JP2000036778A - 自動遅延等化器及び自動遅延等化方法並びに自動遅延・振幅等化器及び自動遅延・振幅等化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力信号の遅延特性（遅延歪み）を検出し
て、その遅延特性を自動的に補償できるようにする。 【解決手段】 入力信号の遅延特性を所要の傾斜遅延特
性に応じて補償する傾斜形遅延等化部１Ａと、上記の入
力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一
方の信号Ｉ（又はＱ）の値の変化の方向を判定するとと
もに、この一方の信号Ｉ（又はＱ）に対し直交する他方
の信号Ｑ（又はＩ）から誤差情報を検出し、この誤差情
報と上記の一方の信号Ｉ（又はＱ）の値の変化の方向と
の相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号を出
力する制御部２Ａとをそなえるように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（目次） 発明の属する技術分野 従来の技術 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（図１〜図４） 発明の実施の形態 （Ａ）自動遅延等化器の第１実施形態の説明（図５〜図
２５） （Ａ′）自動遅延等化器の第１実施形態の変形例の説明
（図２６） （Ｂ）自動遅延等化器の第２実施形態の説明（図２７） （Ｂ′）自動遅延等化器の第２実施形態の変形例の説明
（図２８） （Ｃ）自動遅延・振幅等化器の第１実施形態の説明（図
２９〜図３３） （Ｃ′）自動遅延・振幅等化器の第１実施形態の変形例
の説明（図３４） （Ｄ）自動遅延・振幅等化器の第２実施形態の説明（図
３５） （Ｄ′）自動遅延・振幅等化器の第２実施形態の変形例
の説明（図３６） （Ｅ）その他 発明の効果

【０００２】

【発明の属する技術分野】本発明は、通信伝送路がもつ
遅延周波数特性や振幅周波数特性により通信信号（入力
信号）に生じる遅延特性（遅延歪み）や振幅特性（振幅
歪み）を自動的に補償するのに用いて好適な、自動遅延
等化器及び自動遅延等化方法並びに自動遅延・振幅等化
器及び自動遅延・振幅等化方法に関する。

【０００３】

【従来の技術】従来より、ディジタル多重マイクロ通信
などの無線通信に限らず、全ての通信伝送路（空間も含
む）には、主に、振幅周波数特性及び遅延周波数特性と
いう２種類の線形特性があり、これらの各特性によって
伝送路の特性が左右されることが知られている。

【０００４】例えば、これらの各特性が周波数に対して
平坦であれば、基本的に、受信（入力）信号から送信信
号（変調信号）そのものを復号（復調）することができ
るが、平坦でなければ復調信号に「歪み（線形歪み）」
が生じ復調特性が劣化してしまう。そこで、このような
線形歪みを等化して補償するために、従来より、伝送路
の特性によって生じる線形歪みの量（特性）を予め測定
しておき、測定した歪み量に変動がないものとして（つ
まり、線形歪みを固定量の歪みとして）、受信信号の等
化（補償）を行なう振幅等化器や遅延等化器が各種提案
されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、実際の伝送
路では、空間伝送路の場合のようにフェージングとして
ダイナミックに変化する歪みや、有線伝送路の場合のよ
うに温度変化等によるケーブル長の変化によって変動す
る歪みも生じるため、上記線形歪みは、当然、固定量で
はない。従って、上記のような線形歪みを固定量の歪み
として等化する振幅等化器や遅延等化器では十分な線形
歪みの補償を行なうことはできない。

【０００６】そこで、振幅周波数特性による振幅歪みに
ついては、例えば、特開平８−１６３００５号公報に示
されるように、変動する歪み量をリアルタイムに検出で
きるようにすることで、変動する歪みでも自動的に等化
・補償できるようにした技術が提案されているが、遅延
周波数特性による遅延歪みについては、受信信号が現在
影響を受けている歪み量を検出する手段及び検出した歪
みを自動等化する手段ともに実現されていないのが現状
である。

【０００７】本発明は、このような課題に鑑み創案され
たもので、入力信号の遅延特性を検出して、その遅延特
性を自動的に補償することのできる自動遅延等化器及び
自動遅延等化方法を提供することを目的とする。また、
本発明は、入力信号の遅延特性と振幅特性とを検出し
て、これらの各特性の両方を自動的に補償することので
きる自動遅延・振幅等化器及び自動遅延・振幅等化方法
を提供することも目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理ブロ
ック図で、この図１に示す自動遅延等化器において、１
Ａは傾斜形遅延等化部、２Ａは制御部、３は復調器、
４，５はそれぞれトランスバーサル等化器（ＴＲＥ）で
ある。ここで、傾斜形遅延等化部１Ａは、入力信号の遅
延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補償するものであ
り、制御部２Ａは、入力信号についてのディジタル復調
信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変
化の方向を判定するとともに、この一方の信号Ｉに対し
直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの他方の信号Ｑ
（又は、Ｉ）から誤差情報を検出し、この誤差情報と上
述の一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相
関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号を出力す
るものである。

【０００９】上述のごとく構成された本発明の自動遅延
等化器では、制御部２Ａにおいて、入力信号についての
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又
は、Ｑ）の値の変化の方向が判定されるとともに、この
一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交するディジタル復
調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤
差情報が検出される。

【００１０】そして、この誤差情報と一方の信号Ｉ（又
は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延
等化部１Ａ用の制御信号が傾斜形遅延等化部１Ａへ出力
される。これにより、傾斜形遅延等化部１Ａでは、入力
信号の遅延特性が所要の傾斜遅延特性に応じて補償され
る（請求項１）。

【００１１】ここで、上述の傾斜形遅延等化部１Ａは、
周波数領域において傾斜遅延特性を有し、上記入力信号
の遅延特性をその傾斜遅延特性に応じて補償するように
構成してもよい。これにより、傾斜形遅延等化部１Ａで
は、周波数領域において入力信号の遅延特性を自己のも
つ傾斜遅延特性に応じて補償することができる（請求項
２）。

【００１２】また、上記の制御部２Ａは、図１に示すよ
うに、信号方向判定部２１，誤差情報検出部２２及び相
関演算部２３とをそなえて構成するのがよい。ここで、
信号方向判定部２１は、上記のディジタル復調信号Ｉ，
Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向
を判定するものであり、誤差情報検出部２２は、この一
方の信号Ｉ（又は、Ｉ）に対し直交するディジタル復調
信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差
情報を検出するものである。

【００１３】そして、相関演算部２３は、上記の誤差情
報検出部２２で得られた誤差情報と信号方向判定部２１
で得られた一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向
との相関に基づき上記の傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御
信号を出力するものである。

【００１４】上述のごとく構成された制御部２Ａでは、
信号方向判定部２１によってディジタル復調信号Ｉ，Ｑ
のうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向が
判定され、誤差情報検出部２２によって上記一方の信号
Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，
Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報が検
出される。

【００１５】そして、相関演算部２３は、このように誤
差情報検出部２２で得られた誤差情報と信号方向判定部
２１で得られた上記一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変
化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制
御信号を生成して傾斜形遅延等化部１Ａへ出力する（以
上、請求項３）。

【００１６】なお、上記の信号方向判定部２１は、デー
タクロック周期、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期
（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）をサ
ンプリングして、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の
変化の方向を判定するように構成すれば、上記一方の信
号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を簡易に判定するこ
とができる（請求項４，５）。

【００１７】一方、上述の誤差情報検出部２２は、上記
の他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差ビットから誤差情報
を検出するように構成すれば、他方の信号Ｑ（又は、
Ｉ）の誤差ビットのみから誤差情報を検出することがで
き（請求項６）、入力信号についてのディジタル復調信
号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）と、この他
方の信号Ｑ（又は、Ｉ）を更にトランスバーサル等化器
５で処理した等化後信号Ｑ_TRE （又は、Ｉ_TRE ）との差
を演算する差演算部として構成すれば、より正確に、上
記の誤差情報を検出することができる（請求項７）。

【００１８】また、上記の復調器３は、上記のディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑを得るもので、ここでは、図１に示す
ように、この復調器３の前段に上記の傾斜形遅延等化部
１Ａを設けることで、復調前に入力信号の遅延特性を補
償することができるようになっている（請求項８）。次
に、図２も本発明の原理ブロック図で、この図２に示す
自動遅延等化器において、１Ａは傾斜形遅延等化部、２
Ｂは制御部、３は復調器、４，５はそれぞれトランスバ
ーサル等化器（ＴＲＥ）４，５である。

【００１９】ここで、傾斜形遅延等化部１Ａは、図１に
示したものと同様のものであり、制御部２Ｂは、入力信
号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の
信号Ｉの値の変化の方向を判定し、この一方の信号Ｉに
対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの他方の信
号Ｑから誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の一方
の信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づいて第１相関
信号を得るとともに、他方の信号Ｑの値の変化の方向を
判定し、この他方の信号Ｑに対し直交するディジタル復
調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから誤差情報を検出
し、この誤差情報と上述の他方の信号Ｑの動く方向との
相関に基づいて第２相関信号を得、更に上記の第１相関
信号及び第２相関信号から傾斜形遅延等化部１Ａ用の制
御信号を生成して出力するものである。

【００２０】上述のごとく構成された本発明の自動遅延
等化器では、制御部２Ｂにおいて、入力信号についての
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの値の
変化の方向が判定され、この一方の信号Ｉに対し直交す
るディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから
誤差情報が検出され、この誤差情報と一方の信号Ｉの動
く方向との相関に基づいて第１相関信号が得られる。

【００２１】また、これとともに、上記の他方の信号Ｑ
の動く方向が判定され、この他方の信号Ｑに対し直交す
るディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから
誤差情報が検出され、この誤差情報と他方の信号Ｑの値
の変化の方向との相関に基づいて第２相関信号が得られ
る。そして、これらの第１相関信号及び第２相関信号か
ら上記の傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号が生成され
て傾斜形遅延等化部１Ａへ出力される。つまり、上記の
制御部２Ｂは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの両方につい
て、信号の値の変化の方向と誤差情報とを検出し、それ
ぞれの相関関係に基づいて上記の制御信号を生成するの
である（以上、請求項９）。

【００２２】なお、この場合も、上記の傾斜形遅延等化
部１Ａは、周波数領域において傾斜遅延特性を有し、入
力信号の遅延特性をこの傾斜遅延特性に応じて補償する
ように構成すれば、周波数領域において入力信号の遅延
特性を自己のもつ傾斜遅延特性に応じて補償することが
できる（請求項１０）。

【００２３】ところで、上記の制御部２Ｂは、図２に示
すように、第１信号方向判定部２１−１，第１誤差情報
検出部２２−１，第１相関演算部２３−１，第２信号方
向判定部２１−２，第２誤差情報検出部２２−２，第２
相関演算部２３−２及び制御信号生成部２４をそなえて
構成するのがよい。ここで、第１信号方向判定部２１−
１は、ディジタル復調信号うちの一方の信号Ｉの値の変
化の方向を判定するものであり、第１誤差情報検出部２
２−１は、この一方の信号に対し直交するディジタル復
調信号うちの他方の信号Ｑから誤差情報を検出するもの
であり、第１相関演算部２３−１は、第１誤差情報検出
部２２−１で得られた誤差情報と第１信号方向判定部２
１−１で得られた一方の信号Ｉの値の変化の方向との相
関に基づき第１相関信号を出力するものである。

【００２４】さらに、第２信号方向判定部２１−２は、
上述の他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定するもので
あり、第２誤差情報検出部２２−２は、上述の一方の信
号Ｉから誤差情報を検出するものであり、第２相関演算
部２３−２は、第２誤差情報検出部２２−２で得られた
誤差情報と第２信号方向判定部２１−２で得られた他方
の信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づき第２相関信
号を出力するものである。

【００２５】そして、制御信号生成部２４は、第１相関
演算部２３−１からの第１相関信号及び第２相関演算部
２３−２からの第２相関信号から傾斜形遅延等化部１Ａ
用の制御信号を生成するものである。上述のごとく構成
された制御部２Ｂでは、第１信号方向判定部２１−１に
おいてディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの一方の信号Ｉの
値の変化の方向が判定され、第１誤差情報検出部２２−
１においてこの一方の信号Ｉに対し直交するディジタル
復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから誤差情報が検
出され、第１相関演算部２３−１において、このように
第１誤差情報検出部２２−１で得られた誤差情報と第１
信号方向判定部２１−１で得られた一方の信号Ｉの値の
変化の方向との相関に基づき第１相関信号が得られる。

【００２６】また、これとともに、第２信号方向判定部
２１−２において上記の他方の信号Ｑの値の変化の方向
が判定され、第２誤差情報検出部２２−２においてこの
他方の信号Ｑに直交する一方の信号Ｉから誤差情報が検
出され、第２相関演算部２３−２において、このように
第２誤差情報検出部２２−２で得られた誤差情報と第２
信号方向判定部２１−２で得られた他方の信号Ｑの値の
変化の方向との相関に基づき第２相関信号が得られる。

【００２７】そして、これらの第１相関信号及び第２相
関信号から制御信号生成部２４によって傾斜形遅延等化
部１Ａ用の制御信号が生成され、これが傾斜形遅延等化
部１Ａへ出力されることにより、入力信号の遅延特性が
所要の傾斜遅延特性に応じて補償される（以上、請求項
１１）。なお、上記の第１信号方向判定部２１−１は、
データクロック周期で、もしくはデータクロックの１／
Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉをサンプリ
ングして、この一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定す
べく構成され、第２信号方向判定部２１−２は、データ
クロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期
（Ｎは２以上の整数）で他方の信号Ｑをサンプリングし
て、この他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定すべく構
成してもよい。

【００２８】これにより、第１信号方向判定部２１−１
では、データクロック周期で、もしくはデータクロック
の１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉをサ
ンプリングすることにより、上記の一方の信号Ｉの値の
変化の方向を判定することができ、第２信号方向判定部
２１−２では、データクロック周期で、もしくはデータ
クロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信
号Ｑをサンプリングすることにより、上記の他方の信号
Ｑの値の変化の方向を判定することができる（請求項１
２，１３）。

【００２９】なお、上述の第１誤差情報検出部２２−１
及び第２誤差情報検出部２２−２については、それぞれ
第１誤差情報検出部２２−１を一方の信号Ｉの誤差ビッ
トから誤差情報を検出するように構成するとともに、第
２誤差情報検出部２２−２を他方の信号Ｑの誤差ビット
から誤差情報を検出するように構成してもよい。これに
より、各誤差情報検出部２２−１及び２２−２では、各
信号Ｉ，Ｑの誤差ビットから誤差情報をそれぞれ簡易に
検出することができる（請求項１４）。

【００３０】また、第１誤差情報検出部２２−１及び第
２誤差情報検出部２２−２については、第１誤差情報検
出部２２−１を、入力信号についてのディジタル復調信
号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑと、この他方の信号Ｑを
更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号Ｑ
_TRE との差を演算する第１差演算部として構成するとも
に、第２誤差情報検出部２２−２を、一方の信号Ｉと、
この一方の信号Ｉを更にトランスバーサル等化器４で処
理した等化後信号Ｉ_TRE との差を演算する第２差演算部
として構成してもよい。

【００３１】これにより、各誤差情報検出部２２−１及
び２２−２では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑとこれらの
信号Ｉ，Ｑをそれぞれ更にトランスバーサル等化器５で
処理した等化後信号Ｑ_TRE との差を演算することで、デ
ィジタル復調信号Ｉ，Ｑについての各誤差情報が、それ
ぞれトランスバーサル等化器４，５で等化処理を施され
た等化後信号Ｉ_TRE ，Ｑ_TRE を用いて検出することがで
きる（以上、請求項１５）。

【００３２】ところで、本自動遅延等化器は、この場合
も、傾斜形遅延等化部１Ａを、図２に示すように、復調
器３の前段に設けることで、復調前に入力信号の遅延特
性を補償することができるようになっている（請求項１
６）。つまり、上述した本発明では、入力信号の遅延特
性の傾斜情報を検出し（検出ステップ）、その傾斜情報
に基づいて入力信号の遅延特性を補償する（補償ステッ
プ）ことができるのである（請求項１７）。

【００３３】次に、図３も本発明の原理ブロック図で、
この図３に示す自動遅延・振幅等化器において、１Ａは
傾斜形遅延等化部、１Ｂは傾斜形振幅等化部、２Ｃは制
御部、３は復調器、４，５はそれぞれトランスバーサル
等化器（ＴＲＥ）である。ここで、傾斜形遅延等化部１
Ａも、上記の入力信号の遅延特性を所要の傾斜遅延特性
に応じて補償するものであり、傾斜形振幅等化部１Ｂ
は、上記の入力信号の振幅特性を所要の傾斜振幅特性に
応じて補償するものである。

【００３４】また、制御部２Ｃは、入力信号についての
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又
は、Ｑ）の値の変化の方向を判定するとともに、この一
方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑう
ちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報を検出し、
この誤差情報と上述の一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の
変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の
制御信号及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号をそれ
ぞれ出力するものである。

【００３５】上述のごとく構成された本発明の自動遅延
・振幅等化器では、上記の各等化部１Ａ，１Ｂに対して
共通の制御部２Ｃにおいて、入力信号についてのディジ
タル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）
の値の変化の方向が判定されるとともに、この一方の信
号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交するディジタル復調信号
Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報
が検出される。

【００３６】そして、この誤差情報と一方の信号Ｉ（又
は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき、傾斜形遅
延等化部１Ａ用の制御信号が傾斜形遅延等化部１Ａへ出
力されるとともに、傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号
が傾斜形振幅等化部１Ｂへ出力される。これにより、各
等化部１Ａ，１Ｂによって、入力信号の遅延特性と振幅
特性との両方が補償される（請求項１８）。

【００３７】なお、上記の傾斜形遅延等化部１Ａは、周
波数領域において傾斜遅延特性を有し、上記の入力信号
の遅延特性をその傾斜遅延特性に応じて補償するように
構成し、傾斜形振幅等化部１Ｂは、周波数領域において
傾斜振幅特性を有し、上記の入力信号の振幅特性をその
傾斜振幅特性に応じて補償するように構成するのがよ
い。これにより、各等化部１Ａ，１Ｂでは、入力信号の
遅延特性，振幅特性をそれぞれの傾斜遅延特性，傾斜振
幅特性に応じて補償することができる（請求項１９）。

