ITTO20110280A1 - Celle di commutazione a transistori mosfet di potenza - Google Patents

Description

"Celle di commutazione a transistori MOSFET di potenza"

DESCRIZIONE

La presente invenzione riguarda in generale una cella di commutazione controllata.

Più specificamente l'invenzione ha per oggetto una cella di commutazione controllata in cui fra i terminali di una sorgente di alimentazione di tensione in corrente continua sono collegati un interruttore comandato di potenza ed un dispositivo di ricircolo di corrente, fra i quali à ̈ definito un terminale comune della cella.

In dettaglio, l’invenzione riguarda metodi concettuali e i mezzi circuitali, necessari per utilizzare una tale cella di commutazione, controllata ad alta frequenza di commutazione, con minime perdite di energia, nonostante i fenomeni dinamici parassiti (la cui duplice natura verrà analizzata nel seguito) dei dispositivi di ricircolo più efficienti nella conduzione di corrente.

In particolare, alcuni dispositivi di potenza per tensioni elevate presentano caratteristiche capacità parassite, che variano in modo non lineare al variare della tensione, i cui effetti dissipativi sono meno noti, ma non trascurabili, analogamente a quelli del ben noto fenomeno del “reverse recovery†, tipico dei diodi a giunzione di semiconduttori, pur originando da fenomeni radicalmente diversi.

Una cella di commutazione controllata secondo la tecnica anteriore à ̈ illustrata nella figura 1 dei disegni allegati, ove à ̈ complessivamente indicata con 1. In tale figura con 2 à ̈ indicata una sorgente atta ad erogare una tensione continua Vc .Fra i terminali della sorgente 2 sono collegati un interruttore comandato T, quale ad esempio un transistor, ed un dispositivo di ricircolo di corrente CRD, in particolare un diodo avente l'anodo collegato al terminale negativo della sorgente 2 ed il catodo collegato all'interruttore comandato T.

La connessione fra l'interruttore T e il dispositivo di ricircolo CRD, indicata con O, definisce il terminale comune della cella 1, per il collegamento ad un circuito induttivo L, percorso dalla corrente (di uscita o di output) IO. Un tale circuito induttivo L può essere in generale considerato come un generatore di corrente, quantomeno durante i brevi intervalli di tempo di commutazione della cella 1.

Secondo la tecnica nota, i dispositivi di ricircolo sono caratterizzati da comportamenti dinamici non ideali che dominano la loro commutazione di interdizione, normalmente forzata dalla chiusura dell’interruttore T della cella (1 in Fig.1).

Nel caso dei diodi a giunzione di semiconduttori il fenomeno, complessivamente noto come “reverse-recovery†, à ̈ prima di tutto dominato dal ritardo di tempo (storage-time) durante il quale il diodo si comporta da ottimo conduttore, pur conducendo corrente inversa. Tale ritardo à ̈ molto dipendente dalla temperatura nonché dalla corrente, inversa oltre che diretta, condotta precedentemente alla commutazione.

Nel caso di diodi di tipo Schottky idealmente non si manifesta tale fenomeno, tuttavia à ̈ noto che una certa quantità di carica inversa deve essere “forzata†per la sua interdizione, teoricamente indipendente da temperatura e corrente.

I fenomeni sopra descritti, di natura capacitiva, in effetti derivano da capacità parassite fortemente variabili con la tensione applicata tra catodo e anodo del dispositivo di ricircolo.

In generale, entrambi i fenomeni di cui sopra, di natura completamente diversa, sono in realtà caratteristici dei dispositivi di ricircolo, in particolare di quelli più efficienti allo stato dell’arte e delle nuove tecnologie.

Ad esempio, per applicazioni in bassissima tensione in luogo di un semplice diodo il dispositivo di ricircolo di corrente CRD della cella 1 della figura 1 viene sostituito da un transistore MOSFET, di cui si sfrutta, almeno transitoriamente, anche il cosiddetto diodo intrinseco o "body diode". Tale soluzione risulta peraltro non praticata in applicazioni a tensioni elevate: al crescere della tensione di lavoro, il diodo intrinseco di un transistore MOSFET diventa sempre più "lento", e crescono notevolmente le perdite di commutazione rispetto all’ utilizzo dei diodi ultraveloci.

Tuttavia l’utilizzazione dei MOSFET come “Synchronous Rectifiers†(SR nel seguito) à ̈ esemplare per evidenziare le proprietà di efficienza attese dalle nuove tecnologie, nonché le problema tiche di commutazione che dovrebbero essere risolte per ottenere realmente una elevata efficienza complessiva.

Nella figura 2 dei disegni allegati sono qualitativamente riportate le caratteristiche di conduzione proprie di un transistore MOSFET, come correlazione tra la corrente di drain IDe la tensione drain-source VDS.

Nel primo quadrante (IDe VDSpositivi) un MOSFET opera come transistore: nella figura 2 à ̈ riportata la sola caratteristica di conduzione, detta “resistiva†perché di tipo essenzialmente proporzionale.

