JP2000184744A - インバ―タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】回路効率がよく、かつ制御の容易な高効率形の
インバータ装置を提供する。 【解決手段】交流電源１１電圧を整流する整流電源１０
を備える。平滑用コンデンサ４０を備える。整流電源１
０出力を受けて平滑用コンデンサ４０を充電するチョッ
パ回路２０を備える。平滑用コンデンサ４０の電圧を高
周波電圧に変換するインバータ回路５０を備える。イン
バータ回路５０の高周波電圧を受けて動作する誘導性負
荷６０を備える。チョッパ回路２０はチョッパ用スイッ
チング素子２１を含み、インバータ回路５０はチョッパ
用スイッチング素子２１とは異なるインバータ用スイッ
チング素子５１・５２を含む。整流電源１０・インバー
タ回路５０間に形成される回路であってインバータ用ス
イッチング素子５１・５２のスイッチング動作に同期し
た高周波成分を含む帰還電圧を形成する回路であって該
帰還電圧を整流電源１０電圧に重畳してインバータ回路
５０へ印加し給電する補助給電回路３０を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は整流電源の後段に二
種の高力率化回路を配置するインバータ装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】交流電源電圧を整流する整流電源の後段
にチョッパ回路を配置するインバータ装置は既知であ
る。整流電源の後段にインバータからの帰還電圧を形成
する回路であって該帰還電圧を前記整流電源電圧に重畳
してインバータ回路へ印加し給電する補助給電回路を配
置するインバータ装置も既知である。共に高力率形の整
流電源動作となる。チョッパ回路はそれに付属するチョ
ッパ用スイッチング素子のスイッチング動作に基づく回
路であり、前記補助給電回路はインバータ用スイッチン
グ素子のスイッチング動作に依存する回路である。前者
はインバータ用スイッチング素子とは異なるスイッチン
グ素子を併用するタイプであり、後者は併用しないタイ
プである。チョッパ回路は高力率化の点で理想的な汎用
回路であり、出力電圧（平滑用コンデンサ電圧）の制御
も簡単かつ適切に行える。補助給電回路はスイッチング
素子節約形である。実用上はチョッパ回路形と補助給電
回路形とそれらを用いない低力率形に区分される。低力
率形等について補足する。インバータ回路から見た場合
の入力電圧源は整流電源電圧（瞬時値）であり、また平
滑用コンデンサ電圧である。その高い方の電圧が通常は
入力電圧源となる。それがために低力率の動作となる。
補助給電回路の役割は整流電源を加勢する補助電源（イ
ンバータ用スイッチング素子のスイッチング動作に起因
して形成される帰還形補助電源）である。補助電源とし
ての電圧が高い期間は整流電源・補助電源側が平滑用コ
ンデンサ電圧よりも相対的に優勢となり、整流電源給電
（整流電源からの電力供給）が実現し、高力率化する。
チョッパ回路用スイッチング素子としてインバータ用ス
イッチング素子を兼用する特殊なタイプもある。これは
スイッチング素子を介してチョッパ回路だけをあるいは
インバータ回路だけを個別には制御できないタイプであ
る。説明の便宜上、このような特殊なタイプを除外して
考える。本明細書のチョッパ回路・インバータ回路はそ
れぞれそれ専用のスイッチング素子を持ち、それらの両
機能を兼ねた兼用スイッチング素子を持たない形態であ
る。またインバータ装置の用語は全体を意味し、インバ
ータ回路はその部分を意味する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】チョッパ回路の出力は
静電エネルギの形で一旦は平滑用コンデンサに蓄積さ
れ、そこからインバータ回路へ供給される。いわば二段
階形動作であり、インバータ回路動作とは無関係なチョ
ッパ回路動作・スイッチング動作ないしは回路損失を伴
うため、回路効率が良くない。補助給電回路形の場合は
調整ないしは制御が困難である。適切な帰還電圧ないし
は帰還電力を形成するようにインバータ用スイッチング
素子を制御し、かつ合目的的なインバータ動作となるよ
うにインバータ用スイッチング素子を制御することは困
難である。前者は回路効率は悪いが制御は容易である。
後者は回路効率はよいが制御が困難である。一長一短で
あり、回路効率がよく、かつ制御の容易なものは得られ
ない。本発明の目的は回路効率がよく、かつ制御の容易
な高効率形のインバータ装置を提供することである。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明においては、チョ
ッパ回路形・補助給電回路形を併用する。前者も後者も
整流電源給電を促す作用を持つ。整流電源給電の例えば
４０％は前者に依存し、残りの６０％は後者に依存す
る。その状況下でインバータ動作が営まれる。インバー
タ回路の負荷が誘導性負荷である場合は、整流電源給電
が直ちに消費される訳ではなく、その一部は平滑用コン
デンサまたは誘導性負荷に温存される。前者は静電エネ
ルギの形態であり、後者は電磁エネルギの形態である。
誘導性負荷電流低減期間には誘導性負荷から電磁エネル
ギが放出され、平滑用コンデンサに集中する。補助給電
回路によって導かれる帰還電圧ないしは帰還電力も電磁
エネルギを原資とする。負荷が誘導性負荷である場合の
帰還電力を容易に取り出せる。インバータ用スイッチン
グ素子を制御して誘導性負荷へ供給する電力を８０％に
軽減した場合について考える。整流電源給電（損失を無
視すると、誘導性負荷電力に同じ）もそれに見合って約
８０％にならなければいけない。インバータ用スイッチ
ング素子の制御変更にともない、補助給電回路に依存す
る整流電源給電がうまい具合に６０％から４０％に変化
するとは限らないが、本発明の場合はその点にこだわら
ない。いずれにしても、８０％の軽負荷になると、前記
事情で平滑用コンデンサ電圧が適宜に上昇する。チョッ
パ回路はその上昇分を緩和するように応動し変化する。
そうした制御の仕組みは一般的である。それにより、整
流電源給電の総量を８０％に調整する。チョッパ回路は
それに依存する分の整流電源給電の量を変えて制御す
る。それをゼロ以下にはできないので、どんな場合であ
ってもゼロを適度に上回るように設定する。