【００３８】また、上記の制御部２Ｃは、例えば図３に
示すように、信号方向判定部２１，誤差情報検出部２２
及び相関演算部２３′とをそなえて構成するのがよい。
ここで、信号方向判定部２１は、上記のディジタル復調
信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変
化の方向を判定するものであり、誤差情報検出部２２
は、この一方の信号Ｉ（又は、Ｉ）に対し直交するディ
ジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、
Ｉ）から誤差情報を検出するものである。

【００３９】そして、相関演算部２３′は、上記の誤差
情報検出部２２で得られた誤差情報と信号方向判定部２
１で得られた一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方
向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号
及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号をそれぞれ出力
するものである。

【００４０】上述のごとく構成された制御部２Ｃでは、
信号方向判定部２１によってディジタル復調信号Ｉ，Ｑ
のうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向が
判定され、誤差情報検出部２２によって上記一方の信号
Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，
Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報が検
出される。

【００４１】そして、相関演算部２３′は、このように
誤差情報検出部２２で得られた誤差情報と信号方向判定
部２１で得られた上記一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の
変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の
制御信号及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号を生成
してそれぞれ傾斜形遅延等化部１Ａ，傾斜形振幅等化部
１Ｂへ出力する（以上、請求項２０）。

【００４２】なお、上記の信号方向判定部２１も、デー
タクロック周期、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期
（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）をサ
ンプリングして、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の
変化の方向を判定するように構成すれば、上記一方の信
号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を簡易に判定するこ
とができる（請求項２１，２２）。

【００４３】一方、上述の誤差情報検出部２２も、上記
の他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差ビットから誤差情報
を検出するように構成すれば、他方の信号Ｑ（又は、
Ｉ）の誤差ビットのみから誤差情報を検出することがで
き（請求項２３）、入力信号についてのディジタル復調
信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）と、この
他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）を更にトランスバーサル等化
器５で処理した等化後信号Ｑ_TRE （又は、Ｉ_TRE ）との
差を演算する差演算部として構成すれば、より正確に、
上記の誤差情報を検出することができる（請求項２
４）。

【００４４】ところで、本自動遅延等化器は、傾斜形遅
延等化部１Ａ及び傾斜形振幅等化部１Ｂを、図３に示す
ように、それぞれ復調器３の前段に設けることで、復調
前に入力信号の遅延特性と振幅特性とを補償することが
できるようになっている（請求項２５）。次に、図４も
本発明の原理ブロック図で、この図４に示す自動遅延・
振幅等化器においても、１Ａは傾斜形遅延等化部、１Ｂ
は傾斜形振幅等化部、２Ｄは制御部、３は復調器、４，
５はそれぞれトランスバーサル等化器（ＴＲＥ）であ
る。

【００４５】ここで、傾斜形遅延等化部１Ａ及び傾斜形
振幅等化部１Ｂは、それぞれ、図３により上述したもの
と同様のものであり、制御部２Ｄは、上記の入力信号に
ついてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号
Ｉの値の変化の方向を判定し、この一方の信号Ｉに対し
直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの他方の信号Ｑ
から誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の一方の信
号Ｉの値の変化の方向との相関に基づいて第１相関信号
を得るとともに、他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定
し、この他方の信号Ｑに対し直交するディジタル復調信
号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから誤差情報を検出し、
この誤差情報と上述の他方の信号Ｑの動く方向との相関
に基づいて第２相関信号を得、更に上記の第１相関信号
及び第２相関信号から傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信
号及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号をそれぞれ生
成して出力するものである。

【００４６】上述のごとく構成された本発明の自動遅延
・振幅等化器では、制御部２Ｄにおいて、入力信号につ
いてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ
の値の変化の方向が判定され、この一方の信号Ｉに対し
直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号
Ｑから誤差情報が検出され、この誤差情報と一方の信号
Ｉの動く方向との相関に基づいて第１相関信号が得られ
る。

【００４７】また、これとともに、上記の他方の信号Ｑ
の動く方向が判定され、この他方の信号Ｑに対し直交す
るディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから
誤差情報が検出され、この誤差情報と他方の信号Ｑの値
の変化の方向との相関に基づいて第２相関信号が得られ
る。そして、これらの第１相関信号及び第２相関信号か
ら上記の傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号と傾斜形振
幅等化部１Ｂ用の制御信号とが生成されて、それぞれ、
傾斜形遅延等化部１Ａ及び傾斜形振幅等化部１Ｂへ出力
される。つまり、上記の制御部２Ｄは、ディジタル復調
信号Ｉ，Ｑの両方について、信号の値の変化の方向と誤
差情報とを検出し、それぞれの相関関係に基づいて上記
の各制御信号を生成するのである（以上、請求項２
６）。

【００４８】ここで、この場合も、上記の傾斜形遅延等
化部１Ａを、周波数領域において傾斜遅延特性を有し、
入力信号の遅延特性を傾斜遅延特性に応じて補償するよ
うに構成するとともに、傾斜形振幅等化部１Ｂを、周波
数領域において傾斜振幅特性を有し、入力信号の振幅特
性を傾斜振幅特性に応じて補償するように構成すれば、
各等化部１Ａ，１Ｂでは、入力信号の遅延特性，振幅特
性をそれぞれの傾斜遅延特性，傾斜振幅特性に応じて補
償することができる（請求項２７）。

【００４９】ところで、上記の制御部２Ｄも、図４に示
すように、第１信号方向判定部２１−１，第１誤差情報
検出部２２−１，第１相関演算部２３−１，第２信号方
向判定部２１−２，第２誤差情報検出部２２−２，第２
相関演算部２３−２及び制御信号生成部２４′をそなえ
て構成するのがよい。ここで、第１信号方向判定部２１
−１は、ディジタル復調信号うちの一方の信号Ｉの値の
変化の方向を判定するものであり、第１誤差情報検出部
２２−１は、この一方の信号に対し直交するディジタル
復調信号うちの他方の信号Ｑから誤差情報を検出するも
のであり、第１相関演算部２３−１は、第１誤差情報検
出部２２−１で得られた誤差情報と第１信号方向判定部
２１−１で得られた一方の信号Ｉの値の変化の方向との
相関に基づき第１相関信号を出力するものである。

【００５０】さらに、第２信号方向判定部２１−２は、
上述の他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定するもので
あり、第２誤差情報検出部２２−２は、上述の一方の信
号Ｉから誤差情報を検出するものであり、第２相関演算
部２３−２は、第２誤差情報検出部２２−２で得られた
誤差情報と第２信号方向判定部２１−２で得られた他方
の信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づき第２相関信
号を出力するものである。

【００５１】そして、制御信号生成部２４′は、第１相
関演算部２３−１からの第１相関信号及び第２相関演算
部２３−２からの第２相関信号から傾斜形遅延等化部１
Ａ用の制御信号を生成するものである。上述のごとく構
成された制御部２Ｄでは、第１信号方向判定部２１−１
においてディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの一方の信号Ｉ
の値の変化の方向が判定され、第１誤差情報検出部２２
−１においてこの一方の信号Ｉに対し直交するディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから誤差情報が
検出され、第１相関演算部２３−１において、このよう
に第１誤差情報検出部２２−１で得られた誤差情報と第
１信号方向判定部２１−１で得られた一方の信号Ｉの値
の変化の方向との相関に基づき第１相関信号が得られ
る。

【００５２】また、これとともに、第２信号方向判定部
２１−２において上記の他方の信号Ｑの値の変化の方向
が判定され、第２誤差情報検出部２２−２においてこの
他方の信号Ｑに直交する一方の信号Ｉから誤差情報が検
出され、第２相関演算部２３−２において、このように
第２誤差情報検出部２２−２で得られた誤差情報と第２
信号方向判定部２１−２で得られた他方の信号Ｑの値の
変化の方向との相関に基づき第２相関信号が得られる。

【００５３】そして、これらの第１相関信号及び第２相
関信号から制御信号生成部２４′において傾斜形遅延等
化部１Ａ用の制御信号及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制
御信号が生成され、これらの各制御信号がそれぞれ対応
する等化部１Ａ，１Ｂへ出力されることにより、入力信
号の遅延特性と振幅特性とがそれぞれ所要の傾斜遅延特
性，傾斜形振幅特性に応じて補償される（以上、請求項
２８）。

【００５４】なお、上記の第１信号方向判定部２１−１
も、データクロック周期で、もしくはデータクロックの
１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉをサン
プリングして、この一方の信号Ｉの値の変化の方向を判
定すべく構成され、第２信号方向判定部２１−２は、デ
ータクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ
周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信号Ｑをサンプリン
グして、この他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定すべ
く構成してもよい。

【００５５】これにより、第１信号方向判定部２１−１
では、データクロック周期で、もしくはデータクロック
の１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉをサ
ンプリングすることで、上記の一方の信号Ｉの値の変化
の方向を判定することができ、第２信号方向判定部２１
−２では、データクロック周期で、もしくはデータクロ
ックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信号Ｑ
をサンプリングすることにより、上記の他方の信号Ｑの
値の変化の方向を判定することができる（請求項２９，
３０）。

【００５６】なお、上述の第１誤差情報検出部２２−１
及び第２誤差情報検出部２２−２については、それぞれ
第１誤差情報検出部２２−１を一方の信号Ｉの誤差ビッ
トから誤差情報を検出するように構成するとともに、第
２誤差情報検出部２２−２を他方の信号Ｑの誤差ビット
から誤差情報を検出するように構成してもよい。これに
より、各誤差情報検出部２２−１及び２２−２では、各
信号Ｉ，Ｑの誤差ビットから誤差情報をそれぞれ簡易に
検出することができる（請求項３１）。

【００５７】また、第１誤差情報検出部２２−１及び第
２誤差情報検出部２２−２については、第１誤差情報検
出部２２−１を、入力信号についてのディジタル復調信
号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑと、この他方の信号Ｑを
更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号Ｑ
_TRE との差を演算する第１差演算部として構成するとも
に、第２誤差情報検出部２２−２を、一方の信号Ｉと、
この一方の信号Ｉを更にトランスバーサル等化器４で処
理した等化後信号Ｉ_TRE との差を演算する第２差演算部
として構成してもよい。

【００５８】これにより、各誤差情報検出部２２−１及
び２２−２では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑとこれらの
信号Ｉ，Ｑをそれぞれ更にトランスバーサル等化器５で
処理した等化後信号Ｑ_TRE との差を演算することで、デ
ィジタル復調信号Ｉ，Ｑについての各誤差情報が、それ
ぞれトランスバーサル等化器４，５で等化処理を施され
た等化後信号Ｉ_TRE ，Ｑ_TRE を用いて検出することがで
きる（以上、請求項３２）。

【００５９】ところで、本自動遅延・振幅等化器も、傾
斜形遅延等化部１Ａを、図４に示すように、復調器３の
前段に設けることで、復調前に入力信号の遅延特性を補
償することができるようになっている（請求項３３）。
つまり、上述した本発明では、入力信号の線形歪み特性
の傾斜情報を検出し（検出ステップ）、その線形歪み特
性の傾斜情報に基づいて入力信号の遅延特性及び振幅特
性をそれぞれ補償する（補償ステップ）ことができるの
である（請求項３４）。

【００６０】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。 （Ａ）自動遅延等化器の第１実施形態の説明 図５は本発明の自動遅延等化器の第１実施形態を示すブ
ロック図で、この図５において、９はアンテナ、１０は
受信部、１１Ａは１次傾斜遅延補償部、１２は自動利得
制御部（ＡＧＣ）、１３は復調器、１４Ａは制御部、１
５，１６はそれぞれトランスバーサル等化器（ＴＲＥ）
である。

【００６１】ここで、受信部１０は、アンテナ９で受信
したＲＦ（高周波）信号をＩＦ（中間周波）信号に周波
数変換（ダウンコンバート）して１次傾斜遅延補償部１
１Ａへ出力するものであり、１次傾斜遅延補償部（傾斜
形遅延等化部）１１Ａは、周波数領域において傾斜遅延
特性を有しており、受信部１０からのＩＦ信号（入力信
号）の遅延特性を、この傾斜遅延特性に応じて補償する
もので、本実施形態では、復調器１３の前段、つまりＩ
Ｆ信号が入出力となる位置に設けられている。

【００６２】また、自動利得制御部１２は、この１次傾
斜遅延補償部１１Ａからの出力信号の利得を一定に制御
して復調器１３へ出力するものであり、復調器１３は、
この自動利得制御部１２を通じて出力される１次傾斜遅
延補償部１１Ａからの信号を直交する２種のベースバン
ド信号に復調し、さらにＡ／Ｄ変換することでディジタ
ル化してディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るものである。

【００６３】このため、本実施形態の復調器１３は、例
えば図１８に示すように、ハイブリッド（Ｈ）１３１，
１３４，位相検波器１３２，１３３，局部発振器１３
５，帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ：ＢＰＦ）
１３６，１３７及びＡ／Ｄ変換器１３８，１３９をそな
えて構成されている。

【００６４】ここで、各ハイブリッド１３１，１３４
は、それぞれ入力された信号を２分波するものであり、
各位相検波部１３２，１３３は、それぞれ後述する局部
発振器１３５からの搬送波再生信号に応じて、ハイブリ
ッド１３１からの各ＩＦ信号に対して直交検波を施すこ
とにより互いに直交する復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑを
得るものであり、局部発振器１３５は、搬送波に位相同
期した搬送波再生信号を生成するものである。

【００６５】また、各帯域通過フィルタ１３６，１３７
は、それぞれ位相検波器１３２，１３３で得られた復調
ベースバンド信号Ｉ，Ｑをろ波して雑音成分などを除去
し、所要の周波数帯域の信号成分のみを通過させるもの
であり、各Ａ／Ｄ変換器１３８，１３９は、それぞれ各
帯域通過フィルタ１３６，１３７からの復調ベースバン
ド信号Ｉ，Ｑのそれぞれに対してＡ／Ｄ変換を施すこと
によって、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るものであ
る。

【００６６】これにより、この復調器１３では、自動利
得制御部１２（図７参照）からのＩＦ信号が、ハイブリ
ッド１３１で２分波され、それぞれが位相検波部１３
２，１３３へ出力される。このとき、局部発振器１３５
では、搬送波に位相同期した搬送波再生信号が生成され
ており、この搬送波再生信号は、ハイブリッド１３４で
位相がπ／２だけ異なる２波に分波され、それぞれが位
相検波部１３２，１３３へ出力される。

【００６７】この結果、位相検波部１３２，１３３で
は、互いに直交する復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑが得ら
れ、この復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑをそれぞれ帯域通
過フィルタ１３６，１３７を介して各Ａ／Ｄコンバータ
１３８，１３９に入力してＡ／Ｄ変換すれば、位相が互
いに９０°異なる（直交する）ディジタル復調信号Ｉ，
Ｑが得られる。

【００６８】さらに、制御部１４Ａは、復調器１３を通
じて得られるＩＦ信号についてのディジタル復調信号
Ｉ，ＱからＩＦ信号の線形（１次傾斜）歪み〔遅延特性
（遅延量τ）〕を検出し、その情報を１次傾斜遅延補償
部１１Ａが有する（１次）傾斜遅延特性を制御するため
の制御信号として出力するものであり、各トランスバー
サル等化器１５，１６は、復調器１３で得られたディジ
タル復調信号Ｉ，Ｑをそれぞれ時間領域で等化するもの
である。

【００６９】上述のごとく構成された図５に示す自動遅
延等化器では、アンテナ９で受信したＲＦ信号が、受信
部１０でＩＦ信号にダウンコンバートされ、復調器１３
で直交検波されることによりベースバンド帯のディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑが得られる。そして、制御部１４Ａで
は、これらのディジタル復調信号Ｉ，Ｑとディジタル復
調信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１６で等化処
理を施した等化後信号Ｑ_TRE とを用いてＩＦ信号の１次
傾斜歪み（遅延量τ）を検出し、その検出結果に応じ
て、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号を１次傾斜
遅延補償部１１Ａへ出力する。１次傾斜遅延補償部１１
Ａでは、この制御信号に応じて後述するように自己の有
する１次傾斜遅延特性が制御されることにより、ＩＦ信
号の１次傾斜（遅延）歪みを補償する。

【００７０】ところで、上記の遅延量τは、伝送路の位
相特性の周波数微分（τ＝ｄθ／ｄω）で与えられる。
通常、線形歪みの無い理想の伝送路では、図６に示すよ
うに、位相θは周波数ｆに対し直線状（位相周波数特性
が直線状）になるので、図７に示すように、τ＝ｄθ／
ｄω＝一定となり遅延歪みの発生は無い。しかし、現実
には、上記の位相周波数特性は直線状にはならず、遅延
量τ＝ｄθ／ｄωは周波数ｆに応じて変動するため、遅
延歪みが発生する。

【００７１】例えば、図６中に破線１７で示すように、
位相周波数特性が周波数ｆの増大に伴って＋Δθだけ上
方へずれると、図８中に破線１９で示すように遅延量τ
が周波数ｆに応じて変動し右上がり（正傾斜）の遅延歪
みが発生することになる。一方、図６中に一点鎖線１８
で示すように、位相周波数特性が周波数ｆの増大に伴っ
て−Δθだけ下方へずれると、図８中に一点鎖線２０で
示すように遅延量τが周波数ｆに応じて変動し右下がり
（負傾斜）の遅延歪みが発生することになる。

【００７２】以下、この遅延歪み（遅延特性）を検出す
る原理について、図９〜図１７を用いて詳述する。図９
は信号伝送系の概念を示すブロック図で、この図９にお
いて、３１は変調部、３２は１次傾斜歪（遅延歪）伝送
路、３３は復調部、ω_B は信号（ベースバンド）周波
数、ω_C は搬送（キャリア）周波数、Ａ（ω）は変調信
号，Ｂ（ω）は１次傾斜歪伝送路３２で１次傾斜歪みと
して遅延歪みを受けた変調信号、Ｃ（ω）は復調信号で
ある。