Nel terzo quadrante (IDpositiva e VDSnegativa) tale caratteristica “resistiva†prosegue, e ciò rappresenta una proprietà esclusiva dei MOSFET. Tuttavia essa à ̈ in pratica inutilizzabile come conducibilità variabile, a causa della conduzione del diodo intrinseco (body-diode) BD in parallelo al canale resistivo di conduzione comandabile del MO-SFET. Il MOSFET, pertanto, nel terzo quadrante può operare solo come diodo, con cadute di conduzione in parte controllabili in riduzione, comandando il MOSFET in conduzione:

- per valori di VDScompresi tra zero e VJ(tensione di soglia della giunzione del diodo intrinseco), la corrente che fluisce nel diodo intrinseco BD viene considerata trascurabile; tuttavia non à ̈ dimostrato che possa essere trascurata anche la carica di reverse-recovery correlata con la conduzione di detta corrente trascurabile;

- per valori negativi di VDS, superiori in modulo a VJ, la corrente nel diodo intrinseco BD à ̈ comunque non trascurabile; in questi casi il fenomeno del reverse-recovery à ̈ dominante sulla commutazione.

Nel primo campo di valori di VDSsi realizza il funzionamento teorico del MOSFET da SR (raddrizzatore sincrono), per i duplici benefici teorici di una caduta di tensione (e perdita di potenza) sostanzialmente inferiore a quella di un diodo a giunzione, nonché della possibilità ideale di evitare gli effetti dinamici (“reverse-recovery†) propri del ripristino dello stato di interdizione del diodo intrinseco BD quando precedentemente conduttore di corrente.

Per applicazioni in bassissima tensione, ad esempio per alimentatori di tensione per CPU con tensioni di uscita di pochi volt, secondo lo stato dell’arte vengono utilizzate celle di commutazione del tipo secondo lo schema della figura 3, implementato con due MOSFET, uno utilizzato per realizzare l’interruttore di potenza T e l’altro utilizzato come dispositivo di ricircolo controllato CRD, pilotato in modo sincrono, cioà ̈ come SR. Tali MO-SFET sono controllati per mezzo di circuiti di pilotaggio integrati, capaci di realizzare affidabilmente il sincronismo necessario tra gli stati (complementari) di conduzione dei due MOSFET utilizzati.

Per applicazioni a tensioni più elevate (maggiori di 50V, e anche fino a 1000V e più, con i semiconduttori tipo SiC, cioà ̈ carburo di silicio) al presente l’attuazione del medesimo principio à ̈ stata meramente ipotizzata, ma non realizzata. Tra le sue molteplici criticità, di difficile soluzione, alcune sono riconosciute di impatto crescente al crescere della tensione:

- i circuiti di pilotaggio non risultano integrabili, o comunque sono molto più costosi e affetti da ritardi superiori e più incerti;

- la resistività dei MOSFET cresce in modo più che proporzionale alla tensione nominale e pertanto il funzionamento come SR dovrebbe essere limitato a valori di corrente di molto inferiori al nominale; - la resistenza del canale dei MOSFET cresce con la temperatura di lavoro mentre, al contrario, la tensione di soglia del diodo intrinseco decresce, per cui à ̈ impraticabile e inaffidabile sfruttare le caratteristiche del MOSFET senza tener conto della conduzione del diodo intrinseco.

Secondo un concetto noto (ad esempio della precedente domanda di brevetto italiana TO2010A000822 a nome della stessa Richiedente), schematizzato nella figura 4 dei disegni qui allegati, la soluzione delle suddette criticità per l’applicazione di MO-SFET come SR à ̈ ritenuta possibile per mezzo di circuiti di pilotaggio dotati di una generica sorgente di alimentazione di bassa tensione VS, un interruttore comandato T1 di bassa tensione e un diodo di tensione elevata PDFWD, capaci di polarizzare inversamente il body-diode BD del CRD (SR) prima della commutazione di chiusura dell’interruttore comandato T, in questo modo limitandone la dissipazione di energia.

In relazione ai diversi effetti indesiderati dell’applicazione della idea di soluzione rappresentata nella figura 4, si distinguono alcuni casi significativi:

- il diodo PDFWD à ̈ del tipo a giunzione, per cui manifesta il fenomeno del reverse recovery, oppure à ̈ di tipo “Schottky†, ad esempio a carburo di silicio (SiC), ma a bassa caduta di tensione e quindi di area elevata e pertanto di elevata capacità parassita;

- il diodo PDFWD à ̈ una serie di diodi Schottky di bassa tensione, oppure un diodo Schottky di elevata tensione, ad esempio un diodo SiC, dimensionato con area ridotta per ridurre i costi e i fenomeni di capacità parassita, quindi con caduta di tensione elevata alla corrente di uscita (IO), e la tensione del generatore (VS) à ̈ dell’ordine di grandezza di pochi Volt o della decina di Volt, disponibile nel normale pilotaggio dei MOSFET.

In entrambi i casi si manifestano perdite per commutazione in T che, anche se ridotte, risultano troppo elevate per giustificare i costi, la complessità e l’energia assorbita dal circuito di pilotaggio. In particolare nel secondo caso si verifica che al crescere della tensione di VS la perdita per commutazione in T si può ridurre fino a valori minimi molto soddisfacenti, ma ovviamente il corrispondente circuito di pilotaggio SRMD diviene più costoso e l’energia assorbita da VS tutt’altro che trascurabile.

Tali risultati insoddisfacenti sono dovuti alla diversa e duplice natura dei fenomeni parassitici che ostacolano l’interdizione di un dispositivo di ricircolo efficiente: dapprima il noto fenomeno del reverse recovery richiede una elevatissima quantità di carica per far cessare lo stato da buonissimo conduttore elettrico (storage-time); seguono poi altri effetti non trascurabili, di diversa natura e quantità, dovuti al meno noto fenomeno dello spostamento di carica necessario per iniziare la polarizzazione inversa dei diodi e degli interruttori comandati. In particolare tutti i MOSFET, in modo molto pronunciato quelli per tensione elevata e a resistività ridottissima di tipo “trenchgate†, sono caratterizzati da capacità parassite non costanti, che assumono valori crescenti (anche di due ordini di grandezza) all’annullarsi della tensione VDS.

