JP2000235073A - 多受信チャネルレーダ方式及び多受信チャネルレーダ装置 - Google Patents
多受信チャネルレーダ方式及び多受信チャネルレーダ装置Info
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- JP2000235073A JP2000235073A JP11036320A JP3632099A JP2000235073A JP 2000235073 A JP2000235073 A JP 2000235073A JP 11036320 A JP11036320 A JP 11036320A JP 3632099 A JP3632099 A JP 3632099A JP 2000235073 A JP2000235073 A JP 2000235073A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】受信装置が１台の、多受信チャネルレーダ装置
を提供すること。 【解決手段】制御器１１４で同期制御された切替器１０
６、分配器１１０、離散フーリエ変換器１１１、位相補
正器１１２、及びビーム形成およびレーダ信号処理器１
１３を有する、ｎ個の受信アンテナ１０５−１、１０５
−２、…、１０５−ｎを有する多受信チャネルレーダ装
置である。ｎ個の受信アンテナ１０５−１、１０５−
２、…、１０５−ｎは、切替器１０６により、周波数f
tsで低雑音増幅器１０７との接続を切り替える。ここで
ftsは、検知すべき信号の周波数帯域幅をＢとして、式f
ts＝αｎＢで求められる。αを２以上とすれば、周波数
Ｂ以下の信号を漏らすことが無く、受信装置を１台のみ
有する、ホログラフィックレーダとすることができる。
ビーム形成およびレーダ信号処理器１１３では、ｎ個の
位相補正された離散フーリエ変換データを基に、ターゲ
ットとの方位、距離、相対速度を算出する。
を提供すること。 【解決手段】制御器１１４で同期制御された切替器１０
６、分配器１１０、離散フーリエ変換器１１１、位相補
正器１１２、及びビーム形成およびレーダ信号処理器１
１３を有する、ｎ個の受信アンテナ１０５−１、１０５
−２、…、１０５−ｎを有する多受信チャネルレーダ装
置である。ｎ個の受信アンテナ１０５−１、１０５−
２、…、１０５−ｎは、切替器１０６により、周波数f
tsで低雑音増幅器１０７との接続を切り替える。ここで
ftsは、検知すべき信号の周波数帯域幅をＢとして、式f
ts＝αｎＢで求められる。αを２以上とすれば、周波数
Ｂ以下の信号を漏らすことが無く、受信装置を１台のみ
有する、ホログラフィックレーダとすることができる。
ビーム形成およびレーダ信号処理器１１３では、ｎ個の
位相補正された離散フーリエ変換データを基に、ターゲ
ットとの方位、距離、相対速度を算出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は送信信号を送信し、
ターゲットからの反射波を複数のアンテナにて受信す
る、多受信チャネルレーダ方式及び多受信チャネルレー
ダ装置に関する。
ターゲットからの反射波を複数のアンテナにて受信す
る、多受信チャネルレーダ方式及び多受信チャネルレー
ダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】複数の受信アンテナにて受信し、ターゲ
ットの距離、速度、及び方位を検出するレーダはホログ
ラフィックレーダと呼ばれている。いわゆるマルチビー
ムを形成するホログラフィックレーダとしては、特開昭
６３−２５６８７９号公報記載のホログラフィックレー
ダが知られている。このホログラフィックレーダは、１
個の受信装置がＫ個の受信アンテナと順次切替接続され
る仕組みになっている。即ち、Ｎ個の受信アンテナに対
し、Ｎ／Ｋ個の受信装置で離散フーリエ変換によりディ
ジタルデータ処理し、Ｎ個の受信装置でディジタルデー
タ処理したものと同等のディジタルマルチビームを形成
するものである。
ットの距離、速度、及び方位を検出するレーダはホログ
ラフィックレーダと呼ばれている。いわゆるマルチビー
ムを形成するホログラフィックレーダとしては、特開昭
６３−２５６８７９号公報記載のホログラフィックレー
ダが知られている。このホログラフィックレーダは、１
個の受信装置がＫ個の受信アンテナと順次切替接続され
る仕組みになっている。即ち、Ｎ個の受信アンテナに対
し、Ｎ／Ｋ個の受信装置で離散フーリエ変換によりディ
ジタルデータ処理し、Ｎ個の受信装置でディジタルデー
タ処理したものと同等のディジタルマルチビームを形成
するものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
ホログラフィックレーダは、図１に示す通り、各受信ア
ンテナと受信装置の切り替えの際、サンプリング時間差
による位相のずれが生じ、この影響で検出されるターゲ
ットの方位に検出誤差が生じてしまう。即ち、従来のホ
ログラフィックレーダは、受信アンテナ数と同数の受信
装置を用意しなければ、サンプリング時間差による検出
誤差の避けられないものであった。
ホログラフィックレーダは、図１に示す通り、各受信ア
ンテナと受信装置の切り替えの際、サンプリング時間差
による位相のずれが生じ、この影響で検出されるターゲ
ットの方位に検出誤差が生じてしまう。即ち、従来のホ
ログラフィックレーダは、受信アンテナ数と同数の受信
装置を用意しなければ、サンプリング時間差による検出
誤差の避けられないものであった。
【０００４】よって本発明の目的は、複数の受信アンテ
ナからの受信信号を１つの受信装置で処理しながら、サ
ンプリング時間差による検出方位の誤差を補正したホロ
グラフィックレーダを提供することである。より具体的
には、フーリエ変換、或いは２次元フーリエ変換、空間
フーリエ変換（逆回折演算）により、ビート信号を処理
する前にサンプリング時間差による位相差を補正する、
或いはビート信号を処理した後に算出される方位につい
て角度補正を行う手段を提供することである。尚ここで
ビート信号とは、ターゲットからの反射による反射信号
と送信信号との周波数差であるビート周波数の、フーリ
エ変換による周波数領域でのピークを言う。
ナからの受信信号を１つの受信装置で処理しながら、サ
ンプリング時間差による検出方位の誤差を補正したホロ
グラフィックレーダを提供することである。より具体的
には、フーリエ変換、或いは２次元フーリエ変換、空間
フーリエ変換（逆回折演算）により、ビート信号を処理
する前にサンプリング時間差による位相差を補正する、
或いはビート信号を処理した後に算出される方位につい
て角度補正を行う手段を提供することである。尚ここで
ビート信号とは、ターゲットからの反射による反射信号
と送信信号との周波数差であるビート周波数の、フーリ
エ変換による周波数領域でのピークを言う。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、請求項１の発明によれば、送信信号を送信し、ター
ゲットからの反射波を複数のアンテナにて受信する多受
信チャネルレーダ方式において、複数の受信信号を所定
時間間隔で順次切り替えてサンプリングすることにより
１つの時系列の時分割多重データ列を形成し、時分割多
重データ列の各アンテナに対応した時系列データを各ア
ンテナに対応した各受信チャネルに各々分配し、分配さ
れた各チャネルの時系列データ全体を用いてターゲット
の補正前方位を求め、その補正前方位に対して切替時間
に対応した角度を補正することによりターゲットの方位
を検出することを特徴とする。
め、請求項１の発明によれば、送信信号を送信し、ター
ゲットからの反射波を複数のアンテナにて受信する多受
信チャネルレーダ方式において、複数の受信信号を所定
時間間隔で順次切り替えてサンプリングすることにより
１つの時系列の時分割多重データ列を形成し、時分割多
重データ列の各アンテナに対応した時系列データを各ア
ンテナに対応した各受信チャネルに各々分配し、分配さ
れた各チャネルの時系列データ全体を用いてターゲット
の補正前方位を求め、その補正前方位に対して切替時間
に対応した角度を補正することによりターゲットの方位
を検出することを特徴とする。
【０００６】また、請求項２に記載の発明によれば、請
求項１に記載の発明において、補正前方位を求める方法
を２次元フーリエ変換としたことを特徴とする。
