった磁気信号を補償する遷移タイプ判定システム
を提供する。 【解決手段】 磁気式読取り回路の出力は、アナログＦ
２Ｆ信号をオーバーサンプリングしたデジタルＦ２Ｆ信
号へと変換するように構成されたＡ／Ｄ変換器へと供給
される。その後デジタルＦ２Ｆ信号は交互の負のピーク
及び正のピークを識別するように構成されたピーク検出
器へと供給される。この磁気式読取り溝は更に、連続し
て位置する交互のポジティブピーク及び負ピークの各々
の間の遷移時間を判定するように構成された遷移計算器
と、各遷移時間についての遷移タイプを判定するように
構成された周波数ロックループとを有する。最後に、周
波数ロックループの出力は、遷移タイプからデータ値を
判定するように構成されたデータ分離器へと供給され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、二周波コヒーレン
ト位相信号(two frequency coherent phase signal)か
らデータを得る為の遷移タイプ判定システムに係り、よ
り詳細には、ピーク検出を利用して前記データを得る為
の遷移タイプ判定システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】多くのクレジットカードの表面には、銀
行口座情報からセキュリティ・アクセス・コードに関す
る情報まで、あらゆるデータ情報を記憶する為に磁気ス
トリップ(magnetic strips)が用いられている。このよ
うな情報は通常、デジタルの０及び１の所定のシーケン
スであり、磁気読み取りヘッドによって読み取られる。
磁気読取りヘッドによって生成される信号が解読され、
その中の符号化されたデータ情報が判別される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】磁気ストリップの中に
ある二周波コヒーレント位相信号が保持するデータを判
定する為の従来型の装置及び方法には問題がある。通
常、二周波コヒーレント位相信号は、複数の連続した正
のピーク及び負のピークを形成する、所定の中心線の上
下に周期変動する複数の負及び正の遷移を有する。実際
のデータは、二周波コヒーレント位相信号のゼロ交差に
より表わされ、所定の時間内に信号が１つのゼロ交差を
示せば論理０であり、同様に、所定の時間内に２つのゼ
ロ交差を示せば論理１となる。これがよく用いられる方
法である。しかし二周波コヒーレント位相信号の特性を
変化させてしまう程の外部磁場にさらされた場合は勿
論、磁気ストリップの磨耗及び破損(tear)によっても負
及び正のピークの大きさは小さくなってしまう。更に、
特定の正又は負の遷移が時々「フックアンドシェルフ(h
ook and shelf)」波形を生じさせてしまうことがあり、
この波形によって、インタプリタ装置がその場所に余分
にゼロ交差があるように認識(believe)してしまい、エ
ラーを生じることがある。また、波形は磁気ストリップ
の磁気材料及びカードを装置に通す速度によっても異な
る場合がある。

【０００４】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、二周波コヒーレント位相信号の特性が変化する程
の強い外部磁場の影響、磁気ストリップの磨耗及び破損
による負及び正のピーク値の大きさの低減、フックアン
ドシェルフ波形による誤識別によるエラーが生じず、ま
た、磁気ストリップの磁気材料及びカードを磁気式読み
取り装置に通す速度で変化するデジタルＦ２Ｆ信号２２
１のデータ速度に適応することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した問題
が生じることなく二周波コヒーレント位相信号からデー
タシーケンスを生成する為の装置及び方法を提供する。
本発明の装置によれば、磁気ストリップからアナログ二
周波コヒーレント位相信号（以下、アナログＦ２Ｆ信号
と称す）を生成するように構成された磁気式読取り回路
を有する一体型磁気式読取り溝(integrated magnetic r
ead channel)を提供する。アナログＦ２Ｆ信号は複数の
交互の正のピーク及び負のピークを有し、ピーク間にそ
れぞれ正及び負の遷移を有する。磁気式読取り回路の出
力は、アナログＦ２Ｆ信号をオーバーサンプリングした
デジタルＦ２Ｆ信号へと変換するように構成されたＡ／
Ｄ変換器へと供給される。その後デジタルＦ２Ｆ信号は
交互の負のピーク及び正のピークを識別するように構成
されたピーク検出器へと供給される。この磁気式読取り
溝は更に、連続して位置する交互の正のピーク及び負の
ピークの各々の間の遷移時間を判定するように構成され
た遷移計算器と、各遷移時間についての遷移タイプを判
定するように構成された周波数ロックループとを有す
る。最後に、周波数ロックループの出力は、遷移タイプ
からデータ値を判定するように構成されたデータ分離器
(data separator)へと供給される。

【０００６】また本発明は、二周波コヒーレント位相信
号中の交互の負及び正のピークの数を識別するステップ
と、交互の正のピーク及び負のピーク間の遷移時間を判
定するステップと、各遷移時間各々の遷移タイプを判定
するステップと、そして遷移タイプからデータ値を判定
するステップとを有するデジタル二周波コヒーレント位
相信号（以下、デジタルＦ２Ｆ信号と称す）における遷
移タイプを判定する方法でもある。

【０００７】本発明は数々の利点を提供するものであ
り、そのうちの幾つかを本願において事例としてあげる
が、これにはフックアンドシェルフ波形に起因する誤り
率が低いこと及び磁気ストリップの弱くなった磁気信号
を補償する適応性のある装置が含まれる。

【０００８】本発明の他の特徴及び利点は添付図と共に
以下の説明を読むことで当業者に明らかとなる。本発明
の範囲は、そのような更なる特徴及び利点の全てを含む
ことを意図したものである。

【０００９】

【発明の実施の形態】図７は、従来技術に基づく、時間
に対する二周波コヒーレント位相信号の大きさを表わす
グラフである。図７は、クレジットカードの磁気ストリ
ップに一般的に見られるものと同様である。二周波コヒ
ーレント位相信号１００を示す図７のグラフは、ゼロの
上にポジティブ・ゼロしきい値(positive zero thresho
ld)１０５、そしてゼロの下にネガティブ・ゼロしきい
値 (negative zero threshold)１１０を、また、二周波
コヒーレント位相信号１００の上値及び下値への大きさ
(upper and lower magnitude)を示すポジティブ・ゲイ
ン・ターゲット(positivegain target)１１５及びネガ
ティブ・ゲイン・ターゲット(negative gain target)１
２０を有する。

【００１０】二周波コヒーレント位相信号１００は複数
の正の遷移１２５及び負の遷移１３０を有する。連続し
た正の遷移１２５及び負の遷移１３０が複数の正のピー
ク１３５及び負のピーク１４０を形成する。二周波コヒ
ーレント位相信号１００は複数の時間周期Ｔ₁に分割さ
れており、各時間周期Ｔ₁が二周波コヒーレント位相信
号１００中に記憶された数の特定のデータビットを表わ
している。各データビットは論理０又は論理１である場
合もある。論理０は、時間周期Ｔ₁全体における単一の
正の遷移又は負の遷移のいずれかにより表わされる。論
理１は、時間周期Ｔ₁全体における正の遷移又は負の遷
移の２つの遷移により表わされる。論理０を表わす遷移
は、正の遷移１２５又は負の遷移１３０のいずれかであ
る。論理１は正の遷移１２５とそれに続く負の遷移１３
０又はその逆の順番の遷移のいずれかにより表わされ
る。