【００７３】そして、この図９において、例えば、送信
信号をｃｏｓω_B ｔとして、このｃｏｓω_B ｔを変調搬
送波exp(j ω_C t)を用いて変調部３１で変調すると、そ
の変調信号Ａ（ω）は、次のように表される。 Ａ（ω) ＝cos ω_B t ×exp(j ω_C t) ・・（１） ここで、オイラーの公式より、 cos θ＝〔exp(ｊθ) ＋exp(-jθ）〕/2 であるから、変調信号Ａ（ω）は、 Ａ（ω) = 〔 exp(jω_B t)+exp(-j ω_B t)〕× exp(jω_C t)/2 = 〔 exp〔j(ω_C + ω_B )t〕+exp〔j(ω_C - ω_B )t〕〕/2 ・・（２） となる。この式（２）は、図１０に示すように変調信号
Ａ（ω）の中に２つの周波数成分（ω_C + ω_B ），（ω
_C - ω_B ）が存在していることを表している。これらの
周波数成分（ω_C + ω_B ），（ω_C - ω_B ）を位相面で
ベクトル表現すると、図１１に示すようになり、各ベク
トル（ω_C + ω_B ），（ω_C - ω_B ）は、それぞれ、時
間ｔとともにそれぞれ左回り（＋θ方向），右回り（−
θ方向）へ回転する。

【００７４】ここで、例えば、上記の変調信号Ａ（ω）
が伝送路３２の遅延特性の影響を受けて正傾斜の遅延歪
み（θ₁ ＝＋Δθの位相ずれ）が発生した場合を考え
る。この場合、遅延歪みを受けた信号Ｂ（ω）は、次式
（３）のように表される。 Ｂ（ω）＝〔 exp j((ω_B++ ω_C )t+ θ₁)+exp j( ω_C - ω_B )t〕/2 ＝ exp jω_C t ×〔exp j(ω_B + θ₁)+exp j(-ω_B t)〕/2 ・・（３） この式（３）を図１１と同様にベクトル表現すると、図
１２に示すようになる。そして、次にこの信号Ｂ（ω）
を復調部３３で直交復調することを考える。この場合、
復調信号Ｃ（ω）はＣ（ω）＝Ｂ（ω）／exp(j ω_C t)
で得られるので、次式（４）に示すようになる。

【００７５】 Ｃ（ω）＝exp j(ω_B ＋θ₁)＋exp(−ω_B t)／２ ＝〔cos(ω_B t ＋θ₁)＋jsin( ω_B t ＋θ₁)＋cos ω_B t −jsinω_B t 〕／２ ＝〔（cos(ω_B t ＋θ₁)＋cos ω_B t ） ＋ｊ(sin( ω_B t ＋θ₁)−sin ω_B t)〕／２・・（４） 従って、直交復調すると、 Ｉ軸成分：Ｉ＝〔cos(ω_B t ＋θ₁)＋cos ω_B t 〕／２・・（５） Ｑ軸成分：Ｑ＝〔sin(ω_B t ＋θ₁)−jsinω_B t 〕／２・・（６） となる。ここで、θ₁ ＝０のとき、つまり、遅延歪みが
無い（遅延歪みの傾斜が零傾斜である）とき、これらの
式（５），（６）より、Ｉ＝cos ω_B t ，Ｑ＝０とな
り、送信信号そのものが復調されることが分かる。

【００７６】これに対し、上記のようにθ₁ ＝＋Δθ≠
０の場合は、例えば図１３に示すように、Ｑ軸（負方
向）に直交干渉成分が発生する。そして、同じ歪み環境
下で時間ｔが経過し、上記の各周波数成分のベクトル
が、例えば図１４に示すように回転すると、今度は、Ｑ
軸の正方向に直交干渉成分が発生する。つまり、伝送路
３２に正傾斜の遅延特性がある状態で、信号点（信号の
値）が下方向（Ｉ軸の負方向：↓）へ移動（変化）する
場合はＱ軸の正方向に直交干渉成分が発生し、信号点が
上方向（Ｉ軸の正方向：↑）へ移動する場合はＱ軸の負
方向に直交干渉成分が発生するのである。

【００７７】一方、上述とは逆に、例えば図１５に示す
ように、変調信号Ａ（ω）が伝送路３２の遅延特性の影
響を受けて負傾斜の遅延歪み（θ₁ ＝−Δθ≠０の位相
ずれ）が発生した場合は、図１６に示すようにＱ軸（正
方向）に直交干渉成分が発生する。そして、同じ歪み環
境下で時間ｔが経過し、上記の各周波数成分のベクトル
が、例えば図１７に示すように回転すると、今度は、Ｑ
軸の負方向に直交干渉成分が発生する。

【００７８】つまり、伝送路３２に負傾斜の遅延特性が
ある状態で、信号点（信号の値）が下方向（Ｉ軸の負方
向：↓）へ移動（変化）する場合はＱ軸の負方向に直交
干渉成分が発生し、信号点が上方向（Ｉ軸の正方向：
↑）へ移動する場合はＱ軸の正方向に直交干渉成分が発
生するのである。従って、上記の正方向，負方向の直交
干渉成分を復調部３３での直交復調時の誤差電圧（誤差
情報）±Ｅと考えると、次表１に示すように、ディジタ
ル復調信号Ｉ（Ｑでもよい）の値の変化の方向を判定
し、そのときのディジタル復調信号Ｑ（Ｉでもよい）に
ついての誤差電圧±Ｅを検出すれば、これらの相関に基
づいて、入力信号の１次傾斜歪み（遅延歪み）の正傾
斜，負傾斜などの傾斜情報を検出することができる。

【００７９】

【表１】

【００８０】このため、本実施形態の制御部１４Ａは、
図５に示すように、上昇／下降識別部１４１，回転方向
識別部１４２及び積分器１４３をそなえて構成されてお
り、上昇／下降識別部（信号方向判定部）１４１は、復
調器１３を通じて得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑの
うちの一方の信号Ｉ（以下、この信号をディジタルＩチ
ャネル信号Ｉということがある）の動く方向、即ち、デ
ィジタル復調信号Ｉの値が前述したようにＩ軸上で上方
向（↑），下方向（↓）のどちらに移動（変化）してい
るかを判定するものである。

【００８１】また、回転方向識別部（誤差情報検出部，
相関演算部）１４２は、同じく復調器１３で得られたデ
ィジタル復調信号Ｑ（以下、この信号をディジタルＱチ
ャネル信号Ｑということがある）と、このディジタル復
調信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１６（図５参
照）で等化した後の等化後信号Ｑ_TRE とから、ディジタ
ル復調信号Ｉに対する誤差電圧（誤差情報）±Ｅを検出
し、この誤差電圧±Ｅと上昇／下降識別部１４１で得ら
れた信号Ｉの動く方向との相関（表１参照）に基づい
て、受信信号の遅延歪み（正／負傾斜形歪み）を検出す
るものである。

【００８２】さらに、積分器１４３は、回転方向識別部
１４２で得られた遅延歪みの検出信号を積分することに
より、この信号に含まれる雑音成分などを除去して、１
次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号として出力するも
のである。これにより、この制御部１４Ａでは、上昇／
下降識別部１４１においてディジタル復調信号Ｉの動く
方向（信号の値の変化の方向）が判定され、回転方向識
別部１４２においてディジタル復調信号Ｑの誤差電圧±
Ｅが検出され、これらのディジタル復調信号Ｉの動く方
向と、ディジタル復調信号Ｑの誤差電圧±ＥとからＩＦ
信号の遅延歪みの傾斜情報が検出される。

【００８３】次に、これらの上昇／下降識別部１４１及
び回転方向識別部１４２についてさらに詳述する。ま
ず、本実施形態の上昇／下降識別部１４１は、例えば図
１９に示すように、上昇／下降識別部１４１は、レジス
タ（ＲＥＧ）１４１−１，１４１−２，コンパレータ
（Ｃ）１４１−３，１４１−４，出力反転型のＥＸ−Ｎ
ＯＲゲート（Exclusive NOR 素子：排他的否定論理和演
算素子）１４１−６，ＡＮＤゲート１４１−７及びフリ
ップフロップ回路１４１−８をそなえて構成されてい
る。

【００８４】ここで、レジスタ１４１−１は、復調器１
３からのディジタル復調信号Ｉを所要時間だけ遅延する
ものであり、レジスタ１４１−２は、このレジスタ１４
１−１で遅延されたディジタル復調信号Ｉを、さらにレ
ジスタ１４１−１による遅延時間と同じ時間だけ遅延す
るのであり、これらの各レジスタ１４１−１，１４１−
２によって、ディジタル復調信号ＩのデータＩ_B0，
Ｉ_B1，Ｉ_B2が時系列にサンプリングされるようになって
いる。

【００８５】また、コンパレータ１４１−３は、レジス
タ１４１−１による遅延前のデータＩ_B0と遅延後のデー
タＩ_B1とを比較するものであり、コンパレータ１４１−
４は、レジスタ１４１−２による遅延前のデータＩ_B1と
遅延後のデータＩ_B2とを比較するものである。さらに、
出力反転型のＥＸ−ＮＯＲゲート１４１−６は、各コン
パレータ１４１−３，１４１−４での比較結果に対して
排他的否定論理和演算を施して反転出力すものであり、
ＡＮＤゲート（論理積演算素子）１４１−７は、このＥ
Ｘ−ＮＯＲゲート１４１−６からの演算結果とデータク
ロック周期Ｔごとにハイレベル信号となるタイミングク
ロックとの論理積をとるものであり、フリップフロップ
回路１４１−８は、コンパレータ１４１−４での比較結
果と、ＡＮＤゲート１４１−７での演算結果とに基づ
き、入力されたディジタル復調信号Ｉの値の変化の方向
に応じた信号を出力するものである。

【００８６】このような構成により、この上昇／下降識
別部１４１では、まず、レジスタ１４１−１，１４１−
２によって、データクロック周期Ｔでディジタル復調信
号ＩのデータＩ_B0，Ｉ_B1，Ｉ_B2が時系列にサンプリング
され、コンパレータ１４１−３によって、データＩ_B0と
データＩ_B1とが比較され、その比較結果が検出信号Ｃ１
として出力される。なお、この検出信号Ｃ１には、Ｉ_B0
＞Ｉ_B1，Ｉ_B0＝Ｉ_B1，Ｉ_B0＜Ｉ_B1という３つの場合が含
まれる。

【００８７】さらに、コンパレータ１４１−４では、レ
ジスタ１４１−１からのデータＩ_B1とレジスタ１４１−
２による遅延後のデータＩ_B2とが比較され、その比較結
果が検出信号Ｃ２として出力される。なお、この場合も
検出信号Ｃ２には、Ｉ_B1＞Ｉ _B2，Ｉ_B1＝Ｉ_B2，Ｉ_B1＜Ｉ
_B2という３つの場合が含まれる。そして、例えば、検出
信号Ｃ１＝Ｉ_B0＞Ｉ_B1かつ検出信号Ｃ２＝Ｉ_B1＞Ｉ_B2で
ある場合、即ち、新たに入力されたディジタル復調信号
Ｉのデータほどその信号レベルが増大している場合は、
ディジタル復調信号Ｉの動く方向が上向きと判別され、
逆に、検出信号Ｃ１＝Ｉ_B0＜Ｉ_B2かつ検出信号Ｃ２＝Ｉ
_B1＜Ｉ_B2である場合は、ディジタル復調信号Ｉの動く方
向が下向きと判別される。

【００８８】今、コンパレータ１４１−３での比較結果
がＩ_B0＞Ｉ_B1の場合にＣ１＝１、コンパレータ１４１−
４での比較結果がＩ_B1＞Ｉ_B2の場合にＣ２＝１と定義す
れば、Ｃ１〜Ｃ３についての真理値表は、次表２に示す
ようになる。

【００８９】

【表２】

【００９０】つまり、この場合、上昇／下降識別部１４
１からは、ディジタル復調信号Ｉの動く方向が上向きの
場合は「１」，下向きの場合は「０」が出力される。な
お、表２に示すように、検出信号Ｃ１，Ｃ２がともに
「０」あるいは「１」である場合以外は、信号Ｉの動く
方向がその時点では判定できないので、前時点での判定
結果（１ｂｉｔ前の値）が保持された状態となる。

【００９１】なお、この上昇／下降識別部１４１は、デ
ィジタル復調信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリ
ングするようになっているが、データクロックの１／Ｎ
の周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でサンプリングし
て、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定するように
してもよく、このようにすれば、例えば、４相ＰＳＫ(P
hase Shift Keying)や多値ＱＡＭ(Quadrature Amplitud
e Modulation) などの変調方式で変調を施された信号を
復調して得られるディジタル復調信号Ｉに対しても、同
様にして、この信号Ｉの動く方向を判定することができ
る。

【００９２】従って、送信信号がどのような変調方式で
変調を施されていても（ディジタル復調信号Ｑがどのよ
うな復調方式で復調された信号でも）、ディジタル復調
信号Ｉの値の変化の方向を精度良く判定できるので、任
意の変調方式に柔軟に対応することができ、本自動遅延
等化器の柔軟性の向上に大いに寄与している。一方、上
記の回転方向識別部１４２は、例えば図２０に示すよう
に、減算器（ＳＵＢ）１４２−１とデコーダ（ＤＥＣ）
１４２−２とをそなえて構成されている。

【００９３】ここで、減算器（誤差情報検出部）１４２
−１は、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号
Ｉに対し直交する他方の信号Ｑから、信号Ｉに対する直
交干渉成分である誤差電圧±Ｅを検出するもので、この
場合は、トランスバーサル等化器１６による等化前のデ
ィジタル復調信号Ｑと、等化後の等化後信号Ｑ_TRE との
差を演算することにより、誤差電圧±Ｅを検出する差演
算部として構成されている。

【００９４】また、デコーダ（相関演算部）１４２−２
は、この減算器１４２−１で得られた誤差電圧±Ｅと、
前述したように上昇／下降識別部１４１で得られた信号
Ｉの動く方向との相関（表１参照）に基づいて、遅延歪
みの傾斜情報を検出し、これに応じた信号を１次傾斜遅
延補償部１１Ａ用の制御信号として出力するものであ
る。

【００９５】これにより、この回転方向識別部１４２で
は、トランスバーサル等化器１６による等化前の信号Ｑ
と等化後信号Ｑ_TRE との差が減算器１４２−１で演算さ
れて信号Ｑの誤差電圧±Ｅが検出され、この信号Ｑの誤
差電圧±Ｅと上昇／下降識別別部１４１で得られた信号
Ｉの動く方向との相関に基づき、検出したＩＦ信号の遅
延歪みの傾斜情報に応じた信号が１次傾斜遅延補償部１
１Ａ用の制御信号としてデコーダ１４２−２から出力さ
れる。

【００９６】そして、この制御信号は、積分器１４３で
積分されたのち１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力され
る。なお、上述の誤差電圧±Ｅは、後述するように、ト
ランスバーサル等化器１６で等化する前のディジタル復
調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから検出す
ることもできるが、この場合、この等化前のディジタル
復調信号Ｑにビット誤りなどの誤差が生じた場合に正確
な誤差電圧Ｅのデータが得られなくなる可能性がある。

【００９７】そこで、本実施形態では、上述のごとくト
ランスバーサル等化器１６で等化する前のディジタル信
号Ｑのデータから等化後のディジタル信号Ｑ_TRE のデー
タを減算することで、より正確に誤差電圧±Ｅのデータ
を検出できるようにしているのである。なお、図２１は
上述の制御部１４Ａを実用の回路で構成した場合の一例
を示す回路図であるが、以下にその動作について簡単に
述べる。即ち、この図２１において、ディジタルＩチャ
ネル信号Ｉは、まず遅延器１４０を介して上昇／下降識
別部１４１に出力され、上昇／下降識別部１４１でその
信号の動く方向が判定される。一方、ディジタルＱチャ
ネル信号Ｑは、トランスバーサル等化器１６で等化され
た等化後信号Ｑ_TRE と減算器１４２−１において入力タ
イミングが同一になるように遅延器１４０で遅延され
る。

【００９８】その後、この信号Ｑのデータと等化後信号
Ｑ_TRE との差が減算器１４２で演算されることにより、
信号Ｑの誤差電圧Ｅが検出され、この信号Ｑの誤差電圧
Ｅと上昇／下降識別部１４１で得られたディジタル信号
Ｉの動く方向との相関が取られ、得られた信号、つまり
１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号が積分器１４３
を介して１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力される。

【００９９】次に、図５に示す１次傾斜遅延補償部１１
Ａについて詳述する。図２２は上記の１次傾斜遅延補償
部１１Ａの構成例を示すブロック図で、この図２２に示
すように、本実施形態の１次傾斜遅延補償部１１Ａは、
図２３に示すようなそれぞれ異なる凸状の周波数通過
（共振）特性を有する等化器（ＥＱＬ１，ＥＱＬ２）１
１−１，１１−２がカスケード接続されるとともに、制
御部１４Ａから供給される制御信号（制御電圧）を反転
して等化器１１−１に供給する反転ゲート１１−３をそ
なえて構成されている。

【０１００】そして、この１次傾斜遅延補償部１１Ａで
は、各等化器１１−１，１１−２の共振特性を合成した
ものが本補償部１１Ａの遅延特性となるが、ここでは、
上記の制御信号に応じて、例えば図２４に模式的に示す
ように各等化器１１−１，１１−２がもつ上記共振特性
の尖鋭度Ｑがそれぞれ変化することによって、信号帯域
上で任意の傾斜形（正傾斜又は負傾斜の）遅延特性を作
り出すことができるようになっている。

【０１０１】このため、上記の等化器１１−１，１１−
２は、それぞれ、例えば図２５に示すように、コイルＬ
１，Ｌ２，コンデンサＣ１〜Ｃ５及び抵抗Ｒ１〜Ｒ３を
用いたＬＣＲ回路として構成されており、ここでは、制
御部１４Ａからの上記制御信号に応じて抵抗可変型のＰ
ＩＮダイオード１１−４及び１１−５の抵抗値が変化す
ることによって上記の尖鋭度Ｑが変化するようになって
いる。

【０１０２】上述のごとく構成された１次傾斜遅延補償
部１１Ａでは、制御部１４Ａからの制御信号（傾斜検出
信号）に応じて等化器１１−１，１１−２の上記尖鋭度
Ｑが変化することによって、制御部１４Ａで前述のごと
く検出された傾斜形の遅延歪みを相殺しうる逆特性共振
（遅延）特性が作り出され、これにより、入力信号の遅
延歪み（遅延特性）が等化されて補償される。ただし、
零傾斜の場合は各等化器１１−１，１１−２で同じ尖鋭
度Ｑの共振特性が合成されることによって、本補償部１
１Ａの共振特性はフラットになり入力信号の等化は行な
われない。

【０１０３】つまり、上述した第１実施形態の自動遅延
等化器（自動遅延等化方法）は、制御部１４Ａによる入
力信号の遅延特性（遅延歪み）の傾斜情報（正傾斜，負
傾斜）を検出する検出ステップと、この検出ステップで
検出された入力信号の遅延特性の傾斜情報に基づいて入
力信号の遅延特性を１次傾斜遅延補償部１１Ａによって
補償する補償ステップとを有しているのである。