【０００５】

【発明の実施の形態】図１の本発明に係るインバータ装
置について説明する。図１装置は交流電源１１電圧を整
流する整流電源１０を備える。平滑用コンデンサ４０を
備える。整流電源１０出力を受けて平滑用コンデンサ４
０を充電するチョッパ回路２０を備える。平滑用コンデ
ンサ４０の電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路
５０を備える。インバータ回路５０の高周波電圧を受け
て動作する誘導性負荷６０を備える。チョッパ回路２０
はチョッパ用スイッチング素子２１を含み、インバータ
回路５０はチョッパ用スイッチング素子２１とは異なる
インバータ用スイッチング素子５１・５２を含む。整流
電源１０・インバータ回路５０間に形成される回路であ
ってインバータ用スイッチング素子５１・５２のスイッ
チング動作に同期した高周波成分を含む帰還電圧を形成
する回路であって該帰還電圧を整流電源１０電圧に重畳
してインバータ回路５０へ印加し給電する補助給電回路
３０を備える。図１について補足する。整流電源１０は
整流用ダイオード１２〜１５を含む。チョッパ回路２０
はチョッパ用スイッチング素子２１によって電磁エネル
ギの蓄積放出が制御されるチョッパ用インダクタ２２を
含み、かつ逆阻止用ダイオード２３を含む。インバータ
回路５０は交互にオンオフするように制御される順直列
一対のインバータ用スイッチング素子５１・５２を含
み、各インバータ用スイッチング素子５１・５２と逆並
列のフライホイールダイオード５３・５４を含み、一つ
のアーム用コンデンサ５５を含む。これはアーム用コン
デンサ５５が一つの変形ハーフブリッジ形インバータで
ある。図示の誘導性負荷６０は放電灯点灯回路であり、
放電灯（蛍光ランプ）６１と放電灯６１に直列のバラス
ト用インダクタ６２と放電灯６１に並列の予熱用ないし
は共振用のコンデンサ６３を含む。補助給電回路３０は
補助コンデンサ３１と補助ダイオード３２・３３・３４
を含む。補助給電回路３０の主役は補助コンデンサ３１
であり、そこに図示極性の充電電圧（帰還電圧）電圧を
形成し、整流電源１０給電を促す。補助ダイオード３２
は補助コンデンサ３１充電用である。補助ダイオード３
３も補助コンデンサ３１充電用である。補助ダイオード
３３がないと、充電電流が補助ダイオード３３の箇所を
逆流し、補助コンデンサ３１充電がなされない。補助ダ
イオード３４は出力回路を形成する。補助コンデンサ３
１電圧に整流電源１０電圧を重畳した高電圧が補助ダイ
オード３４を介して後段へ出力され、インバータ回路５
０へ印加する。前記高電圧が平滑用コンデンサ４０電圧
よりも高い場合は補助ダイオード３３が逆阻止の状態と
なり、平滑用コンデンサ４０電圧を押さえてインバータ
回路５０に対する整流電源１０給電が実現する。低い場
合は補助ダイオード３３がオンの状態となり、整流電源
１０給電はなされずに平滑用コンデンサ４０放電が優先
する。補助ダイオード３４がない場合はチョッパ用イン
ダクタ２２を右回りに短絡する結果となり、その電磁エ
ネルギ放出動作を阻害する。図１回路を図２・図３の二
つに分けて考えることができる。図２は主としてチョッ
パ回路２０を評価した高力率形のインバータ装置であ
り、図３は主として補助給電回路３０を評価した高力率
形のインバータ装置である。図２は整流電源１０・チョ
ッパ回路２０・平滑用コンデンサ４０・インバータ回路