【００１１】二周波コヒーレント位相信号１００はフッ
クアンドシェルフ波形１４５のような不完全性を含む場
合がある。さらに、正のピーク１３５及び負のピーク１
４０は、それぞれにポジティブ・ゲイン・ターゲット１
１５及びネガティブ・ゲイン・ターゲット１２０に常に
到達するとは限らない。これら及び他の不完全性によ
り、従来のカードリーダが二周波コヒーレント位相信号
１００を読み取る際に、結果としてエラーを生じること
がある。

【００１２】図１は、本発明の一実施形態に係る磁気式
読取り溝２００の機能を示すブロック図である。磁気式
読取り溝２００はアナログ部２０３とデジタル部２０６
とを備える。アナログ部は、磁気ストリップがそこを通
った場合に二周波コヒーレント位相信号１００を生成す
る磁気式読取りヘッド２０９を有する。磁気式読取りヘ
ッド２０９が生成した二周波コヒーレント位相信号１０
０は連続時間フィルタ(continuous time filter)２１３
へと供給され、その後、平衡構成(balanced configurat
ion)の可変利得増幅器２１６に送られる。可変利得増幅
器２１６の出力は、同様に平衡回路構成を通じてＡ／Ｄ
変換器へと送られる。

【００１３】Ａ／Ｄ変換器２１９の出力は、所定のサン
プリング速度で抽出された複数のサンプルを有するデジ
タルＦ２Ｆ信号２２１である。実際に選択するサンプリ
ング速度は、アプリケーションによってはナイキスト周
波数よりもかなり高い周波数であることが望ましい。こ
のデジタルＦ２Ｆ信号２２１はピーク検出器２２３及び
オフセットキャンセラ２２６の両方に送られる。ピーク
検出器２２３はデジタルＦ２Ｆ信号２２１を受信し、そ
のデジタルＦ２Ｆ信号２２１に基づいて、「ゼロ交差」
信号２２９、「モアポジティブ(more positive)」信号
２３３及び「モアネガティブ(more negative)」信号２
３５を生成する。ゼロ交差信号２２９、モアポジティブ
信号２３３及びモアネガティブ信号２３５は、遷移計算
器２３６に送られる。遷移計算器２３６はデジタルＦ２
Ｆ信号２２１中の連続した正のピーク１３５と負のピー
ク１４０との間（図７参照）又はその逆の順序のピーク
の間の遷移時間２３９を判定する。

【００１４】遷移計算器２３６が判定した遷移時間２３
９は、各正の遷移１２５及び負の遷移１３０の遷移タイ
プ２４６を生成する周波数ロックループ２４３へと送ら
れる。遷移タイプ２４６とは、特定の遷移が、論理１を
表わす単一の時間周期Ｔ₁中の２つの遷移の一方である
のか又は論理０を表わす単一の時間周期Ｔ₁中の単一の
遷移であるのかを示すものである。遷移計算器２３６は
また、ゼロ交差信号２２９も同期入力として受信する。
周波数ロックループ２４３からの遷移タイプ２４６は、
磁気ストリップ上に記憶されたデータ情報を構成する論
理０又は論理１のストリームを生成するデータ分離器２
４９へと送られ、特定のアプリケーションによってはこ
のデータストリームが更なるデータ処理装置により利用
される。データ分離器２４９はまた、新たなデータビッ
トが有効である場合には「Ｈｉｇｈ」レベルのパルスを
示す同期信号の生成も行う。この同期信号は入力される
データの速度でパルスを送る為のクロック信号として利
用することもできる。

【００１５】ピーク検出器２２３はまた、後に自動利得
制御部２５６へと送られることになるピーク値出力(pea
k magnitude output)２５３をも生成する。ピーク値出
力２５３は正のピーク１３５の大きさ又は負のピーク１
４０の大きさのいずれでも有り得る。自動利得制御部２
５６は、正のピーク１３５及び負のピーク１４０の大き
さをポジティブ・ゲイン・ターゲット１１５及びネガテ
ィブ・ゲイン・ターゲット１２０に略等しくする為に必
要な増幅レベルを示す出力信号２５９を生成する。この
出力信号２５９はＤ／Ａ変換器２６３へと送られ、その
後、平衡な回路構成を利用して可変利得増幅器２１６へ
と送られる。

【００１６】デジタルＦ２Ｆ信号２２１はオフセットキ
ャンセラ２２６へと送られる。そしてオフセットキャン
セラ２２６はここでオフセット信号２６６を生成し、Ｄ
／Ａ変換器２６９へと送る。その後Ｄ／Ａ変換器２６９
は処理信号２６６を平衡な回路構成を介して連続時間フ
ィルタ２１３へと送る。自動利得制御部２５６は、デジ
タルインタフェース２７３からデータ入力を受けて、そ
こから初期値を得るか又はハードウエアに組み込まれた
初期値を利用することができる。以下に説明するよう
に、デジタルインタフェース２７３は中央処理装置との
間の、又は所望の値を生成する専用論理回路との間のイ
ンタフェースの場合もある。

【００１７】図１は、ハードウエア、ソフトウエア等の
様々な部品又はその組み合わせにより実現可能な磁気式
読取り溝２００を示すブロック図である。実施形態にお
いては、磁気式読取り溝２００は、複数の集積回路から
構成される論理回路を利用したハードウエアとして実現
した。しかしながら、上記の機能ブロック各々において
実行される様々な機能は、メモリ内に記憶され、好適な
命令システムにより適切な入出力で実行されるプログラ
ムに準じて作動する一般的なプロセッサ回路によっても
実現可能である。更に、プロセッサと様々な集積回路を
含んだ組み合わせ回路を採用することもできる。

