JP2000216705A - スペクトラム拡散通信システムにおいて使用される受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スペクトラム拡散通信システムにおいて使用
される受信装置の小型化および低消費電力化を図る。 【解決手段】 ＱＰＳＫ変調された受信信号に互いに直
交するcos 波およびsin波を乗積することによりＩフェ
ーズ信号およびＱフェース信号が得られる。Ｉフェーズ
信号およびＱフェース信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器１
１２−１および１１２−２により複数ビットのデジタル
データに変換される。差動復号部２１は、Ａ／Ｄ変換器
１１２−１および１１２−２の出力の変化に対応する２
ビットのデータエレメントを生成する。相関部２２−１
および２２−２は、差動復号部２１から出力される各デ
ータエレメントを順番に格納してゆき、拡散符号を乗積
することにより相関をモニタする。同期検出部２３は、
相関部２２−１および２２−２の出力に基づいて同期タ
イミングを検出して伝送データを再生する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信システム及びその受信装置に係わる。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散通信は、近年、移動体
通信システムや無線ＬＡＮなどの分野において広く普及
してきている。スペクトラム拡散通信では、拡散符号を
用いて伝送すべきデータのスペクトルが拡散されるの
で、干渉の影響を受けにくい。また、スペクトラム拡散
通信は、受信装置において送信装置で使用された拡散符
号と同じ符号を使用した場合にのみデータを再生できる
方式なので、秘話通信に適している。

【０００３】送信装置から受信装置へ信号を伝送する際
には、一般に、変調が必要である。スペクトラム拡散通
信システムにおいては、ＰＳＫ（位相シフトキーイン
グ）またはＦＳＫ（周波数シフトキーイング）が適して
いる。

【０００４】図１０及び図１１は、既存のスペクトラム
拡散通信システムの送信装置および受信装置のブロック
図である。この通信システムは、差動符号を使用し、ま
た、変調方式としてＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）を利用す
る。

【０００５】送信装置１００は、伝送すべきデータを２
ビットずつ拡散符号化して無線網に送出する。すなわ
ち、シリアル／パラレル変換器１０１は、伝送すべきデ
ータを２ビットパラレルデータに変換する。差動符号化
部１０２は、シリアル／パラレル変換器１０１から与え
られる２ビットパラレルデータの変化に対応した位相を
表す信号を出力する。具体的には、差動符号化部１０２
は、図１２(a) に示す対応関係に従い、あるタイミング
で入力した２ビットデータに対応する位相シフトによっ
て決定される位相を表す信号を出力する。位相を表す情
報は、例えば、位相平面上のコサイン成分を表す信号と
サイン成分を表す信号である。以下では、これらの信号
を、便宜上、それぞれＩフェーズ信号およびＱフェーズ
信号と呼ぶことにする。

【０００６】拡散部１０３−１および１０３−２は、そ
れぞれ差動符号化部１０２により生成されたＩフェーズ
信号およびＱフェーズ信号を拡散する。具体的には、Ｉ
フェーズ信号およびＱフェーズ信号に対して同一の拡散
符号（例えば、ＰＮ符号）を乗積する。このことによ
り、伝送すべき信号のスペクトルが拡散される。

【０００７】拡散部１０３−１により拡散されたＩフェ
ーズ信号および１０３−２により拡散されたＱフェーズ
信号には、それぞれcos 波およびそれに直交するsin 波
が乗積される。これらのcos 波およびsin 波は、発振器
１０４により生成される。そして、これらの信号が合成
されて無線網へ送出される。即ち、搬送波は、拡散され
たＩフェーズ信号およびＱフェーズ信号により変調され
て出力される。

【０００８】受信装置１１０は、無線網から受信した信
号から２ビットデータを再生する。受信信号は、まず、
互いに直交するcos 波およびsin 波が乗積される。これ
らのcos 波およびsin 波は、発振器１０４と同じ発振周
波数を持った発振器１１１により生成される。これによ
り、受信信号の周波数がベースバンド付近に変換され
る。なお、cos 波およびsin 波が乗積された受信信号
を、それぞれ拡散Ｉフェーズ信号および拡散Ｑフェーズ
信号と呼ぶことにする。拡散Ｉフェーズ信号および拡散
Ｑフェーズ信号は、拡散復号されたときにそれぞれ受信
信号の位相のコサイン成分およびサイン成分を表す信号
であり、アナログデータである。従って、１組の拡散Ｉ
フェーズ信号および拡散Ｑフェーズ信号は、拡散復号さ
れたときに受信信号の位相を表すことになる。なお、
「拡散復号」は、「逆拡散」または「再拡散」ともい
う。