求項１に記載の発明において、補正前方位を求める方法
を２次元フーリエ変換としたことを特徴とする。
【０００７】また、請求項３に記載の発明によれば、送
信信号を送信し、ターゲットからの反射波を複数のアン
テナにて受信する多受信チャネルレーダ方式において、
複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成し、時分割多重データ列の各アンテナに対応し
た時系列データを各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配し、分配された各チャネルのデータに基づき
フーリエ変換により周波数分析を行い、各チャネルでの
周波数分析結果における同一の周波数での位相の値に対
して、各チャネル毎に切替時間間隔及び切替順によるサ
ンプリング時間差に対応した補正を行い、複数チャネル
の補正された位相の値を基にターゲットの方位を検出す
ることを特徴とする。
信信号を送信し、ターゲットからの反射波を複数のアン
テナにて受信する多受信チャネルレーダ方式において、
複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成し、時分割多重データ列の各アンテナに対応し
た時系列データを各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配し、分配された各チャネルのデータに基づき
フーリエ変換により周波数分析を行い、各チャネルでの
周波数分析結果における同一の周波数での位相の値に対
して、各チャネル毎に切替時間間隔及び切替順によるサ
ンプリング時間差に対応した補正を行い、複数チャネル
の補正された位相の値を基にターゲットの方位を検出す
ることを特徴とする。
【０００８】また、請求項４に記載の発明によれば、請
求項３に記載の発明において、切替時間間隔及び切替順
によるサンプリング時間差に対応した補正を、切替時間
間隔及び切替順によるサンプリング時間差に比例した位
相遅延量を補正することとしたことを特徴とする。
求項３に記載の発明において、切替時間間隔及び切替順
によるサンプリング時間差に対応した補正を、切替時間
間隔及び切替順によるサンプリング時間差に比例した位
相遅延量を補正することとしたことを特徴とする。
【０００９】また、請求項５に記載の発明によれば、送
信信号を送信し、ターゲットからの反射波を複数のアン
テナにて受信する多受信チャネルレーダ方式において、
複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成し、時分割多重データ列の各アンテナに対応し
た時系列データを各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配し、分配された各チャネルのデータに基づき
フーリエ変換により周波数分析を行い、各チャネルでの
周波数分析結果における、同一の周波数のデータを基に
ターゲットの補正前方位を求め、その補正前方位に対し
て切替時間間隔に対応した角度を補正してターゲットの
方位を検出することを特徴とする。
信信号を送信し、ターゲットからの反射波を複数のアン
テナにて受信する多受信チャネルレーダ方式において、
複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成し、時分割多重データ列の各アンテナに対応し
た時系列データを各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配し、分配された各チャネルのデータに基づき
フーリエ変換により周波数分析を行い、各チャネルでの
周波数分析結果における、同一の周波数のデータを基に
ターゲットの補正前方位を求め、その補正前方位に対し
て切替時間間隔に対応した角度を補正してターゲットの
方位を検出することを特徴とする。
【００１０】また、請求項６に記載の発明によれば、請
求項５に記載の発明において、角度の補正は切替時間間
隔と周波数の積に対応して行うことを特徴とする。
求項５に記載の発明において、角度の補正は切替時間間
隔と周波数の積に対応して行うことを特徴とする。
【００１１】また、請求項７に記載の発明によれば、請
求項３乃至請求項６のいずれか１項に記載の発明におい
て、ターゲットの方位を検出する方法は、空間フーリエ
変換（逆回折演算）であることを特徴とする。
求項３乃至請求項６のいずれか１項に記載の発明におい
て、ターゲットの方位を検出する方法は、空間フーリエ
変換（逆回折演算）であることを特徴とする。
【００１２】また、請求項８に記載の発明によれば、請
求項３又は請求項４に記載の発明において、各チャネル
毎に周波数分析により得られた全ての周波数に対する位
相の値を補正し、補正された位相の値とその周波数に対
する振幅の値を基に逆フーリエ変換することにより補正
した受信信号を求めることを特徴とする。
求項３又は請求項４に記載の発明において、各チャネル
毎に周波数分析により得られた全ての周波数に対する位
相の値を補正し、補正された位相の値とその周波数に対
する振幅の値を基に逆フーリエ変換することにより補正
した受信信号を求めることを特徴とする。
【００１３】また、請求項９に記載の発明によれば、請
求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の発明におい
て、受信信号の切り替えを、受信信号の最高周波数成分
の２倍よりも高い周波数にて行うことを特徴とする。
求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の発明におい
て、受信信号の切り替えを、受信信号の最高周波数成分
の２倍よりも高い周波数にて行うことを特徴とする。
【００１４】また、請求項１０から請求項１８に記載の
発明は、請求項１から請求項９に記載の発明に係るレー
ダ方式を、具体的なレーダ装置としたものである。
発明は、請求項１から請求項９に記載の発明に係るレー
ダ方式を、具体的なレーダ装置としたものである。
【００１５】
【作用及び発明の効果】いわゆるサンプリング定理によ
り、１つの連続信号がある周波数成分以下の周波数成分
のみから成る周期関数である場合、その連続信号は、そ
の最高周波数成分の２倍の周波数でディジタルサンプリ
ングし、離散フーリエ変換した後、離散逆フーリエ変換
することで元の連続信号を再生することができる。そこ
で、レーダ方式或いはレーダ装置において、ターゲット
に反射された受信波の構成周波数の想定範囲を設定し、
受信装置に接続する各受信アンテナを順次切り換える切
替手段の、同一アンテナに接続し直すまでの時間を、タ
ーゲットに反射された受信波の想定される最高周波数の
逆数の２分の１以下とすれば、離散フーリエ変換する前
に、そのデータを各受信アンテナに対応した各受信チャ
ネルに振り分けることができる。こうして各受信チャネ
ルごとのデータを離散フーリエ変換すると、各データは
切替手段により位相のずれた状態となっている。よって
第１には、これを補正した後、データ処理することによ
り、複数の受信アンテナのデータをそれぞれ検波した
後、離散フーリエ変換したものと同等のデータを得るこ
とが可能となる。また、第２には、位相のずれたままデ
ータ処理し、検出された補正前方位に対し、位相のずれ
に見合う角度補正を加えることにより、やはり、複数の
受信アンテナのデータをそれぞれ検波した後、離散フー
リエ変換したものと同等のデータを得ることが可能とな
る。
り、１つの連続信号がある周波数成分以下の周波数成分
のみから成る周期関数である場合、その連続信号は、そ
の最高周波数成分の２倍の周波数でディジタルサンプリ
ングし、離散フーリエ変換した後、離散逆フーリエ変換
することで元の連続信号を再生することができる。そこ
で、レーダ方式或いはレーダ装置において、ターゲット
に反射された受信波の構成周波数の想定範囲を設定し、
受信装置に接続する各受信アンテナを順次切り換える切
替手段の、同一アンテナに接続し直すまでの時間を、タ
ーゲットに反射された受信波の想定される最高周波数の
逆数の２分の１以下とすれば、離散フーリエ変換する前
に、そのデータを各受信アンテナに対応した各受信チャ
ネルに振り分けることができる。こうして各受信チャネ
ルごとのデータを離散フーリエ変換すると、各データは
切替手段により位相のずれた状態となっている。よって
第１には、これを補正した後、データ処理することによ