【００１８】更に、ソフトウエアで実現する本発明の機
能について言えば、論理機能を実行する為の実行可能の
命令の順序付けリストを有するプログラム等は、命令実
行システム、命令実行装置若しくは命令実行デバイスに
よる利用又はそれと関連して利用する為のコンピュータ
読み取り可能媒体(computer-readable medium)のいずれ
においても実現可能である。命令実行システムにはコン
ピュータを基盤としたシステム、プロセッサを含むシス
テム又は命令実行システム、命令実行装置若しくは、命
令実行デバイスから命令をフェッチし、実行することが
可能の他のシステムが含まれる。本明細書において、
「コンピュータ読み取り可能媒体」とは、命令実行シス
テム、命令実行装置若しくは命令実行デバイスで利用す
る為の、又はそれに関連して利用する為のプログラムを
含有、記憶、通信、伝搬或は伝送することができるいず
れの手段であっても良い。コンピュータ読取り可能媒体
とは、例えば電子、磁気、光学、電磁、赤外線又は半導
体の、システム、装置、デバイス若しくは伝搬媒体等で
あるがこれらに限定されない。コンピュータ読取り可能
媒体の、より具体的な例としては、以下のものが含まれ
るが、これらは網羅的なものではない：少なくとも１本
のワイヤを有する電気（電子）接続、ポータブルコンピ
ュータディスク（磁気）、ランダムアクセスメモリ（Ｒ
ＡＭ）（磁気）、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）（磁
気）、消去・プログラミング可能リードオンリーメモリ
（ＥＰＲＯＭ又はフラッシュメモリ）（磁気）、光ファ
イバ（光学）及びポータブル・コンパクトディスクリー
ドオンリーメモリ（ＣＤＲＯＭ）（光学）。プログラム
は例えば紙又は他の媒体を光学走査することによって電
子的に取り込み、その後コンパイル、復号化又は必要で
あれば好適な方法で処理し、コンピュータメモリに記憶
することが可能であり、つまり、コンピュータ読取り可
能媒体はプログラムをその上に印刷することが可能な紙
やその他の好適な媒体でもよいことに留意が必要であ
る。

【００１９】図２は、本発明の一実施形態に基づく、図
１の磁気式読取り溝に用いたピーク検出器２２３を示す
ブロック図である。ピーク検出器２２３はデジタルＦ２
Ｆ信号２２１をポジティブピーク比較器３０１及びポジ
ティブ・ゼロしきい値比較器３０３で受信する。ポジテ
ィブピーク比較器３０１及びポジティブ・ゼロしきい値
比較器３０３の出力は、いずれもポジティブＡＮＤゲー
ト３０６に結合している。ポジティブＡＮＤゲート３０
６はポジティブピーク・レジスタ３０９のラッチ入力
（Ｌ）に結合する出力を有する。ポジティブピーク・レ
ジスタ３０９は、デジタルＦ２Ｆ信号が供給されるデジ
タルＦ２Ｆ信号入力を有する。ポジティブピーク・レジ
スタ３０９もまた、ポジティブピーク比較器３０１へと
供給されるポジティブピーク値３１３を出力する。

【００２０】ポジティブピーク比較器３０１はポジティ
ブピーク・レジスタ３０９から出力されたポジティブピ
ーク値３１３を現在のデジタルＦ２Ｆ信号値と比較す
る。ポジティブピーク値３１３が現在のデジタルＦ２Ｆ
信号値よりも大きい場合、ポジティブピーク比較器３０
１は論理１をポジティブＡＮＤゲート３０６へと出力す
る。ポジティブ・ゼロしきい値比較器３０３において
は、現在のデジタルＦ２Ｆ信号値とポジティブ・ゼロし
きい値１０５とを比較する。現在のデジタルＦ２Ｆ信号
値がポジティブ・ゼロしきい値１０５以上であった場
合、ポジティブ・ゼロしきい値比較器３０３は論理１を
ポジティブＡＮＤゲート３０６へと出力する。従って、
現在のデジタルＦ２Ｆ信号２１２のサンプルがポジティ
ブ・ゼロしきい値１０５以上であり、かつポジティブピ
ーク・レジスタ３０９内に保持されている値よりも大き
い場合、ポジティブＡＮＤゲート３０６は論理１をその
出力として生成する。これらの条件が満たされると、デ
ジタルＦ２Ｆ信号２１２の現在のサンプルはポジティブ
ピーク・レジスタ３０９中にラッチされる。このデジタ
ルＦ２Ｆ信号２１２のサンプルは、ポジティブピーク比
較器３０１においてデジタルＦ２Ｆ信号２１２の次のサ
ンプルと比較される。

【００２１】このように、ポジティブピーク・レジスタ
３０９が以下に説明するようにゼロ交差信号２２９によ
りクリアされるまで、正の遷移１２５（図７参照）の間
に生じた最高値がポジティブピーク・レジスタ３０９内
に保持される。ポジティブＡＮＤゲート３０６の出力
は、モアポジティブ信号２３３であることに留意が必要
である。つまり、モアポジティブ信号２３３は、正の遷
移１２５がポジティブ・ゼロしきい値１０５を越えた時
点でパルスの発信を開始し、そしてポジティブピーク値
１３５が得られ、ポジティブピーク・レジスタ３０９内
に格納されるまで継続する。その後、正の遷移１２５か
ら負の遷移１３０への遷移逆転(transition reversal)
が検出されることで正のピーク１３５が確認される。こ
れはデジタルＦ２Ｆ信号２２１の現在のサンプルが、特
定の正の遷移１２５中の最も正の点に到達したことを示
すポジティブピーク値３１３よりも小さいと判定された
場合にポジティブピーク比較器３０１において実行され
る。その後に発生するゼロ交差により、ポジティブピー
ク・レジスタ３０９内に保持された値が実際のピーク値
であることが確認される（以下に説明する）。

【００２２】ピーク検出器２２３はまた、ネガティブピ
ーク比較器３２１、ネガティブ・ゼロしきい値比較器３
２３、ネガティブＡＮＤゲート３２６及びネガティブピ
ーク・レジスタ３２９を有している。ネガティブピーク
・レジスタ３２９はデジタルＦ２Ｆ信号２２１のサンプ
ルを受信し、負のピーク値３３３を出力する。デジタル
Ｆ２Ｆ信号２２１のサンプルはネガティブ・ゼロしきい
値比較器３２３及びネガティブピーク比較器３２１の入
力へと供給される。更に、ネガティブ・ゼロしきい値１
１０がネガティブ・ゼロしきい値比較器３２３の第二の
入力に供給され、ネガティブピーク値３３３がネガティ
ブピーク比較器３２１の第二の入力に供給される。

【００２３】デジタルＦ２Ｆ信号２２１の現在のサンプ
ルがネガティブ・ゼロしきい値１１０以下の場合、ネガ
ティブ・ゼロしきい値比較器３２３は論理１を出力し、
ネガティブＡＮＤゲート３２６の入力に供給する。同様
に、デジタルＦ２Ｆ信号２２１の同じ現在のサンプルが
ネガティブピーク値３３３よりも小さい場合、ネガティ
ブピーク比較器３２１は論理１を出力し、ネガティブＡ
ＮＤゲート３２６の第二の入力に供給する。ネガティブ
ＡＮＤゲート３２６の出力はネガティブピーク・レジス
タ３２９のラッチ入力（Ｌ）へと供給される。ネガティ
ブＡＮＤゲート３２６の出力もまた、モアネガティブ信
号３２５であることに留意が必要である。

