JP2000232784A - Power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置に係り、
より詳しくは、トランスの1次巻線への電源入力をスイ
ッチングして電源出力を得る電源装置に関する。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a power supply device,
More specifically, the present invention relates to a power supply device that obtains a power supply output by switching a power supply input to a primary winding of a transformer.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来より、特開昭62−279366号
公報に記載されているような電源装置の出力電圧、又は
出力電流を安定して目標値に一致させることを目的とし
て、電源装置を図6(A)に示すような構成として、電
圧検出回路22によって生成された電圧モニタ信号V
monが示す電圧モニタ値、又は電流検出回路24によっ
て生成された電流モニタ信号Imonが示す電流モニタ値
をA/D変換器36を介してCPU30にフィードバッ
クし、その値が目標値に一致するようにパルス発振器3
4により生成されるPWM(Pulse Width Modulation、
パルス幅変調)信号PWMのデューティを制御し、該P
WM信号PWMによって昇圧トランス16への直流電源
26により生成された直流電圧の印加/非印加を制御す
るためのスイッチ素子20のオン/オフを制御する、と
いう所謂デジタル制御方式の電源装置が広く知られてい
る。なお、以降の説明では、電圧モニタ値が目標値に一
致するようにする制御を定電圧制御といい、電流モニタ
値が目標値に一致するようにする制御を定電流制御とい
う。2. Description of the Related Art Conventionally, a power supply has been developed for the purpose of stably making an output voltage or an output current of a power supply as described in JP-A-62-279366 consistent with a target value. 6 (A), the voltage monitor signal V generated by the voltage detection circuit 22 is used.
The voltage monitor value indicated by mon or the current monitor value indicated by the current monitor signal I mon generated by the current detection circuit 24 is fed back to the CPU 30 via the A / D converter 36 so that the value matches the target value. Pulse generator 3
4 generated by PWM (Pulse Width Modulation,
(Pulse width modulation) The duty of the signal PWM is controlled,
A so-called digital control type power supply that controls on / off of a switch element 20 for controlling application / non-application of a DC voltage generated by a DC power supply 26 to a step-up transformer 16 by a WM signal PWM is widely known. Have been. In the following description, control for making the voltage monitor value match the target value is called constant voltage control, and control for making the current monitor value match the target value is called constant current control.
【0003】しかしながら、このようなデジタル制御方
式の電源装置には、次のような問題点がある。[0003] However, such a digital control type power supply has the following problems.
【0004】図6(A)、(B)に示すような電源装置
では、スイッチ素子20がオン/オフを繰り返すことで
出力を発生し、その値はスイッチ素子20をオン/オフ
させる前記PWM信号PWMのデューティに大きく依存
する。すなわち、出力を大きくしたいときはデューティ
を大きくし、また出力を小さくしたいときはデューティ
を小さくする。In a power supply device as shown in FIGS. 6A and 6B, an output is generated by repeatedly turning on / off a switching element 20, and the value is determined by the PWM signal for turning on / off the switching element 20. It largely depends on the duty of PWM. That is, the duty is increased when the output is to be increased, and the duty is decreased when the output is to be decreased.
【0005】ここで問題となるのは、このデューティの
可変分解能である。図6(B)に示すような従来の所謂
アナログ制御方式の電源装置では、PWM信号PWMの
デューティの可変分解能はほぼ無限といえるが、図6
(A)に示すようなテジタル制御方式の電源装置の場
合、PWM信号PWMをCPU30の制御によってパル
ス発振器34で生成しているため、所定の最小ビット単
位でしかデューティを変更できない。[0005] The problem here is the variable resolution of the duty. In the conventional power supply apparatus of the so-called analog control method as shown in FIG. 6B, the variable resolution of the duty of the PWM signal PWM can be said to be almost infinite.
In the case of the power supply device of the digital control system as shown in (A), since the PWM signal PWM is generated by the pulse oscillator 34 under the control of the CPU 30, the duty can be changed only in a predetermined minimum bit unit.
【0006】すなわち、例えば、CPU30の基準クロ
ック信号の周波数が20MHzである場合、図7(A)
に示すように、1パルスの周期は50nSである。ここ
で、パルス発振器34が8ビット構成である場合は1周
期が256パルスとなるので、図7(B)に示すよう
に、1周期の時間は12.8μSとなり、この場合の周
波数は約80kHz(=20MHz/256パルス)と
なり、更にこの場合の1ビット当たりの分解能は約0.
39%(=100%/256パルス)となる。That is, for example, when the frequency of the reference clock signal of the CPU 30 is 20 MHz, FIG.
As shown in the figure, the period of one pulse is 50 ns. Here, when the pulse oscillator 34 has an 8-bit configuration, one cycle is 256 pulses, and therefore, as shown in FIG. 7B, the time of one cycle is 12.8 μS, and the frequency in this case is about 80 kHz. (= 20 MHz / 256 pulses), and the resolution per bit in this case is about 0.5.
39% (= 100% / 256 pulses).
【0007】一方、パルス発振器34が10ビット構成
である場合は1周期が1024パルスとなるので、図7
(C)に示すように、1周期の時間は51.2μSとな
り、この場合の周波数は約20kHz(=20MHz/
1024パルス)となり、更にこの場合の1ビット当た
りの分解能は約0.098%(=100%/1024パ
ルス)となる。On the other hand, when the pulse oscillator 34 has a 10-bit configuration, one cycle is 1024 pulses.
As shown in (C), the time of one cycle is 51.2 μS, and the frequency in this case is about 20 kHz (= 20 MHz /
1024 pulses), and the resolution per bit in this case is about 0.098% (= 100% / 1024 pulses).
【0008】すなわち、例えば上記のようにCPU30
の基準クロック信号の周波数が20MHzでありパルス
発振器34が10ビット構成である場合、図8(A)に
示すように、PWM信号PWMのデューティは0.09
8%毎のステップ状にしか設定できず、この結果として
図8(B)に示すように出力電圧もステップ状にしか変
更できない。That is, for example, as described above, the CPU 30
When the frequency of the reference clock signal is 20 MHz and the pulse oscillator 34 has a 10-bit configuration, the duty of the PWM signal PWM is 0.09, as shown in FIG.
As shown in FIG. 8 (B), the output voltage can be changed only in steps, as can be set only in steps of 8%.
【0009】同様に、CPU30の基準クロック信号の
周波数が20MHzでありパルス発振器34が8ビット
構成である場合では、PWM信号PWMのデューティは
0.39%毎のステップ状にしか設定できない。Similarly, when the frequency of the reference clock signal of the CPU 30 is 20 MHz and the pulse oscillator 34 has an 8-bit configuration, the duty of the PWM signal PWM can be set only in steps of 0.39%.
【0010】また、図9の特性T1で示すように従来の
電源装置では、PWM信号のデューティの増加に対して
出力電圧がリニアには増加せず、かつ出力電圧の可変範
囲に対してデューティの可変範囲が小さい。このため、
デューティの増加に対応して出力電圧が大きく増加する
電圧範囲では出力電圧値が目標電圧値から大きくずれた
り、リップルが大きくなってしまう、という問題点があ
った。Further, as shown by the characteristic T1 in FIG. 9, in the conventional power supply device, the output voltage does not increase linearly with an increase in the duty of the PWM signal, and the duty ratio does not vary with the variable range of the output voltage. Variable range is small. For this reason,
In a voltage range where the output voltage greatly increases in response to an increase in the duty, there has been a problem that the output voltage value largely deviates from the target voltage value and the ripple increases.
【0011】この第1の要因としては、昇圧トランスの
励磁インダクタンスと浮遊容量とにより共振電流が発生
して昇圧トランスの1次巻線側の電流(以下、1次側電
流という)に影響を与えることが挙げられる。The first factor is that a resonance current is generated by the exciting inductance and the stray capacitance of the step-up transformer, which affects the current on the primary winding side of the step-up transformer (hereinafter referred to as the primary current). It is mentioned.
【0012】すなわち、理想的な昇圧トランスの1次側
電流は図10(A)に示すようにリニアに増加する状態
のものであるが、昇圧トランスの励磁インダクタンスと
浮遊容量とによって図10(B)に示すような共振電流
が発生し、この結果、1次側電流は図10(C)に示す
ように電流値が大きく上下しながら増加することにな
る。That is, the primary side current of an ideal step-up transformer is in a state of linearly increasing as shown in FIG. 10 (A). ) Is generated, and as a result, the primary current increases while the current value largely fluctuates as shown in FIG.