り、複数の受信アンテナのデータをそれぞれ検波した
後、離散フーリエ変換したものと同等のデータを得るこ
とが可能となる。また、第２には、位相のずれたままデ
ータ処理し、検出された補正前方位に対し、位相のずれ
に見合う角度補正を加えることにより、やはり、複数の
受信アンテナのデータをそれぞれ検波した後、離散フー
リエ変換したものと同等のデータを得ることが可能とな
る。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の具体的な実施例を
説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるもの
ではない。
説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるもの
ではない。
【００１７】（第１実施例）図３は、本発明にかかるレ
ーダ装置の具体的な一実施例の回路を示すブロック図で
ある。周波数変調用三角波発生器１０１の出力により、
電圧制御発振器１０２から、三角波に周波数変調された
送信波が発生する。これを電力増幅器１０３を通し、送
信アンテナ１０４から送信する。ｎ個の受信アンテナ１
０５−１、１０５−２、…、１０５−ｎで受信された受
信波を、切替器１０６により、周波数ftsで低雑音増幅
器１０７との接続を切り替える。ここでftsは、検知す
べき信号周波数帯域幅をＢとして、次の式で求められ
る。 fts＝2.4ｎＢ …（１）
ーダ装置の具体的な一実施例の回路を示すブロック図で
ある。周波数変調用三角波発生器１０１の出力により、
電圧制御発振器１０２から、三角波に周波数変調された
送信波が発生する。これを電力増幅器１０３を通し、送
信アンテナ１０４から送信する。ｎ個の受信アンテナ１
０５−１、１０５−２、…、１０５−ｎで受信された受
信波を、切替器１０６により、周波数ftsで低雑音増幅
器１０７との接続を切り替える。ここでftsは、検知す
べき信号周波数帯域幅をＢとして、次の式で求められ
る。 fts＝2.4ｎＢ …（１）
【００１８】ここで、切替装置が、ビート信号の最高周
波数成分の2.4倍の周波数で各受信チャネルの切り換え
を繰り返すよう設定したことを意味する。時刻t0から時
刻t0＋1/ftsまでが受信アンテナ１０５−１が低雑音増
幅器１０７以下と接続するとすれば、時刻t0＋(ｉ−1)/
ftsから時刻t0＋ｉ/ftsまでが受信アンテナ１０５−ｉ
が低雑音増幅器１０７以下との接続となる。こうして受
信アンテナ１０５−１から順次1/ftsの時間ごとに切り
替えを行い、時刻t0＋1/ftsから時刻t0＋(ｎ＋1)/ftsま
でが再び受信アンテナ１０５−１が低雑音増幅器１０７
以下と接続する構成である。
波数成分の2.4倍の周波数で各受信チャネルの切り換え
を繰り返すよう設定したことを意味する。時刻t0から時
刻t0＋1/ftsまでが受信アンテナ１０５−１が低雑音増
幅器１０７以下と接続するとすれば、時刻t0＋(ｉ−1)/
ftsから時刻t0＋ｉ/ftsまでが受信アンテナ１０５−ｉ
が低雑音増幅器１０７以下との接続となる。こうして受
信アンテナ１０５−１から順次1/ftsの時間ごとに切り
替えを行い、時刻t0＋1/ftsから時刻t0＋(ｎ＋1)/ftsま
でが再び受信アンテナ１０５−１が低雑音増幅器１０７
以下と接続する構成である。
【００１９】低雑音増幅器１０７の出力は、混合検波器
１０８で電圧制御発振器１０２からの送信波を使用して
検波される。低雑音増幅器１０７から混合検波器１０８
に入力される時分割多重信号の様子を、概念的に図４に
示す。図４の（ａ）〜（ｃ）は、３つのチャネルＡ、Ｂ
及びＣにより受信された、位相のずれた３つの受信信号
を示す。簡単のため、位相のずれた受信信号を正弦波と
した。図４の（ｄ）は、図４の（ａ）でＡ、（ｂ）で
Ｂ、（ｃ）でＣと示されたサンプリングタイミングで順
次サンプリングした受信信号をつないだ、時分割多重信
号である。切替器１０６により、図４の（ｄ）のような
時系列の信号を含む受信波が低雑音増幅器１０７を通し
て混合検波器１０８に入力される。混合検波器１０８は
この時分割多重信号と電圧制御発振器１０２の送信波と
のビート信号を出力する。
１０８で電圧制御発振器１０２からの送信波を使用して
検波される。低雑音増幅器１０７から混合検波器１０８
に入力される時分割多重信号の様子を、概念的に図４に
示す。図４の（ａ）〜（ｃ）は、３つのチャネルＡ、Ｂ
及びＣにより受信された、位相のずれた３つの受信信号
を示す。簡単のため、位相のずれた受信信号を正弦波と
した。図４の（ｄ）は、図４の（ａ）でＡ、（ｂ）で
Ｂ、（ｃ）でＣと示されたサンプリングタイミングで順
次サンプリングした受信信号をつないだ、時分割多重信
号である。切替器１０６により、図４の（ｄ）のような
時系列の信号を含む受信波が低雑音増幅器１０７を通し
て混合検波器１０８に入力される。混合検波器１０８は
この時分割多重信号と電圧制御発振器１０２の送信波と
のビート信号を出力する。
【００２０】次にこの出力をＡ／Ｄ変換器１０９に出力
し、そのディジタルデータを分配器１１０に出力する。
分配器１１０は切替器１０６と同期して制御されてお
り、ディジタルデータをｎ個の受信アンテナ１０５−
１、１０５−２、…、１０５−ｎに対応した受信チャネ
ルに分配して離散フーリエ変換器１１１に出力する。離
散フーリエ変換器１１１ではｎ個の受信アンテナ１０５
−１、１０５−２、…、１０５−ｎに対応した受信チャ
ネルのディジタルデータをそれぞれ離散フーリエ変換
し、位相補正器１１２に出力する。位相補正器１１２
は、ｎ個の受信アンテナ１０５−１、１０５−２、…、
１０５−ｎに対応した受信チャネルの離散フーリエ変換
データをそれぞれ位相補正してビーム形成及びレーダ信
号処理器１１３に出力する。ビーム形成及びレーダ信号
処理器１１３では、ｎ個の位相補正された離散フーリエ
変換データを基に、ターゲットとの方位、距離、相対速
度を算出する。
し、そのディジタルデータを分配器１１０に出力する。
分配器１１０は切替器１０６と同期して制御されてお
り、ディジタルデータをｎ個の受信アンテナ１０５−
１、１０５−２、…、１０５−ｎに対応した受信チャネ
ルに分配して離散フーリエ変換器１１１に出力する。離
散フーリエ変換器１１１ではｎ個の受信アンテナ１０５
−１、１０５−２、…、１０５−ｎに対応した受信チャ
ネルのディジタルデータをそれぞれ離散フーリエ変換
し、位相補正器１１２に出力する。位相補正器１１２
は、ｎ個の受信アンテナ１０５−１、１０５−２、…、
１０５−ｎに対応した受信チャネルの離散フーリエ変換
データをそれぞれ位相補正してビーム形成及びレーダ信
号処理器１１３に出力する。ビーム形成及びレーダ信号
処理器１１３では、ｎ個の位相補正された離散フーリエ
変換データを基に、ターゲットとの方位、距離、相対速
度を算出する。
【００２１】また、この実施例では、低雑音増幅器１０
７、混合検波器１０８、及びＡ／Ｄ変換器１０９が受信
装置を構成し、切替器１０６が切替装置を構成し、分配
器１１０が分配装置を構成し、離散フーリエ変換器１１
１が離散フーリエ変換装置を構成し、位相補正器１１２
が位相補正装置を構成する。尚、制御器１１４により、
周波数変調用三角波発生器１０１、切替器１０６、分配
器１１０、離散フーリエ変換器１１１、位相補正器１１
２、並びにビーム形成及びレーダ信号処理器１１３は制
御されており、切替器１０６、分配器１１０、離散フー
リエ変換器１１１、位相補正器１１２、並びにビーム形
成及びレーダ信号処理器１１３は、制御器１１４により
同期している。また、図３において、分配器１１０にて
受信アンテナ１０５−１、１０５−２、…、１０５−ｎ
に対応した受信チャネルは、離散フーリエ変換器１１１
及び位相補正器１１２の内部に有する。
７、混合検波器１０８、及びＡ／Ｄ変換器１０９が受信
装置を構成し、切替器１０６が切替装置を構成し、分配
器１１０が分配装置を構成し、離散フーリエ変換器１１
１が離散フーリエ変換装置を構成し、位相補正器１１２
が位相補正装置を構成する。尚、制御器１１４により、
周波数変調用三角波発生器１０１、切替器１０６、分配
器１１０、離散フーリエ変換器１１１、位相補正器１１
２、並びにビーム形成及びレーダ信号処理器１１３は制
御されており、切替器１０６、分配器１１０、離散フー
リエ変換器１１１、位相補正器１１２、並びにビーム形
成及びレーダ信号処理器１１３は、制御器１１４により