【００２４】したがって、上記のモアポジティブ信号２
３３の説明と同様に、デジタルＦ２Ｆ信号２１２が負の
遷移１３０をし、そしてネガティブ・ゼロしきい値１１
０を下回る値に到達した時点で、モアネガティブ信号２
３５はパルスの発信を開始する。これによりデジタルＦ
２Ｆ信号２１２の現在のサンプルがネガティブピーク・
レジスタ３２９内にラッチされる。デジタルＦ２Ｆ信号
２１２の最も負のサンプルが負のピークレジスタ３２９
中にラッチされると、モアネガティブ信号２３５はパル
スの発信を止める。この時、負のピーク１４０の値は、
ネガティブピーク・レジスタ３２９が以下に説明するよ
うにクリアされるまでネガティブピーク・レジスタ３２
９内に格納されている。したがって、負の遷移１３０か
ら正の遷移１２５への遷移の逆転が検出されることで負
のピーク１４０が確認される。これはネガティブピーク
比較器３２１が、デジタルＦ２Ｆ信号２２１の現在のサ
ンプルが特定の負の遷移１３０における最も負の点に到
達したことを示すネガティブピーク値３３３よりも大き
いことを検出した場合、ネガティブピーク比較器３２１
において行われる。

【００２５】留意すべきは正のピーク１３５及び負のピ
ーク１４０の位置の精度が、一部Ａ／Ｄ変換器２１９の
サンプリング周波数に依存するという点である。より高
いサンプリング周波数においては、ピークサンプルはア
ナログＦ２Ｆ信号の実際のピークにより近くなる確率が
高い為に精度が高くなり、低い周波数においては精度は
低くなる。更に、より高いサンプリング周波数において
は、正のピーク１３５及び負のピーク１４０の位置の精
度は、アナログＦ２Ｆ信号中のノイズの影響を受けにく
い。

【００２６】ピーク検出器２２３はまた、デジタルＦ２
Ｆ信号２２１が供給される第一の入力とゼロ値が供給さ
れる第二の入力とを有するゼロ交差比較器３４１をも含
んでいる。デジタルＦ２Ｆ信号２２１の現在のサンプル
がゼロ値よりも小さい場合、ゼロ交差比較器３４１の第
一の出力において＜ゼロ信号(a less than zero signa
l)３４３が生成される。その同じデジタルＦ２Ｆ信号２
２１のサンプルがゼロ値よりも大きい場合、ゼロ交差比
較器３４１の第二の出力において＞ゼロ信号(agreater
than zero signal)３４６が生成される。

【００２７】ピーク検出器２２３はまた、第一のＤフリ
ップフロップ３５１及び第二のＤフリップフロップ３５
３をも有する。第一のＤフリップフロップ３５１の入力
（Ｄ）には論理１が供給され、第一のＤフリップフロッ
プ３５１のクロック入力にはモアポジティブ信号２３３
が供給される。第一のＤフリップフロップ３５１の出力
（Ｑ）は第二のＤフリップフロップ３５３の入力（Ｄ）
に供給される。＜ゼロ信号３４３は第二のＤフリップフ
ロップ３５３のクロック入力に供給される。第二のＤフ
リップフロップ３５３の出力（Ｑ）はゼロ交差ＯＲゲー
ト３５６の入力に供給される。

【００２８】モアポジティブ信号２３３がパルスの発信
を開始すると、第一のＤフリップフロップ３５１内に論
理１が繰り返しラッチされ、モアポジティブ信号２３３
のパルスの発信が止まるまで続けられる。この時点で、
正のピーク１３５に到達し、それがポジティブピーク・
レジスタ３０９へと格納される。負の遷移１３０がそれ
に続いて起こり、デジタルＦ２Ｆ信号２１２がゼロ値を
下回ると＜ゼロ信号３４３は論理１に設定される。これ
により第一のＤフリップフロップ３５１の出力が第二の
Ｄフリップフロップ３５３中にラッチされ、そして第二
のＤフリップフロップ３５３の出力（Ｑ）がゼロ交差Ｏ
Ｒゲート３５６の入力へと供給される。

【００２９】ピーク検出器２２３はまた、第三のＤフリ
ップフロップ３５９及び第四のＤフリップフロップ３６
３も有する。第三のＤフリップフロップ３５９の入力Ｄ
にも論理１が供給され、第三のＤフリップフロップ３５
９の出力（Ｑ）は第四のＤフリップフロップ３６３の入
力（Ｄ）へと供給される。モアネガティブ信号２３５が
第三のＤフリップフロップ３５９のクロック入力に供給
され、そして＞ゼロ信号３４６は第四のＤフリップフロ
ップ３６３のクロック入力へと供給される。最後に、第
四のＤフリップフロップ３６３の出力（Ｑ）がゼロ交差
ＯＲゲート３５６の第二の入力に供給される。

【００３０】第三のＤフリップフロップ３５９及び第四
のＤフリップフロップ３６３の処理は、第一のＤフリッ
プフロップ３５１及び第二のＤフリップフロップ３５３
の処理と同様である。すなわち、モアネガティブ信号２
３５がパルスを発している場合、負のピーク１４０が得
られ、それがネガティブピーク・レジスタ３２９へと格
納されるまで、第三のＤフリップフロップ３５９内に論
理１が繰り返しラッチされる。その後デジタルＦ２Ｆ信
号２１２は正の遷移１２５を行い、そしてデジタルＦ２
Ｆ信号２１２がゼロ値を越えると＞ゼロ信号３４６は論
理１に設定され、これにより第三のＤフリップフロップ
３５９の出力（Ｑ）が第四のＤフリップフロップ３６３
中にラッチされることになる。この論理１は第四のＤフ
リップフロップ３６３の出力（Ｑ）に表れ、そしてゼロ
交差ＯＲゲート３５６の第二の入力へと供給される。

【００３１】論理１が第二のＤフリップフロップ３５３
又は第四のＤフリップフロップ３６３によりゼロ交差Ｏ
Ｒゲート３５６のいずれかの入力に供給されると、ゼロ
交差ＯＲゲート３５６はゼロ交差信号２２９をその出力
に生成する。ゼロ交差信号２２９は遅延回路３６６に供
給され、その後ポジティブピーク・レジスタ３０９及び
ネガティブピーク・レジスタ３２９のクリア入力、そし
て第一のＤフリップフロップ３５１、第二のＤフリップ
フロップ３５３、第三のＤフリップフロップ３５９及び
第四のＤフリップフロップ３６３のクリア入力へと供給
される。

