JP2000101480A - マルチパス伝播のもとでの拡散スペクトル信号の復調の際の自己相関エラ―の最小化のための方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 局所的に生成される拡散シーケンスの位相位
置が信号捕捉の達成後に可及的に正確に、直接受信され
た信号に追従できるように改善を行うこと。 【解決手段】 受信した拡散シーケンスに対する復調相
関器に供給する局所的拡散シーケンスの位相（Ｔ₀）を
次の式 Ｔ₀＝（Δ₂Ｔ₁−２Δ₁Ｔ₂)/(Δ₂−Δ₁） に従って算出し、この場合Δ₂＜Δ₁の条件を選択する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、送信器から複数の
伝播経路を介して受信される拡散スペクトル信号の復調
の際の自己相関エラーの最小化のための方法であって、
局所的拡散シーケンスが供給され、該局所的拡散シーケ
ンスは、第１の制御ループにおいて、受信した拡散シー
ケンスと、第１の初期−後期−間隔を有する第１の位相
位置対において相関付けされ、さらに前記局所的拡散シ
ーケンスは、第２の制御ループにおいて受信した拡散シ
ーケンスと、第２の初期−後期−間隔を有する第２の位
相位置対において相関付けされ、この場合前記第１およ
び第２の制御ループは、立上がり終了状態において、第
１のポイント位相値ないし第２の点状位相値を送出す
る、マルチパス伝播のもとでの拡散スペクトル信号の復
調の際の自己相関エラーの最小化のための方法に関して
おり、さらに送信器から複数の伝播経路を介して受信さ
れる拡散スペクトル信号の復調のための装置であって、
局所的拡散シーケンス生成のための発生器と、第１の制
御ループを有しており、該第１の制御ループでは、受信
した拡散シーケンスが、第１の初期−後期−間隔を有す
る第１の位相位置対において局所的拡散シーケンスと相
関付けされており、さらに第２の制御ループを有してお
り、該第２の制御ループでは、受信した拡散シーケンス
が、第２の初期−後期−間隔を有する第２の位相位置対
において局所的拡散シーケンスと相関付けされ、この場
合前記第１および第２の制御ループは、立上がり終了状
態において、第１のポイント位相値ないし第２の点状位
相値を送出する、送信器から複数の伝播経路を介して受
信される拡散スペクトル信号の復調のための装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】拡散されたスペクトルに基づくワイヤレ
ス伝送方式は、何年も前から、地上でリンクされた送受
信局の間のデータ通信や衛星でリンクされた送受信局の
間のデータ通信に用いられている。大抵のケースにおい
て拡散方式としてはダイレクトシーケンス方式が有利で
ある。この場合は低いレートのデジタル情報信号が、高
いレートの擬似ランダム２進シーケンスによって変調さ
れている。受信器はその際に生じた擬似雑音信号から、
送信器にて変調に用いられた擬似ランダム２進シーケン
スのデータから元のデジタル情報信号を抽出する。

【０００３】この種の手法は、データ通信において、位
置測定やナビゲーションに用いられている。特に重要な
適用分野には、例えばＮＡＶＳＴＡＲ ＧＰＳ（Naviga
tionSystem with Timing and Ranging,Global Position
ing System）方式によるリアルタイム衛星航法システム
が挙げられる（例えば公知文献“SCHROEDTER,GPS Satel
liten-Navigation, Franzis-Verlag,Muenchen,1994”参
照）。この場合種々異なる周回軌道を周回している多数
の衛星から多くの様々な位置測定信号が送出されてお
り、それらの信号のうち地表の各地点において少なくと
も所定数の信号が受信される必要がある。受信された測
位信号からは受信器のある現在位置が通常の座標系にお
いて算出され送出される。

【０００４】受信器が１つの衛星送信器を識別し、そこ
から送信される測位情報を評価し得るためには、この受
信器が送信器固有の擬似ランダム２進シーケンス（Gold
-Code）を識別しなければならない。これは擬似信号シ
ーケンスとしてプリセットされた長さで伝送される。コ
ードの探索に対しては、受信器側にて、問題となる送信
器の全てのコードが記憶される。到来する各信号位相位
置は、既知ではないので、捕捉手法において、受信した
拡散シーケンス（Gold-Code）と局所的に生成された拡
散シーケンスの間の一致が検出される。この比較は、信
号の相関関数を介して行われ、これは受信した拡散シー
ケンスが局所的に生成された拡散シーケンスと同期して
いる場合に最大となる。