同期している。また、図３において、分配器１１０にて
受信アンテナ１０５−１、１０５−２、…、１０５−ｎ
に対応した受信チャネルは、離散フーリエ変換器１１１
及び位相補正器１１２の内部に有する。
【００２２】尚、本実施例において、ビーム形成及びレ
ーダ信号処理器１１３で、ｎ個の位相補正された離散フ
ーリエ変換データを離散逆フーリエ変換することによ
り、ｎ個の受信アンテナ１０５−１、１０５−２、…、
１０５−ｎに対応したｎ個のビート信号を再生すること
も可能である。
ーダ信号処理器１１３で、ｎ個の位相補正された離散フ
ーリエ変換データを離散逆フーリエ変換することによ
り、ｎ個の受信アンテナ１０５−１、１０５−２、…、
１０５−ｎに対応したｎ個のビート信号を再生すること
も可能である。
【００２３】本実施例における位相補正について、図を
参照しながら更に説明する。図１に、本発明の概念を表
す概念図を示す。いま図１の（ａ）に示す、周波数f＝1
の正弦波を、その周期の４０分の１ごとに、５つのチャ
ネルで順次ディジタルサンプリングすることを考える。
即ち、各チャネルのサンプリングするデータは次の通り
となる。 チャネル０ sin｛5nπ/20｝ チャネル１ sin｛(5n＋1)π/20｝ チャネル２ sin｛(5n＋2)π/20｝ チャネル３ sin｛(5n＋3)π/20｝ チャネル４ sin｛(5n＋4)π/20｝
参照しながら更に説明する。図１に、本発明の概念を表
す概念図を示す。いま図１の（ａ）に示す、周波数f＝1
の正弦波を、その周期の４０分の１ごとに、５つのチャ
ネルで順次ディジタルサンプリングすることを考える。
即ち、各チャネルのサンプリングするデータは次の通り
となる。 チャネル０ sin｛5nπ/20｝ チャネル１ sin｛(5n＋1)π/20｝ チャネル２ sin｛(5n＋2)π/20｝ チャネル３ sin｛(5n＋3)π/20｝ チャネル４ sin｛(5n＋4)π/20｝
【００２４】これらのチャネルがサンプリングしたディ
ジタルデータは図１の（ｂ）〜（ｆ）のようになる。こ
のように、離散フーリエ変換の際に、切り替えによる各
チャネルのサンプリング時間差の情報が入っていなけれ
ば、同一の正弦波からサンプリングしたにもかかわら
ず、チャネル０、１、２、３、４で位相が違ってしまう
ことが理解できる。
ジタルデータは図１の（ｂ）〜（ｆ）のようになる。こ
のように、離散フーリエ変換の際に、切り替えによる各
チャネルのサンプリング時間差の情報が入っていなけれ
ば、同一の正弦波からサンプリングしたにもかかわら
ず、チャネル０、１、２、３、４で位相が違ってしまう
ことが理解できる。
【００２５】このことについて更に詳しく検討する。図
２のように、ＦＭＣＷ方式と呼ばれる、三角波状に周波
数変調した送信波を送信し、受信波と検波することによ
り得られるビート信号の周波数は、次の２つである。 fbU＝2fmR/cTc−2v/λ …（２） fbD＝2fmR/cTc＋2v/λ …（３）
２のように、ＦＭＣＷ方式と呼ばれる、三角波状に周波
数変調した送信波を送信し、受信波と検波することによ
り得られるビート信号の周波数は、次の２つである。 fbU＝2fmR/cTc−2v/λ …（２） fbD＝2fmR/cTc＋2v/λ …（３）
【００２６】ただし、ターゲットとの距離をR、相対速
度を接近を正としてv、光速をcとした。また、送信波TX
が周期2Tcの周波数変調波であり、その周波数が、時刻0
≦t≦Tcにおいてf0＋fmt/Tc、Tc≦t≦2Tcにおいてf0＋2
fm−fmt/Tcの三角状であるとした。λは被変調波の波長
であるが、fm≪f0と仮定すればλは一定として良い。式
（２）及び式（３）から、距離R、相対速度vは次の通り
求められる。 R＝(fbD＋fbU)cTc/4fm …（４） v＝(fbD−fbU)λ/4 …（５）
度を接近を正としてv、光速をcとした。また、送信波TX
が周期2Tcの周波数変調波であり、その周波数が、時刻0
≦t≦Tcにおいてf0＋fmt/Tc、Tc≦t≦2Tcにおいてf0＋2
fm−fmt/Tcの三角状であるとした。λは被変調波の波長
であるが、fm≪f0と仮定すればλは一定として良い。式
（２）及び式（３）から、距離R、相対速度vは次の通り
求められる。 R＝(fbD＋fbU)cTc/4fm …（４） v＝(fbD−fbU)λ/4 …（５）
【００２７】さて、時刻0≦t≦Tcにおいて送信波の周波
数は、f(t)＝f0＋fmt/Tcであるので、時刻tでの位相φ
(t)はその積分で下記の通りである。 ここでω0＝2πf0、ωm＝2πfmであり、φ0は初期位相
量である。
数は、f(t)＝f0＋fmt/Tcであるので、時刻tでの位相φ
(t)はその積分で下記の通りである。 ここでω0＝2πf0、ωm＝2πfmであり、φ0は初期位相
量である。
【００２８】送信波が、ターゲットに反射され、時刻t1
にて遅延時間τ1＝2R1/cでレーダ装置に受信された受信
波Ｒと、検波のため比較される時刻t1での送信波Ｌとの
位相差Δφ1について考える。時刻t1での受信波Ｒ及び
送信波Ｌのそれぞれ位相をφ1 R及びφ1 Lとおけば、次の
通りとなる。 φ1 L＝ω0t1＋ωmt1 2/2Tc＋φ0 φ1 R＝ω0(t1−τ1)＋ωm(t1−τ1)2/2Tc＋φ0 ∴Δφ1＝φ1 L−φ1 R＝ω0τ1＋ωm(2τ1t1−τ1 2)/2Tc …（７）
にて遅延時間τ1＝2R1/cでレーダ装置に受信された受信
波Ｒと、検波のため比較される時刻t1での送信波Ｌとの
位相差Δφ1について考える。時刻t1での受信波Ｒ及び
送信波Ｌのそれぞれ位相をφ1 R及びφ1 Lとおけば、次の
通りとなる。 φ1 L＝ω0t1＋ωmt1 2/2Tc＋φ0 φ1 R＝ω0(t1−τ1)＋ωm(t1−τ1)2/2Tc＋φ0 ∴Δφ1＝φ1 L−φ1 R＝ω0τ1＋ωm(2τ1t1−τ1 2)/2Tc …（７）
【００２９】全く同様に、時刻t2＝t1＋Δt …（８）
にて遅延時間τ2＝2R2/cでレーダ装置に受信された受信
波Ｒと、検波のため比較される時刻t2での送信波Ｌの位
相について考える。時刻t2での受信波Ｒ及び送信波Ｌの
それぞれ位相をφ2 R及びφ2 Lとおいて、それらの差Δφ
2は次の通りとなる。 φ2 L＝ω0t2＋ωmt2 2/2Tc＋φ0 φ2 R＝ω0(t2−τ2)＋ωm(t2−τ2)2/2Tc＋φ0 ∴Δφ2＝φ2 L−φ2 R＝ω0τ2＋ωm(2τ2t2−τ2 2)/2Tc …（９）
にて遅延時間τ2＝2R2/cでレーダ装置に受信された受信
波Ｒと、検波のため比較される時刻t2での送信波Ｌの位
相について考える。時刻t2での受信波Ｒ及び送信波Ｌの
それぞれ位相をφ2 R及びφ2 Lとおいて、それらの差Δφ
2は次の通りとなる。 φ2 L＝ω0t2＋ωmt2 2/2Tc＋φ0 φ2 R＝ω0(t2−τ2)＋ωm(t2−τ2)2/2Tc＋φ0 ∴Δφ2＝φ2 L−φ2 R＝ω0τ2＋ωm(2τ2t2−τ2 2)/2Tc …（９）
【００３０】以降の議論はv≪cと仮定して、相対論的効
果は無視する。ある時刻tにおけるターゲットの距離R
(t)を、R(t)＝R0＋vt …（１０）とする。ただし、こ
こでR0は初期距離である。このとき、送信波がターゲッ
トに達するまでに要する時間τ'は次の関係式を満た
す。
果は無視する。ある時刻tにおけるターゲットの距離R
(t)を、R(t)＝R0＋vt …（１０）とする。ただし、こ
こでR0は初期距離である。このとき、送信波がターゲッ
トに達するまでに要する時間τ'は次の関係式を満た
す。
【００３１】送信波はターゲットで反射され、時間τ'
後に反射波として受信されるため、遅延時間τは、 τ＝2τ'＝2(R0＋vt)/c …（１２） となる。よって時刻t1、t2＝t1＋Δtにおける遅延時間
τ1、τ2はそれぞれ、 τ1＝2(R0＋vt1)/c …（１３） τ2＝2(R0＋vt2)/c ＝2｛R0＋v(t1＋Δt)｝/c …（１４） となる。
後に反射波として受信されるため、遅延時間τは、 τ＝2τ'＝2(R0＋vt)/c …（１２） となる。よって時刻t1、t2＝t1＋Δtにおける遅延時間
τ1、τ2はそれぞれ、 τ1＝2(R0＋vt1)/c …（１３） τ2＝2(R0＋vt2)/c ＝2｛R0＋v(t1＋Δt)｝/c …（１４） となる。
【００３２】以上から、観測時間差がΔtだけある二つ
の受信波の位相の差｛式（９）−式（７）｝を式（１