【００３２】留意すべきは、第二のＤフリップフロップ
３５３の出力（Ｑ）はピーク選択マルチプレクサ３７３
のＢ選択入力（ＳＢ）にも供給されるという点である。
更に、第四のＤフリップフロップ３６３の出力（Ｑ）も
ピーク選択マルチプレクサ３７３のＡ選択入力（ＳＡ）
に供給される。ピーク選択マルチプレクサ３７３のＢ入
力にポジティブピーク値３１３が供給され、そしてＡ入
力にはネガティブピーク値３３３が供給される。したが
って、第二のＤフリップフロップ３５３の出力（Ｑ）が
論理１に設定された場合、ピーク選択マルチプレクサ３
７３はポジティブピーク値３１３を有する信号を出力す
る。同様に、第四のＤフリップフロップ３６３の出力
（Ｑ）が論理１に設定された場合、ピーク選択マルチプ
レクサ３７３はネガティブピーク値３３３を有する信号
を出力する。

【００３３】その後、ピーク選択マルチプレクサ３７３
の出力信号はピークレジスタ３７６に送信され、ピーク
レジスタはゼロ交差信号２２９をピークレジスタ３７６
のラッチ入力（Ｌ）にて受信すると、選択されたポジテ
ィブピーク値３１３又はネガティブピーク値３３３を得
る。従ってピーク検出器２２３は、それぞれのポジティ
ブピーク値３１３又はネガティブピーク値３３３が識別
され、ポジティブピーク・レジスタ３０９又はネガティ
ブピーク・レジスタ３２９のいずれかに格納された後、
ゼロ交差が発生した時点で、ポジティブピーク値３１３
又はネガティブピーク値３３３を有する信号をピークレ
ジスタ３７６から出力する。その後ピーク検出器２２３
は次の正のピーク１３５又は負のピーク１４０を検出す
る為に、ゼロ交差信号２２９がポジティブピーク・レジ
スタ３０９及びネガティブピーク・レジスタ３２９のク
リア入力及び第一のＤフリップフロップ３５１、第二の
Ｄフリップフロップ３５３、第三のＤフリップフロップ
３５９及び第四のＤフリップフロップ３６３のクリア入
力へと入力されることでリセットされる。

【００３４】注目すべきは、ピーク検出器２２３がフッ
クアンドシェルフ波形１４５（図７参照）の発生に起因
するデータの変化の影響を受けにくいという明確な優位
性を提供するという点である。具体的には、後に続く遷
移が正の遷移１２５であっても負の遷移１３０であって
も、そのゼロ交差が生じるまではポジティブピーク値３
１３及びネガティブピーク値３３３を有する信号がピー
クレジスタ３７６に供給されないことである。

【００３５】次に図３は、本発明の一実施形態に基づ
く、図１の磁気式読取り溝に用いた遷移計算器２３６を
示すブロック図である。遷移計算器２３６は、ネガティ
ブ遷移レジスタ４０３を備えるネガティブ遷移カウンタ
４０１と、ポジティブ遷移レジスタ４０６を備えるポジ
ティブ遷移カウンタ４０９との両方を有している。ネガ
ティブ遷移カウンタ４０１及びポジティブ遷移カウンタ
４０９は、各々にリセット入力（ＲＳ）、クロック入力
（ＣＫ）及びパラレル出力（Ｏ）を有する。モアポジテ
ィブ信号２３３がネガティブ遷移カウンタ４０１のリセ
ット入力（ＲＳ）へと供給され、モアネガティブ信号２
３５がポジティブ遷移カウンタ４０９のリセット入力
（ＲＳ）へと供給される。高い周波数クロック４１３は
ネガティブ遷移カウンタ４０１及びポジティブ遷移カウ
ンタ４０９の両方のクロック入力（ＣＫ）へと供給され
る。

【００３６】ネガティブ遷移レジスタ４０３及びポジテ
ィブ遷移レジスタ４０６は、各々ラッチ入力（Ｌ）、パ
ラレル入力（Ｉ）及びパラレル出力（Ｏ）を有する。モ
アポジティブ信号２３３がポジティブ遷移レジスタ４０
６のラッチ入力（Ｌ）へと供給され、モアネガティブ信
号２３５がネガティブ遷移レジスタ４０３のラッチ入力
（Ｌ）へと供給される。ネガティブ遷移カウンタ４０１
のパラレル出力（Ｏ）はネガティブ遷移レジスタ４０３
のパラレル入力（Ｉ）へと供給され、ポジティブ遷移カ
ウンタ４０９のパラレル出力（Ｏ）はポジティブ遷移レ
ジスタ４０６のパラレル入力（Ｉ）へと供給される。

【００３７】遷移計算器２３６はまた、セット入力
（Ｓ）、リセット入力（Ｒ）及び出力（Ｑ）を有するセ
ット／リセットフリップフロップ（以下、ＳＲＦＦと称
す）４１６を有する。モアポジティブ信号２３３はＳＲ
ＦＦ４１６のセット入力（Ｓ）に供給され、モアネガテ
ィブ信号２３５はＳＲＦＦ４１６のリセット入力（Ｒ）
に供給される。

【００３８】最後に、遷移計算器２３６は第一のパラレ
ル入力（Ｉ０）、第二のパラレル入力（Ｉ１）、選択入
力（ＳＥ）、イネーブル入力（Ｅ）及びパラレル出力
（Ｏ）を有するマルチプレクサ４１９を有する。ネガテ
ィブ遷移レジスタ４０３及びポジティブ遷移レジスタ４
０６のパラレル出力（Ｏ）は第一のパラレル入力Ｉ０及
び第二のパラレル入力Ｉ１にそれぞれ供給される。ＳＲ
ＦＦ４１６の出力（Ｑ）はマルチプレクサ４１９の選択
入力（ＳＥ）に供給され、ゼロ交差信号２２９はイネー
ブル入力（Ｅ）に供給される。マルチプレクサ４１９の
パラレル出力（Ｏ）として遷移時間２３９を有する信号
が出力される。

【００３９】遷移計算器２３６の処理は以下の通りであ
る。ネガティブ遷移カウンタ４０１及びポジティブ遷移
カウンタ４０９はいずれも連続的に計数を実行するよう
に設定されている。デジタルＦ２Ｆ信号２２１（図１参
照）が正のピーク１３５（図７参照）に近づくにつれ
て、モアポジティブ信号２３３がパルスを発しており、
ネガティブ遷移カウンタ４０１が正のピーク１３５に達
したことを示す最後のモアポジティブ信号パルスが生じ
るまで、各モアポジティブパルスによってリセットされ
ている状態を想定する。この時点で負の遷移１３０が始
まると共に、ネガティブ遷移カウンタ４０１は中断する
こと無く計数を開始する。デジタルＦ２Ｆ信号がその後
負の遷移を進むにつれて、ネガティブ・ゼロしきい値１
１０に到達すると、モアネガティブ信号２３５がパルス
の発信を開始する。モアネガティブパルスはネガティブ
遷移レジスタ４０３のラッチ入力（Ｌ）へと供給され、
これによりネガティブ遷移カウンタ４０１の現在の値を
ネガティブ遷移レジスタ４０３中にラッチする。負のピ
ーク１４０に達したことが示す最後のモアネガティブパ
ルスが発生すると、ネガティブ遷移レジスタ４０３中に
現在格納されている値が負の遷移時間、即ち負の遷移１
３０の時間と等しいことになる。