【０００９】拡散Ｉフェーズ信号および拡散Ｑフェーズ
信号は、それぞれローパスフィルタにより高周波成分が
除去された後にＡ／Ｄ変換器１１２−１および１１２−
２に与えられる。Ａ／Ｄ変換器１１２−１および１１２
−２は、それぞれ拡散Ｉフェーズ信号および拡散Ｑフェ
ーズ信号としてのアナログデータをデジタルデータに変
換する。このデジタルデータは、それぞれ複数ビット
（例えば、４ビット）のデータである。

【００１０】相関部１１３−１および１１３−２は、そ
れぞれＡ／Ｄ変換器１１２−１および１１２−２により
生成されるデジタルデータと、送信装置１００において
使用された拡散符号と同じ符号との相関をモニタし、そ
の結果を同期検出部１１４に通知する。同期検出部１１
４は、相関部１１３−１および１１３−２からの通知に
基づいて同期タイミングを検出し、その同期タイミング
における相関部１１３−１および１１３−２による１組
の相関値データを差動復号部１１５に与える。この１組
の相関値データは、受信信号の位相を表す。

【００１１】差動復号部１１５は、同期検出部１１４か
ら与えられる１組の相関値データの変化に対応したデー
タを生成して出力する。具体的には、差動復号部１１５
は、図１２(b) に示す対応関係に従い、あるタイミング
で入力した相関値データによって表される位相とその直
前に入力した相関値データによって表される位相との差
分に対応した２ビットデータを出力する。なお、差動符
号化部１０４および差動復号部１１５は、互いに対応す
る変換動作を行う。

【００１２】このように、図１０に示す送信装置および
図１１に示す受信装置を備えるスペクトラム拡散通信シ
ステムでは、伝送すべきデータは、ＱＰＳＫを利用して
２ビットずつ拡散されて伝送される。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、受信装置１
１０において、Ａ／Ｄ変換器１１２−１および１１２−
２の出力は、それぞれ複数ビットのデータであるので、
相関部１１３−１および１１３−２の規模が大きくなっ
てしまう。

【００１４】図１３は、既存のスペクトラム拡散通信シ
ステムの受信装置に設けられる相関部の構成図である。
ここでは、Ａ／Ｄ変換器１１２−１および１１２−２
は、それぞれ入力されたアナログデータを４ビットのデ
ジタルデータに変換するものとする。なお、相関部１１
３−１及び１１３−２は互いに同じ構成なので、以下、
相関部１１３−１または１１３−２のうちの任意の１つ
を「相関部１１３」と呼ぶ。また、相関部１１３に対応
するＡ／Ｄ変換器を「Ａ／Ｄ変換器１１２」と呼ぶ。

【００１５】相関部１１３は、Ａ／Ｄ変換器１１２の出
力データのビット数と同じ数のシフトレジスタを有す
る。ここでは、Ａ／Ｄ変換器１１２が入力アナログデー
タを４ビットのデジタルデータに変換するので、相関部
１１３は４本のシフトレジスタ（シフトレジスタ１２１
−１〜１２１−４）を有する。シフトレジスタ１２１−
１〜１２１−４の段数は、それぞれ拡散符号のチップ数
と同じ又はその整数倍である。そして、シフトレジスタ
１２１−１〜１２１−４には、それぞれＡ／Ｄ変換器１
１２の出力データが並列に格納される。

【００１６】拡散符号格納レジスタ１２２には、送信装
置１００で使用された拡散符号と同じ符号が格納されて
いる。乗積回路１２３は、シフトレジスタ１２１−１〜
１２１−４に新たなデータエレメントが入力される毎
に、シフトレジスタ１２１−１〜１２１−４に保持され
ている各データ列と、拡散符号格納レジスタ１２２に格
納されている拡散符号とを乗積することによりその相関
を調べる。なお、図１３においては、各シフトレジスタ
１２１−１〜１２１−４の最後段に保持されているデー
タと拡散符号の末尾のデータエレメントとを乗積するた
めの排他的ＮＯＲ回路のみが描かれているが、実際に
は、各シフトレジスタ１２１−１〜１２１−４の各段に
対して同様の排他的ＮＯＲ回路が設けられている。そし
て、乗積回路１２３は、各段の排他的ＮＯＲ回路の演算
結果の和を相関値データとして出力する。

【００１７】このようにして生成される相関値データ
は、同期検出部１１４に通知される。そして、同期検出
部１１４は、その通知に基づいて同期タイミングを検出
し、その同期タイミングにおける相関部１１３−１およ
び１１３−２による１組の相関値データを差動復号部１
１５に与える。この同期タイミングにおける１組の相関
値データは、受信信号の位相を表し、差動復号部１１５
は、上述したように、その位相情報に従って２ビットデ
ータを再生する。

