JP2000269752A - 電圧電流変換回路及びこれを用いたフィルタ回路 - Google Patents
電圧電流変換回路及びこれを用いたフィルタ回路Info
- Publication number
- JP2000269752A JP2000269752A JP11071605A JP7160599A JP2000269752A JP 2000269752 A JP2000269752 A JP 2000269752A JP 11071605 A JP11071605 A JP 11071605A JP 7160599 A JP7160599 A JP 7160599A JP 2000269752 A JP2000269752 A JP 2000269752A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- differential amplifier
- differential
- transistor
- transistors
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】低電圧で動作しかつ従来よりＳ／Ｎの優れたア
クティブフィルタを構成できる電圧電流変換回路を提供
する。 【解決手段】差動入力用のトランジスタQ14,Q16,定電流
源I11,I12,抵抗R6を含む第１の差動アンプ、その負荷ト
ランジスタQ13,Q15,第１の差動アンプと共通の差動入力
を受けるトランジスタQ17,Q18,定電流源I13,I14,抵抗R7
を有した第２の差動アンプ、第１の差動アンプの各コレ
クタ出力を各ベースに入力するトランジスタQ19,Q20(エ
ミッタどうしは短絡),定電流源I15,I16,I17 を有して、
トランジスタQ19 のコレクタ電流を第１、第２の差動ア
ンプそれぞれの差動入力のうちの被制御側入力(Q16,Q18
のベース) に反映させると共に第２の差動アンプのトラ
ンジスタQ18 のコレクタ出力電流と加算することによっ
て、電流変換信号として導出する構成である。
クティブフィルタを構成できる電圧電流変換回路を提供
する。 【解決手段】差動入力用のトランジスタQ14,Q16,定電流
源I11,I12,抵抗R6を含む第１の差動アンプ、その負荷ト
ランジスタQ13,Q15,第１の差動アンプと共通の差動入力
を受けるトランジスタQ17,Q18,定電流源I13,I14,抵抗R7
を有した第２の差動アンプ、第１の差動アンプの各コレ
クタ出力を各ベースに入力するトランジスタQ19,Q20(エ
ミッタどうしは短絡),定電流源I15,I16,I17 を有して、
トランジスタQ19 のコレクタ電流を第１、第２の差動ア
ンプそれぞれの差動入力のうちの被制御側入力(Q16,Q18
のベース) に反映させると共に第２の差動アンプのトラ
ンジスタQ18 のコレクタ出力電流と加算することによっ
て、電流変換信号として導出する構成である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体集積回路に
組み込まれ、特にアクティブフィルタの一要素を構成す
る電圧電流変換回路（ｇｍアンプ）と、これを用いたフ
ィルタ回路に関する。
組み込まれ、特にアクティブフィルタの一要素を構成す
る電圧電流変換回路（ｇｍアンプ）と、これを用いたフ
ィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、所望の周波数特性を得るアク
ティブフィルタを構成するため、電圧電流変換回路を用
いることが一般的である。この電圧電流変換回路はコン
ダクタンスアンプ、いわゆるｇｍアンプと呼ばれる。
ティブフィルタを構成するため、電圧電流変換回路を用
いることが一般的である。この電圧電流変換回路はコン
ダクタンスアンプ、いわゆるｇｍアンプと呼ばれる。
【０００３】図３は、従来の電圧電流変換回路（ｇｍア
ンプ）の構成を適用したアクティブフィルタ（ローパス
フィルタ）を示す第１の回路図である。各トランジスタ
Ｑｎ（ｎは添え字）はそれぞれＮＰＮトランジスタであ
り、以下、単にトランジスタと略称する。
ンプ）の構成を適用したアクティブフィルタ（ローパス
フィルタ）を示す第１の回路図である。各トランジスタ
Ｑｎ（ｎは添え字）はそれぞれＮＰＮトランジスタであ
り、以下、単にトランジスタと略称する。
【０００４】入力端子ＩＮ１は、トランジスタＱ１のベ
ースに接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは
電源電圧Ｖ１を供給する電源ラインＶ１に接続されてい
る。トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１を介して、
トランジスタＱ３のベースに接続されると共にダイオー
ド接続のトランジスタＱ２のコレクタ及びベースに接続
されている。
ースに接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは
電源電圧Ｖ１を供給する電源ラインＶ１に接続されてい
る。トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１を介して、
トランジスタＱ３のベースに接続されると共にダイオー
ド接続のトランジスタＱ２のコレクタ及びベースに接続
されている。
【０００５】また、トランジスタＱ５のコレクタは電源
ラインＶ１に接続されている。トランジスタＱ５のエミ
ッタは抵抗Ｒ２を介して、トランジスタＱ４のベースに
接続されると共にダイオード接続のトランジスタＱ６の
コレクタ及びベースに接続されている。トランジスタＱ