Le caratteristiche essenziali di tali fenomeni capacitivi non-lineari sono sintetizzate nel grafico della figura 5, tratto da verifiche sperimentali su di un MOSFET di tensione elevata utilizzabile come SR: in ascissa à ̈ riportata la tensione VDS, riapplicata al SR dopo la conduzione di corrente nulla, e quindi nella certezza di nessun fenomeno di reverse-recovery del body-diode; in ordinata à ̈ riportato l’integrale della corrente di drain, ovvero la quantità di carica QD(VDS) spostata per riapplicare la tensione VDS. Tale grafico evidenzia la presenza di una elevatissima non-linearità, analoga ad una discontinuità, del comportamento capacitivo parassitico che infatti ha effetto sulla compatibilità elettromagnetica delle commutazioni. A tale carica parassita QDcorrispondono elevate perdite di energia nella commutazione di chiusura dell’interruttore di potenza comandato T, analogamente a quanto ben noto a causa del reverserecovery, pur con origini e caratteristiche radicalmente diverse. Infatti, allo scopo di evidenziare l’efficacia dell’invenzione, il grafico della figura 5 dimostra che per alimentare tale carica parassita non lineare QDda un circuito esterno à ̈ necessaria una tensione VDSsuperiore alle decine di Volt. Questo dato va confrontato con i pochi Volt che viceversa potrebbero essere sufficienti per alimentare il reverse-recovery, in particolare per condurre nel diodo la quantità di carica inversa di “storage†necessaria per farne terminare lo stato di conduttore inverso.

In conclusione, si può affermare che un circuito di alimentazione di tali cariche non rappresenta una soluzione dei problemi di interdizione dei dispositivi di ricircolo.

Altre soluzioni sono state proposte, caratterizzate da un sostanziale aiuto alla commutazione ottenuto per mezzo della applicazione comandata di una bassa tensione attraverso induttori, anche in combinazione con condensatori (snubber), per realizzare teoricamente efficienti commutazioni risonanti. Tuttavia queste soluzioni generano diversi problemi, di costo e ingombro per i componenti attivi e reattivi aggiuntivi, nonché di vincolo sui ritardi minimi necessari per il corretto svolgimento delle commutazioni successive.

Come apparirà più chiaramente dal seguito, i concetti alla base dell’invenzione possono essere così riassunti, per qualsiasi dispositivo di ricircolo ad elevata efficienza in applicazioni a tensione elevata:

- la conduzione efficiente ed affidabile di un dispositivo ricircolo deve prevedere anche la conduzione di diodi del tipo a giunzione a bassa caduta di tensione (ad esempio body-diode di MOSFET), al fine di ridurre le perdite di conduzione e i costi, in quantità e qualità, di semiconduttore impiegato; e

- i circuiti aggiunti allo scopo hanno costi e perdite di energia che possono essere giustificati solo se risolvono con alta efficienza tutti i tipi di non idealità dinamica dei dispositivi di ricircolo a bassa caduta di conduzione.

L’invenzione propone soluzioni di minimo costo, massima efficienza ed affidabilità, tramite una sequenza temporale strettamente predeterminata di attivazione di circuiti differenziati in qualità dei componenti e quantità delle grandezze elettriche operanti.

Lo scopo della presente invenzione à ̈ dunque di proporre una soluzione che consenta di realizzare una cella di commutazione controllata operante in condizioni di elevatissima efficienza, utilizzante un dispositivo di ricircolo di corrente molto efficiente in conduzione, cioà ̈ con cadute di tensione di ricircolo inferiori a quelle che si hanno su un normale diodo ultra-fast a giunzione, tuttavia senza risentire né degli effetti del fenomeno di reverse-recovery, né degli effetti dei fenomeni parassitici capacitivi non lineari.

Uno scopo correlato e conseguente à ̈ quello di consentire uno sfruttamento ottimale di una cella utilizzante un MOSFET come SR, permettendo il pieno sfruttamento del rating di corrente del MOSFET e quindi, in elevata tensione, il funzionamento del MOSFET come SR permettendo la conduzione del diodo intrinseco.

Un ulteriore scopo della presenta invenzione à ̈ di poter conseguire uno sfruttamento ottimale, dal punto di vista del costo, del transistore MOSFET utilizzato per il ricircolo della corrente, con una soluzione che consenta inoltre la realizzazione di cosiddette gambe di inverter (inverter leg) o celle bidirezionali, con due soli transistori MOSFET operanti alternatamente da interruttore di potenza comandato e da raddrizzatore sincrono per il ricircolo della corrente, in funzione del segno della corrente nel circuito collegato al terminale comune della cella.

Questi ed altri scopi vengono realizzati secondo l'invenzione con una cella di commutazione controllata a corrente unidirezionale le cui caratteristiche salienti sono definite nella rivendicazione 1.