【００１８】上記構成において、シフトレジスタ１２１
−１〜１２１−４は、たとえば、それぞれ拡散符号のチ
ップ数と同じ数のフリップフロップ回路を接続すること
によって構成される。ここで、拡散符号のデータ長は、
例えば、数１０〜数１００チップである。したがって、
相関回路１１３は、数１００個〜数１０００個のフリッ
プフロップを備えることになる。また、それに伴って排
他的ＮＯＲ回路の数も増加する。

【００１９】このように、既存の通信システムでは、上
記方法に従ってデータを伝送する場合、相関回路１１３
の規模が大きくなっていた。この結果、受信装置の小型
化を図ることが難しく、また、その消費電力も大きくな
っていた。

【００２０】また、受信装置に対する低コスト化の要望
が強いが、既存の構成では、低コスト化と低エラー率の
実現との両立が困難であった。以下、この問題点につい
て説明する。

【００２１】上記構成の通信システムにおいて、受信信
号からデータを正しく再生するためには、送信装置１０
０に設けられる発振器１０４の発振周波数と、受信装置
１１０に設けられる発振器１１１の発振周波数とが一致
していることが望ましい。このため、一般には、受信装
置１１０ではＶＣＯ（Voltage Control Oscillator）等
を使用し、受信信号から搬送波を再生する方法が実施さ
れている。ところが、このＶＣＯは高価である。従っ
て、受信装置の低コスト化を図るための一手法として、
受信装置内でローカルに生成した周期波を用いて受信信
号の周波数変換を行う構成が提案されている。

【００２２】しかしながら、この構成では、送信装置１
００に設けられる発振器１０４の発振周波数と、受信装
置１１０に設けられる発振器１１１の発振周波数とは完
全には一致しないので、その周波数差に起因したエラー
が発生する可能性がある。以下、送信装置と受信装置と
の間での周波数差（搬送波オフセット）に起因して発生
するエラーについて図１４を参照しながら説明する。

【００２３】たとえば、あるタイミングにおいて伝送す
べきデータが「１０」であったとすると、送信装置１０
０は、図１２(a) に示した対応関係に従い、搬送波の位
相を「＋π／２」シフトさせる。ここで、搬送波の位相
を位相平面上の信号点で表すとすると、上記位相シフト
は、図１４(a) に示すように、信号点Ａから信号点Ｂへ
の移動（回転）として表される。ここで、信号点Ａはあ
る期間（期間Ｄ1 ）内における搬送波の位相を表し、信
号点Ｂは期間Ｄ1 に続く期間（期間Ｄ2 ）内における搬
送波の位相を表している。そして、受信装置１１０は、
受信信号においてこの位相変化（位相シフト）を検出す
ると、図１２(b) に示した対応関係に従い、「＋π／
２」に対応するデータとして「１０」を出力する。この
場合、伝送データが正しく再生されている。

【００２４】ところが、送信装置１００と受信装置１１
０との間で発振器の周波数が互いに異なると、受信装置
１１０において検出される搬送波の位相は、その周波数
差に応じて変化してしまう。このため、受信装置１１０
において検出される位相シフトは、送信装置１００にお
いて生成された位相シフトとは異なってしまう。例え
ば、送信装置１００において生成された位相シフトが
「＋π／２」であった場合には、受信装置１１０では、
その位相シフトは、本来であれば、信号点Ａから信号点
Ｂへの変化として検出されるが、上記周波数差が存在す
ると、図１４(b) に示すように、受信装置１１０におい
て信号点Ａから信号点Ｅへの変化として検出されてしま
う。ここで、ＱＰＳＫでは信号点が４つなので、実際に
検出された信号点Ｅは、信号点Ａ〜Ｄの中で最も近接す
る信号点であるものとみなされる。図１４(b) に示す例
では、信号点Ｅは、信号点Ｃに最も近接している。従っ
て、この場合、受信装置１１０は、信号点Ａから信号点
Ｃへの位相シフトがあったものとみなす。すなわち、受
信装置１１０は、「位相シフト＝＋π」を検出してしま
う。

【００２５】「位相シフト＝＋π」が検出されると、受
信装置１１０は、図１２(b) に示した対応関係に従い
「１１」を出力する。このように、送信装置１００は
「１０」を送出したにもかかわらず、受信装置１１０
は、「１１」を出力してしまう。すなわち、エラーが発
生する。このように、既存の通信システムにおいて、受
信装置の低コスト化を図ろうとすると、伝送エラーが発
生しやすかった。

【００２６】本発明は、上記問題を解決するものであ
る。すなわち、本発明の課題は、スペクトラム拡散通信
システムにおいて使用される受信装置の小型化および低
消費電力化を図ることである。また、本発明の他の課題
は、その受信装置の低コスト化を実現しながら、伝送エ
ラーの発生を抑えることである。