【００４０】モアネガティブパルスがＳＲＦＦ４１６の
リセット入力（Ｒ）へと供給されると、出力（Ｑ）から
論理０が出力され、マルチプレクサ４１９の第一の入力
（Ｉ０）が選択される。次に続く正の遷移１２５の間、
Ｆ２Ｆ信号２２１がゼロを越えて正のピーク１３５に向
かって上昇するにつれて、ゼロ交差信号２２９のパルス
をマルチプレクサ４１９のイネーブル入力（Ｅ）へと供
給する。ゼロ交差パルスによって、ネガティブ遷移レジ
スタ４０３からの負遷移時間が、マルチプレクサ４１９
の出力へとラッチされ、これが負遷移時間を周波数ロッ
クループ２４３へと供給する。

【００４１】遷移計算器２３６は正遷移時間を同様の方
法で周波数ロックループ２４３へと供給する。モアネガ
ティブ信号２３５のパルスにより、ポジティブ遷移カウ
ンタ４０９は負のピーク１４０に達するまでリセットさ
れている。その後に続く正の遷移１２５の間、ポジティ
ブ遷移カウンタ４０９は計数を行う。その正の遷移１２
５が正のピーク１３５に達すると、モアポジティブ信号
２３３のパルスが生成され、これによりポジティブ遷移
カウンタ４０９内に格納され、これまで増加した計数値
がポジティブ遷移レジスタ４０６内にラッチされる。モ
アポジティブ信号２３３の最終パルスが発生すると、ポ
ジティブ遷移レジスタ４０６内に保持された時間は正遷
移時間に等しくなる。

【００４２】モアポジティブ信号２３３のパルスはま
た、出力（Ｑ）から論理１を出力するＳＲＦＦ４１６を
設定する。論理１はマルチプレクサ４１９の選択入力
（ＳＥ）に供給され、ゼロ交差信号２２９の次に続くパ
ルスをもって正遷移時間がポジティブ遷移レジスタ４０
６からマルチプレクサ出力（Ｏ）へとラッチされ、周波
数ロックループ２４３へと供給される。

【００４３】遷移計算器２３６は、Ａ／Ｄ変換器２１９
が非常に高いサンプリング速度で処理を行う場合に遷移
時間がより正確に計算される等の明確な優位性を提供す
るものである。加えて、ゼロ点周辺に存在するノイズが
遷移時間に影響を与えることも無い。

【００４４】図４は、本発明の一実施形態に基づく、図
１の磁気式読取り溝に用いた周波数ロックループ（ＦＬ
Ｌ）２４３を示すブロック図である。周波数ロックルー
プ２４３はＦＬＬ入力比較器５０１、ｘ２乗算器５０
３、マルチプレクサ５０５、加算器５０６、変倍乗算器
(scaling multiplier)５０９、ＦＬＬ累算器５１３及び
ＦＬＬ出力比較器５１６を有する。遷移時間２３９はＦ
ＬＬ入力比較器５０１及びＦＬＬ出力比較器５１６の両
方に供給される。ＦＬＬ入力比較器５０１はまた、平均
遷移時間５１９も受信する。遷移時間２３９が所定のし
きい値（好ましくは平均遷移時間５１９の７５％）より
も大きい場合、ＦＬＬ入力比較器５０１は論理０を出力
し、この論理０がマルチプレクサ５０５の選択入力へと
供給される。そして、遷移時間２３９が直接的に加算器
５０６へと送られる。一方、遷移時間２３９が所定のし
きい値以下であった場合、ＦＬＬ入力比較器は論理１を
マルチプレクサ５０５の選択入力へと供給する。この場
合、ｘ２乗算器５０３において遷移時間２３９を２で乗
算した値が加算器５０６へと送信される。

【００４５】その後乗算された遷移時間２３９は加算器
５０６の反転入力へと供給される。平均遷移時間５１９
もまた、加算器５０６へと供給される。その後に生じる
加算器５０６の処理により、Ｔ₁時間誤差５２３が生成
され、変倍乗算器５０９へと供給される。１よりも小さ
い値であるＦＬＬ変倍係数５２６もまた、変倍乗算器５
０９へと供給される。ゼロ交差信号２２９がＦＬＬ累算
器５１３のラッチ入力へと供給されると、結果として得
られた変倍Ｔ₁時間誤差５２９がＦＬＬ累算器５１３へ
とラッチされる。ＦＬＬ累算器５１３は変倍Ｔ₁時間誤
差５２９を平均遷移時間５１９に加え、これにより平均
遷移時間５１９が応分に調整される。初期変倍係数５２
６及び初期平均遷移時間５１９はスタートアップ時の自
動化されたリセット機能によって決定されることに留意
が必要である。これらの値は外部デジタル回路等から書
込むことも可能である。

【００４６】平均遷移時間５１９はまた、ＦＬＬ出力比
較器５１６にも供給され、ＦＬＬ出力比較器５１６は特
定の遷移タイプ２４９を出力する。遷移タイプ２４９は
特定の遷移が、論理０で示される第一の遷移タイプであ
るか、論理１で示される第二の遷移タイプであるかを示
すものである。正確な遷移タイプ２４９を決定する為
に、遷移時間２３９は平均遷移時間の所定の百分率と比
較される。遷移時間２３９が所定の百分率（好適には７
５％）よりも大きい場合、遷移タイプ２４９は論理０と
することが望ましい。遷移時間２３９が所定の百分率以
下であった場合、遷移タイプ２４９は論理１であること
が望ましい。

【００４７】ＦＬＬ変倍係数５２６として実際に選択す
る値は、以下の概念を念頭に置いて決定される。第一に
は、全ての変倍係数は２の因数(factor)であり、従って
乗算は二進値をけた移動することにより行われるという
回路の単純性である。第二には、当業者には周知のよう
に、フィードバックループの安定性及び帯域幅を考慮し
なければならないということである。

【００４８】図１を参照して、本発明の一実施例に基づ
くデータ分離器２４９の機能が簡単に説明する。データ
分離器２４９は、周波数ロックループ２４３により生成
された遷移タイプ２４６をデータ値へと変換する。実際
のデータ速度は時間周期（Ｔ ₁）の反転と等しい。デー
タ分離器２４９は周波数ロックループ２４３により生成
された論理０の各々について論理０を出力する。また、
データ分離器２４９は周波数ロックループ２４３により
生成された連続する２つの論理１毎に論理１を出力す
る。