【０００５】送信器と受信器が相互に相対的に移動して
いるならば、同期は次のことによって維持される。すな
わち局所的に生成された拡散シーケンスの位相位置が受
信した拡散シーケンスに追従することによって維持され
る。このことは次のようにして行われる。すなわち局所
的に生成された拡散シーケンスのクロックが、求められ
た位相ずれに依存して閉ループ制御されることによって
行われる。

【０００６】この閉ループ制御回路としては、これまで
は遅延制御ループ（Delay Locked Loop;DLL）が用いら
れていた。このことは例えば公知文献“Coherent Sprea
d Spectrum System; J.K.Holmes ,Robert E.Krieger,19
90”に記載されている。類似のものは例えば公知文献
“Schnelles Spread-Spectrum-Modem auf einem Chip,H
elmuth Lemme ;in Elektronik 15/1996,P38-45”にも記
載されている。このようなＤＬＬ方式は次のようなこと
に基づいている。すなわち、局所的に生成される拡散シ
ーケンスが所期の正確な時点の前後で同じ量だけ位相シ
フトされ、受信した拡散シーケンスは、これよりも初期
時点と後期時点の拡散シーケンスを用いて２つの相関器
において相互に別個に相関付けされることに基づいてい
る。この相関器から送出される相関値は、相互に減算さ
れる。制御回路では、立上がり振動終了状態においてこ
の減算結果がゼロとなるように設定がなされる。

【０００７】しかしながら実際の受信環境では頻繁に次
のようなことが生じる。すなわち受信器が送信信号を直
接的な経路で受信するのではなく、近くの地表形状や建
物における送信信号の反射によって受信信号の一部が減
衰されることが生じる。このような受信状況は、マルチ
パス伝播とも称される。受信器は、それによって、それ
ぞれ異なる振幅で複数の位相位置の送信信号の重畳され
た混合信号を受信する。これは一方では受信器における
信号捕捉を困難にし、その上さらに測位結果を改ざんす
る。なぜなら測位計算は直接受信された送信信号の信号
受信時点に基づいているからである。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、局所
的に生成される拡散シーケンスの位相位置が信号捕捉の
達成後に可及的に正確に、直接受信された信号に追従さ
れるように改善された、方法および装置を提供すること
である。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、受信した拡散シーケンスに対する復調相関器に供給
する局所的拡散シーケンスの位相（Ｔ₀）を、以下の
式、 Ｔ₀＝（Δ₂Ｔ₁−Δ₁Ｔ₂)/(Δ₂−Δ₁） に従って算出し、この場合Δ₂＜Δ₁の条件が選択される
ようにして解決される。また上記課題は本発明により、
受信した拡散シーケンスに対する、復調相関器に供給す
る局所的拡散シーケンスの位相値の検出のための装置
が、以下の式、 Ｔ₀＝（Δ₂Ｔ₁−Δ₁Ｔ₂)/(Δ₂−Δ₁） に従って算出を行い、この場合Δ₂＜Δ₁の条件が選択さ
れるように構成されて解決される。

【００１０】

【発明の実施の形態】本発明の別の有利な構成例および
改善例は従属請求項に記載される。

【００１１】マルチパス伝播のもとでの拡散スペクトル
信号の復調の際の自己相関エラーの最小化のための方法
の実施形態においては、受信された拡散シーケンスが第
１の制御ループと第２の制御ループに供給される。この
２つの制御ループは、遅延制御ループＤＬＬの原理に基
づいて動作する。第１の制御ループは、第１の位相位置
対でもって動作する。これは第１の位相間隔ないしは初
期−後期−間隔あるいはアーリィ−レイト−スペーシン
グ２Δ₁を有している。第２の制御ループは第２の位相
位置対でもって動作する。これは第２の初期−後期−間
隔２Δ₂を有している。これらの２つの制御ループに
は、受信した拡散シーケンスとの相関付けのために、局
所的に生成された拡散シーケンスが供給される。第１の
制御ループは、立上がり振動終了状態において第１のポ
イント位相値Ｔ₁を送出する。そして第２の制御ループ
は立上がり振動終了状態において第２のポイント位相値
Ｔ₂を送出する。当該方法は、次のことによって特徴付
けられている。すなわち受信した拡散シーケンスに対す
る、復調相関器に供給する局所的拡散シーケンスの位相
（Ｔ₀）が、次の式 Ｔ₀＝（Δ₂Ｔ₁−２Δ₁Ｔ₂)/(Δ₂−Δ₁） に従って算出され、この場合Δ₂＜Δ₁の条件が選択され
ることによって特徴付けられている。この方法は、付加
的な制御ループを用いることによって各個々の制御ルー
プにおいてマルチパス伝播によりひずみの生じた信号に
基づいて含まれている制御エラーが簡単な規則を用いて
消去され、直接受信された信号の正確な時点に戻される
ことを可能にしている。この規則は有利には連続的に用
いることができ、受信器にマルチパス伝播の有無の把握
の必要性を生じさせることなく正確な結果を供給するこ
とが可能である。