【００２７】

【課題を解決するための手段】本発明の受信装置は、ス
ペクトラム拡散通信システムにおいて使用され、拡散符
号を用いて拡散されたＮビットの伝送すべきデータによ
り変調された信号を受信する。そして、本発明の受信装
置は、受信信号から得られる互いに直交する第１および
第２の信号をそれぞれ複数ビットのデジタルデータに変
換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、上記第１およ
び第２のＡ／Ｄ変換器の出力に対応するＮ個のデータエ
レメントを生成する生成手段と、それぞれ上記生成手段
により生成されるＮ個のデータエレメントの中の対応す
るデータエレメントを順番に格納し、それぞれ格納され
ているデータエレメント列と送信装置において使用され
た拡散符号との相関をモニタするＮ個の相関手段と、上
記Ｎ個の相関手段によるモニタ結果に従ってＮビットの
データを再生する再生手段とを有する。

【００２８】このように、本発明の受信装置は、Ａ／Ｄ
変換器を用いて受信信号から複数ビットのデジタルデー
タを得てそのデジタルデータから伝送データを再生する
構成において、拡散処理を行う相関手段の前段に復号処
理を行う生成手段を設けたので、拡散データから伝送デ
ータを再生するためには、生成手段により生成されるデ
ータエレメントの数だけ相関手段を設ければよい。この
ため、各Ａ／Ｄ変換器の出力ビットのそれぞれに対応す
る相関手段を設ける必要はなく、相関手段の数あるいは
相関手段の規模が小さくなる。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照しながら説明する。本実施形態では、差動符
号が使用され、また、変調方式としてＱＰＳＫ（４相Ｐ
ＳＫ）が利用されるものとする。

【００３０】図１は、本実施形態のスペクトラム拡散通
信システムの送信装置１０のブロック図である。図１に
おいて使用する符号のうち、図１０で使用されたものは
同じ回路を表す。すなわち、シリアル／パラレル変換器
１０１は、伝送すべきデータを２ビットパラレルデータ
に変換する。また、搬送波は、発振器１０４により生成
される。

【００３１】拡散符号化部１１−１および１１−２は、
それぞれシリアル／パラレル変換器１０１により生成さ
れた２ビットパラレルデータの各々に対して互いに同一
の拡散符号（例えば、ＰＮ符号）を乗積する。このこと
により、伝送すべき信号のスペクトルが拡散される。

【００３２】差動符号化部１２は、拡散符号化部１１−
１および１１−２から与えられる拡散されたデータに対
応した位相を表す信号を出力する。具体的には、差動符
号化部１２は、図１２(a) に示す対応関係に従い、ある
タイミングで入力した１組のデータエレメントに対応す
る位相シフトによって決定される位相指示信号を出力す
る。ここで、位相は、一般に、位相平面上の信号点とし
て表される。そして、この信号点は、位相平面における
コサイン成分とサイン成分とに分解することができる。
従って、差動符号化部１２により生成される位相指示信
号は、拡散されたデータに対応する位相シフトによって
決定される位相のコサイン成分を表す信号およびサイン
成分を表す信号である。以下では、これらの信号を、便
宜上、それぞれＩフェーズ信号およびＱフェーズ信号と
呼ぶことにする。即ち、位相指示信号は、Ｉフェーズ信
号およびＱフェーズ信号から構成される。

【００３３】差動符号化部１２により生成されたＩフェ
ーズ信号及びＱフェーズ信号には、それぞれcos 波およ
びそれに直交するsin 波が乗積される。これらのcos 波
およびsin 波は、発振器１０４により生成される。そし
て、これらの信号が合成されて無線網へ送出される。す
なわち、搬送波は、Ｉフェーズ信号およびＱフェーズ信
号により変調されて出力される。

【００３４】図２は、送信装置１０の動作例を示す図で
ある。拡散符号化部１１−１および１１−２は、それぞ
れ入力データに対して互いに同一の拡散符号を乗積す
る。ここでは、説明を簡単にするために、拡散符号のチ
ップ数＝１０としているが、実際には、数１０〜数１０
０チップのものを用いる。

【００３５】差動符号化部１２は、拡散符号化部１１−
１及び１１−２から与えられるデータに対応する位相シ
フトによって決まる位相を表す信号を出力する。例え
ば、図２に示すように、拡散符号化部１１−１及び１１
−２から与えられる各第１のデータエレメントが（０，
１）のときには、「位相シフト＝＋３π／２」が得られ
る。この場合、差動符号化部１２は、前回の位相指示信
号に「＋３π／２」を加算した位相を表す信号（Ｉフェ
ーズ信号およびＱフェーズ信号）を出力する。従って、
この場合、搬送波の位相は、図３に示すように、時刻Ｔ
1 において「＋３π／２」だけシフトされる。