【0013】また、第2の要因としては、励磁インダク
タンスが小さく、小さなデューティで必要な1次側電流
が流れてしまうことが挙げられる。The second factor is that the exciting inductance is small and a necessary primary current flows with a small duty.
【0014】すなわち、昇圧トランスの1次側電流ip
は次の(1)式で求められるため、昇圧トランスの励磁
インダクタンスLが小さな場合は図11に示すように1
次側電流ipの増加の傾きは急峻となってしまう。That is, the primary current i p of the step-up transformer
Is obtained by the following equation (1), and when the exciting inductance L of the step-up transformer is small, as shown in FIG.
The slope of the increase in the next-side current i p becomes steep.
【0015】 ip=(Vin/L)ton (1) ここで、Vinは昇圧トランスの1次巻線に印加されてい
る直流電圧の電圧値を、tonはスイッチ素子がオンする
期間を、各々表す。 Ip = (V in / L) t on (1) where V in is the voltage value of the DC voltage applied to the primary winding of the step-up transformer, and t on is the switch element is turned on. Each period is represented.
【0016】以上の問題点を解決し得る技術として、特
開平9−149637号公報の従来の技術として記載さ
れている技術では、図12に示すように、昇圧トランス
の1次側にスナバ回路を設けて共振電流を消費させるこ
とによって、図10(D)に示すように共振電流の影響
を極力回避して直線に近い状態で1次側電流を増加させ
ている。As a technique capable of solving the above-mentioned problems, a technique described as a conventional technique in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-149637 discloses a technique in which a snubber circuit is provided on the primary side of a step-up transformer as shown in FIG. By providing and consuming the resonance current, as shown in FIG. 10D, the influence of the resonance current is avoided as much as possible, and the primary side current is increased in a state close to a straight line.
【0017】また、特開平9−149637号公報の従
来の技術として記載されている技術では、昇圧トランス
の励磁インダクタンスLを大きくするように調整するこ
とによって、図11に示すように、1次側電流ipの増
加の傾きを緩やかにしている。Further, in the technique described as the prior art in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-149637, by adjusting the excitation inductance L of the step-up transformer to be large, as shown in FIG. the slope of the increase in the current i p is gradual.
【0018】なお、励磁インダクタンスLを大きくする
には、トランスの巻線数を増加したり、各コイル間のギ
ャップを狭くする等の方法がある。Incidentally, in order to increase the exciting inductance L, there are methods such as increasing the number of windings of the transformer and narrowing the gap between the coils.
【0019】すなわち、上記特開平9−149637号
公報の従来の技術として記載されている技術では、昇圧
トランスの1次側にスナバ回路を設けることにより共振
電流を消費させ、かつ励磁インダクタンスを調整するこ
とにより、デューティと出力電圧(出力電流)との関係
として、図9に示すように、出力範囲の全域で正比例で
かつ緩やかな特性T2を得て、可変領域で出力分解能が
良くなるようにしている。これによってデューティを最
小ビット分変更したときの出力の変動幅が小さくなり上
記の問題点を改善することができる。That is, in the technique described in the prior art of Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-149637, a snubber circuit is provided on the primary side of a step-up transformer to consume a resonance current and adjust an exciting inductance. As a result, as shown in FIG. 9, the relationship between the duty and the output voltage (output current) is such that the characteristic T2 is directly proportional and gradual throughout the output range, and the output resolution is improved in the variable range. I have. As a result, the fluctuation range of the output when the duty is changed by the minimum number of bits is reduced, and the above problem can be solved.
【0020】しかしながら、直流でかつ高圧の電源装置
では、更にデューティと出力との関係を悪化させる問題
がある。However, the DC and high voltage power supply has a problem that the relationship between the duty and the output is further deteriorated.
【0021】すなわち、図13に示すように、従来の直
流高圧電源装置における高圧電源部112では、昇圧ト
ランス16及び2次巻線側の部品(整流平滑回路11
8、ダミー負荷としての抵抗86、出力端子84)にお
いて、昇圧トランス16の巻線間や巻線と各部品との間
や各部品間で高電位差が生じ、そのままではリーク等を
発生したり絶縁破壊を起こしてしまうため、この対策と
して樹脂ケース内に昇圧トランス16及び上記2次巻線
側の部品を配置し絶縁材料でモールドしてモールド部1
38を形成していた。That is, as shown in FIG. 13, in the high-voltage power supply section 112 of the conventional DC high-voltage power supply, the step-up transformer 16 and the components on the secondary winding side (the rectifying and smoothing circuit 11) are used.
8, a resistance 86 as a dummy load, an output terminal 84), a high potential difference is generated between the windings of the step-up transformer 16, between the winding and each component, or between the components, and as it is, a leak or the like is generated or insulation occurs. As a countermeasure against this, the step-up transformer 16 and the components on the secondary winding side are arranged in a resin case, and molded with an insulating material.
38 had been formed.
【0022】[0022]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記昇
圧トランス及び2次巻線側の部品を絶縁材料でモールド
する技術では、低デューティ時における出力分解能が悪
化し、出力が可変である場合には出力が小さな領域でリ
ップルが大きくなったり、目標設定値からの乖離が大き
くなる、という問題点があった。However, in the technique of molding the step-up transformer and components on the secondary winding side with an insulating material, the output resolution at low duty is deteriorated, and when the output is variable, the output is reduced. However, there is a problem in that the ripple becomes large in a small area, or the deviation from the target set value becomes large.
【0023】すなわち、昇圧トランス及び2次巻線側の
部品を絶縁材料でモールドする場合、絶縁材料硬化等に
起因して昇圧トランスの分布容量(主に、1次巻線と2
次巻線との間の容量)が増大する。このため、図14
(A)に示すように、スイッチ素子がオンする毎に突入
電流が発生し、この突入電流に起因して低デューティ時
における出力分解能が悪化し、出力が可変である場合に
は出力が小さな領域でリップルが大きくなったり、目標
設定値からの乖離が大きくなるのである。That is, when the step-up transformer and the parts on the secondary winding side are molded with an insulating material, the distributed capacity of the step-up transformer (mainly, the primary winding and the secondary winding) is caused by hardening of the insulating material.
The capacity between the secondary winding and the secondary winding increases. Therefore, FIG.
As shown in (A), an inrush current is generated every time the switch element is turned on, and the output resolution at low duty is deteriorated due to the inrush current. If the output is variable, the output is small. As a result, the ripple increases and the deviation from the target set value increases.
【0024】なお、図15には、スイッチ素子として電
界効果トランジスタ(FET)を用い、昇圧トランスの
1次側に共振電流除去回路を設けず、昇圧トランス及び
整流平滑回路を絶縁材料でモールドした場合の、スイッ
チ素子のドレイン−ソース間電圧(昇圧トランスのスイ
ッチング信号)と1次側電流の実測結果の一例が示され
ている。FIG. 15 shows a case where a field effect transistor (FET) is used as a switching element, a resonance current removing circuit is not provided on the primary side of the step-up transformer, and the step-up transformer and the rectifying and smoothing circuit are molded with an insulating material. 5 shows an example of the measurement results of the drain-source voltage of the switch element (the switching signal of the step-up transformer) and the primary current.
【0025】同図に示すように、この場合の1次側電流
では、ドレイン−ソース間電圧が落ちるとき、すなわち
スイッチ素子がオンするときに大きな突入電流が発生
し、その後に値が大きく上下しながら増加している。As shown in the figure, in the primary side current in this case, when the voltage between the drain and the source drops, that is, when the switch element is turned on, a large rush current occurs, and thereafter the value greatly fluctuates. While increasing.
【0026】本発明は、上記問題点を解消するために成
されたものであり、出力可変範囲の全てにおいて常に安
定した電力を負荷に供給することができる電源装置を提
供することを目的としている。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problem, and has as its object to provide a power supply device capable of constantly supplying stable power to a load in an entire output variable range. .
【0027】[0027]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項1記載の電源装置は、トランスと、前記トラン
スの1次巻線側に設けられ、前記トランスの1次巻線へ
の電源入力をスイッチングするスイッチ手段と、前記ト
ランスの2次巻線側に設けられ、前記トランスの2次巻
線側の電圧を昇圧する昇圧手段と、を備えた電源装置で
あって、前記昇圧手段の一部又は全部を絶縁材料により
モールドし、かつ前記トランスをモールドの対象外とす
ることを特徴とするものである。According to another aspect of the present invention, there is provided a power supply device provided on a primary winding side of a transformer and a power supply for a primary winding of the transformer. A power supply device comprising: switch means for switching an input; and boosting means provided on a secondary winding side of the transformer and boosting a voltage on a secondary winding side of the transformer. A part or all of the transformer is molded with an insulating material, and the transformer is excluded from the object of molding.