【００４９】図５は、本発明の一実施形態に基づく、図
１の磁気式読取り溝に用いた自動利得制御部２５６を示
すブロック図である。自動利得制御部（以下、ＡＧＣと
称す）２５６はＡＧＣ加算器６０１、ＡＧＣ乗算器６０
３及びＡＧＣ累算器６０６を有する。ＡＧＣ加算器６０
１は反転ピーク値２５３と、そしてデジタルインタフェ
ース２７３から所定のピークターゲット６０９とを受信
する。ＡＧＣ加算器６０１の出力は、ピーク誤差６１３
であり、このピーク誤差６１３は、ＡＧＣ乗算器６０３
において所定のＡＧＣ変倍係数６１６（１よりも小さ
く、デジタルインタフェース２７３を介して供給され
る）で乗算される。ＡＧＣ乗算器６０３の出力は変倍ピ
ーク誤差６１９であり、この変倍ピーク誤差６１９はＡ
ＧＣ累算器６０６に供給される。ＡＧＣ累算器６０６は
変倍ピーク誤差６１９をその中の既存の値に加える。初
期ＡＧＣ値６２３はスタートアップ時にデジタルインタ
フェース２７３を介してＡＧＣ累算器６０６へと供給さ
れる。ＡＧＣ累算器６０６の出力は、Ｄ／Ａ変換器２６
３（図１参照）へと供給される。出力利得６２６はその
後可変利得増幅器２１６へと供給されて、連続時間フィ
ルタ２１３（図１参照）から受信するＦ２Ｆ信号の大き
さが制御される。具体的に説明すると、Ｆ２Ｆ信号２２
１の大きさは、所定の限界範囲内に維持される。

【００５０】ピークターゲット６０９は、Ａ／Ｄ変換器
２１９の受信する正のピーク１３５及び負のピーク１４
０の値がＡ／Ｄ変換器２１９の作動範囲の中間となるよ
うに決定する。初期ＡＧＣ値６２３は最小検出可能信号
がＡ／Ｄ変換器２１９によって受信されるように指定さ
れる。ＡＧＣ変倍係数６１６はループの安定性を保証
し、所望のループ帯域幅を達成できるように指定され
る。

【００５１】ＡＧＣ利得制御部２５６は連続する時間で
はなく、デジタルＦ２Ｆ信号２２１の入力されるデータ
ビットレートで作動するという利点がある。これにより
ＡＧＣ利得制御部２５６は、磁気ストリップが磁気読取
りヘッド２０９に沿って通過する速度で変化するデジタ
ルＦ２Ｆ信号２２１のデータ速度に適応することができ
る。

【００５２】図６は、本発明の一実施形態に基づく、図
１の磁気式読取り溝に用いたオフセットキャンセラ２２
６を示すブロック図である。オフセットキャンセラ２２
６はオフセット加算器７０１、オフセット乗算器７０３
及びオフセットキャンセラ累算器７０６を含んでいる。
オフセット加算器７０１は反転入力においてデジタルＦ
２Ｆ信号２２１と、そしてハードコードされた０(hard
coded zero)を受信する。その結果、オフセット誤差７
０９を出力し、オフセット乗算器７０３に供給されたオ
フセット誤差７０９は、所定のキャンセラ変倍係数７１
３で乗算される。オフセット乗算器７０３の出力は変倍
オフセット誤差７１６であり、オフセットキャンセラ累
算器７０６へと供給される。オフセットキャンセラ累算
器７０６は変倍オフセット誤差７１６を、オフセットキ
ャンセラ累算器７０６内に記憶している累積値に加え
る。スタートアップ時に、オフセットキャンセラ累算器
７０６の保持する初期値は０にセットされる。キャンセ
ラ変倍係数７１３は、例えはデジタルインタフェース２
７３から受信しても良いが、ハードコードされていても
良い。オフセットキャンセラ累算器７０６内の累積値は
オフセット７２６であり、これはＤ／Ａ変換器２６９
（図１参照）に供給され、その後、連続時間フィルタ２
１３へと供給される。オフセット７２６は、磁気式読取
り溝２００の適正な作動を保証する為に、磁気式読取り
ヘッド２０９（図１参照）に対して通過する磁気ストリ
ップから受信するＦ２Ｆ信号２２１の中心が正しく確実
に０ボルトとなるように働く。

【００５３】オフセットキャンセラ累算器７０６はま
た、Ｆ２Ｆ信号２２１が磁気式読取り溝２００により検
出された場合、ディスエーブル信号７２９をデジタルイ
ンタフェース７２３を介して受信する。これによりオフ
セットキャンセラ２２６が実際のＦ２Ｆ信号２２１から
ずれた(offset)信号を生成しないように妨げる。特に、
入力信号がポジティブ・ゼロしきい値１０５を越えて上
昇(rise)した場合又はネガティブ・ゼロしきい値１１０
の下に降下(fall)した場合には所定の時間の間、ディス
エーブル信号７２９が生成される。所定の時間の間にデ
ータ分離器２４９（図１参照）がデータビットを生成し
なかった場合、入力信号の上昇や降下はノイズによるも
のであり、実際のＦ２Ｆ信号から受信されたものではな
いと推定できる為、ディスエーブル信号７２９はオフさ
れる。しかしながら、データビットが生成される限りは
ディスエーブル信号７２９はオンの状態に維持される。

【００５４】本発明の精神及び原理から実質的に離れる
ことなく、本発明の上記実施例に対して多くの改変及び
変更を加えることが可能である。本発明の範囲はそのよ
うな変更や改変全てを含むことを意図したものである。

【００５５】以下に、本発明の実施の形態を要約する。 １． デジタル二周波コヒーレント位相（Ｆ２Ｆ）信号
（２２１）において遷移タイプ（２４６）を判定するシ
ステムであって、デジタルＦ２Ｆ信号（２２１）中の複
数の交互の正のピーク（１３５）及び負のピーク（１４
０）を識別するように構成されたピーク検出器（２２
３）と、各々が１つの正のピーク（１３５）と１つの負
のピーク（１４０）との間の時間である遷移時間（２３
９）であって、複数の前記遷移時間（２３９）を判定す
るように構成された遷移計算器（２３６）と、前記遷移
時間（２３９）の各々について、遷移タイプ（２４６）
を判定するように構成された周波数ロックループ（２４
３）と、を有する遷移タイプ判定システム。

【００５６】２． 前記ピーク検出器（２２３）が更
に、前記正のピーク（１３５）及び前記負のピーク（１
４０）を識別する為の少なくとも１つの比較器（３０
１，３２１）を有し、前記比較器（３０１，３２１）
が、現在のＦ２Ｆ信号サンプルを前のＦ２Ｆ信号サンプ
ルと比較することにより遷移の逆転を検出する上記１に
記載の遷移タイプ判定システム。