【０１０４】従って、本第１実施形態の自動遅延等化器
（自動遅延等化方法）によれば、実際の伝送路３２（図
９参照）において変動する遅延歪み量をリアルタイムに
検出して、その遅延歪みを自動的に等化・補償すること
ができるので、伝送路３２の状態（遅延特性）に関わら
ず、常に、入力信号を精度良く復調することができ、信
号の復調精度を大幅に向上することができる。

【０１０５】また、上述した実施形態では、上昇／下降
識別部１４１によりディジタル復調信号Ｉの動く方向を
判別するとともに、回転方向識別部１４２によりディジ
タル復調信号Ｑの誤差電圧±Ｅを検出し、これらの信号
Ｉの動く方向と信号Ｑの誤差電圧±Ｅとの相関に基づ
き、入力信号の遅延歪みの傾斜情報を検出して、その検
出信号を１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号として
出力するので、遅延歪みの検出系（制御部１４Ａ）をデ
ィジタル回路で実現することができる。従って、本自動
遅延等化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとと
もに、その補償能力も大幅に向上する。

【０１０６】さらに、上述した第１実施形態では、１次
傾斜遅延補償部１１Ａにそれぞれ異なる（可変）共振特
性をもった等化器１１−１，１１−２を設ける（カスケ
ード接続する）ことで、任意の傾斜形特性を作り出し
て、入力信号の遅延特性をその傾斜遅延特性に応じて補
償するので、簡素な構成で、本補償部１１Ａが実現され
ており、これにより、本自動遅延等化器のさらなる小型
化に大いに寄与している。

【０１０７】また、本第１実施形態の上昇／下降識別部
１４１では、各レジスタ１４１−１，１４１−２（図１
９参照）により信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプ
リングして、各コンパレータ１４１−３，１４１−４で
各データＩ_B0，Ｉ_B1，Ｉ_B2を比較することにより、信号
Ｉの動く方向を判定するので、この回路をディジタル回
路を実現することができる。従って、その回路規模やコ
ストを大幅に削減することができるとともに、より精度
高く、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定すること
ができる。

【０１０８】さらに、この上昇／下降識別部１４１は、
ディジタル復調信号Ｉをデータクロック周期Ｔの１／Ｎ
の周期Ｔ／Ｎでサンプリングすることによっても、この
信号Ｉの動く方向を判定できるので、例えば、どのよう
な変調方式（例えば、４相ＰＳＫなど）で変調を施され
た信号でも、そのディジタル復調信号Ｉの動く方向を判
定でき、これにより、本自動遅延等化器の汎用性も大幅
に向上する。

【０１０９】また、本第１実施形態では、１次傾斜遅延
補償部１１Ａを復調器１３の前段に設けることで、復調
器１３の前段（ＩＦ帯）において、ＩＦ信号の遅延歪み
を補償しているので、復調器１３の後段（ベースバンド
帯）で入力信号の復調後に補償を行なう場合に比べて、
より簡素な構成で、１次傾斜遅延補償部１１Ａを実現す
ることができており、これにより、本自動遅延等化器の
さらなる小型化に大いに寄与している。

【０１１０】なお、上述した第１実施形態では、信号の
動く方向をディジタル復調信号Ｉから判定し、誤差電圧
（誤差情報）±Ｅをディジタル復調信号Ｑから検出して
いるが、逆に、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｑ
から判定し、誤差電圧±Ｅをディジタル復調信号Ｉから
検出するようにしても、同様に、入力信号の遅延歪みの
傾斜を検出することができる。

【０１１１】（Ａ′）自動遅延等化器の第１実施形態の
変形例の説明 図２６は上述した第１実施形態の自動遅延等化器の変形
例を示すブロック図であるが、この図２６に示す自動遅
延等化器も、それぞれ図５に示すものと同様のアンテナ
９，受信部１０，１次傾斜遅延補償部１１Ａ，自動利得
制御部（ＡＧＣ）１２及び復調器１３をそなえるほか、
制御部１４Ｂをそなえて構成されている。

【０１１２】ここで、制御部１４Ｂは、復調器１３を通
じて得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑのみから入力信
号の遅延歪みを検出して〔第１実施形態では、ディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑ及び等化後信号Ｑ_TRE （Ｉ_TRE ）から
検出していた〕、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信
号を生成して出力するもので、図２６に示すように、上
昇／下降識別部１４５，誤差ビット検出部１４６，デコ
ーダ（ＤＥＣ）１４７及び積分器１４８をそなえて構成
されている。

【０１１３】そして、上昇／下降識別部１４５は、第１
実施形態にて上述した上昇／下降識別部１４１（図１９
参照）と同様の構成を有し、復調器１３で得られたディ
ジタル信号Ｉ，Ｑのうち一方の信号Ｉをデータクロック
周期Ｔでサンプリングして比較することにより、この信
号Ｉの動く方向を判定するものであり、誤差ビット検出
部（誤差情報検出部）１４６は、ディジタル復調信号Ｑ
のデータの一部（誤差ビット）のみから、信号Ｉに対す
る直交干渉成分である誤差電圧（誤差情報）±Ｅを検出
するものである。

【０１１４】また、デコーダ１４７は、上昇／下降識別
部１４５で得られた判定結果と誤差ビット検出部１４６
で得られた誤差情報±Ｅとの相関に基づいて１次傾斜遅
延補償部１１Ａが有する傾斜遅延特性を制御する制御信
号を生成するものであり、積分器１４８は、このデコー
ダ１４７で得られた制御信号を積分することにより平均
化して、この制御信号に含まれる雑音成分などを除去し
てから１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力するものであ
る。

【０１１５】なお、この場合も、上昇／下降識別部１４
５は、第１実施形態と同様に、データクロックの１／Ｎ
の周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信
号Ｉをサンプリングして、ディジタル復調信号Ｉの動く
方向を判定するようにしてもよい。上述のごとく構成さ
れた制御部１４Ｂでは、上昇／下降識別部１４５により
ディジタル復調信号Ｉの動く方向が判定され、誤差ビッ
ト検出部１４６によりディジタル復調信号Ｑのデータの
一部（誤差ビット）のみから誤差情報±Ｅが検出され、
これらの信号Ｉの動く方向と信号Ｑによる誤差情報±Ｅ
との相関から、入力信号の遅延歪みの傾斜情報（正傾
斜，負傾斜）が検出される。

【０１１６】つまり、本変形例における自動遅延等化器
では、ディジタル復調信号Ｑの誤差情報±Ｅを、第１実
施形態にて前述したように復調器１３で得られたディジ
タル信号Ｑとこのディジタル信号Ｑをトランスバーサル
等化器１６で等化した等化後信号Ｑ_TRE との差を演算す
ることにより検出するのではなく、復調器１３で得られ
たディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）
のみから検出するのである。

【０１１７】そして、この検出信号は、デコーダ１４７
で遅延歪みの傾斜情報に応じた信号に変換されることに
より、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号が生成さ
れて、積分器１４８を通じて１次傾斜遅延補償部１１Ａ
へ出力される。これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａ
では、図２２〜図２５により前述したように、上記の制
御信号に応じて各等化器１１−１，１１−２の特性（尖
鋭度Ｑ）が変化して、遅延歪みの傾斜とは逆特性の傾斜
をもった傾斜形遅延特性を有するようになり、この結
果、入力信号の遅延歪みが等化されて補償される。

【０１１８】以上のように、本第１実施形態の変形例に
おける自動遅延等化器によれば、ディジタル信号Ｑの誤
差情報±Ｅを、誤差ビット検出部１４６によってディジ
タル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから
検出できるので、第１実施形態にて前述した自動遅延等
化器と同様の作用効果が得られるほか、その回路規模や
コストをさらに低減することができている。

【０１１９】なお、本変形例でも、信号の動く方向をデ
ィジタル復調信号Ｉから判定し、誤差情報±Ｅをディジ
タル復調信号Ｑから検出しているが、逆に、信号の動く
方向をディジタル復調信号Ｑから判定し、誤差情報±Ｅ
をディジタル復調信号Ｉから検出するようにしてもよ
い。

【０１２０】（Ｂ）自動遅延等化器の第２実施形態の説
明 図２７は本発明の自動遅延等化器の第２実施形態を示す
ブロック図であるが、この図２７に示す等化器は、図５
により前述したものとそれぞれ同様のアンテナ９，受信
部１０，１次傾斜遅延補償部１１Ａ，自動利得制御部
（ＡＧＣ）１２，復調器１３及びトランスバーサル等化
器１５，１６をそなえるほか、制御部１４Ｃをそなえて
構成されている。なお、この場合も、１次傾斜遅延補償
部１１Ａは復調器１３の前段に設けられている。

【０１２１】ここで、制御部１４Ｃは、第１実施形態に
て前述した制御部１４Ａと同様に、復調器１３を通じて
得られるＩＦ信号（入力信号）についてのディジタル復
調信号Ｉ，Ｑと各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑをさらにト
ランスバーサル等化器１５，１６で処理した各等化後信
号Ｉ_TRE ，Ｑ_TRE からＩＦ信号の遅延歪みの特性（傾斜
情報）を検出して、１次傾斜遅延補償部１１用の制御信
号を出力するものであるが、この場合は、信号の動く方
向と誤差電圧（誤差情報）±Ｅとを各ディジタル復調信
号Ｉ，Ｑのそれぞれから検出するようになっている。

【０１２２】即ち、この制御部１４Ｃは、ディジタル復
調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向（信号Ｉ
の値の変化の方向）を判定し、この信号Ｉに対し直交す
る他方のディジタル復調信号Ｑから誤差情報±Ｅを検出
し、この誤差情報±Ｅと一方の信号Ｉの動く方向との相
関に基づいて、入力信号の遅延歪みの傾斜に応じた検出
信号（第１相関信号）を得るとともに、他方の信号Ｑの
動く方向を判定し、この信号Ｑに対し直交する信号Ｉか
ら誤差情報±Ｅを検出し、この誤差情報±Ｅと信号Ｑの
動く方向との相関に基づいて、同様に遅延歪みの傾斜に
応じた検出信号（第２相関信号）を得、さらに、これら
の各検出信号から１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信
号を生成して出力するように構成される。

【０１２３】このため、制御部１４Ｃは、図２７に示す
ように、図１９に示した上昇／下降識別部１４１，回転
方向識別部１４２及び積分器１４３とそれぞれ同様の上
昇／下降識別部１４１Ａ，１４１Ｂ，回転方向識別部１
４２Ａ，１４２Ｂ及び積分器１４３Ａ，１４３Ｂをそな
えるほか、ＯＲゲート（論理和演算素子）１４４をそな
えて構成されている。

【０１２４】ここで、上昇／下降識別部（第１信号方向
判定部）１４１Ａは、復調器１３で得られたディジタル
復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向を判定
するものであり、回転方向識別部１４２Ａは、この信号
Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他
方の信号Ｑから信号Ｉに対する直交干渉成分となる誤差
情報±Ｅを検出し、この信号Ｑによる誤差情報±Ｅと上
昇／下降識別部１４１Ａで得られた信号Ｉの動く方向と
の相関に基づいて、第１相関信号を出力するものであ
り、積分器１４３Ａは、回転方向識別部１４２Ａで得ら
れた第１相関信号を積分するものである。

【０１２５】これに対し、上昇／下降識別部（第２信号
方向判定部）１４１Ｂは、復調器１３を通じて得られた
ディジタル信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑの動く方向
を判定するものであり、回転方向識別部１４２Ｂは、デ
ィジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから信号
Ｑに対する直交干渉成分となる誤差情報±Ｅを検出し、
この信号Ｉによる誤差情報±Ｅと上昇／下降識別部１４
１Ｂで得られたディジタル復調信号Ｑの動く方向との相
関から第２相関信号を出力するものであり、積分器１４
３Ｂは、回転方向識別部１４２Ｂで得られた第２相関信
号を積分するものである。

【０１２６】そして、ＯＲゲート（制御信号生成部）１
４４は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂの出力に対して論
理和演算を施すことによって１次傾斜遅延補償部１１Ａ
用の制御信号を生成して出力するものである。なお、各
回転方向識別部１４２Ａ，１４２Ｂは、それぞれ図５に
示す回転方向識別部１４２と同様のもので、図２０に示
すように、減算器（ＳＵＢ）１４２Ａ−１，１４２Ｂ−
１及びデコーダ（ＤＥＣ）１４２Ａ−２，１４２Ｂ−２
を有して構成されている。

【０１２７】このような構成により、この図２７に示す
自動遅延等化器でも、１次傾斜遅延補償部１１Ａの傾斜
遅延特性が制御部１４Ｃからの制御信号に応じて制御さ
れることによって、ＩＦ信号の遅延歪みが等化・補償さ
れる。以下、この動作について詳述する。まず、制御部
１４Ｃでは、図５に示す制御部１４Ａと同様に、上昇／
下降識別部１４１Ａにおいて、ディジタル復調信号Ｉ，
Ｑのうちの一方の信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサン
プリングすることにより、この信号Ｉの動く方向が判定
され、この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調
信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから信号Ｉに対する直
交干渉成分である誤差情報±Ｅが回転方向識別部１４２
Ａで検出される。

【０１２８】具体的に、この回転方向識別部１４２Ａで
は、ディジタル復調信号Ｑとこのディジタル復調信号Ｑ
をさらにトランスバーサル等化器１６で等化した等化後
信号Ｑ_TRE との差が減算器１４２Ａ−１で演算されるこ
とによりディジタル復調信号Ｑによる誤差情報±Ｅが検
出される。そして、これらの信号Ｑによる誤差情報±Ｅ
と信号Ｉの動く方向との相関に基づいて入力信号の遅延
歪みの傾斜情報が検出され、この傾斜情報に応じて、デ
コーダ１４２Ａ−２から第１相関信号が出力される。

【０１２９】一方、このとき、信号方向判定部１４１Ｂ
では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方のディジ
タル復調信号Ｑをデータクロック周期Ｔでサンプリング
することにより、この信号Ｑの動く方向が判定され、こ
のディジタル復調信号Ｑに対し直交するディジタル復調
信号Ｉから信号Ｑに対する直交干渉成分である誤差情報
±Ｅが回転方向識別部１４２Ｂで検出される。

【０１３０】具体的に、この回転方向識別部１４２Ｂで
は、ディジタル復調信号Ｉとこのディジタル復調信号Ｉ
をさらにトランスバーサル等化器１５で等化した等化後
信号Ｑ_TRE との差が減算器１４２Ｂ−１で演算されるこ
とによりディジタル復調信号Ｉによる誤差情報±Ｅが検
出される。そして、これらの信号Ｉによる誤差情報±Ｅ
と信号Ｑの動く方向との相関に基づいて入力信号の遅延
歪みの傾斜情報が検出され、この遅延歪みの傾斜情報に
応じて、デコーダ１４２Ｂ−２から第２相関信号が出力
される。

【０１３１】さらに、上述のごとく得られた各相関信号
は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂでそれぞれ積分され、
ＯＲゲート１４４で論理和演算が施されることにより、
入力信号の遅延歪みの傾斜情報に応じた１次傾斜遅延補
償部１１Ａ用の制御信号が１次傾斜遅延補償部１１Ａへ
出力される。これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａで
は、この制御信号に応じて第１実施形態と同様にして、
ＩＦ信号の遅延歪みが復調器１３の前段で補償される。

【０１３２】以上のように、本第２実施形態の自動遅延
等化器によれば、ＩＦ信号の遅延歪みの特性（傾斜情
報）を、信号Ｉの動く方向と信号Ｑによる誤差情報±Ｅ
との相関に基づいて検出するだけでなく、信号Ｑの動く
方向と信号Ｉによる誤差情報±Ｅとの相関にも基づいて
検出するので、第１実施形態の自動遅延等化器に比し
て、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号の検出感度
や精度を大幅に向上させることができる。従って、第１
実施形態にて前述した自動遅延等化器と同様の効果が得
られるほか、本自動遅延等化器の性能をさらに大幅に向
上させることができる。

【０１３３】なお、本第２実施形態でも、上述した第１
実施形態と同様に、あらゆる変調方式で変調された送信
信号の復調にも対応できるよう、上昇／下降識別部１４
１Ａでは、データクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２
以上の整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプリング
し、上昇／下降識別部１４１Ｂでは、データクロックの
１／Ｎ周期Ｔ／Ｎでディジタル復調信号Ｑをサンプリン
グすることより、それぞれディジタル復調信号Ｉ，Ｑの
動く方向を判定することもできる。

【０１３４】（Ｂ′）自動遅延等化器の第２実施形態の
変形例の説明 図２８は上述した第２実施形態の自動遅延等化器の変形
例を示すブロック図であるが、この図２８に示す自動遅
延等化器も、図５に示すものとそれぞれ同様のアンテナ
９，受信部１０，１次傾斜遅延補償部１１Ａ，自動利得
制御部（ＡＧＣ）１２及び復調器１３をそなえるほか、
制御部１４Ｄをそなえて構成されている。

【０１３５】そして、この制御部１４Ｄは、ＯＲゲート
１４４，上昇／下降識別部１４５Ａ，１４５Ｂ，誤差ビ
ット識別部１４６Ａ，１４６Ｂ，デコーダ（ＤＥＣ）１
４７Ａ，１４７Ｂ及び積分器１４８Ａ，１４８Ｂをそな
えて構成されている。つまり、この制御部１４Ｄは、簡
単に言えば、上記の制御部１４Ｃ（図２７参照）の回転
方向識別部１４２Ａが誤差ビット検出部（第１誤差情報
検出部）１４６Ａとデコーダ（第１相関演算部）１４７
Ａとで構成されるとともに、回転方向識別部１４２Ｂが
誤差ビット検出部（第２誤差情報検出部）１４６Ｂとデ
コーダ（第２相関演算部）１４７Ｂとで構成されてい
る。

【０１３６】従って、この場合も、復調器１３で得られ
たディジタル復調信号Ｉが、上昇／下降識別部１４５Ａ
においてデータクロック周期Ｔでサンプリングされ比較
されることにより、この信号Ｉの動く方向が判定され、
ディジタル復調信号Ｑの誤差情報±Ｅが誤差ビット検出
部１４７Ａによりディジタル復調信号Ｑのデータの一部
（誤差ビット）のみから検出される。