【0028】請求項1記載の電源装置によれば、トラン
スの1次巻線側に設けられたスイッチ手段によってトラ
ンスの1次巻線への電源入力がスイッチングされる。こ
れによってトランスの2次巻線側には電圧が誘起され、
該電圧はトランスの2次巻線側に設けられた昇圧手段に
よって昇圧される。According to the power supply device of the first aspect, the power supply input to the primary winding of the transformer is switched by the switching means provided on the primary winding side of the transformer. This induces a voltage on the secondary winding side of the transformer,
The voltage is boosted by boosting means provided on the secondary winding side of the transformer.
【0029】ここで、請求項1記載の電源装置では、上
記昇圧手段の一部又は全部が絶縁材料によりモールドさ
れ、かつ上記トランスはモールドの対象外とされる。Here, in the power supply device according to the first aspect, part or all of the boosting means is molded with an insulating material, and the transformer is excluded from molding.
【0030】すなわち、本発明では、トランスの2次巻
線側に昇圧手段を設けることによって、トランスの昇圧
率を低く抑えることができるため、トランスに関しては
高電位差が生じることがなく、リークの発生や絶縁破壊
を未然に防止することができるので、トランスは絶縁材
料によるモールドを行う必要がない。That is, in the present invention, the step-up rate of the transformer can be suppressed low by providing the step-up means on the secondary winding side of the transformer. In addition, the transformer does not need to be molded with an insulating material, since it is possible to prevent the occurrence of electrical breakdown.
【0031】なお、上記絶縁材料としてはシリコン材、
エポキシ材等を適用することができる。The insulating material is a silicon material,
An epoxy material or the like can be used.
【0032】このように請求項1記載の電源装置によれ
ば、トランスの2次巻線側に昇圧手段を備えると共にト
ランスをモールドの対象外とする構成としているので、
トランスの分布容量を小さくすることができ、出力可変
範囲内で常に安定した出力を得ることができる。As described above, according to the power supply device of the first aspect, since the booster is provided on the secondary winding side of the transformer and the transformer is excluded from the object of molding,
The distribution capacitance of the transformer can be reduced, and a stable output can always be obtained within the output variable range.
【0033】また、請求項2記載の電源装置は、昇圧用
のトランスと、前記トランスの1次巻線側に供給するた
めの直流電源入力を生成する直流電源と、前記トランス
の2次巻線側に発生する交番出力を整流かつ平滑すると
共に昇圧して出力する昇圧手段と、パルス幅変調信号に
応じて前記直流電源から前記1次巻線側に供給される直
流電源入力を断続するスイッチ手段と、前記昇圧手段か
らの出力の大きさを検出する検出手段と、前記出力の大
きさが予め設定された目標値と一致するように前記パル
ス幅変調信号のデューティを制御する制御手段と、を備
えた電源装置であって、前記昇圧手段の一部又は全部を
絶縁材料によりモールドし、かつ前記トランスをモール
ドの対象外とすることを特徴とするものである。According to a second aspect of the present invention, there is provided a power supply device, comprising: a step-up transformer; a DC power supply for generating a DC power supply input to be supplied to a primary winding side of the transformer; and a secondary winding of the transformer. Boosting means for rectifying and smoothing the alternating output generated on the side and boosting and outputting the output, and switch means for interrupting the DC power input supplied from the DC power supply to the primary winding in accordance with a pulse width modulation signal. And detecting means for detecting the magnitude of the output from the boosting means, and control means for controlling the duty of the pulse width modulation signal such that the magnitude of the output matches a preset target value. A power supply device comprising: a part or the whole of the step-up means is molded with an insulating material; and the transformer is excluded from the object of molding.
【0034】請求項2記載の電源装置によれば、昇圧用
のトランスの2次巻線側に発生する交番出力を整流かつ
平滑すると共に昇圧して出力する昇圧手段からの出力の
大きさが検出手段によって検出され、該検出された出力
の大きさが予め設定された目標値と一致するようにパル
ス幅変調信号のデューティが制御手段によって制御され
る。According to the second aspect of the present invention, the magnitude of the output from the boosting means for rectifying and smoothing the alternating output generated on the secondary winding side of the boosting transformer and boosting and outputting the output is detected. The duty of the pulse width modulation signal is controlled by the control unit such that the magnitude of the detected output is equal to a preset target value.
【0035】この際、トランスの1次巻線側には直流電
源から直流電源入力が供給されており、上記の制御手段
による制御によって生成されたパルス幅変調信号に応じ
て上記1次巻線側に供給されている直流電源入力がスイ
ッチ手段によって断続される。At this time, a DC power supply is supplied from the DC power supply to the primary winding side of the transformer, and the primary winding side is supplied according to the pulse width modulation signal generated by the control by the control means. The DC power input supplied to the switch is interrupted by the switch means.
【0036】すなわち、目標値と一致するように制御さ
れる昇圧手段からの出力の大きさが出力電圧の大きさで
ある場合は定電圧制御が、目標値と一致するように制御
される昇圧手段からの出力の大きさが出力電流の大きさ
である場合は定電流制御が、各々制御手段によって行わ
れる。That is, when the magnitude of the output from the boosting means controlled to match the target value is the magnitude of the output voltage, the constant voltage control is performed by the boosting means controlled to match the target value. When the magnitude of the output from is the magnitude of the output current, the constant current control is performed by the respective control means.
【0037】ここで、請求項2記載の電源装置では、上
記昇圧手段の一部又は全部が絶縁材料によりモールドさ
れ、かつ上記トランスはモールドの対象外とされる。Here, in the power supply device according to the second aspect, part or all of the boosting means is molded with an insulating material, and the transformer is excluded from molding.
【0038】すなわち、本発明では、トランスの2次巻
線側に昇圧手段を設けることによって、トランスの昇圧
率を低く抑えることができるため、トランスに関しては
高電位差が生じることがなく、リークの発生や絶縁破壊
を未然に防止することができるので、トランスは絶縁材
料によるモールドを行う必要がない。That is, in the present invention, the step-up rate of the transformer can be suppressed low by providing the step-up means on the secondary winding side of the transformer. In addition, the transformer does not need to be molded with an insulating material, since it is possible to prevent the occurrence of electrical breakdown.
【0039】なお、上記絶縁材料としてはシリコン材、
エポキシ材等を適用することができる。The insulating material is a silicon material,
An epoxy material or the like can be used.
【0040】このように請求項2記載の電源装置によれ
ば、昇圧用のトランスの2次巻線側に昇圧手段を備える
と共にトランスをモールドの対象外とする構成としてい
るので、請求項1記載の発明と同様に、トランスの分布
容量を小さくすることができ、出力可変範囲内で常に安
定した出力を得ることができる。According to the power supply device of the second aspect, the booster is provided on the secondary winding side of the step-up transformer, and the transformer is excluded from molding. As in the invention of the third aspect, the distribution capacitance of the transformer can be reduced, and a stable output can always be obtained within the output variable range.
【0041】なお、請求項3記載の電源装置のように、
請求項1又は請求項2記載の発明における前記トランス
の1次巻線側に、1次巻線に流れる共振電流を除去する
共振電流除去手段を更に備えることが好ましい。該共振
電流除去手段によりトランスの共振電流を消費させるこ
とができるので、より安定した出力を得ることができ
る。Incidentally, as in the power supply device according to the third aspect,
It is preferable that the transformer according to the first or second aspect further includes a resonance current removing unit that removes a resonance current flowing through the primary winding on the primary winding side of the transformer. Since the resonance current of the transformer can be consumed by the resonance current removing means, a more stable output can be obtained.
【0042】[0042]
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
実施の形態について詳細に説明する。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
【0043】〔第1実施形態〕図1に示すように、本第
1実施形態に係る高圧電源装置10は、負荷40に供給
するための高圧電力を生成する高圧電源部12、所定の
直流電圧を生成する直流電源26、及び装置全体の動作
を司る主制御部28を備えている。[First Embodiment] As shown in FIG. 1, a high-voltage power supply unit 10 according to the first embodiment includes a high-voltage power supply unit 12 for generating high-voltage power to be supplied to a load 40, a predetermined DC voltage. And a main control unit 28 for controlling the operation of the entire apparatus.