３）、式（１４）を用いて計算すると、以下のようにな
る。 Δφ2−Δφ1 ＝ω0(τ2−τ1)＋ωm(τ2t2−τ1t1)/Tc−ωm(τ2 2−τ1 2)/2Tc ＝2ω0Δtv/c ＋2ωm〔｛R0＋v(t1＋Δt)｝(t1＋Δt)−(R0＋vt1)t1〕/cTc −4ωmΔtv｛vΔt＋2(R0＋vt1)｝/2c2Tc ＝2ω0Δtv/c ＋2ωmΔt/cTc ×｛R0＋2vt1＋vΔt−(2R0＋2vt1＋vΔt)v/c｝ …（１５）
の受信波の位相の差｛式（９）−式（７）｝を式（１
３）、式（１４）を用いて計算すると、以下のようにな
る。 Δφ2−Δφ1 ＝ω0(τ2−τ1)＋ωm(τ2t2−τ1t1)/Tc−ωm(τ2 2−τ1 2)/2Tc ＝2ω0Δtv/c ＋2ωm〔｛R0＋v(t1＋Δt)｝(t1＋Δt)−(R0＋vt1)t1〕/cTc −4ωmΔtv｛vΔt＋2(R0＋vt1)｝/2c2Tc ＝2ω0Δtv/c ＋2ωmΔt/cTc ×｛R0＋2vt1＋vΔt−(2R0＋2vt1＋vΔt)v/c｝ …（１５）
【００３３】ところで、t1は0≦t1≦Tcで規定される時
間であり、また、Δtはサンプリング時間差であるの
で、通常のレーダ装置においては、 R0≫vt1，vΔt …（１６） という条件が成り立つ。また、式（１５）の中括弧内の
係数v/cが付いている項は、相対速度vが光速cよりも十
分小さければ無視できる。よって、式（１５）は、 となる。ここで、fdはドップラー周波数、fRはＦＭＣＷ
方式による距離に比例した周波数、そしてfbはビート周
波数である。
間であり、また、Δtはサンプリング時間差であるの
で、通常のレーダ装置においては、 R0≫vt1，vΔt …（１６） という条件が成り立つ。また、式（１５）の中括弧内の
係数v/cが付いている項は、相対速度vが光速cよりも十
分小さければ無視できる。よって、式（１５）は、 となる。ここで、fdはドップラー周波数、fRはＦＭＣＷ
方式による距離に比例した周波数、そしてfbはビート周
波数である。
【００３４】よって、ある時刻での送信波と受信波の位
相差と、Δt後の送信波と受信波の位相差との差は、検
波して求められるビート周波数fbと時間差Δtとの積に
等しいことがわかった。よって、本実施例において、位
相補正の際には、式（１７）の関係式を用いれば良いこ
とがわかる。この際の時間差Δtは、受信チャネルと、
基準となるチャネルとの、サンプリング時間差を意味す
る。例えば周波数f＝1の図１では、チャネル１、２、
３、４との基準となるチャネル０とのサンプリング時間
差Δtは、1/40、2/40、3/40、4/40である。
相差と、Δt後の送信波と受信波の位相差との差は、検
波して求められるビート周波数fbと時間差Δtとの積に
等しいことがわかった。よって、本実施例において、位
相補正の際には、式（１７）の関係式を用いれば良いこ
とがわかる。この際の時間差Δtは、受信チャネルと、
基準となるチャネルとの、サンプリング時間差を意味す
る。例えば周波数f＝1の図１では、チャネル１、２、
３、４との基準となるチャネル０とのサンプリング時間
差Δtは、1/40、2/40、3/40、4/40である。
【００３５】以上の通り、本実施例によれば、１つの受
信装置を用いながら、複数個の受信アンテナの受信波を
検波することができる。このデータを演算装置でディジ
タル処理することにより、簡易な装置構成から成るホロ
グラフィックレーダとすることができる。このレーダ装
置は、従来の複数の受信装置を用いたホログラフィック
レーダよりも、小型で安価なレーダ装置とすることがで
きる。
信装置を用いながら、複数個の受信アンテナの受信波を
検波することができる。このデータを演算装置でディジ
タル処理することにより、簡易な装置構成から成るホロ
グラフィックレーダとすることができる。このレーダ装
置は、従来の複数の受信装置を用いたホログラフィック
レーダよりも、小型で安価なレーダ装置とすることがで
きる。
【００３６】（第２実施例）図５は、本発明にかかるレ
ーダ装置の具体的な第２実施例の回路を示すブロック図
である。周波数変調用三角波発生器２０１、電圧制御発
振器２０２、電力増幅器２０３、送信アンテナ２０４、
ｎ個の受信アンテナ２０５−１、２０５−２、…、２０
５−ｎ、切替器２０６、低雑音増幅器２０７、混合検波
器２０８、Ａ／Ｄ変換器２０９、分配器２１０、離散フ
ーリエ変換器２１１及び制御器２１４の作用は第１実施
例の同一名の１０１乃至１１１、及び１１４と全く同様
である。離散フーリエ変換器２１１からの周波数分析デ
ータがビーム形成及びレーダ信号処理器２１２に出力さ
れ、ｎ個の位相補正されていない離散フーリエ変換デー
タを基に、ターゲットとの補正前方位、距離、相対速度
を算出する。次に補正前方位を角度補正器２１３に出力
し、距離、相対速度に基づいて補正を行い、ターゲット
方位を検出する。
ーダ装置の具体的な第２実施例の回路を示すブロック図
である。周波数変調用三角波発生器２０１、電圧制御発
振器２０２、電力増幅器２０３、送信アンテナ２０４、
ｎ個の受信アンテナ２０５−１、２０５−２、…、２０
５−ｎ、切替器２０６、低雑音増幅器２０７、混合検波
器２０８、Ａ／Ｄ変換器２０９、分配器２１０、離散フ
ーリエ変換器２１１及び制御器２１４の作用は第１実施
例の同一名の１０１乃至１１１、及び１１４と全く同様
である。離散フーリエ変換器２１１からの周波数分析デ
ータがビーム形成及びレーダ信号処理器２１２に出力さ
れ、ｎ個の位相補正されていない離散フーリエ変換デー
タを基に、ターゲットとの補正前方位、距離、相対速度
を算出する。次に補正前方位を角度補正器２１３に出力
し、距離、相対速度に基づいて補正を行い、ターゲット
方位を検出する。
【００３７】また、この実施例では、低雑音増幅器２０
７、混合検波器２０８、及びＡ／Ｄ変換器２０９が受信
装置を構成し、切替器２０６が切替装置を構成し、分配
器２１０が分配装置を構成し、離散フーリエ変換器２１
１が離散フーリエ変換装置を構成し、離散フーリエ変換
器２１１はまた、ビーム形成及びレーダ信号処理器２１
２と共に補正前方位演算装置を構成し、角度補正器２１
３が角度補正装置を構成する。尚、制御器２１４によ
り、周波数変調用三角波発生器２０１、切替器２０６、
分配器２１０、離散フーリエ変換器２１１、ビーム形成
及びレーダ信号処理器２１２、並びに角度補正器２１３
は制御されており、切替器２０６、分配器２１０、離散
フーリエ変換器２１１、ビーム形成及びレーダ信号処理
器２１２、並びに角度補正器２１３は、制御器２１４に
より同期している。また、図５において、分配器２１０
にて受信アンテナ２０５−１、２０５−２、…、２０５
−ｎに対応した受信チャネルは、離散フーリエ変換器２
１１の内部に有する。
７、混合検波器２０８、及びＡ／Ｄ変換器２０９が受信
装置を構成し、切替器２０６が切替装置を構成し、分配
器２１０が分配装置を構成し、離散フーリエ変換器２１
１が離散フーリエ変換装置を構成し、離散フーリエ変換
器２１１はまた、ビーム形成及びレーダ信号処理器２１
２と共に補正前方位演算装置を構成し、角度補正器２１
３が角度補正装置を構成する。尚、制御器２１４によ
り、周波数変調用三角波発生器２０１、切替器２０６、
分配器２１０、離散フーリエ変換器２１１、ビーム形成
及びレーダ信号処理器２１２、並びに角度補正器２１３
は制御されており、切替器２０６、分配器２１０、離散
フーリエ変換器２１１、ビーム形成及びレーダ信号処理
器２１２、並びに角度補正器２１３は、制御器２１４に
より同期している。また、図５において、分配器２１０
にて受信アンテナ２０５−１、２０５−２、…、２０５
−ｎに対応した受信チャネルは、離散フーリエ変換器２
１１の内部に有する。
【００３８】尚、本実施例において、ビーム形成及びレ
ーダ信号処理器２１２で、ｎ個の位相補正された離散フ
ーリエ変換データを離散逆フーリエ変換することによ
り、ｎ個の受信アンテナ２０５−１、２０５−２、…、
２０５−ｎに対応したｎ個のビート信号を再生すること
も可能である。
ーダ信号処理器２１２で、ｎ個の位相補正された離散フ
ーリエ変換データを離散逆フーリエ変換することによ
り、ｎ個の受信アンテナ２０５−１、２０５−２、…、
２０５−ｎに対応したｎ個のビート信号を再生すること
も可能である。
【００３９】角度補正値Δθは式（１７）に基づいて以