【００１２】本発明の有利な実施例によれば、第１の初
期−後期−間隔２Δ₁と第２の初期−後期−間隔２Δ₂の
比は２：１である。このことは特に、考慮されている制
御ループが階層構造の制御ループである場合に有利とな
る。この種の階層的な制御ループ構造は、個々の制御ル
ープの初期−後期−間隔が典型的には、２のべき乗の倍
数にある。その際特に有利には、階層的制御ループの適
用のもとで階層的制御ループ構造の最内部制御ループに
対する補正規則が用いられる。この場合最内部制御ルー
プは、そのつどの遅延制御ループＤＬＬの最も少ない初
期−後期−間隔の制御ループである。

【００１３】特に有利には、少なくとも第１の初期−後
期−間隔Δ₁または第２の初期−後期−間隔Δ₂は、多数
の伝播経路の間の所期の最小の信号伝播時間差よりも著
しく小さい。このようにして、制御ループの補正が所定
の分解能まで正確に実施可能となる。

【００１４】送信器から発せられて複数の伝播経路を介
して受信される拡散スペクトル信号の復調のための装置
は、局所的拡散シーケンス生成のための発生器と、第１
の制御ループを有している。この第１の制御ループで
は、受信した拡散シーケンスが、第１の初期−後期−間
隔２Δ₁を有する第１の位相位置対において局所的拡散
シーケンスと相関付けされる。さらに前記復調のための
装置は、第２の制御ループを有しており、この第２の制
御ループでは、受信した拡散シーケンスが、第２の初期
−後期−間隔を有する第２の位相位置対において局所的
拡散シーケンスと相関付けされる。前記第１および第２
の制御ループは、立上がり終了状態において、第１のポ
イント位相値Ｔ₁ないし第２のポイント位相値Ｔ₂を送出
する。

【００１５】この装置の特徴とすべき点は、受信した拡
散シーケンスに対する、復調相関器に供給する局所的拡
散シーケンスの位相値Ｔ₀の検出のための装置である。
この場合は以下の式、 Ｔ₀＝（Δ₂Ｔ₁−２Δ₁Ｔ₂)/(Δ₂−Δ₁） に従って算出が行われ、前記Δ₂はΔ₁よりも小さい。こ
の装置は特に本発明による方法を実施するのに適してい
る。

【００１６】

【実施例】次に本発明のさらなる利点や特徴および適用
例を以下の明細書で実施例として図面に基づき詳細に説
明する。

【００１７】図１には従来技法による遅延制御ループ
（Delay Locked Loop;ＤＬＬ）が示されている。アンテ
ナから受信された、ダイレクトシーケンスの形態の拡散
された信号は、直角（直交）復調器を用いてベース帯域
にミキシングされる。この場合は同相分Ｉと直交分Ｑが
生じる。この同相分Ｉと直交分Ｑは、移相器１０１へ供
給される。この移相器１０１はドップラー発生器１０２
に接続されている。移相器１０１は、送信器と受信器に
よって相対移動によって引き起こされる受信信号周波数
中のドップラーシフトを消去する。このようにして補正
された同相分Ｉ′と直交分Ｑ′は、並行して３つの相関
器１０３,１０４,１０５に供給される。それらの中では
受信したベースバンド信号がコード発生器１０９で形成
された拡散シーケンスと相関付けされる。このコード発
生器１０９は、送信器の特徴付けられたコード（Gold C
ode）を生成する。これにより送信信号内で得られたデ
ータ信号が再び得られる。