【0044】高圧電源部12は、共振電流除去回路1
4、昇圧トランス16、1入力3出力の整流平滑回路1
8、スイッチ素子20、電圧検出回路22、及び電流検
出回路24を備えており、共振電流除去回路14は昇圧
トランス16の1次巻線の各端子間に接続されている。
また、昇圧トランス16の1次巻線の一方の端子には直
流電源26の出力端が接続されており、直流電源26に
よって生成した直流電圧Vinを昇圧トランス16の1次
巻線の一方の端子に印加することができる。The high-voltage power supply section 12 includes a resonance current elimination circuit 1
4. Step-up transformer 16, rectifying and smoothing circuit 1 with 1 input and 3 outputs
8, a switching element 20, a voltage detection circuit 22, and a current detection circuit 24. The resonance current removal circuit 14 is connected between the terminals of the primary winding of the step-up transformer 16.
Moreover, to one terminal of the primary winding of the step-up transformer 16 is connected to the output terminals of the DC power supply 26, one of the primary winding of the DC voltage V in the step-up transformer 16 generated by the DC power source 26 Can be applied to the terminals.
【0045】また、昇圧トランス16の1次巻線の他方
の端子にはスイッチ素子20の出力端が接続されてお
り、昇圧トランス16の2次巻線の端子は整流平滑回路
18の入力端に接続されている。更に、整流平滑回路1
8の3つの出力端のうちの2つの出力端には各々、電圧
検出回路22及び電流検出回路24の各々の入力端が接
続されている。The output terminal of the switching element 20 is connected to the other terminal of the primary winding of the step-up transformer 16, and the terminal of the secondary winding of the step-up transformer 16 is connected to the input terminal of the rectifying and smoothing circuit 18. It is connected. Furthermore, a rectifying and smoothing circuit 1
The input terminals of the voltage detection circuit 22 and the current detection circuit 24 are connected to two of the eight output terminals, respectively.
【0046】一方、主制御部28は、CPU30、PW
M信号PWMを生成するパルス発振器34、及び2入力
1出力のアナログ/デジタル変換器(以下、A/D変換
器という)36を備えており、更にCPU30は演算器
32を備えている。On the other hand, the main control unit 28 includes a CPU 30 and a PW
The CPU 30 includes a pulse oscillator 34 that generates an M signal PWM, an analog-to-digital converter (hereinafter, referred to as an A / D converter) 36 having two inputs and one output, and a CPU 30.
【0047】演算器32の出力端はパルス発振器34の
入力端に、演算器32の入力端はA/D変換器36の出
力端に、パルス発振器34の出力端はスイッチ素子20
の入力端に、各々接続されている。従って、スイッチ素
子20にはパルス発振器34によって生成したPWM信
号PWMを入力することができる。The output terminal of the arithmetic unit 32 is at the input terminal of the pulse oscillator 34, the input terminal of the arithmetic unit 32 is at the output terminal of the A / D converter 36, and the output terminal of the pulse oscillator 34 is the switch element 20.
Are connected respectively to the input terminals. Therefore, the PWM signal PWM generated by the pulse oscillator 34 can be input to the switch element 20.
【0048】更に、A/D変換器36の一方の入力端に
は電圧検出回路22の出力端が、A/D変換器36の他
方の入力端には電流検出回路24の出力端が、各々接続
されている。従って、CPU30には電圧検出回路22
によって生成した電圧モニタ信号Vmonが示す電圧モニ
タ値、及び電流検出回路24によって生成した電流モニ
タ信号Imonが示す電流モニタ値の各々をデジタル値と
して入力することができる。Further, the output terminal of the voltage detection circuit 22 is provided at one input terminal of the A / D converter 36, and the output terminal of the current detection circuit 24 is provided at the other input terminal of the A / D converter 36. It is connected. Therefore, the CPU 30 has the voltage detection circuit 22
Each of the voltage monitor value indicated by the voltage monitor signal V mon generated by the above and the current monitor value indicated by the current monitor signal I mon generated by the current detection circuit 24 can be input as digital values.
【0049】なお、整流平滑回路18の残りの出力端は
外部の負荷40に対応するものであり、負荷40に接続
される。The remaining output terminal of the rectifying / smoothing circuit 18 corresponds to an external load 40 and is connected to the load 40.
【0050】共振電流除去回路14が本発明の共振電流
除去手段に、昇圧トランス16が本発明のトランスに、
スイッチ素子20が本発明のスイッチ手段に、整流平滑
回路18が本発明の昇圧手段に、電圧検出回路22及び
電流検出回路24が本発明の検出手段に、CPU30が
本発明の制御手段に、各々相当する。The resonance current elimination circuit 14 corresponds to the resonance current elimination means of the present invention, and the step-up transformer 16 corresponds to the transformer of the present invention.
The switch element 20 corresponds to the switching means of the present invention, the rectifying and smoothing circuit 18 corresponds to the boosting means of the present invention, the voltage detecting circuit 22 and the current detecting circuit 24 correspond to the detecting means of the present invention, and the CPU 30 corresponds to the controlling means of the present invention. Equivalent to.
【0051】図2は、図1に示した本第1実施形態にお
ける高圧電源部12の具体的な回路構成の一例を示した
ものである。FIG. 2 shows an example of a specific circuit configuration of the high voltage power supply section 12 in the first embodiment shown in FIG.
【0052】同図に示すように、昇圧トランス16の1
次巻線の一方の端子は抵抗50を介して直流電源26の
出力端にも接続されており、直流電源26によって生成
された直流電圧Vinが印加される。As shown in FIG.
One terminal of the next winding is connected to the output terminals of the DC power supply 26 via the resistor 50, the DC voltage V in that is generated by the DC power source 26 is applied.
【0053】また、本第1実施形態におけるスイッチ素
子20はFET54によって構成されており、FET5
4のゲート端子は抵抗56を介してパルス発振器34の
出力端に接続されており、パルス発振器34によって生
成されたPWM信号PWMが入力される。また、FET
54のゲート端子は抵抗58を介して接地されている。The switch element 20 in the first embodiment is constituted by an FET 54,
The gate terminal 4 is connected to the output terminal of the pulse oscillator 34 via the resistor 56, and receives the PWM signal PWM generated by the pulse oscillator 34. Also, FET
The gate terminal 54 is grounded via a resistor 58.
【0054】一方、FET54のドレイン端子は昇圧ト
ランス16の1次巻線の他方の端子に接続されており、
昇圧トランス16の1次巻線の他方の端子と一方の端子
との間には抵抗52が接続されており、該抵抗52によ
って共振電流除去回路14が構成されている。また、F
ET54のソース端子は接地されている。On the other hand, the drain terminal of the FET 54 is connected to the other terminal of the primary winding of the step-up transformer 16.
A resistor 52 is connected between the other terminal and one terminal of the primary winding of the step-up transformer 16, and the resistor 52 forms the resonance current removing circuit 14. Also, F
The source terminal of the ET 54 is grounded.
【0055】このように構成されたスイッチ素子20で
は、パルス発振器34から入力されたPWM信号PWM
がハイレベルであるときにFET54がオンされ、PW
M信号PWMがローレベルであるときにFET54がオ
フされる。従って、FET54はPWM信号PWMのデ
ューティに応じた期間でオン/オフの状態を交互に繰り
返すので、PWM信号PWMのデューティに応じて昇圧
トランス16の1次巻線への直流電源26からの直流電
圧Vinの印加/非印加を交互に行うことができる。In the switch element 20 configured as described above, the PWM signal PWM input from the pulse oscillator 34
Is high level, the FET 54 is turned on and the PW
When the M signal PWM is at a low level, the FET 54 is turned off. Accordingly, the FET 54 alternately repeats the ON / OFF state in a period corresponding to the duty of the PWM signal PWM, so that the DC voltage from the DC power supply 26 to the primary winding of the step-up transformer 16 is changed according to the duty of the PWM signal PWM. the application / non-application of V in can be performed alternately.