【００３６】同様に、各第２のデータエレメントが
（０，１）であるので、「位相シフト＝＋３π／２」が
得られ、搬送波の位相は、時刻Ｔ2 において「＋３π／
２」だけシフトされる。

【００３７】続いて、拡散符号化部１１−１および１１
−２から与えられる各第３のデータエレメントが（１，
０）のときには、「位相シフト＝＋π／２」が得られ
る。この場合、差動符号化部１２は、前回の位相指示信
号に「＋π／２」を加算した位相を表す信号（Ｉフェー
ズ信号およびＱフェーズ信号）を出力する。従って、こ
の場合、搬送波の位相は、図３に示すように、時刻Ｔ3
において「＋π／２」だけシフトされる。以降、同様
に、搬送波の位相は、拡散データに応じて変化すること
になる。

【００３８】このように、従来の送信装置１００は、伝
送すべきデータの変化に応じて搬送波の位相を変調して
いたが、本実施形態の送信装置１０は、拡散符号を用い
て伝送すべきデータを拡散し、その拡散されたデータの
変化に応じて搬送波の位相を変調する。

【００３９】次に、上記構成の送信装置１０により生成
された信号を受信する受信装置について説明する。な
お、この受信装置は、低コスト化を実現するために、受
信信号から搬送波を再生する機能を備えておらず、送信
装置において生成される搬送波とほぼ同じ周波数を生成
する発振器を設けた構成を導入している。

【００４０】図４は、本実施形態のスペクトラム拡散通
信システムの受信装置２０のブロック図である。図４に
おいて使用する符号のうち、図１１で使用されたものは
同じ回路を表す。

【００４１】発振器１１１は、送信装置１０において生
成される搬送波とほぼ同じ周波数の搬送波（周期波）を
送信装置１０とは独立に生成する。そして、受信信号に
この発振器１１１により生成された搬送波が乗積され
る。これにより、受信信号の周波数がベースバンド付近
に変換される。

【００４２】受信信号には、実際には、上記搬送波から
得られるcos 波およびsin 波が乗積される。ここで、こ
れらのcos 波およびsin 波が乗積された受信信号を、そ
れぞれＩフェーズ信号およびＱフェーズ信号と呼ぶこと
にする。Ｉフェーズ信号およびＱフェーズ信号は、それ
ぞれ受信信号の位相のコサイン成分およびサイン成分を
表す信号であり、アナログデータである。従って、１組
のＩフェーズ信号およびＱフェーズ信号は、復号された
ときに受信信号の位相を表すことになる。

【００４３】Ｉフェーズ信号およびＱフェーズ信号は、
それぞれローパスフィルタにより高周波成分が除去され
た後にＡ／Ｄ変換器１１２−１および１１２−２に与え
られる。Ａ／Ｄ変換器１１２−１および１１２−２は、
それぞれＩフェーズ信号およびＱフェーズ信号としての
アナログデータをデジタルデータに変換する。このデジ
タルデータは、複数ビット（例えば、４ビット）のデー
タである。

【００４４】差動復号部２１は、Ａ／Ｄ変換器１１２−
１および１１２−２から与えられる１組のデジタルデー
タに対応したデータを出力する。具体的には、差動復号
部２１は、図１２(b) に示す対応関係に従い、あるタイ
ミングで入力した１組のデジタルデータによって表され
る位相とその直前に入力した１組のデジタルデータによ
って表される位相との差に対応した１組のデータエレメ
ントを出力する。尚、送信装置１０に設けられた差動符
号化部１２およびこの差動復号部２１は、互いに対応す
る変換動作を行う。

【００４５】一例を示す。ここでは、Ａ／Ｄ変換器１１
２−１および１１２−２の出力が４ビットであり、その
最上位ビットが正／負を表すものとする。また、残りの
３ビットは数値を表し、その最大値である「１１１」が
位相平面上での「１」を表すように正規化されているも
のとする。

【００４６】時刻Ｔ1 におけるＡ／Ｄ変換器１１２−１
および１１２−２の出力が、それぞれ「１１０１」およ
び「１１０１」であり、時刻Ｔ2 （時刻Ｔ1 の次のタイ
ミング）における出力がそれぞれ「０１０１」および
「１１０１」であったものとする。ここで、１組のＩフ
ェーズ信号およびＱフェーズ信号は受信信号の位相を表
すので、時刻Ｔ1 におけるＡ／Ｄ変換器１１２−１及び
１１２−２の出力は、位相平面においては、図５に示す
ように、（+0.7，+0.7）に配置される。一方、時刻Ｔ2
におけるＡ／Ｄ変換器１１２−１及び１１２−２の出力
は、位相平面においては、（-0.7，+0.7）に配置され
る。したがって、この場合、時刻Ｔ1 から時刻Ｔ2 に移
る際に、搬送波の位相が「＋π／２」だけシフトしたこ
とが検出される。