【０１３７】そして、このようにして得られた信号Ｉの
動く方向と信号Ｑの誤差情報±Ｅとの相関に基づき、デ
コーダ１４７Ａから入力信号の遅延歪みの特性（傾斜情
報）に応じた信号が第１相関信号として出力される。一
方、このとき、復調器１３で得られたディジタル復調信
号Ｑが、上昇／下降識別部１４５Ｂにおいてデータクロ
ック周期Ｔでサンプリングされ比較されることにより、
この信号Ｑの動く方向が判定され、さらに、ディジタル
復調信号Ｉの誤差情報±Ｅが、誤差ビット検出部１４６
Ｂにおいて、この信号Ｉのデータの一部（誤差ビット）
のみから検出される。

【０１３８】そして、このようにして得られたディジタ
ル信号Ｑの動く方向とディジタル信号Ｉの誤差情報±Ｅ
との相関に基づいて、デコーダ１４７Ｂから入力信号の
１次傾斜歪みの特性に応じた信号が第２相関信号として
出力される。さらに、各デコーダ１４７Ａ，１４７Ｂか
ら出力された各相関信号は、それぞれ積分器１４８Ａ，
１４８Ｂで積分されて、ＯＲゲート１４４で論理和演算
が施されることにより、各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの
いずれか一方にでも遅延歪みが検出されると、１次傾斜
遅延補償部１１Ａ用の制御信号が１次傾斜遅延補償部１
１Ａへ出力される。

【０１３９】以降は、第１実施形態にて前述したよう
に、１次傾斜遅延補償部１１Ａによって、入力信号の遅
延歪みが復調器１３の前段において補償される。以上の
ように、第２実施形態の変形例の自動遅延等化器によれ
ば、ディジタル信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差情報±Ｅを、
ディジタル信号Ｑ（又は、Ｉ）のデータの一部（誤差ビ
ット）のみから検出できるので、第２実施形態にて前述
した自動遅延等化器と同様の効果が得られるほか、さら
に、その回路規模やコストを低減できるという効果が得
られる。

【０１４０】なお、本変形例においても、上昇／下降識
別部１４１Ａは、データクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎ
（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプ
リングし、上昇／下降識別部１４１Ｂは、データクロッ
クの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎでディジタル復調信号Ｑをサン
プリングするようにしてもよい。 （Ｃ）自動遅延・振幅等化器の第１実施形態の説明 図２９は本発明の自動遅延・振幅等化器の第１実施形態
を示すブロック図であるが、この図２９に示す自動遅延
・振幅等化器は、図５に示すものとそれぞれ同様のアン
テナ９，受信部１０，１次傾斜遅延補償部１１Ａ，自動
利得制御部（ＡＧＣ）１２，復調器１３及びトランスバ
ーサル等化器１５，１６をそなえるほか、１次傾斜遅延
補償部１１Ａの後段に１次傾斜振幅補償部１１Ｂが設け
られるとともに、制御部１４Ｅをそなえて構成されてい
る。

【０１４１】ここで、１次傾斜振幅補償部（傾斜形振幅
等化部）１１Ｂは、周波数領域において１次傾斜振幅特
性を有し、ＩＦ信号（入力信号）の振幅特性（後述する
１次傾斜形の振幅歪み）を、その１次傾斜振幅特性に応
じて補償するもので、本実施形態では、例えば図３０に
示すように、ハイブリッド（Ｈ）１１１，正傾斜振幅等
化部１１２，負傾斜振幅等化部１１４，可変減衰器１１
５，１１７及び反転ゲート１１８をそなえて構成されて
いる。

【０１４２】そして、この１次傾斜振幅補償部１１Ｂ
は、正傾斜振幅等化部１１２がもつ正傾斜の振幅特性と
負傾斜振幅等化部１１４がもつ負傾斜の振幅特性との合
成比が制御部１４Ｄからの制御信号に応じて可変減衰器
１１５，１１７によって変化することによって、任意の
傾斜の振幅特性を作り出せるようになっており、この振
幅特性によって、入力信号の任意の傾斜の振幅歪みを相
殺して補償することができるようになっている。

【０１４３】また、制御部１４Ｅは、復調器１３を通じ
て得られるディジタル復調信号Ｉ，ＱからＩＦ信号の１
次傾斜歪みとして前述した遅延歪みと後述の振幅歪みと
をそれぞれ検出し、各情報をそれぞれ１次傾斜遅延補償
部１１Ａが有する傾斜遅延特性を制御するための制御信
号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂが有する１次傾斜振幅
特性を制御するための制御信号として出力するものであ
る。

【０１４４】ここで、以下、上記のＩＦ信号の振幅歪み
を検出する原理について、図９，図３１〜図３３を用い
て詳述する。まず、図９により前述したように、送信信
号をｃｏｓω_B ｔとして、このｃｏｓω_B ｔを変調部３
１で変調したときの変調信号Ａ（ω）〔前記の式（２）
参照〕に含まれる２つの周波数成分（ω_C + ω_B ），
（ω_C - ω_B ）の振幅を、それぞれＰ（ω_C + ω_B ），
Ｐ（ω_C - ω_B ）で表し、これらの振幅比をγとすれ
ば、 γ＝Ｐ（ω_C + ω_B ）／Ｐ（ω_C - ω_B ）・・（７） となる。ここで、この振幅比γは、γ＜１の場合は、図
３２（ａ）に示すように負傾斜歪み（右下がり）を意味
し、γ＞１の場合は、図３２（ｂ）に示すように正傾斜
（右上がり）をそれぞれ意味する。なお、γ＝１（図示
略）の場合は零傾斜歪み（歪みなし）を意味する。

【０１４５】そして、この振幅比γを用いると、１次傾
斜歪（振幅歪）伝送路３２′（図９参照）により振幅歪
みを受けた変調信号Ｂ（ω) ′は、次式（８）に示すよ
うに表現できる。 Ｂ（ω) ′＝〔 exp〔j(ω_C + ω_B )t〕+ γexp 〔j(ω_C - ω_B )t〕〕/2 ＝〔 exp(jω_C t)×((exp(j ω_B t) +γexp(- j ω_B t)) 〕／２・・（８） さらに、この変調信号Ｂ（ω) ′を復調部３３で復調す
ると、その復調信号Ｃ（ω) ′は、次式（９）に示すよ
うになる。

【０１４６】 Ｃ（ω) ′＝〔exp(j ω_B t) +γexp(- j ω_B t)〕/2 ＝(cosω_B t + jsinω_B t + γcos ω_B t - j γsin ω_B t)／２ ＝〔(1 +γ) cos ω_B t + j(1 - γ)sinω_B t 〕／２・・（９） このとき、実際には、復調部３３で変調信号Ｂ（ω）′
に対して直交検波が施されているので、直交復調出力
（復調信号）Ｉ，Ｑとして、 Ｉ＝〔(1 +γ)cosω_B t 〕／２・・（１０） Ｑ＝〔(1 -γ)sinω_B ｔ〕／２・・（１１） が得られる。

【０１４７】ここで、γ＝１の場合は（振幅歪みがない
場合は）、Ｉ＝cos ω_B t ，Ｑ＝０となり、送信信号
（cos ω_B t ）そのものが復調されるが、γ＞１又はγ
＜１の場合は、Ｑが「０」とはならないので、復調信号
Ｉの振幅の増減に応じて「０」を中心に復調信号Ｑの振
幅成分が現れることになる。すなわち、γ＞１又はγ＜
１の場合は、復調信号Ｑによる直交干渉成分が生じるこ
とがわかる。

【０１４８】図３１は、上記の式（１０），式（１１）
で表されるディジタル復調信号Ｉ，Ｑを、直交座標Ｉ−
Ｑ上にベクトル表現したもので、この図３１に示すよう
に、信号Ｉのベクトルは、Ｉ軸上を（１＋γ）／２の振
幅でｃｏｓω_B ｔに従って動き、信号Ｑのベクトルは、
Ｑ軸上を（１−γ）／２の振幅でｓｉｎω_B ｔに従って
動くので、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルは、（１＋γ）＞
（１−γ）が常に成り立つことから、Ｉ軸を長軸とする
楕円を描くことになる。

【０１４９】ここで、γ＞１の場合（振幅歪みが正傾斜
の場合）、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑは、それぞれＩ＝
ｃｏｓω_B ｔ，Ｑ＝−ｓｉｎω_B ｔという形になるの
で、これらの信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルは、図３１にお
いて左回りに回転し、この結果、Ｑ軸上に信号Ｑによる
誤差電圧（誤差情報）−Ｅが生じる。逆に、γ＜１の場
合（振幅歪みが負傾斜の場合）、信号Ｉ，Ｑは、それぞ
れＩ＝ｃｏｓω_B ｔ，Ｑ＝ｓｉｎω_B ｔという形になる
ので、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルは、今度は図３１にお
いて右回りに回転し、Ｑ軸上に誤差電圧＋Ｅが生じる。
なお、γ＝１の場合は（振幅歪みがない場合は）、式
（１１）においてＱ＝０であるので、信号Ｉ，Ｑの合成
ベクトルは、Ｉ軸上に存在する。

【０１５０】以上の信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルの回転方
向，信号Ｉの動き（信号Ｉの値の変化の方向），信号Ｑ
の誤差電圧Ｅ及び１次傾斜歪み（γ）の対応関係（相
関）をまとめると、次表３に示すようになる。

【０１５１】

【表３】

【０１５２】そして、この表３から分かるように、信号
Ｉ，Ｑの合成ベクトルが、図３１において左回りの場合
は、正傾斜の振幅歪みとなるので、信号Ｉが図３１の紙
面下向き↓（＋→−）に変化したときに信号Ｑの誤差電
圧が−Ｅとなる場合、あるいは、信号Ｉが図３１の紙面
上向き↑（−→＋）に変化したときに信号Ｑの誤差電圧
が＋Ｅとなる場合を検出すれば、入力信号の１次傾斜歪
みが正傾斜であることを検出できる。

【０１５３】一方、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルが図３１
において右回りの場合は、振幅歪みは負傾斜となるの
で、信号Ｉが図３１の紙面下向き↓（＋→−）に変化し
たときに信号Ｑの誤差電圧が＋Ｅとなる場合、あるいは
信号Ｉが図３１の紙面上向き↑（−→＋）に変化したと
きに信号Ｑの誤差電圧が−Ｅとなる場合を検出すれば、
入力信号の振幅歪みが負傾斜であることを検出できる。

【０１５４】なお、入力信号の振幅歪みが零傾斜（γ＝
１の場合）であることは、復調信号Ｑの誤差電圧±Ｅが
「０」、即ち、誤差電圧±Ｅが検出されないことで検出
できる。ただし、この場合は、信号Ｉの動きには関知し
なくてもよい。また、図３３は上記の変調信号Ａ（ω）
が、Ａ（ω）＝ｃｏｓω_B ｔではなく、ＰＳＫ(Phase S
hift Keying)あるいはＱＡＭ(Quadrature Amplitude Mo
dulation) などの変調を施された信号であった場合のＩ
軸の受信アイパターンを示す図であるが、この場合で
も、受信変調信号Ｂ（ω）′に振幅歪み（１次以上でも
よい）が含まれていれば、復調信号Ｉが上あるいは下方
向に動くときに、復調信号Ｑに直交干渉成分の誤差電圧
±Ｅが現れるので、上述のように、信号Ｉの動きを検出
し、且つ、信号Ｑによる誤差電圧±Ｅを検出すれば、振
幅歪みの傾斜特性を有効に検出することができる。

【０１５５】つまり、上記の表３と第１実施形態で示し
た表１とを比べれば分かるように、振幅歪みの傾斜情報
（正傾斜，負傾斜）は、前記の遅延歪みの傾斜情報の検
出手法と全く同一の手法で検出することができるのであ
る。従って、振幅歪みの検出系と遅延歪みの検出系と
は、振幅歪み補償時の時定数と遅延歪み補償時の時定数
とが異なることさえ考慮すれば、共用化することができ
る。

【０１５６】そこで、本実施形態の制御部１４Ｅは、入
力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一
方の信号Ｉの値の変化の方向を判定するとともに、この
一方の信号Ｉに対し直交する他方の信号Ｑから誤差情報
±Ｅを検出し、この誤差情報±Ｅと信号Ｉの値の変化の
方向との相関に基づき１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制
御信号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号をそ
れぞれ出力するように構成される。

【０１５７】即ち、この制御部１４Ｅは、図２９に示す
ように、図５に示すものと同様の上昇／下降識別部１４
１と回転方向識別部１４２と積分器１４３とをそなえる
ほか、積分器１４３の時定数（例えば、Ｂとする）とは
異なる時定数（例えば、Ａとする）をもった積分器１４
３′をそなえて構成されている。ただし、上記の各時定
数Ａ，Ｂはそれぞれが相互に大きく離れた値となるよう
に設定される（Ａ≪ＢもしくはＡ≫Ｂ）。

【０１５８】ここで、上昇／下降識別部（信号方向判定
部）１４１は、この場合も、復調器１３を通じて得られ
たディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動
く方向、即ち、ディジタル復調信号Ｉの値が前述したよ
うにＩ軸上で上方向（↑），下方向（↓）のどちらに移
動（変化）しているかを判定するもので、信号Ｉをデー
タクロック周期Ｔでサンプリングすることにより、この
信号Ｉの動く方向を判定するようになっている。

【０１５９】また、回転方向識別部（誤差情報検出部，
相関演算部）１４２は、同じく復調器１３で得られたデ
ィジタル復調信号Ｑと、このディジタル復調信号Ｑをさ
らにトランスバーサル等化器１６（図５参照）で等化し
た後の等化後信号Ｑ_TRE とから、ディジタル復調信号Ｉ
に対する誤差電圧（誤差情報）±Ｅを検出し、この誤差
電圧±Ｅと上昇／下降識別部１４１で得られた信号Ｉの
動く方向との相関（表１参照）に基づいて、受信信号の
振幅歪み（正／負傾斜形歪み）を検出するもので、この
場合も、トランスバーサル等化器１６による等化前のデ
ィジタル復調信号Ｑと、等化後の等化後信号Ｑ_TRE との
差を演算することにより、誤差電圧±Ｅを検出する差演
算部として構成されている。

【０１６０】さらに、積分器１４３は、この回転方向識
別部１４２で得られた遅延歪みの検出信号を時定数Ｂで
積分することにより、この信号に含まれる雑音成分など
を除去して、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号と
して出力するものであり、積分器１４３′は、同じく回
転方向識別部１４２で得られた遅延歪みの検出信号を時
定数Ａで積分することにより、この信号に含まれる雑音
成分などを除去して、１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制
御信号として出力するものである。

【０１６１】これにより、この制御部１４Ｅでは、上昇
／下降識別部１４１においてディジタル復調信号Ｉの動
く方向（信号の値の変化の方向）が判定され、回転方向
識別部１４２においてディジタル復調信号Ｑの誤差電圧
±Ｅが検出され、これらのディジタル復調信号Ｉの動く
方向と、ディジタル復調信号Ｑの誤差電圧±ＥとからＩ
Ｆ信号の遅延歪み及び振幅歪みの傾斜情報が検出され
て、各補償部１１Ａ，１１Ｂ用の制御信号が各積分器１
４３，１４３′により生成される。

【０１６２】そして、１次傾斜遅延補償部１１Ａでは、
この制御部１４Ｅからの制御信号に応じて自己の有する
傾斜遅延特性（等化器１１−１，１１−２の各特性の合
成比）が制御されて、ＩＦ信号の遅延歪みを補償し、１
次傾斜振幅補償部１１Ｂでは、制御部１４Ｅからの制御
信号に応じて自己の有する傾斜振幅特性（等化部１１
２，１１４の各特性の合成比）が制御されて、ＩＦ信号
の振幅歪みを補償する。

【０１６３】つまり、上述した自動遅延・振幅等化器
（自動遅延・振幅等化方法）は、制御部１４Ｅによる入
力信号の線形歪み特性の傾斜情報を検出する検出ステッ
プと、この検出ステップで検出された線形歪み特性の傾
斜情報に基づいて入力信号の遅延特性及び振幅特性を各
補償部１１Ａ，１１Ｂによってそれぞれ補償する補償ス
テップとを有しているのである。

【０１６４】従って、上記の自動遅延・振幅等化器によ
れば、伝送路３２（図９参照）の遅延歪みだけでなく振
幅歪みをもリアルタイムに検出して各歪みをそれぞれ自
動的に等化・補償することができるので、前述したよう
に遅延歪みだけを補償する場合に比べて、信号の復調精
度をさらに大幅に向上することができる。また、上述し
た実施形態では、制御部１４Ｅ（遅延歪みの検出系と振
幅歪みの検出系と）が各補償部１１Ａ，１１Ｂに対して
共通となっている（共用化されている）ので、上記の各
検出系毎に個別に制御部を設ける場合に比して、大幅に
装置規模を小型化することができている。

【０１６５】さらに、上述した制御部１４Ｅでも、ディ
ジタル復調信号Ｉの動く方向とディジタル復調信号Ｑの
誤差電圧±Ｅとの相関に基づき、入力信号の遅延歪み及
び振幅歪みの傾斜情報を検出して補償部１１Ａ用の制御
信号及び補償部１１Ｂ用の制御信号を生成して出力して
いるので、遅延歪み及び振幅歪みの検出系（制御部１４
Ｅ）をディジタル回路で実現することができる。従っ
て、本自動遅延・振幅等化器の回路規模やコストを大幅
に削減できるとともに、その補償能力も大幅に向上す
る。

【０１６６】また、上述した実施形態では、１次傾斜振
幅補償部１１Ｂを図３０に示すような構成にすること
で、任意の傾斜形特性を作り出して入力信号の振幅特性
をその傾斜振幅特性に応じて補償することができるよう
になっているので、１次傾斜遅延補償部１１Ａと共に、
簡素な構成で、この補償部１１Ｂが実現されており、本
自動遅延・振幅等化器のさらなる小型化に大いに寄与し
ている。

【０１６７】さらに、本実施形態の上昇／下降識別部１
４１でも、各レジスタ１４１−１，１４１−２（図１９
参照）により信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリ
ングして、各コンパレータ１４１−３，１４１−４で各
データＩ_B0，Ｉ_B1，Ｉ_B2を比較することにより、信号Ｉ
の動く方向を判定するので、この回路をディジタル回路
を実現することができる。従って、その回路規模やコス
トを大幅に削減することができるとともに、より精度高
く、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定することが
できる。