【００１８】復調相関器１０３は、受信された信号がコ
ード発生器１０９において形成されたゴールドコードと
位相において一致した場合には、その出力側から復調さ
れたデータを送出する。位相における一致は遅延制御ル
ープＤＬＬによって確定される。この遅延制御ループＤ
ＬＬは、相関器１０４，１０５、減算器１０６、ループ
フィルタ１０７、数値制御発振器（ＮＣＯ）１０８およ
び固定設定された遅延回路１１０，１１１からなる。こ
の固定設定された遅延回路によって相関器１０５および
１０４には、設定された負の位相シフト分−Δないしは
正の位相シフト分＋Δを伴うゴールドコードが供給され
る。減算器１０６によって相関器１０４および１０５の
出力信号は相互に減算され、この結果がループフィルタ
１０７に供給される。このループフィルタ１０７は、受
信した拡散シーケンスと局所的に生成された拡散シーケ
ンスの間の位相位置Ｔ₀に相応する信号を数値制御発振
器（ＮＣＯ）１０８に送出する。数値制御発振器（ＮＣ
Ｏ）１０８は、ゴールドコード発生器１０９を次のよう
に制御する。すなわち減算器１０６の出力信号がゼロに
なるように制御する。理想的な受信状況では、復調相関
器１０３は正しい位相でゴールドコードを供給される
（これは時間的に見て、シフトされた２つのゴールドコ
ードのちょうど真ん中にあたる）。

【００１９】図２には、図１による装置の作用が表され
ている。この場合理想的な矩形状の受信信号Ｉ′とＱ′
および矩形状のゴールドコードが見て取れる。Ｔｃは、
ゴールドコードのビット周期である。三角形状の特性曲
線は、受信した拡散コードと局所的に生成されたコード
との間の位相差に依存した相関器の出力信号が表されて
いる。この位相差がゼロの場合、つまり制御された状態
では、相関器の出力が１となる（正規化によって最大値
１が得られる）。相関器出力は、Ｔｃ１の位相差のもと
で０になるまで線形に下降し、位相シフトのさらに大き
な値に対しては０のもとに留まる。この相関器出力の特
性は、正および負の位相シフトに対して対称的である。
図１の相関器１０５には負の位相シフト−Δを伴ったゴ
ールドコードが供給される。つまり相関器１０５は図２
のＥ（Early）に相応する相関器出力を生成する。それ
に対して相関器１０４は、正の位相シフト＋Δを伴った
ゴールドコードを供給する。故にこれは図２のＬ（Lat
e）の位置に相応する相関器出力を生成する。相関器１
０４と１０５に供給されるゴールドコードの初期−後期
−間隔２Δは、アーリィ−レイト−スペーシング（Earl
y-Late-Spacing）とも称される。図１の制御ループによ
っては、相関器１０４と１０５から絶対値の点で同じレ
ベルの出力信号が生成されることが保証される。復調相
関器１０３は、局所的ゴールドコードによって駆動され
る。その位相は、位相位置ＥとＬの間の正確に真ん中に
ある。これにより、理想的条件のもとでは図１の遅延制
御ループは、受信信号において得たデータを正確に復調
するものとなる。

【００２０】図３には、実際に非常に頻繁に生じる受信
状況が示されている。衛星側送信器３０１は、信号を送
出する。この信号は地表の受信器３０２によって複数の
伝播経路を介して受信される。この受信器３０２は、一
方では送信器までの直視ライン上の信号３０４を受信す
る。さらにこの受信器３０２は他方では、近隣の突出地
形もしくは近隣の建物３０３において反射された信号も
受信する。この反射信号３０５と直接信号３０４は、受
信器３０２において重畳される。しかしながら伝播経路
の長さが異なるために、この重畳は同じ位相位置では生
じない。このことはＧＰＳ方式の衛星測位システムのも
とでは問題となる。なぜなら受信器３０２の座標出力
は、受信信号の伝播時間に基づいているからである。