５０・誘導性負荷６０の出力順であり、周知のごとくに
動作する。チョッパ用スイッチング素子２１の制御回路
の図示は省略したが、それは平滑用コンデンサ４０の電
圧を検知し、その電圧が設定値と等しくなるようにスイ
ッチング制御を行う汎用形態のものである。図３につい
て説明する。図３のインバータ用スイッチング素子５２
のオン期間にアーム用コンデンサ５５が放電し、誘導性
負荷６０に電磁エネルギが蓄積する。インバータ用スイ
ッチング素子５１がターンオフすると、フライホイール
ダイオード５３がターンオンし、誘導性負荷６０の電磁
エネルギを放出する。放出経路は６０→５３→４０→３
２→３１→５５→６０の閉回路である。その際に適度に
小容量の補助コンデンサ３１が充電され、適度の高電圧
を形成する。これはインバータ用スイッチング素子５１
・５２のスイッチング動作に同期した高周波成分を含む
一種の帰還電圧である。一方、補助コンデンサ３１の放
電は整流電源１０を介してなされ、その際に整流電源１
０給電を誘発する。その整流電源１０給電回路は１０→
３４→５１→６０→５５→３１→１０の閉回路である。
補助給電回路３０に依存するかかる整流電源１０給電が
なされる期間は、インバータ用スイッチング素子５１の
オン期間であって、かつ補助コンデンサ３１電圧・整流
電源１０電圧の合計値が平滑用コンデンサ４０電圧を上
回る時期である。この時期の整流電源１０給電はインバ
ータ回路５０に対してなされるため、回路効率が高い。
回路効率上はインバータ回路５０へ直に入力し、誘導性
負荷６０へ直に作用させることが望ましいが、その点に
おいて図３は図２よりも勝る。補助コンデンサ３１の放
電が進み、その充電電圧が適度に低下すると、補助ダイ
オード３３がターンオンし、整流電源１０給電が停止
し、平滑用コンデンサ４０放電がなされる。それによ
り、安定なインバータ動作を保持する。図３のインバー
タ用スイッチング素子５１・５２のオン期間を短くし、
インバータ回路５０の出力周波数を高めると、放電灯点
灯回路のごとき誘導性負荷６０の場合はそのリアクタン
ス（バラスト用インダクタ６０のリアクタンス）成分が
大きくなり、誘導性負荷６０電流が低減する。この性質
は回路設計に利用され、あるいは製品完成後における電
力調整（調光）に利用される。一方、インバータ用スイ
ッチング素子５１・５２のオン期間を短くすると、補助
給電回路３０に依存する整流電源１０給電の量が変化す
る。その給電量を適宜に加減することは難しい。少な過
ぎるかも知れないし、多過ぎるかも知れない。誘導性負
荷６０電力に見合わなければ、平滑用コンデンサ４０か
らの静電エネルギの持ち出しまたは持ち込みとなり、平
滑用コンデンサ４０電圧が変化する。それを適性値に制
御することは難しい。特に誘導性負荷６０となる放電灯
点灯回路に定格点灯状態と調光点灯状態を含む複数の動
作安定点が求められる場合の制御は難しい。図３はそこ
までの制御を行わない。図２のチョッパ回路２０の制御
に委ねる。チョッパ回路２０はチョッパ回路２０に依存
する整流電源１０給電の持ち分をとり、その持ち分を適
宜に加減して平滑用コンデンサ１０電圧が適性値となる
ように制御する。図４〜図６の実施形態について説明す
る。図４は全体回路である。図５はその中の主としてチ
ョッパ回路２０を評価した高力率形のインバータ装置で
あり、図６は主として補助給電回路３０を評価した高力