【0056】一方、整流平滑回路18は昇圧トランス1
6の2次巻線の一方の端子に一方の端子が接続されたコ
ンデンサ62を備えており、コンデンサ62の他方の端
子はダイオード64のアノード端子、ダイオード66の
カソード端子、及びコンデンサ68の一方の端子に接続
されており、コンデンサ68の他方の端子はダイオード
70のアノード端子、ダイオード72のカソード端子、
及びコンデンサ74の一方の端子に接続されており、コ
ンデンサ74の他方の端子はダイオード76のアノード
端子に接続されている。On the other hand, the rectifying and smoothing circuit 18 is
6 has one terminal connected to one terminal of the secondary winding, and the other terminal of the capacitor 62 has an anode terminal of the diode 64, a cathode terminal of the diode 66, and one terminal of the capacitor 68. The other terminal of the capacitor 68 is an anode terminal of the diode 70, a cathode terminal of the diode 72,
And one terminal of the capacitor 74, and the other terminal of the capacitor 74 is connected to the anode terminal of the diode 76.
【0057】また、ダイオード76のカソード端子はダ
イオード72のアノード端子及びコンデンサ78の一方
の端子に接続されており、コンデンサ78の他方の端子
はダイオード70のカソード端子及びダイオード66の
アノード端子及びコンデンサ80の一方の端子に接続さ
れており、コンデンサ80の他方の端子はダイオード6
4のカソード端子及び昇圧トランス16の2次巻線の他
方の端子に接続されている。なお、整流平滑回路18の
出力端は出力制限用の抵抗82を介して出力端子84に
接続されている。The cathode terminal of the diode 76 is connected to the anode terminal of the diode 72 and one terminal of the capacitor 78. The other terminal of the capacitor 78 is connected to the cathode terminal of the diode 70, the anode terminal of the diode 66, and the capacitor 80. , And the other terminal of the capacitor 80 is connected to the diode 6
4 and the other terminal of the secondary winding of the step-up transformer 16. The output terminal of the rectifying / smoothing circuit 18 is connected to an output terminal 84 via an output limiting resistor 82.
【0058】すなわち、本実施形態における整流平滑回
路18は多段昇圧構成(半波5倍圧整流)とされてお
り、昇圧トランス16の2次巻線に誘起された交番電流
をコンデンサとダイオードとの組み合わせによって整流
しかつ平滑すると共に、昇圧トランス16の出力電圧の
大きさを略5倍に昇圧する。従って、整流平滑回路18
による昇圧率を略5倍より小さくした場合に比較して昇
圧トランス16による昇圧率を小さくすることができ
る。すなわち、本実施形態のように整流平滑回路18の
昇圧率を略5倍とした場合では、図13に示すように整
流平滑回路118による昇圧率を略2倍とした場合に比
較して、昇圧トランス16による昇圧率を略2/5(5
分の2)とすることができる。That is, the rectifying / smoothing circuit 18 in the present embodiment has a multi-stage boosting configuration (half-wave quintuple voltage rectification), and the alternating current induced in the secondary winding of the boosting transformer 16 is connected to a capacitor and a diode. Rectification and smoothing are performed by the combination, and the magnitude of the output voltage of the step-up transformer 16 is increased approximately five times. Therefore, the rectifying and smoothing circuit 18
The step-up rate by the step-up transformer 16 can be reduced as compared with a case where the step-up rate by the step-up transformer is smaller than approximately five times. That is, when the boosting rate of the rectifying / smoothing circuit 18 is approximately five times as in the present embodiment, as compared with the case where the boosting ratio by the rectifying / smoothing circuit 118 is approximately twice as shown in FIG. The step-up rate by the transformer 16 is approximately 2/5 (5
2).
【0059】一方、電圧検出回路22にはオペアンプ9
0が備えられており、オペアンプ90の反転入力端はダ
ミー負荷として機能する抵抗86を介して整流平滑回路
18の出力端に接続されると共に、コンデンサ92と抵
抗94及び可変抵抗96を並列に介してオペアンプ90
の出力端に接続され、かつコンデンサ98を介してオペ
アンプ90の非反転入力端に接続されている。また、オ
ペアンプ90の出力端は抵抗100を介してA/D変換
器36の入力端にも接続されている。なお、オペアンプ
90の非反転入力端は接地されている。On the other hand, the operational amplifier 9 is
0, the inverting input terminal of the operational amplifier 90 is connected to the output terminal of the rectifying / smoothing circuit 18 via a resistor 86 functioning as a dummy load, and a capacitor 92, a resistor 94 and a variable resistor 96 are connected in parallel. Operational amplifier 90
, And is connected via a capacitor 98 to a non-inverting input terminal of an operational amplifier 90. The output terminal of the operational amplifier 90 is also connected to the input terminal of the A / D converter 36 via the resistor 100. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 90 is grounded.
【0060】このように構成された電圧検出回路22で
は、整流平滑回路18の出力電圧の電圧値(電圧モニタ
値)を示す電圧モニタ信号VmonをA/D変換器36に
常時出力することができる。In the voltage detection circuit 22 configured as described above, the voltage monitor signal V mon indicating the voltage value (voltage monitor value) of the output voltage of the rectifying / smoothing circuit 18 can be constantly output to the A / D converter 36. it can.
【0061】また、電流検出回路24には一方の端子が
昇圧トランス16の2次巻線の一方の端子に接続された
抵抗102が備えられており、抵抗102の他方の端子
は可変抵抗104を介して接地されている。また、抵抗
102の一方の端子はコンデンサ106を介して接地さ
れると共に、抵抗108を介してA/D変換器36の入
力端にも接続されている。The current detecting circuit 24 includes a resistor 102 having one terminal connected to one terminal of the secondary winding of the step-up transformer 16, and the other terminal of the resistor 102 includes a variable resistor 104. Grounded. One terminal of the resistor 102 is grounded via a capacitor 106 and also connected to an input terminal of the A / D converter 36 via a resistor 108.
【0062】このように構成された電流検出回路24で
は、整流平滑回路18を流れる電流の電流値(電流モニ
タ値)を示す電流モニタ信号ImonをA/D変換器36
に常時出力することができる。In the current detecting circuit 24 configured as described above, the A / D converter 36 converts the current monitor signal I mon indicating the current value (current monitor value) of the current flowing through the rectifying / smoothing circuit 18.
Can be output at all times.
【0063】なお、高圧電源装置10によって定電圧制
御を行う場合は電流検出回路24を、定電流制御を行う
場合は電圧検出回路22を、各々削減することができ
る。It is to be noted that the current detection circuit 24 can be reduced when the high voltage power supply 10 performs constant voltage control, and the voltage detection circuit 22 can be reduced when constant current control is performed.
【0064】ここで、本第1実施形態に係る高圧電源装
置10の高圧電源部12では、整流平滑回路18、抵抗
82、出力端子84、及び抵抗86が1枚の基板上に配
置されており、該基板に対して絶縁材料(本実施形態で
はシリコン材)によりモールドすることによってモール
ド部38を構成している。一方、昇圧トランス16に対
してはモールドしない。Here, in the high-voltage power supply section 12 of the high-voltage power supply device 10 according to the first embodiment, the rectifying / smoothing circuit 18, the resistor 82, the output terminal 84, and the resistor 86 are arranged on one substrate. The molded portion 38 is formed by molding the substrate with an insulating material (a silicon material in the present embodiment). On the other hand, the step-up transformer 16 is not molded.
【0065】すなわち、本実施形態に係る高圧電源部1
2では、上述したように整流平滑回路18の昇圧率を大
きくすることによって昇圧トランス16の昇圧率を小さ
くしているので、昇圧トランス16においては高電位差
となる部分が発生せず、従ってリーク等を発生したり絶
縁破壊を起こしたりすることがないので、昇圧トランス
16に対しては絶縁材料によるモールドを行う必要がな
いのである。That is, the high-voltage power supply unit 1 according to this embodiment
In No. 2, since the step-up rate of the step-up transformer 16 is reduced by increasing the step-up rate of the rectifying / smoothing circuit 18 as described above, a portion having a high potential difference does not occur in the step-up transformer 16, and thus leakage Therefore, it is not necessary to mold the step-up transformer 16 with an insulating material because no step is generated or dielectric breakdown is caused.
【0066】次に、本第1実施形態の作用として、主制
御部28のCPU30で実施される制御について図3を
参照して説明する。なお、ここでは、定電圧制御を行う
場合について説明する。従って、この場合には図1及び
図2に示す高圧電源部12から電流検出回路24を削減
することができる。Next, as an operation of the first embodiment, control performed by the CPU 30 of the main control unit 28 will be described with reference to FIG. Here, a case where the constant voltage control is performed will be described. Therefore, in this case, the current detection circuit 24 can be eliminated from the high voltage power supply section 12 shown in FIGS.