In una tale cella, fra i terminali di una sorgente di tensione in corrente continua sono collegati un interruttore comandato, detto anche interruttore di potenza, ed un dispositivo di ricircolo di corrente, caratterizzato da una quantità di carica parassita che varia in modo non lineare in funzione della tensione ai suoi capi. Fra detto interruttore comandato e il dispositivo di ricircolo à ̈ definito un terminale comune della cella. Il dispositivo di ricircolo di corrente presenta sia efficienza in conduzione, sia un’inefficiente dinamica di commutazione per effetto dei fenomeni di reverse-recovery e di capacità parassita non lineare, e la cella di commutazione comprende, ai capi di detto dispositivo di ricircolo, mezzi differenziati per l’efficiente alimentazione controllata delle quantità di carica richieste da detti diversi fenomeni parassitici.

Tali mezzi differenziati comprendono

- un primo circuito generatore, di bassa tensione, che include una prima sorgente di tensione continua e un associato primo interruttore comandato, e che alimenta un primo diodo “veloce†, cioà ̈ per un funzionamento ad alta frequenza di commutazione, anche del tipo a giunzione, ma adatto a condurre con bassa caduta di tensione elevatissimi valori impulsivi di corrente, così conducendo in tempi ridotti la carica elettrica di storage necessaria per forzare il reverse-recovery del dispositivo di ricircolo, carica erogata da detto primo circuito generatore, caratterizzato da una bassa tensione, ad esempio di alcuni Volt; e

- un secondo circuito generatore, di tensione più elevata, che include una seconda sorgente di tensione continua e un associato secondo interruttore comandato, e che alimenta un secondo diodo avente bassa capacità rispetto a quella del dispositivo di ricircolo e un trascurabile fenomeno di reverse-recovery, ad esempio un diodo Schottky, o più diodi di bassa tensione in serie, per iniettare una quantità di carica parassita non lineare nel dispositivo di ricircolo della cella, e per fornire al contempo una quantità di carica sufficiente per interdire detto primo diodo quando detto primo interruttore comandato à ̈ chiuso, tali quantità di carica elettrica essendo alimentate da detto secondo circuito generatore, caratterizzato da una più elevata tensione, ad esempio di poche decine di Volt, necessaria per alimentare detta carica non lineare nel dispositivo di ricircolo.

Secondo una caratteristica dell’invenzione l’interruttore comandato del secondo circuito generatore di tensione deve essere chiuso non prima del termine del fenomeno dello storage di carica nel dispositivo di ricircolo, e l’interruttore di potenza della cella deve poi essere chiuso immediatamente dopo, così minimizzando il consumo di energia assorbita da detti primo e secondo circuito generatore, e dell’energia dissipata in detto interruttore di potenza.

Secondo una ulteriore caratteristica, applicabile in generale ai dispositivi di ricircolo di potenza, gli interruttori comandati di detti primo e secondo circuito generatore di tensione sono comandati mediante un unico segnale di comando, il primo interruttore comandato, che alimenta la carica per lo storage, essendo chiuso in diretta dipendenza da detto unico segnale di comando, il secondo interruttore comandato essendo comandato in chiusura immediatamente dopo la fine dello storage, cioà ̈ dello stato di conduzione inversa del dispositivo di ricircolo di corrente.

La discontinuità di conduzione inversa à ̈ convenientemente rilevata in feedback da un circuito di misura e comparazione di potenziali elettrici, in particolare su almeno uno dei terminali del dispositivo di ricircolo in comune con detti primo e secondo circuito generatore commutato di tensione.

Così, tale circuito di misura e comparazione può comandare a basso costo l’interruttore comandato del secondo circuito generatore commutato, con trascurabile ritardo rispetto alla conclusione dello stato di conduzione inversa o di storage del dispositivo di ricircolo di corrente.

Secondo un’ulteriore caratteristica detto circuito di misura e comparazione della tensione ai capi del dispositivo di ricircolo di corrente genera un segnale logico di comando che viene trasmesso al blocco di comando e modulazione della cella di commutazione, in modo che l’interruttore di potenza comandato di detta cella di commutazione venga pilotato in chiusura con un ritardo predeterminato rispetto all’istante in cui detto circuito di misura e comparazione rileva la conclusione del fenomeno di storage e trasmette un corrispondente segnale, così interdicendo il diodo del secondo circuito generatore di tensione, e quindi limitando il tempo di funzionamento e l’energia assorbita da detto secondo circuito generatore di tensione commutato.

Secondo un’ulteriore caratteristica, specifica per il caso in cui un MOSFET viene usato come SR e quindi come dispositivo di ricircolo di corrente di una cella di commutazione, i suddetti primo e secondo circuito generatore di tensione sono accoppiati ai terminali di drain e source di tale MO-SFET, e quindi del suo body diode, i suddetti primo e secondo circuito generatore di tensione e il circuito di misura e comparazione della tensione tra drain e source essendo tutti riferiti al terminale di source del MOSFET (SR), potendo pertanto essendo integrati in un unico circuito comprendente il circuito di comando del gate di detto MOSFET.