２とＱ６のエミッタは共通に定電流源Ｉ１（電流値：Ｉ
0 ・２）を介して接地されている。
ラインＶ１に接続されている。トランジスタＱ５のエミ
ッタは抵抗Ｒ２を介して、トランジスタＱ４のベースに
接続されると共にダイオード接続のトランジスタＱ６の
コレクタ及びベースに接続されている。トランジスタＱ
２とＱ６のエミッタは共通に定電流源Ｉ１（電流値：Ｉ
0 ・２）を介して接地されている。
【０００６】上記トランジスタＱ３はコレクタが電源ラ
インＶ１に接続されている。上記トランジスタＱ４はコ
レクタが上記トランジスタＱ５のベース及び出力端子Ｏ
ＵＴ１に接続されると共に定電流源Ｉ３（電流値：Ｉ
Ｘ）を介して電源ラインＶ１に接続されている。トラン
ジスタＱ３とＱ４のエミッタは共通に定電流源Ｉ２（電
流値：ＩＸ・２）を介して接地されている。
インＶ１に接続されている。上記トランジスタＱ４はコ
レクタが上記トランジスタＱ５のベース及び出力端子Ｏ
ＵＴ１に接続されると共に定電流源Ｉ３（電流値：Ｉ
Ｘ）を介して電源ラインＶ１に接続されている。トラン
ジスタＱ３とＱ４のエミッタは共通に定電流源Ｉ２（電
流値：ＩＸ・２）を介して接地されている。
【０００７】電源ラインＶ１と出力端子ＯＵＴ１の間に
はコンデンサＣ１が接続され、これがアクティブフィル
タにおけるＲＣフィルタ回路構成のＣの部分を構成す
る。ｇｍアンプは、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ
６の動作に関係する経路が電圧電流変換部として、トラ
ンジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ６の動作に関係する経路
が差動電流変換（増幅）部として機能する。入力端子Ｉ
Ｎ１からの電圧信号は、出力端子ＯＵＴ１より差動増幅
電流として得られ、その出力電流に伴う抵抗成分がＲＣ
フィルタ回路構成のＲの部分を構成する。
はコンデンサＣ１が接続され、これがアクティブフィル
タにおけるＲＣフィルタ回路構成のＣの部分を構成す
る。ｇｍアンプは、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ
６の動作に関係する経路が電圧電流変換部として、トラ
ンジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ６の動作に関係する経路
が差動電流変換（増幅）部として機能する。入力端子Ｉ
Ｎ１からの電圧信号は、出力端子ＯＵＴ１より差動増幅
電流として得られ、その出力電流に伴う抵抗成分がＲＣ
フィルタ回路構成のＲの部分を構成する。
【０００８】上記構成の回路は、次の（１）、（２）の
問題点があり、実用的に好ましくない。 （１）トランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ６の各内部ベ
ース抵抗Ｒｂによる熱雑音をゲインＧ１（定電流源Ｉ
２，Ｉ３それぞれの電流値（ＩＸ・２，ＩＸ）に比例す
る）で増幅するために、Ｓ／Ｎが悪化する。
問題点があり、実用的に好ましくない。 （１）トランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ６の各内部ベ
ース抵抗Ｒｂによる熱雑音をゲインＧ１（定電流源Ｉ
２，Ｉ３それぞれの電流値（ＩＸ・２，ＩＸ）に比例す
る）で増幅するために、Ｓ／Ｎが悪化する。
【０００９】（２）低電圧、例えば４Ｖ以下で動作しな
い。すなわち、低位電源側の定電流源Ｉ１（Ｉ２も同
様）と高位電源側の定電流源Ｉ３における安定動作のた
めには、それぞれ１Ｖ程度ずつ必要である。また、直列
に挿入されているトランジスタＱ１，抵抗Ｒ１、トラン
ジスタＱ２の動作のため、トランジスタＱ１，Ｑ２それ
ぞれのベース・エミッタ間電圧を合わせて１．５Ｖ程
度、抵抗Ｒ１に信号を通すためのダイナミックレンジ
０．５Ｖ程度の電圧降下が必要である（合計４Ｖ）。
い。すなわち、低位電源側の定電流源Ｉ１（Ｉ２も同
様）と高位電源側の定電流源Ｉ３における安定動作のた
めには、それぞれ１Ｖ程度ずつ必要である。また、直列
に挿入されているトランジスタＱ１，抵抗Ｒ１、トラン
ジスタＱ２の動作のため、トランジスタＱ１，Ｑ２それ
ぞれのベース・エミッタ間電圧を合わせて１．５Ｖ程
度、抵抗Ｒ１に信号を通すためのダイナミックレンジ
０．５Ｖ程度の電圧降下が必要である（合計４Ｖ）。
【００１０】図４は、従来の電圧電流変換回路（ｇｍア
ンプ）の構成を適用したアクティブフィルタを示す第２
の回路図である。各トランジスタＱｎ（ｎは添え字）は
それぞれＮＰＮトランジスタであり、以下、単にトラン
ジスタと略称する。
ンプ）の構成を適用したアクティブフィルタを示す第２
の回路図である。各トランジスタＱｎ（ｎは添え字）は
それぞれＮＰＮトランジスタであり、以下、単にトラン
ジスタと略称する。
【００１１】電源電圧Ｖ２が供給される電源ラインＶ２
からトランジスタＱ７，Ｑ８の電流路が直列に接続さ
れ、定電流源Ｉ４を介して接地されている。また、上記
電源ラインＶ２からトランジスタＱ９，Ｑ１０の電流路
が直列に接続され、定電流源Ｉ５を介して接地されてい
る。トランジスタＱ７，Ｑ９の各ベースは、電源電圧Ｖ
３が一端に与えられるバイアス抵抗Ｒ３の他端に共通に
接続されている。トランジスタＱ８のベースは入力端子
ＩＮ２に接続されている。トランジスタＱ８，Ｑ１０の
各エミッタは抵抗Ｒ４を介して接続されている。
からトランジスタＱ７，Ｑ８の電流路が直列に接続さ
れ、定電流源Ｉ４を介して接地されている。また、上記
電源ラインＶ２からトランジスタＱ９，Ｑ１０の電流路
が直列に接続され、定電流源Ｉ５を介して接地されてい