【0067】図3のステップ200では、高圧電源部1
2が動作可能状態になっているか否かを判定し、動作可
能状態になっていない場合には動作可能状態になるまで
待機する。高圧電源部12が動作可能状態になるとステ
ップ200の判定が肯定されてステップ202へ移行
し、パルス発振器34に対して所定デューティのPWM
信号PWMを生成させるように制御することによって、
上記所定デューティのPWM信号PWMのスイッチ素子
20への出力を開始する。なお、本第1実施形態におけ
る上記所定デューティは、本定電圧制御において目標と
する電圧値(以下、目標電圧値という)が高圧電源部1
2によって生成される平均的なデューティを実験的に予
め求めておき、該平均的なデューティを適用している。In step 200 of FIG.
It is determined whether or not 2 is in an operable state, and if not, it stands by until it becomes operable. When the high-voltage power supply unit 12 is in an operable state, the determination in step 200 is affirmed, and the process proceeds to step 202, where the PWM of a predetermined duty is supplied to the pulse generator 34.
By controlling to generate the signal PWM,
The output of the PWM signal PWM of the predetermined duty to the switch element 20 is started. Note that the predetermined duty in the first embodiment is such that a target voltage value (hereinafter, referred to as a target voltage value) in the constant voltage control is a high-voltage power supply unit 1.
2 is obtained in advance by experiment, and the average duty is applied.
【0068】次のステップ204では、上記ステップ2
02によるPWM信号PWMの入力に応じて高圧電源部
12から出力される電圧の値が安定するまでに要する時
間に相当する所定時間の経過待ちを行い、次のステップ
206では、A/D変換器36を介して電圧検出回路2
2から入力されている電圧モニタ信号Vmonが示す電圧
モニタ値Voを取込む。In the next step 204, the above step 2
In response to the input of the PWM signal PWM 02, a predetermined time corresponding to the time required for the value of the voltage output from the high-voltage power supply unit 12 to stabilize is waited. In the next step 206, the A / D converter 36, the voltage detection circuit 2
The voltage monitor value V o indicated by the voltage monitor signal V mon input from 2 is taken in.
【0069】次のステップ208では、電圧モニタ値V
oが上記目標電圧値に対応する目標値より大きいか否か
を判定し、大きくない場合(否定判定の場合)はステッ
プ210へ移行して電圧モニタ値Voが上記目標値より
小さいか否かを判定する。In the next step 208, the voltage monitor value V
o it is determined whether greater than the target value corresponding to the target voltage value, (negative determination) is not greater whether voltage monitor value V o and proceeds to step 210 is smaller than the target value Is determined.
【0070】一方、上記ステップ208で電圧モニタ値
Voが目標値より大きいと判定された場合(肯定判定の
場合)はステップ212へ移行してPWM信号PWMの
デューティを所定量だけ減少させた後にステップ216
へ移行し、上記ステップ210で電圧モニタ値Voが目
標値より小さいと判定された場合(肯定判定の場合)は
ステップ214へ移行してPWM信号PWMのデューテ
ィを所定量だけ増加させた後にステップ216へ移行す
る。なお、上記ステップ210で電圧モニタ値Voが目
標値より小さくないと判定された場合(否定判定の場
合)は電圧モニタ値Voが目標値と等しい場合であり、
この場合はPWM信号PWMのデューティを変化させる
ことなくステップ216へ移行する。[0070] On the other hand, if the voltage monitor value V o in step 208 is determined to be greater than the target value (in the case of affirmative determination) is after reducing by a predetermined amount the duty of the PWM signal PWM shifts to step 212 Step 216
Migrated to, when the voltage monitor value V o in step 210 is determined to be smaller than the target value (in the case of affirmative determination) step after increasing by a predetermined amount the duty of the PWM signal PWM shifts to step 214 216. Incidentally, if the voltage monitor value V o in step 210 is determined to not less than the target value (negative determination) is when the voltage monitor value V o is equal to the target value,
In this case, the process proceeds to step 216 without changing the duty of the PWM signal PWM.
【0071】すなわち、上記ステップ208〜ステップ
214の処理によって、電圧モニタ値Voが目標値より
大きな場合はPWM信号PWMのデューティを所定量だ
け減少させることによって電圧モニタ値Voを上記所定
量に対応する値だけ減少させ、逆に電圧モニタ値Voが
目標値より小さな場合にはPWM信号PWMのデューテ
ィを所定量だけ増加させることによって電圧モニタ値V
oを上記所定量に対応する値だけ増加させている。[0071] That is, the process of step 208 to step 214, the predetermined amount a voltage monitor value V o by if the voltage monitor value V o greater than the target value to reduce the duty of the PWM signal PWM by a predetermined amount corresponding values only reduces the voltage monitor value V by reverse the voltage monitor value V o is the case than the target value small will increase the duty of the PWM signal PWM by a predetermined amount
o is increased by a value corresponding to the predetermined amount.
【0072】ステップ216では、高圧電源部12を停
止させる状態になっているか否かを判定し、停止させる
状態になっていない場合(否定判定の場合)は上記ステ
ップ204へ戻って、ステップ204〜ステップ214
の処理を繰り返して実行し、高圧電源部12が停止させ
る状態となった時点で肯定判定となって本制御を終了す
る。In step 216, it is determined whether or not the high-voltage power supply unit 12 is in a state to be stopped. If not (in the case of a negative determination), the process returns to step 204, and Step 214
Are repeated, and when the high-voltage power supply unit 12 is stopped, an affirmative determination is made and the control is terminated.
【0073】上記ステップ204〜ステップ214の繰
り返し処理によって、整流平滑回路18の出力電圧が目
標電圧値に一致されるように制御される。The output voltage of the rectifying / smoothing circuit 18 is controlled so as to be equal to the target voltage value by the repetition of the steps 204 to 214.
【0074】以上のように定電圧制御が行われる際の、
高圧電源装置10のデューティ−出力電圧特性の一例を
図4の特性T3に示す。When the constant voltage control is performed as described above,
An example of a duty-output voltage characteristic of the high-voltage power supply device 10 is shown as a characteristic T3 in FIG.
【0075】すなわち、本第1実施形態に係る高圧電源
装置10の高圧電源部12では、昇圧トランス16は絶
縁材料でモールドされていないので、昇圧トランス16
が有する分布容量は絶縁材料でモールドされていた従来
技術に比較して非常に小さくなる。That is, in the high-voltage power supply section 12 of the high-voltage power supply device 10 according to the first embodiment, since the step-up transformer 16 is not molded with an insulating material, the step-up transformer 16
Has a very small distributed capacitance as compared with the prior art which is molded with an insulating material.
【0076】従って、上記従来技術で問題となっていた
スイッチング時の突入電流は、例えば図14(B)に示
すように非常に小さくなり、共振電流除去回路14によ
る作用と共同して、PWM信号PWMのデューティの増
加に対する昇圧トランス16の1次側電流の増加は理想
的な三角形に近づき、これに伴ってデューティと出力電
圧との関係は、図4の特性T3に示すように、デジタル
制御に適した出力の範囲内で線形(1次関数)に近く、
かつ傾斜の緩やかな特性となる。Accordingly, the inrush current at the time of switching, which has been a problem in the prior art, becomes very small, as shown in FIG. 14B, for example. The increase in the primary side current of the step-up transformer 16 with respect to the increase in the duty of the PWM approaches an ideal triangle, and accordingly, the relationship between the duty and the output voltage is controlled by digital control as shown by the characteristic T3 in FIG. Near linear (linear function) within a suitable output range,
In addition, the characteristics have a gentle inclination.
【0077】従って、上記デジタル制御に適した出力範
囲内で常に安定した出力を得ることができる。Therefore, a stable output can always be obtained within the output range suitable for the digital control.
【0078】以上詳細に説明したように、本第1実施形
態に係る高圧電源装置では、整流平滑回路により昇圧ト
ランスの出力電圧を昇圧すると共に昇圧トランスの昇圧
率を小さく抑えることによって昇圧トランスに対する絶
縁材料によるモールドを行わない構成としたので、昇圧
トランスの分布容量を小さくすることができ、デジタル
制御に適した出力範囲内で常に安定した出力を得ること
ができる。As described above in detail, in the high-voltage power supply device according to the first embodiment, the output voltage of the boosting transformer is boosted by the rectifying and smoothing circuit, and the boosting rate of the boosting transformer is suppressed to a small value, so that the insulation with respect to the boosting transformer is reduced. Since the molding is not performed with the material, the distributed capacitance of the step-up transformer can be reduced, and a stable output can always be obtained within an output range suitable for digital control.