Ulteriori caratteristiche e vantaggi dell'invenzione appariranno dalla descrizione dettagliata che segue, effettuata a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

la figura 1, già descritta, à ̈ uno schema circuitale di una cella di commutazione canonica a corrente unidirezionale di tipo per sà ̈ noto;

la figura 2, parimenti già descritta, mostra caratteristiche teoriche di un transistore MOSFET;

la figura 3, anch’essa già descritta, à ̈ uno schema circuitale, in parte a blocchi, di una cella di commutazione controllata secondo la tecnica anteriore;

la figura 4 à ̈ uno schema circuitale, già descritto, di una cella di commutazione a corrente unidirezionale operante secondo un concetto noto; la figura 5, parimenti già descritta, illustra il fenomeno delle capacità parassite dipendenti dalla tensione, in termini di quantità di carica spostata al crescere della tensione applicata ad un dispositivo efficiente di ricircolo di corrente; la figura 6 à ̈ uno schema circuitale, parzialmente a blocchi, di una cella di commutazione unidirezionale secondo l’invenzione;

la figura 7 Ã ̈ una serie di diagrammi che illustrano, in funzione del tempo t riportato in ascissa, andamenti ideali esemplificativi di grandezze elettriche nella cella di commutazione secondo la figura 6;

le figure 8 e 9 sono ulteriori schemi circuitali, parzialmente a blocchi, di celle di commutazione unidirezionale con comandi ottimizzati secondo l’invenzione;

la figura 10 à ̈ uno schema circuitale, parzialmente a blocchi, di una cella di commutazione unidirezionale secondo l’invenzione che impiega un MO-SFET come SR, e in cui i circuiti sono integrati in un unico circuito, comprendente il pilotaggio del MOSFET operante come SR; e

la figura 11 à ̈ uno schema circuitale, parzialmente a blocchi, di una cella di commutazione bidirezionale secondo l’invenzione che impiega due MO-SFET capaci entrambi di operare come SR grazie all’integrazione dei circuiti secondo l’invenzione nei rispettivi circuiti di pilotaggio.

Con riferimento alla figura 6, una cella di commutazione controllata a corrente unidirezionale 1 secondo l'invenzione comprende un interruttore T, che può essere ad esempio un transistore bipolare od ad effetto di campo, comandato da un circuito di pilotaggio TD, ed un dispositivo di ricircolo di corrente CRD, di un qualsiasi tipo, presentante i fenomeni dinamici di un diodo di ricircolo di potenza FWD, e i fenomeni capacitivi non lineari tipici dei semiconduttori di potenza, rappresentati con un condensatore Cnldi capacità non costante. Il catodo del diodo FWD di ricircolo della corrente à ̈ indicato con K, mentre il suo anodo à ̈ indicato con A.

Ai capi del dispositivo di ricircolo CRD à ̈ applicato un circuito generatore di bassa tensione, complessivamente indicato con HLPD, attraverso due diodi di alta tensione DH e DL, collegati a CRD, e in particolare al suo diodo FWD, in modo tale per cui tutti e tre tali diodi hanno un terminale omologo comune, mentre l’altro terminale dei diodi DH e DL à ̈ collegato al circuito HLPD.

Nella figura 6 il terminale comune à ̈ il catodo (K). Pertanto gli anodi dei diodi DH e DL sono collegati al circuito HLPD attraverso due terminali indicati con 11 e 10, rispettivamente, mentre l’anodo del diodo FWD à ̈ collegato al circuito HLPD attraverso un terminale 12.

Il diodo DL à ̈ un diodo dimensionato per condurre correnti impulsive molto più elevate della corrente di uscita IOdella cella 1, dovendo alimentare la carica per il reverse-recovery del diodo FWD con cadute le più basse possibili. Risulta così minimizzata la tensione del generatore VL che à ̈ predisposto per l’alimentazione della carica di reverse-recovery di FWD, attraverso la chiusura dell’interruttore comandato TL di bassa tensione. Pertanto, in particolare DL può essere un singolo diodo di grande area e a giunzione di semiconduttori, con relativi fenomeni non trascurabili di reverse-recovery e di capacità parassita, comunque inferiori a quelli del diodo FWD.

Questa possibilità di risparmio in termini di costo e di energia à ̈ permessa dalla successiva funzione del diodo DH, realizzato ad esempio con un più piccolo diodo di tipo Schottky per alta tensione, oppure dalla serie di più diodi ultraveloci per bassa tensione, in ogni caso con trascurabili fenomeni di reverse-recovery e di carica parassita. Il diodo DH à ̈ infatti predisposto per applicare la tensione del generatore VH, parimenti positiva, tra i terminali K e A di FWD, ma avente un valore ben più elevato rispetto alla tensione generata da VL, per alimentare la carica parassita di Cnlin CRD, così allo stesso tempo alimentando il pur breve reverse-recovery del diodo DL, nonché la sua carica parassita.

Per svolgere tale sequenza di operazioni il circuito HLPD à ̈ comandato mediante segnali CH e CL di chiusura degli interruttori di bassa tensione TH e TL, rispettivamente. Tali comandi sono temporizzati da un blocco di comando CTHL, che genera anche il segnale di comando CT per il driver TD dell’interruttore di potenza T della cella, a partire da un comando C1 che determina lo stato di tutta la cella 1, e che à ̈ ad esempio fornito da un modulatore di tipo PWM (Pulse Width Modulator) non rappresentato.

Con riferimento al circuito della figura 6, la figura 7 riporta andamenti esemplificativi nel tempo di tali comandi, e le conseguenti forme d’onda esemplificative di variabili elettriche essenziali, successivamente ad un fronte di salita del segnale di comando C1 che avvia la sequenza che porta al fronte di salita del comando CT di chiusura dell’interruttore T.

Precedentemente a tale fronte di salita di C1, la tensione VKAai capi del dispositivo di ricircolo di corrente CRD ha un valore leggermente negativo, visibile nella figura 7, pari alla caduta di conduzione di CRD, ovvero di FWD, corrispondente alla conduzione della corrente di uscita IOvisibile nel grafico di ICRD.