率形のインバータ装置である。図４〜図６は前記図１〜
図３に対応する。部品符号もほぼ一致する。目新しい点
は図６の補助インダクタ３５・補助ダイオード３６であ
る。図１の補助ダイオード３３を補助インダクタ３５に
変える。また、補助コンデンサ３１と並列に補助ダイオ
ード３６を接続する。補助ダイオード３６の順方向は整
流電源１０の電圧極性と一致する。図４あるいは図６に
おける誘導性負荷６０の電磁エネルギがフライホイール
ダイオード５３を介して放出する際に６０→５３→４０
→３２→３１→５５→６０の閉回路が成立する。それに
より、補助コンデンサ３１を図示極性に充電する。その
仕組みは図１同様である。図６はさらに別の充電手段を
持つ。平滑用コンデンサ４０の放電は補助インダクタ３
５を介してなされる。その際に補助インダクタ３５に電
磁エネルギを蓄積する。インバータ用スイッチング素子
５１のターンオフに伴い、補助インダクタ３５の電磁エ
ネルギが３５→３２→３１→３５の閉回路を介して放出
し、補助コンデンサ３１を図示極性に充電する。その分
だけ、補助コンデンサ３１に加勢される形態の整流電源
１０給電の量が増す。補助インダクタ３３は平滑用コン
デンサ４０放電のタイミングを遅らせる。その関係で、
整流電源１０給電は補助コンデンサ３１が逆充電（図示
とは逆の充電電圧）されるまで継続する。補助インダク
タ３６はその逆充電を阻止し、逆充電による整流電源１
０給電の抑制作用を除去する。図７〜図９の実施形態に
ついて説明する。図７は全体回路である。図８はその中
の主としてチョッパ回路２０を評価した高力率形のイン
バータ装置であり、図９は主として補助給電回路３０を
評価した高力率形のインバータ装置である。図７〜図９
は前記図１〜図３に対応する。部品符号もなるべくその
まま転用してる。図７〜図９のインバータ回路５０はイ
ンバータ用スイッチング素子５７を１個とする１石形で
ある。インバータ回路５０はインバータ用スイッチング
素子５７と逆並列に接続するフライホイールダイオード
５６を備える。平滑用コンデンサ４０電圧をインバータ
用スイッチング素子５５を介して断続的に印加する振動
用インダクタ５７を備える。振動用インダクタ５７・イ
ンバータ用スイッチング素子５５のいずれかと並列に接
続する振動用コンデンサ５８を備える。誘導性負荷６０
は図１同様のものである。誘導性負荷６０の場合はフラ
イホイールダイオードを一般には必要とするが、図７の
場合はフライホイールダイオード５６を省略することも
可能である。図７のインバータ回路５０の動作、チョッ
パ回路２０の動作に関する説明は割愛する。また、チョ
ッパ回路２０形の高力率形のインバータ装置を示す図８
の説明も省略する。以下、図９について説明する。イン
バータ回路５０の基本動作は振動用インダクタ５７・振
動用コンデンサ５８の振動である。その振動電圧が図示
とは逆極性になったときに３７→３８の回路に電流が流
れ、補助コンデンサ３７を図示極性に充電する。その状
況下で振動用インダクタ５７・振動用コンデンサ５８電
圧が図示極性に反転したときに、３７→５７・５８・６
０→４０→１０３７の閉回路に電流が流れ、補助コンデ
ンサ３７が放電する。その際に整流電源１０給電を誘発
する。その際に整流電源１０から供給される電力の一部
はインバータ回路５０の主要部である振動用インダクタ
５７・振動用コンデンサ５８あるいは誘導性負荷６０へ
供給されるので、回路効率が高い。