【０１６８】なお、この上昇／下降識別部１４１も、デ
ィジタル復調信号Ｉをデータクロック周期Ｔの１／Ｎの
周期Ｔ／Ｎでサンプリングすることによっても、この信
号Ｉの動く方向を判定できるので、例えば、どのような
変調方式（例えば、４相ＰＳＫなど）で変調を施された
信号でも、そのディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定
でき、これにより、本自動遅延・振幅等化器の汎用性も
大幅に向上する。

【０１６９】また、本実施形態では、１次傾斜遅延補償
部１１Ａ及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂをそれぞれ復調
器１３の前段に設けることで、復調器１３の前段（ＩＦ
帯）において、ＩＦ信号の遅延歪み及び振幅歪みを補償
しているので、復調器１３の後段（ベースバンド帯）で
入力信号の復調後に補償を行なう場合に比べて、より簡
素な構成で、各補償部１１Ａ，１１Ｂを実現することが
できており、これにより、本自動遅延・振幅等化器のさ
らなる小型化に大いに寄与している。

【０１７０】なお、これらの各補償部１１Ａ，１１Ｂの
配置順は不問である（補償部１１Ｂを補償部１１Ａに前
段に設けてもよい）。また、上述した実施形態では、信
号の動く方向をディジタル復調信号Ｉから判定し、誤差
電圧（誤差情報）±Ｅをディジタル復調信号Ｑから検出
しているが、本実施形態でも、逆に、信号の動く方向を
ディジタル復調信号Ｑから判定し、誤差電圧±Ｅをディ
ジタル復調信号Ｉから検出するようにしても、同様の作
用効果が得られる。

【０１７１】（Ｃ′）自動遅延・振幅等化器の第１実施
形態の変形例の説明 図３４は上述した第１実施形態の自動遅延・振幅等化器
の変形例を示すブロック図であるが、この図３４に示す
自動遅延・振幅等化器は、図２９に示すものに比して、
制御部１４Ｅに代えて制御部１４Ｆをそなえている点が
異なる。ここで、制御部１４Ｆは、復調器１３を通じて
得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑのみから入力信号の
遅延歪みを検出して〔制御部１４Ｅでは、ディジタル復
調信号Ｉ，Ｑ及び等化後信号Ｑ_TRE （Ｉ_TRE ）から検出
していた〕、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号及
び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号をそれぞれ生
成して出力するもので、この図３４に示すように、上昇
／下降識別部１４５，誤差ビット検出部１４６，デコー
ダ（ＤＥＣ）１４７，積分器（時定数Ｂ）１４８，積分
器（時定数Ａ）１４８′をそなえて構成されている。

【０１７２】そして、上昇／下降識別部１４５は、図１
９により前述した上昇／下降識別部１４１と同様の構成
を有し、復調器１３で得られたディジタル信号Ｉ，Ｑの
うち一方の信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリン
グして比較することにより、この信号Ｉの動く方向を判
定するものであり、誤差ビット検出部（誤差情報検出
部）１４６は、ディジタル復調信号Ｑのデータの一部
（誤差ビット）のみから、信号Ｉに対する直交干渉成分
である誤差電圧（誤差情報）±Ｅを検出するものであ
る。

【０１７３】また、デコーダ１４７は、上昇／下降識別
部１４５で得られた判定結果と誤差ビット検出部１４６
で得られた誤差情報±Ｅとの相関に基づいて１次傾斜遅
延補償部１１Ａが有する傾斜遅延特性を制御する制御信
号を生成するものであり、積分器１４８は、このデコー
ダ１４７で得られた制御信号を時定数Ｂで積分すること
により平均化して、この制御信号に含まれる雑音成分な
どを除去してから１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力する
ものであり、積分器１４８′は、同様にデコーダ１４７
で得られた制御信号を時定数Ａで積分することにより、
この制御信号を１次傾斜振幅補償部１１Ｂへ出力するも
のである。

【０１７４】なお、この場合も、上昇／下降識別部１４
５は、第１実施形態と同様に、データクロックの１／Ｎ
の周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信
号Ｉをサンプリングして、ディジタル復調信号Ｉの動く
方向を判定するようにしてもよい。つまり、図３４に示
す自動遅延・振幅等化器は、遅延歪み及び振幅歪みの検
出系として、図２６に示す検出系（制御部１４Ｂ）と同
様のタイプの検出系を適用した構成になっているのであ
る。

【０１７５】上述のごとく構成された制御部１４Ｂで
は、上昇／下降識別部１４５によりディジタル復調信号
Ｉの動く方向が判定され、誤差ビット検出部１４６によ
りディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）
のみから誤差情報±Ｅが検出され、これらの信号Ｉの動
く方向と信号Ｑによる誤差情報±Ｅとの相関から、入力
信号の遅延歪み及び振幅歪みの傾斜情報が検出される。

【０１７６】即ち、本変形例の自動遅延・振幅等化器で
は、ディジタル復調信号Ｑの誤差情報±Ｅを、復調器１
３で得られたディジタル信号Ｑとこのディジタル信号Ｑ
をトランスバーサル等化器１６で等化した等化後信号Ｑ
_TRE との差を演算することにより検出するのではなく、
復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｑのデータの
一部（誤差ビット）のみから検出するのである。

【０１７７】そして、この検出信号は、デコーダ１４７
で上記傾斜情報に応じた信号に変換され、各積分器１４
８，１４８′を通じて各補償部１１Ａ，１１Ｂ用の制御
信号がそれぞれ生成されて、各補償部１１Ａ，１１Ｂへ
出力される。これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａで
は、入力信号の遅延歪みが等化されて補償され、１次傾
斜振幅補償部１１Ｂでは、入力信号の振幅歪みが等化さ
れて補償される。

【０１７８】以上のように、本変形例の自動遅延・振幅
等化器によれば、ディジタル信号Ｑの誤差情報±Ｅを、
誤差ビット検出部１４６によってディジタル復調信号Ｑ
のデータの一部（誤差ビット）のみから検出できるの
で、図２９により前述した自動遅延・振幅等化器と同様
の作用効果が得られるほか、その回路規模やコストをさ
らに低減することができている。

【０１７９】なお、この場合も、本変形例では、信号の
動く方向をディジタル復調信号Ｉから判定し、誤差情報
±Ｅをディジタル復調信号Ｑから検出しているが、逆
に、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｑから判定
し、誤差情報±Ｅをディジタル復調信号Ｉから検出する
ようにしてもよい。 （Ｄ）自動遅延・振幅等化器の第２実施形態の説明 図３５は自動遅延・振幅等化器の第２実施形態を示すブ
ロック図であるが、この図３５に示す自動遅延・振幅等
化器は、図２９に示すものに比して、制御部１４Ｅに代
えて制御部１４Ｇをそなえて構成されている点が異な
る。

【０１８０】ここで、制御部１４Ｇは、復調器１３を通
じて得られるＩＦ信号（入力信号）についてのディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑと各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑをさら
にトランスバーサル等化器１５，１６で処理した各等化
後信号Ｉ_TRE ，Ｑ_TRE からＩＦ信号の１次傾斜歪み（遅
延歪み及び振幅歪み）の特性（傾斜情報）を検出して、
１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号及び１次傾斜振
幅補償部１１Ｂ用の制御信号をそれぞれ出力するもので
あるが、この場合は、信号の動く方向と誤差電圧（誤差
情報）±Ｅとを各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのそれぞれ
から検出するようになっている。

【０１８１】即ち、この制御部１４Ｇは、ディジタル復
調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向（信号Ｉ
の値の変化の方向）を判定し、この信号Ｉに対し直交す
る他方のディジタル復調信号Ｑから誤差情報±Ｅを検出
し、この誤差情報±Ｅと一方の信号Ｉの動く方向との相
関に基づいて、入力信号の１次傾斜歪みの傾斜に応じた
検出信号（第１相関信号）を得るとともに、他方の信号
Ｑの動く方向を判定し、この信号Ｑに対し直交する信号
Ｉから誤差情報±Ｅを検出し、この誤差情報±Ｅと信号
Ｑの動く方向との相関に基づいて、同様に１次傾斜歪み
の傾斜に応じた検出信号（第２相関信号）を得、さら
に、これらの各検出信号から補償部１１Ａ用の制御信号
及び補償部１１Ｂ用の制御信号をそれぞれ生成して出力
するように構成される。

【０１８２】このため、制御部１４Ｇは、図３５に示す
ように、図１９及び図２７に示すものとそれぞれ上昇／
下降識別部１４１Ａ，１４１Ｂ，回転方向識別部１４２
Ａ，１４２Ｂ，積分器１４３Ａ，１４３Ｂ及びＯＲゲー
ト１４４をそなえるほか、積分器（時定数Ａ）１４４
Ａ，積分器（時定数Ｂ）１４４Ｂをそなえて構成されて
いる。

【０１８３】ここで、上昇／下降識別部（第１信号方向
判定部）１４１Ａは、この場合も、復調器１３で得られ
たディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動
く方向を判定するものであり、回転方向識別部１４２Ａ
は、この信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，
Ｑのうちの他方の信号Ｑから信号Ｉに対する直交干渉成
分となる誤差情報±Ｅを検出し、この信号Ｑによる誤差
情報±Ｅと上昇／下降識別部１４１Ａで得られた信号Ｉ
の動く方向との相関に基づいて、第１相関信号を出力す
るものであり、積分器１４３Ａは、回転方向識別部１４
２Ａで得られた第１相関信号を積分するものである。

【０１８４】これに対し、上昇／下降識別部（第２信号
方向判定部）１４１Ｂは、復調器１３を通じて得られた
ディジタル信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑの動く方向
を判定するものであり、回転方向識別部１４２Ｂは、デ
ィジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから信号
Ｑに対する直交干渉成分となる誤差情報±Ｅを検出し、
この信号Ｉによる誤差情報±Ｅと上昇／下降識別部１４
１Ｂで得られたディジタル復調信号Ｑの動く方向との相
関から第２相関信号を出力するものであり、積分器１４
３Ｂは、回転方向識別部１４２Ｂで得られた第２相関信
号を積分するものである。

【０１８５】そして、ＯＲゲート１４４は、各積分器１
４３Ａ，１４３Ｂの出力に対して論理和演算を施すこと
によって１次傾斜遅延補償部１１Ａ及び１次傾斜振幅補
償部１１Ｂ用の制御信号を生成するものであり、積分器
１４４Ａは、このＯＲゲート１４４で生成された制御信
号を時定数Ａで積分することにより、この信号に含まれ
る雑音成分などを除去して、１次傾斜振幅補償部１１Ｂ
用の制御信号として出力するものであり、積分器１４４
Ｂは、同じくＯＲゲート１４４で生成された制御信号を
時定数Ｂで積分することにより、この信号に含まれる雑
音成分などを除去して、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の
制御信号として出力するものである。

【０１８６】つまり、上記のＯＲゲート１４４，積分器
１４４Ａ，１４４Ｂは、上記の各相関信号から１次傾斜
遅延補償部１１Ａ用の制御信号及び１次傾斜振幅補償部
１１Ｂ用の制御信号をそれぞれ生成する制御信号生成部
としての機能を果たしている。なお、上記の各回転方向
識別部１４２Ａ，１４２Ｂは、それぞれ図５に示す回転
方向識別部１４２と同様のもので、図２０に示すよう
に、減算器（ＳＵＢ）１４２Ａ−１，１４２Ｂ−１及び
デコーダ（ＤＥＣ）１４２Ａ−２，１４２Ｂ−２を有し
て構成されている。

【０１８７】つまり、図３５に示す自動遅延・振幅等化
器は、遅延歪み及び振幅歪みの検出系として、図２７に
示す検出系（制御部１４Ｃ）と同様のタイプの検出系を
適用した構成になっているのである。このような構成に
より、この図３５に示す自動遅延等化器でも、１次傾斜
遅延補償部１１Ａの傾斜遅延特性が制御部１４Ｇからの
制御信号に応じて制御されることによって、ＩＦ信号の
遅延歪みが等化・補償される。

【０１８８】即ち、制御部１４Ｇでは、上昇／下降識別
部１４１Ａにおいて、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうち
の一方の信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリング
することにより、この信号Ｉの動く方向が判定され、こ
の一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，
Ｑのうちの他方の信号Ｑから信号Ｉに対する直交干渉成
分である誤差情報±Ｅが回転方向識別部１４２Ａで検出
される。

【０１８９】具体的に、この回転方向識別部１４２Ａで
は、ディジタル復調信号Ｑとこのディジタル復調信号Ｑ
をさらにトランスバーサル等化器１６で等化した等化後
信号Ｑ_TRE との差が減算器１４２Ａ−１で演算されるこ
とによりディジタル復調信号Ｑによる誤差情報±Ｅが検
出される。そして、これらの信号Ｑによる誤差情報±Ｅ
と信号Ｉの動く方向との相関に基づいて入力信号の遅延
歪みの傾斜情報が検出され、この傾斜情報に応じて、デ
コーダ１４２Ａ−２から第１相関信号が出力される。

【０１９０】一方、このとき、信号方向判定部１４１Ｂ
では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方のディジ
タル復調信号Ｑをデータクロック周期Ｔでサンプリング
することにより、この信号Ｑの動く方向が判定され、こ
のディジタル復調信号Ｑに対し直交するディジタル復調
信号Ｉから信号Ｑに対する直交干渉成分である誤差情報
±Ｅが回転方向識別部１４２Ｂで検出される。

【０１９１】具体的に、この回転方向識別部１４２Ｂで
は、ディジタル復調信号Ｉとこのディジタル復調信号Ｉ
をさらにトランスバーサル等化器１５で等化した等化後
信号Ｑ_TRE との差が減算器１４２Ｂ−１で演算されるこ
とによりディジタル復調信号Ｉによる誤差情報±Ｅが検
出される。そして、これらの信号Ｉによる誤差情報±Ｅ
と信号Ｑの動く方向との相関に基づいて入力信号の遅延
歪みの傾斜情報が検出され、この遅延歪みの傾斜情報に
応じて、デコーダ１４２Ｂ−２から第２相関信号が出力
される。

【０１９２】さらに、上述のようにして得られた各相関
信号は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂでそれぞれ積分さ
れ、ＯＲゲート１４４で論理和演算が施されることによ
り、入力信号の１次傾斜歪み（遅延歪み及び振幅歪み）
の傾斜情報に応じた１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御
信号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号が積分
器１４４Ｂ，１４４Ａを通じてそれぞれ生成されて、対
応する補償部１１Ａ，１１Ｂへ出力される。

【０１９３】これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａ，
１次傾斜振幅補償部１１Ｂでは、それぞれ、この制御信
号に応じてＩＦ信号の遅延歪み，振幅歪みを復調器１３
の前段で補償する。以上のように、本第２実施形態の自
動遅延・振幅等化器によれば、ＩＦ信号の１次傾斜歪み
の特性（傾斜情報）を、信号Ｉの動く方向と信号Ｑによ
る誤差情報±Ｅとの相関に基づいて検出するだけでな
く、信号Ｑの動く方向と信号Ｉによる誤差情報±Ｅとの
相関にも基づいて検出するので、図２９により前述した
自動遅延・振幅等化器に比して、各補償部１１Ａ，１１
Ｂ用の制御信号の検出感度や精度を大幅に向上させるこ
とができる。従って、図２９により前述した自動遅延・
振幅等化器と同様の効果が得られるほか、その性能をさ
らに大幅に向上させることができる。

【０１９４】なお、本第２実施形態の自動遅延・振幅等
化器でも、あらゆる変調方式で変調された送信信号の復
調にも対応できるよう、上昇／下降識別部１４１Ａで
は、データクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の
整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプリングし、上昇
／下降識別部１４１Ｂでは、データクロックの１／Ｎ周
期Ｔ／Ｎでディジタル復調信号Ｑをサンプリングするこ
とより、それぞれディジタル復調信号Ｉ，Ｑの動く方向
を判定することもできる。

【０１９５】（Ｄ′）自動遅延・振幅等化器の第２実施
形態の変形例の説明 図３６は上述した第２実施形態の自動遅延・振幅等化器
の変形例を示すブロック図であるが、この図３６に示す
自動遅延・振幅等化器は、図３５に示すものに比して、
制御部１４Ｇに代えて制御部１４Ｈをそなえ、この制御
部１４Ｈが、図２８に示すものとそれぞれ同様のＲゲー
ト１４４，上昇／下降識別部１４５Ａ，１４５Ｂ，誤差
ビット識別部１４６Ａ，１４６Ｂ，デコーダ（ＤＥＣ）
１４７Ａ，１４７Ｂ及び積分器１４８Ａ，１４８Ｂをそ
なえるほか、上述した積分器（時定数Ａ）１４４Ａ，積
分器（時定数Ｂ）１４４Ｂそなえて構成されている点が
異なる。

【０１９６】つまり、この制御部１４Ｈは、簡単に言え
ば、上記の制御部１４Ｇ（図３５参照）の回転方向識別
部１４２Ａが誤差ビット検出部（第１誤差情報検出部）
１４６Ａとデコーダ（第１相関演算部）１４７Ａとで構
成されるとともに、回転方向識別部１４２Ｂが誤差ビッ
ト検出部（第２誤差情報検出部）１４６Ｂとデコーダ
（第２相関演算部）１４７Ｂとで構成されている。

【０１９７】従って、この場合も、復調器１３で得られ
たディジタル復調信号Ｉが、上昇／下降識別部１４５Ａ
においてデータクロック周期Ｔでサンプリングされ比較
されることにより、この信号Ｉの動く方向が判定され、
ディジタル復調信号Ｑの誤差情報±Ｅが誤差ビット検出
部１４７Ａによりディジタル復調信号Ｑのデータの一部
（誤差ビット）のみから検出される。

【０１９８】そして、このようにして得られた信号Ｉの
動く方向と信号Ｑの誤差情報±Ｅとの相関に基づき、デ
コーダ１４７Ａから入力信号の１次傾斜歪み（遅延歪み
及び振幅歪み）の特性（傾斜情報）に応じた信号が第１
相関信号として出力される。一方、このとき、復調器１
３で得られたディジタル復調信号Ｑが、上昇／下降識別
部１４５Ｂにおいてデータクロック周期Ｔでサンプリン
グされ比較されることにより、この信号Ｑの動く方向が
判定され、さらに、ディジタル復調信号Ｉの誤差情報±
Ｅが、誤差ビット検出部１４６Ｂにおいて、この信号Ｉ
のデータの一部（誤差ビット）のみから検出される。