La sequenza definita dalla figura 7 Ã ̈ strettamente necessaria:

- al fronte di salita di C1 il comando CL chiude l’interruttore TL, in modo da interdire FWD forzando il suo reverse-recovery;

- durante il tempo di ritardo Dtsg di spegnimento della conduzione di FWD, detto “storage-time†, FWD permane nello stato di elevata conducibilità elettrica precedente, e il generatore VL eroga attraverso il diodo DL la corrente IDL, pari alla somma della corrente Irrinversa in FWD e visibile nel grafico relativo a ICRD, e della corrente di uscita IO;

- la carica di storage, fornita durante lo storage-time Dtsg, Ã ̈ pari a Irr* Dtsg;

- ai fini dell’invenzione, al termine dello storage-time sarebbe ottimale chiudere immediatamente l’interruttore TH, mentre nella figura 7 segue un intervallo di tempo di ritardo della chiusura di TH, che impedisce l’erogazione anche solo parziale della carica di reverse-recovery dal generatore VH; - la chiusura dell’interruttore TH à ̈ quindi comandata dal segnale CH, per applicare il più elevato valore di tensione generato da VH al CRD attraverso il diodo DH, alimentando così la carica non lineare del suo condensatore parassita Cnl;

- allo stesso tempo, tale chiusura di TH alimenta anche la carica di spegnimento del diodo DL, comprensiva della carica per il suo reverserecovery, portandolo infine al valore di tensione inversa pari alla differenza fra le tensioni dei due generatori VH e VL;

- infine, l’interruttore comandato T della cella viene chiuso, praticamente senza alcun fenomeno parassitico contrastante, in quanto il diodo DH à ̈ un diodo senza reverse-recovery e di trascurabile capacità parassita, anche grazie alla sua area ridotta di semiconduttore.

Pertanto la commutazione di chiusura dell’interruttore T della cella avviene in modo pressoché non dissipativo, con i seguenti assorbimenti di energia a carico del circuito HLPD:

- dal generatore VL viene assorbita una carica elevata, pari all’integrale della corrente IDL, di valore elevatissimo (Irr+IO) nello storage-time, e di valore IOnel residuo tempo ritardo di chiusura di TH, tuttavia l’energia assorbita EL à ̈ ridotta grazie al bassissimo valore di tensione di VL (EL = VL*⌠ IDLdt);

- dal generatore VH viene assorbita una carica normalmente minore, pari al valore dell’integrale di IDH, ma l’energia assorbita può essere maggiore di EL per il più elevato valore di tensione di VH (EH= VH*⌠ IHdt).

La figura 8 à ̈ uno schema di un’ulteriore cella di commutazione 1 secondo l’invenzione, che ottiene in modo affidabile ed efficiente la funzionalità già descritta e rappresentata nei grafici della figura 7, per merito di un ulteriore blocco MCKA di monitoraggio e comparazione della tensione tra i terminali K e A del dispositivo di ricircolo della corrente CRD, ovvero di FWD, capace di generare il segnale di comando CH in feedback, cioà ̈ immediatamente ed esattamente alla fine dell’intervallo di tempo di storage Dtsg, ovvero quando cessa lo stato di elevata conducibilità elettrica del CRD, cioà ̈ del suo diodo FWD.

Lo schema della figura 8 deriva da quello della figura 6, con l’unica variante del blocco di comando CTHL sostituito da un blocco CTHLFB, in quanto il segnale CH, per il comando di TH, viene ora direttamente generato in feedback dal blocco di monitoraggio e comparazione MCKA della tensione VKA. Il segnale di comando CL per il comando dell’interruttore TL, generato dal blocco CTHLFB, viene inviato anche al blocco MCKA come segnale di abilitazione, e spegnimento finale, del comando CH di chiusura di TH, generato localmente dal comparatore di tensione di MCKA così abilitato da CL.

La comparazione della tensione VKAcon una soglia predeterminata à ̈ idealmente sufficiente per determinare la conclusione dello storage-time, perché la corrente inversa da elevatissima diventa quasi nulla, così riducendo di molto la caduta di tensione nel circuito-serie VL TL DL, per cui la tensione VKAraggiunge in modo discontinuo, ad esempio come nella figura 7, il suo massimo valore durante tale prima fase di alimentazione a partire dal generatore VL. In questo modo si ottiene una ottima efficienza e una massima affidabilità di funzionamento, in quanto detto tempo di storage à ̈ molto dipendente dalla temperatura e dalla corrente di uscita IOoltre che dalla corrente di reverserecovery Irr.

Per realizzare anche una massima efficienza, con riferimento allo schema della figura 8, secondo l'invenzione il comando CH generato localmente da MCKA viene trasferito in feedback anche al blocco di comando CTHLFB, che lo utilizza come segnale di abilitazione per generare il fronte di salita del segnale CT, così terminando la sequenza delle commutazioni con la chiusura dell’interruttore T della cella, che polarizza inversamente il diodo DH e fa terminare qualsiasi consumo di energia a carico del circuito di bassa tensione HLPD.

Con riferimento alla figura 7, il ritardo tra il fronte di salita di CH e quello conclusivo di CT può essere voluto o semplicemente prodotto dalla serie di ritardi della catena di trasmissione dei segnali (quasi certamente con isolamento galvanico); in ogni caso si tratta di un tempo che à ̈ molto breve e che soprattutto può essere predeterminato.

Infatti, la quantità di carica che deve essere alimentata in CRD, ovvero nella sua capacità non costante Cnl, à ̈ quasi costante, cioà ̈ quasi indipendente dalla temperatura e dalla corrente.