【０００９】

【発明の効果】本発明は専用のチョッパ用スイッチング
素子を具備するチョッパ回路とインバータ用スイッチン
グ素子に応動する補助給電回路を併用し、それらの各回
路により整流電源給電を促し、高力率化を図るものであ
る。これによれば、回路効率がよく、かつ制御の容易な
高効率形のインバータ装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るインバータ装置の回路図である。

【図２】図１のチョッパ回路形インバータ装置の範囲の
部分回路である。

【図３】図１の補助給電回路形インバータ装置の範囲の
部分回路である。

【図４】本発明に係るインバータ装置の回路図である。

【図５】図４のチョッパ回路形インバータ装置の範囲の
部分回路である。

【図６】図４の補助給電回路形インバータ装置の範囲の
部分回路である。

【図７】本発明に係るインバータ装置の回路図である。

【図８】図７のチョッパ回路形インバータ装置の範囲の
部分回路である。

【図９】図７の補助給電回路形インバータ装置の範囲の
部分回路である。

【符号の説明】

１０：整流電源 １１：交流電源 ２０：チョッパ回路 ２１：チョッパ用スイッチング素子 ３０：補助給電回路 ４０：平滑用コンデンサ ５０：インバータ回路 ５１・５２・５５：インバータ用スイッチング素子 ６０：誘導性負荷

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源電圧を整流する整流電源を備え、
   平滑用コンデンサを備え、前記整流電源出力を受けて前
   記平滑用コンデンサを充電するチョッパ回路を備え、前
   記平滑用コンデンサの電圧を高周波電圧に変換するイン
   バータ回路を備え、前記インバータ回路の高周波電圧を
   受けて動作する誘導性負荷を備え、 前記チョッパ回路はチョッパ用スイッチング素子を含
   み、前記インバータ回路は前記チョッパ用スイッチング
   素子とは異なるインバータ用スイッチング素子を含み、 前記整流電源・インバータ回路間に形成される回路であ
   って前記インバータ用スイッチング素子のスイッチング
   動作に同期した高周波成分を含む帰還電圧を形成する回
   路であって該帰還電圧を前記整流電源電圧に重畳して前
   記インバータ回路へ印加し給電する補助給電回路を備え
   たことを特徴とするインバータ装置。