る。トランジスタＱ７，Ｑ９の各ベースは、電源電圧Ｖ
３が一端に与えられるバイアス抵抗Ｒ３の他端に共通に
接続されている。トランジスタＱ８のベースは入力端子
ＩＮ２に接続されている。トランジスタＱ８，Ｑ１０の
各エミッタは抵抗Ｒ４を介して接続されている。
【００１２】トランジスタＱ８のコレクタはトランジス
タＱ１１のベースに接続されている。トランジスタＱ１
０のコレクタはトランジスタＱ１２のベースに接続され
ている。トランジスタＱ１１のエミッタとトランジスタ
Ｑ１２のエミッタは短絡され、定電流源Ｉ６（電流値：
ＩＸ・２）を介して接地されている。トランジスタＱ１
１のコレクタは電源ラインＶ２から定電流源Ｉ７を介す
る出力端子ＯＵＴ２に接続されると共にトランジスタＱ
１０のベースに接続されている。
タＱ１１のベースに接続されている。トランジスタＱ１
０のコレクタはトランジスタＱ１２のベースに接続され
ている。トランジスタＱ１１のエミッタとトランジスタ
Ｑ１２のエミッタは短絡され、定電流源Ｉ６（電流値：
ＩＸ・２）を介して接地されている。トランジスタＱ１
１のコレクタは電源ラインＶ２から定電流源Ｉ７を介す
る出力端子ＯＵＴ２に接続されると共にトランジスタＱ
１０のベースに接続されている。
【００１３】電源ラインＶ２と出力端子ＯＵＴ２の間に
はコンデンサＣ２が接続され、これがアクティブフィル
タにおけるＲＣフィルタ回路構成のＣの部分を構成す
る。ｇｍアンプは、トランジスタＱ７，Ｑ９の動作に関
係する経路が電流制御部として、トランジスタＱ８，Ｑ
１０，Ｑ１１，Ｑ１２の動作に関係する経路が差動電流
変換（増幅）部として機能する。
はコンデンサＣ２が接続され、これがアクティブフィル
タにおけるＲＣフィルタ回路構成のＣの部分を構成す
る。ｇｍアンプは、トランジスタＱ７，Ｑ９の動作に関
係する経路が電流制御部として、トランジスタＱ８，Ｑ
１０，Ｑ１１，Ｑ１２の動作に関係する経路が差動電流
変換（増幅）部として機能する。
【００１４】入力端子ＩＮ２からの電圧信号は、電流制
御部のトランジスタＱ７，Ｑ９の電流を、抵抗Ｒ４によ
る電流変換係数に従って、差動電流変換（増幅）部のト
ランジスタＱ８，Ｑ１０の電流比に反映させ、これが差
動電流変換（増幅）部のトランジスタＱ１１，Ｑ１２そ
れぞれの動作電流を制御する。出力端子ＯＵＴ２より得
られる出力電流に伴う抵抗成分がＲＣフィルタ回路構成
のＲの部分を構成する。
御部のトランジスタＱ７，Ｑ９の電流を、抵抗Ｒ４によ
る電流変換係数に従って、差動電流変換（増幅）部のト
ランジスタＱ８，Ｑ１０の電流比に反映させ、これが差
動電流変換（増幅）部のトランジスタＱ１１，Ｑ１２そ
れぞれの動作電流を制御する。出力端子ＯＵＴ２より得
られる出力電流に伴う抵抗成分がＲＣフィルタ回路構成
のＲの部分を構成する。
【００１５】上記構成によれば、前記図３に対して、低
電圧動作を改善している。すなわち、定電流源Ｉ７やＩ
４（Ｉ５，Ｉ６も同様）の安定動作のためにそれぞれ１
Ｖ程度ずつ必要であることは変わりないが、抵抗Ｒ４の
電圧降下は影響しない。また、負荷になるトランジスタ
Ｑ７（Ｑ９）はベースが電源電圧Ｖ３を介してバイアス
されレベルシフト回路のような働きをし、入力（ＩＮ
２）から見れば例えばトランジスタＱ８と定電流源Ｉ４
しか電圧降下を発生させるものはない。これにより、電
源電圧（Ｖ２）が３Ｖ弱まで動作可能である。
電圧動作を改善している。すなわち、定電流源Ｉ７やＩ
４（Ｉ５，Ｉ６も同様）の安定動作のためにそれぞれ１
Ｖ程度ずつ必要であることは変わりないが、抵抗Ｒ４の
電圧降下は影響しない。また、負荷になるトランジスタ
Ｑ７（Ｑ９）はベースが電源電圧Ｖ３を介してバイアス
されレベルシフト回路のような働きをし、入力（ＩＮ
２）から見れば例えばトランジスタＱ８と定電流源Ｉ４
しか電圧降下を発生させるものはない。これにより、電
源電圧（Ｖ２）が３Ｖ弱まで動作可能である。
【００１６】しかし、Ｓ／Ｎは基本的に前記図３のもの
と同等である。すなわち、トランジスタＱ７，Ｑ９，Ｑ
１１，Ｑ１２の各内部ベース抵抗Ｒｂによる熱雑音を増
幅するためＳ／Ｎが悪化する。
と同等である。すなわち、トランジスタＱ７，Ｑ９，Ｑ
１１，Ｑ１２の各内部ベース抵抗Ｒｂによる熱雑音を増
幅するためＳ／Ｎが悪化する。
【００１７】トランジスタＱ１０の前にエミッタフォロ
ワ接続するトランジスタを設けるのが一般的だが、その
場合はその設けるトランジスタのベース・エミッタ間電
圧分、減電圧特性となり、デメリットとなる。
ワ接続するトランジスタを設けるのが一般的だが、その
場合はその設けるトランジスタのベース・エミッタ間電
圧分、減電圧特性となり、デメリットとなる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の電
圧電流変換回路（ｇｍアンプ）は、低電圧で動作する構
成を実現してもＳ／Ｎのよい回路構成とはならず、低電
圧動作で高性能のアクティブフィルタを構成するには問
題であった。
圧電流変換回路（ｇｍアンプ）は、低電圧で動作する構
成を実現してもＳ／Ｎのよい回路構成とはならず、低電
圧動作で高性能のアクティブフィルタを構成するには問
題であった。
【００１９】本発明は、上記事情を考慮してなされたも
のであり、その課題は、低電圧で動作しかつ従来よりＳ
／Ｎの優れたアクティブフィルタを構成できる電圧電流
変換回路及びこれを用いたフィルタ回路を提供すること
である。
のであり、その課題は、低電圧で動作しかつ従来よりＳ
／Ｎの優れたアクティブフィルタを構成できる電圧電流
変換回路及びこれを用いたフィルタ回路を提供すること
である。
【００２０】
【課題を解決するための手段】この発明の電圧電流変換