【００５７】３． 前記遷移計算器（２３６）が更に、
負のピーク（１４０）を検出すると計数を開始するポジ
ティブ遷移カウンタ（４０９）と、正のピーク（１３
５）を検出すると計数を開始するネガティブ遷移カウン
タ（４０１）とを有する上記１に記載の遷移タイプ判定
システム。

【００５８】４． 前記周波数ロックループ（２４３）
が更に、各正の遷移（１２５）及び負の遷移（１３０）
について判定した遷移時間と、所定のゼロ遷移時間（２
３９）とを比較することにより、前記各正の遷移（１２
５）及び負の遷移（１３０）について遷移タイプ（２４
６）を判定するように構成された出力比較器（５１６）
を有する上記１に記載の遷移タイプ判定システム。

【００５９】５． 単一の第一の遷移タイプ（２４６）
の発生で論理０を生成し、２つの連続する第二の遷移タ
イプ（２４６）の発生で論理１を生成するように構成さ
れたデータ分離器（２４９）を更に有する上記１に記載
の遷移タイプ判定システム。

【００６０】６． デジタル二周波コヒーレント位相
（Ｆ２Ｆ）信号に符号化された所定のデータシーケンス
を判定する方法であって、前記デジタルＦ２Ｆ信号（２
２１）中の複数の交互の正のピーク（１３５）及び負の
ピーク（１４０）を識別するステップと、前記交互の正
のピーク（１３５）及び負のピーク（１４０）の間の遷
移時間（２３９）を判定するステップと、各々の遷移タ
イプ（２４６）が前記遷移時間（２３９）の１つに対応
する複数の遷移タイプを判定するステップと、所定のデ
ータシーケンスを作る複数のデータ値を前記遷移タイプ
（２４６）から判定するステップとを有するデータシー
ケンス判定方法。

【００６１】７． 複数の交互の正のピーク（１３５）
及び負のピーク（１４０）を識別するステップが更に、
現在のＦ２Ｆ信号サンプルを前のＦ２Ｆ信号サンプルと
比較することにより、遷移の逆転を検出するステップを
有する上記６に記載のデータシーケンス判定方法。

【００６２】８． 前記交互の正のピーク（１３５）及
び負のピーク（１４０）の間の遷移時間（２３９）を判
定するステップが更に、負のピーク（１４０）が検出さ
れるとポジティブ遷移カウンタ（４０９）で計数を行う
ステップと、正のピーク（１３５）が検出されるとネガ
ティブ遷移カウンタ（４０１）で計数を行うステップ
と、を有する上記６に記載のデータシーケンス判定方
法。

【００６３】９． 前記各遷移時間（２３９）について
遷移タイプ（２４６）を判定するステップが更に、前記
各正の遷移（１２５）及び負の遷移（１３０）について
判定した遷移時間（２３９）を所定のゼロ遷移時間（２
３９）と比較することにより前記各正の遷移（１２５）
及び負の遷移（１３０）の遷移タイプ（２４６）を判定
するステップを有する上記６に記載のデータシーケンス
判定方法。

【００６４】１０． 前記遷移タイプ（２４６）からデ
ータ値を判定するステップが更に、単一の第一の遷移タ
イプ（２４６）が生じると論理０を生成し、そして２つ
の連続した第二の遷移タイプ（２４６）が生じると論理
１を生成するステップを有する上記６に記載のデータシ
ーケンス判定方法。

【００６５】

【発明の効果】本発明によると、二周波コヒーレント位
相信号の特性が変化する程の強い外部磁場の影響、磁気
ストリップの磨耗及び破損による負及び正のピーク値の
大きさの低減、フックアンドシェルフ波形による誤識別
によるエラーが生じず、また、磁気ストリップの磁気材
料及びカードを磁気式読み取り装置に通す速度で変化す
るデジタルＦ２Ｆ信号２２１のデータ速度に適応するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態に係る磁気式読取り溝２０
０の機能を示すブロック図である。

【図２】本発明の一実施形態に基づく、図１の磁気式読
取り溝に用いたピーク検出器２２３を示すブロック図で
ある。

【図３】本発明の一実施形態に基づく、図１の磁気式読
取り溝に用いた遷移計算器２３６を示すブロック図であ
る。

【図４】本発明の一実施形態に基づく、図１の磁気式読
取り溝に用いた周波数ロックループ２４３を示すブロッ
ク図である。

【図５】本発明の一実施形態に基づく、図１の磁気式読
取り溝に用いた自動利得制御部２５６を示すブロック図
である。

【図６】本発明の一実施形態に基づく、図１の磁気式読
取り溝に用いたオフセットキャンセラ２２６を示すブロ
ック図である。

【図７】従来技術に基づく時間に対する二周波コヒーレ
ント位相信号の大きさを表わすグラフである。

【符号の説明】

１２５ 正の遷移 １３０ 負の遷移 １３５ 正のピーク １４０ 負のピーク ２２１ デジタル二周波コヒーレント位相信号 ２２３ ピーク検出器 ２２６ オフセットキャンセラ ２３６ 遷移計算器 ２３９ 遷移時間 ２４３ 周波数ロックループ ２４６ 遷移タイプ ２５６ 自動利得制御部 ２４９ データ分離器 ３０１ ポジティブピーク比較器 ３２１ ネガティブピーク比較器 ４０１ ネガティブ遷移カウンタ ４０９ ポジティブ遷移カウンタ ５１６ 出力比較器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 399117121 395 Ｐａｇｅ Ｍｉｌｌ Ｒｏａｄ Ｐ ａｌｏ Ａｌｔｏ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 ジェイコブ・エル・ベル アメリカ合衆国 コロラド州，フォート・ コリンズ，ウェスト・マーベリー・ストリ ート 910 (72)発明者 ウィリアム・エル・フェリゴ・ジュニア アメリカ合衆国 コロラド州，フォート・ コリンズ，ウェストリッジ・ドライブ 5005

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】デジタル二周波コヒーレント位相（Ｆ２
   Ｆ）信号（２２１）において遷移タイプ（２４６）を判
   定するシステムであって、 デジタルＦ２Ｆ信号（２２１）中の複数の交互の正のピ
   ーク（１３５）及び負のピーク（１４０）を識別するよ
   うに構成されたピーク検出器（２２３）と、 各々が１つの正のピーク（１３５）と１つの負のピーク
   （１４０）との間の時間である遷移時間（２３９）であ
   って、複数の前記遷移時間（２３９）を判定するように
   構成された遷移計算器（２３６）と、 前記遷移時間（２３９）の各々について、遷移タイプ
   （２４６）を判定するように構成された周波数ロックル
   ープ（２４３）と、を有することを特徴とする遷移タイ
   プ判定システム。