【００４７】差動復号部２１は、位相シフトを検出する
と、図１２(b) に示す対応関係に従い、その位相シフト
に対応する１組のデータエレメントを出力する。たとえ
ば、Ａ／Ｄ変換器１１２−１及び１１２−２の出力の変
化から「位相シフト＝＋π／２」が得られているものと
すると、「位相シフト＝＋π／２」は、図１２(b) に示
す対応関係に従い、「データ＝１０」に変換される差動
復号部２１により生成される１組のデータエレメント
は、１エレメントずつ分離されて相関部２２−１および
２２−２に与えられる。例えば、差動復号部２１が「１
０」を生成した場合には、相関部２２−１および２２−
２にそれぞれ「１」および「０」が与えられる。

【００４８】相関部２２−１および２２−２は、それぞ
れシフトレジスタを用いて差動復号部２１から出力され
るデータエレメントを順番に格納する。そして、相関部
２２−１および２２−２は、それぞれ新たなデータエレ
メントが入力されるごとに、各シフトレジスタに格納さ
れたデータ列と送信装置１０において使用された拡散符
号と同じ符号との相関をモニタし、その結果を同期検出
部２３に通知する。

【００４９】図６は、相関部２２のブロック図である。
なお、相関部２２−１または２２−２は互いに同じ構成
であり、相関部２２−１または２２−２のうちの任意の
１つを「相関部２２」と呼ぶことにする。

【００５０】相関部２２は、拡散符号のチップ数と同じ
段数のシフトレジスタ３１を有し、差動復号部２１から
出力されるデータエレメントを順番に格納する。拡散符
号格納レジスタ１２２には、送信装置１０において使用
された拡散符号と同じ符号が格納されている。乗積回路
３２は、排他的ＮＯＲ回路を有し、シフトレジスタ３１
に新たなデータエレメントが入力される毎に、シフトレ
ジスタ３１に保持されているデータ列と拡散符号格納レ
ジスタ１２２に格納されている拡散符号とを乗積する。
加算部３３は、各排他的ＮＯＲ回路の演算結果の和を相
関値データとして出力する。そして、相関部２２は、相
関値データを生成する毎に、そのデータを同期検出部２
３に通知する。

【００５１】このように、相関部２２−１および２２−
２は、それぞれ１本のシフトレジスタを有する構成であ
り、その回路規模は小さい。すなわち、従来の相関部
は、図１３に示したように、Ａ／Ｄ変換器１１２の出力
のビット数と同じ数のシフトレジスタを備える構成であ
ったのに対し、本実施形態の相関部は、１本のシフトレ
ジスタを有する構成である。

【００５２】ここで、図１３に示した従来の構成と本実
施形態の構成とを比較する。従来の構成では、相関回路
１１３は、４本のシフトレジスタを備えていた。従っ
て、たとえば、Ａ／Ｄ変換器１１２の出力を４ビット、
拡散符号のデータ長を１２８チップとすると、相関回路
１１３は、５１２個のフリップフロップを備えることに
なる。一方、本実施形態では、相関回路２２は、シフト
レジスタを１本だけ備える構成である。従って、相関回
路２２は、上記の例の場合、１２８個のフリップフロッ
プを備えることになる。このように、本実施形態の構成
は、従来の構成と比べて、シフトレジスタ（および乗積
回路のための回路）の規模が約１／４に減少されてい
る。この結果、本実施形態の受信装置は、その回路規模
が小さくなると共に、消費電力も小さくなる。

【００５３】図４に戻る。同期検出部２３は、相関部２
２−１および２２−２からの通知に基づいて同期タイミ
ングを検出する。同期タイミングは、例えば、１シンボ
ル区間内における相関値データのピークタイミング、ま
たは相関値データが予め決められた閾値を越えたタイミ
ングとして検出される。そして、同期検出部２３は、そ
の同期タイミングにおける相関部２２−１および２２−
２から得られる各相関値データに基づいてそれぞれ
「０」または「１」を決定する。このようにして決定さ
れたデータが、２ビットの再生データである。

【００５４】このように、本実施形態の通信システム
は、送信装置において伝送すべきデータを拡散した後に
差動符号化し、受信装置において受信信号を差動復号し
た後に拡散復号する構成なので、拡散復号のための相関
回路の構成が簡単になり、その回路規模が小さくなると
共に、消費電力も小さくなる。

【００５５】また、本実施形態の通信システムでは、上
記構成を導入したことにより、送信装置と受信装置との
間での周波数差（搬送波オフセット）に起因して発生す
るエラーが低下する。以下、図１０および図１１に示し
た従来のシステムと比較しながら本実施形態のシステム
のメリットを説明する。