【0079】また、本第1実施形態に係る高圧電源装置
では、昇圧トランスの1次巻線側に共振電流除去回路を
設けているので、昇圧トランスの励磁インダクタンスと
浮遊容量による共振電流の発生を回避することができ、
共振電流除去回路を設けない場合に比較して、より安定
した出力を得ることができる。Further, in the high-voltage power supply according to the first embodiment, since the resonance current removing circuit is provided on the primary winding side of the step-up transformer, the generation of the resonance current due to the exciting inductance and the stray capacitance of the step-up transformer is prevented. Can be avoided,
A more stable output can be obtained as compared with the case where the resonance current removing circuit is not provided.
【0080】〔第2実施形態〕次に、図5を参照して、
本発明の第2実施形態について説明する。なお、本第2
実施形態では、上記第1実施形態における高圧電源部の
別の構成例について説明する。従って、本第2実施形態
における高圧電源部以外の構成及び作用については上記
第1実施形態と同様であるので、ここでの説明は省略す
る。また、図5における図2と同様の部分には同一の符
号を付して、その説明を省略する。[Second Embodiment] Next, referring to FIG.
A second embodiment of the present invention will be described. The second
In the embodiment, another configuration example of the high-voltage power supply unit in the first embodiment will be described. Therefore, the configuration and operation of the second embodiment other than the high-voltage power supply unit are the same as those of the first embodiment, and a description thereof will be omitted. In FIG. 5, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
【0081】図5に示すように、本第2実施形態に係る
高圧電源部12’は、上記第1実施形態に係る高圧電源
部12に対して、絶縁材料によってモールドを行うモー
ルド部が第1実施形態におけるモールド部38のコンデ
ンサ62及びダイオード64を除いた領域であるモール
ド部38’とされている点のみが上記第1実施形態と相
違している。As shown in FIG. 5, the high-voltage power supply unit 12 'according to the second embodiment is different from the high-voltage power supply unit 12 according to the first embodiment in that the molding unit that performs molding with an insulating material is the first. The only difference from the first embodiment is that the molded portion 38 in the embodiment is a molded portion 38 'which is a region excluding the capacitor 62 and the diode 64.
【0082】すなわち、絶縁材料によるモールド対象と
する領域は高電位差が生じている領域であり、必ずしも
整流平滑回路18の全てを含める必要はなく、図5に示
すように、整流平滑回路18のなかでも電位が高くなる
後段側のみをモールド対象としても、図4の特性T3に
示すものと略同様の良好な特性を得ることができる。That is, the region to be molded with the insulating material is a region where a high potential difference is generated, and it is not always necessary to include the entire rectifying / smoothing circuit 18, and as shown in FIG. However, even when only the latter stage where the potential becomes higher is to be molded, good characteristics substantially similar to those shown by the characteristics T3 in FIG. 4 can be obtained.
【0083】以上詳細に説明したように、本第2実施形
態に係る高圧電源装置では、上記第1実施形態と同様
に、整流平滑回路により昇圧トランスの出力電圧を昇圧
すると共に昇圧トランスの昇圧率を小さく抑えることに
よって昇圧トランスに対する絶縁材料によるモールドを
行わない構成としたので、昇圧トランスの分布容量を小
さくすることができ、デジタル制御に適した出力範囲内
で常に安定した出力を得ることができると共に、絶縁材
料によるモールド実施の領域を上記第1実施形態に比較
して狭くしたので、上記第1実施形態に比較して低コス
ト化及び省スペース化を行うことができる。As described in detail above, in the high-voltage power supply according to the second embodiment, as in the first embodiment, the output voltage of the boosting transformer is boosted by the rectifying and smoothing circuit and the boosting rate of the boosting transformer is increased. Is reduced so that molding with an insulating material is not performed on the step-up transformer, so that the distributed capacity of the step-up transformer can be reduced, and a stable output can always be obtained within an output range suitable for digital control. At the same time, since the area for molding with an insulating material is narrowed as compared with the first embodiment, cost reduction and space saving can be performed as compared with the first embodiment.
【0084】なお、上記各実施形態では、作用としてC
PU30が定電圧制御を行う場合について説明したが、
本発明はこれに限定されるものではなく、定電流制御を
行うこともできる。In each of the above-described embodiments, the function is C
Although the case where the PU 30 performs the constant voltage control has been described,
The present invention is not limited to this, and constant current control can be performed.
【0085】この場合は、電流検出回路24からA/D
変換器36を介して入力されている電流モニタ信号I
monが示す電流モニタ値(電流値を示すデジタル値)が
目標値と一致するようにPWM信号PWMのデューティ
を制御する。In this case, the current detection circuit 24 outputs the A / D
The current monitor signal I input via the converter 36
The duty of the PWM signal PWM is controlled so that the current monitor value indicated by mon (digital value indicating the current value) matches the target value.
【0086】ここで、出力電流値を大きくする場合はP
WM信号PWMのデューティを大きくし、出力電流値を
小さくする場合にはPWM信号PWMのデューティを小
さくすればよい。このPWM信号PWMはスイッチ素子
20に入力されてPWM信号PWMのデューティに応じ
てスイッチ素子20がオン/オフを繰り返すことによっ
て出力電流の値が目標値と一致するように制御される。
この場合は、図1、図2及び図5における電圧検出回路
22を削減することができる。Here, when increasing the output current value, P
When increasing the duty of the WM signal PWM and reducing the output current value, the duty of the PWM signal PWM may be reduced. The PWM signal PWM is input to the switch element 20 and is controlled so that the value of the output current coincides with the target value by repeatedly turning on / off the switch element 20 in accordance with the duty of the PWM signal PWM.
In this case, the voltage detection circuit 22 shown in FIGS. 1, 2 and 5 can be omitted.
【0087】また、上記各実施形態において図2(図
5)に示した整流平滑回路18の回路構成は一例であ
り、昇圧トランスから入力された交番出力を整流しかつ
平滑すると共に昇圧することができる構成であれば如何
なるものでも適用することができる。In each of the above embodiments, the circuit configuration of the rectifying / smoothing circuit 18 shown in FIG. 2 (FIG. 5) is an example, and it is possible to rectify and smooth and alternately boost the alternating output input from the boosting transformer. Any configuration that can be applied can be applied.
【0088】また、上記各実施形態において図2(図
5)に示した高圧電源部12(12’)を構成する共振
電流除去回路14、スイッチ素子20、電圧検出回路2
2、及び電流検出回路24の回路構成についても一例で
あり、上記各部の機能を実現することができる回路構成
であれば如何なるものでも適用することができることは
いうまでもない。In each of the above embodiments, the resonance current removing circuit 14, the switch element 20, and the voltage detecting circuit 2 which constitute the high-voltage power supply section 12 (12 ') shown in FIG. 2 (FIG. 5).
2, and the circuit configuration of the current detection circuit 24 is also an example, and it goes without saying that any circuit configuration can be applied as long as the function of each unit described above can be realized.
【0089】また、上記各実施形態では、図3のステッ
プ202において適用している所定デューティを、目標
電圧値の電圧が整流平滑回路18によって生成されると
きの平均的なデューティとした場合について説明した
が、本発明はこれに限定されるものではなく、高圧電源
装置を構成している各部に対して支障のないデューティ
であれば如何なるデューティでも適用することができ
る。In each of the above embodiments, the case where the predetermined duty applied in step 202 of FIG. 3 is an average duty when the voltage of the target voltage value is generated by the rectifying and smoothing circuit 18 will be described. However, the present invention is not limited to this, and any duty may be applied as long as it does not hinder each part constituting the high-voltage power supply device.
【0090】また、上記各実施形態では、デジタル制御
方式の電源装置に本発明を適用した場合について説明し
たが、本発明はこれに限定されるものではなく、本発明
は図6(B)に示すようなアナログ制御方式の電源装置
にも適用することができる。In each of the above embodiments, the case where the present invention is applied to a digital control type power supply device has been described. However, the present invention is not limited to this, and the present invention is not limited to FIG. The present invention can also be applied to an analog control type power supply device as shown.