【００２１】図４には、図３による受信状況下での線形
化された相関器出力が示されている。三角形状の特性曲
線４０４はこの場合ダイレクトに受信した信号３０４の
成分を返しており、図２に示されている経過に相応す
る。三角形状特性曲線４０５は反射された信号３０５
（これは一方では減衰した振幅を有し他方では付加的な
伝播時間Ｌだけ遅れて受信器３０２に入射している）に
相応している。それ故に特性曲線４０５の最大値は特性
曲線４０４の最大値に比べて時間Ｌだけシフトしてい
る。２つの伝播経路３０４および３０５の信号は受信器
にて線形に重畳されるので、受信器において受信拡散シ
ーケンスを局所的に生成されるゴールドコードに相関付
けする相関器は、受信した拡散シーケンスと局所的に生
成されたゴールドコードの間の位相シフトに依存して、
図中の特性曲線４００に相応する信号を送出する。この
場合Ｔｃは、ゴールドコードのビット周期である。ここ
において特性曲線４００の経過は、受信器によって探索
された直接受信経路３０４の位相位置に対して非対称で
ある。図１による従来技法の遅延制御ループでは、復調
相関器１０３はこの非対称性に基づいて直接受信経路３
０４の探索位相ポイントに誘導できない。

【００２２】図５には、図４の特性曲線４００の一部の
詳細が示されている。この特性曲線４００は、直接受信
経路３０４の被探索位相位置Ｔ₀から位相差ｍｐｅ＝Ｔ_k
−Ｔ ₀（ｍｐｅ：マルチフェーズエラー)分だけずれてい
る、想定中心線に対して断片的に対称である。位置Ｅ₁,
Ｌ₁；Ｅ₂,Ｌ₂；Ｅ₃,Ｌ₃；Ｅ₄,Ｌ₄は、制御ループの立上
がり振動終了状態における種々のアーリィ−レイト−間
隔Δ₁，Δ₂，Δ₃，Δ₄に対する、従来技法による遅延制
御ループの特性を示している。その際特性曲線５００
は、種々のアーリィ−レイト−間隔に依存した位相位置
を表し、１つの遅延制御ループは立上がり振動終了状態
において位相位置ＥとＬの間の位相中心点（ポイント位
相位置）として送出する。例えばΔ₁およびΔ₂のように
大きく異なるアーリィ−レイト−間隔に対しては、生じ
ている位相中心点が特性曲線４００の部分的対称性に基
づいてそのつど同じ値ｍｐｅだけ被探索値Ｔ₀からずれ
ている。例えばΔ₃およびΔ₄のように非常に小さなアー
リィ−レイト−間隔のもとでは位相エラーｍｐｅは、選
択されたアーリィ−レート−間隔と直接比例している。
符号Ｌは図５のダイヤグラム中、直接受信された信号３
０４と反射された信号３０５の間の伝播時間差を表して
いる。これは図４にも示されている。

【００２３】図６は、直接受信した信号３０４の位相零
点に従った探索の際の本発明の手法を示した図である。
この場合種々のアーリィ−レイト−間隔を伴った２つの
遅延制御ループの存在が前提とされる。アーリィ−レイ
ト−間隔が十分に小さく抑えられて選択されているなら
ば、時点Ｔ₀は正確に、個々の制御ループの各々におい
て立上がり振動終了状態にて求められた時点Ｔ_１および
Ｔ_２から正確に求めることができる。類似した三角形の
比較により得られる式は以下のとおりである。

【００２４】Ｔ₀＝（Δ₂Ｔ₁−Δ₁Ｔ₂）／（Δ₂−Δ₁） ２つの制御ループのアーリィ−レイト−間隔が、例えば
図５のΔ₃,Δ₄のような特性曲線４００の上方の非対称
先端にて過渡振動を生じるくらいに小さく選択されてい
るならば、この式は正確な結果を供給する。マルチパス
伝播によって引き起こされるエラーｍｐｅは典型的には
伝播時間差Ｌよりも著しく小さいものなので、それに対
して２つの制御ループのアーリィ−レイト−間隔は、ま
だ許容可能なマルチパス伝播の伝播時間差Ｌよりも小さ
く選択されなければならない。それに対して制御ループ
のアーリィ−レイト−間隔が伝播時間差Ｌよりも大きく
選択された場合には、２つの遅延制御ループはＴ₁＝Ｔ₂
＝Ｔ_kに対して過渡振動する。これは前記式によれば、
このケースに対して補正が行われないことにつながる。
なぜならＴ₀＝Ｔ_kだからである。