回路は、電流制御部と、入力信号に対し電流変換の割合
を決める第１の抵抗を差動電流路接続間に設けた入力用
の第１の差動アンプと、前記第１の差動アンプと共通の
入力を受け電流変換の割合を決める第２の抵抗を差動電
流路接続間に設けた電流変換ゲイン制御用の第２の差動
アンプとを具備し、前記第１の差動アンプの出力を前記
電流制御部により制御した電流出力ラインの電流と前記
第２の差動アンプの出力電流とを加算することにより電
流変換信号を導出することを特徴とする。
回路は、電流制御部と、入力信号に対し電流変換の割合
を決める第１の抵抗を差動電流路接続間に設けた入力用
の第１の差動アンプと、前記第１の差動アンプと共通の
入力を受け電流変換の割合を決める第２の抵抗を差動電
流路接続間に設けた電流変換ゲイン制御用の第２の差動
アンプとを具備し、前記第１の差動アンプの出力を前記
電流制御部により制御した電流出力ラインの電流と前記
第２の差動アンプの出力電流とを加算することにより電
流変換信号を導出することを特徴とする。
【００２１】また、本発明は、前記電圧電流変換回路を
備え、その出力端子に接続された容量と、前記電圧電流
変換回路の入出力端子間に接続された帰還回路とにより
フィルタ回路を構成する。
備え、その出力端子に接続された容量と、前記電圧電流
変換回路の入出力端子間に接続された帰還回路とにより
フィルタ回路を構成する。
【００２２】本発明によれば、第１、第２の差動アンプ
の出力分を足し合わせることで出力部のバイアスを合わ
せるようにしており、第１の差動アンプでのノイズに対
するゲイン分は第２の差動アンプの電流路が設けられる
ため低くできる。第２の差動アンプではノイズ成分は主
に電流変換の割合を決める抵抗によるものであり、第１
の差動アンプでのノイズに比べて非常に低いので全体的
にノイズは低減される。
の出力分を足し合わせることで出力部のバイアスを合わ
せるようにしており、第１の差動アンプでのノイズに対
するゲイン分は第２の差動アンプの電流路が設けられる
ため低くできる。第２の差動アンプではノイズ成分は主
に電流変換の割合を決める抵抗によるものであり、第１
の差動アンプでのノイズに比べて非常に低いので全体的
にノイズは低減される。
【００２３】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態に係る
電圧電流変換回路（ｇｍアンプ）の構成を適用したアク
ティブフィルタ（ローパスフィルタ）を示す回路図であ
る。各トランジスタＱｎ（ｎは添え字）はそれぞれＮＰ
Ｎトランジスタであり、以下、単にトランジスタと略称
する。
電圧電流変換回路（ｇｍアンプ）の構成を適用したアク
ティブフィルタ（ローパスフィルタ）を示す回路図であ
る。各トランジスタＱｎ（ｎは添え字）はそれぞれＮＰ
Ｎトランジスタであり、以下、単にトランジスタと略称
する。
【００２４】電源電圧Ｖ４が供給される電源ラインＶ４
からトランジスタＱ１３，Ｑ１４の電流路が直列に接続
され、定電流源Ｉ１１（電流値：Ｉ0 ）を介して接地さ
れている。また、上記電源ラインＶ４からトランジスタ
Ｑ１５，Ｑ１６の電流路が直列に接続され、定電流源Ｉ
１２を介して接地されている。トランジスタＱ１３，Ｑ
１５の各ベースは、電源電圧Ｖ５が一端に与えられるバ
イアス抵抗Ｒ５の他端に共通に接続されている。トラン
ジスタＱ１４のベースは入力端子ＩＮ３に接続されてい
る。トランジスタＱ１４，Ｑ１６の各エミッタは抵抗Ｒ
６を介して接続されている。
からトランジスタＱ１３，Ｑ１４の電流路が直列に接続
され、定電流源Ｉ１１（電流値：Ｉ0 ）を介して接地さ
れている。また、上記電源ラインＶ４からトランジスタ
Ｑ１５，Ｑ１６の電流路が直列に接続され、定電流源Ｉ
１２を介して接地されている。トランジスタＱ１３，Ｑ
１５の各ベースは、電源電圧Ｖ５が一端に与えられるバ
イアス抵抗Ｒ５の他端に共通に接続されている。トラン
ジスタＱ１４のベースは入力端子ＩＮ３に接続されてい
る。トランジスタＱ１４，Ｑ１６の各エミッタは抵抗Ｒ
６を介して接続されている。
【００２５】また、ベースが上記トランジスタＱ１６の
ベースと同様に入力端子ＩＮ３に接続され、コレクタは
電源ラインＶ４に接続されエミッタが定電流源Ｉ１３を
介して接地されるトランジスタＱ１７、及び、ベースが
上記トランジスタＱ１６のベースと接続され、エミッタ
が定電流源Ｉ１４を介して接地されるトランジスタＱ１
８が設けられている。トランジスタＱ１７とＱ１８のエ
ミッタは抵抗Ｒ７を介して接続されている。
ベースと同様に入力端子ＩＮ３に接続され、コレクタは
電源ラインＶ４に接続されエミッタが定電流源Ｉ１３を
介して接地されるトランジスタＱ１７、及び、ベースが
上記トランジスタＱ１６のベースと接続され、エミッタ
が定電流源Ｉ１４を介して接地されるトランジスタＱ１
８が設けられている。トランジスタＱ１７とＱ１８のエ
ミッタは抵抗Ｒ７を介して接続されている。
【００２６】トランジスタＱ１４のコレクタはトランジ
スタＱ１９のベースに接続されている。トランジスタＱ
１６のコレクタはトランジスタＱ２０のベースに接続さ
れている。トランジスタＱ１９のエミッタとトランジス
タＱ２０のエミッタは短絡され、定電流源Ｉ１５（電流
値：ＩＸ・２）を介して接地されている。トランジスタ
Ｑ１９のコレクタは電源ラインＶ４から定電流源Ｉ１６
（電流値：ＩＸ），Ｉ１７（電流値：Ｉ0 ）を並列に介
する出力端子ＯＵＴ３に接続されると共にトランジスタ
Ｑ１８のコレクタ及びベース（Ｑ１６のベースと共通）
に接続されている。
スタＱ１９のベースに接続されている。トランジスタＱ
１６のコレクタはトランジスタＱ２０のベースに接続さ
れている。トランジスタＱ１９のエミッタとトランジス