下のように求められる。 ここでdは受信アンテナ間隔である。尚、式（１７）の
通り、ビート周波数fbはドップラー周波数fdと、ＦＭＣ
Ｗ方式による距離に比例した周波数fRとの和である。ド
ップラー周波数fd及びＭＣＷ方式による距離に比例した
周波数fRは、それぞれ検出された相対速度v及び距離Rに
基づいて求めることができる。尚、本実施例では空間離
散フーリエ変換を用いることで角度補正を行うものとし
たが、空間離散フーリエ変換の代わりに、ＭＵＳＩＣ
法、ＥＳＰＲＩＴ法などの高分解能方位検出手法を用い
ることもできる。
下のように求められる。 ここでdは受信アンテナ間隔である。尚、式（１７）の
通り、ビート周波数fbはドップラー周波数fdと、ＦＭＣ
Ｗ方式による距離に比例した周波数fRとの和である。ド
ップラー周波数fd及びＭＣＷ方式による距離に比例した
周波数fRは、それぞれ検出された相対速度v及び距離Rに
基づいて求めることができる。尚、本実施例では空間離
散フーリエ変換を用いることで角度補正を行うものとし
たが、空間離散フーリエ変換の代わりに、ＭＵＳＩＣ
法、ＥＳＰＲＩＴ法などの高分解能方位検出手法を用い
ることもできる。
【００４０】（第３実施例）図６は、本発明にかかるレ
ーダ装置の具体的な第３実施例の回路を示すブロック図
である。周波数変調用三角波発生器３０１、電圧制御発
振器３０２、電力増幅器３０３、送信アンテナ３０４、
ｎ個の受信アンテナ３０５−１、３０５−２、…、３０
５−ｎ、切替器３０６、低雑音増幅器３０７、混合検波
器３０８、Ａ／Ｄ変換器３０９、及び制御器３１４の作
用は第１実施例の同一名の１０１乃至１０９、及び１１
４と全く同様である。Ａ／Ｄ変換器３０９からのディジ
タルデータは並列データ変換器３１０に出力され、ここ
で一括してデータセットとして２次元離散フーリエ変換
器３１１に出力される。このデータをレーダ信号処理器
３１２に出力して、距離、速度が求められる。更に、検
出されたターゲットの距離と速度、及び受信アンテナ間
距離、サンプリング時間差に基づき角度補正器３１３で
補正前方位を補正し、ターゲット方位を検出する。
ーダ装置の具体的な第３実施例の回路を示すブロック図
である。周波数変調用三角波発生器３０１、電圧制御発
振器３０２、電力増幅器３０３、送信アンテナ３０４、
ｎ個の受信アンテナ３０５−１、３０５−２、…、３０
５−ｎ、切替器３０６、低雑音増幅器３０７、混合検波
器３０８、Ａ／Ｄ変換器３０９、及び制御器３１４の作
用は第１実施例の同一名の１０１乃至１０９、及び１１
４と全く同様である。Ａ／Ｄ変換器３０９からのディジ
タルデータは並列データ変換器３１０に出力され、ここ
で一括してデータセットとして２次元離散フーリエ変換
器３１１に出力される。このデータをレーダ信号処理器
３１２に出力して、距離、速度が求められる。更に、検
出されたターゲットの距離と速度、及び受信アンテナ間
距離、サンプリング時間差に基づき角度補正器３１３で
補正前方位を補正し、ターゲット方位を検出する。
【００４１】また、この実施例では、低雑音増幅器３０
７、混合検波器３０８、及びＡ／Ｄ変換器３０９が受信
装置を構成し、切替器３０６が切替装置を構成し、並列
データ変換器３１０が分配装置を構成し、２次元離散フ
ーリエ変換器３１１が２次元離散フーリエ変換装置を構
成し、レーダ信号処理器３１２が補正前方位算出装置を
構成し、角度補正器３１３が角度補正装置を構成する。
尚、制御器３１４により、周波数変調用三角波発生器３
０１、切替器３０６、並列データ変換器３１０、２次元
離散フーリエ変換器３１１、レーダ信号処理器３１２、
並びに角度補正器３１３は制御されており、切替器３０
６、並列データ変換器３１０、離散フーリエ変換器３１
１、レーダ信号処理器３１２、並びに角度補正器３１３
は、制御器３１４により同期している。また、図６にお
いて、並列データ変換器３１０にて受信アンテナ３０５
−１、３０５−２、…、３０５−ｎに対応した受信チャ
ネルは、２次元離散フーリエ変換器３１１の内部に有す
る。
７、混合検波器３０８、及びＡ／Ｄ変換器３０９が受信
装置を構成し、切替器３０６が切替装置を構成し、並列
データ変換器３１０が分配装置を構成し、２次元離散フ
ーリエ変換器３１１が２次元離散フーリエ変換装置を構
成し、レーダ信号処理器３１２が補正前方位算出装置を
構成し、角度補正器３１３が角度補正装置を構成する。
尚、制御器３１４により、周波数変調用三角波発生器３
０１、切替器３０６、並列データ変換器３１０、２次元
離散フーリエ変換器３１１、レーダ信号処理器３１２、
並びに角度補正器３１３は制御されており、切替器３０
６、並列データ変換器３１０、離散フーリエ変換器３１
１、レーダ信号処理器３１２、並びに角度補正器３１３
は、制御器３１４により同期している。また、図６にお
いて、並列データ変換器３１０にて受信アンテナ３０５
−１、３０５−２、…、３０５−ｎに対応した受信チャ
ネルは、２次元離散フーリエ変換器３１１の内部に有す
る。
【００４２】尚、本実施例において、ビーム形成及びレ
ーダ信号処理器３１２で、ｎ個の位相補正された離散フ
ーリエ変換データを離散逆フーリエ変換することによ
り、ｎ個の受信アンテナ３０５−１、３０５−２、…、
３０５−ｎに対応したｎ個のビート信号を再生すること
も可能である。
ーダ信号処理器３１２で、ｎ個の位相補正された離散フ
ーリエ変換データを離散逆フーリエ変換することによ
り、ｎ個の受信アンテナ３０５−１、３０５−２、…、
３０５−ｎに対応したｎ個のビート信号を再生すること
も可能である。
【００４３】角度補正器３１３の働きは次の通りであ
る。２次元離散フーリエ変換器３１１で２次元離散フー
リエ変換を行う。 f(x＊)＝∫F(K＊)expj(K＊・x＊)d2K＊ …（１９） F(K＊)＝∫f(x＊)exp-j(K＊・x＊)d2x＊ …（２０）
る。２次元離散フーリエ変換器３１１で２次元離散フー
リエ変換を行う。 f(x＊)＝∫F(K＊)expj(K＊・x＊)d2K＊ …（１９） F(K＊)＝∫f(x＊)exp-j(K＊・x＊)d2x＊ …（２０）
【００４４】ただし、x＊及びK＊は２次ベクトルで、成
分は各々(x,y)及び(Kx,Ky)、K＊・x＊はそれらの内積で
値はKxx＋Kyyである。また、∫d2K＊並びに∫d2x＊はそ
れぞれKx及びKy並びにx及びyによる２重積分を意味し、
jは-1の平方根である。尚、x＊はターゲットの位置ベク
トル、K＊は波数ベクトルである。
分は各々(x,y)及び(Kx,Ky)、K＊・x＊はそれらの内積で
値はKxx＋Kyyである。また、∫d2K＊並びに∫d2x＊はそ
れぞれKx及びKy並びにx及びyによる２重積分を意味し、
jは-1の平方根である。尚、x＊はターゲットの位置ベク
トル、K＊は波数ベクトルである。
【００４５】２次元離散フーリエ変換を上りフェーズ及
び下りフェーズのそれぞれのデータに対して行うことに
より、距離方向に相対速度に比例したオフセットを、距
離方向と直交する方向にサンプリング時間差と相対速度
の積に比例したオフセットをそれぞれ有するターゲット
の位置がそれぞれ得られる。この上りフェーズ及び下り
フェーズの変換データ間で同一ターゲットによるもの同
士のペアリングを行い、ペアリングされた２つの距離の
和から真の距離を、その差から相対速度を求める。これ
は通常のＦＭＣＷ方式における距離と相対速度を求める
ことと等価である。
び下りフェーズのそれぞれのデータに対して行うことに
より、距離方向に相対速度に比例したオフセットを、距
離方向と直交する方向にサンプリング時間差と相対速度
の積に比例したオフセットをそれぞれ有するターゲット
の位置がそれぞれ得られる。この上りフェーズ及び下り
フェーズの変換データ間で同一ターゲットによるもの同
士のペアリングを行い、ペアリングされた２つの距離の
和から真の距離を、その差から相対速度を求める。これ
は通常のＦＭＣＷ方式における距離と相対速度を求める
ことと等価である。
【００４６】角度補正前方位θ'は、真の方位θと次の
関係がある。 ここでvは相対速度、dは受信アンテナ間距離、Δtはサ
ンプリング時間差である。またxavは、上りフェーズ及
び下りフェーズからそれぞれ求めた２つの距離の平均値
である。レーダ装置を原点(0,0)にとれば、ターゲット
の真の位置（座標(X,Y)）と補正前位置（座標(xav,
yav)）との関係は次式で表される。 R＝(xav 2＋yav 2)1/2 ＝(X2＋Y2)1/2 …（２２） 式（２１）及び式（２２）により、ターゲットの真の位