【００２５】図７には、本発明による装置が示されてい
る。受信信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑは、復調相関器
１に供給される。局所的ゴールドコード発生器４は、数
値制御発振器（ＮＣＯ）３によって制御されており、そ
のため復調相関器には、適合化された位相のゴールドコ
ードが供給される。この復調相関器は、相関付けによっ
て出力ビットストリームを生成する。この場合ＮＣＯ３
の制御は、マイクロプロセッサ２を用いて行われる。こ
のマイクロプロセッサ２はＮＣＯ３に位相値Ｔ ₀を供給
している。本発明による装置は、遅延制御ループ５（Ｄ
ＬＬ１）と、遅延制御ループ６（ＤＬＬ２）を有してお
り、それらにも受信信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑが供
給される。遅延制御ループ５と６は、図１中に破線で囲
って示されている遅延制御ループＤＬＬに相応する。遅
延制御ループの各々は、図１に示されている相応の特徴
ブロックを有している。この場合各遅延制御ループ５な
いし６には、その中で適用される初期−後期−間隔の値
Δ₁ないしΔ₂が供給可能である。これらの値Δ₁および
Δ₂は、図７による本発明の装置によればマイクロプロ
セッサ２から定められている。各遅延制御ループは、位
相位置Ｔ₁ないしＴ₂を送出する。これらはそれぞれ図１
に示されていループフィルタ１０７から送出される位相
値Ｔ₀に相応している。

【００２６】マイクロプロセッサ２は、自身によって設
定された初期−後期−間隔Δ₁およびΔ₂と、位相制御ル
ープＤＬＬ１ないしＤＬＬ２によって求められた位相位
置Ｔ₁ないしＴ₂とから前述した式に従って、最適な位相
位置Ｔ₀を計算する。この位相位置Ｔ₀によって数値制御
発振器（ＮＣＯ）３は、ゴールドコード発生器を制御す
る。本発明によれば、初期−後期−間隔Δ₁およびΔ₂の
十分小さな選択によって直接的な受信経路３０４に対す
る正確な位相位置Ｔ₀が前述した式に従って算出可能で
あることが保証される。

【００２７】本発明は、復調相関器１の他に多数の遅延
制御ループＤＬＬ１,ＤＬＬ２,………ＤＬＬｎが設けら
れている環境のもとでは非常に有利に適用することがで
きる。大きなアーリィ−レイト−間隔を有する制御ルー
プはシステム全体の安定した制御特性を保証する一方
で、２つの最小のアーリィ−レイト−間隔を有する制御
ループ（最内部制御ループ）は、直接的な受信経路３０
４の位相位置Ｔ₀の正確な算出に用いることができる。
特に、多数の制御ループが設けられている（それらのア
ーリィ−レイト−間隔が小さくなるに伴ってそれぞれ半
減化する）ような装置が有利であることがわかってい
る。最内部の制御ループのアーリィ−レイト−間隔が、
マルチパス伝播の伝播時間差よりも小さいことが保証さ
れている場合には、正確な補正が保証できる。１つの制
御ループのアーリィ−レイト−間隔のみが最小の伝播時
間差Ｌｍｉｎよりも小さい場合には、少なくとも正確な
位相位置Ｔ₀方向へのさらに１つの部分的な補正が行わ
れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技法による遅延制御ループ（ＤＬＬ）を示
した図である。