タＱ２０のエミッタは短絡され、定電流源Ｉ１５（電流
値：ＩＸ・２）を介して接地されている。トランジスタ
Ｑ１９のコレクタは電源ラインＶ４から定電流源Ｉ１６
（電流値：ＩＸ），Ｉ１７（電流値：Ｉ0 ）を並列に介
する出力端子ＯＵＴ３に接続されると共にトランジスタ
Ｑ１８のコレクタ及びベース（Ｑ１６のベースと共通）
に接続されている。
【００２７】電源ラインＶ４と出力端子ＯＵＴ３の間に
はコンデンサＣ３が接続され、これがアクティブフィル
タにおけるＲＣフィルタ回路構成のＣの部分を構成す
る。ｇｍアンプは、トランジスタＱ１３，Ｑ１５，Ｑ１
９，Ｑ２０の動作に関係する経路が電流制御部として、
トランジスタＱ１４，Ｑ１６，Ｑ１７，Ｑ１８の動作に
関係する経路が差動電流変換（増幅）部として機能す
る。
はコンデンサＣ３が接続され、これがアクティブフィル
タにおけるＲＣフィルタ回路構成のＣの部分を構成す
る。ｇｍアンプは、トランジスタＱ１３，Ｑ１５，Ｑ１
９，Ｑ２０の動作に関係する経路が電流制御部として、
トランジスタＱ１４，Ｑ１６，Ｑ１７，Ｑ１８の動作に
関係する経路が差動電流変換（増幅）部として機能す
る。
【００２８】すなわち、第１の差動アンプＡ１は、差動
入力用のトランジスタＱ１４，Ｑ１６、定電流源Ｉ１
１，Ｉ１２、抵抗Ｒ６を含む。また、トランジスタＱ１
４，Ｑ１６の各コレクタ側に第１の差動アンプＡ１の負
荷を構成する電流制御部（トランジスタＱ１３，Ｑ１
５、抵抗Ｒ５）を設けている。第２の差動アンプＡ２
は、第１の差動アンプＡ１と共通の差動入力を受けるト
ランジスタＱ１７，Ｑ１８と、定電流源Ｉ１３，Ｉ１
４、抵抗Ｒ７を含む。
入力用のトランジスタＱ１４，Ｑ１６、定電流源Ｉ１
１，Ｉ１２、抵抗Ｒ６を含む。また、トランジスタＱ１
４，Ｑ１６の各コレクタ側に第１の差動アンプＡ１の負
荷を構成する電流制御部（トランジスタＱ１３，Ｑ１
５、抵抗Ｒ５）を設けている。第２の差動アンプＡ２
は、第１の差動アンプＡ１と共通の差動入力を受けるト
ランジスタＱ１７，Ｑ１８と、定電流源Ｉ１３，Ｉ１
４、抵抗Ｒ７を含む。
【００２９】さらに電流制御部として、第１の差動アン
プＡ１の各コレクタ出力を各ベースに入力するトランジ
スタＱ１９，Ｑ２０（エミッタどうしは短絡）、定電流
源Ｉ１５，Ｉ１６，Ｉ１７を含み、トランジスタＱ１９
のコレクタ電流を、第１、第２の差動アンプＡ１，Ａ２
それぞれの差動入力のうちの被制御側入力（トランジス
タＱ１６，Ｑ１８のベース）に反映させると共に第２の
差動アンプＡ２のトランジスタＱ１８のコレクタ出力電
流と加算することによって、電流変換信号として導出す
る構成となっている。
プＡ１の各コレクタ出力を各ベースに入力するトランジ
スタＱ１９，Ｑ２０（エミッタどうしは短絡）、定電流
源Ｉ１５，Ｉ１６，Ｉ１７を含み、トランジスタＱ１９
のコレクタ電流を、第１、第２の差動アンプＡ１，Ａ２
それぞれの差動入力のうちの被制御側入力（トランジス
タＱ１６，Ｑ１８のベース）に反映させると共に第２の
差動アンプＡ２のトランジスタＱ１８のコレクタ出力電
流と加算することによって、電流変換信号として導出す
る構成となっている。
【００３０】入力端子ＩＮ３からの電圧信号は、電流制
御部のトランジスタＱ１３，Ｑ１５の電流を、抵抗Ｒ６
及びＲ７それぞれによる電流変換係数に従って差動電流
変換（増幅）部のトランジスタＱ１４，Ｑ１６の電流比
及びトランジスタＱ１７，Ｑ１８の電流比に反映させ、
これが電流制御部のトランジスタＱ１９，Ｑ２０それぞ
れの動作電流を制御する。出力端子ＯＵＴ３より得られ
る出力電流に伴う抵抗成分がＲＣフィルタ回路構成のＲ
の部分を構成する。
御部のトランジスタＱ１３，Ｑ１５の電流を、抵抗Ｒ６
及びＲ７それぞれによる電流変換係数に従って差動電流
変換（増幅）部のトランジスタＱ１４，Ｑ１６の電流比
及びトランジスタＱ１７，Ｑ１８の電流比に反映させ、
これが電流制御部のトランジスタＱ１９，Ｑ２０それぞ
れの動作電流を制御する。出力端子ＯＵＴ３より得られ
る出力電流に伴う抵抗成分がＲＣフィルタ回路構成のＲ
の部分を構成する。
【００３１】上記のようなｇｍアンプ回路構成における
ｇｍ（コンダクタンス）は、トランジスタＱ１９の電流
出力によるｇｍ１と、トランジスタＱ１８の電流出力に
よるｇｍ２の和になる。以下の各式でRn（n は回路図中
の抵抗の添え字）は各抵抗を示し、Ren（n は回路図中
のトランジスタの添え字）は各トランジスタのエミッタ
抵抗を示す。
ｇｍ（コンダクタンス）は、トランジスタＱ１９の電流
出力によるｇｍ１と、トランジスタＱ１８の電流出力に
よるｇｍ２の和になる。以下の各式でRn（n は回路図中
の抵抗の添え字）は各抵抗を示し、Ren（n は回路図中
のトランジスタの添え字）は各トランジスタのエミッタ
抵抗を示す。
【００３２】前者ｇｍ１は、次式(1) で表わされる。 ｇｍ１＝{(Re13+Re15)／(R6+Re14+Re16)} ×｛１／（Re19＋Re20）｝…(1) 後者ｇｍ２は、次式(2) で表わされる。 ｇｍ２＝１／（R7＋Re17＋Re18）｝…(2) ここで、ｇｍ＝ｇｍ１＋ｇｍ２である。
【００３３】一方、角速度と容量との関係により、ω0
＝ｇｍ／Ｃ3 であり（Ｃ3 はコンデンサＣ３の容量）、
周波数ｆ0 と角速度ω0 より、ｆ0 ＝ω0 ／２πの１次
のＬＰＦ（ローパスフィルタ）として動作する。
＝ｇｍ／Ｃ3 であり（Ｃ3 はコンデンサＣ３の容量）、
周波数ｆ0 と角速度ω0 より、ｆ0 ＝ω0 ／２πの１次
のＬＰＦ（ローパスフィルタ）として動作する。
【００３４】上記周波数ｆ0 の調整は、定電流源Ｉ１５
（またＩ１６も）を可変させて行う。具体例として、Ｒ