置（座標(X,Y)）は以下のように求められる。 X＝Rsinθ＝xav−2vRΔt/d …（２３） Y＝Rcosθ＝(R2−X2)1/2 …（２４）
関係がある。 ここでvは相対速度、dは受信アンテナ間距離、Δtはサ
ンプリング時間差である。またxavは、上りフェーズ及
び下りフェーズからそれぞれ求めた２つの距離の平均値
である。レーダ装置を原点(0,0)にとれば、ターゲット
の真の位置（座標(X,Y)）と補正前位置（座標(xav,
yav)）との関係は次式で表される。 R＝(xav 2＋yav 2)1/2 ＝(X2＋Y2)1/2 …（２２） 式（２１）及び式（２２）により、ターゲットの真の位
置（座標(X,Y)）は以下のように求められる。 X＝Rsinθ＝xav−2vRΔt/d …（２３） Y＝Rcosθ＝(R2−X2)1/2 …（２４）
【００４７】以上の実施例では三角波で周波数変調した
送信波を使用したが、周波数変調は三角波に限定されな
い。また、２つの送信波を用いれば、周波数変調するこ
となく本発明を実施できる。これらの場合のレーダ装置
の回路は図３のブロック図をもとに、部分的な修正を加
えることで容易に実施することができる。即ち、本発明
の要点は、複数の受信チャネルを受信機に順次切り替
え、切り替えに際して生ずる位相の補正にあるので、任
意の１受信チャネルの通常のレーダ装置に本発明を適用
することにより、多受信チャネルのホログラフィックレ
ーダ装置とすることができる。
送信波を使用したが、周波数変調は三角波に限定されな
い。また、２つの送信波を用いれば、周波数変調するこ
となく本発明を実施できる。これらの場合のレーダ装置
の回路は図３のブロック図をもとに、部分的な修正を加
えることで容易に実施することができる。即ち、本発明
の要点は、複数の受信チャネルを受信機に順次切り替
え、切り替えに際して生ずる位相の補正にあるので、任
意の１受信チャネルの通常のレーダ装置に本発明を適用
することにより、多受信チャネルのホログラフィックレ
ーダ装置とすることができる。
【００４８】以上の述べたように、本発明により、切替
装置により複数の受信アンテナを順次切り替えて１つの
時系列の時分割多重データ形成し、これをディジタルデ
ータとして離散フーリエ変換する前段階或いは後段階で
適当な補正を行うことにより、ターゲットの方位につい
て検出誤差の無い、受信装置が１台のみのホログラフィ
ックレーダとすることができる。本発明のホログラフィ
ックレーダは小型で安価なレーダとすることができるの
で、例えば自動車に搭載するレーダ装置として有用であ
る。尚、本発明において、受信装置を２台以上とするこ
とも可能である。
装置により複数の受信アンテナを順次切り替えて１つの
時系列の時分割多重データ形成し、これをディジタルデ
ータとして離散フーリエ変換する前段階或いは後段階で
適当な補正を行うことにより、ターゲットの方位につい
て検出誤差の無い、受信装置が１台のみのホログラフィ
ックレーダとすることができる。本発明のホログラフィ
ックレーダは小型で安価なレーダとすることができるの
で、例えば自動車に搭載するレーダ装置として有用であ
る。尚、本発明において、受信装置を２台以上とするこ
とも可能である。
【図１】本発明にかかる、位相補正の概念を示したグラ
フ図。
フ図。
【図２】本発明の具体的な３つの実施例にかかる周波数
変調波の周波数変調を示したグラフ図。
変調波の周波数変調を示したグラフ図。
【図３】本発明の具体的な第１実施例にかかる多受信チ
ャネルレーダ装置の回路構成を示したブロック図。
ャネルレーダ装置の回路構成を示したブロック図。
【図４】本発明の具体的な第１実施例にかかる多受信チ
ャネルレーダ装置の、混合検波器に入力される時分割多
重信号の概念を示したグラフ図。
ャネルレーダ装置の、混合検波器に入力される時分割多
重信号の概念を示したグラフ図。
【図５】本発明の具体的な第２実施例にかかる多受信チ
ャネルレーダ装置の回路構成を示したブロック図。
ャネルレーダ装置の回路構成を示したブロック図。
【図６】本発明の具体的な第３実施例にかかる多受信チ
ャネルレーダ装置の回路構成を示したブロック図。
ャネルレーダ装置の回路構成を示したブロック図。
１０１〜１１４、２０１〜２１４、３０１〜３１４本発
明の具体的な実施例にかかる３つのレーダ装置の、各構
成部分
明の具体的な実施例にかかる３つのレーダ装置の、各構
成部分
Claims (18)
- 【請求項１】 送信信号を送信し、ターゲットからの反
射波を複数のアンテナにて受信する多受信チャネルレー
ダ方式において、 複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成し、 前記時分割多重データ列の前記各アンテナに対応した時
系列データを前記各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配し、 分配された前記各チャネルの時系列データ全体を用いて
ターゲットの補正前方位を求め、 前記補正前方位に対して切替時間に対応した角度を補正
することによりターゲットの方位を検出することを特徴
とする多受信チャネルレーダ方式。 - 【請求項２】 前記補正前方位を求める方法は２次元フ
ーリエ変換である請求項１に記載の多受信チャネルレー
ダ方式。 - 【請求項３】 送信信号を送信し、ターゲットからの反
射波を複数のアンテナにて受信する多受信チャネルレー
ダ方式において、 複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成し、 前記時分割多重データ列の前記各アンテナに対応した時
系列データを前記各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配し、 分配された前記各チャネルのデータに基づきフーリエ変
換により周波数分析を行い、 前記各チャネルでの周波数分析結果における同一の周波
数での位相の値に対して、前記各チャネル毎に切替時間
間隔及び切替順によるサンプリング時間差に対応した補
正を行い、 前記各チャネルの補正された位相の値を基にターゲット
の方位を検出することを特徴とする多受信チャネルレー
ダ方式。 - 【請求項４】 前記切替時間間隔及び切替順によるサン
プリング時間差に対応した補正は、切替時間間隔及び切
替順によるサンプリング時間差に比例した位相遅延量を
補正することである請求項３に記載の多受信チャネルレ
ーダ方式。 - 【請求項５】 送信信号を送信し、ターゲットからの反
射波を複数のアンテナにて受信する多受信チャネルレー
ダ方式において、 複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成し、 前記時分割多重データ列の前記各アンテナに対応した時
系列データを前記各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配し、 分配された前記各チャネルのデータに基づきフーリエ変
換により周波数分析を行い、 前記各チャネルでの周波数分析結果における、同一の周
波数のデータを基にターゲットの補正前方位を求め、 前記補正前方位に対して切替時間間隔に対応した角度を
補正してターゲットの方位を検出することを特徴とする
多受信チャネルレーダ方式。 - 【請求項６】 前記角度の補正は切替時間間隔と前記周
波数の積に対応して行うことを特徴とする請求項５に記
載の多受信チャネルレーダ方式。 - 【請求項７】 前記ターゲットの方位を検出する方法
は、空間フーリエ変換である請求項３乃至請求項６のい
ずれか１項に記載の多受信チャネルレーダ方式。 - 【請求項８】 各チャネル毎に周波数分析により得られ
た全ての周波数に対する位相の値を補正し、補正された
位相の値とその周波数に対する振幅の値を基に逆フーリ
エ変換することにより補正した受信信号を求めることを
特徴とする請求項３又は請求項４に記載の多受信チャネ
ルレーダ方式。 - 【請求項９】 前記受信信号の切り替えは、前記受信信
号の最高周波数成分の２倍よりも高い周波数にて行うこ
とを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項に
記載の多受信チャネルレーダ方式。 - 【請求項１０】 送信信号を送信し、ターゲットからの
反射波を複数のアンテナにて受信する多受信チャネルレ