Per un ulteriore incremento di affidabilità, con riferimento allo schema della figura 8, secondo l'invenzione nello schema della figura 9 la misura del termine dello storage-time viene realizzata in modo teoricamente ridondante da un blocco MCKADL, che misura e compara anche la corrente condotta dal diodo DL, la quale deve essere non superiore al valore della corrente di uscita IOdella cella per una maggiore certezza della fine dello storagetime. In particolare, nello schema della figura 9 la misura della corrente IDLnel diodo DL à ̈ realizzata più semplicemente come misura della caduta di tensione tra il suo anodo AL (terminale 20 di ingresso a MCKADL) e il suo catodo che coincide col catodo K (terminale 21) del dispositivo di ricircolo CRD. Infatti, essendo DL un diodo a giunzione di tipo ultra veloce, la sua caduta di tensione può rappresentare una misura accurata di corrente, anche poco dipendente dalla temperatura, proprio all’elevato valore di corrente di soglia necessario secondo l’invenzione.

Nel blocco MCKADL sono indicativamente illustrati i due comparatori e la successiva funzione logica di AND che genera il comando CH, dove tale funzione AND Ã ̈ a tre ingressi per accogliere anche il segnale CL, utilizzato come segnale di abilitazione alla generazione del segnale CH.

Una qualsiasi delle soluzioni precedenti à ̈ applicabile ad un MOSFET, indicato come M nella figura 10, utilizzabile come SR e quindi come dispositivo di ricircolo di corrente CRD, con la sola addizione di un suo circuito di pilotaggio MD, di per sé noto, che comanda la tensione tra gate e source di tale MOSFET M. L’insieme, indicato come HLMD, del circuito di pilotaggio MD e dei circuiti secondo l’invenzione, cioà ̈ del circuito HLPD che alimenta i diodi DH e DL insieme con MCKA oppure MCKADL, à ̈ un complesso omogeneo di circuiti in bassa tensione, quindi facilmente integrabili. La funzionalità completa realizzata secondo l’invenzione à ̈ pertanto schematizzata come comprendente il circuito di pilotaggio e misura HLMD del MOSFET SR e dei diodi DH e DL, differenziati in quantità e qualità di semiconduttore, ma complessivamente capaci di sostenere la medesima tensione nominale del MOSFET SR assistito alla interdizione secondo l’invenzione.

Nella figura 10 à ̈ utilizzato in particolare un MOSFET canale n, per il quale il source S à ̈ il terminale di riferimento che coincide con l’anodo del suo body-diode BD; pertanto la connessione comune secondo l’invenzione dei diodi DH e DL à ̈ quella dei rispettivi catodi con il catodo D del body-diode BD del MOSFET a canale n. Il comando CP all’ingresso di HLMD viene fornito da un circuito di comando PWM di per sà ̈ noto, che può utilizzare il segnale CH, quando generato internamente dai blocchi di misura e comparazione MCKA oppure MCKADL secondo l’invenzione, per sincronizzare al meglio la commutazione dell’interruttore comandato al quale à ̈ abbinato detto MOSFET SR usato come CRD in una cella di commutazione.

Nella figura 11 à ̈ schematizzata una cella di commutazione 1 bidirezionale secondo l’invenzione che utilizza due MOSFET a canale n, ciascuno dotato di circuito di pilotaggio HLMDP e HLMDN, e dei diodi DHP, DLP e DHN, DLN capaci secondo l’invenzione di sfruttare al meglio i MOSFET usati come SR e quindi come dispositivi di ricircolo, oltre che come interruttori comandati secondo l’arte nota. Nel funzionamento, a seconda del verso della corrente I0, entrante od uscente dal terminale comune O della cella 1, uno dei suddetti MOSFET opera come interruttore di potenza e l’altro come dispositivo di ricircolo.

Nella figura 11 sono aggiunti i pedici P e N per i MOSFET, e per i circuiti secondo l’invenzione ad essi collegati, rispettivamente connessi al polo positivo e al polo negativo della tensione di alimentazione VCdella cella di commutazione 1.

Nella figura 11 Ã ̈ in particolare impiegato un blocco di commutazione CMHLFB capace di sincronizzare in feedback la chiusura del MOSFET operante come interruttore comandato, in funzione del segnale CH generato dal circuito HLMD collegato al MO-SFET operante come SR ovvero come dispositivo di ricircolo.

Nei due casi possibili, in funzione del segno della corrente di uscita IO:

- IOuscente implica che MP sia un interruttore comandato e MN sia il dispositivo di ricircolo; CN à ̈ il “negato†di C1, e CP coincide con C1 ma con un ritardo sul fronte di salita di CP, essendo questo sincronizzato secondo l’invenzione con il fronte di salita di CHN;

- IOentrante implica che MN sia un interruttore comandato e MP sia il dispositivo di ricircolo; CP coincide con C1, e CN coincide con il “negato†di C1, ma con un ritardo sul fronte di salita di CN, essendo questo sincronizzato secondo l’invenzione con il fronte di salita di CHP.

Naturalmente, fermo restando il principio del trovato, le forme di attuazione e i particolari di realizzazione potranno essere ampiamente variati rispetto a quanto à ̈ stato descritto ed illustrato a puro titolo di esempio non limitativo, senza per questo uscire dall'ambito dell'invenzione come definito nelle annesse rivendicazioni.