Ｘ＝４ｋΩ、ＩＸ＝Ｉ０＝１００μＡ、ＣＸ＝１０ｐ
Ｆ、Ｔ＝５０℃（Ｖｔ＝ｋＴ／ｑ＝２８ｍＶとする）に
おけるｆ0 を求めてみる。Re13＝Re14＝Re16＝Ｖｔ／Ｉ
０＝２８ｍＶ／１００μＡ＝２８０Ω、Re19＝Re20＝Ｖ
ｔ／ＩＸ＝２８ｍＶ／１００μＡ＝２８０Ωとなるの
で、上記の式(1)、(2)に各々値を代入して、ｇｍ＝ｇｍ
１＋ｇｍ２＝２３３．６μ[S] となり、ｆ0 ＝（ｇｍ／
Ｃ3 ）×（１／２π）＝３．７２ＭＨｚのＬＰＦを構成
することになる。
（またＩ１６も）を可変させて行う。具体例として、Ｒ
Ｘ＝４ｋΩ、ＩＸ＝Ｉ０＝１００μＡ、ＣＸ＝１０ｐ
Ｆ、Ｔ＝５０℃（Ｖｔ＝ｋＴ／ｑ＝２８ｍＶとする）に
おけるｆ0 を求めてみる。Re13＝Re14＝Re16＝Ｖｔ／Ｉ
０＝２８ｍＶ／１００μＡ＝２８０Ω、Re19＝Re20＝Ｖ
ｔ／ＩＸ＝２８ｍＶ／１００μＡ＝２８０Ωとなるの
で、上記の式(1)、(2)に各々値を代入して、ｇｍ＝ｇｍ
１＋ｇｍ２＝２３３．６μ[S] となり、ｆ0 ＝（ｇｍ／
Ｃ3 ）×（１／２π）＝３．７２ＭＨｚのＬＰＦを構成
することになる。
【００３５】本発明のｇｍ１部分は、トランジスタＱ１
３，Ｑ１５，Ｑ１９，Ｑ２０の内部ベース抵抗Ｒｂによ
る熱雑音他がゲインＧ１で増幅される。この増幅後のノ
イズをＶｎ１とする。また、ｇｍ２部分は、主に抵抗Ｒ
７による熱雑音がゲインＧ２で増幅される。この増幅後
のノイズをＶｎ２とする。これらノイズの大きさは一般
に、Ｖｎ１＞＞Ｖｎ２となる。
３，Ｑ１５，Ｑ１９，Ｑ２０の内部ベース抵抗Ｒｂによ
る熱雑音他がゲインＧ１で増幅される。この増幅後のノ
イズをＶｎ１とする。また、ｇｍ２部分は、主に抵抗Ｒ
７による熱雑音がゲインＧ２で増幅される。この増幅後
のノイズをＶｎ２とする。これらノイズの大きさは一般
に、Ｖｎ１＞＞Ｖｎ２となる。
【００３６】本発明では上述したようにトランジスタＱ
１８の電流出力によるｇｍ２がｇｍ１に加算されるよう
に構成される。これにより、前記図４の従来構成と同じ
周波数ｆ0 を得るのに、本発明の図１の回路構成では、
トランジスタＱ１９，Ｑ２０のバイアス電流ＩＸ・２
が、前記図４のトランジスタＱ１１，Ｑ１２のバイアス
電流ＩＸ・２に比べて約半分前後にまで減少できる。ゲ
インＧ１はＩＸに比例するので、その結果、ノイズＶｎ
１は小さく、Ｖｎ１とＶｎ２を併せても前記図４の従来
回路構成によるノイズよりかなり小さくなる。
１８の電流出力によるｇｍ２がｇｍ１に加算されるよう
に構成される。これにより、前記図４の従来構成と同じ
周波数ｆ0 を得るのに、本発明の図１の回路構成では、
トランジスタＱ１９，Ｑ２０のバイアス電流ＩＸ・２
が、前記図４のトランジスタＱ１１，Ｑ１２のバイアス
電流ＩＸ・２に比べて約半分前後にまで減少できる。ゲ
インＧ１はＩＸに比例するので、その結果、ノイズＶｎ
１は小さく、Ｖｎ１とＶｎ２を併せても前記図４の従来
回路構成によるノイズよりかなり小さくなる。
【００３７】また、低電圧動作に関しては、前記図４の
回路と同様である。具体的にダイナミックレンジは、ト
ランジスタＱ１８のＶｃｅ（ベース・エミッタ間電圧）
と、定電流源Ｉ１４の両端電圧（ＮＰＮ電流源トランジ
スタのエミッタ電圧とＶｃｅ）と定電流源Ｉ１６の両端
電圧（ＰＮＰ電流源トランジスタのエミッタ電圧とＶｃ
ｅ）と信号振幅分の和で決まり、入力信号振幅を０．５
Ｖｐ−ｐとすると約３Ｖ弱となる。
回路と同様である。具体的にダイナミックレンジは、ト
ランジスタＱ１８のＶｃｅ（ベース・エミッタ間電圧）
と、定電流源Ｉ１４の両端電圧（ＮＰＮ電流源トランジ
スタのエミッタ電圧とＶｃｅ）と定電流源Ｉ１６の両端
電圧（ＰＮＰ電流源トランジスタのエミッタ電圧とＶｃ
ｅ）と信号振幅分の和で決まり、入力信号振幅を０．５
Ｖｐ−ｐとすると約３Ｖ弱となる。
【００３８】上記構成ではコンデンサＣ３を固定バイア
スしてＬＰＦを構成したが、これに限らず、本発明の電
圧電流変換回路を複数適用し、各種フィルタ回路を実現
できる。
スしてＬＰＦを構成したが、これに限らず、本発明の電
圧電流変換回路を複数適用し、各種フィルタ回路を実現
できる。
【００３９】例えば、図２のような２次のＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）を構成する。すなわち、図１のｇｍアン
プＧＭＡを２つ準備する（ＧＭＡ１，ＧＭＡ２とす
る）。ＧＭＡ１の非反転入力ノード（図１の回路のＩＮ
３）は入力端子ＩＮに接続されている。ＧＭＡ１の出力
はバッファ１１を介してＧＭＡ２の非反転入力ノードに
接続される。ＧＭＡ２の出力はバッファ１２を介して出
力端子ＯＵＴに導出されると共に各ＧＭＡ１，２の反転
入力ノード（図１のトランジスタＱ１６，Ｑ１８の共通
ベースノード）にフィードバック接続されている。ま
た、ＧＭＡ１，２それぞれの出力には一端が低電位側に
固定バイアスされるコンデンサ１３，１４の他端がそれ
ぞれ接続されている。このように、高次の時にバイカッ
ド型の各種フィルタ構成が本発明のｇｍアンプＧＭＡを
適用して実現できる。
パスフィルタ）を構成する。すなわち、図１のｇｍアン
プＧＭＡを２つ準備する（ＧＭＡ１，ＧＭＡ２とす
る）。ＧＭＡ１の非反転入力ノード（図１の回路のＩＮ
３）は入力端子ＩＮに接続されている。ＧＭＡ１の出力
はバッファ１１を介してＧＭＡ２の非反転入力ノードに
接続される。ＧＭＡ２の出力はバッファ１２を介して出
力端子ＯＵＴに導出されると共に各ＧＭＡ１，２の反転
入力ノード（図１のトランジスタＱ１６，Ｑ１８の共通
ベースノード）にフィードバック接続されている。ま
た、ＧＭＡ１，２それぞれの出力には一端が低電位側に
固定バイアスされるコンデンサ１３，１４の他端がそれ