ーダ装置において、 複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成する切替装置と、 前記時分割多重データ列の前記各アンテナに対応した時
系列データを前記各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配する分配装置と、 分配された前記各チャネルの時系列データ全体を用いて
ターゲットの補正前方位を求める補正前方位算出装置
と、 前記補正前方位に対して切替時間に対応した角度を補正
する角度補正装置とから成ることを特徴とする多受信チ
ャネルレーダ装置。 - 【請求項１１】 前記補正前方位算出装置は２次元フー
リエ変換演算装置であることを特徴とする請求項１０に
記載の多受信チャネルレーダ装置。 - 【請求項１２】 送信信号を送信し、ターゲットからの
反射波を複数のアンテナにて受信する多受信チャネルレ
ーダ装置において、 複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成する切替装置と、 前記時分割多重データ列の前記各アンテナに対応した時
系列データを前記各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配する分配装置と、 分配された前記各チャネルのデータに基づき周波数分析
を行うフーリエ変換装置と、 前記各チャネルでの周波数分析結果における同一の周波
数での位相の値に対して、前記各チャネル毎に切替時間
間隔及び切替順によるサンプリング時間差に対応した補
正を行う位相補正装置と、 前記各チャネルの補正された位相の値を基にターゲット
の方位を検出する方位検出装置とから成ることを特徴と
する多受信チャネルレーダ装置。 - 【請求項１３】 前記位相補正装置は、切替時間間隔及
び切替順によるサンプリング時間差に比例した位相遅延
量を補正するものである請求項１２に記載の多受信チャ
ネルレーダ装置。 - 【請求項１４】 送信信号を送信し、ターゲットからの
反射波を複数のアンテナにて受信する多受信チャネルレ
ーダ装置において、 複数の受信信号を所定時間間隔で順次切り替えてサンプ
リングすることにより１つの時系列の時分割多重データ
列を形成する切替装置と、 前記時分割多重データ列の前記各アンテナに対応した時
系列データを前記各アンテナに対応した各受信チャネル
に各々分配する分配装置と、 分配された前記各チャネルのデータに基づき周波数分析
を行うフーリエ変換装置と、 前記各チャネルでの周波数分析結果における、同一の周
波数のデータを基にターゲットの補正前方位を求める補
正前方位算出装置と、 前記補正前方位に対して切替時間間隔に対応した角度を
補正する角度補正装置とから成ることを特徴とする多受
信チャネルレーダ装置。 - 【請求項１５】 前記角度補正装置は、前記切替時間間
隔と前記周波数の積に対応して行うことを特徴とする請
求項１４に記載の多受信チャネルレーダ装置。 - 【請求項１６】 前記方位検出装置は、空間フーリエ変
換演算装置である請求項１２乃至請求項１５のいずれか
１項に記載の多受信チャネルレーダ装置。 - 【請求項１７】 各チャネル毎に周波数分析により得ら
れた全ての周波数に対する位相の値を補正し、補正され
た位相の値とその周波数に対する振幅の値を基に逆フー
リエ変換することにより補正した受信信号を求めること
を特徴とする請求項１２又は請求項１３に記載の多受信
チャネルレーダ装置。 - 【請求項１８】 前記切替装置は、前記受信信号の最高
周波数成分の２倍よりも高い周波数にて切り替えを行う
ことを特徴とする請求項１０乃至請求項１７のいずれか
１項に記載の多受信チャネルレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11036320A JP2000235073A (ja) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | 多受信チャネルレーダ方式及び多受信チャネルレーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11036320A JP2000235073A (ja) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | 多受信チャネルレーダ方式及び多受信チャネルレーダ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000235073A true JP2000235073A (ja) | 2000-08-29 |
Family
ID=12466557
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11036320A Pending JP2000235073A (ja) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | 多受信チャネルレーダ方式及び多受信チャネルレーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000235073A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012163440A (ja) * | 2011-02-07 | 2012-08-30 | Fujitsu Ltd | レーダ装置及び目標探知方法 |
| CN103592634A (zh) * | 2012-08-17 | 2014-02-19 | 地球物理测勘系统有限公司 | 利用高速累加和插值采样的时域超宽频探地雷达的实现 |
| JP2014115299A (ja) * | 2014-02-17 | 2014-06-26 | Fujitsu Ltd | レーダ装置及び目標探知方法 |
| KR101944429B1 (ko) * | 2018-11-15 | 2019-01-30 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 주파수 분석 방법 및 이를 지원하는 장치 |
| CN111025240A (zh) * | 2019-12-31 | 2020-04-17 | 南京国立电子科技有限公司 | 一种多路雷达射频信号数字接收系统 |
| US10852407B2 (en) | 2011-09-09 | 2020-12-01 | Astyx Gmbh | Imaging radar sensor with narrow antenna lobe and wide angle-detection range |
-
1999
- 1999-02-15 JP JP11036320A patent/JP2000235073A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012163440A (ja) * | 2011-02-07 | 2012-08-30 | Fujitsu Ltd | レーダ装置及び目標探知方法 |
| US10852407B2 (en) | 2011-09-09 | 2020-12-01 | Astyx Gmbh | Imaging radar sensor with narrow antenna lobe and wide angle-detection range |
| CN103592634A (zh) * | 2012-08-17 | 2014-02-19 | 地球物理测勘系统有限公司 | 利用高速累加和插值采样的时域超宽频探地雷达的实现 |
| JP2014115299A (ja) * | 2014-02-17 | 2014-06-26 | Fujitsu Ltd | レーダ装置及び目標探知方法 |
| KR101944429B1 (ko) * | 2018-11-15 | 2019-01-30 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 주파수 분석 방법 및 이를 지원하는 장치 |
| CN111025240A (zh) * | 2019-12-31 | 2020-04-17 | 南京国立电子科技有限公司 | 一种多路雷达射频信号数字接收系统 |
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