【０１９９】そして、このようにして得られたディジタ
ル信号Ｑの動く方向とディジタル信号Ｉの誤差情報±Ｅ
との相関に基づいて、デコーダ１４７Ｂから入力信号の
１次傾斜歪みの特性に応じた信号が第２相関信号として
出力される。さらに、各デコーダ１４７Ａ，１４７Ｂか
ら出力された各相関信号は、それぞれ積分器１４８Ａ，
１４８Ｂで積分されて、ＯＲゲート１４４で論理和演算
が施されることにより、各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの
いずれか一方にでも１次傾斜歪みが検出されると、１次
傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号及び１次傾斜振幅補
償部１１Ｂ用の制御信号が積分器１４４Ｂ，１４４Ａを
通じて生成され、それぞれが、対応する補償部１１Ａ，
１１Ｂへ出力される。

【０２００】これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａで
は、入力信号の遅延歪みを復調器１３の前段で補償し、
１次傾斜振幅補償部１１Ｂでは、入力信号の振幅歪みを
復調器１３の前段で補償する。以上のように、本変形例
の自動遅延・振幅等化器によれば、ディジタル信号Ｑ
（又は、Ｉ）の誤差情報±Ｅを、ディジタル信号Ｑ（又
は、Ｉ）のデータの一部（誤差ビット）のみから検出で
きるので、図３５により上述した自動遅延・振幅等化器
と同様の効果が得られるほか、さらに、その回路規模や
コストを低減できるという効果が得られる。

【０２０１】なお、本変形例においても、上昇／下降識
別部１４１Ａは、データクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎ
（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプ
リングし、上昇／下降識別部１４１Ｂは、データクロッ
クの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎでディジタル復調信号Ｑをサン
プリングするようにしてもよい。 （Ｅ）その他 項目（Ｃ），（Ｃ′），（Ｄ）及び（Ｄ′）により上述
した各自動遅延・振幅等化器は、いずれも、１次傾斜歪
み（遅延歪み及び振幅歪み）の検出系（制御部１４Ｅ〜
１４Ｈ）を各補償部１１Ａ及び１１Ｂに対して共用化し
ているが、勿論、各補償部１１Ａ及び１１Ｂ毎に個別に
設けてもよい。例えば、既存の自動振幅等化器の検出系
に、上述した自動遅延等化器の検出系（制御部１４Ａ〜
１４Ｄ）を付加すれば、既存の自動振幅等化器の信号復
調精度を大幅に向上することができる。

【０２０２】また、上述した自動遅延・振幅等化器で
は、１次傾斜振幅補償部１１Ｂに周波数領域において傾
斜形振幅特性をもたせて、周波数領域で入力信号の振幅
歪みを等化（補償）するようにしているが、本発明はこ
れに限定されず、例えば、トランスバーサル等化器など
の時間領域において傾斜形振幅特性を有する回路を用
い、時間領域で入力信号の振幅歪みを等化するようにし
てもよい。

【０２０３】さらに、上述した自動遅延・振幅等化器で
は、１次傾斜振幅補償部１１Ｂを、ＩＦ帯用のものとし
て復調器１３の前段（ＩＦ帯）に設けているが、ベース
バンド帯用のものとして復調器１３の後段（ベースバン
ド帯）に設けてもよい。また、上述した自動遅延・振幅
等化器では、振幅歪みとして１次傾斜形の振幅歪みを例
にして説明を行なったが、例えば、２次傾斜振幅歪みを
検出する検出系と２次傾斜振幅歪みを等化しうる補償部
とを設ければ、入力信号の２次傾斜振幅歪みをも補償す
ることが可能になる。

【０２０４】また、上述した実施形態では、いずれも、
無線通信方式に本発明を適用した場合について説明した
が、本発明はこれに限定されず、上記のディジタル復調
信号Ｉ，Ｑが得られる通信方式であれば、無線通信方
式，有線通信方式に関わらずどのような通信方式にも適
用することができる。そして、本発明は上述した実施形
態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しな
い範囲で種々変形して実施することができる。

【０２０５】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明の自動遅延
等化器及び自動遅延等化方法によれば、入力信号の遅延
特性の傾斜情報を検出して、その遅延特性の傾斜情報に
基づいて入力信号の遅延特性を補償するので、変動する
遅延歪み量をリアルタイムに検出してその歪みを自動的
に等化・補償することができ、これにより、信号の復調
精度を大幅に向上することができる（請求項１，１
７）。

【０２０６】また、本発明の自動遅延等化器によれば、
上記の入力信号の遅延特性を傾斜遅延特性に応じて補償
するようにすれば、簡素な構成で、上記の遅延特性を補
償する傾斜形遅延等化部を実現することができるので、
本等化器の小型化に大いに寄与する（請求項２）。

【０２０７】さらに、本発明の自動遅延等化器によれ
ば、ディジタル復調信号うちの一方の信号の値の変化の
方向を判定するとともに、この一方の信号に対し直交す
るディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報
を検出し、このようにして得られた上記一方の信号の値
の変化の方向と誤差情報との相関に基づき傾斜形遅延等
化用の制御信号を出力するようになっているので、遅延
等化のための制御系（制御部）をディジタル回路で実現
することができる。従って、本等化器の回路規模やコス
トを大幅に削減できるとともに、その補償精度も大幅に
向上させることができる（請求項３）。

【０２０８】ここで、上述の一方の信号の値の変化の方
向を、データクロック周期でディジタル復調信号のうち
の一方の信号をサンプリングすることによって判定する
ようにすれば、信号方向判定部をディジタル回路で実現
することができるので、本等化器の回路規模やコストを
さらに削減することができるとともに、その性能も大幅
に向上させることができる（請求項４）。

【０２０９】また、上述の一方の信号の値の変化の方向
を、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）
でディジタル復調信号のうちの一方の信号をサンプリン
グすることによって判定するようにすれば、どのような
復調方式で復調されたディジタル復調信号でも精度良く
上記一方の信号の変化の方向を判定することができるの
で、本等化器の汎用性の向上にも大いに寄与する（請求
項５）。

【０２１０】さらに、上述の誤差情報については、上記
の他方の信号の誤差ビットから検出するようにすれば、
この他方の信号の誤差ビットのみから誤差情報を検出す
ることができるので、本等化器の回路規模やコストを大
幅に削減することができる（請求項６）。また、上記の
誤差情報は、入力信号についてのディジタル復調信号の
うちの他方の信号と、この他方の信号を更にトランスバ
ーサル等化器で処理した等化後信号との差を演算するこ
とによって検出するようにしてもよく、これにより、上
記の他方の信号から得られる誤差情報がより正確になる
ので、本等化器の精度や性能をさらに大幅に向上させる
ことができる（請求項７）。

【０２１１】さらに、上述した自動遅延等化器は、傾斜
形遅延等化部を復調器の前段に設けて、入力信号の復調
前にその入力信号の遅延特性を補償するようにすれば、
復調後に補償を行なう場合に比べて、より簡素な構成
で、傾斜形遅延等化部を実現することができるので、本
等化器のさらなる小型化に大いに寄与する（請求項
８）。

【０２１２】さらに、本発明の自動遅延等化器によれ
ば、ディジタル復調信号の両方について、信号の値の変
化の方向と誤差情報とを検出し、それぞれの相関関係に
基づいて遅延特性補償用の制御信号を生成するので、上
述した本発明の自動遅延等化器に比べて、上記制御信号
の検出感度や精度を大幅に向上させることができ、これ
により、自動遅延等化器の精度をさらに大幅に向上させ
ることができる（請求項９）。

【０２１３】また、この場合も、遅延等化のための制御
系（制御部）をディジタル回路で実現することができる
ので、本等化器の回路規模やコストを大幅に削減できる
とともに、その補償精度も大幅に向上させることができ
る（請求項１１）。

【０２１４】さらに、本自動遅延等化器も、傾斜形遅延
等化部を復調器の前段に設けて、上記の入力信号の遅延
特性を傾斜遅延特性に応じて補償するようにすれば、簡
素な構成で、上記の遅延特性の補償を実現することがで
きるので、本等化器の小型化に大いに寄与する（請求項
１０）。

【０２１５】さらに、上記の各信号の値の変化は、それ
ぞれデータクロック周期で各ディジタル復調信号をサン
プリングすることによって判定するようにすれば、各デ
ィジタル復調信号用の各信号方向判定部をそれぞれディ
ジタル回路で実現することができるので、本等化器の回
路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その性能
も大幅に向上させることができる（請求項１２）。

【０２１６】なお、上記の各信号の値の変化は、データ
クロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で上記の各
ディジタル復調信号をサンプリングすることによって判
定してもよく、これにより、どのような復調方式で復調
されたディジタル復調信号でも、各ディジタル復調信号
の値の変化の方向を精度良く判定できるので、本等化器
の汎用性の向上にも多いに寄与する（請求項１３）。

【０２１７】さらに、上述の各誤差情報については、上
記の各ディジタル復調信号の誤差ビットからそれぞれ検
出するようにすれば、各ディジタル復調信号の信号の誤
差ビットのみからそれぞれ誤差情報を検出することがで
きるので、本等化器の回路規模やコストを大幅に削減す
ることができる（請求項１４）。

【０２１８】また、上記の各誤差情報は、入力信号につ
いての各ディジタル復調信号とこれらの各ディジタル復
調信号をそれぞれ更にトランスバーサル等化器で処理し
た等化後信号との差をそれぞれ演算することによって検
出するようにしてもよく、これにより、各ディジタル復
調信号から得られる誤差情報がより正確になるので、本
等化器の精度や性能をさらに大幅に向上させることがで
きる（請求項１５）。

【０２１９】さらに、上述した自動遅延等化器も、入力
信号の復調前にその入力信号の遅延特性を補償するよう
にすれば、復調前に補償を行なう場合に比べて、より簡
素な構成で、傾斜形遅延等化部を実現することができ、
本等化器のさらなる小型化に大いに寄与する（請求項１
６）。また、本発明の自動遅延・振幅等化器及び自動遅
延・振幅等化方法によれば、入力信号の線形歪み特性の
傾斜情報を検出し、その線形歪み特性の傾斜情報に基づ
いて入力信号の遅延特性及び振幅特性をそれぞれ補償す
るので、遅延歪みだけでなく振幅歪みをもリアルタイム
に検出して各歪みをそれぞれ自動的に等化・補償するこ
とができ、これにより、信号の復調精度をさらに大幅に
向上することができる（請求項１８，３４）。

【０２２０】さらに、この場合は、上記の遅延特性を補
償する傾斜形遅延等化部及び振幅特性を補償する傾斜形
振幅等化部のための各制御信号をこれらの各等化部に共
通の制御部で生成するようになっているので、自動遅延
・振幅等化器を極めて小型に実現することができる（請
求項１８）。ここで、上記の傾斜形遅延等化部を、上記
の入力信号の遅延特性を傾斜遅延特性に応じて補償する
ように構成するとともに、上記の傾斜形振幅等化部を、
上記の入力信号の振幅特性を傾斜振幅特性に応じて補償
するように構成すれば、これらの各等化部をそれぞれ簡
素な構成で実現することができるので、本自動遅延・振
幅等化器のさらなる小型化に大いに寄与する（請求項１
９）。

【０２２１】さらに、上記の制御部は、ディジタル復調
信号うちの一方の信号の値の変化の方向を判定するとと
もに、この一方の信号に対し直交するディジタル復調信
号のうちの他方の信号から誤差情報を検出し、このよう
にして得られた上記一方の信号の値の変化の方向と誤差
情報との相関に基づき上記の各等化部用の制御信号をそ
れぞれ出力するようにすれば、ディジタル回路で実現す
ることができるので、本自動遅延・振幅等化器の回路規
模やコストを大幅に削減できるとともに、その補償精度
も大幅に向上させることができる（請求項２０）。

【０２２２】ここで、この場合も、上述の一方の信号の
値の変化の方向を、データクロック周期でディジタル復
調信号のうちの一方の信号をサンプリングすることによ
って判定するようにすれば、信号方向判定部をディジタ
ル回路で実現することができるので、本自動遅延・振幅
等化器の回路規模やコストをさらに削減することができ
るとともに、その性能も大幅に向上させることができる
（請求項２１）。

【０２２３】なお、この場合も、上記一方の信号の値の
変化の方向は、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以
上の整数）でディジタル復調信号のうちの一方の信号を
サンプリングすることによって判定してもよく、これに
より、どのような復調方式で復調されたディジタル復調
信号でも精度良く上記の変化の方向を判定することがで
きるので、本自動遅延・振幅等化器の汎用性の向上にも
大いに寄与する（請求項２２）。

【０２２４】さらに、上記の誤差情報についても、上記
の他方の信号の誤差ビットから検出するようにすれば、
この他方の信号の誤差ビットのみから誤差情報を検出す
ることができるので、本自動遅延・振幅等化器の回路規
模やコストを大幅に削減することができる（請求項２
３）。なお、上記の誤差情報も、入力信号についてのデ
ィジタル復調信号のうちの他方の信号と、この他方の信
号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号
との差を演算することによって検出するようにしてもよ
く、これにより、上記の他方の信号から得られる誤差情
報がより正確になるので、本自動遅延・振幅等化器の精
度や性能をさらに大幅に向上させることができる（請求
項２４）。

【０２２５】さらに、上述した自動遅延・振幅等化器
は、傾斜形遅延等化部と傾斜形振幅等化部とをそれぞれ
復調器の前段に設けて、入力信号の復調前にその入力信
号の遅延特性と振幅特性とをそれぞれ補償するようにす
れば、復調前に補償を行なう場合に比べて、より簡素な
構成で、傾斜形遅延等化部及び傾斜振幅等化部を実現す
ることができるので、本自動遅延・振幅等化器のさらな
る小型化に大いに寄与する（請求項２５）。

【０２２６】また、本発明の自動遅延・振幅等化器によ
れば、ディジタル復調信号の両方について、信号の値の
変化の方向と誤差情報とを検出し、それぞれの相関関係
に基づいて傾斜形遅延等化部用の制御信号及び傾斜形振
幅等化部用の制御信号をそれぞれ生成することもできる
ので、上述した本発明の自動遅延・振幅等化器に比べ
て、各制御信号の検出感度や精度を大幅に向上させるこ
とができ、これにより、自動遅延・振幅等化器の精度を
さらに大幅に向上させることができる（請求項２６）。

【０２２７】この場合も、遅延等化及び振幅等化のため
の制御形（制御部）をディジタル回路で実現することが
できるので、本自動遅延・振幅等化器の回路規模やコス
トを大幅に削減できるとともに、その補償精度も大幅に
向上させることができる（請求項２８）。さらに、本自
動遅延・振幅等化器も、傾斜形遅延等化部を、上記の入
力信号の遅延特性を傾斜遅延特性に応じて補償するよう
に構成するとともに、傾斜形振幅等化部を、上記の入力
信号の振幅特性を傾斜振幅特性に応じて補償するように
構成すれば、簡素な構成で、これらの各等化部を実現す
ることができるので、本自動・振幅等化器の小型化に大
いに寄与する（請求項２７）。

【０２２８】また、上記の各信号の値の変化について
も、それぞれデータクロック周期で各ディジタル復調信
号をサンプリングすることによって判定するようにすれ
ば、各ディジタル復調信号用の各信号方向判定部をそれ
ぞれディジタル回路で実現することができるので、本等
化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとともに、
その性能も大幅に向上させることができる（請求項２
９）。

【０２２９】なお、上記の各信号の値の変化も、データ
クロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で上記の各
ディジタル復調信号をサンプリングすることによって判
定してもよく、この場合も、どのような復調方式で復調
されたディジタル復調信号でも、各ディジタル復調信号
の値の変化の方向を精度良く判定できるので、本自動遅
延・振幅等化器の汎用性の向上にも多いに寄与する（請
求項３０）。

【０２３０】さらに、上述の各誤差情報についても、上
記の各ディジタル復調信号の誤差ビットからそれぞれ検
出するようにすれば、各ディジタル復調信号の信号の誤
差ビットのみからそれぞれ誤差情報を検出することがで
きるので、本自動遅延・振幅等化器の回路規模やコスト
を大幅に削減することができる（請求項３１）。また、
上記の各誤差情報も、入力信号についての各ディジタル
復調信号とこれらの各ディジタル復調信号をそれぞれ更
にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差
をそれぞれ演算することによって検出するようにしても
よく、この場合も、各ディジタル復調信号から得られる
誤差情報がより正確になるので、本等化器の精度や性能
をさらに大幅に向上させることができる（請求項３
２）。

【０２３１】さらに、上述した自動遅延・振幅等化器
も、傾斜形遅延等化部と傾斜形振幅等化部とをそれぞれ
復調器の前段に設けて、入力信号の復調前にその入力信
号の遅延特性と振幅特性とを補償するようにすれば、復
調前に補償を行なう場合に比べて、より簡素な構成で、
各等化部を実現することができ、本自動遅延・振幅等化
器のさらなる小型化に大いに寄与する（請求項３３）。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理ブロック図である。

【図２】本発明の原理ブロック図である。

【図３】本発明の原理ブロック図である。

【図４】本発明の原理ブロック図である。

【図５】本発明の自動遅延等化器の第１実施形態を示す
ブロック図である。

【図６】遅延歪みを説明するための図である。

【図７】遅延歪みを説明するための図である。

【図８】遅延歪みを説明するための図である。

【図９】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪
みの検出原理を説明するための信号伝送系の概念を示す
ブロック図である。