ぞれ接続されている。このように、高次の時にバイカッ
ド型の各種フィルタ構成が本発明のｇｍアンプＧＭＡを
適用して実現できる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、入
力用の第１の差動アンプと差動入力が共通の第２の差動
アンプを設け、第２の差動アンプ出力は電流変換出力部
に併せる構成とする。これにより、ノイズが大きく影響
する電流変換出力部の定電流値を減少させてノイズを低
減することができ、また、第２の差動アンプ出力も極小
さいノイズ分しか持たず、もってＳ／Ｎを改善できる。
このような、電圧電流変換回路及びこれを用いたフィル
タ回路の提供により、低電圧（３Ｖ弱）で動作し、Ｓ／
Ｎの優れたアクティブフィルタの構成が期待できる。
力用の第１の差動アンプと差動入力が共通の第２の差動
アンプを設け、第２の差動アンプ出力は電流変換出力部
に併せる構成とする。これにより、ノイズが大きく影響
する電流変換出力部の定電流値を減少させてノイズを低
減することができ、また、第２の差動アンプ出力も極小
さいノイズ分しか持たず、もってＳ／Ｎを改善できる。
このような、電圧電流変換回路及びこれを用いたフィル
タ回路の提供により、低電圧（３Ｖ弱）で動作し、Ｓ／
Ｎの優れたアクティブフィルタの構成が期待できる。
【図１】本発明の実施形態に係る電圧電流変換回路（ｇ
ｍアンプ）の構成を適用したアクティブフィルタを示す
回路図。
ｍアンプ）の構成を適用したアクティブフィルタを示す
回路図。
【図２】本発明の実施形態に係る電圧電流変換回路（ｇ
ｍアンプ）の構成を適用したアクティブフィルタの応用
例を示す回路図。
ｍアンプ）の構成を適用したアクティブフィルタの応用
例を示す回路図。
【図３】従来の電圧電流変換回路（ｇｍアンプ）の構成
を適用したアクティブフィルタを示す第１の回路図。
を適用したアクティブフィルタを示す第１の回路図。
【図４】従来の電圧電流変換回路（ｇｍアンプ）の構成
を適用したアクティブフィルタを示す第２の回路図。
を適用したアクティブフィルタを示す第２の回路図。
Ｑ１３〜Ｑ２０…ＮＰＮトランジスタ Ｒ５〜Ｒ７…抵抗 Ｉ１１〜Ｉ１７…定電流源 Ｃ３…コンデンサ
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J066 AA01 AA12 AA21 AA42 CA37 CA44 FA01 FA09 FA15 FA17 HA02 HA25 HA29 KA02 KA03 KA05 KA42 MA11 ND04 ND22 ND23 PD01 TA01 5J091 AA01 AA12 AA21 AA42 CA37 CA44 FA01 FA09 FA15 FA17 HA02 HA25 HA29 KA02 KA03 KA05 KA42 MA08 MA11 MA20 TA01 5J098 AA02 AA11 AA14 AB03 AB11 AB12 AD11 AD23 CA02
Claims (4)
- 【請求項１】 電流制御部と、 入力信号に対し電流変換の割合を決める第１の抵抗を差
動電流路接続間に設けた入力用の第１の差動アンプと、 前記第１の差動アンプと共通の入力を受け電流変換の割
合を決める第２の抵抗を差動電流路接続間に設けた電流
変換ゲイン制御用の第２の差動アンプとを具備し、 前記第１の差動アンプの出力を前記電流制御部により制
御した電流出力ラインの電流と前記第２の差動アンプの
出力電流とを加算することにより電流変換信号を導出す
ることを特徴とする電圧電流変換回路。 - 【請求項２】 差動入力用の第１、第２のトランジスタ
を有し各エミッタが第１、第２の電流源にそれぞれ接続
されると共に第１の抵抗を介して接続される第１の差動
アンプと、 前記第１、第２のトランジスタの各コレクタに電流路が
接続された前記第１の差動アンプの負荷と、 前記第１の差動アンプと共通の差動入力を受ける第３、
第４のトランジスタを有し各エミッタが第３、第４の電
流源にそれぞれ接続されると共に第２の抵抗を介して接
続される第２の差動アンプと、 前記第１の差動アンプの各コレクタ出力がそれぞれのベ
ースに接続され、それぞれのエミッタが短絡されると共
に第５の電流源に接続される第５、第６のトランジスタ
とを具備し、 バイアス電流源を介した前記第５のトランジスタのコレ
クタ電流を前記第２の差動アンプのコレクタ出力電流と
加算することにより電流変換信号として導出することを
特徴とする電圧電流変換回路。 - 【請求項３】 電流制御部と、入力信号に対し電流変換
の割合を決める第１の抵抗を差動電流路接続間に設けた
入力用の第１の差動アンプと、前記第１の差動アンプと
共通の入力を受け電流変換の割合を決める第２の抵抗を
差動電流路接続間に設けた電流変換ゲイン制御用の第２
の差動アンプとを備えて、前記第１の差動アンプの出力
を前記電流制御部により制御した電流出力ラインの電流
と前記第２の差動アンプの出力電流とを加算することに
より電流変換信号を導出する電圧電流変換回路と、 前記電圧電流変換回路の出力端子に接続された容量と、 前記電圧電流変換回路の入出力端子間に接続された帰還
回路とを具備したことを特徴とするフィルタ回路。 - 【請求項４】 差動入力用の第１、第２のトランジスタ
を有し各エミッタが第１、第２の電流源にそれぞれ接続
されると共に第１の抵抗を介して接続される第１の差動
アンプと、前記第１、第２のトランジスタの各コレクタ
に電流路が接続された前記第１の差動アンプの負荷と、
前記第１の差動アンプと共通の差動入力を受ける第３、
第４のトランジスタを有し各エミッタが第３、第４の電
流源にそれぞれ接続されると共に第２の抵抗を介して接