Claims (9)

1. RIVENDICAZIONI 1. Cella di commutazione controllata (1), in cui fra i terminali di una sorgente di alimentazione (2) di tensione (VC) in corrente continua sono collegati un interruttore comandato di potenza (T) ed un dispositivo di ricircolo di corrente (CRD) comprendente un diodo od una giunzione, fra i quali à ̈ definito un terminale comune (O) della cella (1); la cella (1) essendo caratterizzata dal fatto che ai capi di detto dispositivo di ricircolo (CRD) sono collegati mezzi di alimentazione controllata di carica elettrica (TL, VL, DL; TH, VH, DH) comprendenti - un primo circuito generatore (TL, VL, DL) per generare una bassa tensione, includente una prima sorgente di tensione continua (VL), un associato primo interruttore comandato (TL), ed un primo diodo (DL), detto primo circuito generatore (TL, VL, DL) essendo atto a erogare una carica elettrica sufficiente a provocare il reverse-recovery del dispositivo di ricircolo (CRD); e - un secondo circuito generatore (TH, VH, DH) per generare una tensione più elevata, includente una seconda sorgente di tensione continua (VH), un associato secondo interruttore comandato (TH) ed un secondo diodo (DH) avente una capacità inferiore a quella di detto primo diodo (DL), detto secondo circuito generatore (TH, VH, DH) essendo atto ad iniettare nel dispositivo di ricircolo (CRD) una quantità di carica elettrica (QD) variabile in un modo non lineare in funzione della tensione, e per fornire inoltre una quantità di carica sufficiente a provocare l’interdizione di detto primo diodo (DL) quando detto primo interruttore comandato (TL) à ̈ chiuso.
2. 2. Cella di commutazione controllata secondo la rivendicazione 1, in cui detto primo diodo (DL) à ̈ un diodo a giunzione di semiconduzione, e detto secondo diodo (DH) à ̈ un diodo di tipo Schottky oppure à ̈ realizzato con una pluralità di diodi in serie.
3. 3. Cella di commutazione secondo una delle rivendicazioni precedenti, in cui detti primo e secondo diodo (DL, DH) hanno un rispettivo terminale omologo (catodo o anodo) collegato al terminale omologo (K o A) del diodo o della giunzione (FWD) del dispositivo di ricircolo di corrente (CRD).
4. 4. Cella di commutazione secondo una delle rivendicazioni precedenti, comprendente inoltre mezzi di comando (CTHL) predisposti per pilotare secondo modalità prestabilite l’interruttore comandato di potenza (T) e detti primo e secondo interruttore comandato (TL, TH), in modo tale per cui prima di una chiusura dell’interruttore comandato di potenza (T) viene inizialmente chiuso detto primo interruttore (TL) in modo tale da interdire il diodo o la giunzione (FWD) del dispositivo di ricircolo di corrente (CRD), poi dopo un intervallo di tempo maggiore dello storage time (Dtsg) di detto diodo o giunzione (FWD) viene chiuso anche detto secondo interruttore (TH), e infine viene chiuso l’interruttore comandato di potenza (T).
5. 5. Cella di commutazione secondo la rivendicazione 4, in cui ai mezzi di comando (CTHLFB) sono associati mezzi di monitoraggio e comparazione (MCKA) della tensione (VKA) ai capi del dispositivo di ricircolo di corrente (CRD, FWD), e in cui detti mezzi di comando (CTHLFB) sono predisposti per abilitare il funzionamento di detti mezzi di monitoraggio e comparazione (MCKA) simultaneamente con il comando in chiusura di detto primo interruttore comandato (TL), e detti mezzi di monitoraggio e comparazione (MCKA) sono predisposti per comandare la commutazione di detto secondo interruttore comandato (TH) in funzione del valore della tensione (VKA) monitorata ai capi del dispositivo di ricircolo di corrente (CRD, FWD).
6. 6. Cella di commutazione secondo la rivendicazione 5, in cui i mezzi di monitoraggio e comparazione (MCKA) sono inoltre collegati ad un ingresso di abilitazione di detti mezzi di comando (CTHLFB), per fornire a detti mezzi di comando (CTHLFB) un segnale di abilitazione alla chiusura dell'interruttore di potenza (T).
7. 7. Cella di commutazione secondo la rivendicazione 6, in cui detti mezzi di monitoraggio e comparazione (MCKADL) sono predisposti per monitorare anche la corrente fluente in detto primo diodo (DL), e comprendono mezzi logici di abilitazione (AND) atti a consentire il pilotaggio in chiusura di detto secondo interruttore comandato (TH) quando sia la tensione (VKA) monitorata ai capi del dispositivo di ricircolo di corrente (CRD, FWD), sia la corrente in detto primo diodo (DL) soddisfano condizioni prestabilite.
8. 8. Cella di commutazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il dispositivo di ricircolo di corrente (CRD) comprende almeno un transistore MOSFET con associato body-diode (BD).
9. 9. Cella di commutazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente due transistori MOSFET (MP, MN) con rispettivi circuiti di pilotaggio (HLMDP, HLMDN) e rispettivi primi e secondi diodi (DLP, DHP; DLN, DHN); detti circuiti di pilotaggio (HLMDP, HLMDN) essendo comandati da mezzi di comando della commutazione (CMHLFB) in modo tale per cui a seconda che la corrente (IO) al terminale comune (O) della cella (1) sia entrante od uscente, uno di detti transistori MOSFET (MP, MN) opera come interruttore comandato di potenza (CT), e l’altro di detti transistori MOSFET (MP, MN) opera come dispositivo di ricircolo di corrente (CRD).