【００５６】受信信号の位相シフトを復号する処理は、
基本的には、従来のシステムおよび本実施形態のシステ
ムにおいて共通である。すなわち、図１２(b) に示す対
応関係に従って「位相シフト」が「データ」に変換され
る。ただし、従来の通信システムは、２ビットの伝送す
べきデータを１つの信号点に配置する構成なので、受信
装置において受信信号の位相を検出する間隔は、伝送デ
ータの「シンボル」に相当する時間である。これに対し
て、本実施形態の通信システムは、２ビットの伝送すべ
きデータをそれぞれ拡散した後の各チップに対応する１
組のデータエレメントを１つの信号点に配置する構成な
ので、受信装置において受信信号の位相を検出する間隔
は、拡散符号の「チップ」に相当する時間である。ここ
で、伝送すべきデータは数１０〜数１００チップの拡散
符号によって拡散されることを考慮すると、本実施形態
の受信装置において受信信号の位相を検出する間隔は、
従来の受信装置における間隔と比較して蝪かに短くな
る。具体的には、拡散符号のチップ数をＣとすると、１
／Ｃになる。

【００５７】ここで、送信装置および受信装置によりそ
れぞれ生成される搬送波の周波数が互いに異なるときに
は、その周波数差によって発生する位相回転は、時間経
過に従って大きくなる。したがって、本実施形態のシス
テムでは、受信装置において受信信号の位相を検出する
間隔が短いので、位相シフトを検出する際の位相回転に
よる影響が小さい。すなわち、本実施形態の受信装置で
は、本来の位相に近い位相が検出される。ここで、「本
来の位相」とは、送信装置および受信装置によりそれぞ
れ生成される搬送波の周波数が互いに同じであったなら
ば得られるであろう位相をいう。この結果、受信信号を
正しく再生できる可能性が高くなる。特に、データ伝送
レートが低い通信システムにおいては、受信装置におい
て受信信号の位相を検出する間隔が長くなるので、拡散
符号のチップ毎に位相シフトを検出する本発明の構成を
導入することのメリットは大きい。

【００５８】このように、本実施形態の通信システムで
は、シンボル（一度に伝送されるデータの単位）毎では
なく、チップ毎に差動符号／差動復号が行われるので、
送信装置および受信装置によりそれぞれ生成される搬送
波の周波数が互いに異なる場合であっても、その周波数
差に起因するエラーの発生が抑えられる。この結果、受
信搬送波から周波数を検出する機能を受信装置に設ける
必要がなくなるので、受信装置の低コスト化が実現され
る。

【００５９】なお、上記実施例では、信号の変調方式と
してＱＰＳＫを採用しているが、本発明は、この変調方
式に限定されるものではない。たとえば、本発明は、Ｍ
相ＰＳＫを採用した通信システムにも適用できる。

【００６０】図７および図８は、変調方式として８相Ｐ
ＳＫを利用する通信システムに本発明を適用した場合の
送信装置および受信装置のブロック図である。８相ＰＳ
Ｋでは、伝送すべきデータは、３ビット毎に分割され
て、１つの信号点に割り当てられる。したがって、使用
される符号は、図９に示すように、８値となる。

【００６１】８相ＰＳＫを利用する場合であっても、伝
送すべきデータは拡散された後に差動符号化され、ま
た、受信信号は差動復号された後に拡散復号される。し
たがって、８相ＰＳＫを利用する通信システムにおいて
も、ＱＰＳＫを利用する通信システムと同様な効果が期
待される。

【００６２】

【発明の効果】本発明によれば、受信装置の相関回路の
規模が小さくなるので、受信装置自体の規模が小さくな
り、また、その消費電力も小さくなる。さらに、送信装
置および受信装置が独立して搬送波を生成する通信シス
テムにおいて、それら搬送波の周波数差に起因するエラ
ーが抑えられる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施形態のスペクトラム拡散通信システムに
おいて使用される送信装置のブロック図である。