続される第２の差動アンプと、前記第１の差動アンプの
各コレクタ出力がそれぞれのベースに接続され、それぞ
れのエミッタが短絡されると共に第５の電流源に接続さ
れる第５、第６のトランジスタとを備え、バイアス電流
源を介した前記第５のトランジスタのコレクタ電流を前
記第２の差動アンプのコレクタ出力電流と加算すること
により電流変換信号として導出する電圧電流変換回路
と、 前記電圧電流変換回路の出力端子に接続された容量と、 前記電圧電流変換回路の入出力端子間に接続された帰還
回路とを具備したことを特徴とするフィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11071605A JP2000269752A (ja) | 1999-03-17 | 1999-03-17 | 電圧電流変換回路及びこれを用いたフィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11071605A JP2000269752A (ja) | 1999-03-17 | 1999-03-17 | 電圧電流変換回路及びこれを用いたフィルタ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000269752A true JP2000269752A (ja) | 2000-09-29 |
Family
ID=13465465
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11071605A Pending JP2000269752A (ja) | 1999-03-17 | 1999-03-17 | 電圧電流変換回路及びこれを用いたフィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000269752A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7466192B2 (en) | 2006-09-07 | 2008-12-16 | Onkyo Corporation | Low-pass filter and voltage-current conversion circuit used in the same |
-
1999
- 1999-03-17 JP JP11071605A patent/JP2000269752A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7466192B2 (en) | 2006-09-07 | 2008-12-16 | Onkyo Corporation | Low-pass filter and voltage-current conversion circuit used in the same |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2766264B2 (ja) | 差動増幅回路 | |
| JPH10209810A (ja) | プログラム可能なバンド幅および調整ループを備えた連続タイムフィルタ | |
| JPS6142965B2 (ja) | ||
| US6011431A (en) | Automatically tracking multiple-pole active filter | |
| JPH0621756A (ja) | 相互コンダクタ段の相互コンダクタンスの温度および製造工程変数抑制回路 | |
| US5148121A (en) | Amplifier circuit designed for use in a bipolar integrated circuit, for amplifying an input signal selected by a switch circuit | |
| EP0142081A2 (en) | Signal processing circuit | |
| JPH01212105A (ja) | 集積ジャイレータ発振器 | |
| US4780690A (en) | Filter arrangement having a transconductance circuit | |
| US5392002A (en) | Low voltage bipolar negative impedance converter | |
| JPH0344447B2 (ja) | ||
| US5825167A (en) | Linear transconductors | |
| JPS6333727B2 (ja) | ||
| JP2000269752A (ja) | 電圧電流変換回路及びこれを用いたフィルタ回路 | |
| JP3283137B2 (ja) | 可変利得増幅回路 | |
| JP2966902B2 (ja) | 電流差分及び動作増幅器組合せ回路 | |
| JP2653474B2 (ja) | アクティブフィルター回路 | |
| JP2804152B2 (ja) | 微小電流回路 | |
| JP3114927B2 (ja) | 電流供給回路とこれを用いたフィルター回路 | |
| JP4204103B2 (ja) | 積分回路 | |
| JP3413716B2 (ja) | 差動チャージポンプ回路 | |
| JP2607970B2 (ja) | オフセットキャンセル回路 | |
| JP3406468B2 (ja) | 定電圧発生回路 | |
| JPH0154884B2 (ja) | ||
| JP3267897B2 (ja) | 利得制御回路 |