【0091】更に、上記各実施形態では、整流平滑回路
等をモールドする際に用いる絶縁材料としてシリコン材
を適用した場合について説明したが、本発明はこれに限
定されるものではなく、例えばエポキシ材を適用する形
態としてもよい。Further, in each of the above embodiments, the case where a silicon material is applied as an insulating material used for molding a rectifying / smoothing circuit or the like has been described. However, the present invention is not limited to this. May be applied.
【0092】[0092]
【発明の効果】本発明によれば、トランスの2次巻線側
に昇圧手段を備えると共にトランスをモールドの対象外
とする構成としているので、トランスの分布容量を小さ
くすることができ、出力可変範囲内で常に安定した出力
を得ることができる、という効果が得られる。According to the present invention, the booster is provided on the secondary winding side of the transformer and the transformer is excluded from the object of molding, so that the distributed capacitance of the transformer can be reduced and the output can be varied. The advantage is that a stable output can always be obtained within the range.
【図1】 第1実施形態に係る高圧電源装置の概略構成
を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a high-voltage power supply device according to a first embodiment.
【図2】 第1実施形態に係る高圧電源装置の高圧電源
部の構成の一例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a high-voltage power supply unit of the high-voltage power supply device according to the first embodiment.
【図3】 第1実施形態に係る高圧電源装置の作用を示
すフローチャートである。FIG. 3 is a flowchart illustrating an operation of the high-voltage power supply device according to the first embodiment.
【図4】 第1実施形態に係る高圧電源装置のデューテ
ィ−出力電圧特性の一例を示すグラフである。FIG. 4 is a graph showing an example of a duty-output voltage characteristic of the high-voltage power supply according to the first embodiment.
【図5】 第2実施形態に係る高圧電源装置の高圧電源
部の構成の一例を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a high-voltage power supply unit of a high-voltage power supply device according to a second embodiment.
【図6】 従来の電源装置の概略構成を示す図であり、
(A)はデジタル制御方式の電源装置の構成例を、
(B)はアナログ制御方式の電源装置の構成例を、各々
示すブロック図である。FIG. 6 is a diagram showing a schematic configuration of a conventional power supply device;
(A) shows a configuration example of a digital control type power supply device,
(B) is a block diagram which shows the example of a structure of the power supply device of an analog control system, respectively.
【図7】 (A)はCPUの基準クロック信号の状態
を、(B)はパルス発振器が8ビット構成である場合の
1周期の状態及び1ビット当たりの分解能を、(C)は
パルス発振器が10ビット構成である場合の1周期の状
態及び1ビット当たりの分解能を、各々示すタイムチャ
ートである。7A shows the state of the reference clock signal of the CPU, FIG. 7B shows the state of one cycle and the resolution per bit when the pulse oscillator has an 8-bit configuration, and FIG. 7C shows the state of the pulse oscillator. 6 is a time chart showing a state of one cycle and a resolution per bit in a case of a 10-bit configuration.
【図8】 (A)はCPUの基準クロック信号とPWM
信号との関係を示すタイムチャートであり、(B)はP
WM信号のデューティと出力電圧との関係を示すグラフ
である。FIG. 8A shows a reference clock signal of a CPU and PWM.
It is a time chart which shows the relationship with a signal, (B) is P
9 is a graph illustrating a relationship between a duty of a WM signal and an output voltage.
【図9】 従来技術の問題点の説明に用いるデューティ
−出力電圧特性のグラフである。FIG. 9 is a graph of a duty-output voltage characteristic used for explaining a problem of the related art.
【図10】 従来技術の問題点の説明に用いる図であ
り、(A)は昇圧トランスの1次側電流の理想的な波形
を、(B)は共振電流の波形を、(C)は(B)の共振
電流の影響を受けた昇圧トランスの1次側電流の波形
を、(D)は共振電流除去回路を設けた場合の昇圧トラ
ンスの1次側電流の波形を、各々示す波形図である。FIGS. 10A and 10B are diagrams used to explain the problems of the prior art, where FIG. 10A shows an ideal waveform of the primary current of the step-up transformer, FIG. 10B shows the waveform of the resonance current, and FIG. (B) is a waveform diagram showing the waveform of the primary current of the boost transformer affected by the resonance current, and (D) is a waveform diagram showing the waveform of the primary current of the boost transformer when the resonance current removing circuit is provided. is there.
【図11】 従来技術の別の問題点の説明に用いる波形
図である。FIG. 11 is a waveform chart used for explaining another problem of the related art.
【図12】 従来技術の回路構成の一例を示す回路図で
ある。FIG. 12 is a circuit diagram showing an example of a circuit configuration according to the related art.
【図13】 従来技術の回路構成の別の例を示す回路図
である。FIG. 13 is a circuit diagram showing another example of the circuit configuration of the related art.
【図14】 (A)は従来技術の問題点の説明に用いる
波形図であり、(B)は本発明の効果の説明に用いる波
形図である。FIG. 14A is a waveform chart used to explain a problem of the related art, and FIG. 14B is a waveform chart used to explain an effect of the present invention.
【図15】 従来技術の問題点の説明に用いる実測波形
図である。FIG. 15 is an actually-measured waveform diagram used for explaining a problem of the related art.
10 高圧電源装置 12、12’ 高圧電源部 14 共振電流除去回路(共振電流除去手段) 16 昇圧トランス(トランス) 18 整流平滑回路(昇圧手段) 20 スイッチ素子(スイッチ手段) 22 電圧検出回路(検出手段) 24 電流検出回路(検出手段) 26 直流電源 28 主制御部 30 CPU(制御手段) 32 演算器 34 パルス発振器 36 A/D変換器 38、38’ モールド部 40 負荷 REFERENCE SIGNS LIST 10 high voltage power supply device 12, 12 ′ high voltage power supply unit 14 resonant current removing circuit (resonant current removing means) 16 step-up transformer (transformer) 18 rectifying smoothing circuit (step-up means) 20 switch element (switch means) 22 voltage detecting circuit (detecting means) 24) current detection circuit (detection means) 26 DC power supply 28 main control unit 30 CPU (control means) 32 arithmetic unit 34 pulse oscillator 36 A / D converter 38, 38 'mold unit 40 load
Claims (3)
1次巻線への電源入力をスイッチングするスイッチ手段
と、 前記トランスの2次巻線側に設けられ、前記トランスの
2次巻線側の電圧を昇圧する昇圧手段と、 を備えた電源装置であって、 前記昇圧手段の一部又は全部を絶縁材料によりモールド
し、かつ前記トランスをモールドの対象外とすることを
特徴とする電源装置。A transformer, provided on a primary winding side of the transformer, for switching a power supply input to a primary winding of the transformer, and a switching means provided on a secondary winding side of the transformer; A booster for boosting a voltage on a secondary winding side of the transformer, wherein a part or the whole of the booster is molded with an insulating material, and the transformer is excluded from a molding target. A power supply device characterized in that:
力を生成する直流電源と、 前記トランスの2次巻線側に発生する交番出力を整流か
つ平滑すると共に昇圧して出力する昇圧手段と、 パルス幅変調信号に応じて前記直流電源から前記1次巻
線側に供給される直流電源入力を断続するスイッチ手段
と、 前記昇圧手段からの出力の大きさを検出する検出手段
と、 前記出力の大きさが予め設定された目標値と一致するよ
うに前記パルス幅変調信号のデューティを制御する制御
手段と、 を備えた電源装置であって、 前記昇圧手段の一部又は全部を絶縁材料によりモールド
し、かつ前記トランスをモールドの対象外とすることを
特徴とする電源装置。2. A step-up transformer, a DC power supply for generating a DC power supply input for supplying to a primary winding side of the transformer, and an alternating output generated on a secondary winding side of the transformer, Boosting means for smoothing, boosting and outputting; switching means for intermittently inputting a DC power supply supplied from the DC power supply to the primary winding according to a pulse width modulation signal; A power supply device comprising: a detection unit that detects a magnitude; and a control unit that controls a duty of the pulse width modulation signal so that the magnitude of the output matches a preset target value. A power supply device characterized in that part or all of the booster is molded with an insulating material, and the transformer is excluded from molding.
に流れる共振電流を除去する共振電流除去手段を更に備
えたことを特徴とする請求項1又は請求項2記載の電源
装置。3. The power supply device according to claim 1, further comprising a resonance current removing unit for removing a resonance current flowing through the primary winding on a primary winding side of the transformer. .
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