【図２】局所的拡散シーケンスの位相位置に依存した相
関器の出力経過を示したダイヤグラムである。

【図３】マルチパス伝播を伴った環境の一例を示した図
である。

【図４】マルチパス伝播環境のもとでの局所的拡散シー
ケンスの位相位置に依存した相関器の出力経過を示した
ダイヤグラムである。

【図５】図４のダイヤグラムからの詳細図である。

【図６】本発明による計算規則を幾何学的に表した図で
ある。

【図７】本発明による、拡散スペクトル信号の復調のた
めの装置の実施例を示した図である。

【符号の説明】

１ 復調相関器 ２ マイクロプロセッサ ３ 数値制御発振器 ４ ゴールドコード発生器 ５ 第１の制御ループ ６ 第２の制御ループ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信器（３０１）から複数の伝播経路
   （３０４，３０５）を介して受信される拡散スペクトル
   信号（Ｉ，Ｑ）の復調の際の自己相関エラーの最小化の
   ための方法であって、 局所的拡散シーケンスが供給され、該局所的拡散シーケ
   ンスは、第１の制御ループ（５）において、受信した拡
   散シーケンス（Ｉ，Ｑ）と、第１の初期−後期−間隔
   （２Δ₁）を有する第１の位相位置対（Ｅ₁,Ｌ₁）におい
   て相関付けされ、 さらに前記局所的拡散シーケンスは、第２の制御ループ
   （６）において受信した拡散シーケンス（Ｉ，Ｑ）と、
   第２の初期−後期−間隔（２Δ₂）を有する第２の位相
   位置対（Ｅ₂,Ｌ₁）において相関付けされ、この場合前
   記第１および第２の制御ループ（５,６）は、立上がり
   終了状態において、第１のポイント位相値（Ｔ₁）ない
   し第２の点状位相値（Ｔ₂）を送出する形式のものにお
   いて、 受信した拡散シーケンスに対する、復調相関器（１）に
   供給する局所的拡散シーケンスの位相（Ｔ₀）を、以下
   の式、 Ｔ₀＝（Δ₂Ｔ₁−Δ₁Ｔ₂)/(Δ₂−Δ₁） に従って算出し、この場合Δ₂＜Δ₁の条件が選択される
   ことを特徴とする方法。
2. 【請求項２】 前記第１の初期−後期−間隔（Δ₁）
   の、第２の初期−後期−間隔（Δ₂）に対する比は２で
   ある、請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】 前記第１の制御ループ（５）と第２の制
   御ループ（６）は、位相値（Ｔ₀）検出のための階層状
   制御ループ構造における最内部制御ループである、請求
   項１または２記載の方法。
4. 【請求項４】 少なくとも前記第１の初期−後期−間隔
   （Δ₁）の半部または前記第２の初期−後期−間隔
   （Δ₂）の半部は、直接的伝播経路と間接的伝播経路の
   間の所期の最小の信号伝播時間差よりも著しく小さい、
   請求項１〜３いずれか１項記載の方法。
5. 【請求項５】 送信器（３０１）から発せられて複数の
   伝播経路（３０４，３０５）を介して受信される拡散ス
   ペクトル信号（Ｉ，Ｑ）の復調のための装置であって、 局所的拡散シーケンス生成のための発生器（４）と、 第１の制御ループ（５）を有しており、該第１の制御ル
   ープ（５）では、受信した拡散シーケンス（Ｉ，Ｑ）
   が、第１の初期−後期−間隔（２Δ₁）を有する第１の
   位相位置対（Ｅ₁,Ｌ₁）において局所的拡散シーケンス
   と相関付けされており、 さらに第２の制御ループ（６）を有しており、該第２の
   制御ループ（６）では、受信した拡散シーケンス（Ｉ，
   Ｑ）が、第２の初期−後期−間隔（２Δ₂）を有する第
   ２の位相位置対（Ｅ₂,Ｌ₁）において局所的拡散シーケ
   ンスと相関付けされ、 この場合前記第１および第２の制御ループ（５,６）
   は、立上がり終了状態において、第１のポイント位相値
   （Ｔ₁）ないし第２の点状位相値（Ｔ₂）を送出する形式
   のものにおいて、 受信した拡散シーケンス（Ｉ，Ｑ）に対する、復調相関
   器（１）に供給する局所的拡散シーケンスの位相値（Ｔ
   ₀）の検出のための装置（２）が、以下の式、 Ｔ₀＝（Δ₂Ｔ₁−Δ₁Ｔ₂)/(Δ₂−Δ₁） に従って算出を行い、この場合Δ₂＜Δ₁の条件が選択さ
   れることを特徴とする、装置。
6. 【請求項６】 前記第１の初期−後期−間隔（Δ₁）
   の、第２の初期−後期−間隔（Δ₂）に対する比は２で
   ある、請求項５記載の装置。
7. 【請求項７】 前記第１の制御ループ（５）と第２の制
   御ループ（６）は、位相値（Ｔ₀）検出のための階層状
   制御ループ構造における最内部制御ループである、請求
   項５または６記載の装置。
8. 【請求項８】 少なくとも前記第１の初期−後期−間隔
   （Δ₁）の半部または前記第２の初期−後期−間隔
   （Δ₂）の半部は、直接的伝播経路と間接的伝播経路の
   間の所期の最小の信号伝播時間差よりも著しく小さい、
   請求項５〜７いずれか１項記載の装置。