【図１０】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延
歪みの検出原理を説明するための図である。

【図１１】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延
歪みの検出原理を説明するための図である。

【図１２】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延
歪みの検出原理を説明するための図である。

【図１３】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延
歪みの検出原理を説明するための図である。

【図１４】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延
歪みの検出原理を説明するための図である。

【図１５】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延
歪みの検出原理を説明するための図である。

【図１６】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延
歪みの検出原理を説明するための図である。

【図１７】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延
歪みの検出原理を説明するための図である。

【図１８】第１実施形態の自動遅延等化器における復調
器の構成例を示すブロック図である。

【図１９】第１実施形態の自動遅延等化器における上昇
／下降識別部の構成例を示すブロック図である。

【図２０】第１実施形態の自動遅延等化器における回転
方向識別部の構成例を示すブロック図である。

【図２１】第１実施形態の自動遅延等化器における制御
部を実用の回路で構成した場合の一例を示す回路図であ
る。

【図２２】第１実施形態の自動遅延等化器における１次
傾斜遅延補償部の構成例を示すブロック図である。

【図２３】第１実施形態の自動遅延等化器における１次
傾斜遅延補償部が有する遅延特性を説明するための図で
ある。

【図２４】第１実施形態の自動遅延等化器における１次
傾斜遅延補償部が有する遅延特性を説明するための図で
ある。

【図２５】第１実施形態の１次傾斜遅延補償部に用いら
れる等化器の詳細構成例を示す回路図である。

【図２６】第１実施形態の自動遅延等化器の変形例を示
すブロック図である。

【図２７】本発明の自動遅延等化器の第２実施形態を示
すブロック図である。

【図２８】第２実施形態の自動遅延等化器の変形例を示
すブロック図である。

【図２９】本発明の自動遅延・振幅等化器の第１実施形
態を示すブロック図である。

【図３０】第１実施形態の自動遅延・振幅等化器におけ
る１次傾斜振幅補償部の構成例を示すブロック図であ
る。

【図３１】第１実施形態の自動遅延・振幅等化器におけ
る振幅歪みの検出原理を説明するための図である。

【図３２】（ａ），（ｂ）はいずれも第１実施形態の自
動遅延・振幅等化器における振幅歪みの検出原理を説明
するための図である。

【図３３】第１実施形態の自動遅延・振幅等化器におけ
る振幅歪みの検出原理を説明するための図である。

【図３４】第１実施形態の自動遅延・振幅等化器の変形
例を示すブロック図である。

【図３５】本発明の自動遅延・振幅等化器の第２実施形
態を示すブロック図である。

【図３６】第２実施形態の自動遅延・振幅等化器の変形
例を示すブロック図である。

【符号の説明】

１Ａ 傾斜形遅延等化部 １Ｂ 傾斜形振幅等化部 ２Ａ〜２Ｄ，１４Ａ〜１４Ｈ 制御部 ３，１３ 復調器 ４，５，１５，１６ トランスバーサル等化器（ＴＲ
Ｅ） ９ アンテナ １０ 受信部 １１Ａ １次傾斜遅延補償部（傾斜形遅延等化部） １１Ｂ １次傾斜振幅補償部（傾斜形振幅等化部） １１−１ 等化器（ＥＱＬ１） １１−２ 等化器（ＥＱＬ２） １１−３，１１８ 反転ゲート １１−４，１１−５ ＰＩＮダイオード １２ 自動利得制御部（ＡＧＣ） ２１ 信号方向判定部 ２１−１ 第１信号方向判定部 ２１−２ 第２信号方向判定部 ２２ 誤差情報検出部 ２２−１ 第１誤差情報検出部 ２２−２ 第２誤差情報検出部 ２３，２３′ 相関演算部 ２３−１ 第１相関演算部 ２３−２ 第２相関演算部 ２４，２４′ 制御信号生成部 ３１ 変調部 ３２ １次傾斜歪伝送路 ３３ 復調部 １１１，１３１，１３４ ハイブリッド（Ｈ） １１５，１１７ 可変減衰器 １３５ 局部発振器（ＬＯ） １３６，１３７ 帯域通過フィルタ（バンドパスフィル
タ：ＢＰＦ） １３８，１３９ Ａ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ変換器） １３２，１３３ 位相検波部 １４１，ｌ４５ 上昇／下降識別部（信号方向判定部） １４１Ａ，１４５Ａ 上昇／下降識別部（第１信号方向
判定部） １４１Ｂ，１４５Ｂ 上昇／下降識別部（第２信号方向
判定部） １４１−１，１４１−２ レジスタ（ＲＥＧ） １４１−３，１４１−４ コンパレータ（Ｃ） １４１−６ ＥＸ−ＮＯＲゲート（Exclusive NOR 素
子：排他的否定論理和演算素子） １４１−７ ＡＮＤゲート（論理積演算素子） １４１−８ フリップフロップ回路（ＦＦ） １４２，１４２Ａ，１４２Ｂ 回転方向識別部 １４２−１ 減算器（ＳＵＢ：差演算部） １４２Ａ−１ 減算器（ＳＵＢ：第１差演算部） １４２Ｂ−１ 減算器（ＳＵＢ：第２差演算部） １４２−２，１４７ デコーダ（ＤＥＣ）（相関演算
部） １４２Ａ−２，１４７Ａ デコーダ（ＤＥＣ）（第１相
関演算部） １４２Ｂ−２，１４７Ｂ デコーダ（ＤＥＣ）（第２相
関演算部） １４３，１４３′，１４３Ａ，１４３Ｂ，１４４Ａ，１
４４Ｂ，１４８，１４８′，１４８Ａ，１４８Ｂ 積分
器 １４４ ＯＲゲート（論理和演算素子：制御信号生成
部） １４６ 誤差ビット検出部（誤差情報検出部） １４６Ａ 誤差ビット検出部（第１誤差情報検出部） １４６Ｂ 誤差ビット検出部（第２誤差情報検出部） Ｌ１，Ｌ２ コイル Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗

Claims (34)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号の遅延特性を補償する自動遅延
   等化器において、 該入力信号の遅延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補
   償する傾斜形遅延等化部と、 該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方
   の信号の値の変化の方向を判定するとともに、該一方の
   信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方
   の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該一方の
   信号の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化
   部用の制御信号を出力する制御部とをそなえて構成され
   たことを特徴とする、自動遅延等化器。
2. 【請求項２】 該傾斜形遅延等化部が、周波数領域にお
   いて該傾斜遅延特性を有し、該入力信号の遅延特性を該
   傾斜遅延特性に応じて補償するように構成されているこ
   とを特徴とする、請求項１記載の自動遅延等化器。
3. 【請求項３】 該制御部が、該ディジタル復調信号のう
   ちの一方の信号の値の変化の方向を判定する信号方向判
   定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調
   信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する誤差情
   報検出部と、該誤差情報検出部で得られた誤差情報と該
   信号方向判定部で得られた該一方の信号の値の変化の方
   向との相関に基づき傾斜形遅延等化部用の制御信号を出
   力する相関演算部とをそなえて構成されたことを特徴と
   する、請求項１記載の自動遅延等化器。
4. 【請求項４】 該信号方向判定部が、データクロック周
   期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の
   値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴
   とする、請求項３記載の自動遅延等化器。
5. 【請求項５】 該信号方向判定部が、データクロックの
   １／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号をサン
   プリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定す
   べく構成されていることを特徴とする、請求項３記載の
   自動遅延等化器。
6. 【請求項６】 該誤差情報検出部が、該他方の信号の誤
   差ビットから誤差情報を検出するように構成されている
   ことを特徴とする、請求項３記載の自動遅延等化器。
7. 【請求項７】 該誤差情報検出部が、該入力信号につい
   てのディジタル復調信号のうちの該他方の信号と、該他
   方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化
   後信号との差を演算する差演算部として構成されている
   ことを特徴とする、請求項３記載の自動遅延等化器。
8. 【請求項８】 該入力信号についての該ディジタル復調
   信号を得る復調器を更にそなえるとともに、該傾斜形遅
   延等化部が該復調器の前段に設けられていることを特徴
   とする、請求項１記載の自動遅延等化器。
9. 【請求項９】 入力信号の遅延特性を補償する自動遅延
   等化器において、該入力信号の遅延特性を所要の傾斜遅
   延特性に応じて補償する傾斜形遅延等化部と、 該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方
   の信号の値の変化の方向を判定し、該一方の信号に対し
   直交する該ディジタル復調信号うちの他方の信号から誤
   差情報を検出し、この誤差情報と該一方の信号の値の変
   化の方向との相関に基づいて第１相関信号を得るととも
   に、該他方の信号の値の変化の方向を判定し、該他方の
   信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの該一
   方の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該他方
   の信号の値の変化の方向との相関に基づいて第２相関信
   号を得、更に上記の第１相関信号及び第２相関信号から
   傾斜形遅延等化部用の制御信号を生成して出力する制御
   部とをそなえて構成されたことを特徴とする、自動遅延
   等化器。
10. 【請求項１０】 該傾斜形遅延等化部が、周波数領域に
    おいて該傾斜遅延特性を有し、該入力信号の遅延特性を
    該傾斜遅延特性に応じて補償するように構成されている
    ことを特徴とする、請求項９記載の自動遅延等化器。
11. 【請求項１１】 該制御部が、該ディジタル復調信号の
    うちの一方の信号の値の変化の方向を判定する第１信号
    方向判定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタ
    ル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する
    第１誤差情報検出部と、該第１誤差情報検出部で得られ
    た誤差情報と該第１信号方向判定部で得られた該一方の
    信号の値の変化の方向との相関に基づき該第１相関信号
    を出力する第１相関演算部とをそなえるとともに、該他
    方の信号の値の変化の方向を判定する第２信号方向判定
    部と、該一方の信号から誤差情報を検出する第２誤差情
    報検出部と、該第２誤差情報検出部で得られた誤差情報
    と該第２信号方向判定部で得られた該他方の信号の値の
    変化の方向との相関に基づき該第２相関信号を出力する
    第２相関演算部と、該第１相関演算部からの該第１相関
    信号及び該第２相関演算部からの該第２相関信号から傾
    斜形遅延等化部用の制御信号を生成する制御信号生成部
    とをそなえて構成されていることを特徴とする、請求項
    ９記載の自動遅延等化器。
12. 【請求項１２】 該第１信号方向判定部が、データクロ
    ック周期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の
    信号の値の変化の方向を判定すべく構成されるととも
    に、該第２信号方向判定部が、データクロック周期で該
    他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値の変
    化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とす
    る、請求項１１記載の自動遅延等化器。
13. 【請求項１３】 該第１信号方向判定部が、データクロ
    ックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号
    をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を
    判定すべく構成されるとともに、該第２信号方向判定部
    が、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）
    で該他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値
    の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴と
    する、請求項１１記載の自動遅延等化器。
14. 【請求項１４】 該第１誤差情報検出部が、該一方の信
    号の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成され
    るとともに、該第２誤差情報検出部が、該他方の信号の
    誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されてい
    ることを特徴とする、請求項１１記載の自動遅延等化
    器。
15. 【請求項１５】 該第１誤差情報検出部が、該入力信号
    についてのディジタル復調信号のうちの該他方の信号
    と、該他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理
    した等化後信号との差を演算する第１差演算部として構
    成されるとともに、該第２誤差情報検出部が、該一方の
    信号と、該一方の信号を更にトランスバーサル等化器で
    処理した等化後信号との差を演算する第２差演算部とし
    て構成されていることを特徴とする、請求項１１記載の
    自動遅延等化器。
16. 【請求項１６】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器を更にそなえるとともに、該傾斜形
    遅延等化部が該復調器の前段に設けられていることを特
    徴とする、請求項１１記載の自動遅延等化器。
17. 【請求項１７】 入力信号の遅延特性の傾斜情報を検出
    する検出ステップと、 該検出ステップで検出された該入力信号の遅延特性の傾
    斜情報に基づいて、該入力信号の遅延特性を補償する補
    償ステップとをそなえて構成されたことを特徴とする、
    自動遅延等化方法。
18. 【請求項１８】 入力信号の遅延特性及び振幅特性をそ
    れぞれ補償する自動遅延・振幅等化器において、 該入力信号の遅延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補
    償する傾斜形遅延等化部と、 該入力信号の振幅特性を所要の傾斜振幅特性に応じて補
    償する傾斜形振幅等化部と、 該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方
    の信号の値の変化の方向を判定するとともに、該一方の
    信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方
    の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該一方の
    信号の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化
    部用の制御信号及び傾斜形振幅等化部用の制御信号をそ
    れぞれ出力する制御部とをそなえて構成されたことを特
    徴とする、自動遅延・振幅等化器。
19. 【請求項１９】 該傾斜形遅延等化部が、周波数領域に
    おいて該傾斜遅延特性を有し、該入力信号の遅延特性を
    該傾斜遅延特性に応じて補償するように構成されるとと
    もに、 該傾斜形振幅等化部が、周波数領域において該傾斜振幅
    特性を有し、該入力信号の振幅特性を該傾斜振幅特性に
    応じて補償するように構成されていることを特徴とす
    る、請求項１８記載の自動遅延・振幅等化器。
20. 【請求項２０】 該制御部が、該ディジタル復調信号の
    うちの一方の信号の値の変化の方向を判定する信号方向
    判定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復
    調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する誤差
    情報検出部と、該誤差情報検出部で得られた誤差情報と
    該信号方向判定部で得られた該一方の信号の値の変化の
    方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部用の制御信号及
    び傾斜形振幅等化部用の制御信号をそれぞれ出力する相
    関演算部とをそなえて構成されたことを特徴とする、請
    求項１８記載の自動遅延・振幅等化器。
21. 【請求項２１】 該信号方向判定部が、データクロック
    周期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号
    の値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特
    徴とする、請求項２０記載の自動遅延・振幅等化器。
22. 【請求項２２】 該信号方向判定部が、データクロック
    の１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号をサ
    ンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定
    すべく構成されていることを特徴とする、請求項２０記
    載の自動遅延・振幅等化器。
23. 【請求項２３】 該誤差情報検出部が、該他方の信号の
    誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されてい
    ることを特徴とする、請求項２０記載の自動遅延・振幅
    等化器。
24. 【請求項２４】 該誤差情報検出部が、該入力信号につ
    いてのディジタル復調信号のうちの該他方の信号と、該
    他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等
    化後信号との差を演算する差演算部として構成されてい
    ることを特徴とする、請求項２０記載の自動遅延・振幅
    等化器。
25. 【請求項２５】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器を更にそなえるとともに、該傾斜形
    遅延等化部及び該傾斜形振幅等化部がそれぞれ該復調器
    の前段に設けられていることを特徴とする、請求項１８
    記載の自動遅延・振幅等化器。
26. 【請求項２６】 入力信号の遅延特性を補償する自動遅
    延・振幅等化器において、 該入力信号の遅延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補
    償する傾斜形遅延等化部と、 該入力信号の振幅特性を所要の傾斜振幅特性に応じて補
    償する傾斜形振幅等化部と、 該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方
    の信号の値の変化の方向を判定し、該一方の信号に対し
    直交する該ディジタル復調信号うちの他方の信号から誤
    差情報を検出し、この誤差情報と該一方の信号の値の変
    化の方向との相関に基づいて第１相関信号を得るととも
    に、該他方の信号の値の変化の方向を判定し、該他方の
    信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの該一
    方の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該他方
    の信号の値の変化の方向との相関に基づいて第２相関信
    号を得、更に上記の第１相関信号及び第２相関信号から
    傾斜形遅延等化部用の制御信号及び傾斜形振幅等化部用
    の制御信号をそれぞれ生成して出力する制御部とをそな
    えて構成されたことを特徴とする、自動遅延・振幅等化
    器。
27. 【請求項２７】 該傾斜形遅延等化部が、周波数領域に
    おいて該傾斜遅延特性を有し、該入力信号の遅延特性を
    該傾斜遅延特性に応じて補償するように構成されるとと
    もに、 該傾斜形振幅等化部が、周波数領域において該傾斜振幅
    特性を有し、該入力信号の振幅特性を該傾斜振幅特性に
    応じて補償するように構成されていることを特徴とす
    る、請求項２６記載の自動遅延・振幅等化器。
28. 【請求項２８】 該制御部が、該ディジタル復調信号の
    うちの一方の信号の値の変化の方向を判定する第１信号
    方向判定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタ
    ル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する
    第１誤差情報検出部と、該第１誤差情報検出部で得られ
    た誤差情報と該第１信号方向判定部で得られた該一方の
    信号の値の変化の方向との相関に基づき該第１相関信号
    を出力する第１相関演算部とをそなえるとともに、該他
    方の信号の値の変化の方向を判定する第２信号方向判定
    部と、該一方の信号から誤差情報を検出する第２誤差情
    報検出部と、該第２誤差情報検出部で得られた誤差情報
    と該第２信号方向判定部で得られた該他方の信号の値の
    変化の方向との相関に基づき該第２相関信号を出力する
    第２相関演算部と、該第１相関演算部からの該第１相関
    信号及び該第２相関演算部からの該第２相関信号から傾
    斜形遅延等化部用の制御信号及び傾斜形振幅等化部用の
    制御信号をそれぞれ生成する制御信号生成部とをそなえ
    て構成されていることを特徴とする、請求項２６記載の
    自動遅延・振幅等化器。
29. 【請求項２９】 該第１信号方向判定部が、データクロ
    ック周期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の
    信号の値の変化の方向を判定すべく構成されるととも
    に、該第２信号方向判定部が、データクロック周期で該
    他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値の変
    化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とす
    る、請求項２８記載の自動遅延・振幅等化器。
30. 【請求項３０】 該第１信号方向判定部が、データクロ
    ックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号
    をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を
    判定すべく構成されるとともに、該第２信号方向判定部
    が、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）
    で該他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値
    の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴と
    する、請求項２８記載の自動遅延・振幅等化器。
31. 【請求項３１】 該第１誤差情報検出部が、該一方の信
    号の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成され
    るとともに、該第２誤差情報検出部が、該他方の信号の
    誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されてい
    ることを特徴とする、請求項２８記載の自動遅延・振幅
    等化器。
32. 【請求項３２】 該第１誤差情報検出部が、該入力信号
    についてのディジタル復調信号のうちの該他方の信号
    と、該他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理
    した等化後信号との差を演算する第１差演算部として構
    成されるとともに、該第２誤差情報検出部が、該一方の
    信号と、該一方の信号を更にトランスバーサル等化器で
    処理した等化後信号との差を演算する第２差演算部とし
    て構成されていることを特徴とする、請求項２８記載の
    自動遅延・振幅等化器。
33. 【請求項３３】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器を更にそなえるとともに、該傾斜形
    遅延等化部及び該傾斜形振幅等化部がそれぞれ該復調器
    の前段に設けられていることを特徴とする、請求項２６
    記載の自動遅延・振幅等化器。
34. 【請求項３４】 入力信号の線形歪み特性の傾斜情報を
    検出する検出ステップと、 該検出ステップで検出された該入力信号の線形歪み特性
    の傾斜情報に基づいて、該入力信号の遅延特性及び振幅
    特性をそれぞれ補償する補償ステップとをそなえて構成
    されたことを特徴とする、自動遅延・振幅等化方法。