【図２】送信装置の動作例を示す図である。

【図３】送信装置の出力の例を示す図である。

【図４】本実施形態のスペクトラム拡散通信システムに
おいて使用される受信装置のブロック図である。

【図５】差動復号部の動作を説明する図である。

【図６】相関部のブロック図である。

【図７】８相ＰＳＫを利用する通信システムにおいて使
用される送信装置のブロック図である。

【図８】８相ＰＳＫを利用する通信システムにおいて使
用される受信装置のブロック図である。

【図９】８相ＰＳＫにおける符号を説明する図である。

【図１０】既存のスペクトラム拡散通信システムの送信
装置のブロック図である。

【図１１】既存のスペクトラム拡散通信システムの受信
装置のブロック図である。

【図１２】(a) は、差動符号化動作を説明する図、(b)
は、差動復号動作を説明する図である。

【図１３】既存のスペクトラム拡散通信システムの受信
装置に設けられる相関部の構成図である。

【図１４】送信装置と受信装置との間での周波数差に起
因して発生するエラーについて説明する図である。

【符号の説明】

１０ 送信装置 １１−１、１１−２ 拡散部 １２ 差動符号化部 ２０ 受信装置 ２１ 差動復号部 ２２−１、２２−２ 相関部 ２３ 同期検出部 ３１ シフトレジスタ ３２ 乗積回路 １０４、１１１ 発振器 １１２−１、１１２−２ Ａ／Ｄ変換器 １２２ 拡散符号格納レジスタ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 拡散符号を用いて拡散されたＮビットの
   伝送すべきデータにより変調された信号を受信するため
   のスペクトラム拡散通信システムにおける受信装置であ
   って、 受信信号から得られる互いに直交する第１および第２の
   信号をそれぞれ複数ビットのデジタルデータに変換する
   第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、 上記第１および第２のＡ／Ｄ変換器の出力に対応するＮ
   個のデータエレメントを生成する生成手段と、 それぞれ上記生成手段により生成されるＮ個のデータエ
   レメントの中の対応するデータエレメントを順番に格納
   し、それぞれ格納されているデータエレメント列と送信
   装置において使用された拡散符号との相関をモニタする
   Ｎ個の相関手段と、 上記Ｎ個の相関手段によるモニタ結果に従ってＮビット
   のデータを再生する再生手段と、 を有する受信装置。
2. 【請求項２】 上記変調方式が２^N 相ＰＳＫ変調である
   請求項１に記載の受信装置。
3. 【請求項３】 上記生成手段において、上記第１および
   第２のＡ／Ｄ変換器の出力の変化に対応するＮ個のデー
   タエレメントを生成する差動復号処理が実行される請求
   項１に記載の受信装置。
4. 【請求項４】 上記Ｎ個の相関手段は、それぞれ上記拡
   散符号のチップ数と同じ又はその整数倍の段数のシフト
   レジスタを有し、上記生成手段により生成されるＮ個の
   データエレメントの中の対応するデータエレメントがそ
   のシフトレジスタに順番に格納される請求項１に記載の
   受信装置。
5. 【請求項５】 伝送すべきデータをＮビット毎に伝送す
   るスペクトラム拡散通信システムであって、 送信装置が、 それぞれＮビットの伝送すべきデータの中の対応するビ
   ットを順番に格納し、それぞれ格納されたデータ列に拡
   散符号を乗積するＮ個の拡散手段と、 上記Ｎ個の拡散手段により拡散されたＮ個の拡散データ
   列の変化に対応する位相シフト量を求め、その位相シフ
   ト量に基づいて位相指示信号を生成する差動符号化手段
   と、 上記差動符号化手段により生成された位相指示信号に従
   って搬送波を変調する変調手段とを有し、 受信装置が、 上記搬送波の周波数と略同一の周波数の周期波を生成す
   る発振器と、 その発振器により生成される周期波を用いて受信信号か
   ら互いに直交する第１および第２の信号を生成する変換
   回路と、 それら第１および第２の信号をそれぞれ複数ビットのデ
   ジタルデータに変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器
   と、 上記第１および第２のＡ／Ｄ変換器の出力の変化に基づ
   いて位相シフト量を求め、その位相シフト量に対応する
   Ｎ個のデータエレメントを生成する差動復号手段と、 それぞれ上記差動復号手段により生成されるＮ個のデー
   タエレメントの中の対応するデータエレメントを順番に
   格納し、それぞれ格納されているデータエレメント列と
   上記送信装置において使用された拡散符号との相関をモ
   ニタするＮ個の相関手段と、 上記Ｎ個の相関手段によるモニタ結果に従ってＮビット
   の伝送データを再生する再生手段と、 を有するスペクトラム拡散通信システム。
6. 【請求項６】 伝送すべきデータをＮビット毎に伝送す
   るスペクトラム拡散通信システムであって、 送信装置に、 上記Ｎビットのデータを並列に拡散するＮ個の拡散回路
   と、 それらＮ個の拡散回路により拡散されたＮ個のデータエ
   レメント列を差動符号化して出力する符号化回路と、を
   設け受信装置に、 受信信号をＡ／Ｄ変換することにより得られる複数ビッ
   トのデジタルデータを差動復号してＮ個のデータ列を生
   成する復号回路と、 その復号回路により生成されたＮ個のデータ列を逆拡散
   することにより上記Ｎビットのデータを再生する再生回
   路と、を設けたスペクトラム拡散通信システム。